JP5133035B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、直流電圧を交流電圧に変換して交流回転機等の各種負荷に電力を供給する電力変換装置に係り、特に、負荷の再起動時におけるトルクショック等の発生を抑制して再起動を確実かつ安定に行うことが可能な電力変換装置に関する。

直流電圧を交流電圧に変換して交流回転機等の各種負荷に電力を供給する電力変換器（インバータ）を備えた電力変換装置においては、電力変換器が再起動される場合が発生する。例えば、直流電源の出力が一時的に低下したために電力変換器の動作が停止されて負荷が空転状態になり、その途中で直流電源が回復すると電力変換器が再起動される。また、電車などでは惰行運転後に再加速する場合には、電力変換器が再起動される。

このように電力変換器を再起動する場合において、例えば交流回転機において、電力変換器から出力される交流電圧の回転位相角が、交流回転機の現時点の回転位相角（以下、実回転位相角と称す）と大きくずれていると、電力変換器を再起動した際、トルクショックが生じたり、電力変換器と交流回転機とを結ぶ電力配線に大きな電流が発生して電力変換器のスイッチング素子が破壊される場合がある。

そこで、従来、再起動時に上記のようなトルクショックや大きな電流発生を抑制して電力変換器を安定に起動するために、電圧検出器を用いて交流回転機の誘起電圧を検出し、その検出した誘起電圧に基づいて交流回転機の回転周波数、位相を演算して再起動を円滑に行うようにした技術が提案されている（例えば、下記の特許文献１〜３参照）。

すなわち、特許文献１では、永久磁石モータの端子（線間）電圧を検出し、検出した電圧と同位相の電圧を供給することにより、モータに流れる過渡電流を抑える方法が記載されている。
また、特許文献２では、モータ回転周波数が１０００Ｈｚを超過するような超高速モータ用に２つの線間電圧を検出して永久磁石モータの回転周波数と回転位相角を演算することが記載されている。
さらに、特許文献３では、同期機の複数の巻線のうち２相間に生じる１つの線間電圧を検出する線間電圧観測手段と、この線間電圧観測手段により検出された１つの線間電圧により同期機の回転周波数と回転位相角を演算して出力する推定演算手段を備え、検出された１つの線間電圧を用いて回転周波数と回転位相角を演算することが記載されている。

特開平０５−８３９６５号公報 特開２００５−６５４１０号公報 特開２００６−２１７７５４号公報

このように、上記の特許文献１〜３記載の従来技術では、電圧検出手段により線間電圧もしくは相電圧である端子電圧を検出して推定演算手段により回転位相角を演算しているが、この推定演算手段をマイクロコンピュータ（以下、マイコンと称す）で実現する場合、マイコンは電圧検出手段により検出された端子電圧を所定のサンプリング周期ごとに取り込むことになる。したがって、この場合には電圧を検出してから回転位相角を演算するまでに最低でもマイコンのサンプリング周期を必要とする。そのため、演算した回転位相角を用いて電力変換器を起動させる場合、最低でもマイコンのサンプリング周期の検出遅れ分だけずれた回転位相角で起動することになる。この推定した回転位相角と実回転位相角とがずれる現象は、交流回転機が高速回転になればなるほど顕著になり、また、動作速度の比較的遅い安価なマイコンを使用しているために検出遅れが大きくなればなるほど顕著になる。

例えば、交流回転機の回転周波数が３５０Ｈｚで検出遅れ（マイコンのサンプリング周期）が１２５μｓｅｃであると、実回転位相角のズレは３５０Ｈｚ×１２５μｓｅｃ×３６０°＝１５．７５°になる。同様に、検出遅れが１２５μｓｅｃであるとし、交流回転機の回転周波数が１０００Ｈｚとすると、実回転位相角のズレは１０００Ｈｚ×１２５μｓｅｃ×３６０°＝４５°になる。上記と同様に交流回転機の回転周波数が３５０Ｈｚで検出遅れが２５０μｓｅｃであると、実回転位相角のズレは３５０Ｈｚ×２５０μｓｅｃ×３６０°＝３１．５°になる。

このように、交流回転機の推定した回転位相角と実回転位相角とのずれは、交流回転機が高速回転になればなるほど顕著になり、また、安価なマイコンを適用することにより検出遅れが大きくなればなるほど顕著になることが判る。そして、実回転位相角とずれを生じた回転位相角を用いて電力変換器を起動すると、再起動時にトルクショックを生じたり、大きな電流が発生して電力変換器のスイッチング素子が破壊する場合がある。

この発明は、上記のような従来の課題を解消するためになされたもので、安価なマイコンを適用する場合であっても、惰行（空転）時から電力変換器を再起動させる際に、トルクショックや大電流の発生を抑制して再起動を確実かつ安定して行うことが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。

この発明の電力変換装置は、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器と、上記電力変換器によって駆動される負荷に加わる端子電圧を検出する電圧検出手段と、上記電圧検出手段により検出された端子電圧を所定のサンプリング周期で電圧検出値として取り込み、上記電圧検出値に基づいて次回の位相制御指令時刻における上記負荷の端子電圧の位相θｎ＋１を推定する電圧位相推定演算手段と、上記電圧位相推定演算手段により推定された位相θｎ＋１を上記負荷の再起動時における位相制御指令値として入力して上記電力変換器の制御を行う位相制御手段とを備え、上記電圧位相推定演算手段は、上記電圧検出手段により検出された端子電圧を所定のサンプリング周期でサンプリングして得られる今回とそれ以前の複数回の電圧検出値を用いて次回の位相制御指令時刻における電圧推定値Ｖ（ｎ＋１）を推定する電圧推定手段と、上記電圧推定手段より推定された電圧推定値Ｖ（ｎ＋１）に基づいて次回の位相制御指令時刻における位相θｎ＋１を算出する位相演算手段とを含むことを特徴としている。

この発明の電力変換装置によれば、負荷に加わる端子電圧を電圧検出手段により検出し、この検出電圧を所定のサンプリング周期で取り込み、電圧位相推定演算手段がこの検出電圧に基づいて次回の位相制御指令時刻における負荷の端子電圧の位相θ_ｎ＋１を推定し、次いで位相制御手段がこの推定した位相θ_ｎ＋１を上記負荷の再起動時における位相制御指令値として入力して電力変換器を再起動するようにしているので、負荷の端子電圧の位相と電力変換器の出力電圧の位相とが常に一致する。このため、安価なマイコンを適用する場合であっても、惰行（空転）時から電力変換器を再起動させる際に、トルクショックや大電流の発生を抑制して再起動を確実かつ安定して行うことが可能となる。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態１の電力変換装置１は、電力変換器（インバータ）２、第１、第２の各電圧検出手段３ａ，３ｂ、およびマイコン５を主体に構成されている。そして、直流電源６による直流電圧が電力変換器２に入力され、電力変換器２は、マイコン５からの制御信号に基づいて交流電圧を出力して負荷としての交流回転機（ここでは永久磁石モータ）７を制御、駆動する。

この場合の電力変換器２は、例えば、マイコン５からの指令に基づくゲート信号をスイッチング素子に出力して当該素子をＰＷＭ制御する制御部（いずれも図示省略）などを備えている。この電力変換器２のＰＷＭ制御に関しては既存の技術なので詳しい説明は省略する。また、交流回転機としては、本例では回転子に取り付けられた永久磁石により界磁を作る永久磁石モータ７が適用されるが、本発明はこれに限定されるものではない。

第１、第２の各電圧検出手段３ａ，３ｂは、例えば計器用変圧器（ＰＴ）等が適用され、電力変換器２と永久磁石モータ７間を結ぶ三相交流の電力配線間に接続されている。そして、第１電圧検出手段３ａは、永久磁石モータ７の端子電圧であるｕｖ相の線間電圧を検出し、また、第２電圧検出手段３ｂは、永久磁石モータ７の端子電圧であるｖｗ相の線間電圧を検出する。そして、第１、第２電圧検出手段３ａ，３ｂにより検出された各線間電圧はマイコン５に入力される。

マイコン５は、所定の制御プログラムをインストールすることにより、電圧位相推定演算手段１０および位相制御手段２０が構成されている。電圧位相推定演算手段１０は、第１、第２電圧検出手段３ａ，３ｂにより検出された各検出電圧を所定のサンプリング周期Ｔで取り込み、これらの各検出電圧に基づいて次回の位相制御指令時刻に対応する永久磁石モータ７の端子電圧の位相θ_ｎ＋１を推定する。また、位相制御手段２０は、この電圧位相推定演算手段１０により推定された位相θ_ｎ＋１を電力変換器２の再起動時における電圧位相指令値として入力して電力変換器２の制御を行う。なお、上記の電圧位相推定演算手段１０および位相制御手段２０は、マイコン５で構成されているものとしているが、これに限定されず、同等の機能を有するものであってもよい。

次に、上記構成を有する電力変換装置１のさらに詳しい構成、ならびにその動作、作用について、図２ないし図７を参照して説明する。

第１電圧検出手段３ａは、ｕｖ相の線間電圧の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ）を検出する。第２電圧検出手段３ｂは、ｖｗ相の線間電圧の電圧検出値Ｖｖｗ（ｎ）を検出する。第１、第２電圧検出手段３ａ，３ｂにより検出された各電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ），Ｖｖｗ（ｎ）は、マイコン５に電圧検出値として所定のサンプリング周期Ｔで取り込まれる。このように、マイコン５は、第１、第２電圧検出手段３ａ，３ｂで各端子電圧を所定のサンプリング周期Ｔで取り込んでから演算を行うので、位相制御手段２０から電力変換器２を制御するために出力される制御信号は、１サンプリング周期Ｔ分だけ遅れることになる。

このため、この実施の形態１では、電圧位相推定演算手段１０において、第１、第２電圧検出手段３ａ，３ｂにより検出された検出電圧を所定のサンプリング周期Ｔごとに取り込み、これらの検出電圧に基づいて、現在のサンプリング時刻から１サンプリング周期Ｔ分だけ時間経過した時刻を次回の位相制御指令時刻とし、その指令時刻に対応する永久磁石モータ７の端子電圧を推定する第１、第２電圧推定手段１１，１２を設けている。

この場合の第１、第２電圧推定手段１１，１２による電圧推定処理の原理は、端子電圧波形を２次関数の時系列データと見なし、ｔ_ｎを現在時刻、Ｔをサンプリング周期としたとき、今回サンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ），Ｖｖｗ（ｎ）と、その１回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１），Ｖｖｗ（ｎ−１）と、さらに２回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２），Ｖｖｗ（ｎ−２）とから、次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１（＝ｔ_ｎ＋Ｔ）に対応する電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１），Ｖｖｗ（ｎ＋１）を推定するものである。

ここで、いま、一方の第１の電圧推定手段１１に着目することとし、Ｖｕｖ（ｎ−２）からＶｕｖ（ｎ＋１）までを結ぶ曲線を２次関数とした場合について考える。このとき、次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１における電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１）は、今回のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ）と、その１回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１）と、さらにその２回前のサンプリング時の端子電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２）とを用いて、次の式（１）で表すことができる。

上記式（１）より、ａ、ｂ、ｃ、ｔ_ｎ−２、Ｔを消去し、次回の次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１（＝ｔ_ｎ＋Ｔ）における端子電圧の電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１）を求めると、次の式（２）のようになる。

式（２）に基づいて構成される処理ブロック図を示したものが図２における第１電圧推定手段１１である。なお、上記の説明は、一方の第１電圧推定手段１１に着目した場合であるが、同様に次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１における他方の電圧推定値Ｖｖｗ（ｎ＋１）を求める処理ブロック図を示したものが図２における第２電圧推定手段１２である。

したがって、第１、第２電圧推定手段１１，１２は、１回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１），Ｖｖｗ（ｎ−１）を記憶する第１の記憶素子１１ａ，１２ａと、２回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２），Ｖｖｗ（ｎ−２）を記憶する第２の記憶素子１１ｂ，１２ｂとを備え、第１の記憶素子１１ａ，１２ａに記憶された１回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１），Ｖｖｗ（ｎ−１）と、第２の記憶素子１１ｂ，１２ｂに記憶された２回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２），Ｖｖｗ（ｎ−２）と、今回のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ），Ｖｖｗ（ｎ）とに基づいて、次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１（＝ｔ_ｎ＋Ｔ）における電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１），Ｖｖｗ（ｎ＋１））を求める。

そして、第１、第２電圧推定手段１１，１２により推定された次回の位相制御指令時刻における端子電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１），Ｖｖｗ（ｎ＋１）は、共にαβ変換手段１５に入力される。αβ変換手段１５は、入力された電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１），Ｖｖｗ（ｎ＋１）を、次の式（３）に基づいて、３相交流電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ（もしくは、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を２相交流電圧Ｖα，Ｖβに変換する。

この式（３）は、図３に示す関係によって、３相交流座標（ｕ−ｖ−ｗ）系から２相交流座標（α−β）の座標変換を行うことを意味する。こうして演算された電圧推定値Ｖα（ｎ＋１）、Ｖβ（ｎ＋１）は次段の位相演算手段１６に入力される。

位相演算手段１６は、図４に示すように、αβ変換手段１５で得られた電圧推定値Ｖα（ｎ＋１）、Ｖβ（ｎ＋１）に基づいて、次回の位相制御指令時刻における電圧位相θ_ｎ＋１を推定する。すなわち、位相演算手段１６は、まず、除算器１６ａおよびアークタンジェント演算器１６ｂによって、次の式（４）を用いて位相θ１を算出する。つまり、除算器１６ａによりＶβ（ｎ＋１）÷Ｖα（ｎ＋１）を行い、続いて、アークタンジェント演算器１６ｂにより、Ｖβ（ｎ＋１）とＶα（ｎ＋１）の位相θ１を算出する。

この式（４）で演算したθ１は、アークタンジェントにより算出しているため、−π／２≦θ１≦π／２の範囲である。ここでは、位相θを正数で扱いたいので、π／２分かさ上げを行うために、第１加算器１６ｃによりθ１にπ／２を加算する。これにより、第１加算器１６ｃの出力θ２は、０≦θ２≦πの範囲となる。

また、Ｕ相電圧Ｖｕの方向とα軸電圧Ｖαの方向とが図３に示すように同軸上に取っていることから、α軸電圧Ｖα＜０の時に電圧位相θは、π≦θ≦２πの範囲にあると考えられる。そのため、比較器１６ｆでα軸電圧ＶαがＶα＜０の領域を判断し、比較器１６ｆはＶα＜０のときに“１”を出力するようになっている。そして、この比較器１６ｆから出力“１”が出力されると、第１切換器１６ｇは、その出力を“０”から“π”に切り替えて、第２加算器１６ｄに“π”を加算する。このように、Ｖαの正負の条件によって第１切換器１６ｇの出力が“０”または“π”となるので、第２加算器１６ｄの出力θ３は、０≦θ２≦πの範囲となる。続いて第２加算器１６ｄの出力θ３は、次段の第３加算器１６ｅに与えられる。

このとき、モータが正転方向（もしくは、前進方向）のときには、後述のように、第２切換器１６ｉは“０”を出力しているので、正転方向（前進方向）のときの第３加算器１６ｅの出力θ_ｎ＋１は、０≦θ_ｎ＋１≦２πの範囲となる。

一方、逆転方向（もしくは、後進方向とも言う）のときには、α軸電圧Ｖαとβ軸電圧Ｖβの関係より回転方向検出手段１６ｈによって逆転方向を検出する。回転方向検出手段１６ｈは逆転方向（後進方向）を検出した場合には、“１”を出力し、その出力信号により第２切換器１６ｉは、その出力を“０”から“π／２”に切り替えて第３加算器１６ｅに与える。このため、第３加算器１６ｅは位相θ３に“π／２”を加算する。したがって、逆転方向（後進方向）のときの第３加算器１６ｅの出力θ_ｎ＋１は、正転時の範囲に“π／２”だけ加算した範囲、すなわちπ／２≦θ_ｎ＋１≦５π／２の範囲となる。このようにして、第３加算器１６ｅの出力が次回の位相制御指令時刻における電圧位相θ_ｎ＋１として推定され、この推定された電圧位相θ_ｎ＋１は、次段の位相制御手段２０に入力される。

なお、回転方向検出手段１６ｈによる回転方向検出については、図３に示す３相交流座標とい２相交流座標の関係から表１に示すように、α軸電圧Ｖαが「−」から「＋」へ符号反転をするときにβ軸電圧Ｖβが「−」である場合、もしくは、α軸電圧Ｖαが「＋」から「−」へ符号反転をするときにβ軸電圧Ｖβが「＋」である場合に正転方向（前進方向）と推定する。また、α軸電圧Ｖαが「−」から「＋」へ符号反転をするときにβ軸電圧Ｖβが「−」である場合、もしくは、α軸電圧Ｖαが「＋」から「−」へ符号反転をするときにβ軸電圧Ｖβが「＋」である場合に逆転方向（後進方向）と推定する。

上記の回転方向検出手段１６ｈの回転方向の検出方法は、α軸電圧Ｖαの符号が反転する時のβ軸電圧Ｖβの符号により回転方向を検出していたが、これに限らず、例えば表２に示すように、β軸電圧Ｖβの符号が反転する時のα軸電圧Ｖαの符号により回転方向を検出することも可能である。

位相制御手段２０は、例えば、図５に示すような構成を備えており、電圧位相推定演算手段１０により推定された次回の位相制御指令時刻における電圧位相θ_ｎ＋１を永久磁石モータ７の再起動時における電圧位相指令値として取り込んで電力変換器２の制御を行う。

すなわち、位相制御手段２０は、まず、周波数指令設定手段２１によって予め設定された周波数指令に応じて周波数指令／電圧変換手段２２によって電圧指令の振幅Ｖを求める。また、周波数指令設定手段２１によって設定された周波数指令ｆ^＊に掛算器２３により“２π”を掛け合わせて周波数指令ｆ^＊［Ｈｚ］を角周波数ω^＊（＝２πｆ^＊）［ｒａｄ／ｓｅｃ］に単位変換を行う。次いで積分器２４は、この角周波数ω^＊［ｒａｄ／ｓｅｃ］を積分することにより位相θを求める。

引き続いて、次段の三相電圧正弦波発生器２５は、積分器２４により算出した位相θ、ならびに前述の位相演算手段１６で演算された次回の位相制御指令時刻における電圧位相θ_ｎ＋１に基づいて、次の式（５）によって互いに（２／３）πずれた各電圧指令を生成する。続いて、式（５）で得られた各値に周波数指令／電圧変換手段２２によって得られた電圧指令の振幅Ｖを掛算器２６により掛け合わせることにより、式（６）に示すように互いに（２／３）πずれた三相の電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を求め、これらの電圧指令値を再起動時における制御信号として電力変換器２に出力する。

このように、位相制御手段２０で得られた式（６）に示す各三相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を再起動時における制御信号として電力変換器２に出力すれば、電力変換器２の出力電圧と交流回転機の誘起電圧との関係は、図６（ａ）に示すようになる。つまり、電力変換器２の再起動時の電圧位相は、永久磁石モータ７の実際の電圧位相と略一致するようになるため、不要な電流やトルクショックを発生することが無い。これに対して、従来技術の電力変換器２の出力電圧と交流回転機の電圧との関係は、図６（ｂ）に示すようになる。つまり、サンプリング周期による電圧の位相遅れが発生し、そのため、電力変換器２の出力電圧と永久磁石モータ７との電圧に位相のズレが生じるので、電圧差により不要な電流およびトルクが発生する。

なお、この実施の形態１では、位相制御手段２０の一例として、図５に示した構成を示したが、ベクトル制御など高性能な他の方法による位相制御手段２０を用いても同様の効果が得られることは勿論である。

電圧推定値を推定した電鉄用のモータを用いたシミュレーション結果および実端子電圧波形を図７に示す。なお、ここでのシミュレーション条件は、線間電圧の周波数は３５０Ｈｚ、サンプリング周期Ｔは１２５μｓｅｃ、サンプリング周期Ｔによる電圧の位相遅れは３５０Ｈｚ×１２５μｓｅｃ×３６０°＝１５．７５°としている。なお、同図（ｂ）は同図（ａ）の実線間電圧（実線）と線間電圧検出値（太点線）を取り出して部分拡大したもの、同図（ｃ）は同図（ａ）の実線間電圧（実線）と電圧推定値（細点線）を取り出して部分拡大したものである。

図７から分かるように、電圧位相推定演算手段１０の第１電圧推定手段１１によって推定した電圧推定値Ｖ（細点線）は、実端子電圧値（実線）とほぼ一致し、この推定した電圧値を用いることによりサンプリング遅れなしで端子電圧の電圧位相を推定できることが理解される。

以上のように、この実施の形態１では、永久磁石モータ７に加わる端子電圧を第１、第２電圧検出手段３ａ，３ｂで検出し、この検出電圧を所定のサンプリング周期でマイコン５に取り込み、電圧位相演算手段１０でこの検出電圧に基づいて次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１における永久磁石モータ７の端子電圧の位相θ_ｎ＋１を推定し、次いで位相制御手段２０がこの推定した位相θ_ｎ＋１を再起動時における位相制御指令値として入力して電力変換器２を制御するので、端子電圧の検出遅れ分が存在するときには電圧位相を進めるように補正される。これにより、永久磁石モータ７の電圧位相と電力変換器２の出力電圧の位相とが常に一致するようになり、安価なマイコン５を適用した場合でも、モータ７が高速回転している惰行（空転）時から電力変換器２を再起動させる際に、起動時のトルクショックや大きな電流の発生を抑制することが可能となる。

実施の形態２．
図８は本発明の実施の形態２における電力変換装置の電圧位相推定演算手段の構成を示すブロック図であり、上記の実施の形態１と対応する構成部分には同一符号を付す。

この実施の形態２では、電圧位相推定演算手段１０を構成する第１、第２電圧推定手段１１，１２の構成が実施の形態１の場合と異なっている。その他の構成は、実施の形態１の場合と同様であるので説明は省略し、ここでは、第１、第２電圧推定手段１１，１２についてのみ説明する。

この実施の形態２の第１、第２電圧推定手段１１，１２による電圧推定処理の原理は、端子電圧波形を３次関数の時系列データと見なし、ｔ_ｎを現在時刻、Ｔをサンプリング周期としたとき、今回のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ），Ｖｖｗ（ｎ）と、その１回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１），Ｖｖｗ（ｎ−１）と、２回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２），Ｖｖｗ（ｎ−２）と、さらに３回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−３），Ｖｖｗ（ｎ−３）に基づいて、次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１（＝ｔ_ｎ＋Ｔ）における電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１），Ｖｖｗ（ｎ＋１）を推定することである。

ここで、いま一方の第１の電圧推定手段１１に着目することとし、このときのＶｕｖ（ｎ−３）〜Ｖｕｖ（ｎ＋１）を結ぶ曲線を３次関数とした場合について考える。このとき、次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１（＝ｔ_ｎ＋Ｔ）における電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１）は、今回サンプリング時の直流電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ）と、１回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１）と、２回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２）と、３回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−３）とを用いて、次の式（７）で表すことができる。

上記式（７）より、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｔ_ｎ−３、Ｔを消去し、次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１における電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１）を求めると、式（８）のようになる。

式（８）に基づいて構成される処理ブロック図を示したものが図８における第１電圧推定手段１１である。なお、上記の説明は、一方の第１電圧推定手段１１に着目した場合であるが、同様に次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１における他方の電圧推定値Ｖｖｗ（ｎ＋１）を求める処理ブロック図を示したものが図８における第２電圧推定手段１２である。

したがって、第１、第２の電圧推定手段１１，１２は、１回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１），Ｖｖｗ（ｎ−１）を記憶する第１の記憶素子１１ａ，１２ａと、２回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２），Ｖｖｗ（ｎ−２）を記憶する第２の記憶素子１１ｂ，１２ｂと、３回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−３），Ｖｖｗ（ｎ−３）を記憶する第３の記憶素子１１ｃ，１２ｃとを有する。

そして、第１の記憶素子１１ａ，１２ａに記憶された１回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１），Ｖｖｗ（ｎ−１）と、第２の記憶素子１１ｂ，１２ｂに記憶された２回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２），Ｖｖｗ（ｎ−２）と、第３の記憶素子１１ｃ，１２ｃに記憶された３回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−３），Ｖｖｗ（ｎ−３）と、今回のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ），Ｖｖｗ（ｎ）と基づいて、次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１（＝ｔ_ｎ＋Ｔ）における電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１），Ｖｖｗ（ｎ＋１）を求める。
以降の処理は実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは説明を省略する。

以上のように、この実施の形態２では、実施の形態１と同様に、永久磁石モータ７の電圧位相と電力変換器２の出力電圧の位相が常に一致することになるので、再起動時のトルクショックや大きな電流を抑制する効果が得られることに加えて、３回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−３），Ｖｖｗ（ｎ−３）を追加することによって、実施の形態１よりもさらに精度の良い推定結果を得ることができる。

実施の形態３．
図９は本発明の実施の形態３における電力変換装置の電圧位相推定演算手段の構成を示すブロック図であり、実施の形態１と対応する構成部分には同一符号を付す。

この実施の形態３では、電圧位相推定演算手段１０を構成する第１、第２電圧推定手段１１，１２の構成が実施の形態１の場合と異なっている。その他の構成は、実施の形態１の場合と同様であるので説明は省略し、ここでは、第１、第２電圧推定手段１１，１２についてのみ説明する。

この実施の形態３の第１、第２電圧推定手段１１，１２による電圧推定処理の原理は、直流電圧波形を４次関数の時系列データと見なし、ｔ_ｎを現在時刻、Ｔをサンプリング周期としたとき、今回のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ），Ｖｖｗ（ｎ）と、１回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１），Ｖｖｗ（ｎ−１）と、２回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２），Ｖｖｗ（ｎ−２）と、３回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−３），Ｖｖｗ（ｎ−３）と、４回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−４），Ｖｖｗ（ｎ−４）とに基づいて、次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１（＝ｔ_ｎ＋Ｔ）における電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１），Ｖｖｗ（ｎ＋１）を推定することである。

ここで、いま一方の第１電圧推定手段１１に着目することとし、Ｖｕｖ（ｎ−４）〜Ｖｕｖ（ｎ＋１）を結ぶ曲線を４次関数とした場合について考える。このとき、次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１における電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１）は、今回のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ）と、１回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１）と、２回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２）と、３回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−３）と、４回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−４）とを用いて、次の式（９）で表すことができる。

上記式（９）より、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｔ_ｎ−４、Ｔを消去し、次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１における電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１）を求めると、式（１０）のようになる。

式（１０）に基づいて構成される処理ブロック図を示したものが図９における第１電圧推定手段１１である。なお、上記の説明は、一方の第１電圧推定手段１１に着目した場合であるが、同様に次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１における他方の電圧推定値Ｖｖｗ（ｎ＋１）を求める処理ブロック図を示したものが図９における第２電圧推定手段１２である。

したがって、第１、第２電圧推定手段１１，１２は、１回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１），Ｖｖｗ（ｎ−１）を記憶する第１の記憶素子１１ａ，１２ａと、２回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２），Ｖｖｗ（ｎ−２）を記憶する第２の記憶素子１１ｂ，１２ｂと、３回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−３），Ｖｖｗ（ｎ−３）を記憶する第３の記憶素子１１ｃ，１２ｃと、４回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−４），Ｖｖｗ（ｎ−４）を記憶する第４の記憶素子１１ｄ，１２ｄとを有する。

そして、第１の記憶素子１１ａ，１２ａに記憶された１回前のサンプリング時の端子電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１），Ｖｖｗ（ｎ−１）と、第２の記憶素子１１ｂ，１２ｂに記憶された２回前のサンプリング時の端子電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２），Ｖｖｗ（ｎ−２）と、第３の記憶素子１１ｃ，１２ｃに記憶された３回前のサンプリング時の端子電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−３），Ｖｖｗ（ｎ−３）と、第４の記憶素子１１ｄ，１２ｄに記憶された４回前のサンプリング時の端子電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−４），Ｖｖｗ（ｎ−４）と、今回のサンプリング時の端子電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ），Ｖｖｗ（ｎ）とに基づいて、次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１（＝ｔ_ｎ＋Ｔ）における電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１），Ｖｖｗ（ｎ＋１）を求める。
以降の処理は実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは説明を省略する。

以上のように、この実施の形態３では、実施の形態１，２と同様に、永久磁石モータ７の電圧位相と電力変換器２の出力電圧の位相が常に一致することになるので、再起動時のトルクショックや大きな電流を抑制する効果が得られることに加えて、４回前のサンプリング時刻の端子電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−４），Ｖｖｗ（ｎ−４）を追加することによって、実施の形態２の場合よりもさらに一層精度の良い推定結果を得ることができる。

実施の形態４．
図１０は本発明の実施の形態４における電力変換装置の構成を示すブロック図、図１１は同装置の電圧位相推定演算手段の構成を示すブロック図、図１２は同電圧位相推定演算手段を構成する位相演算手段の構成を示すブロック図である。なお、実施の形態１と対応する構成部分には同一符号を付す。

この実施の形態４では、電圧位相推定演算手段１０がαβ変換手段１５および位相演算手段１６で構成されており、実施の形態１〜３のように第１、第２の電圧推定手段１１，１２が省略されている点で構成が大きく異っている。

すなわち、前述の実施の形態１では、次回の位相制御指令時刻における電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１），Ｖｖｗ（ｎ＋１）を第１、第２電圧推定手段１１，１２によって算出し、それらの電圧推定値から端子電圧の位相θ_ｎ＋１を算出している。これに対して、この実施の形態４では、第１、第２電圧検出手段３ａ，３ｂによって検出された今回のサンプリング時の検出電圧Ｖｕｖ（ｎ），Ｖｖｗ（ｎ）をそのまま利用して今回の電圧位相θ_ｎを演算するとともに、今回の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ），Ｖｖｗ（ｎ）に基づいて速度演算を行ってサンプリング周期Ｔの長さに起因した回転速度に応じた位相遅れ分θ_ｄを求め、今回の電圧位相θ_ｎをこの位相遅れ分θ_ｄによって補正することで、次回の位相制御指令時刻における端子電圧の位相θ_ｎ＋１を算出するものである。

具体的には、電圧位相推定演算手段１０のαβ変換手段１５には、今回のサンプリング時において第１、第２電圧検出手段３ａ，３ｂによって検出された電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ），Ｖｖｗ（ｎ）が直接に入力され、αβ変換手段１５は、実施の形態１と同様に、（３）式に基づいてα軸電圧Ｖα（ｎ）およびβ軸電圧Ｖβ（ｎ）を算出し、その結果を次段の位相演算手段１６に与える。

位相演算手段１６は、図１２に示すように、実施の形態１（図４）の構成に対してさらに速度演算手段１６ｊ、位相進み演算手段１６ｋ、および第４加算器１６ｍが追加されている。まず、速度演算手段１６ｊは、α軸電圧Ｖα（ｎ）、β軸電圧Ｖβ（ｎ）から永久磁石モータ７の現在の速度（回転角周波数）ωを以下の（１１）式によって算出する。なお、（１１）式のΦは、永久磁石モータ７の磁石磁束を示し、予め判っている所定の定数である。

続いて、位相進み演算手段１６ｋは、（１１）式より演算された回転角周波数ωを用いて、サンプリング周期Ｔの長さに起因した位相遅れを補償するために、以下の（１２）式によって位相遅れ補償位相θ_ｄを算出する。

第３加算器１６ｅからは、今回のサンプリング時において得られた電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ），Ｖｖｗ（ｎ）に基づく回転方向を考慮した現時点での電圧位相θ_ｎが出力されるので、次段の第４加算器１６ｍにより、第３加算器１６ｅの出力位相θ_ｎに対して位相進み演算手段１６ｋにより演算された位相遅れ補償位相θ_ｄを加算することにより、次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１における電圧位相θ_ｎ＋１（＝θ_ｎ＋θ_ｄ）が得られる。

以上のように、この実施の形態４では、実施の形態１〜３と同様に、永久磁石モータ７の電圧位相と電力変換器２の出力電圧の位相が常に一致することになるので、再起動時のトルクショックや大きな電流を抑制する効果が得られるだけでなく、これに加えて、実施の形態１〜３のような第１、第２の電圧推定手段１１，１２を設ける必要がなく、位相演算手段１６に速度演算手段１６ｊ、位相進み演算手段１６ｋ、および第４加算器１６ｍを追加するだけでよいので、マイコン全体として演算処理量を削減することができ、演算負荷を軽減することが可能となる。

実施の形態５．
図１３は、本発明の実施の形態５における電力変換装置の構成を示すブロック図であり、実施の形態１と対応する構成部分には同一の符号を付す。

この実施の形態５の特徴は、交流回転機として、上記の各実施の形態１〜４における永久磁石モータ７の代わりに誘導モータ８で構成されていることである。誘導モータ８の場合、永久磁石モータ７と異なり、回転子に磁石は無いが、ほとんどの場合が回転子のインダクタンスに残留電圧が残っているので、その残留電圧を第１、第２電圧検出手段３ａ，３ｂで検出することにより、永久磁石モータ７を用いた実施の形態１と同様の処理が可能である。
なお、マイコン５で構成される電圧位相推定演算手段１０や位相制御手段２０としては、実施の形態１〜４の何れの構成のものを用いても同様の効果が期待できることは言うまでもない。

以上のように、この実施の形態５では、誘導モータ８が高速回転している際に、第１、第２電圧検出手段３ａ，３ｂによって端子電圧を所定のサンプリング周期で検出し、検出した端子電圧に基づいて次回の位相制御指令時刻における位相θ_ｎ＋１を推定し、推定した位相θ_ｎ＋１に基づいて電力変換器２を起動することにより、誘導モータ８の起動時のトルクショックや大きな電流発生を有効に抑制することができる。

実施の形態６．
図１４は本発明の実施の形態６における電力変換装置の構成を示すブロック図、図１５は同装置の電圧位相推定演算手段の構成を示すブロック図、図１６は位相演算手段の構成を示すブロック図であり、図１ないし図５に示した実施の形態１と対応する構成部分には同一の符号を付す。

この実施の形態６の特徴は、Ｕ相電圧と永久磁石モータ７２の中性点Ｎ間に単一の電圧検出手段３ｃが取り付けられており、この電圧検出手段３ｃによってＵ相の端子電圧Ｖｕｎ（ｎ）を検出するようにしている。そして、この電圧検出手段３ｃにより検出されたＵ相の電圧検出値Ｖｕｎ（ｎ）が電圧位相推定演算手段１０に入力されるようになっている。なお、ここでは、電圧検出手段３ｃによってＵ相の端子電圧Ｖｕｎ（ｎ）を検出しているが、これに限らず、Ｖ相あるいはＷ相の端子電圧Ｖｖｎ（ｎ），Ｖｗｎ（ｎ）を検出してもよい。

また、電圧位相推定演算手段１０は、図１５に示すように、単一の電圧推定手段１３と位相演算手段１６とで構成されており、実施の形態１〜４のようなαβ変換手段１５が省略されている。そして、この実施の形態６の電圧推定手段１３は、Ｕ相電圧検出値Ｖｕｎ（ｎ）を用いて、既述の（２）式に準じて次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１（＝ｔ_ｎ＋Ｔ）における電圧推定値Ｖｕｎ（ｎ＋１）を推定し、この電圧推定値Ｖｕｎ（ｎ＋１）を次段の位相演算手段１６に与える。なお、この場合の電圧推定手段１３の動作については、実施の形態１の場合と同様であるので、ここでは詳しい説明は省略する。

位相演算手段１６は、図１６に示すような構成を備えており、電圧推定手段１３で得られた電圧推定値Ｖｕｎ（ｎ＋１）に基づいて次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１（＝ｔ_ｎ＋Ｔ）における端子電圧の位相θ_ｎ＋１を算出する。この場合の端子電圧の位相θ_ｎ＋１を算出する原理について、次に説明する。

電圧推定手段１３で得られる電圧推定値Ｖｕｎ（ｎ＋１）は、振幅をＡ、交流電圧の回転角周波数をω［ｒａｄ］とすると、次の式（１３）で表すことができる。

式（１３）で表されたＶｕｎ（ｎ＋１）を１回微分した（Ｖｕｎ（ｎ＋１））’は、次の式（１４）で表すことができる。

さらに式（１４）で表された（Ｖｕｎ（ｎ＋１））’を１回微分した（Ｖｕｎ（ｎ＋１））”は、次の式（１５）で表すことができる。すなわち、式（１５）は、Ｖｕｎ（ｎ＋１）を２回微分したものであり、これが２回微分手段１６ｐの出力値となる。

除算手段１６ｑは、式（１５）を式（１３）により除算するので、式（１６）に示すように“−ω２”が演算でき、これが除算手段１６ｑの出力となる。

そして、次段の乗算手段１６ｒにより除算手段１６ｑの出力値“−ω^２”に“−１”を掛けることによりω^２となり、さらに、次段の平方根手段１６ｓにより乗算手段１６ｒの出力値ω^２の平方根を求めることで、電圧推定値Ｖｕｎ（ｎ＋１）に対応した速度を示す回転角周波数ω［ｒａｄ］が算出される。続いて、その算出したω値を積分器１６ｔで積分することにより次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１（＝ｔ_ｎ＋Ｔ）における端子電圧の位相θ_ｎ＋１が算出される。

次に、この位相θ_ｎ＋１を実施の形態１の場合と同様、例えば図５に示した構成を有する位相制御手段２０に次回の位相制御指令時刻における位相制御指令値として入力することにより、位相制御手段２０が、この位相θ_ｎ＋１に基づいて電力変換器２を起動する。

以上のように、この実施の形態６では、実施の形態１〜４と同様に、永久磁石モータ７の電圧位相と電力変換器２の出力電圧の位相が常に一致することになるので、再起動時のトルクショックや大きな電流発生を抑制する効果が得られることに加えて、単一の電圧検出手段３ｃを設ければ良く、またαβ変換手段１５も省略できる。これに伴い、コスト削減が図れるとともに、電圧位相推定演算処理を行うマイコン５の負荷を全体として削減することが可能となる。

実施の形態７．
この実施の形態７における電力変換装置の特徴は、マイコン５によるサンプリング周期の制御遅れに加えて、電力変換器２の動作遅れを考慮することにより、実施の形態１よりもさらに永久磁石モータ７の電圧位相と電力変換器２の出力電圧の位相とが一致するように構成したものである。なお、この実施の形態７では、実施の形態１に比べて電圧推定手段１１，１２の処理内容が異なるのみで、その他の構成、作用は同じであるので、ここでは、この電圧推定手段１１，１２の処理内容について詳しく説明する。

この実施の形態７の電圧推定手段１１，１２による電圧推定処理の原理は、端子電圧波形を２次関数の時系列データと見なし、ｔ_ｎを現在時刻、Ｔをサンプリング周期としたとき、今回サンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ），Ｖｖｗ（ｎ）と、その１回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１），Ｖｖｗ（ｎ−１）と、さらに２回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２），Ｖｖｗ（ｎ−２）とから、次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１を現在時刻ｔ_ｎからサンプリング周期Ｔの１．５倍の時間が経過した時刻と見なして、この時刻ｔ_ｎ＋１．５Ｔにおける電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１．５），Ｖｖｗ（ｎ＋１．５）を推定するものである。

すなわち、この実施の形態７では、図１７に示すように、電力変換器２の動作遅れを考慮し、次回のサンプリング時刻ｔ_ｎ＋Ｔに０．５Ｔ分だけ進ました時刻ｔ_ｎ＋１．５Ｔを次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１として、その時刻の電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１．５），Ｖｖｗ（ｎ＋１．５）を求めるようにしたものである。

したがって、いま、一方の第１の電圧推定手段１１に着目することとし、端子電圧波形を２次関数とした場合について考える。このとき、次回のサンプリング時刻ｔ_ｎ＋Ｔに０．５Ｔ分だけ進ました時の電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１．５）は、今回のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ）と、その１回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１）と、さらに２回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２）とを用いて、次の式（１７）で表すことができる。

上記式（１７）より、ａ、ｂ、ｃ、ｔ_ｎ−２、Ｔを消去し、次回のサンプリング時刻ｔ_ｎ＋Ｔからさらに０．５Ｔ分だけ進ました時刻の電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１．５）を求めると、式（１８）のようになる。

式（１８）により第１電圧推定手段１１を構成することより、電力変換器２の遅れを考慮して、次回のサンプリング時刻ｔ_ｎ＋Ｔにさらに０．５Ｔ分だけ進ました時刻ｔ_ｎ＋１．５Ｔを次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１として、そのときの電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１．５）が得られる。第２電圧推定手段１２についても、同様にして電圧推定値Ｖｖｗ（ｎ＋１．５）が得られるので、これらの電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１．５），Ｖｖｗ（ｎ＋１．５）を用いることにより、実施の形態１の場合よりさらに精度良く永久磁石モータ７の電圧位相と電力変換器２の出力電圧の位相を一致させることができる。

なお、上記の説明では、実施の形態１と同様に端子電圧波形を２次関数の時系列データと見なして電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１．５），Ｖｖｗ（ｎ＋１．５）を求めたが、先の実施の形態２のように、３次関数の時系列データと見なして電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１．５），Ｖｖｗ（ｎ＋１．５）を求めることも可能である。

すなわち、いま、一方の第１の電圧推定手段１１に着目することとし、端子電圧波形を３次関数とした場合について考える。このとき、次回のサンプリング時刻ｔ_ｎ＋Ｔに０．５Ｔ分だけ進ました時の電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１．５）は、今回サンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ）と、その１回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１）と、２回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２）と、さらに３回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−３）とを用いて、次の式（１９）で表すことができる。

上記式（１９）より、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｔ_ｎ−３、Ｔを消去し、次回のサンプリング時刻ｔ_ｎ＋Ｔからさらに０．５Ｔ分だけ進ました時刻の電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１．５）を求めると、次の式（２０）のようになる。

また、先の実施の形態３のように、４次関数の時系列データと見なして電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１．５），Ｖｖｗ（ｎ＋１．５）を求めることも可能である。すなわち、いま、一方の第１の電圧推定手段１１に着目することとし、端子電圧波形を４次関数とした場合について考える。このとき、次回のサンプリング時刻ｔ_ｎ＋Ｔに０．５Ｔ分だけ進ました時の電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１．５）は、今回サンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ）と、その１回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−１）と、２回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−２）と、さらに３回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−３）と、４回前のサンプリング時の電圧検出値Ｖｕｖ（ｎ−４）とを用いて、次の式（２１）で表すことができる。

上記式（２１）より、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｔ_ｎ−４を消去し、次回のサンプリング時刻ｔ_ｎ＋Ｔからさらに０．５Ｔ分だけ進ました時刻の電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１．５）を求めると、式（２２）のようになる。

以上のように、この実施の形態７では、次回のサンプリング時刻ｔ_ｎ＋Ｔにさらに０．５Ｔ分だけ進ました時刻ｔ_ｎ＋１．５Ｔを次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１としたとき、その時刻における電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１．５），Ｖｖｗ（ｎ＋１．５）が得られるので、マイコン５によるサンプリング周期に起因した制御遅れだけでなく、電力変換器２の動作遅れの影響も同時に解消することができる。このため、実施の形態１〜３の場合よりもさらに永久磁石モータ７の電圧位相と電力変換器２の出力電圧の位相を一致させることができ、再起動時のトルクショックや大きな電流の発生を抑制する効果が得られる。

実施の形態８．
上記の実施の形態７では、電力変換器２の動作遅れを考慮し、第１、第２の電圧推定手段１１，１２によって次回のサンプリング時刻に０．５Ｔ分だけ進ました時刻ｔ_ｎ＋１．５Ｔに対応する電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１．５），Ｖｖｗ（ｎ＋１．５）を推定するようにしたが、この実施の形態８では、さらにこれを一般化して、図１８に示すように、次回のサンプリング時刻ｔ_ｎ＋ＴにｋＴ分だけ進ました（あるいは遅らせた）時刻を次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１とし、この時刻における電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１＋ｋ），Ｖｖｗ（ｎ＋１＋ｋ）を推定するようにしたものである。

ここで、係数ｋは、−１＜ｋ＜１の範囲の値であり、電力変換器２のスイッチング素子の動作遅れやデットタイムによる遅れ要素など、電力変換器２の性能や構成を考慮して具体的な数値が決定される。なお、上記の実施の形態７は、ｋ＝０．５に設定した場合である。

ここで、端子電圧波形を２次関数の時系列データと見なすと、上記の実施の形態７の式（１７）を、次の式（２３）のように変形することができる。

上記の式（２３）より、ａ、ｂ、ｃ、ｔ_ｎ−２、Ｔを消去し、次回のサンプリング時刻ｔ_ｎ＋ＴにｋＴ時間分だけ進ました（あるいは遅らせた）時刻ｔ_ｎ＋Ｔ＋ｋＴに対応する電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１＋ｋ）を求めると、式（２４）のようになる。

以上のように、この実施の形態８では、次回のサンプリング時刻ｔ_ｎ＋ＴにさらにｋＴ分だけ進ました（あるいは遅らせた）時刻ｔ_ｎ＋Ｔ＋ｋＴを次回の位相制御指令時刻ｔ_ｎ＋１としたとき、その時刻における電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１＋ｋ），Ｖｖｗ（ｎ＋１＋ｋ）が得られ、しかも、係数ｋは固定された値ではなくて電力変換器２の性能や構成を考慮して具体的な数値が決定されるため、実施の形態７の場合よりもさらに柔軟に対応することができ、マイコン５によるサンプリング周期に起因した制御遅れ、および電力変換器２の動作遅れの影響を同時に解消することができる。

なお、上記の説明では、端子電圧波形を２次関数の時系列データと見なしたが、３次関数の時系列データと見なして電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１＋ｋ），Ｖｖｗ（ｎ＋１＋ｋ）を求めることもできる。この場合には、上記の実施の形態７の式（１９）を、次の式（２５）のように変形することができる。

上記の式（２５）より、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｔ_ｎ−３、Ｔを消去し、次回のサンプリング時刻にｋＴ時間分だけ進ました（あるいは遅らせた）時刻ｔ_ｎ＋Ｔ＋ｋＴに対応する電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１＋ｋ）を求めると、式（２６）のようになる。

また、端子電圧波形を４次関数の時系列データと見なして電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１＋ｋ），Ｖｖｗ（ｎ＋１＋ｋ）を求めることもできる。この場合には、上記の実施の形態７の式（２１）を、次の式（２７）のように変形することができる。

上記の式（２７）より、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｔ_ｎ−４、Ｔを消去し、次回のサンプリング時刻にｋＴ時間分だけ進ました（あるいは遅らせた）時刻ｔ_ｎ＋Ｔ＋ｋＴに対応する電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１＋ｋ）を求めると、式（２８）のようになる。

このように、端子電圧波形を３次関数、あるいは４次関数の時系列データと見なして電圧推定値Ｖｕｖ（ｎ＋１＋ｋ），Ｖｖｗ（ｎ＋１＋ｋ）を求めることもでき、これによりさらに精度良くマイコン５によるサンプリング周期に起因する制御遅れや電力変換器２の動作遅れの影響を解消することが可能となる。

なお、上記の各実施の形態１〜８では、電力変換器２に接続された負荷として交流回転機（永久磁石モータ７や誘導モータ８）の場合を示したが、交流回転機としては同期機や誘導機に限定されるものではない。また、交流回転機に限定されず、その他の負荷、例えばリニアインダクションモータ、リニア同期モータやソレノイド等の電磁アクチュエータを制御するものに適用した場合も同様の効果が期待できる。

本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示すブロック図である。 同装置の電圧位相推定演算手段の構成を示すブロック図である。 ３相交流座標系から２相交流座標系へ変換する場合の両者の関係を示す説明図である。 図２における位相演算手段の構成を示すブロック図である。 図１における位相制御手段の構成を示すブロック図である。 電力変換器の出力電圧と交流回転機の誘起電圧との関係を示したベクトル図であり、同図（ａ）は本発明の場合、同図（ｂ）は従来技術の場合をそれぞれ示している。 本発明の実施の形態１における電圧推定手段の効果を確認したシミュレーション結果の一例を示す説明図である。 本発明の実施の形態２における電力変換装置の電圧位相推定演算手段の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３における電力変換装置の電圧位相推定演算手段の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態４における電力変換装置の構成を示すブロック図である。 同装置の電圧位相推定演算手段の構成を示すブロック図である。 図１１における位相演算手段の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態５における電力変換装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態６における電力変換装置の構成を示すブロック図である。 同装置の電圧位相推定演算手段の構成を示すブロック図である。 図１５における位相演算手段の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態７における電力変換装置の電圧推定手段による電圧推定動作の説明図である。 本発明の実施の形態８における電力変換装置の電圧推定手段による電圧推定動作の説明図である。

符号の説明

１ 電力変換装置、２ 電力変換器、３ａ，３ｂ，３ｃ 電圧検出手段、
５ マイコン、６ 直流電源、７ 永久磁石モータ（負荷）、８ 誘導モータ（負荷）、１０ 電圧位相推定演算手段、１１，１２，１３ 電圧推定手段、１５ αβ変換手段、１６ 位相演算手段、２０ 位相制御手段。

Claims (7)

1. 直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器と、
   上記電力変換器によって駆動される負荷に加わる端子電圧を検出する電圧検出手段と、
   上記電圧検出手段により検出された端子電圧を所定のサンプリング周期で電圧検出値として取り込み、上記電圧検出値に基づいて次回の位相制御指令時刻における上記負荷の端子電圧の位相θｎ＋１を推定する電圧位相推定演算手段と、
   上記電圧位相推定演算手段により推定された位相θｎ＋１を上記負荷の再起動時における位相制御指令値として入力して上記電力変換器の制御を行う位相制御手段とを備え
   上記電圧位相推定演算手段は、
   上記電圧検出手段により検出された端子電圧を所定のサンプリング周期でサンプリングして得られる今回とそれ以前の複数回の電圧検出値を用いて次回の位相制御指令時刻における電圧推定値Ｖ（ｎ＋１）を推定する電圧推定手段と、
   上記電圧推定手段より推定された電圧推定値Ｖ（ｎ＋１）に基づいて次回の位相制御指令時刻における位相θｎ＋１を算出する位相演算手段と、を含むことを特徴とする電力変換装置。
2. 上記電圧推定手段は、上記次回の位相制御指令時刻を現在時刻から上記サンプリング周期分だけ時間が経過した時刻とし、上記電圧推定値Ｖ（ｎ＋１）を、今回とそれ以前の複数回の電圧検出値をサンプリングして時系列に蓄積し、これらの蓄積された各電圧検出値を結ぶ曲線を関数と見なして所定の関数式で演算して算出する請求項１記載の電力変換装置。
3. 上記電圧推定手段は、上記次回の位相制御指令時刻を現在時刻から上記サンプリング周期の１．５倍の時間が経過した時刻とし、上記電圧推定値Ｖ（ｎ＋１）を、今回とそれ以前の複数回の電圧検出値をサンプリングして時系列に蓄積し、これらの蓄積された各電圧検出値を結ぶ曲線を関数と見なして所定の関数式で演算して算出する請求項１記載の電力変換装置。
4. 上記電圧推定手段は、上記次回の位相制御指令時刻を現在時刻から上記サンプリング周期の（１＋ｋ）倍の時間が経過した時刻とし（ただし、−１＜ｋ＜１）、上記電圧推定値Ｖ（ｎ＋１）を、今回とそれ以前の複数回の電圧検出値をサンプリングして時系列に蓄積し、これらの蓄積された各電圧検出値を結ぶ曲線を関数と見なして所定の関数式で演算して算出する請求項１記載の電力変換装置。
5. 上記所定の関数式は、２次関数、３次関数、４次数関数のいずれか一つの関数式である請求項２ないし請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 上記位相演算手段は、上記電圧推定手段より推定された２つの電圧推定値に基づいて、上記端子電圧の位相を求めるとともに、負荷の回転または移動方向を検出し、その検出結果で上記位相を修正することにより次回の位相制御指令時刻における位相θｎ＋１を算出する請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 上記位相演算手段は、上記電圧推定手段より推定された１つの電圧推定値から回転角周波数ωを求め、その回転角周波数ωの積分値から位相θｎ＋１を算出するものであることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。

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