WO2005050885A1

WO2005050885A1 - マルチアンテナ受信装置、マルチアンテナ受信方法、マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ通信システム

Info

Publication number: WO2005050885A1
Application number: PCT/JP2004/017096
Authority: WO
Inventors: Yutaka Murakami; Kiyotaka Kobayashi; Masayuki Orihashi; Akihiko Matsuoka; Daichi Imamura; Rahul Malik
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2003-11-21
Filing date: 2004-11-17
Publication date: 2005-06-02
Also published as: US20120147989A1; EP1684454A1; EP3119021B1; CN1883145A; US20110044412A1; US8144799B2; US20070140377A1; CN1883145B; EP2690814A1; JP4490922B2; JP4879309B2; EP3119021A2; CN101969325B; JP2010035223A; EP1684454A4; US8724729B2; CN101969325A; JPWO2005050885A1; US7864903B2; EP3119021A3

Abstract

　軟判定部（５０３、５０６）は、分離部（５０１）でチャネル変動行列の逆行列演算を用いて分離された各変調信号（５０２、５０５）を仮判定する。信号点削減部（５０８、５１０、５１４、５１６）は、多重化された変調信号の候補信号点数を仮判定結果（５０４、５０７）を用いて削減する。軟判定部（５１２、５１８）は、削減した候補信号点を用いて正確な判定を行って各変調信号の受信データ（ＲＡ、ＲＢ）を得る。これにより、データ伝送効率を低下させることなく、比較的少ない演算回数で誤り率特性の良い受信データＲＡ、ＲＢを得ることができる。

Description

明細書

マルチアンテナ受信装置、マルチアンテナ受信方法、マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ通信システム

技術分野

[0001] 本発明はマルチアンテナ受信装置、マルチアンテナ受信方法、マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ通信システムに関し、特に送信側の複数アンテナから同時に送信された異なる変調信号を複数のアンテナで受信し、伝搬路上で複数の変調信号が多重化されてなる受信信号から各変調信号に対応する送信データを復元する技術に関する。

背景技術

[0002] 従来、 MIMO (Multiple-Input Multiple-Output)と呼ばれる通信方法のように複数系列の送信データをそれぞれ変調し、各変調データを複数のアンテナから同時に送信することで、データの通信速度を高めるようにしたものがある。受信側では、複数のアンテナ力の送信信号を複数のアンテナで受信する。

[0003] ここで各受信アンテナで得られる受信信号は、複数の変調信号が伝搬空間上で混ざり合ったものとなるので、各変調信号に対応するデータを復元するためには、各変調信号の伝搬路での変動値 (以下これをチャネル変動と呼ぶ)を推定する必要がある。このため送信装置は予め変調信号にパイロットシンボル等の既知信号を挿入し、受信装置は変調信号に挿入された既知信号に基づ!、て、各送信アンテナと各受信アンテナ間の伝搬空間でのチャネル変動を推定する。そしてこのチャネル変動推定値を用いて各変調信号を復調する。

[0004] その一つの方法として、チャネル変動推定値を要素とする行列の逆行列演算を行つて各変調信号を分離する方法がある。また別の方法として、チャネル変動推定値を用、て候補信号点位置を求め、この候補信号点位置と受信信号点位置との間で最尤判定（MLD : Maximum Likelihood Detection)を行うことで、各変調信号により送信されたデータを復元する方法がある。

[0005] このようなマルチアンテナを用いた通信技術にっ、ては、例えば非特許文献 1で開示されている。以下、この非特許文献 1に開示された内容について、図 102を用いて簡単に説明する。マルチアンテナ送信装置 1は、変調信号生成部 3に送信信号 A及び送信信号 Bを入力する。変調信号生成部 3は各送信信号 A、 Bに対して QPSK (Quadrature Phase Shift Keying)や 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等のディジタル変調処理を施し、これにより得たベースバンド信号 4、 5を無線部 6に送出する。無線部 6はベースバンド信号 4、 5に対してアップコンバートや増幅等の無線処理を施し、これにより得た変調信号 7、 8を各アンテナ 9、 10に送出する。このようにしてマルチアンテナ送信装置 1は、送信信号 Aの変調信号 7をアンテナ 9から送信すると共に、これと同時に送信信号 Bの変調信号 8をアンテナ 10から送信するようになつている。

[0006] マルチアンテナ受信装置 2は、アンテナ 11で受信した受信信号 12を無線部 13に入力すると共に、アンテナ 15で受信した受信信号 16を無線部 17に入力する。無線部 13、 17は受信信号 12、 16に対してダウンコンバート等の無線処理を施し、これにより得たベースバンド信号 14、 18を復調部 19に送出する。

[0007] 復調部 19はベースバンド信号 14、 18を検波することにより、送信信号 Aの受信ディジタル信号 20及び送信信号 Bの受信ディジタル信号 21を得る。このとき非特許文献 1では、復調部 19において、チャネル推定行列の逆行列演算を行って受信ディジタル信号 20、 21を得る方法と、最尤判定 (MLD)を行って受信ディジタル信号 20、 21 を得る方法が記載されて、る。

[0008] また従来、複数アンテナを用いた送信方法として、非特許文献 2に開示されて、るように時空間ブロック符号（STBC : Space-Time Block Code)を送信することにより、品質の良ヽ (誤り率特性の良、）データ伝送を実現する技術が知られて、る。以下、この非特許文献 2に開示された内容について図面を用いて説明する。

[0009] 図 103に示すように、送信装置は複数のアンテナ AN1、 AN2を有し、各アンテナ A Nl、 AN2から同時に信号を送信する。受信装置は、同時に送信された複数の信号をアンテナ AN3で受信する。

[0010] 図 104に、各アンテナ AN1、 AN2から送信される信号のフレーム構成を示す。アンテナ AN1からは送信信号 Aが送信され、これと同時にアンテナ AN2からは送信信号 Bが送信される。送信信号 A及び送信信号 Bは、符号化利得とダイバーシチ利得とが得られるように同じシンボルが複数回配置されたシンボルブロック力もなる。

[0011] さらに詳しく説明する。図 104において、 Sl、 S 2はそれぞれ異なるシンボルを示すと共に、複素共役を" * "で示す。時空間ブロック符号ィ匕では、時点 iにおいて、第 1のアンテナ AN 1からシンボル S 1を送信すると同時に第 2のアンテナ AN2からシンボル S2を送信し、続く時点 i+ 1において、第 1のアンテナ AN1からシンボル S2*を送信すると同時に第 2のアンテナ AN2からシンボル S1 *を送信する。

[0012] 受信装置のアンテナ AN3では、アンテナ AN1とアンテナ AN3間の伝送路変動 hi

(t)を受けた送信信号 Aと、アンテナ AN2とアンテナ AN3間の伝送路変動 h2 (t)を受けた送信信号 Bとが合成された信号が受信される。

[0013] 受信装置は、伝送路変動 hl (t)と h2 (t)を推定し、その推定値を用いることにより、合成された受信信号から元の送信信号 Aと送信信号 Bを分離した後に、各シンボルを復調するようになって、る。

[0014] この際、図 104に示すような時空間ブロック符号ィ匕された信号を用いると、信号分離時に、伝送路変動 hi (t)、 h2 (t)に拘わらず各シンボル Sl、 S2を最大比合成できるようになるので、大きな符号化利得とダイバーシチ利得とが得られるようになる。この結果、受信品質すなわち誤り率特性を向上させることができる。

特干文献 1： Multiple-antenna diversity techniques for transmission over fading channels"lEEE WCNC 1999, pp.1038- 1042, Sep. 1999.

非特許文献 2： "Space-Time Block Codes from Orthogonal Design"lEEE

Transactions on Information Theory, pp.1456— 1467, vol.45, no.5, July 1999 発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0015] ところで、非特許文献 2のようなマルチアンテナを用いたシステムでは、データ通信速度は上がるものの、特に受信装置の構成が複雑ィ匕する問題がある。特に最尤判定 (MLD)を行って各変調信号に対応するデータを得る方法では、候補信号点と受信点との間の最尤判定に要する演算数が多くなるため、回路規模が大きくなつてしまう [0016] 具体的に、送信アンテナ数が 2で、受信アンテナ数が 2の場合を考えると、 QPSK を施した変調信号を各アンテナから送信した場合、 4 X 4= 16個の候補信号点が存在すること〖こなる。さらに 16QAMを施した変調信号を各アンテナから送信した場合には、 16 X 16 = 256個の候補信号点が存在することになる。最尤判定 (MLD)を行う場合、実際の受信点とこれらの全候補信号との距離を計算する必要があるので、膨大な計算が必要となり、回路規模の増大に繋がる。

[0017] これに対して、チャネル推定行列の逆行列を用いて、受信信号から各変調信号を分離した後に判定を行う方法では、最尤判定 (MLD)を行う方法と比較して演算数が少なくなるため、回路規模は小さくなるが、電波伝搬環境によっては誤り率特性が低下し、この結果受信データの誤り率特性が劣化する欠点がある。誤り率特性が低下すると、実質的なデータ通信速度が低下することに繋がる。

[0018] また非特許文献 2のような時空間ブロック符号ィ匕した信号を用いると、確かに受信品質 (誤り率特性)は向上するものの、伝送効率が低下する欠点がある。すなわち、時点 i+ 1で送信される S1 *や S2*は、受信装置においては Sl、 S2として復調されるので、実質的には時点 iで送信された Sl、 S2と同じ情報である。このため、同じ情報を 2度送信していることになり、この分データの伝送効率が低下する。

[0019] 例えば一般的なマルチアンテナ通信システムにお、ては、時点 i+ 1ぉ、てシンポル Sl、 S2とは異なるシンボル S3、 S4を送信するので、時点 iから時点 i+ 1の期間では 4つのシンボル S1— S4を送信することができる。つまり、単純に考えると、時空間ブロック符号ィ匕技術を用いた場合、データ伝送効率が、一般的なマルチアンテナ通信の半分に低下してしまう。

[0020] 本発明の目的は、 STBCを用いた伝送方法と比較してデータ伝送効率を低下させることなぐかつ最大比合成に近い受信品質を得ることができるといった従来技術では為し得な力つた通信を可能とし、さらには比較的少ない演算回数でこれを達成することができるマルチアンテナ受信装置、マルチアンテナ受信方法、マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ通信システムを提供することである。

課題を解決するための手段

[0021] 力かる課題を解決するため本発明のマルチアンテナ受信装置の一つの態様は、複数アンテナ力同時に送信された複数の変調信号を複数アンテナで受信し、受信信号力前記複数の変調信号の各々に対応するデータ系列を復元するマルチアンテナ受信装置であって、前記受信信号から前記変調信号の全て又はいずれか 1っ以上を仮判定する仮判定部と、自変調信号以外の変調信号につ!、ての仮判定結果を用いて自変調信号につ!、ての候補信号点を削減する信号点削減部と、削減された候補信号点と前記受信信号の受信点との信号点距離に基づ、て、自変調信号についてのディジタルデータを得る主判定部とを具備する構成を採る。

[0022] この構成によれば、他の変調信号の仮判定結果を使って自変調信号の候補信号点を削減した後に、主判定を行うようにしたので、主判定で最尤判定 (MLD)等の詳細な判定を行った場合の演算量が削減される。この結果、目的の変調信号に対応するディジタルデータを小さ、回路規模で正確に求めることができるようになる。

[0023] 本発明のマルチアンテナ受信装置の一つの態様は、さらに、各変調信号に挿入された既知信号に基づいて各送信アンテナと各受信アンテナ間でのチャネル変動値を推定するチャネル変動推定部を具備し、前記仮判定部は、前記チャネル変動値を要素とするチャネル変動行列を用いて各送信アンテナ力送信された変調信号と各受信アンテナで受信した受信信号とを関連付け、前記チャネル変動行列の逆行列演算を行うことにより、受信信号を各送信アンテナから送信された変調信号に分離する分離部と、分離された各変調信号を軟判定又は硬判定することによりディジタル信号を得てこれを仮判定値とする判定部と、を有し、前記信号点削減部は、前記チヤネル変動値に基づいて、多重された前記複数の変調信号の全候補信号点を求め、この全候補信号点から前記仮判定値を用いて自変調信号につ!ヽての候補信号点を絞り込むことにより自変調信号についての候補信号点を削減する構成を採る。

[0024] この構成によれば、仮判定部を小さい回路規模で実現できるようになる。

[0025] 本発明のマルチアンテナ受信装置の一つの態様は、さらに、前記主判定部により得られたディジタルデータのうち、自変調信号以外のディジタルデータを用いて自変調信号についての候補信号点を削減する信号点削減部を具備する構成を採る。

[0026] この構成によれば、主判定部により得られるディジタルデータは、仮判定部により得られるディジタルデータよりも誤り率特性の良、データであり、このデータを用いて候補信号点を削減するので、的確な候補信号点の絞り込みができるようになる。

[0027] 本発明のマルチアンテナ受信装置の一つの態様は、さらに、前記主判定部により得られたディジタルデータのうち、自変調信号以外のディジタルデータを用いて自変調信号についての候補信号点を削減する信号点削減部を具備し、前記主判定部により順次得られるディジタルデータを再帰的に用いて候補信号点を削減する構成を採る。

[0028] この構成によれば、所謂イタレーシヨンにより候補信号点を削減するようにしたので、一段と的確な候補信号点の絞り込みができるようになるので、主判定部により得られるディジタルデータの誤り率特性を一段と向上させることができるようになる。

[0029] 本発明のマルチアンテナ受信装置の一つの態様は、前記複数の変調信号は、各変調信号間で受信品質が異なるように変調された信号である構成を採る。

[0030] この構成によれば、例えば第 1の変調信号の変調多値数を第 2の変調信号の変調多値数よりも少なくし、第 1の変調信号を仮判定し、その仮判定結果を用いて第 2の変調信号についての候補信号点を削減すれば、受信品質の良い第 1の変調信号の仮判定結果によって的確な信号点削減を行うことができるようになる。この結果、第 2 の変調信号を主判定したディジタルデータは、伝送速度が高くかつ誤り率特性の良いものとなる。これにより、受信品質の向上と伝送速度の向上の両立を図ることができる。

[0031] 本発明のマルチアンテナ受信装置の一つの態様は、前記主判定部が、前記仮判定部での判定の信頼度を用いて判定を行うようにする。

[0032] また本発明のマルチアンテナ受信装置の一つの態様は、前記主判定部が、前記仮判定部での各シンボルのパスメトリックを前記信頼度として用い、当該パスメトリックでブランチメトリックを重み付けて判定を行うようにする。

[0033] これらの構成によれば、主判定処理により得られるデータの誤り率特性を一段と向上させることがでさるよう〖こなる。

[0034] 本発明のマルチアンテナ受信装置の一つの態様は、前記仮判定部が、候補信号点を送信ビット毎に複数の集合に分類し、各集合の点と受信信号点との最小 2乗ュークリツド距離を用いて軟判定復号する構成を採る。 [0035] この構成によれば、符号化利得の減少を抑制して MLDを行うことができるようになるため、仮判定時の誤り率特性を向上させることができるようになり、この結果、一段と誤り率特性の良い受信データを得ることができる。

[0036] 本発明のマルチアンテナ受信方法の一つの態様は、同時送信された複数の変調信号が伝搬路上で多重されてなる受信信号から、各変調信号に対応するデータ系列を復元するマルチアンテナ受信方法であって、前記受信信号から前記変調信号の全て又は!/ヽずれか 1つ以上を仮判定する仮判定ステップと、自変調信号以外の変調信号にっ、ての仮判定結果を用いて自変調信号につ!、ての候補信号点を削減する信号点削減ステップと、削減された候補信号点と前記受信信号の受信点とに基づき自変調信号にっ、てのディジタルデータを得る主判定ステップとを含むようにする。

[0037] この方法によれば、他の変調信号の仮判定結果を使って自変調信号の候補信号点を削減した後に、主判定を行うようにしたので、主判定で少な、演算量で的確な判定処理を行うことができるようになり、小さな回路規模で誤り率特性の良い受信データを得ることができる。

[0038] 本発明のマルチアンテナ受信方法の一つの態様は、前記仮判定ステップでは大まかな判定を行!ヽ、前記主判定ステップでは詳細な判定を行うようにする。

[0039] 本発明のマルチアンテナ受信方法の一つの態様は、前記仮判定ステップでは、チャネル変動行列の逆行列演算により各変調信号を分離し、分離後の各変調信号を変調信号毎に判定し、前記主判定ステップでは、最尤判定を含む演算を行うよう〖こする。

[0040] 本発明のマルチアンテナ受信方法の一つの態様は、さらに、前記主判定ステップにより得られたディジタルデータを再帰的に用いたイタレーシヨン処理により前記主判定ステップで用いる候補信号点を削減する信号点削減ステップを含むようにする。

[0041] 本発明のマルチアンテナ送信装置の一つの態様は、複数のアンテナと、前記各ァンテナカ送信する信号をそれぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブするインターリーバとを具備する構成を採る。

[0042] この構成によれば、伝搬路上で多重化された変調信号から、例えばある変調信号の判定結果に基づいて他の変調信号の候補信号点を絞り込んだ後に、前記他の変調信号の判定を行うような場合に、両方の変調信号のデータがバースト的に誤る確率を低くできるので、前記他の変調信号の判定結果であるデータの誤り率特性を向上させることができるようになる。特に、誤り訂正符号を用いている場合に効果的である。

[0043] 本発明のマルチアンテナ送信装置の一つの態様は、前記インターリーバにおけるインターリーブパターンは、各アンテナ間で無相関となるように選定されている構成を採る。

[0044] この構成によれば、前記ある変調信号と前記他の変調信号の両方のデータがバースト的に誤る確率を一段と低減できるので、前記他の変調信号の判定結果であるデータの誤り率特性を一段と向上させることができる。

[0045] 本発明のマルチアンテナ送信装置の一つの態様は、さらに、インターリーブ後の各送信信号を OFDM変調する OFDM変調部を具備し、前記インターリーバは、第 1のインターリーブパターンとして、周波数の低、サブキャリア力も周波数の高、サブキヤリアへとデータを配置するインターリーブパターンが選定されて、ると共に、第 2のィンターリーブパターンとして、周波数の高、サブキャリア力周波数の低、サブキヤリァへとデータを配置するインターリーブパターンが選定されている構成を採る。

[0046] また本発明のマルチアンテナ送信装置の一つの態様は、さらに、インターリーブ後の各送信信号を OFDM変調する OFDM変調部を具備し、前記インターリーバは、第 1のインターリーブパターンとして、サブキャリアの時間方向に時間の早い方から時間の遅、方へとデータを配置するインターリーブパターンが選定されて、ると共に、第 2のインターリーブパターンとして、サブキャリアの時間方向に時間の遅い方から時間の早、方へとデータを配置するインターリーブパターンが選定されて、る構成を採る。

[0047] これら構成によれば、第 1のインターリーブパターンによりインターリーブされて第 1 のアンテナ力送信された OFDM変調信号の判定後のデータと、第 2のインターリーブパターンによりインターリーブされて第 2のアンテナ力送信された OFDM変調信号の判定後のデータの両方がバースト的に誤る確率が低くなるので、前記他の変調信号の判定結果であるデータの誤り率特性を向上させることができるようになる。

[0048] 本発明のマルチアンテナ送信装置の一つの態様は、さらに、時空間符号をデータシンボル間に挿入する時空間符号挿入部を具備する構成を採る。

[0049] また本発明のマルチアンテナ送信装置の一つの態様は、さら〖こ、データシンボルと比較して判定誤りの小さヽ特殊シンボルを、データシンボル間に挿入する特殊シンボル挿入部を具備する構成を採る。

[0050] これらの構成によれば、時空間符号や特殊シンボルによって信頼性の高いシンポル判定を行うことができるようになるので、この判定結果に基づ、てデータシンボルについての信号点削減を行うと、削減された信号点の信頼性も高くなる。この結果、削減された信号点を用いてデータシンボルを判定すれば、一段とデータシンボルの誤り率特性を向上させることができるようになる。

[0051] 本発明のマルチアンテナ送信装置の一つの態様は、インターリーバに代えて LDP C (Low Density Parity Check)符号器を設け、当該 LDPC符号器の生成行列を変えることで、各アンテナカゝら送信する信号をそれぞれ異なるインターリーブパターンでィンターリーブする構成を採る。

[0052] この構成によれば、インターリーバ用いなくてもインターリーバを用いたのと同等のインターリーブ処理を行うことができるので、回路規模を削減することができる。

[0053] 本発明のマルチアンテナ通信システムの一つの態様は、複数のアンテナを有し各アンテナ力同時に異なる変調信号を送信するマルチアンテナ送信装置と、複数のアンテナを有し当該複数アンテナで受信した受信信号を復調することにより、各変調信号に対応するデータ系列を復元するマルチアンテナ受信装置と、を備えるマルチアンテナ通信システムであって、前記マルチアンテナ送信装置は、前記各アンテナ力も送信する信号をそれぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブするインターリーバを具備し、前記マルチアンテナ受信装置は、前記受信信号から前記変調信号の全て又はいずれか 1つ以上を仮判定する仮判定部と、自変調信号以外の変調信号にっ、ての仮判定結果を用いて自変調信号につ!、ての候補信号点を削減する信号点削減部と、削減された候補信号点と前記受信信号の受信点との信号点距離を計算することにより、自変調信号についてのディジタルデータを得る主判定部と、を具備する構成を採る。

[0054] この構成によれば、他の変調信号の仮判定結果を使って自変調信号の候補信号点を削減した後に、主判定を行うようにしたので、主判定で最尤判定 (MLD)等の詳細な判定を行った場合の演算量が削減される。この結果、目的の変調信号に対応するディジタルデータを小さい回路規模で正確に求めることができるようになる。さらに、各変調信号のインターリーブパターンが異なるので、両方の変調信号のデータがバ一スト的に誤る確率が低くなり、主判定を一段と正確に行うことができ、この結果データの誤り率特性を一段と向上させることができるようになる。

[0055] 本発明のマルチアンテナ通信システムの一つの態様は、複数のアンテナを有し各アンテナ力同時に異なる変調信号を送信するマルチアンテナ送信装置と、複数のアンテナを有し当該複数アンテナで受信した受信信号を復調することにより、各変調信号に対応するデータ系列を復元するマルチアンテナ受信装置と、を備えるマルチアンテナ通信システムであって、マルチアンテナ受信装置は、受信信号から変調信号の全て又はいずれか 1つ以上を仮判定する仮判定部と、自変調信号以外の変調信号につ!、ての仮判定結果を用いて自変調信号につ!、ての候補信号点を削減する信号点削減部と、削減された候補信号点と受信信号の受信点との信号点距離を計算すること〖こより自変調信号にっヽてのディジタルデータを得る主判定部とを具備し、マルチアンテナ送信装置は、再送時に送信する変調信号の数を、再送時以外に送信する変調信号の数よりも少なくする構成を採る。

[0056] この構成によれば、受信側にぉ、て、再送された変調信号の合成利得が大きくなるので、再送信号の受信品質が向上する。この結果、再送された信号を用いて再送されなかった信号の信号点削減処理を行うと、その精度も向上する。よって、全ての変調信号を誤り率特性の良い状態で復調することができるようになる。

[0057] 本発明のマルチアンテナ通信システムの一つの態様は、前記マルチアンテナ送信装置が、再送時には、時空間符号又は Cycled Delay Diversityを用いて変調信号を形成する構成を採る。

[0058] この構成によれば、再送信号のダイバーシチゲインを大きくすることができるので、各変調信号を一段と誤り率特性の良い状態で復調することができるようになる。発明の効果

[0059] このように本発明によれば、同時送信された複数の変調信号が伝搬路上で多重されてなる受信信号から、各変調信号の全て又はいずれか 1つ以上を仮判定し、自変調信号以外の変調信号にっ、ての仮判定結果を用いて自変調信号にっ、ての候補信号点を削減し、削減した候補信号点と前記受信信号の受信点とに基づき自変調信号にっ、てのディジタルデータを得るよう〖こしたこと〖こより、 STBCを用いた伝送方法と比較してデータ伝送効率を低下させることなぐかつ最大比合成に近い受信品質を得ることができると、つた従来技術では為し得な力つた通信を可能とし、さらには比較的少な、演算回数でこれを達成することができるようになる。

[0060] また各アンテナ力送信する送信信号を異なるインターリーブパターンでインターリーブするようにしたことにより、マルチアンテナ受信装置での誤り率特性を一段と向上させることがでさるよう〖こなる。

図面の簡単な説明

[0061] [図 1]マルチアンテナ通信システムの概略構成を示す図

[図 2]マルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図

[図 3]ベースバンド信号のフレーム構成例を示す図

[図 4]マルチアンテナ受信装置の全体構成を示すブロック図

[図 5]実施の形態 1によるマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示すプロック図

[図 6]軟判定部 503 (506)の構成を示すブロック図

[図 7]軟判定部 503 (506)での処理の説明に供する図

[図 8]多重化された変調信号 Aと変調信号 Bの候補信号点と受信点を示す図

[図 9]変調信号 Aについての削減された候補信号点と受信点とを示す図

[図 10]変調信号 Bについての削減された候補信号点と受信点とを示す図

[図 11]実施の形態 1のマルチアンテナ受信装置に用いる信号処理部の他の構成例を示すブロック図

[図 12]実施の形態 2によるマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示すプロック図圆 13]実施の形態 3によるマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示すプロック図

圆 14]実施の形態 3によるイタレーシヨン動作の説明に供する図

[図 15]実施の形態 3での復号手順のイメージを示す図

[図 16]実施の形態 3のマルチアンテナ受信装置のシミュレーション結果を示す特性曲線図であり、（A)は変調信号 Aの特性曲線図、（B)は変調信号 Bの特性曲線図 [図 17]実施の形態 3のマルチアンテナ受信装置に用いる信号処理部の他の構成例を示すブロック図

[図 18]実施の形態 4によるマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示すプロック図

圆 19]実施の形態 4によるイタレーシヨン動作の説明に供する図

[図 20]実施の形態 4のマルチアンテナ受信装置のシミュレーション結果を示す特性曲線図であり、（A)は変調信号 Aの特性曲線図、（B)は変調信号 Bの特性曲線図

[図 21]実施の形態 5での各変調信号の信号点配置例（ (A)は変調信号 Aの信号点配置、（B)は変調信号 Bの信号点配置)を示す図

[図 22]QPSKと 16QAMの受信品質を示す特性曲線図

[図 23]実施の形態 6のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図

[図 24]ディンターリーバの処理の説明に供するブロック図

[図 25]変調信号 Aと変調信号 Bのインターリーブパターンが同一の場合のシンボルの状態の一例を示す図であり、（A)は一度目の判定後の変調信号の状態、（B)は信号点数を削減後の状態を示す図

[図 26]実施の形態 6の方法を適用して、変調信号 Aのためのインターリーブパターンと、変調信号 Bのためのインターリーブパターンを異なるようにした場合のシンボルの状態の一例を示し、（A)は一度目の判定後の変調信号の状態、（B)は信号点数を削減後の状態を示す図

圆 27]変調信号間でインターリーブパターンを異なるようにした場合と、同一にした場合の受信特性を示す図

[図 28]実施の形態 6のインターリーブパターンの一例を示す図であり、 (A)は変調信号 Aに適用したインターリーブパターン Xを示し、 (B)は変調信号 Bに適用したインタ一リーブパターン Yを示す図

[図 29]実施の形態 6のインターリーブパターンの一例を示す図であり、 (A)はインターリーブ前後のシンボルの配置を示し、（B)は変調信号 Aのシンボルの配置を示し、 ( C)は変調信号 Bのシンボル配置を示す図

[図 30]実施の形態 7のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図

圆 31]実施の形態 7の各変調信号のフレーム構成例を示す図であり、 (A)は変調信号 Aのフレーム構成、（B)は変調信号 Bのフレーム構成を示す図

[図 32]実施の形態 7のマルチアンテナ送信装置の他の構成を示すブロック図

[図 33]実施の形態 7のマルチアンテナ受信装置の構成を示すブロック図

[図 34]実施の形態 8の原理の説明に供する図

[図 35]STBCシンボルを挿入する場合のフレーム構成例を示す図

[図 36]STBCの送受信の説明に供する図

[図 37]STBCシンボルを挿入するための構成例を示すブロック図

[図 38]実施の形態 9のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示すブロック図

[図 39]実施の形態 9のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示すブロック図

[図 40]STBCシンボルを挿入したときの受信状態例を示す図

[図 41]特殊シンボルのフレーム構成例を示す図

[図 42]特殊シンボルのフレーム構成例を示す図

[図 43]STBCシンボルを挿入するための構成例を示すブロック図

圆 44]特殊シンボルを挿入したときの受信状態例を示す図

[図 45]符号化シンボルブロックとインターリーブ後の符号化シンボルブロックを示す図圆 46]実施の形態 10の動作の説明に供する図

[図 47]実施の形態 10のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図圆 48]各変調信号の信号点配置の説明に供する図であり、 (A)は変調信号 Aの信号点配置を示し、 (B)は変調信号 Bの信号点配置を示す図 [図 49]実施の形態 11のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図

[図 50]実施の形態 11のビットインターリーブ処理の説明に供する図

[図 51]実施の形態 11のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示すプロック図

圆 52]信号点削減部による信号点削減処理の説明に供する図

[図 53]実施の形態 11での復号手順のイメージを示す図

圆 54]変調信号間でビットインターリーブパターンを同一にした場合の信号点選択の様子を示す図であり、（A)は一度目の判定後の状態を示し、（B)は信号点数を削減後の状態を示す図

圆 55]実施の形態 11のビットインターリーブパターンを用いた場合の信号点選択の様子を示す図であり、（A)は一度目の判定後の状態を示し、（B)は信号点数を削減後の状態を示す図

[図 56]実施の形態 12のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図

[図 57]実施の形態 12のビットインターリーブ処理の説明に供する図であり、 (A)はィンターリーブパターン Xを示し、 (B)はインターリーブパターン Yを示す図

[図 58]実施の形態 12のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示すプロック図

圆 59]変調信号間でビットインターリーブパターンを同一にした場合の信号点選択の様子を示す図であり、（A)は一度目の判定後の状態を示し、（B)は信号点数を削減後の状態を示す図

圆 60]実施の形態 12のビットインターリーブパターンを用いた場合の信号点選択の様子を示す図であり、（A)は一度目の判定後の状態を示し、（B)は信号点数を削減後の状態を示す図

[図 61]実施の形態 13のビットインターリーブ処理の説明に供する図であり、 (A)はィンターリーブパターン Xを示し、 (B)はインターリーブパターン Yを示す図

[図 62]実施の形態 13のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示すプロック図

[図 63]実施の形態 13のマルチアンテナ送信装置の構成例を示すブロック図 [図 64]実施の形態 14のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図

[図 65]実施の形態 14のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示すプロック図

[図 66]実施の形態 14の他の構成例を示すブロック図

[図 67]実施の形態 15の送信フレーム構成例を示す図

[図 68]実施の形態 15のマルチアンテナ受信装置の送信系の構成例を示すブロック図

圆 69]マルチアンテナ受信装置の送信系から送信されるフレーム構成を示す図 [図 70]実施の形態 15のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図圆 71]実施の形態 15の動作の説明に供する図

[図 72]実施の形態 15のマルチアンテナ受信装置の受信系の構成を示すブロック図 [図 73]図 72の信号処理部の構成を示すブロック図

[図 74]チャネル情報 ·受信信号蓄積部で蓄積するデータの説明に供する図圆 75]実施の形態 15の動作の説明に供する図

圆 76]実施の形態 16の動作の説明に供する図

[図 77]Cycled Delay Diversityの説明に供する図

[図 78]実施の形態 17のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図

[図 79]実施の形態 18の MLD— S(MLD- Soft Decision Decoding)復号法の説明に供する図

[図 80]実施の形態 19の送信フレーム構成を示す図

[図 81]実施の形態 19の再送動作の一例を示す図

[図 82]実施の形態 19のマルチアンテナ受信装置の構成を示すブロック図

[図 83]実施例 1のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図

[図 84]実施例 1のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示すブロック図圆 85-1]実施例 1におけるインターリーブ処理と信号点選択の様子を示す図であり、

(A)はインターリーブ前のデータの並びを示し、 (B)はインターリーブ後のデータの並びを示し、（C)はインターリーブ後の各チャネルのデータの並びを示し、（D)は一回目の復号後のディンターリーブ後のデータ状態を示し、 (E)は信号点削減前のィンターリーブ後の一回目の復号後のデータの状態を示す図

圆 85-2]実施例 1におけるインターリーブ処理と信号点選択の様子を示す図であり、 (F)はレプリカを用いて信号点を削減したときの状態を示し、 (G)はレプリカを用いて信号点を削減しディンターリーブした後の状態を示し、 (H)はビタビ復号後の状態を示す図

[図 86]実施例 1のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図

[図 87]実施例 1の送信フレームを示す図

[図 88]実施例 1の送信フレームを示す図

圆 89]実施例 1のインターリーブの説明に供する図

[図 90]実施例 1のインターリーブの説明に供する図

[図 91]実施例 1のマルチアンテナ送信装置の別の構成を示すブロック図

[図 92]実施例 2のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図

[図 93]実施例 2のインターリーブ処理の説明に供する図であり、 (A)はインターリーブ前のデータの順番を示し、（B)はチャネル Aのインターリーブ方法を示し、（C)はチヤネル Bのインターリーブ方法を示し、 (D)はインターリーブ後のチャネル Aの順番を示し、（E)はインターリーブ後のチャネル Bの順番を示し、（F)はチャネル Aのサブキヤリァへの割り当てを示し、 (G)はチャネル Bのサブキャリアへの割り当てを示す図

[図 94]実施例 2の受信処理の説明に供する図

[図 95]実施例 3のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図

[図 96]実施例 3のインターリーブ処理の説明に供する図

[図 97]実施例 3のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図

[図 98]実施例 4のインターリーブ処理の説明に供する図であり、 (A)はインターリーブ前の各チャネルのデータの並びを示し、（B)はインターリーブ後の各チャネルのデータの並びを示し、 (C)は間引き後の各チャネルのデータの並びを示す図

[図 99]実施例 4のインターリーブ処理の説明に供する図

[図 100]実施例 4のインターリーブ処理の説明に供する図

[図 101]他の実施の形態の MIMOシステムの構成を示すブロック図

圆 102]—般的なマルチアンテナ通信システムの概略構成を示す図 [図 103]従来のマルチアンテナ通信システムの構成を示すブロック図

[図 104]時空間ブロック符号の説明に供する図

発明を実施するための最良の形態

[0062] マルチアンテナ送信装置力同時送信され、伝搬路上で多重化された複数の変調信号をマルチアンテナ受信装置で受信し、各変調信号の信号点判定を行って誤り率特性の良いデータを得るには、膨大な演算量が必要となる。特にチャネル数 (アンテナ数)が多いほど、変調多値数が多いほど、演算回数が多くなる。

[0063] 本発明の特徴の一つは、変調信号の受信点を判定して受信データを得る際に用いる候補信号点を、自変調信号以外の他の変調信号の判定値を使って削減し、削減した候補信号点を用いて自変調信号にっ、ての判定 (主判定)を行うことである。

[0064] 以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

[0065] (実施の形態 1)

図 1に、本実施の形態で説明するマルチアンテナ通信システムの全体構成を示す。本実施の形態では、説明を簡単ィ匕するために、送信アンテナが 2本で、受信アンテナが 2本の場合について記述する力 M (M≥2)本の送信ァンテナと、N (N≥2)本の受信アンテナを有するマルチアンテナシステムに適用可能である。

[0066] マルチアンテナ通信システム 100のマルチアンテナ送信装置 110は、送信部 111 におヽて各送信ディジタル信号 TA、 TBに対して所定の変調処理や無線周波数への変換処理を施すことにより変調信号 Ta、 Tbを得、これを各アンテナ AN1、 AN2から送信する。マルチアンテナ受信装置 120は、各アンテナ AN3、 AN4で受信した受信信号 Rl、 R2を受信部 121に入力する。受信部 121は受信信号 Rl、 R2に対して復調処理を施すことにより、送信ディジタル信号 TA、 TBに対応する受信データ RA 、 RBを得る。

[0067] ここでアンテナ AN1から送信された変調信号 Taは、チャネル変動 hi 1 (t)、 hl2 (t )を受けた後にアンテナ AN3、 AN4で受信される。またアンテナ AN2から送信された変調信号 Tbは、チャネル変動 h21 (t)、 h22 (t)を受けた後にアンテナ AN3、 AN 4で受信される。

[0068] よって、時間のパラメータ tを用いて、アンテナ AN1から送信される信号を Ta (t)、アンテナ AN2から送信される信号を Tb (t)、受信アンテナ AN3で受信した信号を R 1 (t)、受信アンテナ AN4で受信した信号を R2 (t)とすると、以下の関係式が成立する。

[数 1]

Rl(t) \ 1( h21(t)\/Ta(t)\ (

R2(t) J ~ [hl 2(0 h22(t) )\ Tb(t) J

[0069] 図 2に、マルチアンテナ送信装置 110の構成を示す。マルチアンテナ送信装置 11 0は符号ィ匕部 201A、 201Bに送信ディジタル信号 TA、 TBを入力する。符号化部 20 1A、 201Bは、フレーム構成信号生成部 210からのフレーム構成信号 S10に従って、送信ディジタル信号 TA、 TBに畳み込み符号化処理を施すことにより符号化データ S1A、 SIBを形成し、これを変調部 202A、 202Bに送出する。

[0070] 変調部 202A、 202Bは、符号化データ S1A、 SIBに対して QPSKや 16QAM等の変調処理を施すと共に、フレーム構成信号 S 10に従ったタイミングでチャネル推定用のシンボルを挿入することにより、ベースバンド信号 S2A、 S2Bを形成し、これを拡散部 203A、 203Bに送出する。図 3に、各ベースバンド信号のフレーム構成例を示す。

[0071] 拡散部 203A、 203Bは、ベースバンド信号に拡散符号を乗算することにより拡散されたベースバンド信号 S3A、 S3Bを得、これを無線部 204A、 204Bに送出する。なお拡散部 203Aと拡散部 203Bとでは異なる拡散符号を用いるようになって、る。無線部 204A、 204Bは、拡散されたベースバンド信号 S3A、 S3Bに対してアップコンバートや増幅等の無線処理を施すことにより変調信号 Ta、 Tbを形成し、これをアンテナ AN1、 AN2に供給する。

[0072] 力べして各アンテナ AN1、 AN2からは、時間軸方向に畳み込み符号化された異なる変調信号 Ta、 Tbが同時に送信される。

[0073] 図 4に、マルチアンテナ受信装置 120の全体構成を示す。マルチアンテナ受信装置 120はアンテナ AN3、 AN4で受信した受信信号 Rl、 R2をそれぞれ無線部 401— 1、 401— 2に供給する。無線部 401— 1、 401— 2は、受信信号に対してダウンコンパートゃ直交復調などの無線処理を施すことによりベースバンド信号 R1—1、R2— 1を得、これを逆拡散部 402-1、 402-2に送出する。

[0074] 逆拡散部 402— 1は、ベースバンド信号 R1— 1に対して図 2の拡散部 203A及び拡散部 203Bで用いた拡散符号と同じ拡散符号を用いた逆拡散処理を施すことにより逆拡散後のベースバンド信号 R1— 2を得、これを変調信号 Aのチャネル変動推定部 403— 1A、変調信号 Bのチャネル変動推定部 403— IB及び信号処理部 404に送出する。

[0075] 同様に、逆拡散部 402— 2は、ベースバンド信号 R2— 1に対して図 2の拡散部 203A 及び拡散部 203Bで用いた拡散符号と同じ拡散符号を用いた逆拡散処理を施すことにより逆拡散後のベースバンド信号 R2— 2を得、これを変調信号 Aのチャネル変動推定部 403 - 2A、変調信号 Bのチャネル変動推定部 403 - 2B及び信号処理部 404〖こ送出する。

[0076] 変調信号 Aのチャネル変動推定部 403— 1Aは、チャネル推定シンボルに基づき変調信号 A (アンテナ AN1から送信された変調信号 Ta)のチャネル変動を推定することによりチャネル変動推定値 hi 1を得る。これにより、アンテナ AN1とアンテナ AN3 間のチャネル変動が推定される。変調信号 Bのチャネル変動推定部 403— 1Bはチヤネル推定シンボルに基づき変調信号 B (アンテナ AN2から送信された変調信号 Tb) のチャネル変動を推定することによりチャネル変動推定値 h21を得る。これによりアンテナ AN2とアンテナ AN3間のチャネル変動が推定される。

[0077] 同様に、変調信号 Aのチャネル変動推定部 403— 2Aは、チャネル推定シンボルに基づき変調信号 A (アンテナ AN1から送信された変調信号 Ta)のチャネル変動を推定することによりチャネル変動推定値 hl2を得る。これにより、アンテナ AN1とアンテナ AN4間のチャネル変動が推定される。変調信号 Bのチャネル変動推定部 403— 2 Bはチャネル推定シンボルに基づき変調信号 B (アンテナ AN2から送信された変調信号 Tb)のチャネル変動を推定することによりチャネル変動推定値 h22を得る。これによりアンテナ AN2とアンテナ AN4間のチャネル変動が推定される。

[0078] 信号処理部 404は、逆拡散後のベースバンド信号 R1— 2、 R2— 2に加えて、チヤネル変動推定値 hi 1、 h21、 hl2、 h22を入力し、チャネル変動推定値 hi 1、 h21、 hi 2、 h22を用いてベースバンド信号 Rl— 2、 R2— 2の復号ゃ検波等を行うことにより、送信ディジタル信号 TA、 TBに対応する受信データ RA、 RBを得るようになつている

[0079] 図 5に、本実施の形態の信号処理部 404の構成を示す。信号処理部 404は分離部 501【こベースノンド信号 R1— 2、 R2— 2、チヤネノレ変動推定値 hi 1、 h21、 hl2、 h22 を入力する。

[0080] 分離部 501は、ベースバンド信号 R1— 2、 R2— 2と、チャネル変動推定値 hl l、 h21 、 hl2、 h22とを、（1)式に当てはめて（1)式の逆行列演算を行うことにより、送信ディジタル信号 TAの推定ベースバンド信号 502と送信ディジタル信号 TBの推定ベースバンド信号 505を得る。このように分離部 501は、最尤判定 (MLD)を行うのではなく、逆行列演算によって信号分離を行うため、最尤判定を行う場合に比して小さな回路規模で信号分離を行うことができる。分離部 501は、送信ディジタル信号 TAの推定ベースバンド信号 502を軟判定部 503に送出すると共に、送信ディジタル信号 TBの推定ベースバンド信号 505を軟判定部 506に送出する。

[0081] 軟判定部 503、 506は、それぞれ、推定ベースバンド信号 502、 505の軟判定値を求めた後、軟判定値に対して誤り訂正処理を施すことにより、ディジタルデータでなる判定値 504、 507を得る。軟判定部 503により得られた判定値 504は、信号点削減部 514、 516に送出される。また軟判定部 506により得られた判定値 507は、信号点削減部 508、 510に送出される。

[0082] 図 6に、軟判定部 503、 506の構成を示す。軟判定部 503と軟判定部 506の構成は同様なので、ここでは軟判定部 503の構成のみ説明する。軟判定部 503は推定べースバンド信号 502を軟判定値計算部 601に入力する。軟判定値計算部 601は、推定ベースバンド信号 502のブランチメトリック及びパスメトリックを求めることにより、推定ベースバンド信号 502のデータ系列 602を計算し、このデータ系列 602を判定部 6 03に送出する。判定部 603はデータ系列 602に対して誤り訂正処理を施し、誤り訂正後のデータを判定値 504として出力する。

[0083] 図 7を用いて軟判定部 503、 506での処理を具体的に説明する。図 7は、送信ディジタル信号 TA、 TBが QPSK変調されたときの信号点配置例を示す。図中、 701は受信信号点であり、推定ベースバンド信号 502、 505に相当する。軟判定部 503、 5 06は、図 7における受信信号点 701と QPSKの信号点との、例えばユークリッド距離の 2乗を求め、この値をブランチメトリックとし、このブランチメトリックを利用しパスメトリックを求める。そして畳み込み符号を用いている場合は、例えばビタビアルゴリズムに従って復号し、送信ディジタル信号 TAにつ、ての判定値 504及び送信ディジタル信号 TBにつ、ての判定値 507を得る。

[0084] 力かる構成に加えて、信号処理部 404は、変調信号 Aにつ、ての信号点削減部 5 08、 510と、変調信号 Bについての信号点削減部 514、 516を有する。

[0085] 変調信号 Aについての信号点削減部 508、 510は、軟判定部 506により得られた変調信号 Bにつ、ての判定値を入力する。また信号点削減部 508には一方の受信アンテナ AN4の受信信号に基づ、て得られた変調信号 Aのチャネル変動値 hi 2及び変調信号 Bのチャネル変動値 h22が入力されると共に、信号点削減部 510には他方の受信アンテナ AN3の受信信号に基づいて得られた変調信号 Aのチャネル変動値 hi 1及び変調信号 Bのチャネル変動値 h21が入力される。

[0086] 信号点削減部 508は、先ず変調信号 Aのチャネル変動値 hi 2及び変調信号 Bのチャネル変動値 h22に基づき、図 8に示すように、 16点の候補信号点 801— 816を推定する。次に信号点削減部 508は、軟判定部 506により得られた変調信号 Bの判定値 507を使って、図 9に示すように、候補信号点の数を 4点に絞り込む。なお図 9は、変調信号 Bの判定値 507が (0, 0)、つまり変調信号 Bで送信された 2ビットが（0, 0 )と判定された場合の候補信号点削減の例を示すものである。そして信号点削減部 5 08は、信号点 801、 806、 811、 816の情報を信号点情報 509として軟判定部 512 に送出する。

[0087] 同様に、信号点削減部 510は、変調信号 Aのチャネル変動値 hi 1及び変調信号 B のチャネル変動値 h21に基づき 16点の候補信号点 801— 816を推定し、次に軟判定部 506により得られた変調信号 Bの判定値 507を使って候補信号点の数を 4点に削減し、その 4点の信号点の情報を信号点情報 511として軟判定部 512に送出する

[0088] 変調信号 Bについての信号点削減部 514、 516は、軟判定部 503により得られた変調信号 Aについての判定値 504を入力する。また信号点削減部 514には一方の受信アンテナ AN4の受信信号に基づいて得られた変調信号 Aのチャネル変動値 hi 2及び変調信号 Bのチャネル変動値 h22が入力されると共に、信号点削減部 516には他方の受信アンテナ AN3の受信信号に基づいて得られた変調信号 Aのチャネル変動値 hi 1及び変調信号 Bのチャネル変動値 h21が入力される。

[0089] 信号点削減部 514は、先ず変調信号 Aのチャネル変動値 hi 2及び変調信号 Bのチャネル変動値 h22に基づき、図 8に示すように、 16点の候補信号点 801— 816を推定する。次に信号点削減部 514は、軟判定部 503により得られた変調信号 Aの判定値 504を使って、図 10に示すように、候補信号点の数を 4点に絞り込む。なお図 1 0は、変調信号 Aの判定値 504が（1, 0)、つまり変調信号 Aで送信された 2ビットが（ 1, 0)と判定された場合の候補信号点削減の例を示すものである。そして信号点削減部 514は、信号点 805、 806、 807、 808の情報を信号点情報 515として軟判定部 518に送出する。

[0090] 同様に、信号点削減部 516は、変調信号 Aのチャネル変動値 hi 1及び変調信号 B のチャネル変動値 h21に基づき 16点の候補信号点 801— 816を推定し、次に軟判定部 503により得られた変調信号 Aの判定値 504を使って候補信号点の数を 4点に削減し、その 4点の信号点の情報を信号点情報 517として軟判定部 518に送出する

[0091] このように本実施の形態のマルチアンテナ受信装置 120においては、チャネル変動行列の逆行列演算により各変調信号 A、 Bを分離する分離部 501と、分離された変調信号 502、 505を軟判定する軟判定部 503、 506とに加えて、各変調信号 A、 B に対応した信号点削減部 508、 510、 514、 516を設け、信号点削減部 508、 510、 514、 516において自変調信号を除く他の変調信号の軟判定値 507、 504を使って自変調信号にっ、ての候補信号点数を削減するようになって!/、る。

[0092] すなわち分離部 501、軟判定部 503、 506において各変調信号 A、 Bを仮判定し、信号点削減部 508、 510、 514、 516においてその仮判定結果 507、 504に基づいて候補信号点を削減する。

[0093] 各軟判定部 512、 518は、ベースバンド信号 R1— 2、 R2— 2を、削減された自変調信号にっヽての候補信号点を用いて軟判定することにより、送信ディジタル信号 TA 、 TBに対応する受信データ RA、 RBを得るようになつている。

[0094] これを具体的に説明する。軟判定部 512は、信号点情報 509、 511として図 9の候補信号点 801、 806、 811、 816の情報を入力すると共に、受信ベースバンド信号 R 1—2、 R2— 2を入力する。軟判定部 512は、受信ベースバンド信号 R1— 2、 R2— 2の両方について候補信号点 801、 806、 811、 816を用いて軟判定を行う。例えば、受信ベースバンド信号 R1-2で示される受信点が、図 9の信号点 800とすると、受信信号点 800と候補信号点 801、 806、 811、 816とのユークリッド距離の 2乗を計算することで、ブランチメトリック (これを Bxと呼ぶ）を求める。同様に、受信ベースバンド信号 R2— 2で示される受信点が、図 9の信号点 800 (但し、実際には受信ベースバンド信号 R2— 1の受信点と受信ベースバンド信号 R2— 2の受信点は異なるものとなる）とすると、受信信号点 800と候補信号点 801、 806、 811、 816とのユークリッド距離の 2 乗を計算することで、ブランチメトリック (これを Byと呼ぶ)を求める。

[0095] そして軟判定部 512は、ブランチメトリック Bx及びブランチメトリック Byを加算したブランチメトリック力もパスメトリックを求め、例えば畳み込み符号を用いている場合は、ビタビアルゴリズムに従って復号を行うことで、変調信号 Aの受信データ RAを得る。

[0096] 同様に、軟判定部 518は、信号点情報 515、 517として図 10の候補信号点 805、 8 06、 807、 808の情報を入力すると共に、受信ベースバンド信号 Rl—2、 R2—2を入力する。軟判定部 518は、受信ベースバンド信号 R1— 2、 R2-2の両方について候補信号点 805、 806、 807、 808を用いて軟判定を行う。例えば、受信ベースバンド信号 R1— 2で示される受信点力図 10の信号点 800とすると、受信信号点 800と候補信号点 805、 806、 807、 808とのユークリッド距離の 2乗を計算することで、ブランチメトリック (これを Bvと呼ぶ）を求める。同様に、受信ベースバンド信号 R2— 2で示される受信点が、図 10の信号点 800 (但し、実際には受信ベースバンド信号 R2— 1の受信点と受信ベースバンド信号 R2— 2の受信点は異なるものとなる）とすると、受信信号点、 800と候ネ甫信号点、 805、 806、 807、 808とのユークリッド距離の 2乗を計算することで、ブランチメトリック (これを Bwと呼ぶ）を求める。

[0097] そして軟判定部 518は、ブランチメトリック Bv及びブランチメトリック Bwを加算したブランチメトリック力もパスメトリックを求め、例えば畳み込み符号を用いている場合は、ビタビアルゴリズムに従って復号を行うことで、変調信号 Bの受信データ RBを得る。

[0098] 次に本実施の形態のマルチアンテナ受信装置 120の動作について説明する。マルチアンテナ受信装置 120は、 2つのアンテナ AN1、 AN2から同時に送信された 2 つの変調信号 A、 Bを 2つのアンテナ AN3、 AN4で受信する。マルチアンテナ受信装置 120は、チャネル変動推定部 403— 1A、 403— 1B、 403— 2A、 403— 2Bによつて、各変調信号 A、 Bに挿入された既知信号に基づいて、各送信アンテナ AN1、 A N2と受信アンテナ AN3、 AN4間でのチャネル変動を推定する。

[0099] ここで変調信号 A、変調信号 Bが QPSK変調されているとき、多重されて受信された受信信号には、 4 X 4= 16点の信号点が存在する。つまり、チャネル変動推定値に基づいて形成される候補信号点の数も 16個となる。

[0100] ここで従来のマルチアンテナ受信装置では、 16個の候補信号点と受信点との信号点距離を求め、最も距離の小さい値をとる候補信号点を検出し、この候補信号点で示されるデータを受信データとするようになって!/ヽる。

[0101] これに対して本実施の形態のマルチアンテナ受信装置 120においては、チャネル変動行列の逆行列演算により各変調信号 A、 Bを分離する分離部 501と、分離された変調信号を軟判定する軟判定部 503、 506とを設けて、一旦、各変調信号 A、 Bのディジタル信号 (判定値)を得、このディジタル信号を用いて各変調信号 A、 Bの候補信号点を絞り込む。そして絞り込んだ候補信号点のみを用いて軟判定部により正確な判定を行う。これは、換言すれば、分離部 501、軟判定部 503、 504により変調信号 A、 Bの仮判定を行い、その仮判定値を用いて候補信号点を絞り込み、絞り込んだ候補信号点のみにっ、て正確なディジタル判定 (主判定)を行ってヽると言うことができる。

[0102] これにより、軟判定部 512、 518により全ての候補信号点を用いて受信点を判定する場合と比較して、格段に演算量を削減することができる。例えばこの実施の形態では、変調方式として QPSKを用いている力多値数が増加するにつれその効果はさらに大きくなる。例えば、変調信号 A、 Bともに 64QAMで変調されているとすると、信号点数を削減しない場合、 64 X 64=4096の候補信号点が存在し、 4096個の候補信号点に対しブランチメトリックを求めようとすると非常に大規模な回路が必要となる。 [0103] また逆行列演算のみを用いて受信データを得る場合と比較して、つまり軟判定部 5 03、 506の判定結果をそのまま受信データとする場合と比較して、誤り率特性を向上させることができる。特に信号点数削減を行う際、正しい削減を行うと、フルダイバーシチゲインを得ることができ、一段と誤り率特性を向上させることができるようになる。信号点削減のより好適な構成は、以下の実施の形態で説明する。

[0104] 力べして本実施の形態によれば、チャネル変動行列の逆行列演算を用いて分離した各変調信号 502、 505に基づいて各変調信号 502、 505を仮判定し、多重化された変調信号の候補信号点数を仮判定結果 504、 507を用いて削減した後に、削減した候補信号点を用いて正確な判定を行って各変調信号の受信データ RA、 RBを得るようにしたことにより、少ない演算量で誤り率特性の良い受信データ RA、 RBを得ることができる。この結果、誤り率特性を維持しつつ、装置構成を簡単化できるマルチアンテナ受信装置及びマルチアンテナ受信方法を実現することができる。

[0105] なお上述した実施の形態では、候補信号点を削減するための各変調信号を分離するにあたって、分離部 501によってチャネル変動行列の逆行列演算を行うようにした場合について述べた力分離方法は逆行列演算に限らず、例えば MMSE ( Minimum Mean Square Error)アルゴリズムを用いて各変調信号を推定して分離してちょい。

[0106] また上述した実施の形態では、候補信号点を削減するための各変調信号の仮判定を分離部 501及び軟判定部 503、 506により行うようにした場合について述べたが、仮判定の仕方はこれに限らない。回路規模を問題にしない場合には、例えば図 11 に示すように、変調信号の分離のための逆行列演算を行わずに、仮判定を軟判定部 1101【こより行うよう【こしてちょ!ヽ。

[0107] 図 5との対応部分に同一符号を付して示す図 11において、信号処理部 1100の軟判定部 1101には、ベースバンド信号 R1— 2、 R2— 2と、チャネル変動推定値 hi 1、 h 21、 hl2、 h22と力入力される。軟判定部 1101は、変調信号 Aのチャネル変動値 hi 1及び変調信号 Bのチャネル変動値 h21に基づき、図 8に示すように、 16点の候補信号点 801— 816を推定する。そして逆拡散後のベースバンド信号 R1— 2から、図 8 の受信信号点 800を推定し、例えば受信信号点 800と 16個の候補信号点 801-81 6との各ユークリッド距離の 2乗を求め、ブランチメトリックを求める。同様に、軟判定部 1101は、変調信号 Aのチャネル変動信号 hi 2、 h22、逆拡散後のベースバンド信号 R2-2からブランチメトリックを求める。そして軟判定部 1100は、畳み込み符号を用いている場合、 2つのブランチメトリックからパスメトリックを求め、変調信号 Aの判定値 1102、変調信号 Bの判定値 1103を出力する。

[0108] (実施の形態 2)

この実施の形態では、実施の形態 1と比較して、候補信号点を削減するための仮判定を行う部分の構成をより簡易なものとすることにより、一段と簡易な構成で誤り率特性の良い受信データを得ることができるマルチアンテナ受信装置を提案する。

[0109] 図 5との対応部分に同一符号を付して示す図 12に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の信号処理部 1200の構成を示す。図 12の信号処理部 1200は、図 5の信号処理部 404と比較して、分離部 501により分離された変調信号 Bの推定ベースバンド信号 505を判定するための軟判定部 506 (図 5)を省略した構成となって！/、る。そして信号点削減部 1201、 1202には、軟判定部 518により得られた変調信号 Bの受信データ RBを入力させるようになつている。信号点削減部 1201、 1202は、軟判定部 506 (図 5)力もの判定値 507の代わりに、軟判定部 518により得られた受信データ RBを用いて、実施の形態 1で説明したのと同様の方法で候補信号点数を削減する。これにより、軟判定部 506を省略した分だけ、全体的な回路構成を簡単ィ匕できる。

[0110] 次に本実施の形態の信号処理部 1200の動作について説明する。信号処理部 12 00は、先ず軟判定部 503によって変調信号 Aのみ復号し、その結果を用いて、信号点削減部 514、 516よって候補信号点を削減し、軟判定部 518によって変調信号 B を復号することで、変調信号 Bの受信データ RBを得る。

[0111] 信号処理部 1200は、続いて、信号点削減部 1201、 1202によって変調信号 Bのデータ RBを用いて変調信号 Aにつ、ての候補信号点を削減し、軟判定部 512によつて変調信号 Aを復号することで、変調信号 Aの受信データ RAを得る。このように、本実施の形態の信号処理部 1200は、変調信号 Aと変調信号 Bを同時に復号するのではなぐ変調信号 Aの復号、変調信号 Bの復号、変調信号 Aの復号のように、交互に復号する。

[0112] 力べして本実施の形態によれば、全ての変調信号について仮判定を行い、全ての信号点削減部で仮判定結果を用いて候補信号点を削減するのではなぐある変調信号につ!、てのみ仮判定を行、、他の変調信号につ!、ては最終的な判定結果 (主判定結果)を用いて候補信号点を削減するようにしたことにより、実施の形態 1での効果に加えて、一段と簡易な構成のマルチアンテナ受信装置を実現できるようになる。

[0113] (実施の形態 3)

この実施の形態では、候補信号点を削減した後に主判定を行うことにより少な、演算回数で誤り率特性の良い受信データを得ることに加えて、イタレーシヨン (反復)技術を適用することにより、一段と誤り率特性を向上させることができるマルチアンテナ受信装置を提案する。

[0114] 図 5との対応部分に同一符号を付して示す図 13に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の信号処理部 1300の構成を示す。すなわち、信号処理部 1300は、図 4の信号処理部 404に置き換えられてマルチアンテナ受信装置 120に用いられる。

[0115] 実施の形態 1で説明した図 5の信号処理部 404と、本実施の形態の信号処理部 13 00の異なる点は、信号点削減部 1301、 1302が軟判定部 506からの判定値 507に加えて軟判定部 518からの受信データ RBを入力している点、および、信号点削減部 1303、 1304が軟判定部 503からの判定値 504にカ卩えて軟判定部 512からの受信データ RAを入力して、る点である。

[0116] これにより、信号点削減部 1301— 1304では、実施の形態 1の信号点削減部 508 、 510、 514、 516と比較して、正しい信号点削減を行う確率を高めることができるようになる。この結果、最終的に得られる受信データ RA、 RBの誤り率特性を一段と向上させることがでさる。

[0117] 次に図 14を用いて本実施の形態の信号処理部 1300の動作について説明する。

図 14に示すように、信号処理部 1300では、変調信号 A、 Bの軟判定及び復号を並列に行う。そして変調信号 Aの信号点削減は、変調信号 Bの軟判定により得られる変調信号 Bの受信データ RBを用いて行う。逆に、変調信号 Bの信号点削減は、変調信号 Aの軟判定により得られる変調信号 Aの受信データ RAを用いて行う。そして変調信号 A、 Bそれぞれの軟判定 (主判定)を行うことで変調信号 A、 Bの受信データ RA、 RBを得るようになつている。さらに、得られた変調信号 A、 Bの受信データ RA、 RBを用いて反復して信号点削減、軟判定 (主判定)を行ってヽく。

[0118] 具体的に説明する。一度目の軟判定及び復号の動作については、実施の形態 1で説明した図 5の信号処理部 404の動作と同様である。すなわち軟判定部 503、 504 により得た仮判定値 (判定値 504、 507)に基づいて信号点削減を行う。これに対して、二度目以降の軟判定及び復号は、軟判定部 512、 518により得られた受信データ RA、 RBを用いて行う。

[0119] 信号処理部 1300は、変調信号 Aに関して、ステップ ST1 Aで示す一度目の軟判定処理において、信号点削減部 1301、 1302が、それぞれ、変調信号 Bの軟判定値 507を用いて変調信号 Bで送信された 2ビットを推定し、図 8の 16個の候補信号点を図 9の 4個の信号点に削減し、その信号点情報 (4個の信号点） 509、 511を軟判定部 512に送出し、軟判定部 512が信号点情報 509、 511を使って受信データ RAを得る。

[0120] 同様に、信号処理部 1300は、変調信号 Bに関して、ステップ ST1Bで示す一度目の軟判定処理において、信号点削減部 1303、 1304が、それぞれ、変調信号 Aの軟判定値 504を用いて変調信号 Aで送信された 2ビットを推定し、図 8の 16個の候補信号点を図 10の 4個の信号点に削減し、その信号点情報 (4個の信号点） 515、 517を軟判定部 518に送出し、軟判定部 518が信号点情報 515、 517を使って受信データ RBを得る。

[0121] 信号処理部 1300は、変調信号 Aに関して、ステップ ST2A、 ST3Aで示す二度目の軟判定処理において、信号点削減部 1301、 1302力それぞれ、ステップ ST1B で得られた受信データ RBを用いて変調信号 Bで送信された 2ビットを推定し、図 8の 16個の候補信号点を図 9の 4個の信号点に削減し (ステップ ST2A)、その信号点情報 (4個の信号点） 509、 511を軟判定部 512に送出し、軟判定部 512が信号点情報 509、 511を使って受信データ RAを得る（ステップ ST3A)。

[0122] 同様に、信号処理部 1300は、変調信号 Bに関して、ステップ ST2B、 ST3Bで示す二度目の軟判定処理において、信号点削減部 1303、 1304が、それぞれ、ステップ ST1Aで得られた受信データ RAを用いて変調信号 Aで送信された 2ビットを推定し、図 8の 16個の候補信号点を図 10の 4個の信号点に削減し (ステップ ST2B)、その信号点情報 (4個の信号点） 515、 517を軟判定部 518に送出し、軟判定部 518が信号点情報 515、 517を使って受信データ RBを得る (ステップ ST3B)。

[0123] 信号処理部 1300は、変調信号 Aに関して、ステップ ST4A、 ST5Aで示す三度目の軟判定処理において、信号点削減部 1301、 1302力それぞれ、ステップ ST3B で得られた受信データ RBを用いて変調信号 Bで送信された 2ビットを推定し、図 8の 16個の候補信号点を図 9の 4個の信号点に削減し (ステップ ST4A)、その信号点情報 (4個の信号点） 509、 511を軟判定部 512に送出し、軟判定部 512が信号点情報 509、 511を使って受信データ RAを得る（ステップ ST5A)。

[0124] 同様に、信号処理部 1300は、変調信号 Bに関して、ステップ ST4B、 ST5Bで示す三度目の軟判定処理において、信号点削減部 1303、 1304が、それぞれ、ステップ ST3Aで得られた受信データ RAを用いて変調信号 Aで送信された 2ビットを推定し、図 8の 16個の候補信号点を図 10の 4個の信号点に削減し (ステップ ST4B)、その信号点情報 (4個の信号点） 515、 517を軟判定部 518に送出し、軟判定部 518が信号点情報 515、 517を使って受信データ RBを得る (ステップ ST5B)。

[0125] このように信号処理部 1300においては、二度以降の信号点削減を、前回の動作が完了した後の他方の変調信号の受信データ RA、 RBを使って行うようになっている

[0126] そして軟判定部 512、 518は、それぞれ、一度目の軟判定、復号を行ったら、一度目の受信データ RA、 RBを出力する。次に、二度目の軟判定、復号を行ったら、一度目の受信データ RA、 RBに代えて、二度目の受信データ RA、 RBを出力する。すなわち n度目の軟判定、復号を行ったら、 n— 1度目の受信データ RA、 RBに代えて、 n 度目の軟判定復号結果である受信データ RA、 RBを出力する。

[0127] このように、候補信号点を削減するにあたって、他の変調信号の誤り訂正復号後のデータ（軟判定部 512、 518で誤り訂正復号処理を行っているものとする）を用いてィタレーシヨン (反復)処理を行うようにしたので、正 U、候補信号点を残すことができる確率を高めることができるようになり、受信データ RA、 RBの誤り率特性を一段と向上させることがでさる。

[0128] 図 15に、本実施の形態での復号の処理手順のイメージを示す。変調信号 A、変調信号 Bの 1フレームは複数のシンボルで構成されている。はじめに 1フレーム分の一度目の誤り訂正を行う。そして、一度目の誤り訂正結果を反映して状態数削減を行い、二度目の 1フレーム分の誤り訂正を行う。このように、（n— 1)度の誤り訂正結果を反映して状態数削減を行った後、 n度目の 1フレーム分の誤り訂正を行う。

[0129] 図 16に、本実施の形態の信号処理部 1300を用いた場合の受信特性 (キャリアパヮ一対雑音電力比（CZN)とビットエラーレートの関係）のシミュレーション結果を示す。この図からも明らかなように、変調信号 A、 Bともに、反復復号の回数が増えるにつれ、受信品質が向上する。但し、回数を多くすればよいというわけではなぐある程度の回数で受信品質の改善効果は飽和する。また変調信号 A、 Bの受信品質は、変調方式が同じ場合、同じである。

[0130] 力べして本実施の形態によれば、候補信号点を削減するにあたって、誤り訂正復号後（主判定後の）の他の変調信号のデータ RA、 RBを用い、かつイタレーシヨン処理を行って最終的な受信データ RA、 RBを得るようにしたことにより、実施の形態 1と比較して、一段と誤り率特性の向上した受信データ RA、 RBを得ることができるようになる。

[0131] なおこの実施の形態では、候補信号点を削減するための各変調信号の仮判定を分離部 501及び軟判定部 503、 506により行うようにした場合について述べた力仮判定の仕方はこれに限らず、回路規模を問題にしない場合には、例えば図 17に示すように、変調信号の分離のための逆行列演算を行わずに、仮判定を軟判定部 170 5により行うようにしてもよい。

[0132] 図 13との対応部分に同一符号を付して示す図 17において、信号処理部 1700の軟判定部 1705には、ベースバンド信号 R1— 2、 R2-2と、チャネル変動推定値 hi 1、 h21、 hl2、 h22と力入力される。軟判定部 1705は、変調信号 Aのチャネル変動値 h 11及び変調信号 Bのチャネル変動値 h21に基づき、図 8に示すように、 16点の候補信号点 801— 816を推定する。そして逆拡散後のベースバンド信号 R1— 2から、図 8 の受信信号点 800を推定し、例えば受信信号点 800と 16個の候補信号点 801-81 6との各ユークリッド距離の 2乗を求め、ブランチメトリックを求める。同様に、軟判定部 1705は、変調信号 Aのチャネル変動信号 hi 2、 h22、逆拡散後のベースバンド信号 R2-2からブランチメトリックを求める。そして軟判定部 1705は、畳み込み符号を用いている場合、 2つのブランチメトリックからパスメトリックを求め、変調信号 Aの判定値 1706を信号点削減部 1703、 1704に送出すると共に、変調信号 Bの判定値 1707 を信号点削減部 1701、 1702に送出する。

[0133] ここで図 13の信号処理部 1300と図 17の信号処理部 1700とを比較した場合、信号処理部 1700は、軟判定部 1705で 16個の候補信号点につ、て判定を行うことになるため、ブランチメトリック、パスメトリックの回路規模が増大し、信号処理部 1300よりも全体的な回路規模が大きくなる欠点がある。特に、 QPSKの場合、 16点であるが、 64QAMとなると 4096個の信号点が存在するので、変調多値数が増大するにしたがって現実'性がなくなる。

[0134] しかし、軟判定部 1705では、分離部 501と軟判定部 503、 506を用いた場合よりも精度の良い判定値を得ることができるので、イタレーシヨンを行う場合の反復回数が少なくても、誤り率特性の良い受信データ RA、 RBを得ることができるという利点がある。

[0135] (実施の形態 4)

この実施の形態の特徴は、実施の形態 3では各変調信号を並行して軟判定復号し、他の変調信号の軟判定復号結果を用いて自変調信号の候補信号点を削減したのに対して、各変調信号を交互に軟判定復号し、他の変調信号の軟判定復号結果を用いて自変調信号の候補信号点を削減する点である。これにより、信号点削除にィタレーシヨン技術を採用するにあたっての演算回数を低減できるので、回路構成を一段と簡単化できるようになる。

[0136] 図 13との対応部分に同一符号を付して示す図 18に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示す。信号処理部 1800は、実施の形態 3で説明した図 13の信号処理部 1300と比較して、軟判定部 506を省略した構成となっている。

[0137] また実施の形態 2で説明した図 12の信号処理部 1200と比較すると、信号処理部 1 200にイタレーシヨン処理を追カ卩した構成となっている。

[0138] 信号処理部 1800において、変調信号 Bについての信号点削減部 1803、 1804は、実施の形態 3と同様に軟判定部 503により得られた判定値 504と軟判定部 512により得られた誤り訂正復号後の受信データ RAの両方を用いて候補信号点を削減する力変調信号 Aについての信号点削減部 1801、 1802は、軟判定部 518により得られた誤り訂正復号後の受信データ RBのみを用いて候補信号点を削減するようになつている。このように本実施の形態の信号処理部 1800は、軟判定部 506を省略した分だけ、実施の形態 3の信号処理部 1300よりも全体的な回路構成を簡単ィ匕できるようになつている。

[0139] 次に図 19を用いながら本実施の形態の信号処理部 1800の動作について説明する。信号処理部 1800は、実施の形態 3の信号処理部 1300が変調信号 A、 Bの軟判定及び復号を並列に行ったのに対して、一度目の軟判定復号は変調信号 Aのみ行い、二度目の軟判定復号は変調信号 Bのみ行い、三度目の軟判定復号は変調信号 Aのみ行うと、つたように、変調信号 Aと変調信号 Bの軟判定復号を交互に行う。

[0140] 具体的に説明する。信号処理部 1800は、最初に、軟判定部 503によって変調信号 Aのみ軟判定復号し (ステップ ST10A)、その結果を用いて信号点削減部 1803、 1804によって候補信号点を削減し (ステップ ST10B)、軟判定部 518によって変調信号 Bを軟判定復号する (ステップ ST11B)ことにより、変調信号 Bの受信データ RB を得る。次に信号処理部 1800は、信号点削減部 1801、 1802によって変調信号 B の受信データ RBを用いて候補信号点を削減し (ステップ ST11A)、軟判定部 512によって変調信号 Aの軟判定復号を再度行う (ステップ ST12A)ことにより、変調信号 A の受信データ RAを得る。以下同様に、他方の軟判定復号結果を用いて候補信号点を削減しながら、変調信号 Aの軟判定復号と変調信号 Bの軟判定復号を交互に繰り返す。

[0141] 図 20に、本実施の形態の信号処理部 1800を用いた場合の受信特性 (キャリアパヮ一対雑音電力比（CZN)とビットエラーレートの関係）のシミュレーション結果を示す。この図からも分力ゝるように、軟判定復号を各変調信号で交互に行った場合でも、軟判定復号を各変調信号で並行に行った場合 (図 16)と同様の誤り率特性の良!、受信データを得ることができる。また変調信号 A、 Bともに、反復復号の回数が増えるにつれ、受信品質が向上するが、単純に回数を多くすればよいというわけではなぐある程度の回数で受信品質の改善効果は飽和する。

[0142] 力べして本実施の形態によれば、他の変調信号の軟判定復号結果を用いて自変調信号の候補信号点を削減と、つた処理を、各変調信号につ!、て交互に行うようにしたことにより、実施の形態 3の効果に加えて、復号の回数が半分となるため、一段と回路規模を削減することができるようになる。

[0143] (実施の形態 5)

この実施の形態では、上述した実施の形態 1一 4にカ卩えて、さらに各アンテナから受信品質の異なる変調信号を送信することを提案する。

[0144] 図 21にその一例を示す。図 21は、図 12及び図 18の構成を考慮し、変調信号 Aの変調方式を QPSK、変調信号 Bの変調方式を 16QAMとしたときの I Q平面における信号点配置の一例を示している。図 22に、 QPSK、 16Q AMのそれぞれのキヤリァパワー対雑音電力比とビットエラーレートの関係を示す。

[0145] ここで、図 12や図 18の構成を採ったとき、変調信号 Aの変調方式を QPSK、変調信号 Bの変調方式を 16QAMとした場合、図 22に示すように、一度目の軟判定において、変調信号 Aの変調方式が QPSKであるため良好な受信品質となり（16QAMと比較し）、軟判定部 503によって良好な受信品質の変調信号 Aの判定値 504 (デイジタル信号）が得られる。

[0146] そして、得られた変調信号 Aのディジタル信号の判定値が正確であるため、信号点削減時に間違った信号点削減を行う可能性が低くなり、軟判定部 518によって変調信号 Bの軟判定復号を行った際に得られる変調信号 Bの受信データ RBの誤り率特性が向上する。ここで、伝送速度のことを考慮すると、変調信号 Bの変調方式は QPS Kより変調多値数の多い、例えば 16QAM (64QAMでもよい）とするとよい。これにより、受信品質と伝送速度の向上の両立を図ることができる。

[0147] このように、変調信号 Aの変調多値数を変調信号 Bの変調多値数よりも少なくし、変調信号 Aの受信品質を確保することで、良好な信号点削減を行うことができるようになり、この結果、変調信号 Bの受信品質も確保することができるようになる。これにより、受信品質の向上と伝送速度の向上の両立を図ることができる。

[0148] つまり、最初の仮判定に用いられる変調信号の受信品質を良くすれば、信号点削減の引き込みが的確なものとなるので、その後の主判定で良い判定結果をもたらすことができる。

[0149] また反復復号 (イタレーシヨン)を行う場合には、イタレーシヨンの回数を減らすことにもつながり、回路規模を削減することができる。

[0150] さらに変調信号 Aと変調信号 Bの符号ィ匕率を異なるように設定することでも同様の効果を得ることができる。例えば、変調信号 Aの符号ィ匕率を 1Z4、変調信号 Bの符号化率を 3Z4とする。すると、変調信号 Aの受信品質が良いため、信号点削減が正しく行われる可能性が高くなり、変調信号 Bの受信品質も向上する。

[0151] さらに変調信号 Aと変調信号 Bの拡散符号長を異なるようにすることでも同様の効果を得ることができる。例えば変調信号 Aの拡散符号長を、変調信号 Bの拡散符号長よりも長くすればよい。

[0152] 力べして本実施の形態によれば、実施の形態 1一 4の構成に加えて、各変調信号の受信品質が異なるように、変調方式、符号化率、拡散率等を各変調信号間で変えるようにしたことにより、実施の形態 1一 4の効果にカ卩えて、誤り率特性の向上と伝送速度の向上を両立させることができるようになる。

[0153] (実施の形態 6)

この実施の形態では、各アンテナ力も送信する変調信号のインターリーブパターンを各変調信号間で異なるようにするマルチアンテナ送信装置を提案する。

[0154] 図 2との対応部分に同一符号を付して示す図 23に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の構成を示す。マルチアンテナ送信装置 2300は、符号ィ匕部 201Aと変調部 202Aとの間にインターリーバ 2301Aを設けたことと、符号ィ匕部 201Bと変調部 202Bとの間にインターリーバ 2301Bを設けたことを除いて、実施の形態 1で説明した図 2のマルチアンテナ送信装置 110と同様の構成でなる。

[0155] インターリーバ 2301Aは、符号ィ匕されたディジタル信号 SI Aを入力とし、順番の入れ替えを行い、インターリーブ後のディジタル信号 S 10Aを変調部 202Aに送出する。同様に、インターリーバ 2301Bは、符号ィ匕されたディジタル信号 S1Bを入力とし、順番の入れ替えを行ヽ、インターリーブ後のディジタル信号 S10Bを変調部 202Bに送出する。

[0156] なおこのように送信装置側でインターリーブ処理を行うと、受信側でディンターリーブ処理を行う必要がある。この場合の受信装置の構成例を、図 24に示す。図 24の構成例は、実施の形態 3で説明した信号処理部 1300に対応するものである。図 13との対応部分に同一符号を付して示す図 24において、信号処理部 2400は、送信側のインターリーバ 2301Aで並べ替えられた信号を元に戻すディンターリーバ 2401A、 2403A、 2404Aを有すると共に、送信側のインターリーバ 2301Bで並べ替えられた信号を元に戻すディンターリーバ 2401B、 2403B、 2404Bを有する。また信号処理部 2400は、インターリーバ 2301Aと同様の並べ替えを行うインターリーバ 2402A、 2405Aを有すると共に、インターリーバ 2301Bと同様の並べ替えを行うインターリーノ 2402B、 2405Bを有する。

[0157] この構成により、信号処理部 2400は、分離部 501によって分離された送信ディジタル信号 TAについての推定ベースバンド信号をディンターリーバ 2401Aによって元の配列に戻した後に軟判定部 503に送出すると共に、送信ディジタル信号 TBについての推定ベースバンド信号をディンターリーバ 2401Bによって元の配列に戻した後に軟判定部 506に送出する。また軟判定部 503によって得られた判定値はインタ一リーバ 2402Aによってインターリーブされた後に信号点削減部 1303、 1304に送出されると共に、軟判定部 506によって得られた判定値はインターリーバ 2402Bによつてインターリーブされた後に信号点削減部 1301、 1302に送出される。さらに信号点削減部 1303、 1304には、軟判定部 512によって得られた判定値力インターリーバ 2405Aによってインターリーブされた後に入力されると共に、信号点削減部 1301 、 1302には、軟判定部 518によって得られた判定値がインターリーバ 2405Bによつてインターリーブされた後に入力される。

[0158] これにより、信号点削減部 1301、 1302では、インターリーブされた受信信号カもィンターリーブされた変調信号 Bの信号点を削減することで、変調信号 Aについての削減された候補信号点を得ることができる。但し、この削減された候補信号点はインタ一リーブされた信号点なので、ディンターリーバ 2403A、 2404Aによってディンターリーブした後に軟判定部 512に入力させる。同様に、信号点削減部 1303、 1304では、インターリーブされた受信信号からインターリーブされた変調信号 Aの信号点を削減することで、変調信号 Bにつ、ての削減された候補信号点を得ることができる。但し、この削減された候補信号点はインターリーブされた信号点なので、ディンターリーバ 2403B、 2404Bによってディンターリーブした後に軟判定部 518に入力させる

[0159] なお、ここでは実施の形態 3で説明した信号処理部 1300を基本として、送信側でィンターリーブされた信号を復号する構成例について説明したが、実施の形態 1や実施の形態 2、実施の形態 4及び実施の形態 5で説明した受信装置においても、適宜送信側のインターリーバに対応したディンターリーバ及びインターリーバを設けるようにすれば、上述したのと同様に、各アンテナから異なるインターリーブパターンの信号を送信した場合に、各変調信号を復号できるようになる。

[0160] 次に、インターリーブパターン (送信信号の入れ替えの順番）について詳しく説明する。本実施の形態で最も重要な点は、変調信号 Aのためのインターリーブパターンと、変調信号 Bのためのインターリーブパターンを異なるようにしたことである。これにより、受信側での誤り率特性を向上させることができる。特に、変調信号 Aのインターリーブパターンと変調信号 Bのためのインターリーブパターンが無相関に近くなるようにインターリーブパターンを選定することにより、受信品質を非常に良くすることができる。この点について詳しく説明する。

[0161] 図 25は、変調信号 Aと変調信号 Bのインターリーブパターンが同一の場合のシンポルの状態の一例を示している。図 5の軟判定部 503において、変調信号 Aの復号を行い、その結果、図 25 (A)のように誤った判定を行ったシンボルが 5シンボル連続に発生したものとする。因みに、畳み込み符号などを用いたとき、連続して誤りが発生するのが一般的である。すると、信号点数削減部 514、 516において、信号点数の削減を行った際、図 25 (B)のように、 5シンボル連続して、信号点削減による信号点選択に誤りが生じることになる。この結果、軟判定部 518によって変調信号 Bの復号を行うと効果的に受信品質が向上しない。これは、誤り訂正符号は、連続的な誤りを訂正する能力が低、ためである。 [0162] 次に、本実施の形態のように、送信側で、変調信号 Aのためのインターリーブバターンと、変調信号 Bのためのインターリーブパターンを異なるようにした場合について説明する。この場合、信号点削減を行った際、図 26のようなシンボルの状態となる。図 24の軟判定部 503において、変調信号 Aの復号を行い、その結果、図 26 (A)のように誤った判定を行ったシンボルが 5シンボル連続に発生したものとする。すると、信号点数削減部 1303、 1304において、信号点数の削減を行った際、図 25 (B)と異なり、変調信号 Aのインターリーブパターンと変調信号 Bのインターリーブパターンが異なるため、ディンターリーブにより、図 26 (B)のように、信号点削減による信号点選択の誤りは、離散的に生じることになる。すなわち、図 25 (B)のように、連続して信号点削減による信号点選択の誤りが発生しない。これにより、軟判定部 518によって変調信号 Bの復号を行うと効果的に受信品質が向上する。これは、誤り訂正符号は、離散的な誤りを訂正する能力が高いためである。

[0163] この作用及び効果は、イタレーシヨン技術を用いた構成の場合も同様である。

[0164] 以上の動作を、変調信号 Aを変調信号 Bに、変調信号 Bを変調信号 Aに置き換えて、動作させても同様の作用効果が得られ、これにより、変調信号 Aの復号の受信品質も効果的に向上する。

[0165] 力べして本実施の形態によれば、各アンテナ力送信する変調信号のインターリーブパターンを変調信号間で異なるものとしたことにより、受信側での復号の際、バーストエラーの影響を軽減して、誤り率特性の良、受信データを得ることができるマルチアンテナ送信装置を実現できる。

[0166] 特に、実施の形態 1一 4のように信号点削減部を有するマルチアンテナ受信装置に変調信号を送信するマルチアンテナ送信装置に適用して好適である。

[0167] 図 27に、本実施の形態のように変調信号間で異なるインターリーブパターンを用いた場合の受信特性と、変調信号間で同一のインターリーブパターンを用いた場合の受信特性のシミュレーション結果を示す。図 27では、横軸を EbZNo (energy per bit-to-noise spectral density ratio)とし、縦軸を BER (Bit Error Rate)として！/、る。

[0168] 図中の丸印は、本実施の形態の構成を用いた場合、すなわち図 23に示すような構成でなるマルチアンテナ送信装置 2300から送信した信号を、図 24に示すような構成でなる信号処理部 2400を有するマルチアンテナ受信装置で受信復調した場合の特性を示す。これに対して、図中の三角印は、変調信号間で同一のインターリーブノターンを用いた場合の受信特性を示す。なお、シミュレーションでは、反復復号を行わない場合、反復を 1回だけ行った場合、反復を 5回行った場合の特性を調べた。またこのシミュレーションは、伝搬環境をライスファクタ 10dBのライスフェージング環境とし、変調方式を QPSKとし、符号ィ匕率 1Z2の畳み込み符号を行った場合の結果である。

[0169] このシミュレーション結果からも分力るように、変調信号間でインターリーブパターンが同一の場合には、図中丸印で示すように、反復復号の回数を増やしても、受信品質の改善は僅かである。一方、変調信号間で異なるインターリーブパターンを選定した場合には、図中三角印で示すように、反復回数を増やすにことで受信品質を効果的に改善することができる。

[0170] なおこの実施の形態では、各アンテナ力も送信する変調信号のインターリーブバターンを異なるものとするにあたって、インターリーバ 2301A、 2301Bを設けて、各変調信号のシンボルの順番を変調信号間で異なるようにする場合にっ、て述べたが、変調信号間でインターリーブパターンを異なるようにする方法はこれに限らない。

[0171] 各変調信号間でインターリーブを異なるようにする方法としては、例えば以下のような方法が考えられる。

[0172] (i)本実施の形態のように各変調信号のシンボルを構成するデータの並び自身を異なるようにする方法

[0173] この方法の具体例を、図 28に示す。変調信号 Aについては、インターリーブ前にデータ 1、データ 2、 · · ·、データ 200と並んでいたデータを、インターリーブすることで、例えば、 5つおきに並び替え、データ 1、データ 6、 · · 'データ 196、データ 2、データ 7 、 . . 'データ 197、データ 3、データ 8、 · · 'データ 198、データ 4、データ 9、 · · 'データ 199、データ 5、データ 10、 · · 'データ 200と並び替える。これに対して、変調信号 B については、インターリーブ前にデータ 1、データ 2、 · · ·、データ 200と並んでいたデータを、インターリーブすることで、例えば、 8つおきに並び替え、データ 1、データ 9、 • · 'データ 193、データ 2、データ 10、 · · 'データ 194、データ 3、データ 11、 · · 'データ 195、データ 4、データ 12、 · · 'データ 196、データ 5、データ 13、 · · 'データ 197、データ 6、データ 14、 · · 'データ 198、データ 7、データ 15、 · · 'データ 199、データ 8 、データ 16、 · · ·データ 200と並び替える。すなわち、変調信号 Aと変調信号 Bでデータの並び自身を異なるようにする。

[0174] (ii)変調信号間でのシンボルやデータの並びは同一とする力例えば図 31を用いて後述するように、シンボルやデータをサブキャリアの周波数方向や時間方向に配置する際に、その配置自身を異なるものとする方法

[0175] この方法の具体例を、図 29に示す。図 29 (A)に示すように、インターリーブする前にデータ 1、データ 2、 · · ·、データ 200と並んでいたデータを、インターリーブすることで、例えば、 5つおきに並べ替え、データ 1、データ 6、 · · 'データ 196、データ 2、データ 7、 · · 'データ 197、データ 3、データ 8、 · · 'データ 198、データ 4、データ 9、 · · · データ 199、データ 5、データ 10、 · · 'データ 200と並び替える。これが変調信号 A、 Bの各々について行われる。すなわち、この時点での変調信号間でのインターリーブパターンは同一である。そして図 29 (B)、（C)に示すように、各変調信号 A、 Bのサブキャリアへの配置パターンを異なるようにする。図 29 (B)、（C)は、 OFDM信号のサブキャリア数が 200の場合を示しており、周波数軸又は時間軸に対し、変調信号 Aについては、データ 1、データ 6、 · · 'データ 196、データ 2、データ 7、 · · 'データ 197、データ 3、データ 8、 · · 'データ 198、データ 4、データ 9、 · · 'データ 199、データ 5、データ 10、 · · 'データ 200と並べる。これに対して、変調信号 Bについては、変調信号 Aの配置に対して 5キャリア分オフセットし、データ 185、データ 190、データ 195、データ 200、データ 1、データ 6、 · · 'データ 175、データ 180と並べる。このように、一方の変調信号を他方の変調信号に対して、いくつかのキャリア分、又は、ある時間分オフセットすることでも、各変調信号間でインターリーブを異なるようにすることができる。

[0176] (iii)上記 (i)と (ii)の方法を併用する方法

[0177] つまり、本発明で述べる異なるインターリーブパターンとは、シンボルやデータの並び自身を異なるものとする場合のみを示すのではなぐシンボルやデータの周波数方向の配置及び又は時間方向の配置自身を異なるようにすることも含むものとする。これは、インターリーブパターンについて説明する、以下のいずれの実施の形態についても同様である。

[0178] (実施の形態 7)

この実施の形態では、上述した実施の形態の特徴をマルチキャリア通信に適用した場合について説明する。特に、 OFDM(Orthogonal Frequency Division

Multiplexing)方式を用いた場合にっ、て説明する。

[0179] 図 2との対応部分に同一符号を付して示す図 30に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の構成を示す。マルチアンテナ送信装置 2700は、図 2のマルチアンテナ送信装置 110と比較して、拡散部 203A、 203Bに換えて、変調部 202A、 202B 力出力されたベースバンド信号 S2A、 S2Bをシリアルパラレル変換するシリアルパラレノレ変換咅 (S/P) 2701A、 2701Bと、ノラレノレ信号 S20A、 S20Bを逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部 (idft) 2702A、 2702Bとを有することを除、て図 2のマルチアンテナ送信装置 110と同様の構成でなる。

[0180] 図 31に、マルチアンテナ送信装置 2700から送信される OFDM信号の時間一周波数軸におけるフレーム構成を示す。この図では、一例として OFDM信号がキャリア 1 力もキャリア 5で構成され、同一時刻のシンボルを同時に送信する場合を示している。なお図中の斜線で示した部分はパイロットシンボル (既知信号)であり、受信装置で伝搬環境 (チャネル変動）を推定するためのシンボルである。因みに、ここではパイ口ットシンボルとよんでいる力プリアンブルなど異なる呼び方をしてもよい。また空白で示した部分はデータシンボルである。

[0181] データシンボルの符号ィ匕の方法として、周波数軸方向に符号化する方法、時間軸方向に符号ィ匕する方法の 2種類がある。時間軸方向に符号化した場合、図 3のフレーム構成のキャリアが複数（図 31では 5キャリア）存在するのと同様である。 OFDM方式を用いたときの一つの特徴は、周波数軸方向に符号ィ匕ができると、うことである。また周波数軸と時間軸の両方向に符号ィ匕することも可能である。

[0182] 図 32に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の別の構成を示す。この構成は、実施の形態 6での異なるインターリーブパターンを用いたマルチアンテナ送信方法を、マルチキャリア送信に適用したものである。実施の形態 6で説明した図 23との対応部分に同一符号を付して示す図 32において、マルチアンテナ送信装置 2900 は、拡散部 203A、 203Bに換えて、変調部 202A、 202Bから出力されたベースバンド信号 S2A、 S2Bをシリアルパラレル変換するシリアルパラレル変換部（SZP) 2701 A、 2701Bと、ノラレル信号 S20A、 S20Bを逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部（i dft) 2702A、 2702Bとを有することを除いて図 23のマルチアンテナ送信装置 2300 と同様の構成でなる。

[0183] なおこのように、実施の形態 6の特徴を OFDM送信に適用した場合のインターリーブパターンの選定の仕方として、例えばインターリーバ 2301Aのインターリーブパターンを、周波数の低、サブキャリアから周波数の高、サブキャリアへとデータを並べ替えて配置するものとし、インターリーバ 2301Bのインターリーブパターンを、周波数の高、サブキャリア力周波数の低、サブキャリアへとデータを並べ替えて配置するものとすることを提案する。

[0184] 例えば 1フレームが図 31のように構成されていた場合、インターリーバ 2301Aが変調信号 Aについてのデータを、サブキャリア 5、サブキャリア 3、サブキャリア 1、サブキャリア 4、サブキャリア 2の順序で配列し、インターリーバ 2301Bが変調信号 Bについてのデータをサブキャリア 1、サブキャリア 3、サブキャリア 5、サブキャリア 2、サブキヤリア 4の順序で配列する。このようにすれば、周波数方向でのインターリーブパターンを無相関に近づけることができるので、 2つの OFDM変調信号の両方がバースト的に誤る確率を低くすることができる。

[0185] 同様に、実施の形態 6の特徴を OFDM送信に適用した場合のインターリーブパターンの選定の仕方として、例えばインターリーバ 2301Aのインターリーブパターンを、時間の早い方から時間の遅い方へとデータを並べ替えて配置するものとし、インタ一リーバ 2301Bのインターリーブパターンを、時間の遅い方から時間の早いほうへとデータを並べ替えて配置するものとすることを提案する。

[0186] 例えば 1フレームが図 31のように構成されていた場合、例えばサブキャリア 1において、インターリーバ 2301Aが変調信号 Aについてのデータを、時間 2、時間 4、時間 6 、時間 8、時間 3、時間 5、時間 7、時間 9の順序で配列し、インターリーバ 2301Bが変調信号 Bについてのデータを、時間 9、時間 7、時間 5、時間 3、時間 8、時間 6、時間 4、時間 2の順序で配列する。このようにすれば、時間方向でのインターリーブパターンを無相関に近づけることができるので、 2つの OFDM変調信号の両方がバースト的に誤る確率を低くすることができる。

[0187] さらに各変調信号を、周波数方向と時間方向の両方向にランダムにインターリーブするようにしてもよい。このようにすれば、各変調信号をより無相関に近づけることができるので、 2つの OFDM変調信号の両方がバースト的に誤る確率をより低くすることがでさる。

[0188] 図 4との対応部分に同一符号を付して示す図 33に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の構成を示す。マルチアンテナ受信装置 3000は、実施の形態 1で説明した図 4のマルチアンテナ受信装置 120と比較して、逆拡散部 402— 1、 402— 2に換えて、フーリエ変換部（dft) 3001—1、 3001— 2を有することを除いて図 4と同様の構成でなる。また信号処理部 3002は、実施の形態 1から実施の形態 6で提案したいずれの構成を適用してもょ、。

[0189] フーリエ変換部 3001—1は、ベースバンド信号 R1—1に対してフーリエ変換処理を施し、フーリエ変換後の信号 R1— 2を変調信号 Aのチャネル変動推定部 403— 1A、変調信号 Bのチャネル変動推定部 403- IB及び信号処理部 3002に送出する。

[0190] 同様に、フーリエ変換部 3001— 2は、ベースバンド信号 R2— 1に対してフーリエ変換処理を施し、フーリエ変換後の信号 R2— 2を変調信号 Aのチャネル変動推定部 40 3— 2A、変調信号 Bのチャネル変動推定部 403— 2B及び信号処理部 3002に送出する。

[0191] 各チャネル変動推定部 403— 1A、 403— 1B、 403— 2A、 403— 2Bでは、図 31に示すように各サブキャリアに配置されたパイロットシンボルを用いて、各サブキャリアについてのチャネル変動を推定する。このようにチャネル変動推定部 403—1 A、 403— IB 、 403— 2A、 403— 2Bによって、チャネル毎、サブキャリア毎のチャネル変動推定値が得られる。すなわちチャネル変動推定値 hi 1、 h21、 hl2、 h22は、サブキャリア 1 一サブキャリア 5それぞれのチャネル変動推定値を含む。

[0192] ここで信号処理部 3002は、フーリエ変換後の信号 Rl—2、 R2—2、変調信号 Aのチャネル変動信号群 hi 1、 hl2、変調信号 Bのチャネル変動信号群 h21、 h22を入力とし、チャネル変動信号群 hi 1、 hl2、 h21、 h22を用いてフーリエ変換後の信号 Rl 2、 R2— 2を判定することにより、変調信号 Aの受信データ RA、変調信号 Bの受信データ RBを得る。

[0193] 信号処理部 3002の信号処理の流れは、上述した実施の形態 1一 6と同様である。

例えば、信号処理部 3002として、実施の形態 6で説明した信号処理部 2400を適用した場合を例にとって説明する。分離部 501は、変調信号 Aのチャネル変動推定群 h 11、 hl2、変調信号 Bのチャネル変動推定群 h21、 h22、フーリエ変換後の信号 Rl -2、 R2 - 2を入力とし、逆行列演算を施すことにより、変調信号 Aと変調信号 Bを分離する。そして各ディンタージーノ 2401A、 2401B, 2403A, 2404A, 2403B, 24 04Bによって、周波数一時間軸におけるインターリーブパターンに対応したデインタ一リーブ処理を施すと共に、各インターリーバ 2402A、 2402B、 2405A、 2405Bによって、周波数一時間軸におけるインターリーブパターンに対応したインターリーブ処理を施す。

[0194] (実施の形態 8)

この実施の形態では、信号点削減のために行った仮判定での信頼度を、信号点削減後の主判定処理に反映することを提案する。これにより、主判定処理により得られるデータの誤り率特性を一段と向上させることができるようになる。この実施の形態の場合には、好適な例として、仮判定として軟判定を行った場合の各シンボルのパスメトリックの値を使って、主判定処理での各シンボルのブランチメトリックを重み付ける方法を提案する。

[0195] この実施の形態では、実施の形態 6で説明した図 24の構成の信号処理部 2400を例にとって説明する。すなわち、異なるインターリーブパターンでインターリーブされた変調信号 Aと変調信号 Bを受信し、これらを分離して復号する場合を例に挙げる。

[0196] ここで図 26でも説明したように、軟判定部 503から出力される各シンボルの判定値が図 34 (A)のような状態であつたと仮定すると、信号点削減部 1303、 1304による信号点削減後の状態は図 34 (C)のようになる。ここで図 34 (C)に示すように変調信号 Bにつ、て誤った候補信号点が選択されるシンボルを離散することができるのは、実施の形態 6でも説明したように、変調信号 Aのインターリーブパターンと変調信号 Bのインターリーブパターンを異なるようにして、る力である。

[0197] 本実施の形態においては、軟判定部 503で求めたパスメトリックを、軟判定部 518 での軟判定処理に反映させる。また軟判定部 506で求めたパスメトリックを、軟判定部 512での軟判定処理に反映させる。実際には、図 24の軟判定部 503から軟判定部 518にパスメトリックを通知し、軟判定部 506から軟判定部 512にパスメトリックを通知すればよい。

[0198] 具体的には、軟判定部 503で、変調信号 Aについての各シンボルに対して、パスメモリ長 nにおけるパスメトリックの最小値として、図 34 (B)のような値が得られたとする。軟判定部 518は、削減された変調信号 Bについての候補信号点を使って変調信号 B の各シンボルを判定するにあたって、信号点削減の際に用いられた変調信号 Aのシンボルのパスメトリックの最小値を用いて判定を行う。

[0199] ここで変調信号 Aについての各シンボルのパスメトリックの最小値と、そのシンボルの誤りには相関がある。具体的には、パスメトリックの最小値が大きいほど、そのシシンボルは誤り易くなる。

[0200] 本実施の形態では、信号点削減のために用いた他の変調信号 (例えば変調信号 A )の軟判定時のパスメトリックの最小値が大きいほど、削減された信号点の信頼度も低くなり、その信号点を用いて自変調信号 (例えば変調信号 B)の主判定を行うと、その判定の信頼度も低くなるといった考察に基づき、主判定を行うにあたって信号点削減の際に用いられた他の変調信号のシンボルのノスメトリックの最小値を用いる。

[0201] 実際上、軟判定部 518は、変調信号 Bのブランチメトリックを求めた後にパスメトリツクを求めるにあたって、各シンボルのブランチメトリックに対して、図 34 (D)に示すように、対応するシンボル (すなわち、そのシンボルの候補信号点削減に用いられた変調信号 Aのシンボル）のパスメトリックの最小値の逆数を乗算するようになって!/、る。例えば、変調信号 Bのシンボル 3201についてはブランチメトリックに対して 1Z20を乗算し、シンボル 3202についてはブランチメトリックに対して 1Z52を乗算する。

[0202] このように、削減された信号点を用いて主判定を行うにあたって、信号点削減の信頼性に相当する値をブランチメトリックに乗算するようにしたことにより、パスメトリックの信頼性を高めることができるようになる。この結果、主判定で得られるデータの誤り率特性を向上させることができる。

[0203] 力べして本実施の形態によれば、信号点削減のために行った仮判定 (他の変調信号につ 1、ての軟判定)での信頼度を、信号点削減後の主判定（自変調信号につ!、ての軟判定）に反映するようにしたことにより、主判定処理により得られるデータの誤り率特性を一段と向上させることができるようになる。

[0204] なおこの実施の形態では、仮判定時のパスメトリックの最小値の逆数を、主判定時のブランチメトリックに乗算することで、仮判定時の信頼度を主判定に反映させる場合について述べたが、仮判定時の信頼度を主判定に反映させる方法はこれに限らず、要はパスメトリックの最小値に関わる係数を用いて主判定を行うようにすればよ!、。

[0205] また仮判定時の信頼度を主判定に反映させる方法として、パスメトリックの最小値とパスメトリックの 2番目に小さい値との差を、主判定に反映させるようにしてもよい。ここでノスメトリックの最小値とパスメトリックの 2番目に小さい値の差が大きいほど、その判定は信頼性が高いといえる。これを考慮して、上述したノスメトリックの最小値の逆数に換えて、この差を用いて乗算係数を求めるようにしてもょ、。

[0206] またこの実施の形態では、図 24を用いて本実施の形態の特徴を説明した力本実施の形態の適用範囲はこれに限らない。本実施の形態の特徴は、他の変調信号の判定結果を用いて自変調信号の候補信号点を削減し、削減した候補信号点を用いて自変調信号を判定する場合に広く適用することができる。例えば上述した実施の形態 1から実施の形態 7の全てに適用可能である。

[0207] (実施の形態 9)

この実施の形態の特徴は、実施の形態 1一実施の形態 8の特徴に加えて、所定のタイミングで特定のシンボルを送信することである。この実施の形態では、第 1に、特定のシンボルとして、時空間符号 (この実施の形態では、時空間ブロック符号（STB C : Space-Time Block Code)を用いる）を送信することを提案する。また本実施の形態では、第 2に、特定のシンボルとして、特殊シンボルを送信することを提案する。

[0208] このように所定のタイミングで特定のシンボルを送信することにより、実施の形態 1一実施の形態 8での効果に加えて、受信データの誤り率特性を一段と向上させることがでさるよう〖こなる。 [0209] (i)時空間ブロック符号を送信する場合

先ず、時空間ブロック符号を送受信する原理について説明する。図 35に、送信装置の各アンテナ力も送信する変調信号 Aと変調信号 Bのフレーム構成例を示す。図に示すように、送信装置は、第 1のアンテナ AN1 (図 1)から、変調信号 Aとして、チヤノレ推定シンポノレ 3301、データシンポノレ 3302、 3304、 3306にカロ免て、規貝 IJ的に STBCシンボル 3303を送信するようになっている。また送信装置は、第 2のアンテナ AN2 (図 1)から、変調信号 Bとして、チャネル推定シンボル 3307、データシンボル 3 308、 3310、 3312にカロ免て、規貝 IJ的に STBCシンポノレ 3309を送信するようになつている。

[0210] なお図 35 (A)と図 35 (B)の時間軸は同一である。つまり、チャネル推定シンボル 3 301と 3307、データシンポノレ 3302と 3308、 STBCシンポノレ 3303と 3309、データシンポノレ 3304と 3310、 STBCシンポノレ 3305と 3311、データシンポノレ 3306と 331 2は、それぞれ同時刻に送信される。また図 35の例では、 4シンボルのデータシンポルの間に 2シンボルの STBCシンボルを挿入して送信する。

[0211] マルチアンテナ通信に STBCを用いることは既知の技術であるが、図 36を用いて簡単に説明する。 STBCでは、時間 tにアンテナ 3401から S1の信号の変調信号を送信すると共にアンテナ 3402から S2の信号の変調信号を送信する。そして時間 t+ 1にアンテナ 3401から S2*の信号の変調信号を送信すると共にアンテナ 3402から S1 *の信号の変調信号を送信する。但し、 *は共役複素を示す。

[0212] このとき、アンテナ 3403の時間 tの受信信号を Rl (t)、時間 t+ 1の受信信号を R1 ( t+ 1)とすると、以下の関係式が成立する。

[数 2]

[0213] 受信部では、（2)式を解くことで送信信号 S1、S2を復調することになるが、（2)式を見れば分力るように、大きなダイバーシチゲインを得ることができるので、信号 Sl、 S2 を品質良く求めることができる。

[0214] ここで、図 35のように、 STBCを挿入する場合、変調信号 Aを形成する際に、データシンポノレ 3302、 3304、 3306と、 STBCシンポノレ 3303、 3305の中の信号 S1とで畳み込み符号化、ターボ符号化、 LDPC (Low Density Parity Check)符号化などの符号ィ匕を行うようにするとよい。また変調信号 Bを形成する際に、データシンボル 330 8、 3310、 3312と、 STBCシンポノレ 3309、 3311の中の信号 S2とで畳み込み符号ィ匕、ターボ符号化、 LDPC符号ィ匕などの符号ィ匕を行うようにするとよい。

[0215] 次に、図 35のような信号を送信するためのマルチアンテナ送信装置の構成例と、その信号を受信復調するためのマルチアンテナ受信装置の構成例を説明する。

[0216] マルチアンテナ送信装置については、図 2や図 30の変調部 202A、 202Bを、例えば図 37のように構成すればよい。変調部 202Aと変調部 202Bはほぼ同様の構成でょヽので、ここでは変調部 202Aにつ、て説明する。

[0217] 変調部 202Aは、データシンボル信号生成部 3501及び STBCシンボル信号生成部 3502に符号ィ匕データ S1Aを入力する。またデータシンボル信号生成部 3501、 S TBCシンボル信号生成部 3502、チャネル推定シンボル信号生成部 3503及び信号選択部 3508にフレーム構成信号 S10を入力する。

[0218] データシンボル信号生成部 3501は、フレーム構成信号 S10がデータシンボルを示していたとき、符号化データ SI Aを変調し、データシンボルのベースバンド信号 350 4を出力する。 STBCシンボル信号生成部 3502は、フレーム構成信号 S 10が STBC シンボルを示していたとき、符号化データ SI Aを変調し、 STBCシンボルのベースバンド信号 3506を出力する。チャネル推定シンボル信号生成部 3503は、フレーム構成信号 S 10がチャネル推定シンボルを示して!/、たとき、チャネル推定シンボルのべースバンド信号 3507を出力する。

[0219] 信号選択咅 3508ίま、人力されたベースノンド信号 3504、 3506、 3507の中力らフレーム構成信号 S 10が示して、るベースバンド信号を選択し、ベースバンド信号 S 2Αとして出力する。これにより、図 35に示すようなフレーム構成の変調信号を送信することがでさる。

[0220] 図 38及び図 39に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示す。図 38は、反復復号を用いないときの信号処理部の構成を示し、図 5との対応部分に同一符号を付した。図 39は、反復復号を用いるときの信号処理部の構成を示す。 [0221] 先ず、図 38の信号処理部 3600の構成を説明する。信号処理部 3600の STBCシンボルブランチメトリック計算部 4101は、チャネル変動推定値 hl l、 h21、 hl2、 h22 及びベースバンド信号 Rl— 2、 R2— 2を入力とし、 STBCシンボルのブランチメトリックを求め、 STBCシンボルのブランチメトリック信号 4102、 4103を出力する。

[0222] このとき、 STBCシンボルのブランチメトリック信号は 2系統出力されることになる。これは、（2)式における Sl、 S2に対し、ブランチメトリックが存在する力もである。 4102 は変調信号 Aとして送信された STBCシンボルのブランチメトリック信号であり、 4103 は変調信号 Bとして送信された STBCのブランチメトリック信号である。

[0223] 分離部 501は、図 35におけるデータシンボルについてのみ（1)式による信号分離を行い、推定ベースバンド信号 502、 505を出力する。

[0224] データシンボルブランチメトリック計算部 4104は、変調信号 Aの推定ベースバンド信号 502を入力とし、変調信号 Aのデータシンボルのブランチメトリック計算し、データシンボルのブランチメトリック信号 4105を出力する。同様に、データシンボルブランチメトリック計算部 4106は、変調信号 Bの推定ベースバンド信号 505を入力とし、変調信号 Bのデータシンボルのブランチメトリック計算し、データシンボルのブランチメトリック信号 4107を出力する。

[0225] 復号部 4108は、 STBCシンボルのブランチメトリック信号 4102、データシンボルのブランチメトリック信号 4105を入力とし、パスメトリックを求め、復号することで、送信デイジタル信号 TAについての判定値 504を出力する。同様に、復号部 4109は、 STB Cシンボルのブランチメトリック信号 4103、データシンボルのブランチメトリック信号 41 07を入力とし、ノスメトリックを求め、復号することで、送信ディジタル信号 TBについての判定値 507を出力する。

[0226] 信号点削減部 508、 510、 514、 516は、データシンボルについて実施の形態 1で説明したのと同様に信号点削減を行い、信号点削減後の信号点情報を出力する。データシンボルブランチメトリック計算部 4110、 4112は、信号点削減後の信号点情報とベースバンド信号 R1— 2、 R2— 2を入力とし、データシンボルのブランチメトリック信号 4111、 4113を出力する。復号部 4114、 4115は、データシンボルのブランチメトリック信号と STBCシンボルのブランチメトリック信号を入力とし、パスメトリックを求め、復号する。

[0227] 次に、図 39の構成について説明する。上述したように図 39は、反復復号を用いるときの信号処理部の構成であり、図 38の構成と図 13の構成を組み合わせたものである。つまり、図 38と図 39の関係は、既に説明した図 5と図 13の関係と同じである。従つて、図 39の図 38と対応する部分には同一符号を付して、その説明は省略する。

[0228] 次に、本実施の形態のように規則的に時空間符号を送信した場合の受信時の動作及び効果にっ、て説明する。

[0229] 図 40に、図 35のようなフレーム構成の信号を受信したときの受信状態例を示す。

図 40 (A)は変調信号 Aのフレーム構成を示す。図 40 (B)は一度目の判定後の変調信号 Aの状態例を示す。図 40 (C)は信号点削減後の変調信号 Bの状態を示す。なお図 40 (A)、図 40 (B)を変調信号 Bとし、図 40 (C)を変調信号 Aとして考えても同様である。

[0230] STBCシンボルは、符号ィ匕によるダイバーシチゲインと受信アンテナにおけるダイバーシチゲインが得られるため、ブランチメトリックを求めた際、非常に信頼性が高い。また STBCシンボルは、実施の形態 1一 8のような信号点削減を必要としない。一方、データシンボルでは、ダイバーシチゲインが小さいため、ブランチメトリックを求めた際、信頼性が低い。

[0231] このような特性のなか、変調信号 Aの一度目の軟判定後の状態について考える。 S TBCシンボルにおけるブランチメトリックの信頼性が非常に高!、ため、 STBCシンポルのパスメトリックを求めて軟判定を行うと、正し、シンボルが得られる可能性が非常に高くなる。

[0232] 従って、変調信号 Aのシンボル判定を正しく行うことができるため、この判定結果を用いてデータシンボルにつ、ての信号点削減を行うと、誤った信号点を選択する可能性が低くなる。この結果、削減された信号点を用いて変調信号 Bのブランチメトリツクを求めた際の、ブランチメトリックの信頼性が高くなる。

[0233] 加えて、変調信号 Bにも STBCシンボルが挿入されており、 STBCシンボルにおける符号ィ匕によるダイバーシチゲインと受信アンテナにおけるダイバーシチゲインにより STBCシンボルで求めたブランチメトリックの信頼性が非常に高い。 [0234] これら 2つの効果により、パスメトリックを求め、軟判定復号を行った際の、変調信号 Bの誤り率特性を著しく向上させることができる。

[0235] また実施の形態 3、 4のイタレーシヨン処理を行う場合を考えると、本実施の形態のように STBCシンボルを挿入したフレーム構成とすることで、良好な誤り率特性を得るためのイタレーシヨンの回数が少なくなると共に、さらなる誤り率特性の改善につながる。また実施の形態 6のように、変調信号 Aと変調信号 Bのインターリーブパターンを異なるようにすると、誤り率特性はさらに改善される。その構成については、実施の形態 6で詳述したのでここでは説明を省略するが、要は、送信側に、それぞれ異なるィンターリーブパターンをもつ複数のインターリーバを設けて各アンテナ力異なるインターリーブパターンでインターリーブされた変調信号を送信すると共に、受信側に、各インターリーバに対応するディンターリーバ及びインターリーバを設けるようにすればよい。

[0236] (ii)特殊シンボルを送信する場合

次に、特殊シンボルを送受信する原理について説明する。図 41及び図 42に特殊シンボルのフレーム構成例を示す。

[0237] 図 41のフレーム構成について詳しく説明する。このフレーム構成では、変調信号 A としてデータシンボル 3701を送信して、る時間と同一時間に、変調信号 Bとして同相 I一直交 Q平面で (0, 0)の信号で構成されたシンボル 3703を送信する。すなわち変調信号 Bを送信しな、。また変調信号 Bとしてデータシンボル 3704を送信して、る時間と同一時間に、変調信号 Aとして同相 I一直交 Q平面で (0, 0)の信号で構成されたシンボル 3702を送信する。すなわち変調信号 Aを送信しな、。

[0238] 図 41の例では、一つのアンテナのみからデータシンボルを送信し、他のアンテナは無送信とすることを、特殊シンボルと呼ぶ。つまり、ここではこのような特殊シンボルを STBCシンボルに換えて、規則的に送信することを提案する。

[0239] これにより、変調信号 Aのデータシンボル 3701を受信機が受信するとき、変調信号 Bには信号が存在して、な、ため、複数アンテナで変調シンボル Aのみが受信されるので、ダイバーシチゲインが得られ、データシンボル 3701について信頼性の高いブランチメトリックを得ることができる。加えて、信号点削減を行う必要がない。同様に、変調信号 Bのデータシンボル 3704を受信機が受信するとき、変調信号 Aには信号が存在していないため、複数アンテナで変調信号 Bのみが受信されるので、ダイバーシチゲインが得られ、データシンボル 3704〖こつ!/、て信頼性の高!、ブランチメトリックを得ることができる。カロえて、信号点削減を行う必要がない。

[0240] 因みに、特殊シンボル中のデータシンボル 3701、 3704は、このシンボルと時間的に前後する他のデータシンボルと共に符号ィ匕するようにする。このようにして、特殊シンボルとこれと前後する他のデータシンボルとを関与付ける。

[0241] 図 42のフレーム構成について詳しく説明する。このフレーム構成では、変調信号 A を既知データシンボル 3801とすると共に変調信号 Bを既知データシンボル 3802とし、この既知データシンボル 3801、 3802を同一時間に送信する。ここで既知データシンボルとは、既知のデータを送信することである。つまり、図 42の例では、複数のアンテナからそれぞれ既知データシンボルを送信することを、特殊シンボルと呼ぶ。つまり、ここではこのような特殊シンボルを STBCシンボルに換えて、規則的に送信することを提案する。

[0242] これにより、変調信号 Aと変調信号 Bの既知データシンボル 3801、 3802を受信機が受信するとき、これらのシンボルが既知であるため各シンボルを確実に識別できる。よって、複数アンテナでの受信により、各変調シンボルで十分なダイバーシチゲインが得られ、各シンボルにつ、て信頼性の高！、ブランチメトリックを得ることができる。カロえて、信号点削減を行う必要がない。

[0243] 因みに、特殊シンボル中の既知データシンボル 3801、 3802は、このシンボルと時間的に前後する他のデータシンボルと共に符号ィ匕するようにする。このようにして、特殊シンボルとこれと前後する他のデータシンボルとを関与付ける。

[0244] なお図 42では、既知データシンボルが 1シンボルで構成されて!、る例を説明したが、 STBC方式を用い、 2シンボルで構成してもよい。いずれにおいても、既知データシンボルが符号ィ匕に関与してヽることが重要となる。

[0245] 次に、図 41や図 42のような信号を送信するためのマルチアンテナ送信装置の構成例と、その信号を受信復調するためのマルチアンテナ受信装置の構成例を説明する [0246] マルチアンテナ送信装置については、図 2や図 30の変調部 202A、 202Bを、例えば図 43のように構成すればょ、。変調部 202Aと変調部 202Bはほぼ同様の構成でょヽので、ここでは変調部 202Aにつ、て説明する。

[0247] ここで図 43の構成は、既に説明した図 37の構成と比較して、 STBCシンボル信号生成部 3502を特殊シンボル信号生成部 4001に換えただけなので、図 37と同一の部分にっ、ては同一符号を付して説明を省略する。特殊シンボル信号生成部 4001 は、符号化データ SI A及びフレーム構成信号 S 10を入力とし、フレーム構成信号 S1 0が特殊シンボルを示して!/、たとき、図 41や図 42に示した特殊シンボルのベースバンド信号 4002を出力する。

[0248] またこのような特殊シンボルが挿入された変調信号を受信復調するマルチアンテナ受信装置の構成は、図 38や図 39の STBCシンボルブランチメトリック計算部 4101を、特殊シンボルブランチメトリック計算部に置き換えればよ、。

[0249] 図 44に、特殊シンボルを受信したときの受信状態例を示す。図 44 (A)は変調信号 Aのフレーム構成を示す。図 44 (B)は一度目の判定後の変調信号 Aの状態例を示す。図 44 (C)は信号点削減後の変調信号 Bの状態を示す。なお図 44 (A)、図 44 (B )を変調信号 Bとし、図 44 (C)を変調信号 Aとして考えても同様である。

[0250] STBCシンボルを挿入した場合と同様に特殊シンボルを挿入すると、特殊シンボルにおけるブランチメトリックの信頼性が非常に高、ため、特殊シンボルのパスメトリックを求めて軟判定を行うと、正、シンボルが得られる可能性が非常に高くなる。

[0251] 従って、変調信号 Aのシンボル判定を正しく行うことができるため、この判定結果を用いてデータシンボルにつ、ての信号点削減を行うと、誤った信号点を選択する可能性が低くなる。この結果、削減された信号点を用いて変調信号 Bのブランチメトリツクを求めた際の、ブランチメトリックの信頼性が高くなる。

[0252] カロえて、変調信号 Bにも特殊シンボルが挿入されており、特殊シンボルにおける符号ィ匕によるダイバーシチゲインと受信アンテナにおけるダイバーシチゲインにより特殊シンボルで求めたブランチメトリックの信頼性が非常に高い。

[0253] これら 2つの効果により、パスメトリックを求め、軟判定復号を行った際の、変調信号

Bの誤り率特性を著しく向上させることができる。 [0254] また実施の形態 3、 4のイタレーシヨン処理を行う場合を考えると、本実施の形態のように特殊シンボルを挿入したフレーム構成とすることで、良好な誤り率特性を得るためのイタレーシヨンの回数が少なくなると共に、さらなる誤り率特性の改善につながる。また実施の形態 6のように、変調信号 Aと変調信号 Bのインターリーブパターンを異なるようにすると、誤り率特性はさらに改善される。

[0255] (iii)他の構成例

上述した実施の形態では、図 40に示す位置に STBCシンボルを挿入し、図 44に示す位置に特殊シンボル 3601、 3602を挿入する場合を例に挙げた力 STBCシンボル及び特殊シンボルの挿入位置及び間隔はこれに限らな、。またデータシンボルの間に挿入するシンボルは、 STBCシンボルや図 41、図 42に示した特殊シンボルに限らず、要は、ブランチメトリックの信頼性が高ぐ信号点削減が不要なシンボルであれば適用でき、このようなシンボルであれば上述したのと同様の効果を得ることができる。

[0256] また挿入するブランチメトリックの信頼性の高、シンボル（図 40の STBCシンボル及び図 44の特殊シンボル）は、信頼性の高いブランチメトリックを得るためのパイロットシンボルと呼ぶこともできる。

[0257] また上述した実施の形態では、スペクトル拡散通信方式に適用した例を説明したがこれに限ったものではなぐ例えば OFDM方式に適用することもできる。この場合、符号化する方法は、図 40、図 44のように時間軸に方向に符号ィ匕する方法も可能であるし、また図 40、図 44の横軸を周波数軸と考え、周波数軸に符号ィ匕することも可能である。加えて、時間軸と周波数軸の両方向に符号ィ匕することも可能である。またスペクトル拡散通信方式でないシングルキャリア方式にも当然適用することができる。

[0258] さらに受信装置の構成は、図 38、図 39の構成に限ったものではなぐ例えば、図 1 2、図 18のように変調信号 Aと変調信号 Bを交互に復調する構成をとることもできる。この場合、図 38、図 39の構成よりも回路規模を削減することができる。

[0259] (実施の形態 10)

この実施の形態では、符号ィヒブロック内で、必ず 1度は、変調信号を送信するアンテナを切り替えることを提案する。これにより、直接波の影響による定常状態を変えることができるため、誤り率特性が符号ィ匕ブロック内全てに亘つて悪くなる事態を回避して、誤り率特性が良い状態に引き込むことができるようになる。

[0260] 先ず、本実施の形態の原理につ!、て説明する。見通しの伝搬環境にっ、て考える。このとき、（1)式におけるチャネル行列は、直接波成分のチャネル要素 h , h

11， d 12, d

, h , h と散乱波成分のチャネル要素 h , h , h , h に分けて考えるこ

21, d 22, d 11， s 12, s 21, s 22, s

とができ、次式のように表すことができる。

[数 3]

[0261] 直接波のチャネル要素は、定常の状態に陥ると、その状態に応じて受信電界強度が同一であっても全く異なる受信品質を示すことが知られている (例えば、文献"ライスフヱ一ジングにおける MIMOシステムの解析"電子情報通信学会、信学技報 RCS 2003— 90、 pp. 1— 6、 2003年 7月を参照）。特に、直接波が支配的な見通し環境では、実施の形態 6のように変調信号間でインターリーブパターンを異なるようにしたことの効果が十分に現れないような定常状態になる可能性がある。このような状態に陥ると、受信電界強度が十分とれていても、良好な誤り率特性を得られないと考えられる。この実施の形態は、このような考察に基づいてなされたものである。

[0262] 先ず、符号ィ匕シンボルブロックの説明力も始める。図 45に、本実施の形態における符号化シンボルブロックの構成と送信する順番の例を示す。図 45 (A)は、符号化シンボルブロックの構成の一例を示している。符号化されているシンボルは、有限長で構成される。符号ィ匕シンボルブロックとは、その有限長で構成されているブロックのことを意味する（ここでは 300シンポノレで構成されている）。 1, 2, , 299, 300の数字は、データの符号化の順番を示している。そして、インターリーブを行う際には、例えば、 100シンボル単位に分割し、図 45 (A)の縦から読み出すことで、図 45 (B) のような順番でデータが送信されることになる。

[0263] ところで、直接波が支配的な環境のときには、 MIMO通信でない従来の変調信号を 1系統送信する場合についても、伝搬環境の変動が小さいため、インターリーブの効果が小さいが、受信電界強度が十分であるため、良好な受信品質 (誤り率特性)が得られる。

[0264] 一方、 MIMO通信の場合、直接波が支配的な環境のとき、伝搬環境の変動が小さいため、インターリーブの効果が小さいことは、従来と同様であるが、異なる点は、受信電界強度が十分ではあっても、（3)式の直接波の行列の状態によっては、受信品質が悪くなる場合が発生することである。

[0265] そこで本実施の形態では、符号ィ匕ブロック内で、必ず 1度は、変調信号を送信するアンテナを切り替えるようにする。その具体的なフレーム構成例を、図 46に示す。変調信号 Aについて、図 45 (B)に示すようなインターリーブを施し、図 45 (B)を 3分割し（以下、分割した各ブロックを、 XAブロック、 YAブロック、 ZAブロックと呼ぶ）、分割したブロックのうち必ず 1つは別のアンテナ力も送信するようにする。

[0266] 例えば図 46に示すように、変調信号 Aにお!/、て、 XAブロックはデータシンボル 44 02、 YAブロックはデータシンボル 4404、 ZAブロックはデータシンボル 4406に相当するものとしたとき、データシンボル 4402、 4404 (すなわち XAブロックと YAブロック )は同一のアンテナ AN1から送信する力データシンボル 4406 (すなわち ZAブロック）は送信するアンテナを別のアンテナ AN2に切り替えるようにする。

[0267] 同様に、変調信号 Bにおいても図 45 (B)に示すようなインターリーブを施し (但し、実施の形態 6で説明したように、変調信号 Bについては、図 45 (B)とは異なるインタ一リーブパターンを用いた方が誤り率特性が良くなる）、図 45 (B)を 3分割し (以下、分割したブロックを、 XBブロック、 YBブロック、 ZBブロックと呼ぶ）、分割したブロックのうち必ず 1つは別のアンテナ力も送信するようにする。

[0268] 例えば図 46に示すように、変調信号 Bにお!/、て、 XBブロックはデータシンボル 440 8、 YBブロックはデータシンボル 4410、 ZBブロックはデータシンボル 4412に相当するものとしたとき、データシンボル 4408 (すなわち XBブロック）はアンテナ AN2から送信するが、データシンボル 4410、 4412 (すなわち YBブロックと ZBブロック）は別のアンテナ AN3から送信するようにする。

[0269] ここで変調信号 A、 Bをアンテナ AN1、アンテナ AN2で送信した場合に、直接波の影響により定常的になった行列の状態が悪ぐこのため受信電界強度が十分でもブランチメトリックの信頼性が低いとする。同様に、変調信号 A、 Bをアンテナ AN1とアンテナ AN3で送信した場合にも、直接波の影響により定常的になった行列の状態が悪ぐこのため受信電界強度が十分でもブランチメトリックの信頼性が低いとする。

[0270] 一方、変調信号 A、 Bをアンテナ AN2とアンテナ AN3で送信された場合に、直接波の影響により定常的になった行列の状態が良ぐこのためブランチメトリックの信頼性が高いとする。

[0271] このように、直接波による定常状態に陥ったときの行列の状態は、変調信号を送信するアンテナを切り替えることで変えることができる。この結果、ブランチメトリックの信頼性を、変調信号を送信するアンテナを切り替えることで変化させることができる。具体的には、図 46の期間 tl、 t2では、信頼性の低いブランチメトリックしカゝ得られない力期間 t3では、信頼性の高いブランチメトリックを得ることができるようになる。因みに、変調信号を送信するアンテナを切り替えると、受信電界強度が変わるのではなく、行列の状態が変わるのである。但し、送信アンテナの選択パターンが同一である場合は、ほぼ同一の状態である。

[0272] また符号化ブロック内で変調信号を送信するアンテナを切り替えるようにしたので、符号ィ匕ブロック内で、ディンターリーブにより、信頼性の高いブランチメトリックと低いブランチメトリックがランダムに並び換えられるようになる。この結果、パスメトリックを求め、復号すると、ある程度の信頼性のあるデータを得ることができる。そして、信号点削減を用いた反復復号により、ある程度の信頼性のあるデータを基に反復してデータを復号すると、十分信頼性のあるデータを得ることが可能となる。

[0273] 図 47に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の構成例を示す。なお図 47では、図 2との対応部分には同一符号を付した。マルチアンテナ送信装置 4500のアンテナ選択部 4501は、変調信号 Ta、 Tb、フレーム構成信号 S 10を入力とし、フレーム構成信号 S10に従って変調信号 Ta、Tbを送信するアンテナ AN1— AN3を選択する。これにより、図 46のフレーム構成の変調信号を送信することができる。

[0274] 力べして本実施の形態によれば、符号化ブロック内で、必ず 1度は、変調信号を送信するアンテナを切り替えるようにしたことにより、直接波の影響による定常状態を変えることができるため、誤り率特性の良くなる状態に引き込むことができるようになる。この結果、上述した実施の形態 1一 9の特徴と組み合わせると、一段と誤り率特性の良い受信データを得ることができる。因みに、誤り率特性の良い状態に引き込むためには、変調信号間で異なるインターリーブパターンを選定したり、信号点削減による反復復号を適用すると効果的である。

[0275] (実施の形態 11)

この実施の形態では、各アンテナ力異なるインターリーブパターンの変調信号を送信するにあたって、特にビットインターリーブを用いて異なるインターリーブパターンの変調信号を形成することを提案する。さらに、受信側での信号点削減を考えた場合に、誤り率特性の良い受信データが得られるようなビットインターリーブの仕方を提案する。

[0276] 図 48に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置によって送信する変調信号 Aと変調信号 Bの I - Q平面における信号点配置例を示す。

[0277] 図 2との対応部分に同一符号を付して示す図 49に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の構成を示す。ここでマルチアンテナ送信装置 4700の変調部 202Aにて 16QAMを行う場合、変調信号 A (ベースバンド信号 2A)の信号点配置は図 48 ( A)のようになる。具体的には、送信ディジタル信号 TAを符号化して得た 4つの符号ィ匕ビット SaO、 Sal, Sa2、 Sa3に応じて図 48 (A)の 16点、のうちのいずれ力を害 ijり当てる。

[0278] 同様に、変調部 202Bにて 16QAMを行う場合、変調信号 B (ベースバンド信号 2B )の信号点配置は図 48 (B)のようになる。具体的には、送信ディジタル信号 TBを符号ィ匕して得た 4つの符号ィ匕ビット SbO、 Sbl、 Sb2、 Sb3に応じて図 48 (B)の 16点ゝのうちのいずれかを割り当てる。

[0279] マルチアンテナ送信装置 4700は、信号分離部 4701に送信ディジタル信号 TAを入力する。信号分離部 4701は、送信ディジタル信号 TAをディジタル信号 4702とデイジタル信号 4703に分離し、ディジタル信号 4702を（SaO, Sa2)用符号ィ匕部 4704 に送出すると共にディジタル信号 4703を (Sal, Sa3)用符号ィ匕部 4706に送出する。（SaO, Sa2)用符号ィ匕部 4704は、ディジタル信号 4702を符号ィ匕することにより符号化ビット SaO, Sa2からなる符号化ビット列 4705を得、これをインターリーバ 4708 に送出する。 (Sal, Sa3)用符号ィ匕部 4706は、ディジタル信号 4703を符号ィ匕することにより符号ィ匕ビット Sal, Sa3からなる符号ィ匕ビット列 4707を得、これをインターリーバ 4710に送出する。

[0280] 同様に、マルチアンテナ送信装置 4700は、信号分離部 4712に送信ディジタル信号 TBを入力する。信号分離部 4712は、送信ディジタル信号 TBをディジタル信号 4 713とディジタル信号 4714に分離し、ディジタル信号 4713を（SbO, Sb2)用符号ィ匕部 4715に送出すると共にディジタル信号 4714を (Sbl, Sb3)用符号ィ匕部 4717に送出する。 (SbO, Sb2)用符号ィ匕部 4715は、ディジタル信号 4713を符号ィ匕することにより符号ィ匕ビット SbO, Sb2からなる符号ィ匕ビット列 4716を得、これをインターリーノ 4719に送出する。 (Sbl, Sb3)用符号ィ匕部 4717は、ディジタル信号 4714を符号ィ匕することにより符号ィ匕ビット Sbl, Sb3からなる符号ィ匕ビット列 4718を得、これをインターリーノ 4721に送出する。

[0281] インターリーノ 4708、 4710はそれぞれ、符号化ビット列 4705、 4707をビットインターリーブすることにより符号ィ匕ビット列 4709、 4711を得、これを変調部 202Aに送出する。同様に、インターリーノ 4719、 4721はそれぞれ、符号化ビット列 4716、 47 18をビットインターリーブすることにより符号ィ匕ビット列 4720、 4722を得、これを変調部 202Bに送出する。

[0282] この実施の形態の場合、インターリーバ 4708及びインターリーバ 4719のインターリーブパターンは同一のインターリーブパターン Xとされており、インターリーバ 4710及びインターリーバ 4721のインターリーブパターンは同一のインターリーブパターン Y とされている。

[0283] このように、各アンテナ力送信する各変調信号についてのビットインターリーブパターンを全て異なるものとするのではなぐ変調信号間でビットインターリーブパターンの同じ組を作ることにより、受信側で信号点削減を行ったときに誤り率特性の良い受信データを得ることができるようになる。その理由については後述する。

[0284] インターリーノ 4708、 4710、 4719、 4721【こよるヒ、、ッ卜インターリーブの一 f列を図 5 0に示す。図 50は、インターリーブ前と、インターリーブ後のデータの順番を示している。

[0285] 変調信号 Aについての符号ィ匕ビット Sa0、 Sa2のインターリーブ前の順番に対し、データ 1、データ 2、 · · ·、データ 200と順番を付ける。ここでインターリーバ 4708が 5 つのデータおきに順番を並び替えるビットインターリーブを行ったとすると、先ずデータ 1、データ 6、 · · ·、データ 196と並べる。次に、データ 2、データ 7、 · · ·、データ 197 と並べる。以下、データ 3、データ 8、 · · ·、データ 198、次に、データ 4、データ 9、 · · · 、データ 199、次に、データ 5、データ 10、 · · ·、データ 200と並べる。変調信号 Bについての符号化ビット SbO、 Sb2のデータについても、インターリーバ 4719によって同様の並び替えが行われる。

[0286] また変調信号 Aについての符号ィ匕ビット Sal、 Sa3のインターリーブ前の順番に対し、データ 1、データ 2、 · · ·、データ 200と順番を付ける。ここでインターリーバ 4710 力つおきに順番を並び替えるビットインターリーブを行ったとすると、先ずデータ 1、データ 9、 · · ·、データ 193と並べる。次に、データ 2、データ 10、 · · ·、データ 194と並ベる。以下、データ 3、データ 11、 · · ·、データ 195、次に、データ 4、データ 12、 · · ·、データ 196、次に、データ 5、データ 13、 · · ·、データ 197、次に、データ 6、データ 14 、 · · ·、データ 198、次に、データ 7、データ 15、 · · 'データ 199、次に、データ 8、データ 16、 · · ·、データ 200と並べる。変調信号 Bについての符号化ビット Sbl、 Sb3のデータについても、インターリーバ 4721によって同様の並び替えが行われる。

[0287] 次に本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の構成及び動作につ!、て説明する。マルチアンテナ受信装置の全体構成は、図 4と同様である。但し、図 4の信号処理部 404として、図 51のような構成の信号処理部 4900を設ける。

[0288] 図 24との対応部分に同一符号を付して示す図 51において、信号処理部 4900は、符号化ビット SaO, Sa2用のディンターリーバ 2401Aによって送信ディジタル信号 A の順番を並び替えることで推定ベースバンド信号 502を得、次に符号ィ匕ビット SaO, S a2用の軟判定復号部 503によって軟判定復号することで、符号化ビット SaO、 Sa2の情報を得る。次に、符号化ビット SaO、 Sa2用のインターリーバ 2402Aによって順番を並び替え、インターリーブ後の符号化ビット SaO、 Sa2の符号化ビット列 504を出力する。

[0289] 変調信号 Bについても同様であり、符号ィ匕ビット SbO, Sb2用のディンターリーバ 24 01Bによって送信ディジタル信号 Bの順番を並び替えることで推定ベースバンド信号 505を得、次に符号ィ匕ビット SbO, Sb2用の軟判定復号部 506によって軟判定復号することで、符号化ビット SbO、 Sb2の情報を得る。次に、符号化ビット SbO、 Sb2用のインターリーバ 2402Bによって順番を並び替え、インターリーブ後の符号化ビット Sb 0、 Sb2の符号化ビット列 507を出力する。

[0290] 次に動作する信号点削減部 1301、 1302の処理について、図 52を用いて説明する。

[0291] 図 52 (A)は、信号点削減前の候補信号点を示しており（〇:候補信号点)、候補信号点は本実施の形態では、 8ビットを伝送しているため、 256個の候補信号点が存在することになる。そして、インターリーブ後の符号ィ匕ビット SaO、 Sa2の情報 504、及び、インターリーブ後の符号化ビット SbO, Sb2の情報 507から、 4ビットが決定しているため、信号点削減部 1301、 1302は、図 52 (B)のように、 256個の候補信号点を 16 個の候補信号点に削減する。

[0292] そして、尤度判定部 4901は、図 52 (B)のように、 16個の候補信号点と受信ベースバンド信号（國）とのユークリッド距離の 2乗を求め、ブランチメトリックを求める。ブランチメトリックは、各アンテナについて求められるため、 2系統求められることになるが、尤度判定部 4901は、各アンテナで求められたブランチメトリックの和を求め、そのブランチメトリックを基に符号ィ匕ビット Sal, Sa3, Sbl, Sb3を決定し、符号ィ匕ビット Sal , Sa3をディンターリーノ 4902に、符号ィ匕ビット Sbl、 Sb3をディンターリーノ 4905 に出力する。

[0293] ディンターリーノ 4902は、符号ィ匕ビット Sal、 Sa3の順番を並び替え、ディンターリーブ後の符号ィ匕ビット Sal, Sa3を復号部 4903に送出する。復号部 4903は、ディンターリーブ後の符号ィ匕ビット Sal, Sa3を、例えば硬判定復号することにより、誤り訂正後の符号ィ匕ビット Sal, Sa3の情報 4904を出力する。

[0294] 同様に、ディンターリーノ 4905は、符号ィ匕ビット Sbl、 Sb3の順番を並び替え、デインターリーブ後の符号ィ匕ビット Sbl, Sb3を復号部 4906に送出する。復号部 4906 は、ディンターリーブ後の符号ィ匕ビットを、例えば硬判定復号することにより、誤り訂正後の符号ィ匕ビット Sbl, Sb3の情報 4907を出力する。

[0295] 以上により、符号ィ匕ビット SaO力も符号ィ匕ビット Sa3が得られ、また符号ィ匕ビット SbO 力も符号ィ匕ビット Sb3が得られることになる。このとき、信号点削減を行っているために、従来であればアンテナごとに 256回のユークリッド距離を求める演算が必要であつたところを、 16回の演算で済ませることができるので、演算規模の削減を図ることがでさること〖こなる。

[0296] 以降では、さらなる受信品質改善のために、反復復号を適用する方法、及び、インターリーブパターンを上述のように異なるようにした理由について詳しく説明する。

[0297] 先ず、反復復号の適用方法にっ、て詳しく説明する。インターリーバ 4908は、上記のように得られた誤り訂正後の符号ィ匕ビット Sal、 Sa3を入力とし、符号化ビット Sa 1、 Sa3用のインターリーブを施し、インターリーブ後の符号化ビット Sal, Sa3を信号点削減部 1303、 1304に送出する。同様に、インターリーノ 909は、上記のように得られた誤り訂正後の符号ィ匕ビット Sbl、 Sb3を入力とし、符号化ビット Sbl、 Sb3用のインターリーブを施し、インターリーブ後の符号ィ匕ビット Sbl, Sb3を信号点削減部 1303、 1304に送出する。

[0298] 信号点削減部 1303、 1304は、インターリーブ後の符号ィ匕ビット Sal、 Sa3情報、及び、インターリーブ後の符号ィ匕ビット Sbl, Sb3の情報を入力とし、図 52のように 25 6個の候補信号点を、インターリーブ後の符号ィ匕ビット Sal、 Sa3及びインターリーブ後の符号ィ匕ビット Sbl, Sb3によって決定されている 4ビットを用いて、 16個の候補信号点に削減する。

[0299] そして、尤度判定部 4910は、図 52 (B)のように 16個の候補信号点と受信ベースバンド信号（國）とのユークリッド距離の 2乗を求め、ブランチメトリックを求める。ブランチメトリックは、各アンテナについて求められるため、 2系統求められることになるが、尤度判定部 4910は、各アンテナで求められたブランチメトリックの和を求め、そのブランチメトリックを基に符号ィ匕ビット SaO, Sa2, SbO, Sb2を決定し、符号ィ匕ビット SaO , Sa2をディンターリーノ 4911に、符号ィ匕ビット SbO、 Sb2をディンターリーノ 4914 に出力する。

[0300] ディンターリーノ 4911は、符号ィ匕ビット SaO、 Sa2の順番を並び替え、ディンターリーブ後の符号ィ匕ビット SaO, Sa2を復号部 4912に送出する。復号部 4912は、ディンターリーブ後の符号ィ匕ビット SaO, Sa2を、例えば硬判定復号することにより、誤り訂正後の符号ィ匕ビット SaO, Sa2の情報 4913を出力する。

[0301] 同様に、ディンターリーバ 4914は、符号ィ匕ビット SbO、 Sb2の順番を並び替え、デインターリーブ後の符号ィ匕ビット SbO, Sb2を復号部 4915に送出する。復号部 4915 は、ディンターリーブ後の符号ィ匕ビット SbO, Sb2を、例えば硬判定復号することにより、誤り訂正後の符号ィ匕ビット SbO, Sb2の情報 4916を出力する。

[0302] 以上により、受信品質 (誤り率特性）が向上した符号ィ匕ビット SaO、 Sa2、 SbO、 Sb2 の†青報 4913、 4916力 S得られることになる。

[0303] さらに、インターリーバ 4917は、誤り訂正後の符号化ビット SaO, Sa2の情報 4913 を入力とし、インターリーブ後の符号ィ匕ビット SaO, Sa2の情報を信号点削減部 1301 、 1302に送出する。同様に、インターリーバ 4918は、誤り訂正後の符号ィ匕ビット SbO , Sb2の情報 4916を入力とし、インターリーブ後の符号化ビット SbO, Sb2の情報を信号点削減部 1301、 1302に送出する。

[0304] そして、上述した動作を、信号点削減部 1301、 1302、尤度判定部 4901、ディンターリーノ 4902、 4905、復号咅4903、 4906にお!/ヽて行うことで、受信品質の向上した符号ィ匕ビッ卜 Sal, Sa3, Sbl, Sb3の' f青報 4904、 4907力 S得られる。

[0305] 以上の操作を複数回行うことで、受信品質を向上させることができる。これらの処理のフローチャートを図 53に示す。

[0306] はじめに、変調信号 Aの符号ィ匕ビット SaO, Sa2及び変調信号 Bの符号化ビット Sb 0, Sb2を復号する（ST21A)。次に、得られた符号ィ匕ビット SaO, Sa2、 SbO, Sb2の情報を基に信号点削減を行い (ST21B)、符号ィ匕ビット Sal, Sa3及び符号化ビット Sbl、 Sb3を復号する（ST22B)。次に、得られた符号ィ匕ビット Sal, Sa3, Sbl, Sb 3の情報を基に信号点削減を行い（ST22A)、符号ィ匕ビット SaO, Sa2及び符号化ビット SbO, Sb2を復号する（ST23A)。以下同様の処理を繰り返す。

[0307] 本実施の形態においては、符号ィ匕ビット SaO, Sa2用のインターリーバと符号ィ匕ビット SbO, Sb2用のインターリーバのインターリーブパターンを同一とし、符号化ビット Sa 1, Sa3用のインターリーバと符号化ビット Sbl, Sb3用のインターリーバのインターリーブパターンを同一とした。これによる効果は、全てのインターリーブパターンを異なるようにするよりも、信号点削減を行った際の誤り率を小さくできることである。 [0308] しかし、本質的には、符号化ビット SaO, Sa2用のインターリーバと符号ィ匕ビット Sal , Sa3用のインターリーバのインターリーブパターンを異なるようにしたこと力受信品質向上のためには重要となる。以下では、その理由について詳しく説明する。

[0309] 図 54は、符号化ビット SaO, Sa2用のインターリーバと符号化ビット SbO, Sb2用のインターリーバのインターリーブパターンを同一とし、符号ィ匕ビット Sal, Sa3用のインターリーバと符号化ビット Sbl, Sb3用のインターリーバのインターリーブパターンを同一とし、かつ、符号ィ匕ビット SaO, Sa2用のインターリーバと符号化ビット Sal, Sa3 用のインターリーバのインターリーブパターンが同一のときの受信状態の一例を示している。すなわち、全てのインターリーバのインターリーブパターンが同一の場合の例である。

[0310] このようなインターリーブパターンのもと、図 51の軟判定部 503において、符号化ビット SaO, Sa2の復号を行った結果、誤って判定されたシンボルが図 54 (A)のように連続的に発生したと仮定する。因みに、畳み込み符号などを用いたときには、連続して誤りが発生するのが一般的である。すると、信号点数削減部 1301、 1302において、信号点数の削減を行った際、図 54 (B)のように、信号点削減による信号点選択に連続して誤りが生じることになる。この結果、復号部 4903、 4906によって符号ィ匕ビット Sal, Sa3及び符号化ビット Sbl, Sb3の復号を行っても、受信品質 (誤り率特性）が効果的に向上しない。これは、誤り訂正符号は、連続的な誤りを訂正する能力が低いためである。

[0311] 図 55に、本実施の形態のように、符号化ビット SaO, Sa2用のインターリーバと符号ィ匕ビット SbO, Sb2用のインターリーバのインターリーブパターンを同一とし、符号化ビット Sal, Sa3用のインターリーバと符号化ビット Sbl, Sb3用のインターリーバのィンターリーブパターンを同一とし、かつ、符号化ビット SaO, Sa2用のインターリーバと符号ィ匕ビット Sal, Sa3用のインターリーバのインターリーブパターンを異なるものとしたときの受信状態の一例を示す。

[0312] このようなインターリーブパターンのもと、図 51の軟判定部 503において、符号化ビット SaO, Sa2の復号を行った結果、誤った判定を行ったシンボルが図 55 (A)のように連続的に発生したと仮定するものとする。すると、信号点数削減部 1301、 1302において、信号点数の削減を行った際、図 55 (B)と異なり、符号ィ匕ビット SaO、 Sa2のィンターリーブパターンと符号化ビット Sal、 Sa3のインターリーブパターンが異なるため、ディンターリーブにより、図 55 (B)のように、信号点削減による信号点選択の誤りは、離散的に生じることになる。すなわち、信号点削減による信号点選択の誤りは、図 54 (B)のように連続して発生しない。これにより、復号部 4903、 4906によって符号ィ匕ビット Sal, Sa3及び符号化ビット Sbl, Sb3を復号すると、効果的に誤り率特性が向上する。これは、誤り訂正符号は、離散的な誤りを訂正する能力が高いためである。

[0313] さらに符号化ビット SaO, Sa2用のインターリーバと符号化ビット SbO, Sb2用のインターリーバのインターリーブパターンを同一としているので、符号化ビット SaO, Sa2と符号ィ匕ビット SbO, Sb2の誤りの発生を同一にすることができる。

[0314] 例えば、符号ィ匕ビット SaO, Sa2の誤る確率が 1Z100、符号ィ匕ビット SbO, Sb2の誤る確率が、 1Z100とする。このとき、符号化ビット SaO, Sa2と符号ィ匕ビット SbO, S b2の誤りの発生が同一の場合には、信号点削減の誤る確率は、 1Z100である。しかし、誤りの発生パターンが異なると、信号点削減の誤る確率は lZioo+ iZioo = 1Z50となってしまう。そして、インターリーブパターンが異なる場合、誤りの発生パターンが異なる可能性が高くなる。

[0315] このように、信号点削減を行うことを考えると、符号化ビット SaO, Sa2用のインターリーバと符号化ビット SbO, Sb2用のインターリーバのインターリーブパターンを同一とするほうが好適である。

[0316] ただし、全てのインターリーブパターンを異なるようにしても、上述したように信号点削減による信号点選択の誤りを離散的に生じさせることができるので、同様に誤り率特性の向上効果が得られる。すなわち、全てのインターリーブパターンを異なるようにすることは必須要件ではなぐ全てが同一パターンでなければ、信号点削減による信号点選択の誤りを離散的に生じさせることができるといった点では、同様の効果を発揮することができる。

[0317] 力べして本実施の形態によれば、各アンテナ力送信する変調信号のビットインターリーブパターンを異なるものとしたことにより、受信側での復号の際、バーストエラーの影響を軽減して、誤り率特性の良、受信データを得ることができるマルチアンテナ送信装置を実現できる。

[0318] また各変調信号用に設けられた複数のインターリーバのうち、変調信号間のインタ一リーバで同一のインターリーブパターンのペア（インターリーバ 4708とインターリーノ 4719、インターリーバ 4710とインターリーバ 4721)を作るようにしたことにより、信号点削減時に誤りが発生する確率を小さくできるので、一段と誤り率特性の良い受信データを得ることができるようになる。

[0319] なお上述した実施の形態では、スペクトル拡散通信方式に適用した例を説明した力れに限ったものではなく、例えばスペクトル拡散通信方式でな、シングルキャリア方式や OFDM方式にも適用することもできる。 OFDM方式に適用した場合、符号化する方法は、図 54のように時間軸に方向に符号ィ匕する方法も可能であるし、また図 5 4の横軸を周波数軸と考え、周波数軸に符号ィ匕することも可能である。カロえて、時間軸と周波数軸の両方向に符号ィ匕することも可能である。

[0320] このとき、実施の形態 7で説明したように、インターリーブパターン Xは周波数の高いサブキャリア力低、サブキャリアへとデータを並び替えて配置するパターンにし、ィンターリーブパターン γは周波数の低、サブキャリアから高、サブキャリアへとデータを並び替えて配置するパターンにすると、有効に誤り率特性を向上させることができ

、さらに回路構成も簡単ィ匕することができる。

[0321] さらに、インターリーブの方法は、本実施の形態で説明した図は一例でありこれに限ったものではない。理想的には、ランダムインターリーブが適している。

[0322] また上述した実施の形態では、インターリーバによってインターリーブを行う場合について述べたが、例えば OFDM方式に適用する場合には、各サブキャリアへのマツビング処理によってインターリーブを行うようにしてもよい。このようにすれば、インターリーバを省略することができる。

[0323] (実施の形態 12)

この実施の形態では、実施の形態 11とは別のビットインターリーブの仕方を提案する。

[0324] 図 2との対応部分に同一符号を付して示す図 56に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の構成を示す。この実施の形態のマルチアンテナ送信装置 5400が実施の形態 11のマルチアンテナ送信装置 4700と異なる点は、変調信号 Aの符号化ビット SaO, Sa2が変調信号 Bの符号ィ匕ビット SbO, Sb2と共に符号ィ匕されたものであり、また、変調信号 Aの符号ィ匕ビット Sal, Sa3が変調信号 Bの符号ィ匕ビット Sbl, Sb3 と共に符号化されてヽる点である。

[0325] マルチアンテナ送信装置 5400は、信号分離部 5402に送信ディジタル信号 5401 を入力する。信号分離部 5402は、送信ディジタル信号 5401をディジタル信号 5403 とディジタル信号 5404の 2系統に分離し、ディジタル信号 5403を符号化部 5405〖こ送出すると共にディジタル信号 5404を符号化部 5412に送出する。符号化部 5405 は、ディジタル信号 5403を符号ィ匕 (例えば畳み込み符号化)することにより符号化ビット列 5406を得、これをインターリーバ 5407に送出する。符号化部 5412は、デイジタル信号 5404を符号ィ匕 (例えば畳み込み符号化)することにより符号ィ匕ビット列 541 3を得、これをインターリーバ 5415に送出する。

[0326] インターリーバ 5407は、符号化ビット列 5406に対してインターリーブパターン Xのインターリーブを施し、インターリーブ後の符号ィ匕ビット列 5408を分離部 5409に送出する。分離部 5409は、インターリーブ後の符号ィ匕ビット列 5408を、符号化ビット S aO, Sa2を含む符号化ビット列 5410と符号化ビット SbO, Sb2を含む符号化ビット列 5411に分離し、符号ィ匕ビット列 5410を変調部 202Aに、符号ィ匕ビット列 5411を変調部 202Bにそれぞれ送出する。

[0327] インターリーノ 5415は、符号化ビット列 5413に対してインターリーブパターン Yのインターリーブを施し、インターリーブ後の符号ィ匕ビット列 5416を分離部 5417に送出する。分離部 5417は、インターリーブ後の符号ィ匕ビット列 5416を、符号化ビット S al, Sa3を含む符号ィ匕ビット列 5418と符号ィ匕ビット Sbl, Sb3を含む符号化ビット列 5419に分離し、符号ィ匕ビット列 5418を変調部 202Aに、符号ィ匕ビット列 5419を変調部 202Bにそれぞれ送出する。

[0328] 変調部 202Aは、符号化ビット SaO, Sa2及び符号化ビット Sal, Sa3に応じて、図 4 8 (A)の 16点のうちのいずれかを割り当て、その信号点を示すベースバンド信号 S2 Aを出力する。同様に、変調部 202Bは、符号ィ匕ビット SbO, Sb2及び符号化ビット S bl, Sb3に応じて、図 48 (B)の 16点のうちいずれかを割り当て、その信号点を示すベースバンド信号 S2Bを出力する。

[0329] ここでインターリーバ 5407のインターリーブパターン Xとインターリーバ 5415のインターリーブパターン Yが異なるものとされている。これにより、受信側で信号点削減を行ったときに誤り率特性の良い受信データを得ることができるようになる。

[0330] インターリーノ 5407、 5415によるビットインターリーブの一例を図 57に示す。図 57 は、インターリーブ前と、インターリーブ後のデータの順番を示している。

[0331] 図 57 (A)は、インターリーブパターン Xのインターリーブ方法を示して!/、る。インタ一リーブ前の順番に対し、データ 1、データ 2、 · · ·、データ 200と順番を付ける。ここでインターリーバ 5407が 5つのデータおきに順番を並び替える（この処理は、実施の形態 11で説明した、図 50の符号ィ匕ビット SaO, Sa2のインターリーブ処理と同様であるので詳細の説明は省略する)。

[0332] そして、インターリーブ後に並んだデータを符号ィ匕ビット SaO, Sa2及び符号化ビット SbO, Sb2に交互に振り分ける。したがって、符号化ビット SaO, Sa2のデータは、データ 1、データ 11、 · · ·、データ 185、データ 195という順番になり、符号化ビット SbO , Sb2のデータは、データ 6、データ 16、 · · ·、データ 190、データ 200と!ヽぅ川頁番になる。

[0333] 図 57 (B)は、インターリーブパターン Yのインターリーブ方法を示して!/、る。インターリーブ前の順番に対し、データ 1、データ 2、 · · ·、データ 200と順番を付ける。ここでインターリーノ 5415は、 8つのデータおきに順番を並べ替える（この処理は、実施の形態 11で説明した、図 50の符号ィ匕ビット Sal, Sa3のインターリーブ処理と同様であるので詳細の説明は省略する)。

[0334] そして、インターリーブ後に並んだデータを符号ィ匕ビット Sal, Sa3及び符号化ビット Sbl, Sb3に交互に振り分ける。したがって、符号化ビット Sal, Sa3のデータは、データ 1、データ 17、 · · ·、データ 176、データ 192という順番になり、符号化ビット SbO , Sb2のデータは、データ 9、データ 25、 · · ·、データ 184、データ 200と!ヽぅ川頁番になる。

[0335] 次に本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の構成及び動作について説明する。マルチアンテナ受信装置の全体構成は図 4と同様である。但し、図 4の信号処理部 404として、図 58のような構成の信号処理部 5600を設ける。

[0336] 図 13との対応部分に同一符号を付して示す図 58において、信号処理部 5600は、パターン X用のディンターリーバ 5601によって、変調信号 Aの推定ベースバンド信号 504及び変調信号 Bの推定ベースバンド信号 505の並び替えを行う。ディンターリーブ後の推定ベースバンド信号は、軟判定復号部 5602に送出される。

[0337] 軟判定復号部 5602は、ディンターリーブ後の推定ベースバンド信号に対して軟判定復号処理を施すことにより、符号化ビット SaO, Sa2及び符号化ビット SbO, Sb2の情報 5603を得、これをパターン X用のインターリーバ 5604に送出する。パターン X 用のインターリーバ 5604は、符号化ビット SaO, Sa2及び符号化ビット SbO, Sb2の情報 5603に対してパターン Xのインターリーブを施し、インターリーブ後の符号化ビット SaO, Sa2及び符号化ビット SbO, Sb2の情報 5605を信号点削減部 1301、 130 2に送出する。

[0338] 次に動作する信号点削減部 1301、 1302の処理について、図 52を用いて説明する。

[0339] 図 52 (A)は、信号点削減前の候補信号点を示しており（〇:候補信号点)、候補信号点は本実施の形態では、 8ビットを伝送しているため、 256個の候補信号点が存在すること〖こなる。そして、インターリーブ後の符号ィ匕ビット Sa0、 Sa2及び符号化ビット SbO, Sb2の情報 5605から、 4ビットが決定しているため、信号点削減部 1301、 130 2は、図 52 (B)のように、 256個の候補信号点を 16個の候補信号点に削減する。

[0340] そして、尤度判定部 5606は、図 52 (B)のように 16個の候補信号点と受信ベースバンド信号（國）とのユークリッド距離の 2乗を求め、ブランチメトリックを求める。ブランチメトリックは、各アンテナについて求められるため、 2系統求められることになるが、尤度判定部 5606は、各アンテナで求められたブランチメトリックの和を求め、そのブランチメトリックを基に符号ィ匕ビット Sal, Sa3及び符号化ビット Sbl, Sb3を決定し、これをパターン Y用のディンターリーバ 5607に出力する。

[0341] パターン Y用のディンターリーバ 5607は、符号ィ匕ビット Sal, Sa3及び符号化ビット Sbl, Sb3の情報の順番を並び替え、ディンターリーブ後の符号ィ匕ビット Sal, Sa3 及び符号化ビット Sbl, Sb3の情報を復号部 5608に送出する。復号部 5608は、デインターリーブ後の符号ィ匕ビット Sal, Sa3及び符号化ビット Sbl, Sb3の情報を、例えば硬判定復号することにより、誤り訂正後の符号ィ匕ビット Sal, Sa3及び符号化ビッ卜 Sbl, Sb3の情報 5609を出力する。

[0342] 以上により、符号ィ匕ビット SaO力も符号ィ匕ビット Sa3が得られ、符号ィ匕ビット SbOから符号ィ匕ビット Sb3が得られることになる。このとき、信号点削減を行っているために、従来であればアンテナごとに 256回のユークリッド距離を求める演算が必要であったところを、 16回の演算で済ませることができるので、演算規模の削減を図ることができることになる。

[0343] 以降では、さらなる受信品質改善のために、反復復号を適用する方法、及び、インターリーブパターンを上述のように異なるようにした理由について詳しく説明する。

[0344] 先ず、反復復号の適用方法について詳しく説明する。パターン Yのインターリーバ 5 610は、上記のように得られた誤り訂正後の符号ィ匕ビット Sal, Sa3及び符号化ビット Sbl, Sb3の情報 5609に対してパターン Xのインターリーブを施し、インターリーブ後の符号ィ匕ビット Sal, Sa3及び符号化ビット Sbl, Sb3の情報 5611を信号点削減部 1303、 1304に送出する。

[0345] 信号点削減部 1303、 1304は、インターリーブ後の符号ィ匕ビット Sal、 Sa3及びィンターリーブ後の符号ィ匕ビット Sbl, Sb3†青報 5611を人力とし、図 52のように 256個の候補信号点を、インターリーブ後の符号ィ匕ビット Sal、 Sa3及び符号ィ匕ビット Sbl, Sb3によって決定されている 4ビットを用いて、 16個の候補信号点に削減する。

[0346] そして、尤度判定部 5612は、図 52 (B)のように 16個の候補信号点と受信ベースバンド信号（國）とのユークリッド距離の 2乗を求め、ブランチメトリックを求める。ブランチメトリックは、各アンテナについて求められるため、 2系統求められることになるが、尤度判定部 5612は、各アンテナで求められたブランチメトリックの和を求め、そのブランチメトリックを基に符号ィ匕ビット SaO, Sa2, SbO, Sb2を決定し、符号ィ匕ビット SaO , Sa2, SbO, Sb2の†青報をノターン X用のディンターリーノ 5613【こ送出する。

[0347] パターン X用のディンターリーバ 5613は、符号化ビット SaO、 Sa2及び符号化ビット SbO, Sb2の情報の順番を並び替えることにより、ディンターリーブ後の符号ィ匕ビット SaO, Sa2及び符号化ビット SbO, Sb2の情報を得、これを復号部 5614に送出する。復号部 5614は、ディンターリーブ後の符号化ビット SaO, Sa2及び符号化ビット SbO , Sb2の情報 5615を、例えば硬判定復号することにより、誤り訂正後の符号ィ匕ビット SaO, Sa2及び SbO, Sb2の情報 5615を出力する。

[0348] 以上により、受信品質 (誤り率特性）が向上した符号ィ匕ビット SaO、 Sa2、 SbO、 Sb2 の†青報 5609、 5615力 S得られることになる。

[0349] さらに、インターリーバ 5616は、誤り訂正後の符号ィ匕ビット SaO, Sa2及び符号化ビット SbO, Sb2の情報 5615を入力とし、インターリーブ後の符号化ビット SaO, Sa2及び符号ィ匕ビット SbO, Sb2の情報を信号点削減部 1301、 1302に送出する。

[0350] そして、上述した動作を、信号点削減部 1301、 1302、尤度判定部 5606、ディンターリーバ 5607、復号部 5608において行うことで、受信品質の向上した符号化ビッ卜 Sal, Sa3, Sbl, Sb3の情報 5609、 5615力得られる。

[0351] 以上の操作を複数回行うことで、受信品質を向上させることができる。これらの処理のフローチャートを図 53に示す。

[0352] はじめに、変調信号 Aの符号ィ匕ビット SaO, Sa2及び変調信号 Bの符号化ビット Sb 0, Sb2を復号する（ST21A)。次に、得られた符号ィ匕ビット SaO, Sa2、 SbO, Sb2の情報を基に信号点削減を行い (ST21B)、符号ィ匕ビット Sal, Sa3及び符号化ビット Sbl、 Sb3を復号する（ST22B)。次に、得られた符号ィ匕ビット Sal, Sa3, Sbl, Sb 3の情報を基に信号点削減を行い（ST22A)、符号ィ匕ビット SaO, Sa2及び符号化ビット SbO, Sb2を復号する（ST23A)。以下同様の処理を繰り返す。

[0353] 本実施の形態においては、インターリーバのインターリーブパターンを異なるようにした (パターン Xとパターン Yは異なる）ことが、受信品質向上のためには重要となる。以下では、その理由について詳しく説明する。

[0354] 図 59は、パターン X(符号化ビット SaO, Sa2, SbO, Sb2用のインターリーブパターン）とパターン Y (符号化ビット Sal, Sa3, Sbl, Sb3用のインターリーブパターン）が同一パターンのときの受信状態の一例を示して、る。

[0355] このようなインターリーブパターンのもと、図 58の軟判定部 5602において、符号化ビット SaO, Sa2、 SbO, Sb2の復号を行った結果、誤って判定されたシンボルが図 5 9 (A)のように連続して発生したと仮定する。因みに、畳み込み符号などを用いたときには、連続して誤りが発生するのが一般的である。すると、信号点数削減部 1301、 1 302において、信号点数の削減を行った際、図 59 (B)のように、信号点削減による信号点選択に連続して誤りが生じることになる。この結果、復号部 5608によって符号化ビット Sal, Sa3及び符号化ビット Sbl, Sb3の復号を行っても、受信品質 (誤り率特性)が効果的に向上しない。これは、誤り訂正符号は、連続的な誤りを訂正する能力が低いためである。

[0356] 図 60に、本実施の形態のように、ノターン X(符号ィ匕ビット SaO, Sa2, SbO, Sb2用のインターリーブパターン）とパターン Y (符号化ビット Sal, Sa3, Sbl, Sb3用のインターリーブパターン)を異なるようにしたときの受信状態の一例を示す。

[0357] このようなインターリーブパターンのもと、図 58の軟判定部 5602において、符号化ビット SaO, Sa2、 SbO, Sb2の復号を行った結果、誤った判定を行ったシンボルが図 60 (A)のように連続的に発生したと仮定する。すると、信号点数削減部 1301、 1302 において、信号点数の削減を行った際、図 59 (B)と異なり、インターリーブパターン X とインターリーブパターン Yが異なるため、ディンターリーブにより、図 60 (B)のように、信号点削減による信号点選択の誤りは、離散的に生じることになる。すなわち、信号点削減による信号点選択の誤りは、図 60 (B)のように連続して発生しない。これにより、復号部 5608によって符号ィ匕ビット Sal, Sa3及び符号化ビット Sbl, Sb3を復号すると、効果的に誤り率特性が向上する。これは、誤り訂正符号は、離散的な誤りを訂正する能力が高いためである。

[0358] 力べして本実施の形態によれば、各アンテナ力送信する変調信号のビットインターリーブパターンを異なるものとしたことにより、受信側での復号の際、バーストエラーの影響を軽減して、誤り率特性の良、受信データを得ることができるマルチアンテナ送信装置を実現できる。また本実施の形態によれば、実施の形態 11と比較して、符号化部の数を少なくすることができるので、演算量削減につながり、回路規模を小さくすることができる。

[0359] なお上述した実施の形態では、スペクトル拡散通信方式に適用した例を説明した力れに限ったものではなく、例えばスペクトル拡散通信方式でな、シングルキャリア方式や OFDM方式に適用することもできる。 OFDM方式に適用した場合、符号ィ匕する方法は、図 60のように時間軸に方向に符号ィ匕する方法も可能であるし、また図 6 0の横軸を周波数軸と考え、周波数軸に符号ィ匕することも可能である。カロえて、時間軸と周波数軸の両方向に符号化することも可能である。力！]えて、時間軸と周波数軸の両方向に符号ィ匕することも可能である。

[0360] このとき、実施の形態 7で説明したように、インターリーブパターン Xは周波数の高いサブキャリア力低、サブキャリアへとデータを並び替えて配置するパターンにし、ィンターリーブパターン γは周波数の低、サブキャリアから高、サブキャリアへとデータを並び替えて配置するパターンにすると、有効に誤り率特性を向上させることができ、さらに回路構成も簡単ィ匕することができる。

[0361] さらに、インターリーブの方法は、本実施の形態で説明した図は一例でありこれに限ったものではない。理想的には、ランダムインターリーブが適している。

[0362] また上述した実施の形態では、インターリーバによってインターリーブを行う場合について述べたが、例えば OFDM方式に適用する場合には、各サブキャリアへのマツビング処理によってインターリーブを行うようにしてもよい。このようにすれば、インターリーバを省略することができる。

[0363] (実施の形態 13)

実施の形態 6では、各アンテナ力も送信する変調信号のインターリーブパターンを各変調信号間で異なるようにしたマルチアンテナ送信装置を提案したが、本実施の形態では、インターリーブとしてビットインターリーブを適用したとき具体的な装置例について述べる。つまり、本実施の形態は、基本的には、ビットインターリーブ処理を行う点で、実施の形態 11や実施の形態 12と同様であるが、実施の形態 6の基本構成にそのままビットインターリーブを適用する例を説明するものである。

[0364] 図 48に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置によって送信する変調信号 Aと変調信号 Bの I - Q平面における信号点配置例を示す。

[0365] 本実施の形態におけるマルチアンテナ送信装置の基本構成は、実施の形態 6で説明した、図 23と同様であり、その動作は実施の形態 6と同様である。

[0366] 図 23のような構成を採った場合の、インターリーバ 2301A、 2301Bによるビットインターリーブの方法について図 61を用いて詳しく説明する。因みに、インターリーバ 23 01Aは、図 61 (A)のインターリーブパターン Xを用いてインターリーブ処理を行い、ィンターリーバ 2301Bは、図 61 (B)のインターリーブパターン Yを用いてインターリーブ処理を行う。

[0367] 図 61は、インターリーブ前、インターリーブ後、分離後のデータの順番の一例を示している。図 61 (A)は、インターリーブパターン Xのインターリーブ方法を示している。インターリーブ前の順番に対し、データ 1、データ 2、 · · ·、データ 200と順番を付ける。インターリーブにより、 5つデータおきに順番を並び替える（この処理は、実施の形態 11で説明した、図 50の符号ィ匕ビット SaO, Sa2のインターリーブ処理と同様であるので詳細の説明は省略する。 ) ₀

[0368] そして、インターリーブ後に並んだデータを符号ィ匕ビット SaO, Sa2及び符号化ビット Sal, Sa3〖こ交互〖こ振り分ける。したがって、符号化ビット SaO, Sa2のデータは、データ 1、データ 11、 · · ·、データ 185、データ 195という順番になり、符号化ビット Sal , Sa3のデータは、データ 6、データ 16、 · · ·、データ 190、データ 200という順番になる。

[0369] 図 61 (B)は、インターリーブパターン Yのインターリーブ方法を示している。インターリーブ前の順番に対し、データ 1、データ 2、 · · ·、データ 200と順番を付ける。インタ一リーブにより、 8つのデータおきに順番を並べ替える（この処理は、実施の形態 11 で説明した、図 50の符号ィ匕ビット Sal, Sa3のインターリーブ処理と同様であるので詳細の説明は省略する)。

[0370] そして、インターリーブ後に並んだデータを符号ィ匕ビット SbO, Sb2及び符号化ビッ卜 Sbl, Sb3に交互に振り分ける。した力 Sつて、符号ィ匕ビット SbO, Sb2のデータは、データ 1、データ 17、 · · ·、データ 176、データ 192という順番になり、符号化ビット SbO , Sb2のデータは、データ 9、データ 25、 · · ·、データ 184、データ 200と!ヽぅ川頁番になる。

[0371] 図 23の各変調部 202A、 202Bは、以上のようにビットインターリーブされた符号化ビットに応じて、図 48 (A)、（B)の 16点のうちのいずれかを割り当てることで変調を行

5o [0372] 次に、このようにビットインターリーブ処理された複数の変調信号 A、 Bを受信するマルチアンテナ受信装置の構成について説明する。マルチアンテナ受信装置の構成（信号処理部の構成)の一つとして、実施の形態 6で説明した図 24の構成が考えられ、その動作は、各ディンターリーバ及びインターリーバでビットディンターリーブ処理及びインターリーブ処理を行う以外は、実施の形態 6と同様である。

[0373] この実施の形態では、図 24とは異なる構成として、図 62のような構成例について説明する。図 24との対応部分に同一符号を付して示す図 62において、信号処理部 60 00の最尤判定部 6001は、チャネル推定値 hl l、 h21、 hl2、 h22、ベースノンド信号 Rl— 2、 R2-2を入力とし、最尤判定を行うことで、符号化ビット SaO, Sal, Sa2, S a3の情報 6004を得てこれをディンターリーバ 2401Aに送出すると共に符号ィ匕ビット SbO, Sbl, Sb2, Sb3の' |·青報 6005を得てこれをディンターリーノ 2401B【こ送出する。

[0374] ディンターリーバ 2401A、 2401Bによってディンターリーブされた符号化ビット SaO , Sal, Sa2, Sa3の情報 6004、符号ィ匕ビッ卜 SbO, Sbl, Sb2, Sb3の情報 6005は、それぞれ、硬判定復号部 6002、 6003によって硬判定復号されて出力される。他の部分については、実施の形態 6と同様に動作する。

[0375] そして信号処理部 6000においては、変調信号 Aのビットインターリーブパターン X と変調信号 Bのビットインターリーブパターン Yが異なるものとされて、るので、実施の形態 11や実施の形態 12で説明したのと同様の理由により、誤り率特性の良い受信データ RA、 RBを得ることができる。

[0376] 力べして本実施の形態によれば、各アンテナ力送信する変調信号のインターリーブパターンを各変調信号で異なるようにするにあたって、各変調信号のビットインターリーブパターンを異なるようにしたことにより、受信側での復号の際、バーストエラーの影響を軽減して、誤り率特性の良、受信データを得ることができるマルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ受信装置を実現できる。

[0377] なお本実施の形態で説明した信号処理部 6000の構成は、例えば実施の形態 6などの実施の形態においても適用することができる。つまり、最尤判定を仮判定に用いることがでさる。 [0378] また本実施の形態では、各変調信号のビットインターリーブパターンを異なるものとするマルチアンテナ送信装置の構成として、図 23のマルチアンテナ送信装置 2300 及び図 61のビットインターリーブパターンを用いて説明した力マルチアンテナ装置の全体構成やビットインターリーブパターンは図 23や図 61に示したものに限らない。特に、ビットインターリーブパターンは種々のものを適用でき、要は、各変調信号のビットインターリーブパターンを異なるものとすればよい。

[0379] 図 23のマルチアンテナ送信装置 2300の構成と異なる構成例として、例えば図 63 のような構成が考えられる。図 23との対応部分に同一符号を付して示す図 63において、マルチアンテナ送信装置 6100の最も特徴的な点は、 "符号ィ匕ビット SaO, Sa2のためのインターリーブパターン (インターリーバ 4708)と符号ィ匕ビット Sal, Sa3のためのインターリーブパターン (インターリーバ 6101)が同一であり、かつ、符号化ビット S b0, Sb2のためのインターリーブパターン (インターリーバ 4719)と符号化ビット Sbl , Sb3のためのインターリーブパターン (インターリーバ 6102)が同一である"という点である。これにより、受信装置において、誤り訂正能力が向上し、受信品質が向上することになる。また、ビットインターリーブのパターンを全て異なるようにしてもよいが、受信品質の劣化を招くのは、実施の形態 11で説明したとおりである。

[0380] さらに、インターリーブの方法は、本実施の形態で説明した図は一例でありこれに限ったものではない。理想的には、ランダムインターリーブが適している。

[0381] (実施の形態 14)

この実施の形態では、 LDPC (Low Density Parity Check)を適用したときに、上述したインターリーブパターンを簡易な構成で設定することができるマルチアンテナ送信装置を提案する。換言すれば、上述したインターリーブパターンの変調信号を形成するにあたって、 LDPCを有効活用する方法を提案する。

[0382] 上述した実施の形態 6、 7、 11、 12、 13では、基本的には、図 23のように、インターリーバ 2301Aとインターリーバ 2301Bのインターリーブパターンを異なるようにすることで、変調信号間でのインターリーブパターンを異なるようにした。この実施の形態では、 LDPCを適用したとき、インターリーバ 2301A、 2301Bを、異なる生成行列 G_i( 検査行列 H_i)を持つ LDPC符号器に置き換えることを提案する。これにより、異なるインターリーバを設けてインターリーブパターンを異なるようにしたときと同様の効果を得ることがでさるよう〖こなる。

[0383] 図 2との対応部分に同一符号を付して示す図 64に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の構成を示す。マルチアンテナ送信装置 6200は、図 2のマノレチアンテナ送信装置 110と比較して、符号化部 201A、 201Bに換えて LDPC符号器 6201A 、 6201Bが設けられている。

[0384] 変調信号 A用の LDPC符号器 6201Aは、生成行列 Ga、検査行列 Haで表され、送信データ TAを入力とし、符号化されたデータ SI Aを出力する。変調信号 B用の L DPC符号器 6201Bは、生成行列 Gb、検査行列 Hbで表され、送信データ TBを入力とし、符号化されたデータ S1Bを出力する。

[0385] この実施の形態の特徴は、変調信号 A用の LDPC符号器 6201Aの生成行列 Gaと変調信号 B用の LDPC符号器 6201Bの生成行列 Gを異なるようにしたことである。その理由について以下で説明する。

[0386] LDPCは、非常に疎な検査行列により定義される線形符号であり、その特徴の一つは、様々な符号長、符号ィ匕率の符号を容易に構成できる柔軟性を持つことである。同様に、同一の符号長、符号化率の符号を複数種類構成することも容易である。その他多くの誤り訂正符号では、符号の種類によって構成可能なパラメータが限られる

[0387] ターボ符号や畳み込み符号の復号では、全てのビットは尤度情報を更新するために隣接するビットの情報を利用する。したがって、フェージング環境などの記憶のある通信路 (channel with memory)を扱う際には、隣接するビット間の相関のあるノイズを擬似的に白色化するためにインターリーバが利用される。このため、本発明では、ストリーム毎に異なるインターリーブパターンを適用する送信機構成を採るようにした。

[0388] し力し、 LDPCの復号では、あるビット nがそのビットに関係するパリティチェック、つまり検査 m、により更新する場合、検査 mに関わるいくつかのビットからの情報のみを利用する。 LDPC符号の検査行列 Hは一般にランダムに構成されるため、更新に利用する情報ビットが隣接する確率はきわめて小さい。よってビット nが深いフェード中にあったとしても、ビット nに関係する他のビットが、同様に深いフェード中にある確率は低ぐそれらのビットはビット nに対して、より信頼性の高い情報を提供する。

[0389] つまり、 LDPCの検査行列 Hにインターリーブ機能が本質的に備わっていることを意味しており、原理的に検査行列 Hの設計において、行列 Hの全ての非零要素をィンターリーブ利得が最大になるように配置することが可能である。

[0390] この結果は、 J. Hou, P. Siegel, and L. Milstein, Performance Analysis andし ode Optimization for Low Density Parity-し heck Codes on Rayleigh Fading Channels" IEEE JSAC, Vol. 19, No. 5, May, 2001 でも示されている。

[0391] 次に、 LDPCの符号化について説明する。 LDPCは、線形符号の一種であるので、生成行列 Ga, Gbを情報ベクトル（ml, m2, · ··、 mk)、 (nl, n2, · ··、 nk)に乗ずることにより得ることができる。すなわち、あら力じめ設計された検査行列 Haおよび Hb に対応する生成行列 Ga,Gbを求めておき（生成行列 Ga, Gbは G H ^τ=0および G

a a b

H ^T=0を満たす）、 c二 mGあるいは d=nGとして符号語 cおよび dを得ることができ b a b

る。

[0392] 次に、 LDPCの復号ィ匕について説明する。本実施の形態におけるマルチアンテナ受信装置の全体構成は、例えば図 4に示すようにすればよい。そして図 4の信号処理部 404を、例えば図 65のように構成すればよ!、。

[0393] 図 13との対応部分に同一符号を付して示す図 65において、信号処理部 6300は、図 13の信号処理部 1300の軟判定部 503、 506、 512、 518を、 LDPC用の復号方法である確率領域 sum— product復号部 6301、 6302、 6303、 6304に置き換えた構成でなる。

[0394] LDPCを利用した場合、ディンターリーバとビタビ復号回路 (畳み込み符号適用時 )の組み合わせの代わりに、例えば、 LDPCを利用した場合の代表的な復号方法でめ、確率領域 sum— producti晨法 (probability domain sum-product decoding algorithm)やハードウェア、ソフトウェアへの実装に向いている対数領域 sum— produ ct復号法 (log domain sum-product decoding algorithm)などを禾 lj用することができる。

[0395] 変調信号 Aの sum— product復号部 6301、 6303は、送信側で用いた検査行列 H aに対応した復号を行う。また変調信号 Bの sum— product復号部 6302、 6304は、送信側で用いた検査行列 Hbに対応した復号を行う。誤り訂正処理された変調信号 A, Bの受信ディジタル信号は、再び送信時と同じ生成行列 Gaおよび Gbの LDPCを用いて、再符号化および変調され、信号点削減が行われる。

[0396] 詳細の動作は、 LDPC以外で説明した動作と同様であり、 LDPCに関わる部分の動作のみが異なるだけで、他は上述した実施の形態と同様の動作をする。

[0397] 力べして本実施の形態によれば、各ストリームに異なる生成行列 G_i (検査行列 H_i) を持つ LDPCを適用する構成を採り、その生成行列によってインターリーブ処理と同等の処理を行うようにしたことにより、図 23に示すように、各ストリームに異なるインタ一リーブパターンを備えたインターリーバと、ターボ符号や畳み込み符号など LDPC とは異なる誤り訂正符号器とを用いた構成を採る場合と同様の効果を得ることができる。さらに、 LDPC符号はインターリーノ機能そのものを含むため、回路規模を削減することができる。

[0398] なお、この実施の形態では、 LDPC符号器のみでインターリーブパターンの異なる変調信号 A、 Bを形成する場合について説明した力 LDPC符号器に加えて、実施の形態 6、 7と同様にインターリーバを設けてインターリーブパターンの異なる変調信号を形成するようにしてもよぐこのようにした場合でも受信品質を向上させることができる。

[0399] さらには、図 66に示すように、 LDPC符号器 6201Aと LDPC符号器 6201Bとして同一の LDPC符号器を用いると共に、一方にのみインターリーバ 6601を設けるようにしてもよい。このようにしても、変調信号 Aと変調信号 Bのインターリーブパターンを異なるようにすることができるので、受信品質を向上させることができる。

[0400] (実施の形態 15)

この実施の形態では、上述した受信装置及び方法 (すなわち候補信号点を削減し、復号する装置及び方法)に好適な再送方法を提案する。

[0401] 先ず、図 67に送信側 (例えば基地局)で送信する送信信号 Aと送信信号 Bのフレーム構成例を示す。変調信号 A、 Bのチャネル推定シンボル 6801 A、 6802Bは同時刻に送信され、受信機はこのチャネル推定シンボル 6801A、 6802Bを用いてフエ一ジング等によるそれぞれのチャネル変動を推定する。変調信号 A、 Bのデータシンポル 6802A、 6802Bは、各送信ディジタル信号 TA、 TBに基づいて形成されたものであり、このデータシンボル 6802A、 6802Bによりデータが伝送される。また各変調信号 A、 Bには、 CRC (Cyclic Redundancy Check)シンボル 6803A、 6803B力付加され、受信機は CRCシンボル 6803A、 6803Bを検査することで変調信号 A、 Bで送信されたデータそれぞれに誤りがあった力どうかを確認する。制御情報シンボル 6804 は、受信機で周波数オフセットの検出、 AGC (Automatic Gain Control)を行うためや、再送信号力否かを識別させるために設けられて、る。

[0402] 図 68に、受信機 (例えば通信端末)の送信系の構成例を示す。誤り判定部 6902A は、基地局が送信した信号を復調して得られた変調信号 Aのディジタル信号 6901A を入力とし、図 67の CRCシンボル 6803Aを利用することで、変調信号 Aに誤りがあつた力否かを示す誤り有無情報 6903Aを出力する。同様に、誤り判定部 6902Bは、基地局が送信した信号を復調して得られた変調信号 Bのディジタル信号 6901Bを入力とし、図 67の CRCシンボル 6803Bを利用することで、変調信号 Bに誤りがあったか否かを示す誤り有無情報 6903Bを出力する。

[0403] 再送要求部 6904は、変調信号 A, Bの誤り有無情報 6903A、 6903Bに基づいて、再送を要求するか否かを決定し、再送要求情報 6905 (例えば ACKZNACKの情報)を出力する。この再送要求情報 6905は、変調信号 Aを再送するか又は変調信号 Bを再送するかの情報でなる。

[0404] データ生成部 6907は、再送要求情報 6905及び送信データ 6906を入力し、送信ディジタル信号 6908を生成し出力する。送信部 6909は、送信ディジタル信号 6908 に対して所定の変調処理を施すことで変調信号 6910を形成する。変調信号 6910 は、アンテナ 6911から電波として出力される。

[0405] 図 69に、通信端末が送信する変調信号 6910のフレーム構成例を示す。変調信号 6910は、受信側でチャネル推定を行うためのチャネル推定シンボル 7001、データシンボル 7002、再送要求情報シンボル 7003により構成されている。

[0406] 図 70に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の構成を示す。マルチアンテナ送信装置 7000は、例えば基地局に設けられている。

[0407] 図 2との対応部分に同一符号を付して示す図 70において、マルチアンテナ送信装置 7000は、図 68の通信端末力も送信された信号をアンテナ 7101で受信する。受信信号 7102 (図 69の変調信号に相当）は受信部 7103に入力される。受信部 7103 は、受信信号 7102を復調することにより受信ディジタル信号 7104を得、これを出力する。再送要求検出部 7105は、受信ディジタル信号 7104から再送要求情報 7106 を抽出し、これを出力する。この再送要求情報 7106は、上述したように、変調信号 A を再送するか又は変調信号 Bを再送するかの情報を含む。

[0408] マルチアンテナ送信装置 7000の送信系には、データ蓄積部 7107A、 7107B及びデータ選択部 7109A、 7109Bが設けられ、データ選択部 7109A、 7109Bには再送要求情報 7106が入力される。データ選択部 7109Aは、再送要求情報 7106が変調信号 Aの再送を要求することを示すものであった場合には、データ蓄積部 7107 Aに蓄積された再送データ 7108Aを選択して出力する。同様に、データ選択部 710 9Bは、再送要求情報 7106が変調信号 Bの再送を要求することを示すものであった場合には、データ蓄積部 7107Bに蓄積された再送データ 7108Bを選択して出力する。

[0409] さらに具体的には、データ選択部 7109Aは、再送要求情報 7106が再送を要求しており、かつ、変調信号 Aの再送を要求している場合、蓄積された変調信号 Aの送信ディジタル信号 7108Aを選択出力する。これに対して、再送要求情報 7106が再送を要求しており、かつ、変調信号 Bの再送を要求している場合、データ選択部 7109 Aは何も出力しない。再送要求情報 7106が再送を要求していない場合、データ選択部 7109Aは送信ディジタル信号 TAを選択出力する。

[0410] 同様に、データ選択部 7109Bは、再送要求情報 7106が再送を要求しており、かつ、変調信号 Bの再送を要求している場合、蓄積された変調信号 Bの送信ディジタル信号 7108Bを選択出力する。これに対して、再送要求情報 7106が再送を要求しており、かつ、変調信号 Aの再送を要求している場合、データ選択部 7109Bは何も出力しない。再送要求情報 7106が再送を要求していない場合、データ選択部 7109B は送信ディジタル信号 TBを選択出力する。

[0411] このように、マルチアンテナ送信装置 7000においては、一方の変調信号を再送する場合には、他方の変調信号の送信を行わな、ようになって、る。

[0412] フレーム構成信号生成部 210は、再送要求情報 7106に基づいてフレーム構成を決定し、フレーム構成信号 S 10を出力する。フレーム構成の決定方法の一例は、図 7 1を用いて以降で説明する。

[0413] 図 71は、本実施の形態における基地局と通信端末の送信信号の流れを示している。なお、図 71では図を簡略ィ匕しているが、基地局が送信する信号は、実際にはデータシンボルに加えて制御情報、 CRCシンボルなどから構成されたフレーム単位の信号となっている。

[0414] 基地局は、先ず、〈1〉のように、データ 1A、データ IBを送信する。

[0415] すると、端末はデータ 1A、データ IBを受信し、誤りが発生していないことを確認し、

〈2〉のように、再送を要求しない。

[0416] 次に、基地局は、〈3〉のように、データ 2A、データ 2Bを送信する。

[0417] すると、端末はデータ 2A、データ 2Bを受信し、誤りが発生していることを確認する。

このとき、端末は、変調信号 Aの受信電界強度と変調信号 Bの受信電界強度を比較し、受信電界強度の低い変調信号の再送を要求する。図の場合には、変調信号 Aの受信電界強度が低いことを検出したので、〈4〉のように、変調信号 Aの再送要求を行う。このように、受信電界強度の低い方の変調信号の再送を行うようにしたことにより、再送による誤り率特性の向上効果を高めることができる。これは、受信電界強度の低い変調信号のほうが、受信品質が悪いため、再送によって受信電界強度の低い変調信号の受信品質を確保することができるためである。また受信電界強度の低ヽ方の変調信号を再送するようにしたことにより、その変調信号を使ってもう一方の変調信号についての候補信号点の削減するにあたっての精度が向上するので、もう一方の変調信号の誤り率特性も向上させることができるようになる。

[0418] なおここでは受信電界強度の低!、方の変調信号を再送するようにしたが、別の方法として、例えば、データ 2A、データ 2Bのうち、データ 2Bに誤りが発生したとした場合、データ 2Bの再送を要求すると!/、うシンプルな方法を用いてもよ！、。

[0419] 基地局は、データ 2Aの再送要求信号を受信すると、〈5〉のように、データ 2Aの再送を行う。

[0420] すると、端末はデータ 2A、データ 2Bに誤りが発生しな力つたため、〈6〉のように、再送要求を行わない。 [0421] 次に、基地局は、〈7〉のように、データ 3A、データ 3Bを送信する。

[0422] すると、端末はデータ 3A、データ 3Bを受信し、誤りが発生していることを確認する。

このとき、端末は、変調信号 Aの受信電界強度と変調信号 Bの受信電界強度を比較し、変調信号 Bの受信電界強度が低いことを検出すると、〈8〉のように、変調信号 Bの再送要求を行う。

[0423] すると、基地局は、〈9〉のように、データ 3Bの再送を行う。

[0424] それでも、端末はデータ 3A、データ 3Bに誤りが発生していると、〈10〉のように、再度再送を要求する。このとき、端末は 1度目に要求した変調信号とは異なる変調信号の再送を要求する。つまり、変調信号 Aの再送を要求する。このようにすることで、再送による誤り率特性の向上効果を高めることができる。つまり、 1度目に再送されたデータ 3Bは、〈9〉での再送により優れた受信品質とされているのに対して、データ 3A の受信品質はこの時点では再送による受信品質の向上作用はないのでデータ 3Bよりも低いと考えられる。したがって、 2度目の再送を行うときはデータ 3Aというように、一度目とは異なる変調信号のデータを再送することが好ましい。

[0425] 基地局は、データ 3Bの再送要求信号を受信すると、〈11〉のように、データ 3Aの再送を行う。

[0426] このように、本実施の形態にぉ、ては、変調信号 A、変調信号 B両方のデータを再送するのではなぐ一方の変調信号のデータのみ再送するようになっている。この理由については、以降で説明する。

[0427] 図 72に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の構成を示す。マルチアンテナ受信装置 7200は、例えば通信端末に設けられている。

[0428] 図 4との対応部分に同一符号を付して示す図 72において、マルチアンテナ受信装置 7200は、マルチアンテナ送信装置 7000 (図 70)から送信された信号を受信して復調する。

[0429] 制御情報検出部 7301は、逆拡散後のベースバンド信号 Rl-2、 R2—2を入力し、マルチアンテナ送信装置 7000 (基地局）が送信した図 67のフレームにおける、制御情報シンボル 6804によって示される制御情報を検出する。すなわち、制御情報シンボル 6804に基づいて、受信信号が再送信号ではなく変調信号 Aと変調信号 Bが同時に送信されたものであるか、又は受信信号が再送信号の場合には再送信号が変調信号 Aか変調信号 Bかを示す制御情報を検出する。制御情報検出部 7301は、検出した制御情報を送信方法情報 7302として出力する。

[0430] 信号処理部 404は、チャネル変動推定値 hi 1、 hl2、 h21、 h22、逆拡散後のベースバンド信号 R1— 2、 R2— 2及び送信方法情報 7302を入力し、送信方法情報 7302 力変調信号 A、 Bを同時に送信する送信方法であることを示している場合、復調動作を行ヽ、変調信号 Aの受信ディジタル信号 RA及び変調信号 Bの受信ディジタル信号 RBを得る。この信号処理部 404の詳細構成は、例えば、図 5、図 11、図 12,図 13、図 17、図 18等で示した通りであり、動作については上述した通りである。信号処理部 404は、例えば、図 71の〈1〉、〈3〉、〈7〉のときに動作する。

[0431] チャネル情報 ·受信信号蓄積部 7303は、チャネル推定値 hl l、 hl2、 h21、 h22 及び逆拡散後のベースバンド信号 R2— 1、 R2— 2を入力し、これらの情報を蓄積する。またチャネル情報 ·受信信号蓄積部 7303は、送信方法情報 7302を入力し、送信方法情報 7302が再送されたときの送信方法であることを示して、るとき、蓄積して!/ヽたチャネル推定値及び逆拡散後のベースバンド信号を出力する。

[0432] 再送情報検波部 7304は、チャネル変動推定値 hi 1、 hl2、 h21、 h22、逆拡散後のベースバンド信号 R1— 2、 R2— 2及び送信方法情報 7302を入力し、送信方法情報 7302が、再送を示し、かつ再送された変調信号が変調信号 Aであることを示している場合、変調信号 Aの復調を行い、変調信号 Aの受信ディジタル信号 RAを出力する。また再送情報検波部 7304は、送信方法情報 7302が、再送を示し、かつ再送された変調信号が変調信号 Bであることを示してヽる場合、変調信号 Bの復調を行ヽ、変調信号 Bの受信ディジタル信号 RBを出力する。この動作は、例えば、図 71の〈5 〉、〈9〉、〈11〉のときに行われるものである。

[0433] 信号処理部 7305は、蓄積されたチャネル推定値 hi 1、 hl2、 h21、 h22 (図示せず)、蓄積された逆拡散後のベースバンド信号 Rl— 2、 R2— 2 (図示せず)、送信方法情報 7302及び再送された変調信号の受信ディジタル信号 RA又は RB (再送情報検波部 7304の出力）を入力する。

[0434] 送信方法情報 7302が、再送でかつ再送された変調信号が変調信号 Aであることを示している場合（図 71の〈5〉の状況に相当する）、再送情報検出部 7304からは、 RAが出力されており（図 71の〈5〉の状況では、データ 2Aが出力されていることになる）、信号処理部 7305は、蓄積されたチャネル推定値 hi 1、 hl2、 h21、 h22、蓄積された逆拡散後のベースバンド信号 Rl— 2、 R2— 2及び再送された変調信号 Aの受信ディジタル信号 RA (図 71の〈5〉の状況では、データ 2A)を用いて、信号点削減を用いた復調動作を行い、変調信号 Bのディジタル信号 RBを出力する（図 71のデータ 2Bに相当する)。

[0435] 一方、送信方法情報 7302が、再送でかつ再送された変調信号が変調信号 Bであることを示している場合（図 71の〈9〉の状況に相当する）、再送情報検出部 7304からは、 RBが出力されており（図 71の〈9〉の状況では、データ 3Bが出力されていることになる）、信号処理部 7305は、蓄積されたチャネル推定値 hi 1, hl2、 h21、 h22、蓄積された逆拡散後のベースバンド信号 Rl - 2、 R2 - 2及び再送された変調信号の受信ディジタル信号 RB (図 71の〈9〉の状況では、データ 3B)を用いて、信号削減を用いた復調動作を行い、変調信号 Aのディジタル信号 RAを出力する（図 71のデータ 3Aに相当する）。

[0436] 図 5との対応部分に同一符号を付して示す図 73に、信号処理部 7305の構成例を示す。信号処理部 7305は、送信方法情報 7302を信号点削減部 508、 510、 514、 516に入力する。また再送情報検波部 7304から出力される受信ディジタル信号 RA 又は RBを、信号点削減部 508、 510、 514、 516、軟判定部 512、 518及びデータ選択部 7401に入力する。

[0437] ここで送信方法情報 7302が、再送でかつ再送された変調信号が変調信号 Aであることを示している場合（図 71の〈5〉の状況に相当する）、信号点削減部 508、 510、 514、 516には、変調信号 Aの受信ディジタル信号 RAが入力される。このとき信号点削減部 514、 516力決定されている変調信号 Aの受信ディジタル信号 RAを用いて、上述した実施の形態で述べたように、変調信号 Bのみの信号点を候補に残し、削減した信号点情報 515、 517をそれぞれ出力する。軟判定部 518は、変調信号 Bを軟判定復号し、変調信号 Bの受信ディジタル信号 RBを出力する。データ選択部 740 1は、この変調信号 Bの受信ディジタル信号 RBを選択して受信ディジタル信号 7402 として出力する。このとき、信号点削減部 508、 510、軟判定部 512は動作しない。

[0438] 一方、送信方法情報 7302が、再送でかつ再送された変調信号が変調信号 Bであることを示している場合（図 71の〈9〉の状況に相当する）、信号点削減部 508、 510、 514、 516には、変調信号 Bの受信ディジタル信号 RBが入力される。このとき信号点削減部 508、 510は、決定されている変調信号 Bの受信ディジタル信号 RBを用いて、上述した実施の形態で述べたように、変調信号 Aのみの信号点を候補に残し、削減した信号点情報 509、 511をそれぞれ出力する。軟判定部 512は、変調信号 Aを軟判定復号し、変調信号 Aの受信ディジタル信号 RAを出力する。データ選択部 74 01は、この変調信号 Aの受信ディジタル信号 RAを選択して受信ディジタル信号と 7 402として出力する。このとき、信号点削減部 514、 516、軟判定部 518は動作しない。

[0439] 次に、マルチアンテナ受信装置 7200のチャネル情報 ·受信信号蓄積部 7303で蓄積するデータについて、図 74を用いて詳しく説明する。例えば、図 71の〈3〉のようにデータ 2Aとデータ 2Bが送信された場合を考える。データ 2A、データ 2Bは、 100シンボルで構成されており、図 74のように時間 T2, 0、T2, 1、 · ' ·、Τ2, 99の時間にそれぞれのシンボルが送信されるものとする。このとき、時間 t=T2, 0、T2, 1、 · · ·、 Τ2, 99とすると、チャネル変動はそれぞれ hi 1 (t)、 hl2 (t)、 h21 (t)、 h22 (t)、各アンテナ AN3、 AN4で受信される受信ベースバンド信号は Rl— 2 (t)、 R2— 2 (t)で表すことができる。また受信ベースバンド信号 R1— 2 (t)、 R2-2 (t)は、チャネル変動 hi 1 (t)、 hl2 (t)、 h21 (t)、 h22 (t)、変調信号 Aの送信信号 Txa (t)、変調信号 B の送信信号 Txb (t)を用いて次式で表すことができる。

[数 4]

[0440] チャネル情報 ·受信信号蓄積部 7303には、このチャネル変動 hi 1 (t)、 hl2 (t)、 h 21 (t)、 h22 (t)及び受信ベースバンド信号 Rl— 2 (t)、 R2-2 (t)が蓄積される。

[0441] ところで、本実施の形態では、再送時には、一方の変調信号のみを再送するようにしたので、受信ディジタル信号 RA、 RBの誤り率特性を向上させることができる。このことについて説明する。

[0442] 図 71の〈5〉のようにデータ 2Aが再送されると、データ 2Aの変調信号が 2本の受信アンテナ AN3、 AN4で受信され、再送情報検波部 7304によって最大比合成されて復調される。したがって、再送情報検波部 7304によって受信ディジタル信号 RAとして非常に受信品質の良い (誤り率特性の良い)データ 2Aを得ることができる。因みに、図 71の〈3〉のようにデータ 2Aとデータ 2Bが混ざり合った信号から (4)式を用いてデータ 2Aを復調する場合、データ 2Bの変調信号が干渉となるので、データ 2Bを単独で受信する場合と比較して品質の良ヽ (誤り率特性の良、）データ 2Aを得ることは困難である。つまり、本実施の形態では、一方の変調信号のみを再送するようにしたことにより、時間 t=T2, 0、T2, 1、…ゝ Τ2, 99において品質の良い Txa (t)の推定値 (変調信号 Aの推定値)を得ることができる。

[0443] そして、時間 t=T2, 0、 T2, 1、 · · ·、 T2, 99において、（4)式の Txb (t)以外の推定値が全て得られていることになるため、信号処理部 7305では、チャネル情報'受信信号蓄積部 7303に蓄積されているチャネル変動 hi 1 (t)、 hl2 (t)、 h21 (t)、 h2 2 (t)、受信ベースバンド信号 Rl— 2 (t)、 R2-2 (t)と、最大比合成され復調された品質の優れた Txa (t)の推定値 (変調信号 Aの推定値)とから、受信アンテナ 2本で最大比合成したのに相当する Txb (t)を復調することができるようになる。この結果、データ 2Aと同様に、受信品質の優れたデータ 2Bを得ることができる。以上が、チヤネル情報 ·受信信号蓄積部 7303、再送情報検波部 7304及び信号処理部 7305の一連の動作になる。

[0444] カゝくして本実施の形態によれば、再送を行うにあたって、変調信号 A、変調信号 B 両方のデータを再送するのではなぐ一方の変調信号のデータのみを再送するようにしたことにより、フレームエラーが発生したデータを、再生できる可能性が高くなると V、うメリットを得ることができる。

[0445] 特に、変調信号 A、変調信号 B両方のデータを再送する構成としたときと比較し、直接波が支配的に存在する伝搬環境のとき、受信品質が顕著に向上する。例えば直接波が存在する場合には、実施の形態 10で説明したように、受信電界強度が得られていても、良好な受信品質が得られないことがある。このようなとき、再度、変調信号 A、変調信号 B両方のデータを再送しても、受信品質に対し大きな改善効果が得られない。

[0446] しかし、本実施の形態のように一方の変調信号のデータのみ再送する構成を採ると、上述の説明の通り、再送された変調信号は、最大比合成、つまり、受信電界強度が強い状態で復調できるので優れた品質を得ることができる。カロえて、再送されなかつた方の信号についても、両方の変調信号が混ざり合った信号 (すなわち蓄積されて Vヽる信号)から再送された方の変調信号をキャンセルした後に復調することで、最大比合成の状態で復調できる。この結果、直接波が支配的な環境でも、両方の変調信号を最大比合成の状況で復調することができるため、受信品質に対し大きな改善効果が得られる。

[0447] なおこの実施の形態では、再送時以外には 2つの変調信号 A、 Bを送信し、再送時にはそのうちの一方の変調信号のみを送信する場合について説明した力要は、再送時に送信する変調信号の数を、再送時以外に送信する変調信号の数よりも少なくするようにすれば、上述した実施の形態と同様の効果を得ることができる。

[0448] またこの実施の形態では、スペクトル拡散通信方式に用いた例を説明したがこれに限ったものではなぐ例えばスペクトル拡散通信方式でな、シングルキャリア方式や OFDM方式に適用することもできる。 OFDM方式に適用した場合、時間軸方向だけでなく周波数軸方向でも情報を伝送できるので、例えば図 71におけるデータ 1 Aを考えた場合、時間軸方向と周波数軸方向にデータ 1Aを配置してもよい。これは、次に説明する実施の形態 16についても同様である。

[0449] またこの実施の形態では、図 71に示すように、再送時には変調信号 A又は変調信号 Bのいずれか一方を送信する場合について説明したが、再送に応じて、送信する変調信号の数を変えるようにしてもよい。

[0450] 図 75に、この場合の基地局と通信端末の信号の流れの一例を示す。基地局は、図 75の < 1 >のように変調信号 Aにおいてデータ 1Aを、変調信号 Bにおいてデータ 1 Bを送信する。そして、端末は、 < 2>のように、誤りが発生しないと、再送要求を行わない。

[0451] 次に、基地局は、 < 3 >のように変調信号 Aにおいてデータ 2Aを、変調信号 Bにおいてデータ 2Bを送信する。そして、端末は、 <4>のように、誤りが発生すると、再送要求を行う。

[0452] 基地局は、端末からの再送要求に従ってデータの再送を行う。はじめは、 < 5 >のように、基地局は変調信号 Aにおいてデータ 2Aを、変調信号 Bにおいてデータ 2Bを再送する。そして、端末は、 < 6 >のように、再び誤りが発生すると、再び再送要求を行う。

[0453] すると、基地局は、端末からの再送要求に従ってデータの再送を行う。このとき、 < 5 >の再送方式とは異なる方式で再送を行う。ここでは、 < 7>のように、データ 2Aのみの再送を行う。そして、端末は、 < 8 >のように、誤りが発生しないと、再送要求を行わない。そして、基地局は、 < 9 >のように、次のデータ（データ 3Aおよびデータ 3 B)の送信を行う。

[0454] このように、 1度目の再送と 2度目の再送とで再送方法を変えるようにする。図 75の例では、 1度目の再送時には、同一のデータを複数のアンテナから複数の変調信号により再送する再送方法を行い、 2度目の再送時には、一方のチャネルのみの変調信号を再送する再送方法を行っている。このように再送に応じて、送信する変調信号の数を変えるようにすると、一段と再送回数を抑えることができ、伝送効率の向上につながる。

[0455] これは、一方のチャネルのみの変調信号を再送する方法と、同一データを複数のアンテナ力複数の変調信号により再送する方法とでは、受信品質の改善に適する伝搬環境が異なるからである。一方のチャネルのみの変調信号を再送する方法は、直接波が支配的な環境での再送に適している。一方、同一データを複数のアンテナから複数の変調信号により再送する方法は、散乱波が支配的な環境に適して、る。したがって、伝搬環境の推定を行わない場合、異なる再送方法により再送することで、どちらかの再送により、データの誤りが発生しない確率が高くなる力であり、これにより再送回数を減少させることができ、データの伝送効率が向上する。

[0456] またここでは、伝搬環境を推定せずに、 1度目の再送と 2度目の再送で再送方法を異なるようにする場合について説明したが、伝搬環境を推定し、基地局と端末で伝搬環境推定情報を共有した場合、この伝搬環境推定情報に基づ、てどちらかの再送方式に固定的に設定することも有効である。

[0457] このように、 MIMO伝送を用いた場合、伝搬環境によって適する再送方法が異なることを考慮して、複数の再送方法 (ここでは、一方のチャネルのみの変調信号を再送する方法と、複数のアンテナから複数の変調信号を再送する方法)を併用することにより、再送回数を減少させ、データの伝送効率を向上させることができる。

[0458] なお、この実施の形態では、送信アンテナ数が 2の場合を例にとって説明したが、送信アンテナ数が 3以上で変調信号数が 3以上の場合にも同様に実施することができる。

[0459] (実施の形態 16)

この実施の形態では、候補信号点を削減し、復号する装置及び方法に好適な再送方法として、実施の形態 15で説明した図 71のフレーム構成とは異なるフレーム構成を用いて再送する方法を提案する。

[0460] なお基地局の構成、通信端末の構成、 1フレームの構成、端末が基地局に送信する変調信号のフレーム構成等は、実施の形態 15と同様である。ここでは、図 71とは異なる基地局と端末の信号の流れを、図 76を用いて説明する。

[0461] 基地局は、先ず、〈1〉のように、データ 1A、データ 1B、データ 2A、データ 2B、データ 3A、データ 3B、データ 4A、データ 4Bを送信する。

[0462] すると、端末はデータ 1A、データ 1B、データ 2A、データ 2B、データ 3A、データ 3 B、データ 4A、データ 4Bを受信する。そして、端末は、データ 2A、データ 2B、データ 4A、データ 4Bに誤りが発生したことを検出すると、〈2〉のように、これらのシンボルの再送を要求する。

[0463] 次に、基地局は、〈3〉のように、データ 2A、データ 4Aを再送する。

[0464] すると、端末は、〈1〉のときに得られ、蓄積されているチャネル推定値、ベースバンド信号と、再送されたデータ 2Aとを用い、蓄積されているベースバンド信号力データ 2Aの変調信号をキャンセルし、キャンセル後の信号力データ 2Bを復調する。同様に、蓄積されているチャネル推定値、ベースバンド信号と、再送されたデータ 4Aとを用い、蓄積されているベースバンド信号力データ 4Aの変調信号をキャンセルし、キヤンセル後の信号からデータ 4Bを復調する。 [0465] それでもまだデータ 2Bに誤りが発生したことを検出すると、端末は、〈4〉のように、データ 2Bの再送を要求する。

[0466] すると、基地局は、〈5〉のように、データ 2Bを送信する。

[0467] 端末は、データ 2Bを受信し、誤りが発生していないことを確認すると、〈6〉のように再送の要求がないことを基地局に通知する。

[0468] そして、基地局は、再送動作から開放され、〈7〉のように新、データ、データ 5A、データ 5B、データ 6A、データ 6B、データ 7A、データ 7B、データ 8A、データ 8Bを送信する。

[0469] このような動作が繰り返される。

[0470] 本実施の形態のように、複数のフレームごとに再送を要求すると、実施の形態 15のように 1フレームごとに再送要求する場合と比較し、端末が再送要求を送信する回数が減るため、データの伝送効率が向上する。

[0471] (実施の形態 17)

この実施の形態では、実施の形態 15、実施の形態 16のような再送方法をとるにあたって、さらにその再送データの送り方を工夫することにより、一段と再送による受信品質を向上させる方法を提案する。具体的には、実施の形態 15や実施の形態 16〖こ、時空間ブロック符号や Cycled Delay Diversityを適用する。

[0472] 先ず、本実施の形態に至った過程について説明する。再送していない場合、基地局のマルチアンテナ送信装置は、 2つのアンテナ力異なる変調信号である変調信号 Aと変調信号 Bを送信していることになる。したがって、再送するデータについても、 2つのアンテナを有効に活用する方力 1つのアンテナのみを用いる場合よりも、システムとして安定することになる。本実施の形態では、この点に着目して、再送データを図 84に示した時空間符号や Cyclic Delay Diversityなどのダイバーシチゲインが得られる送信方法で送信する。これにより、受信側で品質の良い再送データを得ることができるので、変調信号 A、 Bを復調したときの誤り率特性を一段と向上させることができる。

[0473] 時空間符号の構成にっヽては既に説明したので、ここでは、 Cycled Delay

Diversityについて図 92、図 77を用いて説明する。 [0474] 図 77は、 12シンボルを用いて Cycled Delay Diversityを行ったときのフレーム構成例を示している。図 92のアンテナ AN1で送信する信号が図 77の送信信号 Aであり、図 92のアンテナ AN2で送信する信号が図 77の送信信号 Bである。そして、送信信号 Aについては、時間 i+ 1, i+ 2, · · · , i+ 11, i+ 12において、それぞれ、 SI, S2 , ' ' ' Sl l, S12が送信される。送信信号 Bは、送信信号 Aに対してある時間分シフトしたフレーム構成とされる。ここでは、時間 i+ 1, i+ 2, · · · , i+ 11, i+ 12において、それぞれ、 S7、 S8, · · · , S5, S6力送信される。このようなフレーム構成をとると、受信装置では、受信信号を等化することでダイバーシチゲインを得ることができるので、信号 S1— S12の受信品質が向上し、データの誤り率特性が向上する。

[0475] 図 78に、これを実現するためのマルチアンテナ送信装置の構成例を示す。図 70との対応部分に同一符号を付して示す図 78において、マルチアンテナ送信装置 770 0は、符号ィ匕データ S1Aが変調部 202Aにカ卩えて変調部 202Bにも入力されていると共に符号ィ匕データ S1Bが変調部 202Bにカ卩えて変調部 202Aにも入力されている点を除、て、図 70のマルチアンテナ送信装置 7000と同様の構成でなる。

[0476] 図 71及び図 76を用いて、本実施の形態による再送動作について説明する。

[0477] 変調部 202A、 202Bは、例えば図 71のデータ 1A、データ IBのように再送データでないデータを送信するときは、実施の形態 15のときと同様に動作する。これに対して、例えば図 71の〈5〉のようにデータ 2Aを再送するときは、変調部 202A、変調部 2 02Bによって、符号化データ SI A (すなわちデータ 2A)を、時空間符号や Cyclic Delay Diversityの規則に従って変調する。同様に、図 71の〈9〉のようにデータ 3Bを再送するときは、変調部 202A、変調部 202Bによって、符号化データ S1B (すなわちデータ 3B)を、時空間符号や Cyclic Delay Diversityの規則に従って変調する。

[0478] 因みに、このような送信するマルチアンテナ受信装置の構成としては、例えば図 72 のようなものを用いればよい。但し、再送情報検波部 7304では、時空間符号や Cycled Delay Diversityの規則に従って復調するようにする。その他の動作については、実施の形態 15や実施の形態 16で説明したのと同様である。

[0479] 力べして本実施の形態によれば、再送を行うにあたって、変調信号 A、変調信号 B 両方のデータを再送するのではなく一方の変調信号のデータのみを再送するのに加えて、再送を時空間符号や Cyclic Delay Diversity等のダイバーシチゲインを得ることができる送信方法によって行うようにしたことにより、フレームエラーが発生したデータを、再生できる可能性を一段と高めることができる。

[0480] なおこの実施の形態では、スペクトル拡散通信方式に用いた例を説明したがこれに限ったものではなぐ例えばスペクトル拡散通信方式でな、シングルキャリア方式や OFDM方式に適用することもできる。 OFDM方式に適用した場合には、時空間符号や Cycled Delay Diversityを、時間軸方向以外に周波数軸方向に展開して実現することちでさる。

[0481] (実施の形態 18)

この実施の形態では、例えば図 11、図 17に示す信号処理部の軟判定部 1101、 1 705において行う MLD(Maximum Likelihood Detection)の仕方を工夫することにより、仮判定の精度を向上させ、一段と誤り率特性の向上した受信ディジタルデータを得ることができるマルチアンテナ受信装置及び方法を提案する。

[0482] MLDによる検波では、推定したチャネル変動 hi 1, hl2、 h21、 h22を用いて作成した全ての候補信号点と、受信信号 R1— 2、 R2— 2との 2乗ユークリッド距離が最小となるものを送信信号として判定する。

[0483] MLDによる検波は、逆行列演算を用いる ICD(Inverse Channel Detection)や MM SE(Minimum Mean Square Error)等の検波方法の中で最も良好な受信品質 (誤り率特性)を得ることができるが、信号点距離が一様でなくなるため、 ICDを用いた場合と同様の軟判定復号は行えな、。

[0484] そこで、硬判定後のハミング距離に対し、最小 2乗ユークリッド距離 U ²とその次に

mm

小さな 2乗ユークリッド距離 U ²の差を重み付けすることによって、擬似的な軟判定

mm2

復号を行うことにより BER特性を改善できる（この実施の形態ではこの検波 '復号方法を MLD— H(MLD- Hard Decision Decoding)と呼ぶ）。

[0485] チャネル A、 Bともに QPSK変調を用いる場合の 4つのハミング距離をそれぞれ d

H[0

, d , d , d と定義すると、 MLD— H復号法のチャネル A、 Bのそれぞ

, 0] H[0, 1] H[l, 0] H[l, 1]

れのブランチメトリック met Tx , met Tx は、次式のように定義される。

a , J」 b|_i， J」

[数 5] met Tx_a[iJ尸 ∑ (U^ - U^ )d_H[U] (i=o,l;j=0,l) ( 5 )

[数 6]

[0486] MIMOシステムにおける MLD— H復号法は（5)式、

、て行われ、ブランチメトリックの和が最小となるパスが選択される。選択されたパスに基づき受信デイジタルデータが得られる。

[0487] MLD— H復号法はノ、ミング距離を用いて硬判定復号するため、ユークリッド距離を用いて軟判定復号する場合に比べて符号化利得が小さくなつてしまうという欠点がある。一般に、軟判定復号は硬判定復号よりも符号化利得が大きいことが知られている

[0488] これを考慮して、本実施の形態においては、 MLDによる検波を用いる場合における軟判定復号方法として、候補信号点を送信ビット毎に 2つの集合に分類し、各集合の点と受信信号点との最小 2乗ユークリッド距離を用いて軟判定復号する MLD— S (MLD-Soft Decision Decoding)復号法を提案する。

[0489] 具体的に説明する。図 79は、 QPSK変調した送信信号を MLD— S復号法を用いて復号する場合を示す。チャネル Aで送信した 2ビット a , aのうち a =0と a = 1に対

0 1 0 0 応する最小 2乗ユークリッド距離を求める。

[0490] 図 79に示すように、 4²= 16点の候補信号点は a =0、 a = 1に対応する 8点ずつ

0 0

の集合に分類できる。各集合にぉ、て 8つの候補信号点と受信信号点との最小 2乗ユークリッド距離 U U ²を計算する。このような分類及び計算をチヤ min (aO = 0) min (aO = l)

ネル Aで送信したもう 1つのビット a、チャネル Bで送信した 2ビット b、 bに対しても同

1 0 1

様に行い、これらの最小 2乗ユークリッド距離を用いて軟判定復号を行う。

[0491] チャネル A、 Bのそれぞれのブランチメトリック met Tx , met Tx は、次式 a[i, j] b[i, j] のように定義される。

[数 7]

met Tx_a[l]]= 1 (U^^{2 2})^ds (i=0,l;j=0,l) ( 7 )

[数 8] met

∑ )d_s[iJ] (i=0, 1 ;j=0, 1) ( 8 )

[0492] ここで（7)式における d は次式のように定義されるものである。

S[i, j]

[数 9]

[0493] また（8)式における d は次式のように定義されるものである。

S[i, j]

[数 10]

[0494] 本実施の形態では、 MIMOシステムにおける MLD— S復号を、（7)式一（10)式に基づいて行い、ブランチメトリックの和が最小となるノスを選択する。そして選択したパスに基づき受信ディジタルデータを得る。

[0495] 力べして本実施の形態によれば、仮判定時に MLDによる検波を用いるにあたって、候補信号点を送信ビット毎に 2つ (複数)の集合に分類し、各集合の点と受信信号点との最小 2乗ユークリッド距離を用いて軟判定復号するようにしたことにより、符号ィ匕利得の減少を抑制して MLDを行うことができるようになるため、仮判定時の誤り率特性を向上させることができるようになる。この結果、一段と誤り率特性の良い受信デイジタルデータを得ることができる。

[0496] なおこの実施の形態では、 2つに分類した集合の中の最小 2乗ユークリッド距離のみを用いて MLD— S復号を行う場合について説明した力 2番目に小さな 2乗ユークリツド距離を用いるなど、複数の 2乗ユークリッド距離を用いて MLD— S復号を行うようにしてもよい。

[0497] また、この実施の形態では QPSK変調を用いて説明を行った力変調方式は BPS K、 16QAM、 64QAM等、他の変調方式でも同様に実施できる。

[0498] また本実施の形態で提案した復号方法は、反復復号を行う装置に限らず、単独で実施した場合も上述した実施の形態と同様の効果を得ることができる。

[0499] (実施の形態 19)

本実施の形態では、実施の形態 9で説明した特定のシンボル（STBCシンボルあるいは図 41、図 42のような特殊シンボル）を規則的なタイミングで挿入するにあたって、再送要求に応じて、特定のシンボルを挿入する間隔を変更することを提案する。

[0500] 本実施の形態の端末 (再送要求装置)の概略構成は図 68のようになっており、端末が送信する変調信号のフレーム構成は図 69のようになっており、基地局 (データを再送する装置）の概略構成は図 70のようになっている。なお、図 68、図 69及び図 70 については、実施の形態 15で既に説明したので、重複する説明は省略し、ここでは本実施の形態に特有の構成のみ説明する。

[0501] 本実施の形態においては、図 70の符号化部 201A、 201B、変調部 202A、 202B 力フレーム構成信号 S10を入力とし、図 80のフレームの切り替え規則に基づいてフレーム構成を変更し、再送を行う。

[0502] 図 80のフレーム構成について詳しく説明する。制御情報シンボル 8901はフレーム構成の情報などを伝送するためのシンボルである。チャネル推定シンボル 8902は受信側でフェージング等によるそれぞれのチャネル変動を推定するためのシンボルである。データシンボル 8903は各送信ディジタル信号 TA、 TBに基づいて形成されるものであり、データを送信するシンボルである。同時刻の変調信号 Aのデータシンポルと変調信号 Bのデータシンボルは、異なるアンテナ力も送信される。

[0503] CRCシンボル 8904は受信側で変調信号 A、 Bのデータシンボルに誤りがあつたか否かを検査するためのシンボルである。特定のシンボル 8905は、実施の形態 9で説明したような特定のシンボル（STBCシンボルあるいは図 41、図 42のような特殊シンボノレ）である。

[0504] 本実施の形態では、図 80の（A)、 (B)、 (C)に示すように、特定のシンボルの挿入間隔が異なる送信フレームを用いる。図 80 (A)は特定のシンボルを挿入してヽなヽフレーム構成を示し、図 80 (B)は特定のシンボルを 22シンボル間隔で挿入するフレーム構成を示し、図 80 (C)は特定のシンボルを 16シンボル間隔で挿入するフレーム構成を示す。本実施の形態では、図 80 (A)、（B)、（C)のうちのいずれかのフレーム構成を選択的に用いて送信を行う。例えば、端末からの要求 (受信電界強度や誤り率などの情報）に応じて、図 80 (A) (B) (C)の中のいずれか一つを選択することで、特定のシンボルの挿入間隔を変更する方法が考えられる。以下では、特に、再送時のフレーム構成の変更方法にっ、て詳しく説明する。 [0505] 図 81は、本実施の形態における基地局と端末の送信信号の流れを示している。なお、図 81では、図は簡略ィ匕しているが、基地局が送信する信号は、実際にはデータシンボルに加えて制御情報、 CRCシンボル、特定のシンボル（STBCシンボルまたは図 41、図 42のような特殊シンボル）など力も構成されたフレーム単位の信号となつている。

[0506] 図 81において、 < 1 >のように、基地局は、変調信号 Aでデータ 1Aを、変調信号 B でデータ IBを、図 80 (A)のように特定のシンボルを挿入しないフレーム構成で送信する。端末は、これを誤りなく受信すると、 < 2>のように再送要求を行わない。

[0507] 次に、 < 3 >のように、基地局は、変調信号 Aでデータ 2Aを、変調信号 Bでデータ 2Bを、図 80 (A)のように特定のシンボルを挿入しないフレーム構成で送信する。端末は、これを受信したときに誤りが発生すると、 <4>のように再送要求を行う。

[0508] すると、基地局は、 < 5 >のように変調信号 Aでデータ 2Aを、変調信号 Bでデータ 2 Bを、図 80 (A)のフレーム構成よりも受信品質が向上する図 80 (B)のように特定のシンボルを挿入したフレーム構成を用いて送信する。端末は、これを誤りなく受信すると、 < 6 >のように再送要求を行わない。

[0509] 次に、 < 7>のように、基地局は、変調信号 Aでデータ 3Aを、変調信号 Bでデータ 3Bを、図 80 (A)のように特定のシンボルを挿入しないフレーム構成で送信する。端末は、これを受信したときに誤りが発生すると、 < 8 >のように再送要求を行う。

[0510] すると、基地局は、 < 9 >のように変調信号 Aでデータ 3Aを、変調信号 Bでデータ 3 Bを、図 80 (A)のフレーム構成よりも受信品質が向上する図 80 (B)のように特定シンボルを挿入したフレーム構成を用いて送信する。端末は、これを受信したときにもまだ誤りが発生していると、 < 10 >のように再送要求を行う。

[0511] すると、基地局は、基地局は、く 11 >のように変調信号 Aでデータ 3Aを、変調信号 Bでデータ 3Bを、図 80 (A) (B)のフレーム構成よりもさらに受信品質が向上する図 80 (C)のように特定シンボルの挿入間隔を図 80 (B)のフレーム構成よりも短くしたフレーム構成を用いて送信する。

[0512] 図 82に、本実施の形態における端末の受信装置の構成例を示す。図 82では、図 72と同様に動作するものについては図 72と同一符号を付した。図 82において、図 7 2の受信装置と異なる部分は、図 72のように再送の際、記憶された信号を用い信号点削減を行う部分が存在しない点である。制御情報検出部 7301は、図 80のフレームに含まれる制御情報シンボル 8901から送信方法 (フレーム構成）に関する情報を抽出し、フレーム構成信号 7302を出力する。そして、信号処理部 404は、フレーム構成信号 7302に基づいて復調処理を施し、ディジタル信号 RA、 RBを出力する。

[0513] 力べして本実施の形態によれば、再送回数が増えるほど、受信品質の向上に貢献する特定のシンボルの挿入間隔を短くする (換言すれば挿入回数を増加させる)ことにより、再送回数を減少させることができる。これにより、データの伝送効率を一段と向上させることができる。これは、特定のシンボルの挿入回数を増加させるほど、受信品質が向上するからである (ただし伝送速度は低下する)。すなわち、再送要求があり、変調信号を送信する際、前回に送信した送信方法と同様の送信方法（同様の特定のシンボルの挿入回数)をとると再度誤る可能性があり、誤る可能性を軽減するためには、特定のシンボルの挿入回数を増加させた方が適している力である。また再送回数が増えるに従って特定のシンボルの挿入回数を増加させる方法は、特定のシンボルの挿入回数を増加させるほどデータの伝送速度は低下するが、例えば変調方式を切り替えた場合 (再送回数が増加するほど 1シンボルで伝送するデータを少なくする変調方式を用いる場合）と比較し、データの伝送速度の低下は著しく小さい。

[0514] なおこの実施の形態では、特定のシンボルの挿入回数を再送回数に応じて変更する方法及び装置にっヽて説明したが、特定のシンボルの挿入回数を変更させることは再送時に適用する場合に限らない。例えば端末力の要求などに応じて、特定のシンボルの挿入回数を変更するようにしても、実施の形態と同様に、受信品質の向上とデータ伝送速度の向上を図ることができる。

[0515] (実施例 1)

この実施例では、これまでの実施の形態、例えば実施の形態 6、実施の形態 7で説明した、各アンテナ力も送信する変調信号のインターリーブパターンを各変調信号間で異なるようにするマルチアンテナ送信装置に関する一つの実施例を説明する。

[0516] 図 83は、実施の形態 6で説明した図 23において、符号化部、インターリーバを 1つとする場合のマルチアンテナ送信装置の構成を示す。 [0517] マルチアンテナ送信装置 7900は、図 23から符号化部 201B、インターリーバ 230 1Bを除去したことを除いて、実施の形態 6で説明した図 23のマルチアンテナ送信装置 2300と同様の構成である。よって、実施の形態 6で説明した動作と同様に動作する部分については説明を省略する。

[0518] 本実施例では、符号化部、インターリーバが 1つずつである場合において、実施の形態 6で説明した、異なるインターリーブパターンを用いる受信品質向上を行う方法を説明する。

[0519] インターリーバ 2301Aは、符号ィ匕されたディジタル信号 SI Aを入力とし、順番の入れ替えを行い、インターリーブ後のディジタル信号 S10A、 S10Bを変調部 202A、 2 02Bに送出する。

[0520] このように送信装置側でインターリーブ処理を行うと、図 23の場合と同様に、受信側でディンターリーブ処理を行う必要がある。この場合の受信装置の構成例を、図 8 4に示す。図 84の構成例は、実施の形態 6で説明した図 24の信号処理部 2400に対応するものである。図 24と異なる点は、ディンターリーバが 2401A、 2403Aのみ、ィンターリーバが 2402A、 2405Aのみ、軟判定部が 503、 512のみとなっている点である。ここで、インターリーバ 2401A、 2403 A,インターリーバ 2402A、 2405A、軟判定部 503、 512はそれぞれ、図 84中では別に示したものの同様に動作する部分であるため、実際の装置では 1つずつ装備すればよい。

[0521] 以下に本実施例の動作を詳しく述べる。また変調方式として BPSK変調を用いて説明を行う。

[0522] マルチアンテナ送信装置 7900のインタ—リーバ 2301Aは、例えば 12ビットが入力されたとすると、これをインターリーブした後にチャネル A、 Bに各 6ビットずつに配置する。そのときの様子を図 85— 1、図 85— 2に示す。これらの図において、 # 1、 # 2、 · · ·、 # 12はインターリーブ前のデータの順番を示している。そして、 # 1から # 6は、チャネル Aのシンボルであり、 # 7から # 12はチャネル Bのシンボルである。

[0523] マルチアンテナ送信装置 7900は、図 85— 1 (A)に示すような入力データに対して、前半の 6シンボルの # 1から # 6でインターリーブを施し、後半の 6シンボル # 7から # 12でインターリーブを施す。そして、前半 6シンボルをチャネル Aのシンボルとし、後半 6シンボルをチャネル Bのシンボルとする。

[0524] このとき、マルチアンテナ送信装置 7900は、チャネル Aのデータの順番の入れ替えと、チャネル Bのデータの順番の入れ替えを異なるようにする。このことは、 085-1 (B)に示すインターリーブ後のデータに示す、チャネル Aのシンボルである A1から A 6の並び方と、チャネル Bのシンボルである B1から B6の並び方が異なることからも明白である。但し、図 85— 1 (B)で示したインターリーブパターンは一例であって、ここで重要なのは各チャネルでインターリーブパターンを異なるようにしたことである。

[0525] このように、 085-1 (B)のように、時間軸方向に互いに並び順の異なるチャネル A 、チャネル Bの送信フレーム構成が形成される。そして図 85— 1 (C)に示すように、例えば、 A5と B1のシンボルが同時刻に異なるアンテナ力も送信され、同様に A3と B5 のシンボルが同時刻に異なるアンテナ力送信される。

[0526] インタ—リーバ 2301Aは、こうようにして形成した各チャネル A、 Bについてのインタ一リーブ後のディジタル信号 S10A、 S10Bを変調部 202A、 202Bに送出する。変調部 202Aでは、 S10Aに基づき変調信号を生成し、送信アンテナ AN1から送信する。同様に、変調部 202Bでは、 S10Bに基づき変調信号を生成し、送信アンテナ A N2から送信する。

[0527] 受信側の信号処理部 8000では、分離部 501によって分離された送信ディジタル信号の推定ベースバンド信号（チャネル A、 B両方）を、ディンターリーバ 2401Aによつて元の配列に戻した後に軟判定部 503へ出力する。

[0528] 図 85— 1 (D)は軟判定部 503によって復号された後のシンボル毎の正誤を示したものである。実施の形態 6で説明したように、畳み込み符号などを用いたときは、連続して誤りが発生するのが一般的である。

[0529] 信号処理部 8000は、図 85 - 1(D)に示す結果を用いて反復復号する。

[0530] 図 85— 1 (E)は、信号処理部 8000にお、て、図 85— 1 (D)の復号結果をもとに、再度インターリーブを施したレプリカ信号 (信号点削減を行うために推定した信号)の様子を示したものであり、信号処理部 8000のインターリーバ 2402Aの出力に相当する。図 85— 1 (E)においては、前から 6シンボルがチャネル Aで送信したデータのレプリ力、前から 7シンボル目から 12シンボル目までがチャネル Bで送信したデータのレプリカとなる。

[0531] 085-2 (F)は、他方のチャネル信号のレプリカを用いて自変調信号の候補信号点を削減した状態、つまり信号処理部 8000のディンターリーバ 2403Aに入力されるときの状態を示す。図 85— 2 (G)は、ディンターリーバ 2403Aの出力、つまり軟判定部 512に入力されるときの状態を示す。

[0532] 図 85— 2 (G)からも分力るように、誤った信号点選択が離散的に生じるようになる。これにより、軟判定部 512によって変調信号 A、 Bの復号 (例えばビタビ復号)を行うと、図 85— 2 (H)に示すように、実施の形態 6で説明した、変調信号 A、 Bのインターリーブパターンを異なるようにした場合と同様に、効果的に受信品質が向上する。

[0533] なお、本実施例で説明した例は、実施の形態 7で説明した OFDMを例とするマルチキャリア通信に適用することもできる。この場合、図 32で説明したマルチアンテナ送信装置 2900から、符号ィ匕部 201Bとインターリーバ 2301Bを除いた構成とすればよい。例えば図 86に示すように構成すればよい。なお図 86では、図 32との対応部分には同一符号を付して示した。図 86のマルチアンテナ送信装置 8200が図 32のマルチアンテナ送信装置 2900と異なる点は、符号ィ匕部が 1つであることとインターリーノが 1つであることである。

[0534] 因みに、図 86の構成を採った場合、時間軸方向に符号化してもよぐ周波数軸方向に符号ィ匕してもよい。すなわち、図 85— 1のようなデータの順番の並び替えを行つて、あるサブキャリアの時間軸方向にチャネル A、チャネル Bのデータを並べるようにしてもよいし（時間軸方向の符号化）、図 85— 1と同様のデータの並べ替えを周波数軸方向に（つまりサブキャリア方向に亘つて)行うようにしてもょヽ (周波数軸方向の符号化)。

[0535] ところで、 1つの符号化部、 1つのインターリーブを有する構成においては、原理的に考えた場合、インターリーブ部においてランダムインターリーブを行っても、良好な受信品質を与える可能性がある。しかし、例えば変調信号 Aにのみ誤りが多く発生するといったように、誤りが一方の変調信号に偏る可能性がある。したがって、誤りが一方の変調信号に偏らないようなインターリーブパターンを用いることが技術的に重要となる。その一例を示したものが、図 85— 1である。 [0536] 図 85—1の適用例として、図 87のように、図 85—1のフレームを複数回繰り返すことで 1フレームを構成する方法が考えられる。図 87において、 Al、 A2、 A3は図 85—1 のチャネル Aのシンボル群（6シンボルで構成されたシンボル）に相当し、 Bl、 B2、 B 3は図 85— 1のチャネル Bのシンボル群（6シンボルで構成されたシンボル）に相当し、 Al、 A2、 A3は図 83のアンテナ AN1から送信され、 Bl、 B2、 B3は図 83のアンテナ AN2から送信される。また、 Al、 A2、 A3が異なるインターリーブパターン、 Bl、 B 2、 B3が異なるインターリーブパターンでもよい。

[0537] 重要な点は、複数シンボルで構成されたシンボル群単位でインターリーブされ、シンボル群を構成して、るシンボルにお!/、てもインターリーブされて!/、る構成であればよい。

[0538] したがって、図 88のような順番でもよい。このとき、 Al、 B2、 A3は図 83のアンテナ AN1から送信され、 B3、 A2、 B1は図 83のアンテナ AN2から送信される。

[0539] また、 Al、 A2、 A3にまたがってインターリーブを施し、 Bl、 B2、 B3にまたがってィンターリーブを施すようにしてもよい。例えば、 Al、 A2、 A3がそれぞれ 6シンボルで構成されていたとすると、 Al、 A2、 A3で計 18シンボルとなる。そして、この 18シンポル内でインターリーブを施し、 Al、 A2、 A3の 3つのシンボル群に分割するようにしてもよい。さらに、必ずしも Al、 A2、 A3が同一のシンボル数でなくてもよい。

[0540] 好適なインターリーブの仕方についてまとめると、以下のようになる。ここでは、これまでシンボル群と呼んでいたものを 1シンボルとした場合について述べる。先ず、 1系統のデータがチャネル A、チャネル Bに交互に振り分けられる。その様子を、図 89に示す。図 89 (A)は、元のデータの順番を示しており、データの順番に従って # 1から # 24の名前を付した。そして、これを、チャネル A、チャネル Bに対し交互に割り当て送信するものとする。したがって、 "データ # 1"は、チャネル Aの 1番目に割り当てられることから、図 89 (B)に示すように"データ #A1"と名付け、 "データ # 2"は、チヤネル Bの 1番目に割り当てられることから、図 89 (B)に示すように"データ # B1"と名付けた。同様に、 "データ # 3"は、チャネル Aの 2番目に割り当てられることから、 "デ一タ#八2"と名付け、 "データ # 4"は、チャネル Bの 2番目に割り当てられることから、 "データ # B2"と名付けた。以降同様に、チャネル Aに順次割り当てられるデータをデータ #A3からデータ #A12と名付け、チャネル Bに順次割り当てられるデータをデータ # B3からデータ # B12と名付けた。

[0541] 図 89 (B)のようにチャネル A、 Bに割り当てたデータのインターリーブの例を、図 90

(A)一 (D)に示す。図 90では、横軸を周波数 (OFDMにおけるサブキャリア）としており、チャネル A、 Bの信号がキャリア 1一 12の 12個のサブキャリアから同時刻に異なるアンテナ（例えば図 86のアンテナ AN1、AN2)力も送信されるものとする。

[0542] 結果から述べると、図 90 (A)は受信品質の改善効果が小さいインターリーブの例であり、図 90 (B)、（C)、（D)は受信品質の改善効果が大きいインターリーブの例である。

[0543] 先ず、図 90 (A)のインターリーブにつ、て説明する。チャネル A、チャネル Bともデータを 3キャリアおきに規則的に配列するものとする（ただし、 3キャリアおきに規則的に配置するとは、以下の処理を意味する。すなわち、先ずキャリア 1、キャリア 4、キヤリァ 7、キャリア 10と配置した場合、次は、キャリア 2に戻り、続いてキャリア 5、キャリア 8 、キャリア 11と配置する。次に、キャリア 3に戻り、続いてキャリア 6、キャリア 9、キャリア 12に配置する。次に、キャリア 1に戻り、続いてキャリア 4、キャリア 7、キャリア 10と配置する。）。この規則に従いチャネル A、チャネル Bにシンボルを割り当て、受信側で、チャネル Aをディンターリーブし、それを復号した結果を用いて、チャネル Bの信号点削減を行った場合について考える。チャネル Aの復号結果にデータ #A6、データ #A7、データ #A8とバースト的に誤りが発生したとすると、チャネル Bにおいては、データ # B9、データ # B10、データ # B11で信号点の削減誤りがバースト的に発生してしまう。この結果、インターリーブによる受信品質の改善効果が小さくなつてしまう

[0544] 次に、図 90 (B)のインターリーブについて説明する。図 90 (B)のインターリーブの仕方は、要するに、チャネル Aとチャネル Bとで、シンボルのインターリーブパターン自身を異なるようにする方法である。これにより、チャネル Aの復号によるバースト誤りに起因する、チャネル Bのバースト的な信号点削減の誤りを防ぐことができようになる。この結果、チャネル A、チャネル B共に受信品質を大きく改善することができるようになる。 [0545] 次に、図 90 (C)のインターリーブについて説明する。図 90 (C)では、チャネル Aはデータを 3キャリアおきに規則的に配列し、チャネル Bはデータを 2キャリアおきに規則的に配列する（ただし、 2キャリアおきに規則的に配置するとは、以下の処理を意味する。すなわち、先ずキャリア 1、キャリア 3、キャリア 5、キャリア 7、キャリア 9、キャリア 11と配置した場合、次は、キャリア 2に戻り、続いてキャリア 4、キャリア 6、キャリア 8、キャリア 10、キャリア 12と配置する。次に、キャリア 1に戻り、続いてキャリア 3、キャリア 5、キャリア 7、キャリア 9、キャリア 11と配置するというような規則に従うものとする）。

[0546] このように、チャネル Aはデータを Xキャリアおきに規則的に配列し、チャネル Bは y( x≠y)キャリアおきに規則的に配列することにより、チャネル Aの復号によるバースト誤りに起因する、チャネル Bのバースト的な信号点削減の誤りを防ぐことができる。この結果、チャネル A、チャネル B共に受信品質を大きく改善することができるようになる。

[0547] なお、図 90 (C)のようなインターリーブは、換言すると、チャネル Aについて x (図では X = 2)シンボル毎のブロックインターリーブを施すと共にチャネル Bについては y ( 図では y= 3 :x≠y)シンボル毎のブロックインターリーブを施すことに相当する。これにより、バースト的な信号点削減の誤りを有効に低減することができる。因みに、既に説明した図 28おいては、チャネル A (変調信号 A)については 5シンボル毎のブロックインターリーブを施すと共にチャネル B (変調信号 B)につ!/、ては 8シンボル毎のブロックインターリーブを施していると言うことができる。また図 45においては、 100シンポル毎のインターリーブを施して、ると、うことができる。

[0548] ここで、上記 Xと上記 y (x≠y)のさらに好適な選び方として、 xと yの少なくともいずれか一方を素数とすることを提案する。これにより、チャネル Aの信号とチャネル Bの信号との間で一段とランダムインターリーブに近いインターリーブを実現できるようになり、バースト誤りを一段と低減できるようになる。

[0549] 例えば x= 31 (素数）、 y= 30、又は x= 30、 y= 31 (素数）とする。このときブロックサイズは 31 X 30 = 930となる。そして、チャネル Aでは 31シンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズ 930のインターリーブパターンを用いてインターリーブを行う。チャネル Bでは 30シンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズ 930のインターリーブパターンを用いてインターリーブを行う。すると、チャネル Aとチャネル Bとの間のインターリーブパターンの周期は 31 X 30となる。これに対して、 9 30より大きい、 1000のブロックサイズとなるインターリーブを考える。例えば x= 25、 y =40、又は x=40、 y= 25とする。そして、チャネル Aでは 25シンボル毎のブロックィンターリーバによってブロックサイズ 1000 ( = 25 X 40)のインターリーブパターンでィンターリーブを行うとする。そして、チャネル Bでは 40シンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズ 1000 (=40 X 25)のインターリーブパターンでインターリーブを行うとする。すると、チャネル Aとチャネル Bのインターリーブパターンの周期は Xと yの最 /J、公倍数である 200となり、 25 X 40よりち/ J、さくなつてしまう。この結果、 x、 y の！ヽずれかを素数とする場合と比較して、チャネル Aの信号とチャネル Bの信号との間のランダム性が低下してしまう。

[0550] この考え方は、チャネル数が 3以上の場合にも適用できる。一例として、送信アンテナ数 3、 3チャネル送信の場合について説明する。ここでは、チャネル Aについて Xシンボノレ毎、チヤネノレ Bについて yシンポノレ毎、チヤネノレ Cについて zシンポノレ毎のブロックインターリーブを施す場合を考える。この場合、 x≠y≠zで、少なくとも 2つの値を素数にするとよい。つまり、 x、 yが素数である場合、ブロックサイズはそれらの最小公倍数である xyzとなる。そして、チャネル Aでは Xシンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズ xyzのインターリーブパターンでインターリーブを行う。チヤネル Bでは、 yシンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズ xyzのインタ一リーブパターンでインターリーブを行う。チャネル Cでは zシンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズ xyzのインターリーブパターンでインターリーブを行う。すると、チャネル Aとチャネル Bとチャネル Cのインターリーブパターンの周期は xy zとなる。このようにすることで、インターリーブパターンの周期を最大とすることができるため、ランダム性を確保することができる。さらに、アンテナ数を増カロさせ、送信チヤネル数を増加させたきも同様に考えることができる。

[0551] なおランダム性を向上させるにあたっては、 x、 yのうち少なくてもいずれか一方を素数にする場合に限らず、 x、 yの最小公倍数 =ブロックサイズとなるようにすることが重要である。例えば x= 16、 y= 27としてもよい。このときブロックサイズは 16 X 27=43 2となる。そして、チャネル Aでは 16シンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズ 432のインターリーブパターンを用いてインターリーブを行う。チヤネノレ Bでは 27シンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズ 432のインターリーブパターンを用いてインターリーブを行う。すると、チャネル Aとチャネル Bとの間のィンターリーブパターンの周期は 16 X 27となる。

[0552] 但し、 x、 yのうち少なくともいずれか一つを素数にすると、必ず x Xy力と yの最小公倍数となるので、インターリーバの設計を簡単ィ匕でき好適である。

[0553] なおここで提案した素数を用いたインターリーブ処理は、この実施例での適用例に限ったものではなぐ例えば実施の形態 6の「 (i)本実施の形態のように各変調信号のシンボルを構成するデータの並び自身を異なるようにする方法」の項で説明したような実施の形態に適用した場合においても、ブロックインターリーブを用いてチャネル間で簡単にランダム性の高、インターリーブ処理を行う方法として有効である。つまり、本明細書に記載した全ての方法に適用することができる。

[0554] さらに図 90 (C)のインターリーブでは、チヤネノレ Bのブロックインターリーブはチヤネル Aのブロックインターリーブに対して周波数方向にオフセットさせるようになって!/、る。これにより、一段とバースト誤りを低減できるようになる。

[0555] 因みに、上記 x、 yとしては、大きな値を選定するほど、バースト誤りが発生する確率を低減することができる。

[0556] 次に、図 90 (D)のインターリーブについて説明する。図 90 (D)では、チャネル A、チャネル B共にデータを 3キャリアおきに規則的に配列する力チャネル Aは、周波数の高い方から低い方に、チャネル Bは周波数の低い方力も高い方に配列する。これにより、チャネル Aの復号によるバースト誤りに起因する、チャネル Bのバースト的な信号点削減の誤りを防ぐことができる。この結果、チャネル A、チャネル B共に受信品質を大きく改善することができるようになる。

[0557] 図 90 (B)、図 90 (C)、図 90 (D)のような処理は、例えば図 83のような構成のマルチアンテナ送信装置 7900で実現してもよぐ図 91のような構成のマルチアンテナ送信装置 8400で実現してもよい。図 91では、図 83との対応部分に同一符号を付して示した。図 83のマルチアンテナ送信装置 7900と、図 91のマルチアンテナ送信装置 8400との違いは、図 90 (B)、図 90 (C)、図 90 (D)のインターリーブ処理を 1つのィンターリーノ 2301Aで行う力、、各チャネルに対応して設けたインターリーノ 8401A、 8401Bかの違いである。具体的にマルチアンテナ送信装置 8400においては、符号化したデータをシリアルパラレル変換してチャネル Aのインターリーバ 8401 A、チヤネル Bのインターリーノ 8401Bに振り分ける。そして、チャネル Aのインターリーバ 84 01A、チャネル Bのインターリーバ 8401Bでは、上述のようなインターリーブを施す。

[0558] なお送信装置の構成は、図 86や図 91の構成に限ったものではなぐ図 90 (B)、図 90 (C)、図 90 (D)に示すインターリーブ処理を実現できるものであればどのような構成を用いてもよい。また受信側の構成としては、インターリーブに対応するディンターリーブ処理を行う部分と、上述した信号点削減を行う部分を有する構成を備えればどのような構成を用いてもょ、。

[0559] また、図 90 (B)、図 90 (C)、図 90 (D)や、その他の上記実施の形態で例にとって説明した好適なインターリーブの仕方は、説明を簡単ィ匕するために、周波数軸又は時間軸のいずれかの方向にインターリーブを施す場合について説明した力周波数軸方向のインターリーブを例にして説明したものを時間軸方向に適用しても同様に実施することができ、同様に時間軸方向のインターリーブを例に説明したものを周波数軸方向に適用しても同様に実施することができる。また、上記説明は、本発明の特徴を説明するための一例であって、インターリーブ、ディンターリーブの方法はこれに限ったものではなぐ上記説明の特徴部分を用いれば同様の効果を得ることができる

[0560] (実施例 2)

実施例 1では、インターリーバによって、各アンテナ力送信する信号のインターリーブパターンを異なるようにした例を挙げた力本実施例では、インターリーバでは各アンテナ力送信する信号に対して同一のインターリーブパターンでインターリーブ処理し、サブキャリアへの割り当て時に各アンテナ間で異なるシンボル割り当てを行うことにより、実施例 1と同様の効果を得る例につ、て説明する。

[0561] 図 92に、本実施例におけるマルチアンテナ送信装置 8300の構成を示す。図 92において、図 86と同様に動作するものについては同一符号を付した。マルチアンテナ送信装置 8300がマルチアンテナ送信装置 8200と異なる点は、サブキャリアへの信号割り当て部 8301A、 8301Bが設けられていることである。

[0562] ここで信号割り当て部 8301Aと 8301Bとでは、入力したベースバンド信号 S2A、 S 2Bの出力順序が互いに異なるようになっており、これによりアンテナ ANlから送信される OFDM信号とアンテナ AN2から送信される OFDM信号とでサブキャリアへのシンボル配置の順序を異ならせることができるようになされている。この結果、マルチアンテナ送信装置 8300においては、実施例 1のインターリーバ 2301Aにより各チヤネル (アンテナ）間で異なるインターリーブパターンの信号を形成したのと同様の機能を、サブキャリアへの信号割り当て部 8301A、 8301Bによって実現できるようになっている。

[0563] 次に図 93を用いて、マルチアンテナ送信装置 8300の動作を説明する。図 93 (A) のように、インターリーブ前のデータは、チヤネノレ A、チヤネノレ Bで一つのデータ系列を構成している。ここでは、データ 60個で一つのデータ系列を構成しているものとする。そして、前半の 30個をチャネル Aのシンボル（ # 1一 # 30)、後半の 30個をチヤネル Bのシンボル（ # 31— # 60)とする。 # 1のデータはチャネル Aの 1番目のシンポルなので、図中では A1という番号を付けて示した。同様にしてチャネル Aのシンボルに対して順番に A30までの番号を付けて示した。また # 31のデータはチャネル Bの 1番目のシンボルなので、図中では B1という番号を付けて示した。同様にしてチヤネル Bのシンボルに対して B30までの番号を付けて示した。

[0564] インターリーバ 2301Aは、図 93 (A)のようなデータを入力すると、図 93 (B)に示すようにデータ A1からデータ A30までのデータについて 10個単位でブロックを形成し、これを縦から順に読み出すことで、データの順番を並び替える。これにより、インタ一リーノ 2301Aは、インターリーブ後のディジタル信号 S10Aとして、図 93 (D)に示すように Al、 Al l, A21、 A2、 A12、 A22、 . - .、 A10、 A20、 A30の順番のデータを出力する。同様に、インターリーバ 2301 Aは、図 93 (C)に示すようにデータ B1からデータ B30までのデータについて 10個単位でブロックを形成し、これを縦力も順に読み出すことで、データの順番を並び替える。これにより、インターリーバ 2301Aは、インターリーブ後のディジタル信号 S10Bとして、図 93 (E)に示すように Bl、 Bl l、 B 21、 B2、 B12、 B22、 . . .、 B10、 B20、 B30の順番のデータを出力する。

[0565] ここで上述した実施例 1との違いは、実施例 1ではインターリーバ 2301Aによって、チャネル Aのデータの順番の入れ替えと、チャネル Bのデータの順番の入れ替えを異なるようにしたが、本実施例ではチャネル Aとチャネル Bで同一のインターリーブパターンを用いて、る点である。

[0566] サブキャリアへの信号割り当て部 8301Aは、図 93 (D)に示すインターリーブ後のチャネル Aのデータを入力すると、各データ A1— A30が図 93 (F)に示すようなサブキャリアに配置されるような出力データ 8202Aを形成する。一方、サブキャリアへの信号割り当て部 8301Bは、図 93 (E)に示すインターリーブ後のチャネル Bのデータを入力すると、各データ B1— B30が図 93 (G)に示すようなサブキャリアに配置されるような出力データ 8202Bを形成する。図 93 (F)、（G)に示す例では、チャネル Bのデータのサブキャリアへの配置力サブキャリア Aのデータのサブキャリアへの配置に対して、 3シンボルだけオフセットされている。これは、換言すれば、チャネル Aのデータ (変調信号 A)とチャネル Bのデータ (変調信号 B)とを、周波数方向に異なるインターリーブパターンでインターリーブしていることに相当する。

[0567] 受信側では、このようにインターリーブされて送信された信号に対して、図 94に示すように、ディンターリーブ処理を施し、軟判定復号処理を行う。すると、実施の形態 6で説明したように、畳み込み符号などを用いたときは、連続して誤りが発生する。

[0568] しかし、図 84の信号処理部 8000により、反復復号を行うと、実施の形態 6及び実施例 1で説明したように、チャネル間でインターリーブパターンが異なるため、実施例 1 で説明した図 85— 2 (G)のように、誤った信号点選択が離散的に生じる。これにより、軟判定部 512によって各チャネルのデータ（変調信号 A、 B)を復号すると、図 85— 2 (H)に示したように効果的に受信品質が向上する。

[0569] なお本実施例では、チャネル A (変調信号 A)とチャネル B (変調信号 B)を異なるィンターリーブパターンとするにあたって、図 93のようにする場合を例にとって説明した力インターリーブパターンはこれに限らない。要は、サブキャリアへのシンボル配置のパターンをチャネル (アンテナ）間で異なるようにすればよ!、。

[0570] 因みに、本実施例と同様の処理を、図 86の構成のマルチアンテナ送信装置 8200 でも実施することができる。この場合には、図 86のインターリーバ 2301Aを、図 92でのサブキャリアへの割り当て部 8301A、 8301Bの機能を含んだ構成とすればよい。

[0571] また実施例 1、実施例 2では、符号化部、インターリーバが 1つずつである場合にお V、て、チャネル間で異なるインターリーブパターンの信号を形成して受信品質を向上させる方法を説明した力インターリーブパターン及びデータの配列の方法は、実施例 1、実施例 2の方法に限ったものではない。また誤り訂正符号として LDPCを適用した場合、実施の形態 14で説明したように、チャネル Aのデータに関してはインターリーブを施さず、チャネル Bのデータに関してはインターリーブを施すようにするインタ一リーブ方法を、一つのインターリーバにより実施する方法についても実施例 1、実施例 2と同様に実施することができる。

[0572] さらに実施例 1、実施例 2では、チャネル (アンテナ)数が 2つの場合について説明したが、これに限らず、チャネル (アンテナ)数が 3つ以上の場合でも、各チャネル (ァンテナ）間でのインターリーブパターンを異なるようにすれば、上述した場合と同様の効果を得ることができる。これは、チャネル (アンテナ）間でインターリーブパターンを異なるようにした上述した他の実施の形態にっ、ても同様である。

[0573] (実施例 3)

この実施例では、これまでの実施の形態、例えば、実施の形態 6、実施の形態 7で説明した、各アンテナ力も送信する変調信号のインターリーブパターンを各変調信号間で異なるようにするマルチアンテナ送信装置、および、その変調信号を受信し復調する受信装置において、受信品質を向上させるために、各変調信号において、同一のデータを送信する例を説明する。

[0574] 図 95に、本実施例におけるマルチアンテナ送信装置の構成例を示す。図 95では、図 23と同様に動作するものについては図 23と同一符号を付した。図 95のマルチアンテナ送信装置 9000が図 23のマルチアンテナ送信装置 2300と異なる点は、マルチアンテナ送信装置 9000がチャネル Aの変調信号 (アンテナ AN1から送信する変調信号)、チャネル Bの変調信号 (アンテナ AN2から送信する変調信号)を、同一のデータ TAを異なるインターリーブパターンを施すことにより形成する点である。

[0575] 図 96に、本実施例のマルチアンテナ送信装置 9000が送信する変調信号のフレーム構成を示す。図 96 (A)は、インターリーブ前のデータ # 1、 # 2、 · · ·、 # 11、 # 12 の順番を示している。図 96 (B)は、マルチアンテナ送信装置 9000のインターリーバ 2301A、 2301Bによってそれぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブされた後のデータ # 1一 # 12の順番を示す。インターリーバ 2301Aは、図 96 (B)のチャネル Aのようなフレーム構成となるようにインターリーブを施す。一方、インターリーノ 2301Bは、図 96 (B)のチャネル Bのようなフレーム構成となるようにインターリーブを施す。

[0576] 本実施例における受信装置は、例えば図 4に示したように構成すればよい。そして、図 4の信号処理部 404を、図 97に示すように構成すればよい。図 97では、図 24と同様に動作するものについては図 24と同一符号を付した。図 97の信号処理部 920 0と図 24の信号処理部 2400の構成の違いは、図 97の信号処理部 9200は、図 24 の信号処理部 2400が仮判定のための軟判定部 503、 506を 2つ、主判定のための軟判定部 512、 518を 2つ備えているのに対して、仮判定のための軟判定部 503を 1 つ、主判定のための軟判定部 512を 1つ備えている点である。

[0577] 図 97のディンターリーバ 2401A、 2403A、 2404Aは、図 95のインターリーノ 230 1Aに対するディンターリーバであり、ディンターリーバ 2401B、 2403B、 2404Bは、図 95のインターリーバ 2301Bに対するディンターリーバである。

[0578] 信号処理部 9200の軟判定部 503に入力される信号は、送信ディジタル信号 TAの情報を含むチャネル A、チャネル Bの 2系統による推定ベースバンド信号 502、 505 である。このとき、軟判定部 503でブランチメトリック、パスメトリックをもとめ、復号を行うことになる力推定ベースバンド信号 502、 505は、全く異なるインターリーブパターンによりインターリーブが施されて、るので、推定ベースバンド信号 502から得られるパスメトリックの品質と推定ベースバンド信号 505から得られるパスメトリックの品質は全く異なる。したがって、両者により求まるパスメトリックを利用することで、軟判定の精度が向上し、データの受信品質が向上する。軟判定部 512においても同様の効果が得られる。

[0579] この結果、データの受信品質が大幅に向上するという効果を得ることができる。

[0580] なお本実施例で説明した例は、実施の形態 7で説明した OFDMを例とするマルチキャリア通信に適用することもできる。因みに、符号化は、時間軸方向に符号化してもよぐ周波数軸方向に符号ィ匕してもよい。

[0581] また異なるインターリーブパターンの生成方法は、実施の形態 6で説明した方法を適用すればよい。また送信アンテナ数 2、受信アンテナ数 2を例に説明した力れに限ったものではなぐ例えば送信アンテナ数 3の場合、送信するデータは 3つのアンテナでは同一であるが、異なるインターリーブパターンとすることで、同様に実施することができる。

[0582] (実施例 4)

ところで、上述した実施例 1でも説明したように、チャネル Aにおいて Xシンボル毎のブロックインターリーブを施し、チャネル Bにお!/、て yシンボルシンボル毎のブロックィンターリーブを行うにあたっては、周波数軸方向にシンボルを配置したときの周波数軸における伝搬の相関や、時間軸方向シンボルを配置したときの時間軸における伝搬の相関を考慮すると、できる限り x、 yを大きくした方がよいことになる。本実施例では、これを実現するブロックインターリーブ設計方法について説明する。

[0583] 例えば、チャネル A、チャネル Bにおいて、データシンボルとして 48のブロックサイズのインターリーブを行うことを考える。 48シンボルのブロックサイズにおいて、ブロックサイズ =最小公倍数となるようなチャネル Aとチャネル Bのインターリーブの一例として、チャネル Aでは 3シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ 48のインタ一リーブを施し、チャネル Bでは 16シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ 48のインターリーブを施すことが考えられる。し力し、チャネル Aについて施す 3シンボル毎のブロックインターリーブは、 3シンボル毎といった小さい値であるため、伝搬の相関の影響が高くなり、この結果受信品質が劣化し易くなつてしまう。

[0584] そこで、ブロックサイズ 48に、例えば 8を加算し、仮想的に 48 + 8 = 56のブロックサィズとし、このブロックサイズでチャネル A、チャネル Bの信号をインターリーブする方法を提案する。ここで、ブロックサイズ 48に 8を加算し 56としたのは、 7シンボル毎のブロックインターリーブ、 8シンボル毎のブロックインターリーブを、チャネル A、チヤネル Bに割り当てることで、ブロックサイズ =最小公倍数の条件と、 x、 yをできるだけ大き、値にすると、う条件の両方の条件を満たすようにするためである。 [0585] 以下では、この本実施例での提案方法について詳しく説明する。

[0586] 図 98では、説明上、仮想的にブロックを構成する 56のデータに順番を表す番号を付けている。図 98 (A)は、チャネル A、チャネル Bのインターリーブ前の順番を示している。しかし、実際には、データが存在していないものが 8個存在する。図 98 (A)に示したように、チヤネノレ Aでは、データ #A2、 #A5、 #A9、 #A13、 #A44、 #A4 8、 #A52、 #A55には、データは存在しないものとする。チャネル Bでは、データ # B2、 # B5、データ # B9、 # B13、 # B44、 # B48、 # B52、 # B55には、データは存在しないものとする。

[0587] チャネル Aでは、データの有無に関わらず、 7シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ 56のインターリーブを施す。チャネル Bでは、データの有無に関わらず、 8シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ 56のインターリーブを施す。その様子を、図 98 (B)に示す。

[0588] 次に、チャネル Aにおけるデータの存在しないデータ #A2、 #A5、 #A9、 #A13 、 #A44、 #A48、 #A52、 #A55を間引く。同様にチャネル Bにおけるデータの存在しなヽデータ # B2、 # B5、 # B9、 # B13、 # B44、 # B48、 # B52、 # B55を間引く。間引き後のチャネル A、チャネル Bのデータの並びの様子を、図 98 (C)に示す

[0589] この図 98 (C)をインターリーブの最終結果とする。これにより、チャネル Aとチャネル Bのインターリーブのパターンの相関が低くなり、かつ、パターンの周期を長くすることができるため、受信品質が大きく改善することになる。このように、仮想的にブロックサィズ =x、 yの最小公倍数とし、かつ、 x、 yを大きな値とする方法を用いれば、設計の柔軟性を高めることができる。

[0590] 図 99、図 100に、このような方法を実施するにあたって実際のインターリーブ処理の一例を示す。図 99に、インターリーバのメモリへの送信データ #A1— #A56の書き込み状態を示す。書き込み時には横方向優先で順次送信データ #A1— #A56 を書き込み、読み出し時には縦方向優先で順次送信データ #A1— #A56を読み出すことにより、インターリーブが実現される。ただし、この書き込み及び読み出しの順序については、適用するインターリーブパターンによって適宜設定すればよい。 [0591] 図 100に、図 99のように送信データ #A1— #A56が書き込まれたときの送信データ#八1一 #A56とメモリアドレスとの関係を示す。本実施例では、図 100に示すように、実際にデータが存在するか否かを示すデータ有無情報を、アドレスに関連付けて設けておく。これにより、メモリからのデータ読み出し時に、データが無いことを示すデータ有無情報 (0)に対応するアドレスはスキップすることにより、仮想的にブロックサイズを大きくしたインターリーブ処理を実現できるようになる。

[0592] さらに本実施例で説明した間弓 Iきを利用したインターリーブ方法の効果にっ、て言及する。本実施例のインターリーブ方法は、ブロックインターリーブでありながら、ランダムインターリーブのように、時間軸又は周波数軸における伝搬の相関を排除できる t 、う格別の効果を有するものである。

[0593] 例えば、ブロックサイズが 22のときを考える。このとき、 2シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ 22のインターリーブ、または 11シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ 22のインターリーブを用いることができる力どちらのインターリーブを使用しても、 2シンボル毎に相関の高いシンボルが配置されてしまうため、伝搬相関を排除するのは難しい。しかし、上述のインターリーブ方法を利用し、 3を加算し、仮想的に 25のブロックサイズとし、チャネル A、 B共に 5シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ 25のインターリーブを施し、図 98 (B)、図 98 (C)の手順と同様に間引きを行うことで、 2シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ 22 のインターリーブ、または 11シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ 22のインターリーブよりも伝搬相関を排除したインターリーブを施せるという格別な効果が得られる。このように、本実施例のインターリーブ方法は、インターリーブ単体でも、格別な効果を得ることができる。また本実施例で説明した方法は、本明細書に記載した全ての方法と組み合わせて適用することができる。

[0594] (他の実施の形態）

なお上述した実施の形態では、主に、軟判定を行うことによりディジタル信号を得る場合について述べた力本発明はこれに限らず、硬判定を得ることによりディジタル信号を得る場合にっヽても適用でき、この場合でも少なヽ演算回数で誤り率特性の良、受信データを得ることができる。 [0595] また上述した実施の形態では、分離部 501や、軟判定部 503、 506、 1101で仮判定した判定値全てを信号点削減処理に用いるようにした場合について述べたが、一部の仮判定値はそのまま最終的な受信データとして用いるようにしてもょ、。例えばそれほど高い受信品質が求められないデータなどは、軟判定部 512、 518による主判定を行わずにそのまま出力することが考えられる。

[0596] さらに上述した実施の形態では、主にスペクトル拡散通信方式を例に説明したが、これに限ったものではなぐ例えば、拡散部を有しないシングルキャリア方式、 OFD M方式においても同様に実施することができる。シングルキャリア方式の場合、拡散部、逆拡散部を有しない構成となる。マルチキャリア方式とスペクトル拡散通信方式を併用した場合 (例えば OFDM— CDMA方式）についても同様に実施することができる。

[0597] さらに上述したチャネル (アンテナ）間でのインターリーブパターンを異なるようにして変調信号を送信する方法は、例えば、文献" MIMOチャネルにおける固有ビーム空間分割多重 (E - SDM)方式"電子情報通信学会、信学技報 RCS2002 - 53、 20 02年 5月〖こも記載されているような、送信信号をマルチビーム化して送信する MIM Oシステムに適用した場合にも、上述したのと同様の効果を得ることができる。

[0598] 図 101に、このような MIMOシステムの概略構成を示す。送信側では、変調部 860 1が送信データ系列を入力し、これを変調することにより複数の送信フレームを形成する。ここで変調部 8601は、チャネル (アンテナ）間でのインターリーブパターンを異なるようにして変調信号を形成する。チャネル解析部 8602は、伝搬チャネルの推定結果であるチャネル状態情報に基づ、て、多重化チャネルを構成するための複数の送信のチャネルシグネチヤベクトルを算出する。ベクトル多重化部 8603は、各々の送信フレームに別々のチャネルシグネチヤベクトルを掛け合わせて合成し、合成後の信号を送信アレーアンテナ 8604に送出する。これにより送信アレーアンテナ 8604 からマルチビーム化された信号が送信される。

[0599] 受信側では、チャネル解析部 8611が、伝搬チャネルの推定結果であるチャネル状態情報に基づ、て、多重化された送信信号を分離するための複数の受信チャネルシグネチヤベクトルを算出する。多重信号分離部 8613は、受信アレーアンテナ 861 2の受信信号を入力し、各々の受信信号に別々のチャネルシグネチヤベクトルを掛け合わせることにより、複数の送信フレームが多重された信号を複数の受信信号フレームに分離する。信号処理部 8614は、分離された受信信号フレームを復調及び復号することにより受信データを得る。ここで信号処理部 8614は、上述したようなデインタ一リーブ処理や信号点削減処理機能を有する。これにより、上述した実施の形態 6や実施例 1等と同様に、誤り率特性の良い受信データを得ることができる。

[0600] さらに、実施の形態 15で説明した再送方法を、図 101で示したようなビームフォーミングを行う MIMOシステムに適用すると、ビームフォーミングを行う MIMOシステムにおける再送時の信号品質を高めることができるようになる。すなわち、再送を行うにあたって、前回送信した変調信号よりも送信する変調信号の数を減らしてビームを形成する。例えば 1回目に変調信号 A、 Bのビームを形成して送信した場合、再送時には、変調信号 A、 B両方力ビームを形成して再送するのではなぐ一方の変調信号のデータのみ力もビームを形成して再送するようにする。このようにすると、再送時にはビームの数が減るので、ビーム間干渉を減らすことができ、この結果再送信号の品質を高めることができるようになる。

[0601] この場合、再送時のビームの位置を、前回送信時とは変更するようにしてもょ、。例えば前回送信時に変調信号 Aをビーム 1で送信し、変調信号 Bをビーム 2で送信したときに、変調信号 Bに再送要求があつたとすると、再送時には、変調信号 Bをビーム 1 で送信する。このようにすると、変調信号 Bの再送時の品質を一段と高めることができ好適である。すなわち、変調信号 Aに再送要求がな力つたということは、ビーム 2よりもビーム 1の方が品質の良い伝送が可能なビームである可能性が高い。このように、再送時により品質の良い伝送が可能なビームで再送信号を送ることにより、再送信号の品質を一段と高めることができるようになる。

[0602] さらに上述した実施の形態では、送信アンテナ数が 2で、受信アンテナ数が 2の場合について説明したが、本発明はこれに限らず、送信アンテナ数が 3以上の場合や受信アンテナ数が 3以上の場合にも同様に実施することができる。

[0603] さらに LDPC符号を用いたときの特殊シンボルの挿入方法としては種々の方法を適用できる。例えば畳み込み符号や、ターボ符号を使用したときとは異なり、 LDPC 符号を使用した場合には、符号ィ匕部がインターリーブの機能も有しているため、特殊シンボルを規則的に挿入必要がない。したがって、部分的にかつ連続的に特殊シンボルを挿入してもよ、ことになる。

[0604] 本発明は、上述した実施の形態に限定されずに、種々変更して実施することができる。

[0605] 本明細書は、 2003年 11月 21曰出願の特願 2003— 391860、 2004年 1月 9曰出願の特願 2004— 3885、 2004年 3月 12日出願の特願 2004— 71780、 2004年 5月 7日出願の特願 2004— 139241、 2004年 5月 17日出願の特願 2004— 146887、 2 004年 6月 17日出願の特願 2004— 180277、 2004年 11月 1日出願の特願 2004— 318521【こ基づく。その内容 ίま、全てここ【こ含めておく。

産業上の利用可能性

[0606] 本発明は、 OFDM-MIMO (Multiple-Input Multiple-Output)技術等を用いて高速データ通信を図ったマルチアンテナ通信システムに適用して好適である。

Claims

請求の範囲

[1] 複数アンテナ力同時に送信された複数の変調信号を複数アンテナで受信し、受信信号から、前記複数の変調信号の各々に対応するデータ系列を復元するマルチアンテナ受信装置であって、

前記受信信号から前記変調信号の全て又はいずれか 1つ以上を仮判定する仮判定部と、

自変調信号以外の変調信号にっ、ての仮判定結果を用いて自変調信号にっ、ての候補信号点を削減する信号点削減部と、

削減された候補信号点と前記受信信号の受信点との信号点距離に基づ、て、自変調信号についてのディジタルデータを得る主判定部と

を具備するマルチアンテナ受信装置。

[2] さらに、各変調信号に挿入された既知信号に基づいて、各送信アンテナと各受信アンテナ間でのチャネル変動値を推定するチャネル変動推定部を具備し、

前記仮判定部は、前記チャネル変動値を要素とするチャネル変動行列を用いて各送信アンテナ力送信された変調信号と各受信アンテナで受信した受信信号とを関連付け、前記チャネル変動行列の逆行列演算を行うことにより、受信信号を各送信ァンテナから送信された変調信号に分離する分離部と、分離された各変調信号を軟判定又は硬判定することによりディジタル信号を得てこれを仮判定値とする判定部と、を有し、

前記信号点削減部は、前記チャネル変動値に基づいて、多重された前記複数の変調信号の全候補信号点を求め、この全候補信号点から前記仮判定値を用いて自変調信号についての候補信号点を絞り込むことにより、自変調信号についての候補信号点を削減する

請求項 1に記載のマルチアンテナ受信装置。

[3] さらに、前記主判定部により得られたディジタルデータのうち、自変調信号以外のディジタルデータを用いて自変調信号につ!、ての候補信号点を削減する信号点削減部を具備する

請求項 1に記載のマルチアンテナ受信装置。

[4] さらに、前記主判定部により得られたディジタルデータのうち、自変調信号以外のディジタルデータを用いて自変調信号につ!、ての候補信号点を削減する信号点削減部を具備し、前記主判定部により順次得られるディジタルデータを再帰的に用いて候補信号点を削減する

請求項 1に記載のマルチアンテナ受信装置。

[5] 前記複数の変調信号は、各変調信号間で受信品質が異なるように変調された信号である請求項 1に記載のマルチアンテナ受信装置。

[6] 前記主判定部は、前記仮判定部での判定の信頼度を用いて判定を行う

請求項 1に記載のマルチアンテナ受信装置。

[7] 前記主判定部は、前記仮判定部での各シンボルのパスメトリックを前記信頼度として用い、当該パスメトリックでブランチメトリックを重み付けて判定を行う

請求項 6に記載のマルチアンテナ受信装置。

[8] 前記仮判定部は、候補信号点を送信ビット毎に複数の集合に分類し、各集合の点と受信信号点との最小 2乗ユークリッド距離を用いて軟判定復号する

請求項 1に記載のマルチアンテナ受信装置。

[9] 同時送信された複数の変調信号が伝搬路上で多重されてなる受信信号から、各変調信号に対応するデータ系列を復元するマルチアンテナ受信方法であって、前記受信信号から前記変調信号の全て又はいずれか 1つ以上を仮判定する仮判定ステップと、

自変調信号以外の変調信号にっ、ての仮判定結果を用いて自変調信号にっ、ての候補信号点を削減する信号点削減ステップと、

削減された候補信号点と前記受信信号の受信点とに基づき自変調信号についてのディジタルデータを得る主判定ステップと

を含むマルチアンテナ受信方法。

[10] 前記仮判定ステップでは大まかな判定を行、、前記主判定ステップでは詳細な判定を行う

請求項 9に記載のマルチアンテナ受信方法。

[11] 前記仮判定ステップでは、チャネル変動行列の逆行列演算により各変調信号を分離し、分離後の各変調信号を変調信号毎に判定し、

前記主判定ステップでは、最尤判定を含む演算を行う

請求項 10に記載のマルチアンテナ受信方法。

[12] さらに、前記主判定ステップにより得られたディジタルデータを再帰的に用いたイタレーシヨン処理により前記主判定ステップで用いる候補信号点を削減する信号点削減ステップを含む

請求項 9に記載のマルチアンテナ受信方法。

[13] 前記主判定ステップでは、前記仮判定ステップでの判定の信頼度を用いて判定を行う

請求項 9に記載のマルチアンテナ受信方法。

[14] 複数のアンテナと、

前記各アンテナ力も送信する信号をそれぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブするインターリーバと

を具備するマルチアンテナ送信装置。

[15] 前記インターリーバにおけるインターリーブパターンは、各アンテナ間で無相関となるように選定されている

請求項 14に記載のマルチアンテナ送信装置。

[16] さらに、インターリーブ後の各送信信号を OFDM変調する OFDM変調部を具備し前記インターリーバは、第 1のインターリーブパターンとして、周波数の低いサブキャリア力も周波数の高いサブキャリアへとデータを配置するインターリーブパターンが選定されていると共に、第 2のインターリーブパターンとして、周波数の高いサブキヤリアから周波数の低いサブキャリアへとデータを配置するインターリーブパターンが選定されている

請求項 14に記載のマルチアンテナ送信装置。

[17] さらに、インターリーブ後の各送信信号を OFDM変調する OFDM変調部を具備し前記インターリーバは、第 1のインターリーブパターンとして、サブキャリアの時間方向に時間の早!、方から時間の遅!、方へとデータを配置するインターリーブパターンが選定されていると共に、第 2のインターリーブパターンとして、サブキャリアの時間方向に時間の遅!、方から時間の早!、方へとデータを配置するインターリーブパターンが選定されている

請求項 14に記載のマルチアンテナ送信装置。

[18] さらに、時空間符号をデータシンボル間に挿入する時空間符号挿入部を具備する請求項 14に記載のマルチアンテナ送信装置。

[19] さらに、データシンボルと比較して判定誤りの小さい特殊シンボルを、データシンポル間に挿入する特殊シンボル挿入部を具備する

請求項 14に記載のマルチアンテナ送信装置。

[20] さらに、符号ィ匕ブロック内で、必ず 1度は、送信するアンテナを切り替えるアンテナ切り替え部を具備する

請求項 14に記載のマルチアンテナ送信装置。

[21] 前記インターリーバに代えて LDPC (Low Density Parity Check)符号器を設け、当該 LDPC符号器の生成行列を変えることで、前記各アンテナから送信する信号をそれぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブする

請求項 14に記載のマルチアンテナ送信装置。

[22] インターリーブ後の各送信信号を OFDM変調する OFDM変調部と、

前記インターリーバに代えて、各アンテナ力送信する信号をそれぞれ異なるバターンでサブキャリアに配置する信号割り当て部と、

を、さらに具備する請求項 14に記載のマルチアンテナ送信装置。

[23] 前記インターリーバは、前記複数のアンテナのうち、第 1のアンテナ力も送信する送信信号については Xシンボル毎のインターリーブ処理を施すと共に第 2のアンテナから送信する送信信号にっヽては y (X半 y)シンボル毎のインターリーブ処理を施す請求項 14に記載のマルチアンテナ送信装置。

[24] 前記インターリーバは、前記 Xと yの最小公倍数に等しいブロックサイズでインターリーブ処理を施す

請求項 23に記載のマルチアンテナ送信装置。

[25] 前記インターリーバは、前記 x、 yのうち少なくともいずれか一方を素数としてインタ一リーブ処理を施す

請求項 23に記載のマルチアンテナ送信装置。

[26] 前記インターリーバは、さらに、第 1のアンテナから送信する送信信号に対するプロックインターリーブと、第 2のアンテナ力送信する送信信号に対するブロックインターリーブとの間で、周波数方向又は時間方向にオフセットしたインターリーブ処理を施す

請求項 23に記載のマルチアンテナ送信装置。

[27] 複数のアンテナを有し各アンテナ力同時に異なる変調信号を送信するマルチアンテナ送信装置と、複数のアンテナを有し当該複数アンテナで受信した受信信号を復調することにより、各変調信号に対応するデータ系列を復元するマルチアンテナ受信装置と、を備えるマルチアンテナ通信システムであって、

前記マルチアンテナ送信装置は、

前記各アンテナ力も送信する信号をそれぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブするインターリーバを具備し、

前記マルチアンテナ受信装置は、

削減された候補信号点と前記受信信号の受信点との信号点距離を計算することにより、自変調信号にっ、てのディジタルデータを得る主判定部と、

を具備するマルチアンテナ通信システム。

[28] 前記マルチアンテナ送信装置は、さらに、時空間符号をデータシンボル間に挿入する時空間符号挿入部を具備する

請求項 27に記載のマルチアンテナ通信システム。

[29] 前記マルチアンテナ送信装置は、さらに、データシンボルと比較して判定誤りの小 έ 、特殊シンボルを、データシンボル間に挿入する特殊シンボル挿入部を具備する請求項 27に記載のマルチアンテナ通信システム。

[30] 前記マルチアンテナ送信装置は、さらに、符号ィ匕ブロック内で、必ず 1度は、送信するアンテナを切り替えるアンテナ切り替え部を具備する

請求項 27に記載のマルチアンテナ通信システム。

[31] 前記インターリーバに代えて LDPC (Low Density Parity Check)符号器を設け、当該 LDPC符号器の生成行列を変えることで、前記各アンテナから送信する信号をそれぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブする

請求項 27に記載のマルチアンテナ通信システム。

[32] さらに、インターリーブ後の各送信信号を OFDM変調する OFDM変調部を具備し前記インターリーバは、各アンテナから送信する送信シンボルをそれぞれ、時間方向又は周波数方向に異なるパターンでサブキャリアに配置する

請求項 27に記載のマルチアンテナ通信システム。

[33] 複数のアンテナを有し各アンテナから同時に異なる変調信号を送信するマルチアンテナ送信装置と、複数のアンテナを有し当該複数アンテナで受信した受信信号を復調することにより、各変調信号に対応するデータ系列を復元するマルチアンテナ受信装置と、を備えるマルチアンテナ通信システムであって、

前記マルチアンテナ受信装置は、

削減された候補信号点と前記受信信号の受信点との信号点距離を計算することにより、自変調信号にっヽてのディジタルデータを得る主判定部とを具備し、

前記マルチアンテナ送信装置は、

再送時に送信する変調信号の数を、再送時以外に送信する変調信号の数よりも少なくする

マルチアンテナ通信システム。前記マルチアンテナ送信装置は、

再送時には、時空間符号又は Cycled Delay Diversityを用いて前記変調信号を形成する

請求項 33に記載のマルチアンテナ通信システム。