WO2005057771A1

WO2005057771A1 - モータ駆動装置

Info

Publication number: WO2005057771A1
Application number: PCT/JP2004/017941
Authority: WO
Inventors: Naomi Goto
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2003-12-15
Filing date: 2004-12-02
Publication date: 2005-06-23
Also published as: JP2005176565A; JP4581391B2

Abstract

　本モータ駆動装置は、正弦波状の交流電流を出力するインバータ回路のスイッチングを２相変調として、キャリア周期内で無変調相も含め全相に同一の変調期間を追加する。これにより、２相変調による最大出力の大きい相電圧はそのままに、キャリア周波数を高くしたのと同等の効果を得られ、正弦波状の交流電流が滑らかとなり、低騒音低振動を実現できる。

Description

明細書

モータ駆動装置

技術分野

[0001] 本発明は、正弦波状の交流電流にてモータを駆動するモータ駆動装置に関するものである。

背景技術

[0002] 電動圧縮機を駆動するモータ駆動装置を、車両用空調装置に搭載した場合を例に説明する。

[0003] 図 20は従来の電動圧縮機を搭載した車両用空調装置の構成図である。図 20において、送風ダクト 101は、室内送風ファン 102の作用により空気導入口 103から空気を吸い込み、室内熱交翻104で熱交換した空気を空気吹き出し口 105から車室内に吹き出す。

[0004] 室内熱交換器 104は、電動圧縮機 106、四方切替弁 107、絞り装置 108、及び室外熱交^^ 110とともに冷凍サイクルを構成してヽる。電動圧縮機 106はセンサレスブラシレス DCモータ（図示せず)を駆動源として、る。四方切替弁 107は冷媒の流れを切替えて冷房と暖房を選択する。室外熱交換器 110は、室外ファン 109の作用で車室外空気と熱交換する。

[0005] モータ駆動装置 111は、電動圧縮機 106の駆動源であるセンサレスブラシレス DC モータを駆動する。エアコンコントローラ 112は、モータ駆動装置 111、室内送風ファン 102、四方切替弁 107、及び室外送風ファン 109のそれぞれの動作を制御している。

[0006] そのエアコンコントローラ 112は、室内送風ファンスイッチ 113、エアコンスィッチ 11 4、温度調節スィッチ 115、空調用温度センサ 117に接続されている。さらに、ェアコンコントローラ 112は、車両コントローラ（図示せず）との通信を行うための通信装置 1 16にも接続されて!、る。室内送風ファンスイッチ 113は室内送風の自動 ·強 ·弱 · OF Fを設定するためのものである。エアコンスィッチ 114は冷房 ·暖房 ·運転 OFFを選択するためのものである。 [0007] 図 21は図 20に示す空調装置の構成物の車両における配置を示した配置図である。図 21において、室外熱交換器 110、室外ファン 109、電動圧縮機 106、モータ駆動装置 111等は、車両前方の室外車体に配置固定されて！、る。

[0008] 一方、室内送風ファン 102、室内熱交^^ 104、エアコンコントローラ 112等は、室内に配置されて、る。これらの空調装置の構成物が車両に配置される場合にぉヽては、車両走行用装置の構成物の配置の方が優先される。そのため、これらの空調装置の構成物は、小型軽量であることが望まれる。

[0009] さて、車体に固定された電動圧縮機 106の騒音振動は、車体を通し車室内に伝達され、また、車両周囲に騒音を広げることになる。よって、電動圧縮機 106の作動においては、低騒音低振動であることが望まれる。そして、車両は屋外に駐車され、車室内が夏は高温に、冬は低温になるため、空調開始時に大きい空調能力が必要とされる。

[0010] 従来、モータ駆動装置の直流交流変換には、例えば、日本特許出願特開平 8— 16 3891号公報に開示されるような 120度通電方式が使用される。この 120度通電方式のモータ駆動装置においては、転流が 60度毎に行われるため、騒音振動の面で不利である。

[0011] よって、最近のモータ駆動装置においては、例えば、日本特許出願特開 2000— 21 7384号公報に開示されるような正弦波状の交流電流を出力する正弦波駆動方式が使用され始めている。

[0012] この正弦波駆動方式においては、電動圧縮機のモータに集中卷モータを使用することが可能であり、電動圧縮機を小型化できる。また、正弦波状の交流電流でモータ駆動コイルに通電するため、低騒音及び低振動で電動圧縮機のモータを駆動できる

[0013] 図 22は従来のモータ駆動装置の 3相変調による出力電圧例を示す波形図、図 23 は従来のモータ駆動装置の 3相変調による他の出力電圧例を示す波形図、図 24は従来のモータ駆動装置の 2相変調による出力電圧例を示す波形図、図 25は従来のモータ駆動装置の 2相変調による他の出力電圧例を示す波形図、図 26は無変調相を変調 100%とした 2相変調を示す波形図であり、図 27は無変調相を変調 100%と 0 %とで交互に切り替える 2相変調を示す波形図である。

[0014] 上記従来のモータ駆動装置によって駆動されるモータは、 U相駆動コイル、 V相駆動コイル及び W相駆動コイルがスター結線されてヽる。各相駆動コイルのそれぞれの一方の端子は、モータ駆動装置の出力にそれぞれ接続されている。各相駆動コィルのそれぞれの他の端子は、共通接続され中性点を構成して!/、る。

[0015] 図 22から図 27において、 U相駆動コイルの端子電圧 141、 V相駆動コイルの端子電圧 142、 W相駆動コイルの端子電圧 143は図示の如くである。また、 U相駆動コィル、 V相駆動コイル及び W相駆動コイルの共通接続点、すなわち、中性点電圧 129 は図示の如くである。

[0016] モータ駆動装置の出力は、各相駆動コイルのそれぞれの端子に接続されるので、上記端子電圧は、モータ駆動装置の出力電圧、又はモータの入力電圧と読み替えても良い。中性点電圧は、各相駆動コイルの端子電圧の和を求め、 3で除した値であり、各相の駆動コイルに印加される相電圧は、当該端子電圧から中性点電圧を引いた値である。

[0017] 上記モータ駆動装置は、各相駆動コイルをパルス幅変調 (PWM変調）による制御、すなわち、 PWM制御により駆動している。ここで、デューティ（Duty)とは、 PWM 制御における (オン期間 +オフ期間）に対するオン期間の比率を表すものとする。

[0018] 図 22は従来のモータ駆動装置の 3相変調による出力電圧例を示す波形図であり、図 23は従来のモータ駆動装置の 3相変調による他の出力電圧例を示す波形図である。図 22において、 U相コイル、 V相コイル、 W相コイルの 3相ともデューティが最小 2 5%から最大 75%まで、すなわち、変調範囲 50%において制御されている。このような変調の仕方を 50%変調の 3相変調と定義する。

[0019] また、図 23にお!/、て、 U相コイル、 V相コイル、 W相コイルともデューティが最小 0% 力も最大 100%まで、すなわち、変調範囲 100%において制御されている。このような変調の仕方を 100%変調の 3相変調と定義する。 3相変調は、 2相変調に比べ低騒音低振動であることが実験的に確認されて、る。

[0020] 図 24は従来のモータ駆動装置の 2相変調による出力電圧例を示す波形図であり、図 25は従来のモータ駆動装置の 2相変調による他の出力電圧例を示す波形図である。

[0021] 図 24において、 U相コイル、 V相コイル、 W相コイルの内，例えば、位相 90度力ら 2 10度では W相をデューティ 0% (無変調相）として、その間において、 U相、 V相はデユーティが最小 0%から最大 50%まで、すなわち、変調範囲 50%において制御されて、る。このような変調の仕方を 50%変調の 2相変調と定義する。

[0022] また、図 25において、 U相コイル、 V相コイル、 W相コイルの内，例えば、位相 90度力も 210度では W相をデューティ 0% (無変調相）として、その間において、 U相、 V 相はデューティが最小 0%から最大 100%まで、すなわち、変調範囲 100%において制御されて、る。このような変調の仕方を 100%変調の 2相変調と定義する。

[0023] ここで、 U相の相電圧を sin Θ、 V相の相電圧を sin ( Θ 120)、 W相の相電圧を sin

( Θ—240)で示す。 Θは位相を示す。

[0024] 3相変調の場合、端子電圧も同じ波形、振幅であるため、 100%変調では、プラス側マイナス側合わせて振幅 2の直流電圧が必要になる。一方、 2相変調の場合、例えば、位相 90度から 210度での U相端子電圧は、 sin Θ—sin( θ—240)で示され 3 X sin( Θ 30)となる。プラス側のみであるので、 100%変調では、 3の直流電圧が必要になる。

[0025] したがって、同一直流電圧において、最大相電圧が、 2相変調の場合は、 3相変調の場合に比べ、 2Z 3倍、すなわち、約 1. 15倍（15%大きい）となる。

[0026] 図 26は無変調相を変調 100%とした 2相変調を示す波形図であり、図 27は無変調相を変調 100%と 0%とで交互に切り替える 2相変調を示す波形図である。

[0027] 図 26において、例えば、位相 30度から 150度では U相をデューティ 100% (無変調相）とした 2相変調を示す。また、図 27に、例えば、位相 60度から 120度では U相がデューティ 100% (無変調相）、位相 120度から 180度では W相がデューティ 0% ( 無変調相）として、無変調相をデューティ 0%とデューティ 100%に交互に変更する 2 相変調を示す。図 26及び図 27のどちらの 2相変調においても、 3相変調との関係は、上述の 2相変調と 3相変調の関係と同様である。

[0028] 上記従来の構成では、正弦波駆動方式によりモータを小型化、低騒音低振動化できるものの、 2相変調は最大出力が大きいが 3相変調より騒音振動が大きぐ 3相変調は 2相変調より低騒音低振動であるが 2相変調より最大出力が小さぐ空調開始時に大きい空調能力を得るのが困難という課題を有していた。

[0029] また、 3相変調において、電源電圧を昇圧し最大出力を大きくすると、昇圧するための昇圧装置が必要となる。その結果、モータ駆動装置全体が、大型化し重量アップしてしまう。

発明の開示

[0030] 本発明は、低騒音低振動であるとともに、最大出力が大きぐ小型軽量であるモータ駆動装置を提供することを目的とする。

[0031] 上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、直流電圧をスィツチングすることにより正弦波状の交流電流を出力するインバータ回路を備え、 2相変調のスイッチングにおいて、キャリア周期内の無変調相も含め全相に同一の変調期間を追加し 3相変調とすることを特徴としたものである。

[0032] この構成により、 2相変調による相電圧は維持したままで、キャリア周期内の通電期間が複数となり、正弦波状の交流電流が滑らかとなり、キャリア周波数を高くしたのと同等の作用でキャリア騒音を低減できる。

[0033] 上記のように本発明によれば、 2相変調の大出力と、 3相変調の低騒音低振動との双方を両立させることができる。もって、低騒音低振動であるとともに最大出力が大き V、小型軽量のモータ駆動装置が得られる。

図面の簡単な説明

[0034] [図 1]図 1は本発明の実施形態 1におけるモータ駆動装置の出力電圧例を示す波形図である。

[図 2]図 2は同実施形態 1における電気回路図である。

[図 3]図 3は同実施形態 1における異なる例の電気回路図である。

[図 4]図 4は同キャリア周期内のスイッチングを示す上下アームタイミング図である。

[図 5]図 5は同タイミング (a)における電流経路を示す電気回路図である。

[図 6]図 6は同タイミング (b)における電流経路を示す電気回路図である。

[図 7]図 7は同タイミング (c)における電流経路を示す電気回路図である。

[図 8]図 8は同タイミング (d)における電流経路を示す電気回路図である。 [図 9]図 9は同キャリア周期内の上アーム ON期間、通電期間、非通電期間例を示す上アームタイミング図である。

[図 10]図 10は 3相変調におけるキャリア周期内の上アーム ON期間、通電期間、非通電期間例を示す上アームタイミング図である。

[図 11]図 11は 2相変調におけるキャリア周期内のスイッチングを示す上下アームタイミング図である。

[図 12]図 12は 2相変調におけるキャリア周期内の上アーム ON期間、通電期間、非通電期間例を示す上アームタイミング図である。

[図 13]図 13は 2相変調におけるキャリア周期内の他の上アーム ON期間、通電期間、非通電期間例を示す上アームタイミング図である。

[図 14]図 14は 2相変調におけるキャリア周期内の他のスイッチングを示す上下アームタイミング図である。

[図 15]図 15は本発明の実施形態 2におけるモータ駆動装置の出力電圧例を示す波形図である。

[図 16]図 16は同キャリア周期内の上アーム ON期間、通電期間、非通電期間例を示す上アームタイミング図である。

[図 17]図 17は同モータ駆動装置の他の出力電圧例を示す波形図である。

[図 18]図 18は同キャリア周期内の他の上アーム ON期間、通電期間、非通電期間例を示す上アームタイミング図である。

[図 19]図 19は本発明の実施形態 3における上アーム ON期間、通電期間、非通電期間例を示す上アームタイミング図である。

[図 20]図 20は従来の電動圧縮機を搭載した車両用空調装置の構成図である。

[図 21]図 21は車両用空調装置の車両での配置を示した配置図である。

[図 22]図 22は従来のモータ駆動装置の 3相変調による出力電圧例を示す波形図でめる。

[図 23]図 23は従来のモータ駆動装置の 3相変調による他の出力電圧例を示す波形図である。

[図 24]図 24は従来のモータ駆動装置の 2相変調による出力電圧例を示す波形図である。

[図 25]図 25は従来のモータ駆動装置の 2相変調による他の出力電圧例を示す波形図である。

[図 26]図 26は無変調相を変調 100%とした 2相変調を示す波形図である。

[図 27]図 27は無変調相を変調 100%と 0%とで交互に切り替える 2相変調を示す波形図である。

符号の説明

[0035] 1 バッテリ

2 スイッチング素子

10 インバータ回路

11 モータ

20, 21 モータ駆動装置

発明を実施するための最良の形態

[0036] 本発明にかかる第 1の発明は、正弦波状の交流電流を出力するインバータ回路のスイッチングを 2相変調として、キャリア周期内で無変調相も含め全相に同一の変調期間を追加するものである。これにより、 2相変調による相電圧は維持したままで、キャリア周期内の通電期間が複数となり、正弦波状の交流電流が滑らかとなり、キャリア周波数を高くしたのと同等の動作となる。もって、 2相変調の大出力と、 3相変調の低騒音低振動との双方を両立させることができる。また、本発明のモータ駆動装置は、マイコン等のソフト追加だけで簡単に実現できる。

[0037] 本発明にかかる第 2の発明は、第 1の発明のモータ駆動装置において、追加する変調期間を、追加前における当該キャリア周期内非通電期間の半分とするものである。これにより、通電期間の間隔は常に等しくなり、更に低騒音低振動となる。低変調領域から高変調領域まで同じ方式でつながりを円滑に連続させることができる。

[0038] 本発明にかかる第 3の発明は、特に、第 1又は第 2の発明のモータ駆動装置において、特定の位相にて、変調期間を追加するものである。これにより、効果の高い位相のみでの変調期間追加となり、変調期間追カ卩によるスイッチングロスを低減することができる。 [0039] 本発明にかかる第 4の発明は、特に、第 1又は第 2の発明のモータ駆動装置において、特定の回転数にて、変調期間を追加するものである。これにより、効果の高い回転数のみでの変調期間追加となり、変調期間追カ卩によるスイッチングロスを低減することができる。

[0040] 本発明にかかる第 5の発明は、特に、第 1から第 4の発明のモータ駆動装置にて、空調用圧縮機のモータを駆動するものである。これにより、立上りが速く低騒音低振動で快適な空調を得られる。

[0041] 本発明にかかる第 6の発明は、特に、第 5の発明のモータ駆動装置にて、車両に搭載される空調用圧縮機のモータを駆動するものである。これにより、熱負荷が大きぐ騒音振動が伝達され易い車両においても、立上りが速く低騒音低振動により快適な空調を得ることができる。

[0042] 以下、本発明の実施形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

[0043] (実施の形態 1)

図 1は、本発明の実施の形態 1におけるモータ駆動装置の出力電圧例を示す波形図である。

[0044] 図 1は、図 24の 2相変調によるモータ駆動装置の 3相全ての出力電圧（モータの端子電圧）にデューティ 25%の変調期間を追加したものである。中性点電圧 29は、各相の端子電圧 41, 42, 43の和を求め 3で除した値である。したがって、図 1における中性点電圧 29も、図 24における中性点電圧 129に比べ 25%デューティが大きくなる。各相電圧（図示せず）は、各端子電圧力も中性点電圧を引いた値であるので、 25 %のデューティは相殺され、図 24における各相電圧の値と変わらない。図 1に示す変調の仕方は、 3相ともに変調されるので 3相変調の 1種になる。これを図 22や図 23 に示す従来の 3相変調と区別するため、 3相変調 Aと定義する。

[0045] 本発明におけるモータ駆動装置について、以下その動作、作用を説明する。まず、図 2及び図 3を用いて、本発明に係る実施の形態 1における電気回路について説明する。図 2は実施形態 1における電気回路図であり、図 3は同実施形態 1における異なる例の電気回路図である。 [0046] 図 2において、ノッテリ 1は所定の直流電圧を出力する。インバータ回路 10は 6個のスイッチング素子 2と、その各スイッチング素子 2のコレクタ 'ェミッタ間にそれぞれ接続されたダイオード 3を具備して、る。

[0047] インバータ回路 10の 3つの出力には、モータ 11の 3相駆動コイル 4が接続されている。 3相駆動コイル、すなわち、 U相駆動コイル、 V相駆動コイル及び W相駆動コイルはスター結線されている。

[0048] インバータ回路 10にはバッテリ 1の直流電圧が印加されている。インバータ回路 10 は、 6個のスイッチング素子 2をスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流を駆動コイル 4に出力する。

[0049] ここで、スイッチング素子 2について、上アームの 3つのスイッチング素子を U、 V、 Wとする。また、下アームの 3つのスイッチング素子を X、 Y、 Ζとする。さらにまた、各スイッチング素子 U、 V、 W、 X、 Y、 Ζに対応するダイオードを、 3U、 3V、 3W、 3X、 3 Y、 3Zとする。

[0050] モータ 11は、ロータに特別な位置検出素子を用いず、例えば、 3相駆動コイルの誘起電圧に基づきロータ位置を検出する、いわゆる、センサレスブラシレス DCモータ（以下、モータと称す)である。モータ 11は、駆動コイル (ステータ卷線) 4、及び磁石口ータ 5を具備している。

[0051] ノッテリ 1の負側給電端子と、インバータ回路 10との間には、電源電流を検出するための電源電流センサ 6が設けられている。また、インバータ回路 10の U相出力端子と、 U相駆動コイルの一方の端子との間には、 U相電流を検出するための U相電流センサ 8が設けられている。また、インバータ回路 10の W相出力端子と、 W相駆動コィルの一方の端子との間には、 W相電流を検出するための W相電流センサ 9が設けられている。

[0052] 制御回路 7は、エアコンコントローラ（図示せず)からの回転数指示値、電流センサ 6 , 8, 9等からの信号に基づいて 6つのスイッチング素子 2を制御する。図 2に示すように、モータ駆動装置 20は、インバータ回路 10、電流センサ 6, 8, 9、制御回路 7を含んでいる。

[0053] 電源電流センサ 6の検出電流値は、制御回路 7に入力され、消費電力算出ゃスイツチング素子 2等の保護のための判断に用いられる。電流センサ 6は、ホール素子を用いたセンサ、シャント抵抗等、スイッチング素子 2によるスイッチング電流のピークが検出できるものであれば良い。図 2においては、電流センサ 6は電源ラインの負側に設けられている力電流は同じなので正側に設けても良い。

[0054] 図 3に示す電気回路においては、図 2電気回路における、 U相の電流を検出するための U相電流センサ 8、 W相の電流を検出するための W相電流センサ 9は備えられておらず、駆動コイル 4力発生する誘起電圧の算出にも電流センサ 6の検出電流値が用いられる。

[0055] すなわち、上アームスイッチング素子 U、 V、 Wのうち一つが ONしている時、電流センサ 6には ONしている相の電流が流れる。二つのスイッチング素子が ONしている時には、電流センサ 6には OFFしている残りの相の電流が流れる。

[0056] 制御回路 7は、 6つのスイッチング素子 2を制御しているので、どの素子が ONしている力判定できるので、各相駆動コイルに流れる相電流が検出できる。この構成によれば、電流センサの数を削減し、モータ駆動装置全体として小型軽量ィ匕を図ることができる。

[0057] 次に、一つのキャリア（キャリア周期）内でのスイッチングについて説明する。図 4に、図 1において、キャリア周期内における上アームのスイッチング素子 U、 V、 Wと、下アームのスイッチング素子 X、 Υ、 Ζのスイッチングの一例を示す。

[0058] 図 1において、横軸の位相がおおよそ 120度の時点での場合である。 W相の ON期間は、追加した 25%に相当している。スイッチングのタイミングとしては、期間（a)、期間 (b)、期間（c)、期間（d)の 4パターンがある。図 4に示す例では、期間（d)が、全ての相に追加された 25%の ON期間に相当している。それにより、従来の図 24の場合に比べ、図 1に示すようにデューティ 25%の力さ上げがなされて、る。

[0059] 図 4において、期間（a)においては、上アームのスイッチング素子 U、 V、 Wの全て力 SOFF、下アームのスイッチング素子 X、 Y、 Ζの全てが ONである。図 5に、期間（a) における電流の流れの一例を示す。 U相電流、 V相電流はそれぞれ、下アームのスイッチング素子 X、 Yに並列に接続されたダイオードを通じて駆動コイル 4へ流れる。 W相電流は駆動コイル 4から下アームのスイッチング素子 Zへ流れ出て!/、る。よって、電源ラインに電流は流れず、ノッテリ 1から駆動コイル 4への電力供給はなぐ非通電の状態にある。

[0060] 期間（b)においては、上アームのスイッチング素子 Uが ON、下アームのスィッチング素子 Y、 Ζが ONである。図 6に期間（b)における電流の流れを示す。 U相電流は、上アームのスイッチング素子 Uから駆動コイル 4へ流れ、 V相電流は下アームのスイツチング素子 Yと並列のダイオードを通じて駆動コイル 4へ流れる。 W相電流は駆動コィル 4から下アームのスイッチング素子 Zへ流れ出ている。よって、電源ラインに電流が流れ、バッテリ 1から駆動コイル 4へ電力が供給され、通電の状態にある。

[0061] 期間（c)においては、上アームスイッチング素子 U、 Vが ON、下アームのスィッチング素子 Zが ONである。図 7に期間（c)における電流の流れを示す。 U相電流、 V相電流は、それぞれ、上アームのスイッチング素子 U、 V力も駆動コイル 4へ流れる。 W相電流は駆動コイル 4から下アームのスイッチング素子 Zへ流れ出ている。よって、電源ラインに電流が流れ、ノッテリ 1から駆動コイル 4へ電力が供給され、通電の状態にある。

[0062] 期間（d)においては、上アームのスイッチング素子 U、 V、 Wの全てが ON、下ァームのスイッチング素子 X、 Y、 Ζの全てが OFFである。図 8に期間（d)における電流の流れを示す。 U相電流、 V相電流は、それぞれ、上アームのスイッチング素子 U、 Vから駆動コイル 4へ流れる。 W相電流は駆動コイル 4から上アームのスイッチング素子 W と並列のダイオードへ流れ込んでいる。よって、電源ラインに電流は流れず、バッテリ 1から駆動コイル 4への電力供給はなぐ非通電の状態にある。

[0063] 上記の如ぐキャリア周期内の期間（a)、期間（d)の期間において電源電流が流れない (無通電)。そのため、キャリア周期内で前半と後半の 2回に分けて通電されることになる。これは、キャリア周波数を 2倍 (キャリア周期を半分）にしたのと同じ作用になり、キャリア騒音が低減される。また、正弦波電流が滑らかになる。一方、前述の如く、図 4に示す 3相変調 Aにおける相電圧は、従来の図 24に示す 2相変調における相電圧と変わらない。

[0064] 図 9を用いて、上記のことを説明する。図 9はキャリア周期内の上アーム ON期間、通電期間、非通電期間例を示す上アームのタイミング図である。 [0065] 図 9は、図 1において、位ネ目 90度、 105度、 120度、 135度、 150度の時点における 1キャリア内（キャリア周期）での上アームのスイッチング素子 U、 V、 Wの ON状態を、中央力も均等に振り分け表示したものである。 U相の ON期間を細実線で表わし、 V 相の ON期間を中実線で表わし、 W相の ON期間を太実線で表わしている。 ON期間の下に、ノッテリ 1から駆動コイル 4へ電力が供給される通電期間を実線矢印で示し、ノッテリ 1から駆動コイル 4へ電力が供給されない非通電期間を破線矢印で示している。

[0066] 位相 90度においては、図 1より、 U相変調は 68%、 V相変調は 25%、 W相変調は 25%であるので、 1キャリア（キャリア周期）を 100%として、 U相 68%、 V相 25%、 W 相 25%を中央力も均等に振り分け表示している。他の位相についても同様である。図 9において、位相 90度力も位相 150度について説明した力その他の位相においても、図 9に示すパターンの繰り返しになっている。

[0067] 図 9からも明らかなように、キャリア周期内で前半と後半の 2回に分けて通電されている。また、 3相それぞれに 25%の変調を追加している力その期間は、キャリア周期内中央における非通電期間である。したがって、ノッテリ 1から駆動コイル 4へ電力が供給される本来の通電期間には変化はない。よって、図 24による 2相変調の作用はそのままで変わらない。

[0068] なお、上記により明らかなように、追加する変調は、 25%に限らず、 3相ともに同一の値 (変調期間)であれば良！、。

[0069] 次に、図 10は 3相変調におけるキャリア周期内の上アーム ON期間、通電期間、非通電期間例を示す上アームのタイミング図であり、図 22の 3相変調の上アームのタイミング図を示す。図 9と同様、キャリア周期内で前半と後半の 2回に分けて通電されている。よって、上記と同様の作用で低騒音低振動となる。

[0070] 次に、図 11は 2相変調におけるキャリア周期内のスイッチングを示す上下アームのタイミング図である。図 4に比べ、 W相は無変調（OFF)であるため、図 4における期間（d)のような期間がない。

[0071] 図 12は 2相変調におけるキャリア周期内の上アーム ON期間、通電期間、非通電期間例を示す上アームのタイミング図であり、図 24の 2相変調の上アームのタイミング図を示す。図 13は 2相変調におけるキャリア周期内の他の上アーム ON期間、通電期間、非通電期間例を示す上アームのタイミング図であり、図 25の 2相変調の上ァームのタイミング図を示す。

[0072] 図 12、図 13ともに、キャリア周期内での通電は 1回のみである。そのため、 3相変調

、 3相変調 Aは、図 12、図 13に示す 2相変調に比べ低騒音低振動化が図れる。

[0073] 図 12に、 3相ともにデューティ 25%の ON期間を追カ卩し変調追カ卩したものが前述の図 9である。

[0074] 図 13に変調を追加する場合、非通電期間が短く効果が少ないので、変調を追カロするのを特定の位相のみに行う。一般的に、変調を追加するとスイッチングロスが増加するが、変調を追加することを特定の位相のみに限定することにより、スイッチングロスを抑制できる。

[0075] 図 14は 2相変調におけるキャリア周期内の他のスイッチングを示す上下アームのタイミング図であり、図 26の 2相変調の上下アームのタイミング図を示す。図 26に示す 2相変調に対して変調を追加する場合は、 OFF期間を追加すれば良い。同様に、図 27に示す 2相変調に変調を追加する場合は、位相に応じて ON期間、 OFF期間を選択し追加すれば良い。

[0076] 以上のように、本実施の形態にぉ、ては、正弦波状の交流電流を出力するインバータ回路のスイッチングを 2相変調として、キャリア周期内で無変調相も含め全相に同一の変調期間を追加する。これにより、 2相変調による相電圧は維持したままで、キャリア周期内の通電期間が 2分割されるため、正弦波状の交流電流が滑らかとなり、キャリア周波数を高くしたのと同等の作用が得られる。

[0077] もって、本発明の実施の形態におけるモータ駆動装置は、 2相変調の大出力と、 3 相変調の低騒音低振動の双方を両立させることができる。また、同一の変調期間を追加するのみであるので、マイコン等のソフト追加だけで、簡単に実現できる。

[0078] (実施の形態 2)

図 15は、本発明の第 2の実施の形態におけるモータ駆動装置の出力電圧例を示す波形図であり、図 24の 2相変調によるモータ駆動装置の 3相全ての出力電圧 (モータの端子電圧）に、追加前における当該キャリア周期内非通電期間の半分に等し V、ON期間を追加する変調追カ卩をしたものである。

[0079] 中性点電圧は、各相の端子電圧の和を求め 3で除した値であるので、中性点電圧も追加変調期間分大きくなる。相電圧は、端子電圧カゝら中性点電圧を引いた値であるので、追加変調期間分は相殺され、相電圧の値は変わらない。 3相ともに変調されるので、 3相変調の 1種になる。これを図 22や図 23に示す従来の 3相変調と区別するため 3相変調 Bと定義する。

[0080] 図 16ίま、図 15【こお!ヽて、位ネ目 90度、 105度、 120度、 135度、 150度の時/ ¾【こおける 1キャリア内（キャリア周期）での上アームのスイッチング素子 U、 V、 Wの ON状態を、中央力も均等に振り分け表示したものである。

[0081] 図 16は、図 12において、キャリア周期内の前半、後半の非通電期間合計の半分（すなわち、前半もしくは後半の非通電期間）に等しい変調期間を追加したものと同一である。

[0082] 3相変調 Bも 3相変調 Aと同様に、キャリア周期内で前半と後半の 2回に分けて通電されている。また、 3相のそれぞれに同一の変調期間を追加しているが、その期間は、キャリア周期内中央における非通電期間となるため、ノッテリ 1から駆動コイル 4へ電力が供給される通電期間に変化はない。よって、図 24による 2相変調の作用はそのままで変わらない。

[0083] また、前後のキャリア周期も含め、通電期間の間隔が等しくなるので、 3相変調 Bは、従来の 3相変調や 3相変調 Aに比べ、正弦波電流が更に滑らかになる。よって、 3 相変調 Bは更なる低騒音低振動が図れる。

[0084] 図 17は、図 25の 2相変調に基づく 3相変調 Bの出力電圧であり、図 18は、図 17に基づく上アームのタイミング図である。よって、低変調から 100%変調（図 25の 2相変調)まで、一律同じ計算方式 (ソフト)を適用できるので、低変調領域から高変調領域まで変調のつながりをスムースに連続させることができる。

[0085] 以上のように、本実施の形態 2においては、上記の実施の形態 1において、追加する変調期間を、追加前における当該キャリア周期内非通電期間の半分とすることにより、通電期間の間隔は常に等しくなり、更に低騒音低振動となる。低変調領域から高変調領域まで同じ方式でつながりをスムースに連続させることができる。 [0086] (実施の形態 3)

図 19は本発明の実施形態 3における上アーム ON期間、通電期間、非通電期間例を示す上アームのタイミング図である。

[0087] 図 19は、図 18にお、て非通電期間が短く効果が少な、位相におヽては変調追カロをせず、特定の位相（90度、 150度）のみに追加を限定したものである。本発明の実施形態 3における変調期間の追加の仕方は 3相変調 Aの場合にも適用できる。

[0088] 本実施の形態 3においては、上記の実施の形態 1及び実施の形態 2の作用、効果を生かすことができる。また、一般的に、変調を追加するとスイッチングロスが増加する力変調を追加することを特定の位相のみに限定することにより、スイッチングロスを抑制できる。

[0089] なお、上記各実施の形態において、追加する変調を 2回以上に分けて、通電期間を複数にしても良い。また、低騒音低振動が必要となる、機械音が小さぐキャリア騒音の目立つ低い回転数領域や、機械音、キャリア騒音ともに低減したい高回転数領域などに限定し、変調を追加しても良い。

産業上の利用可能性

[0090] 本発明にかかるモータ駆動装置は、正弦波駆動における 2相変調の高出力と、 3相変調の静粛性とを兼ね備えているので、家電用のモータ駆動装置、電気自動車の走行用モータ駆動装置、工業用のモータ駆動装置、誘導モータを用いたモータ駆動装置等の用途に適用できる。

Claims

請求の範囲

[1] 直流電圧をスイッチングすることにより正弦波状の交流電流を出力するインバータ回路を備え、 2相変調のスイッチングにおいて、キャリア周期内の無変調相も含め全相に同一の変調期間を追加し 3相変調とするモータ駆動装置。

[2] 追加する変調期間は、追加前における当該キャリア周期内非通電期間の半分とした請求項 1記載のモータ駆動装置。

[3] 特定の位相において、変調期間を追加する請求項 1又は請求項 2に記載のモータ駆

[4] 特定の回転数において、変調期間を追加する請求項 1又は請求項 2に記載のモータ駆動装置。

[5] 空調用圧縮機のモータを駆動する請求項 1又は請求項 2に記載のモータ駆動装置。

[6] 空調用圧縮機のモータを駆動する請求項 3記載のモ -タ駆動装置。

[7] 空調用圧縮機のモータを駆動する請求項 4記載のモ -タ駆動装置。

[8] 空調用圧縮機は車両に搭載される請求項 5記載のモ -タ駆動装置。

[9] 空調用圧縮機は車両に搭載される請求項 6記載のモ -タ駆動装置。

[10] 空調用圧縮機は車両に搭載される請求項 7記載のモ -タ駆動装置。