WO2012032781A1 - 送信方法、送信装置、受信方法および受信装置 - Google Patents

Abstract

　複数の変調信号を複数のアンテナから同時に送信する送信方法において、直接波が支配的な環境において、受信品質を改善する。　送信する変調信号のデータ伝送に用いる全てのデータシンボルについて、各データシンボルのプリコーディングの際に用いられたプリコーディング行列と、当該データシンボルに周波数軸方向及び時間軸方向に隣接するデータシンボルのプリコーディングの際に用いられたプリコーディング行列とが全て異なるように、プリコーディング行列を切り替えてシンボルをプリコーディングして、データシンボルを配置した変調信号を送信する。

Description

送信方法、送信装置、受信方法および受信装置

　本発明は、特にマルチアンテナを用いた通信を行うプリコーディング方法、プリコーディング装置、送信方法、送信装置、受信方法および受信装置に関する。

　従来、マルチアンテナを用いた通信方法として例えばＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｏｕｔｐｕｔ）と呼ばれる通信方法がある。ＭＩＭＯに代表されるマルチアンテナ通信では、複数系列の送信データをそれぞれ変調し、各変調信号を異なるアンテナから同時に送信することで、データの通信速度を高めるようになっている。

　図２８は、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２、送信変調信号（送信ストリーム）数２のときの送受信装置の構成の一例を示している。送信装置では、符号化されたデータをインタリーブし、インタリーブ後のデータを変調し、周波数変換等を行い送信信号が生成され、送信信号はアンテナから送信される。このとき、送信アンテナからそれぞれ異なる変調信号が同一時刻に同一周波数に送信する方式が空間多重ＭＩＭＯ方式である。

　このとき、特許文献１では送信アンテナごとに異なるインタリーブパターンを具備する送信装置が提案されている。つまり、図２８の送信装置において２つのインタリーブ（πａ、πｂ）が互いに異なるインタリーブパターンを有していることになる。そして、受信装置において、非特許文献１、非特許文献２に示されているように、ソフト値を用いた検波方法（図２８におけるＭＩＭＯ　ｄｅｔｅｃｔｏｒ）を、反復して行うことによって、受信品質が向上することになる。
 ところで、無線通信における実伝搬環境のモデルとして、レイリーフェージング環境で代表されるＮＬＯＳ（ｎｏｎ－ｌｉｎｅ　ｏｆ　ｓｉｇｈｔ）環境、ライスフェージング環境で代表されるＬＯＳ（ｌｉｎｅ　ｏｆ　ｓｉｇｈｔ）環境が存在する。送信装置においてシングルの変調信号を送信し、受信装置において複数のアンテナで受信した信号に対して最大比合成を行い、最大比合成後の信号に対して復調、及び復号を行う場合、ＬＯＳ環境、特に、散乱波の受信電力に対する直接波の受信電力の大きさを示すライスファクタが大きい環境では、良好な受信品質を得ることができる。しかし、伝送方式（例えば、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式）によっては、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化するという問題が発生する。（非特許文献３参照）
　図２９の（Ａ）（Ｂ）は、レイリ－フェージング環境、及びライスファクタＫ＝３、１０、１６ｄＢのライスフェージング環境において、ＬＤＰＣ（ｌｏｗ－ｄｅｎｓｉｔｙ　ｐａｒｉｔｙ－ｃｈｅｃｋ）符号化されたデータを２×２（２アンテナ送信、２アンテナ受信）空間多重ＭＩＭＯ伝送した場合のＢＥＲ（Ｂｉｔ　Ｅｒｒｏｒ　Ｒａｔｅ）特性（縦軸：ＢＥＲ、横軸：ＳＮＲ（ｓｉｇｎａｌ－ｔｏ－ｎｏｉｓｅ　ｐｏｗｅｒ　ｒａｔｉｏ））のシミュレーション結果の一例を示している。図２９の（Ａ）は、反復検波を行わないＭａｘ－ｌｏｇ－ＡＰＰ（非特許文献１、非特許文献２参照）（ＡＰＰ：ａ　ｐｏｓｔｅｒｉｏｒ　ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）のＢＥＲ特性、図２９の（Ｂ）は、反復検波を行ったＭａｘ－ｌｏｇ－ＡＰＰ（非特許文献１、非特許文献２参照）（反復回数５回）のＢＥＲ特性を示している。図２９（Ａ）（Ｂ）からわかるように、反復検波を行う、または行わないに関係なく、空間多重ＭＩＭＯシステムでは、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化することが確認できる。このことから、「空間多重ＭＩＭＯシステムでは、伝搬環境が安定的になると受信品質が劣化する」という従来のシングルの変調信号を送信するシステムにはない、空間多重ＭＩＭＯシステム固有の課題をもつことがわかる。

　放送やマルチキャスト通信は、見通し内のユーザに対するサービスであり、ユーザが所持する受信機と放送局との間の電波伝搬環境はＬＯＳ環境であることが多い。前述の課題をもつ空間多重ＭＩＭＯシステムを、放送やマルチキャスト通信に用いた場合、受信機において、電波の受信電界強度は高いが、受信品質の劣化によりサービスを受けることができない、という現象が発生する可能性がある。つまり、空間多重ＭＩＭＯシステムを放送やマルチキャスト通信で用いるには、ＮＬＯＳ環境、及びＬＯＳ環境のいずれの場合においても、ある程度の受信品質が得られるＭＩＭＯ伝送方式の開発が望まれる。

　非特許文献８では、通信相手からのフィードバック情報からプリコーディングに用いるコードブック（プリコーディング行列（プリコーディングウェイト行列ともいう））を選択する方法について述べられているが、上記のように、放送やマルチキャスト通信のように、通信相手からのフィードバック情報が得られない状況において、プリコーディングを行う方法については全く記載されていない。

　一方、非特許文献４では、フィードバック情報が無い場合にも適用することができる、時間とともに、プリコーディング行列を切り替える方法について述べられている。この文献では、プリコーディングに用いる行列として、ユニタリ行列を用いること、また、ユニタリ行列をランダムに切り替えることについて述べられているが、上記で示したＬＯＳ環境での受信品質の劣化に対する適用方法については全く記載されていなく、単にランダムに切り替えることのみが記載されている。当然であるが、ＬＯＳ環境の受信品質の劣化を改善するためのプリコーディング方法、および、プリコーディング行列の構成方法に関する記述は一切されていない。

国際公開第２００５／０５０８８５号

"Ａｃｈｉｅｖｉｎｇ　ｎｅａｒ－ｃａｐａｃｉｔｙ　ｏｎ　ａ　ｍｕｌｔｉｐｌｅ－ａｎｔｅｎｎａ　ｃｈａｎｎｅｌ"　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ　ｏｎ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，　ｖｏｌ．５１，　ｎｏ．３，　ｐｐ．３８９－３９９，　Ｍａｒｃｈ　２００３． "Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　ｄｅｓｉｇｎ　ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ　ｏｆ　ＬＤＰＣ－ｃｏｄｅｄ　ＭＩＭＯ　ＯＦＤＭ　ｓｙｓｔｅｍｓ"　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ．，　ｖｏｌ．５２，　ｎｏ．２，　ｐｐ．３４８－３６１，　Ｆｅｂ．　２００４． "ＢＥＲ　ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ　ｉｎ　２ｘ２　ＭＩＭＯ　ｓｐａｔｉａｌ　ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ　ｓｙｓｔｅｍｓ　ｕｎｄｅｒ　Ｒｉｃｉａｎ　ｆａｄｉｎｇ　ｃｈａｎｎｅｌｓ，"　ＩＥＩＣＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ，　ｖｏｌ．Ｅ９１－Ａ，　ｎｏ．１０，　ｐｐ．２７９８－２８０７，　Ｏｃｔ．　２００８． "Ｔｕｒｂｏ　ｓｐａｃｅ－ｔｉｍｅ　ｃｏｄｅｓ　ｗｉｔｈ　ｔｉｍｅ　ｖａｒｙｉｎｇ　ｌｉｎｅａｒ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎｓ，　"ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，　ｖｏｌ．６，　ｎｏ．２，　ｐｐ．４８６－４９３，　Ｆｅｂ．　２００７． "Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　ｆｕｎｃｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ＱＲ－ＭＬＤ　ｓｕｉｔａｂｌｅ　ｆｏｒ　ｓｏｆｔ－ｄｅｃｉｓｉｏｎ　ｔｕｒｂｏ　ｄｅｃｏｄｉｎｇ　ａｎｄ　ｉｔｓ　ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ，"　ＩＥＩＣＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｃｏｍｍｕｎ．，　ｖｏｌ．Ｅ８８－Ｂ，　ｎｏ．１，　ｐｐ．４７－５７，　Ｊａｎ．　２００４． 「Ｓｈａｎｎｏｎ限界への道標："Ｐａｒａｌｌｅｌ　ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄ　（Ｔｕｒｂｏ）　ｃｏｄｉｎｇ"，　"Ｔｕｒｂｏ　（ｉｔｅｒａｔｉｖｅ）　ｄｅｃｏｄｉｎｇ"とその周辺」電子情報通信学会、信学技法ＩＴ９８－５１ "Ａｄｖａｎｃｅｄ　ｓｉｇｎａｌ　ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　ｆｏｒ　ＰＬＣｓ：　Ｗａｖｅｌｅｔ－ＯＦＤＭ，"　Ｐｒｏｃ．　ｏｆ　ＩＥＥＥ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ　ｏｎ　ＩＳＰＬＣ　２００８，　ｐｐ．１８７－１９２，　２００８． Ｄ．　Ｊ．　Ｌｏｖｅ，　ａｎｄ　Ｒ．　Ｗ．　ｈｅａｔｈ，　Ｊｒ．，　"Ｌｉｍｉｔｅｄ　ｆｅｅｄｂａｃｋ　ｕｎｉｔａｒｙ　ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ　ｆｏｒ　ｓｐａｔｉａｌ　ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ　ｓｙｓｔｅｍｓ，"　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｉｎｆ．　Ｔｈｅｏｒｙ，　ｖｏｌ．５１，　ｎｏ．８，　ｐｐ．２９６７－１９７６，　Ａｕｇ．　２００５． ＤＶＢ　Ｄｏｃｕｍｅｎｔ　Ａ１２２，　Ｆｒａｍｉｎｇ　ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，　ｃｈａｎｎｅｌ　ｃｏｄｉｎｇ　ａｎｄ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ａ　ｓｅｃｏｎｄ　ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ　ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ　ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ　ｓｙｓｔｅ，ｍ　（ＤＶＢ－Ｔ２），　Ｊｕｎｅ　２００８． Ｌ．　Ｖａｎｇｅｌｉｓｔａ，　Ｎ．　Ｂｅｎｖｅｎｕｔｏ，　ａｎｄ　Ｓ．　Ｔｏｍａｓｉｎ，　"Ｋｅｙ　ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ　ｆｏｒ　ｎｅｘｔ－ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ　ｓｔａｎｄａｒｄ　ＤＶＢ－Ｔ２，"　ＩＥＥＥ　Ｃｏｍｍｕｎ．　Ｍａｇａｚｉｎｅ，　ｖｏ．４７，　ｎｏ．１０，　ｐｐ．１４６－１５３，　Ｏｃｔ．　２００９． Ｔ．　Ｏｈｇａｎｅ，　Ｔ．　Ｎｉｓｈｉｍｕｒａ，　ａｎｄ　Ｙ．　Ｏｇａｗａ，　"Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｓｐａｃｅ　ｄｉｖｉｓｉｏｎ　ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ　ａｎｄ　ｔｈｏｓｅ　ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ｉｎ　ａ　ＭＩＭＯ　ｃｈａｎｎｅｌ，"　ＩＥＩＣＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｃｏｍｍｕｎ．，　ｖｏ．８８－Ｂ，　ｎｏ．５，　ｐｐ．１８４３－１８５１，　Ｍａｙ　２００５．

　本発明は、ＬＯＳ環境における受信品質を改善することが可能なＭＩＭＯシステムを提供することを目的とする。

　かかる課題を解決するため、本発明の一態様である送信方法は、プリコーディングを行うための複数のプリコーディング行列があり、変調方式に基づく同相成分と直交成分とからなる第１変調信号及び第２変調信号それぞれと、前記複数のプリコーディング行列のいずれかを用いて、プリコーディング後の第１送信信号と第２送信信号とを生成し、前記第１送信信号を１以上の第１出力口から送信し、前記第２送信信号を前記第１出力口とは異なる１以上の第２出力口から送信する送信方法であって、前記第１送信信号と前記第２送信信号とを生成するためのプリコーディング行列は、前記複数のプリコーディング行列の中から規則的に切り替えられ、前記第１変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第１シンボルと、前記第２変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第２シンボルとのうち、前記第１シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第１時間及び第１周波数と、前記第２シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第２時間及び第２周波数とが一致する、第１シンボルと第２シンボルとについて、前記第１シンボルの周波数方向に隣接する２つの第３シンボルがともにデータシンボルであり、前記第１シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第４シンボルがともにデータシンボルである場合、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルの計４シンボルでは、それぞれ異なるプリコーディング行列を用いて、プリコーディングを実行して前記第１送信信号を生成し、前記第２シンボルと、前記第２シンボルの周波数方向に隣接する２つの第５シンボルと、前記第２シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第６シンボルとについて、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルのうち、時間及び周波数が一致するシンボルに用いたプリコーディング行列と同一のプリコーディング行列を用いて、プリコーディングを実行して前記第２送信信号を生成し、生成した前記第１送信信号を前記１以上の第１出力口から送信し、生成した前記第２送信信号を前記１以上の第２出力口から送信することを特徴とする。

　また、本発明の一態様である送信装置は、プリコーディングを行うための複数のプリコーディング行列があり、変調方式に基づく同相成分と直交成分とからなる第１変調信号及び第２変調信号それぞれと、前記複数のプリコーディング行列のいずれかを用いて、プリコーディング後の第１送信信号と第２送信信号とを生成し、前記第１送信信号を１以上の第１出力口から送信し、前記第２送信信号を前記第１出力口とは異なる１以上の第２出力口から送信する送信装置であって、前記第１送信信号と前記第２送信信号とを生成するためのプリコーディング行列は、前記複数のプリコーディング行列の中から規則的に切り替えながら、前記第１変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第１シンボルと、前記第２変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第２シンボルとのうち、前記第１シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第１時間及び第１周波数と、前記第２シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第２時間及び第２周波数とが一致する、第１シンボルと第２シンボルとについて、前記第１シンボルの周波数方向に隣接する２つの第３シンボルがともにデータシンボルであり、前記第１シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第４シンボルがともにデータシンボルである場合、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルの計４シンボルでは、それぞれ異なるプリコーディング行列を割り当て、前記第２シンボルと、前記第２シンボルの周波数方向に隣接する２つの第５シンボルと、前記第２シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第６シンボルとについて、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルのうち、時間及び周波数が一致するシンボルに用いたプリコーディング行列と同一のプリコーディング行列を割り当てるプリコーディングウェイト生成部と、前記割り当てられたプリコーディング行列を用いて前記第１変調信号及び前記第２変調信号に重み付け合成を行って前記第１送信信号及び前記第２送信信号を生成する重み付け合成部と、生成した前記第１送信信号を前記１以上の第１出力口から送信し、生成した前記第２送信信号を前記１以上の第２出力口から送信する送信部とを備えることを特徴とする。

　また、本発明の一態様である受信方法は、送信装置からプリコーディングされて送信された第１送信信号と第２送信信号とを受信する受信方法であって、前記第１送信信号及び前記第２送信信号は、変調方式に基づく同相成分と直交成分とからなる第１変調信号及び第２変調信号それぞれと、複数のプリコーディング行列のいずれかを規則的に切り替えながら用いて生成されたものであって、前記第１変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第１シンボルと、前記第２変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第２シンボルとのうち、前記第１シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第１時間及び第１周波数と、前記第２シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第２時間及び第２周波数とが一致する、第１シンボルと第２シンボルとについて、前記第１シンボルの周波数方向に隣接する２つの第３シンボルがともにデータシンボルであり、前記第１シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第４シンボルがともにデータシンボルである場合、前記第１送信信号は、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルの計４シンボルでは、それぞれ異なるプリコーディング行列を用いて、プリコーディングされて生成されたものであり、前記第２送信信号は、前記第２シンボルと、前記第２シンボルの周波数方向に隣接する２つの第５シンボルと、前記第２シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第６シンボルとについて、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルのうち、時間及び周波数が一致するシンボルに用いたプリコーディング行列と同一のプリコーディング行列を用いて、プリコーディングされて生成されたものであり、前記第１送信信号及び前記第２送信信号を受信し、受信した前記第１送信信号及び前記第２送信信号それぞれを前記変調方式に応じた復調方式により復調し、誤り訂正復号を行い、データを得ることを特徴とする。

　また、本発明の一態様である受信装置は、送信装置からプリコーディングされて送信された第１送信信号と第２送信信号とを受信する受信装置であって、前記第１送信信号及び前記第２送信信号は、変調方式に基づく同相成分と直交成分とからなる第１変調信号及び第２変調信号それぞれと、複数のプリコーディング行列のいずれかを規則的に切り替えながら用いて生成されたものであって、前記第１変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第１シンボルと、前記第２変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第２シンボルとのうち、前記第１シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第１時間及び第１周波数と、前記第２シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第２時間及び第２周波数とが一致する、第１シンボルと第２シンボルとについて、前記第１シンボルの周波数方向に隣接する２つの第３シンボルがともにデータシンボルであり、前記第１シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第４シンボルがともにデータシンボルである場合、前記第１送信信号は、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルの計４シンボルでは、それぞれ異なるプリコーディング行列を用いて、プリコーディングされて生成されたものであり、前記第２送信信号は、前記第２シンボルと、前記第２シンボルの周波数方向に隣接する２つの第５シンボルと、前記第２シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第６シンボルとについて、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルのうち、時間及び周波数が一致するシンボルに用いたプリコーディング行列と同一のプリコーディング行列を用いて、プリコーディングされて生成されたものであり、前記第１送信信号及び前記第２送信信号それぞれを受信する受信し、前記第１送信信号及び前記第２送信信号それぞれを前記変調方式に応じた復調方式により復調し、誤り訂正復号を行い、データを得ることを特徴とする。

　上記の本発明の各態様によると、複数のプリコーディング行列の中から少なくとも一つのデータシンボルに対して用いるプリコーディング行列について、当該プリコーディング行列と、当該データシンボルに周波数軸方向、時間軸方向のいずれか一方向において隣接するデータシンボルに用いられたプリコーディング行列とについて、全てのプリコーディング行列が異なるようにプリコーディング行列を切り替えてプリコーディングを実行した変調信号を生成できるので、複数のプリコーディング行列の設計に応じてＬＯＳ環境における受信品質を改善することができる。

　このように本発明によれば、ＬＯＳ環境における受信品質の劣化を改善する送信方法、受信方法、送信装置、受信装置を提供することができるため、放送やマルチキャスト通信において見通し内のユーザに対して、品質の高いサービスを提供することができる。

空間多重ＭＩＭＯ伝送システムにおける送受信装置の構成の例 フレーム構成の一例 プリコーディングウェイト切り替え方法適用時の送信装置の構成の例 プリコーディングウェイト切り替え方法適用時の送信装置の構成の例 フレーム構成の例 プリコーディングウェイト切り替え方法の例 受信装置の構成例 受信装置の信号処理部の構成例 受信装置の信号処理部の構成例 復号処理方法 受信状態の例 ＢＥＲ特性例 プリコーディングウェイト切り替え方法適用時の送信装置の構成の例 プリコーディングウェイト切り替え方法適用時の送信装置の構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 受信品質劣悪点の位置 受信品質劣悪点の位置 フレーム構成の一例 フレーム構成の一例 マッピング方法の一例 マッピング方法の一例 重み付け合成部の構成の例 シンボルの並び換え方法の一例 空間多重ＭＩＭＯ伝送システムにおける送受信装置の構成の例 ＢＥＲ特性例 空間多重型の２ｘ２ＭＩＭＯシステムモデルの例 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の複素平面における最小距離の特性例 受信劣悪点の複素平面における最小距離の特性例 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 実施の形態７における送信装置の構成の一例 送信装置が送信する変調信号のフレーム構成の一例 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 時間－周波数軸におけるフレーム構成の一例 時間－周波数軸におけるフレーム構成の一例 信号処理方法 時空間ブロック符号を用いたときの変調信号の構成 時間－周波数軸におけるフレーム構成の詳細の例 送信装置の構成の一例 図５２の変調信号生成部＃１～＃Ｍの構成の一例 図５２におけるＯＦＤＭ方式関連処理部（５２０７＿１、および、５２０７＿２）の構成を示す図 時間－周波数軸におけるフレーム構成の詳細の例 受信装置の構成の一例 図５６におけるＯＦＤＭ方式関連処理部（５６００＿Ｘ、５６００＿Ｙ）の構成を示す図 時間－周波数軸におけるフレーム構成の詳細の例 放送システムの一例 受信劣悪点の位置 高い受信品質が得られる変調信号のフレーム構成例 高い受信品質が得られない変調信号のフレーム構成例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 図６３のシンボル配置例の周波数軸方向と時間軸方向とを入れ替えたシンボル配置例 図６４のシンボル配置例の周波数軸方向と時間軸方向とを入れ替えたシンボル配置例 シンボルの配置順序例を示す図 パイロットシンボルがデータシンボル間に挿入されていない場合のシンボル配置例 パイロットシンボルがデータシンボル間に挿入されることを示す図 パイロットシンボルをそのまま挿入した場合に高い受信品質が得られるシンボル配置が実現できなくなる箇所があることを示すシンボル配置例 パイロットシンボルがデータシンボル間に挿入されている場合のシンボル配置例 高い受信品質が得られる変調信号のプリコーディング行列を異ならせる範囲を拡張したフレーム構成例 高い受信品質が得られる変調信号のプリコーディング行列を異ならせる範囲を拡張したフレーム構成例 プリコーディング行列を異ならせる範囲を拡張した場合のシンボル配置例 高い受信品質が得られる変調信号のプリコーディング行列を異ならせる範囲を拡張したフレーム構成例 図７５に対応する高い受信品質が得られるシンボル配置例 高い受信品質が得られる変調信号のプリコーディング行列を異ならせる範囲を拡張したフレーム構成例 図７７に対応する高い受信品質が得られるシンボル配置例 プリコーディング行列を異ならせる範囲を拡張した場合のシンボル配置例にパイロットシンボルをデータシンボル間に挿入した場合のシンボル配置例 図７０とは異なるプリコーディング行列の割り当て方がなされたシンボル配置例 図７０とは異なるプリコーディング行列の割り当て方がなされたシンボル配置例 デジタル放送用システムの全体構成図 受信機の構成例を示すブロック図 多重化データの構成を示す図 各ストリームが多重化データにおいてどのように多重化されているかを模式的に示す図 ＰＥＳパケット列に、ビデオストリームがどのように格納されているかを示す詳細図 多重化データにおけるＴＳパケットとソースパケットの構造を示す図 ＰＭＴのデータ構成を示す図 多重化データ情報の内部構成を示す図 ストリーム属性情報の内部構成を示す図 映像表示、音声出力装置の構成図

　以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
　本実施の形態の送信方法、送信装置、受信方法、受信装置について詳しく説明する。

　本説明を行う前に、従来システムである空間多重ＭＩＭＯ伝送システムにおける、送信方法、復号方法の概要について説明する。
Ｎ_ｔｘＮ_ｒ空間多重ＭＩＭＯシステムの構成を図１に示す。情報ベクトルｚは、符号化およびインタリーブが施される。そして、インタリーブの出力として、符号化後ビットのベクトルｕ＝（ｕ_１，…，ｕ_Ｎｔ）が得られる。ただし、ｕ_ｉ＝（ｕ_ｉ１，…，ｕ_ｉＭ）とする（Ｍ：シンボル当たりの送信ビット数）。送信ベクトルｓ＝（ｓ_１，…，ｓ_Ｎｔ）^Ｔとすると送信アンテナ＃ｉから送信信号ｓ_ｉ＝ｍａｐ（ｕ_ｉ）とあらわし、送信エネルギーを正規化するとＥ｛｜ｓ_ｉ｜^２｝＝Ｅｓ／Ｎｔとあらわされる（Ｅ_ｓ：チャネル当たりの総エネルギー）。そして、受信ベクトルをｙ＝（ｙ_１，…，ｙ_Ｎｒ）^Ｔとすると、式（１）のようにあらわされる。

　このとき、Ｈ_ＮｔＮｒはチャネル行列、ｎ＝（ｎ_１，…，ｎ_Ｎｒ）^Ｔはノイズベクトルであり、ｎ_ｉは平均値０、分散σ^２のｉ．ｉ．ｄ．複素ガウス雑音である。受信機で導入する送信シンボルと受信シンボルの関係から、受信ベクトルに関する確率は、式（２）のように多次元ガウス分布で与えることができる。

 

　ここで、ｏｕｔｅｒ　ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダとＭＩＭＯ検波からなる図１のような反復復号を行う受信機を考える。図１における対数尤度比のベクトル（Ｌ－ｖａｌｕｅ）は式（３）－（５）のようにあらわされる。

＜反復検波方法＞
　ここでは、Ｎ_ｔｘＮ_ｒ空間多重ＭＩＭＯシステムにおけるＭＩＭＯ信号の反復検波について述べる。
ｕ_ｍｎの対数尤度比を式（６）のように定義する。

ベイズの定理より、式（６）は、式（７）のようにあらわすことができる。

　ただし、Ｕ_ｍｎ，±1＝｛ｕ｜ｕ_ｍｎ＝±１｝とする。そして、ｌｎΣａ_ｊ～ｍａｘ　ｌｎ　ａ_ｊで近似すると式（７）は式（８）のように近似することができる。なお、上の「～」の記号は近似を意味する。

　式（８）におけるＰ（ｕ｜ｕ_ｍｎ）とｌｎ　Ｐ（ｕ｜ｕ_ｍｎ）は以下のようにあらわされる。

　ところで、式（２）で定義した式の対数確率は式（１２）のようにあらわされる。

　したがって、式（７），（１３）から、ＭＡＰ、または、ＡＰＰ（ａ　ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ　ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）では、事後のＬ－ｖａｌｕｅは、以下のようにあらわされる。

　以降では、反復ＡＰＰ復号と呼ぶ。また、式（８），（１２）から、Ｍａｘ－Ｌｏｇ近似に基づく対数尤度比（Ｍａｘ－Ｌｏｇ　ＡＰＰ）では、事後のＬ－ｖａｌｕｅは、以下のようにあらわされる。

　以降では、反復Ｍａｘ－ｌｏｇ　ＡＰＰ復号と呼ぶ。そして、反復復号のシステムで必要とする外部情報は、式（１３）または（１４）から事前入力を減算することで、求めることができる。
＜システムモデル＞
　図２８に、以降の説明につながるシステムの基本構成を示す。ここでは、２×２空間多重ＭＩＭＯシステムとし、ストリームＡ，Ｂではそれぞれにｏｕｔｅｒエンコーダがあり、２つのｏｕｔｅｒエンコーダは同一のＬＤＰＣ符号のエンコーダとする（ここではｏｕｔｅｒエンコーダとしてＬＤＰＣ符号のエンコーダを用いる構成を例に挙げて説明するが、ｏｕｔｅｒエンコーダが用いる誤り訂正符号はＬＤＰＣ符号に限ったものではなく、ターボ符号、畳み込み符号、ＬＤＰＣ畳み込み符号等の他の誤り訂正符号を用いても同様に実施することができる。また、ｏｕｔｅｒエンコーダは、送信アンテナごとに有する構成としているがこれに限ったものではなく、送信アンテナが複数であっても、ｏｕｔｅｒエンコーダは一つであってもよく、また、送信アンテナ数より多くのｏｕｔｅｒエンコーダを有していてもよい。）。そして、ストリームＡ，Ｂではそれぞれにインタリーバ（π_ａ，π_ｂ）がある。ここでは、変調方式を２^ｈ－ＱＡＭとする（１シンボルでｈビットを送信することになる。）。

　受信機では、上述のＭＩＭＯ信号の反復検波（反復ＡＰＰ（またはＭａｘ－ｌｏｇ　ＡＰＰ）復号）を行うものとする。そして、ＬＤＰＣ符号の復号としては、例えば、ｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号を行うものとする。

　図２はフレーム構成を示しており、インタリーブ後のシンボルの順番を記載している。このとき、以下の式のように（ｉ_ａ，ｊ_ａ），（ｉ_ｂ，ｊ_ｂ）をあらわすものとする。

　このとき、ｉ_ａ，ｉ_ｂ：インタリーブ後のシンボルの順番、ｊ_ａ，ｊ_ｂ：変調方式におけるビット位置（ｊ_ａ，ｊ_ｂ＝１，・・・，ｈ）、π_ａ，π_ｂ：ストリームＡ，Ｂのインタリーバ、Ω^ａ _{ｉａ，ｊａ}，Ω^ｂ _{ｉｂ，ｊｂ}：ストリームＡ，Ｂのインタリーブ前のデータの順番、を示している。ただし、図２では、ｉ_ａ＝ｉ_ｂのときのフレーム構成を示している。
＜反復復号＞
　ここでは、受信機におけるＬＤＰＣ符号の復号で用いるｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号およびＭＩＭＯ信号の反復検波のアルゴリズムについて詳しく述べる。

　ｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号
　２元ＭｘＮ行列Ｈ＝｛Ｈ_ｍｎ｝を復号対象とするＬＤＰＣ符号の検査行列とする。集合［１，Ｎ］＝｛１，２，・・・，Ｎ｝の部分集合Ａ（ｍ），Ｂ（ｎ）を次式のように定義する。

　このとき、Ａ（ｍ）は検査行列Ｈのｍ行目において、１である列インデックスの集合を意味し、Ｂ（ｎ）は検査行列Ｈのｎ行目において１である行インデックスの集合である。ｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号のアルゴリズムは以下のとおりである。
Ｓｔｅｐ　Ａ・１（初期化）：Ｈ_ｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ，ｎ）に対して事前値対数比β_ｍｎ＝０とする。ループ変数（反復回数）ｌ_ｓｕｍ＝１とし、ループ最大回数をｌ_{ｓｕｍ，ｍａｘ}と設定する。
Ｓｔｅｐ　Ａ・２（行処理）：ｍ＝１，２，・・・，Ｍの順にＨ_ｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ，ｎ）に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比α_ｍｎを更新する。

　このとき、ｆはＧａｌｌａｇｅｒの関数である。そして、λ_ｎの求め方については以降で詳しく説明する。
Ｓｔｅｐ　Ａ・３（列処理）：ｎ＝１，２，・・・，Ｎの順にＨ_ｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ，ｎ）に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比β_ｍｎを更新する。

Ｓｔｅｐ　Ａ・４（対数尤度比の計算）：ｎ∈［１，Ｎ］について対数尤度比Ｌ_ｎを以下のように求める。

Ｓｔｅｐ　Ａ・５（反復回数のカウント）：もしｌ_ｓｕｍ＜ｌ_{ｓｕｍ，ｍａｘ}ならばｌ_ｓｕｍをインクリメントして、ｓｔｅｐ　Ａ・２に戻る。ｌ_ｓｕｍ＝ｌ_{ｓｕｍ，ｍａｘ}の場合、この回のｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号は終了する。

 
　以上が、１回のｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号の動作である。その後、ＭＩＭＯ信号の反復検波が行われる。上述のｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号の動作の説明で用いた変数ｍ，ｎ，α_ｍｎ，β_ｍｎ，λ_ｎ，Ｌ_ｎにおいて、ストリームＡにおける変数をｍ_ａ，ｎ_ａ，α^ａ _ｍａｎａ，β^ａ _ｍａｎａ，λ_ｎａ，Ｌ_ｎａ、ストリームＢにおける変数をｍ_ｂ，ｎ_ｂ，α^ｂ _ｍｂｎｂ，β^ｂ _ｍｂｎｂ，λ_ｎｂ，Ｌ_ｎｂであらわすものとする。
＜ＭＩＭＯ信号の反復検波＞
　ここでは、ＭＩＭＯ信号の反復検波におけるλ_ｎの求め方について詳しく説明する。

　式（１）から、次式が成立する。

　図２のフレーム構成から、式（１６）（１７）から、以下の関係式が成立する。

このとき、ｎ_ａ，ｎ_ｂ∈［１，Ｎ］となる。以降では、ＭＩＭＯ信号の反復検波の反復回数ｋのときのλ_ｎａ，Ｌ_ｎａ，λ_ｎｂ，Ｌ_ｎｂをそれぞれλ_ｋ，ｎａ，Ｌ_ｋ，ｎａ，λ_ｋ，ｎｂ，Ｌ_ｋ，ｎｂとあらわすものとする。

　Ｓｔｅｐ　Ｂ・１（初期検波；ｋ＝０）：初期検波のとき、λ_0，ｎａ，λ_0，ｎｂを以下のように求める。
反復ＡＰＰ復号のとき：

反復Ｍａｘ－ｌｏｇ　ＡＰＰ復号のとき：

ただし、Ｘ＝ａ，ｂとする。そして、ＭＩＭＯ信号の反復検波の反復回数をｌ_ｍｉｍｏ＝０とし、反復回数の最大回数をｌ_{ｍｉｍｏ，ｍａｘ}と設定する。

　Ｓｔｅｐ　Ｂ・２（反復検波；反復回数ｋ）：反復回数ｋのときのλ_ｋ，ｎａ，λ_ｋ，ｎｂは、式（１１）（１３）－（１５）（１６）（１７）から式（３１）－（３４）のようにあらわされる。ただし、（Ｘ，Ｙ）＝（ａ，ｂ）（ｂ，ａ）となる。
反復ＡＰＰ復号のとき：

反復Ｍａｘ－ｌｏｇ　ＡＰＰ復号のとき：

 

Ｓｔｅｐ　Ｂ・３（反復回数のカウント、符号語推定）：もしｌ_ｍｉｍｏ＜ｌ_{ｍｉｍｏ，ｍａｘ}ならばｌ_ｍｉｍｏをインクリメントして、ｓｔｅｐ　Ｂ・２に戻る。ｌ_ｍｉｍｏ＝ｌ_{ｍｉｍｏ，ｍａｘ}の場合、推定符号語を以下のようにもとめる。

　ただし、Ｘ＝ａ，ｂとする。

　図３は、本実施の形態における送信装置３００の構成の一例である。符号化部３０２Ａは、情報（データ）３０１Ａ、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３（符号化部３０２Ａがデータの誤り訂正符号化に使用する誤り訂正方式、符号化率、ブロック長等の情報が含まれており、フレーム構成信号３１３が指定した方式を用いることになる。また、誤り訂正方式は、切り替えても良い。）にしたがい、例えば、畳み込み符号、ＬＤＰＣ符号、ターボ符号等の誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ３０３Ａを出力する。

　インタリーバ３０４Ａは、符号化後のデータ３０３Ａ、フレーム構成信号３１３を入力とし、インタリーブ、つまり、順番の並び替えを行い、インタリーブ後のデータ３０５Ａを出力する。（フレーム構成信号３１３に基づき、インタリーブの方法は、切り替えても良い。）
　マッピング部３０６Ａは、インタリーブ後のデータ３０５Ａ、フレーム構成信号３１３を入力とし、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（１６　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭ（６４　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の変調を施し、ベースバンド信号３０７Ａを出力する。（フレーム構成信号３１３に基づき、変調方式は、切り替えても良い。）
　図２４は、ＱＰＳＫ変調におけるベースバンド信号を構成する同相成分Ｉと直交成分ＱのＩＱ平面におけるマッピング方法の一例としている。例えば、図２４（Ａ）のように、入力データが「００」の場合、Ｉ＝１．０、Ｑ＝１．０が出力され、以下同様に、入力データが「０１」の場合、Ｉ＝―１．０、Ｑ＝１．０が出力され、・・・、が出力される。図２４（Ｂ）は、図２４（Ａ）とは異なるＱＰＳＫ変調のＩＱ平面におけるマッピング方法の例であり、図２４（Ｂ）が図２４（Ａ）と異なる点は、図２４（Ａ）における信号点が、原点を中心に回転させることで図２４（Ｂ）の信号点を得ることができる。このようなコンスタレーションの回転方法については、非特許文献９、非特許文献１０に示されており、また、非特許文献９、非特許文献１０に示されているCyclic Q Delayを適用してもよい。図２４とは別の例として、図２５に１６ＱＡＭのときのＩＱ平面における信号点配置を示しており、図２４（Ａ）に相当する例が図２５（Ａ）であり、図２４（Ｂ）に相当する例が図２５（Ｂ）となる。

　符号化部３０２Ｂは、情報（データ）３０１Ｂ、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３（使用する誤り訂正方式、符号化率、ブロック長等の情報が含まれており、フレーム構成信号３１３が指定した方式を用いることになる。また、誤り訂正方式は、切り替えても良い。）にしたがい、例えば、畳み込み符号、ＬＤＰＣ符号、ターボ符号等の誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ３０３Ｂを出力する。

　インタリーバ３０４Ｂは、符号化後のデータ３０３Ｂ、フレーム構成信号３１３を入力とし、インタリーブ、つまり、順番の並び替えを行い、インタリーブ後のデータ３０５Ｂを出力する。（フレーム構成信号３１３に基づき、インタリーブの方法は、切り替えても良い。）
　マッピング部３０６Ｂは、インタリーブ後のデータ３０５Ｂ、フレーム構成信号３１３を入力とし、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（１６　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭ（６４　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の変調を施し、ベースバンド信号３０７Ｂを出力する。（フレーム構成信号３１３に基づき、変調方式は、切り替えても良い。）
　重み付け合成情報生成部３１４は、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３に基づいた重み付け合成方法に関する情報３１５を出力する。なお、重み付け合成方法は、規則的に重み付け合成方法が切り替わりことが特徴となる。

　重み付け合成部３０８Ａは、ベースバンド信号３０７Ａ、ベースバンド信号３０７Ｂ、重み付け合成方法に関する情報３１５を入力とし、重み付け合成方法に関する情報３１５に基づいて、ベースバンド信号３０７Ａおよびベースバンド信号３０７Ｂを重み付け合成し、重み付け合成後の信号３０９Ａを出力する。なお。重み付け合成の方法の詳細については、後で詳しく説明する。

　無線部３１０Ａは、重み付け合成後の信号３０９Ａを入力とし、直交変調、帯域制限、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号３１１Ａを出力し、送信信号５１１Ａは、アンテナ３１２Ａから電波として出力される。

　重み付け合成部３０８Ｂは、ベースバンド信号３０７Ａ、ベースバンド信号３０７Ｂ、重み付け合成方法に関する情報３１５を入力とし、重み付け合成方法に関する情報３１５に基づいて、ベースバンド信号３０７Ａおよびベースバンド信号３０７Ｂを重み付け合成し、重み付け合成後の信号３０９Ｂを出力する。

　図２６に重み付け合成部の構成を示す。ベースバンド信号３０７Ａは、ｗ１１（ｔ）と乗算し、ｗ１１（ｔ）ｓ１（ｔ）を生成し、ｗ２１（ｔ）と乗算し、ｗ２１（ｔ）ｓ１（ｔ）を生成する。同様に、ベースバンド信号３０７Ｂは、ｗ１２（ｔ）と乗算し、ｗ１２（ｔ）ｓ２（ｔ）を生成し、ｗ２２（ｔ）と乗算し、ｗ２２（ｔ）ｓ２（ｔ）を生成する。次に、ｚ１（ｔ）＝ｗ１１（ｔ）ｓ１（ｔ）＋ｗ１２（ｔ）ｓ２（ｔ）、ｚ２（ｔ）＝ｗ２１（ｔ）ｓ１（ｔ）＋ｗ２２（ｔ）ｓ２（ｔ）を得る。

　なお、重み付け合成の方法の詳細については、後で詳しく説明する。

　無線部３１０Ｂは、重み付け合成後の信号３０９Ｂを入力とし、直交変調、帯域制限、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号３１１Ｂを出力し、送信信号５１１Ｂは、アンテナ３１２Ｂから電波として出力される。

　図４は、図３とは異なる送信装置４００の構成例を示している。図４において、図３と異なる部分について説明する。

　符号化部４０２は、情報（データ）４０１、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３に基づき、誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ４０２を出力する。

　分配部４０４は符号化後のデータ４０３を入力とし、分配し、データ４０５Ａおよびデータ４０５Ｂを出力する。なお、図４では、符号化部が一つの場合を記載したが、これに限ったものではなく、符号化部をｍ（ｍは１以上の整数）とし、各符号化部で作成された符号化データを分配部が、２系統のデータにわけて出力する場合についても、本発明は同様に実施することができる。

　図５は、本実施の形態における送信装置の時間軸におけるフレーム構成の一例を示している。シンボル５００＿１は、受信装置に、送信方法を通知するためのシンボルであり、例えば、データシンボルを伝送するために用いる誤り訂正方式、その符号化率の情報、データシンボルを伝送するために用いる変調方式の情報等を伝送する。

　シンボル５０１＿１は、送信装置が送信する変調信号ｚ１（ｔ）｛ただし、ｔは時間｝のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル５０２＿１は変調信号ｚ１（ｔ）が（時間軸における）シンボル番号ｕに送信するデータシンボル、シンボル５０３＿１は変調信号ｚ１（ｔ）がシンボル番号ｕ＋１に送信するデータシンボルである。

　シンボル５０１＿２は、送信装置が送信する変調信号ｚ２（ｔ）｛ただし、ｔは時間｝のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル５０２＿２は変調信号ｚ２（ｔ）がシンボル番号ｕに送信するデータシンボル、シンボル５０３＿２は変調信号ｚ２（ｔ）がシンボル番号ｕ＋１に送信するデータシンボルである。

　送信装置が送信する変調信号ｚ１（ｔ）と変調信号ｚ２（ｔ）、及び、受信装置における受信信号ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）の関係について説明する。

　図５において、５０４＃１、５０４＃２は送信装置における送信アンテナ、５０５＃１、５０５＃２は受信装置における受信アンテナを示しており、送信装置は、変調信号ｚ１（ｔ）を送信アンテナ５０４＃１、変調信号ｚ２（ｔ）を送信アンテナ５０４＃２から送信する。このとき、変調信号ｚ１（ｔ）および変調信号ｚ２（ｔ）は、同一（共通の）周波数（帯域）を占有しているものとする。送信装置の各送信アンテナと受信装置の各アンテナのチャネル変動をそれぞれｈ_１１（ｔ）、ｈ_１２（ｔ）、ｈ_２１（ｔ）、ｈ_２２（ｔ）とし、受信装置の受信アンテナ５０５＃１が受信した受信信号をｒ１（ｔ）、受信装置の受信アンテナ５０５＃２が受信した受信信号をｒ２（ｔ）とすると、以下の関係式が成立する。

　図６は、本実施の形態における重み付け方法（プリコーディング（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）方法）に関連する図であり、重み付け合成部６００は、図３の重み付け合成部３０８Ａと３０８Ｂの両者を統合した重み付け合成部である。図６に示すように、ストリームｓ１（ｔ）およびストリームｓ２（ｔ）は、図３のベースバンド信号３０７Ａおよび３０７Ｂに相当する、つまり、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどの変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号同相Ｉ、直交Ｑ成分となる。そして、図６のフレーム構成のようにストリームｓ１（ｔ）は、シンボル番号ｕの信号をｓ１（ｕ）、シンボル番号ｕ＋１の信号をｓ１（ｕ＋１）、・・・とあらわす。同様に、ストリームｓ２（ｔ）は、シンボル番号ｕの信号をｓ２（ｕ）、シンボル番号ｕ＋１の信号をｓ２（ｕ＋１）、・・・とあらわす。そして、重み付け合成部６００は、図３におけるベースバンド信号３０７Ａ（ｓ１（ｔ））および３０７Ｂ（ｓ２（ｔ））、重み付け情報に関する情報３１５を入力とし、重み付け情報に関する情報３１５にしたがった重み付け方法を施し、図３の重み付け合成後の信号３０９Ａ（ｚ１（ｔ））、３０９Ｂ（ｚ２（ｔ））を出力する。このとき、ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）は以下のようにあらわされる。
シンボル番号４ｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

　ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号４ｉ＋１のとき：

シンボル番号４ｉ＋２のとき：

シンボル番号４ｉ＋３のとき：

　このように、図６の重み付け合成部は、４スロット周期で規則的にプリコーディングウェイトを切り替えるものとする。（ただし、ここでは、４スロットで規則的にプリコーディングウェイトを切り替える方式としているが、規則的に切り替えるスロット数は４スロットに限ったものではない。）
　ところで、非特許文献４において、スロットごとにプリコーディングウェイトを切り替えることが述べられており、非特許文献４では、プリコーディングウェイトをランダムに切り替えることを特徴としている。一方で、本実施の形態では、ある周期を設け規則的にプリコーディングウェイトを切り替えることを特徴としており、また、４つのプリコーディングウェイトで構成される２行２列のプリコーディングウェイト行列において、４つのプリコーディングウェイトの各絶対値が等しく（１／ｓｑｒｔ（２））、この特徴をもつプリコーディングウェイト行列を規則的に切り替えることを特徴としている。

　ＬＯＳ環境では、特殊なプリコーディング行列を用いると、受信品質が大きく改善する可能性があるが、直接波の状況により、その特殊なプリコーディング行列は異なる。しかし、ＬＯＳ環境には、ある規則があり、この規則に従い特殊なプリコーディング行列を規則的に切り替えれば、データの受信品質が大きく改善する。一方、ランダムにプリコーディング行列を切り替えた場合、先にのべた特殊なプリコーディング行列以外のプリコーディング行列も存在することになる可能性、また、ＬＯＳ環境には適さない片寄ったプリコーディング行列のみでプリコーディングを行う可能性も存在し、これにより、必ずしもＬＯＳ環境で、良好な受信品質が得られるとは限らない。したがって、ＬＯＳ環境に適したプリコーディング切り替え方法を実現する必要があり、本発明は、それに関するプリコーディング方法を提案している。

　図７は、本実施の形態における受信装置７００の構成の一例を示している。無線部７０３＿Ｘは、アンテナ７０１＿Ｘで受信された受信信号７０２＿Ｘを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号７０４＿Ｘを出力する。

　送信装置で送信された変調信号ｚ１におけるチャネル変動推定部７０５＿１は、ベースバンド信号７０４＿Ｘを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿１を抽出し、式（３６）のｈ_１１に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０６＿１を出力する。

　送信装置で送信された変調信号ｚ２におけるチャネル変動推定部７０５＿２は、ベースバンド信号７０４＿Ｘを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿２を抽出し、式（３６）のｈ_１２に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０６＿２を出力する。

　無線部７０３＿Ｙは、アンテナ７０１＿Ｙで受信された受信信号７０２＿Ｙを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号７０４＿Ｙを出力する。

　送信装置で送信された変調信号ｚ１におけるチャネル変動推定部７０７＿１は、ベースバンド信号７０４＿Ｙを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿１を抽出し、式（３６）のｈ_２１に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０８＿１を出力する。

　送信装置で送信された変調信号ｚ２におけるチャネル変動推定部７０７＿２は、ベースバンド信号７０４＿Ｙを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿２を抽出し、式（３６）のｈ_２２に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０８＿２を出力する。

　制御情報復号部７０９は、ベースバンド信号７０４＿Ｘおよび７０４＿Ｙを入力とし、図５の送信方法を通知するためのシンボル５００＿１を検出し、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号７１０を出力する。

　信号処理部７１１は、ベースバンド信号７０４＿Ｘ、７０４＿Ｙ、チャネル推定信号７０６＿１、７０６＿２、７０８＿１、７０８＿２、及び、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号７１０を入力とし、検波、復号を行い、受信データ７１２＿１および７１２＿２を出力する。

　次に、図７の信号処理部７１１の動作について詳しく説明する。図８は、本実施の形態における信号処理部７１１の構成の一例を示している。図８は、主にＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部とｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ、重み付け係数生成部から構成されている。この構成における反復復号の方法については、非特許文献２、非特許文献３で詳細が述べられているが、非特許文献２、非特許文献３に記載されているＭＩＭＯ伝送方式は空間多重ＭＩＭＯ伝送方式であるが、本実施の形態における伝送方式は、時間とともにプリコーディングウェイトを変更するＭＩＭＯ伝送方式である点が、非特許文献２、非特許文献３と異なる点である。式（３６）における（チャネル）行列をＨ（ｔ）、図６におけるプリコーディングウェイト行列をＷ（ｔ）（ただし、ｔによりプリコーディングウェイト行列は変化する。）、受信ベクトルをＲ（ｔ）＝（ｒ１（ｔ），ｒ２（ｔ））^Ｔ、ストリームベクトルＳ（ｔ）＝（ｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ））^Ｔとすると以下の関係式が成立する。

　このとき、受信装置は、Ｈ（ｔ）Ｗ（ｔ）をチャネル行列と考えることで、受信ベクトルをＲ（ｔ）に対して非特許文献２、非特許文献３の復号方法を適用することができる。

　したがって、図８の重み付け係数生成部８１９は、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号８１８（図７の７１０に相当）を入力とし、重み付け係数の情報に関する信号８２０を出力する。

　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、重み付け係数の情報に関する信号８２０を入力とし、この信号を利用して、式（４１）の演算を行うことになる。そして、反復検波・復号を行うことになるがその動作について説明する。

　図８の信号処理部では、反復復号（反復検波）を行うため図１０に示すような処理方法を行う必要がある。初めに、変調信号（ストリーム）ｓ１の１符号語（または、１フレーム）、および、変調信号（ストリーム）ｓ２の１符号語（または、１フレーム）の復号を行う。その結果、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダから、変調信号（ストリーム）ｓ１の１符号語（または、１フレーム）、および、変調信号（ストリーム）ｓ２の１符号語（または、１フレーム）の各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ－Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ）が得られる。そして、そのＬＬＲを用いて再度、検波・復号が行われる。この操作が複数回行われる（この操作を反復復号（反復検波）と呼ぶ。）。以降では、１フレームにおける特定の時間のシンボルの対数尤度比（ＬＬＲ）の作成方法を中心に説明する。

　図８において、記憶部８１５は、ベースバンド信号８０１Ｘ（図７のベースバンド信号７０４＿Ｘに相当する。）、チャネル推定信号群８０２Ｘ（図７のチャネル推定信号７０６＿１、７０６＿２に相当する。）、ベースバンド信号８０１Ｙ（図７のベースバンド信号７０４＿Ｙに相当する。）、チャネル推定信号群８０２Ｙ（図７のチャネル推定信号７０８＿１、７０８＿２に相当する。）を入力とし、反復復号（反復検波）を実現するために、式（４１）におけるＨ（ｔ）Ｗ（ｔ）を実行（算出）し、算出した行列を変形チャネル信号群として記憶する。そして、記憶部８１５は、必要なときに上記信号を、ベースバンド信号８１６Ｘ、変形チャネル推定信号群８１７Ｘ、ベースバンド信号８１６Ｙ、変形チャネル推定信号群８１７Ｙとして出力する。

　その後の動作については、初期検波の場合と反復復号（反復検波）の場合を分けて説明する。

　＜初期検波の場合＞
　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、ベースバンド信号８０１Ｘ、チャネル推定信号群８０２Ｘ、ベースバンド信号８０１Ｙ、チャネル推定信号群８０２Ｙを入力とする。ここでは、変調信号（ストリーム）ｓ１、変調信号（ストリーム）ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭとして説明する。

　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、まず、チャネル推定信号群８０２Ｘ、チャネル推定信号群８０２ＹからＨ（ｔ）Ｗ（ｔ）を実行し、ベースバンド信号８０１Ｘに対応する候補信号点を求める。そのときの様子を図１１に示す。図１１において、●（黒丸）は、ＩＱ平面における候補信号点であり、変調方式が１６ＱＡＭのため、候補信号点は２５６個存在する。（ただし、図１１では、イメージ図を示しているため、２５６個の候補信号点は示していない。）ここで、変調信号ｓ１で伝送する４ビットをｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、変調信号ｓ２で伝送する４ビットをｂ４、ｂ５、ｂ６、ｂ７とすると、図１１において（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）に対応する候補信号点が存在することになる。そして、受信信号点１１０１（ベースバンド信号８０１Ｘに相当する。）と候補信号点それぞれとの２乗ユークリッド距離を求める。そして、それぞれの２乗ユークリッド距離をノイズの分散σ^２で除算する。したがって、（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）に対応する候補信号点と受信信号点２乗ユークリッド距離をノイズの分散で除算した値をＥ_Ｘ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）が求まることになる。なお、各ベースバンド信号、変調信号ｓ１、ｓ２は、複素信号である。

　同様に、チャネル推定信号群８０２Ｘ、チャネル推定信号群８０２ＹからＨ（ｔ）Ｗ（ｔ）を実行し、ベースバンド信号８０１Ｙに対応する候補信号点をもとめ、受信信号点（ベースバンド信号８０１Ｙに相当する。）との２乗ユークリッド距離を求め、この２乗ユークリッド距離をノイズの分散σ^２で除算する。したがって、（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）に対応する候補信号点と受信信号点２乗ユークリッド距離をノイズの分散で除算した値をＥ_Ｙ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）が求まることになる。

　そして、Ｅ_Ｘ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）＋Ｅ_Ｙ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）＝Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）を求める。

　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）を信号８０４として出力する。

　対数尤度算出部８０５Ａは、信号８０４を入力とし、ビットｂ０およびｂ１およびｂ２およびｂ３の対数尤度（ｌｏｇ　ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）を算出し、対数尤度信号８０６Ａを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“１”のときの対数尤度および“０”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式（２８）、式（２９）、式（３０）に示した通りであり、詳細については、非特許文献２、非特許文献３に示されている。

　同様に、対数尤度算出部８０５Ｂは、信号８０４を入力とし、ビットｂ４およびｂ５およびｂ６およびｂ７の対数尤度を算出し、対数尤度信号８０６Ｂを出力する。

　デインタリーバ（８０７Ａ）は、対数尤度信号８０６Ａを入力とし、インタリーバ（図３のインタリーバ（３０４Ａ））に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ａを出力する。

　同様に、デインタリーバ（８０７Ｂ）は、対数尤度信号８０６Ｂを入力とし、インタリーバ（図３のインタリーバ（３０４Ｂ））に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ｂを出力する。

　対数尤度比算出部８０９Ａは、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ａを入力とし、図３の符号化器３０２Ａで符号化されたビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ－Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ）を算出し、対数尤度比信号８１０Ａを出力する。

　同様に、対数尤度比算出部８０９Ｂは、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ｂを入力とし、図３の符号化器３０２Ｂで符号化されたビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ－Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ）を算出し、対数尤度比信号８１０Ｂを出力する。

　Ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ８１１Ａは、対数尤度比信号８１０Ａを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比８１２Ａを出力する。

　同様に、Ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ８１１Ｂは、対数尤度比信号８１０Ｂを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比８１２Ｂを出力する。

　＜反復復号（反復検波）の場合、反復回数ｋ＞
　インタリーバ（８１３Ａ）は、ｋ－１回目のｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコードで得られた復号後の対数尤度比８１２Ａを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａを出力する。このとき、インタリーブ（８１３Ａ）のインタリーブのパターンは、図３のインタリーバ（３０４Ａ）のインタリーブパターンと同様である。

　インタリーバ（８１３Ｂ）は、ｋ－１回目のｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコードで得られた復号後の対数尤度比８１２Ｂを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂを出力する。このとき、インタリーブ（８１３Ｂ）のインタリーブのパターンは、図３のインタリーバ（３０４Ｂ）のインタリーブパターンと同様である。

　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、ベースバンド信号８１６Ｘ、変形チャネル推定信号群８１７Ｘ、ベースバンド信号８１６Ｙ、変形チャネル推定信号群８１７Ｙ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂを入力とする。ここで、ベースバンド信号８０１Ｘ、チャネル推定信号群８０２Ｘ、ベースバンド信号８０１Ｙ、チャネル推定信号群８０２Ｙではなく、ベースバンド信号８１６Ｘ、変形チャネル推定信号群８１７Ｘ、ベースバンド信号８１６Ｙ、変形チャネル推定信号群８１７Ｙを用いているのは、反復復号のため、遅延時間が発生しているためである。

　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３の反復復号時の動作と、初期検波時の動作の異なる点は、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂを信号処理の際に用いていることである。ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、まず、初期検波のときと同様に、Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）を求める。加えて、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａ、インタリーブ後の対数尤度比９１４Ｂから、式（１１）、式（３２）に相当する係数を求める。そして、Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）の値をこの求めた係数を用いて補正し、その値をＥ’（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）とし、信号８０４として出力する。

　対数尤度算出部８０５Ａは、信号８０４を入力とし、ビットｂ０およびｂ１およびｂ２およびｂ３の対数尤度（ｌｏｇ　ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）を算出し、対数尤度信号８０６Ａを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“１”のときの対数尤度および“０”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式（３１）、式（数３２）、式（３３）、式（３４）、式（３５）に示した通りであり、非特許文献２、非特許文献３に示されている。

　同様に、対数尤度算出部８０５Ｂは、信号８０４を入力とし、ビットｂ４およびｂ５およびｂ６およびｂ７の対数尤度を算出し、対数尤度信号８０６Ｂを出力する。デインタリーバ以降の動作は、初期検波と同様である。

　なお、図８では、反復検波を行う場合の、信号処理部の構成について示したが、反復検波は必ずしも良好な受信品質を得る上で必須の構成ではなく、反復検波のみに必要とする構成部分、インタリーバ８１３Ａ、８１３Ｂを有していない構成でもよい。このとき、ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部８０３は、反復的な検波を行わないことになる。

　そして、本実施の形態で重要な部分は、Ｈ（ｔ）Ｗ（ｔ）の演算を行うことである。なお、非特許文献５等に示されているように、ＱＲ分解を用いて初期検波、反復検波を行ってもよい。
 また、非特許文献１１に示されているように、Ｈ（ｔ）Ｗ（ｔ）に基づき、MMSE（Minimum Mean Squared Error）、ZF（Zero Forcing）の線形演算を行い、初期検波を行ってもよい。

　図９は、図８と異なる信号処理部の構成であり、図４の送信装置が送信した変調信号のための信号処理部である。図８と異なる点は、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダの数であり、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ９０１は、対数尤度比信号８１０Ａ、８１０Ｂを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比９０２を出力する。分配部９０３は、復号後の対数尤度比９０２を入力とし、分配を行う。それ以外の部分については、図８と同様の動作となる。

　図１２に、図２９のときと同様の条件で、伝送方式を本実施の形態のプリコーディングウェイトを用いた送信方法としたときのＢＥＲ特性を示す。図１２の（Ａ）は、反復検波を行わないＭａｘ－ｌｏｇ－ＡＰＰ（非特許文献１、非特許文献２参照）（ＡＰＰ：ａ　ｐｏｓｔｅｒｉｏｒ　ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）のＢＥＲ特性、図１２の（Ｂ）は、反復検波を行ったＭａｘ－ｌｏｇ－ＡＰＰ（非特許文献１、非特許文献２参照）（反復回数５回）のＢＥＲ特性を示している。図１２と図２９を比較すると、本実施の形態の送信方法を用いると、ライスファクタが大きいときのＢＥＲ特性が、空間多重ＭＩＭＯ伝送を用いたときのＢＥＲ特性より大きく改善していることがわかり、本実施の形態の方式の有効性が確認できる。

　以上のように、本実施の形態のように、ＭＩＭＯ伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なＬＯＳ環境において、従来の空間多重ＭＩＭＯ伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。

　本実施の形態において、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、特にＬＤＰＣ符号を例に説明したがこれに限ったものではなく、また、復号方法についても、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダとして、ｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号を例に限ったものではなく、他のｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔの復号方法、例えば、ＢＣＪＲアルゴリズム、ＳＯＶＡアルゴリズム、Ｍｓｘ－ｌｏｇ－ＭＡＰアルゴリズムなどがある。詳細については、非特許文献６に示されている。

　また、本実施の形態では、シングルキャリア方式を例に説明したが、これに限ったものではなく、マルチキャリア伝送を行った場合でも同様に実施することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、ＳＣ－ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ－ＯＦＤＭ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、非特許文献７等で示されているウェーブレットＯＦＤＭ方式等を用いた場合についても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報の伝送用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。

　以下では、マルチキャリア方式の一例として、ＯＦＤＭ方式を用いたときの例を説明する。

　図１３は、ＯＦＤＭ方式を用いたときの送信装置の構成を示している。図１３において、図３と同様に動作するものについては、同一符号を付した。

　ＯＦＤＭ方式関連処理部１３０１Ａは、重み付け後の信号３０９Ａを入力とし、ＯＦＤＭ方式関連の処理を施し、送信信号１３０２Ａを出力する。同様に、ＯＦＤＭ方式関連処理部１３０１Ｂは、重み付け後の信号３０９Ｂを入力とし、送信信号１３０２Ｂを出力する。

　図１４は、図１３のＯＦＤＭ方式関連処理部１３０１Ａ、１３０１Ｂ以降の構成の一例を示しており、図１３の１３０１Ａから３１２Ａに関連する部分が、１４０１Ａから１４１０Ａであり、１３０１Ｂから３１２Ｂに関連する部分が１４０１Ｂから１４１０Ｂである。

　シリアルパラレル変換部１４０２Ａは、重み付け後の信号１４０１Ａ（図１３の重み付け後の信号３０９Ａに相当する）シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号１４０３Ａを出力する。

　並び換え部１４０４Ａは、パラレル信号１４０３Ａを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号１４０５Ａを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。

　逆高速フーリエ変換部１４０６Ａは、並び換え後の信号１４０５Ａを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号１４０７Ａを出力する。

　無線部１４０８Ａは、逆フーリエ変換後の信号１４０７Ａを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号１４０９Ａを出力し、変調信号１４０９Ａはアンテナ１４１０Ａから電波として出力される。
 シリアルパラレル変換部１４０２Ｂは、重み付け後の信号１４０１Ｂ（図１３の重み付け後の信号３０９Ｂに相当する）シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号１４０３Ｂを出力する。

　並び換え部１４０４Ｂは、パラレル信号１４０３Ｂを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号１４０５Ｂを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。

　逆高速フーリエ変換部１４０６Ｂは、並び換え後の信号１４０５Ｂを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号１４０７Ｂを出力する。

　無線部１４０８Ｂは、逆フーリエ変換後の信号１４０７Ｂを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号１４０９Ｂを出力し、変調信号１４０９Ｂはアンテナ１４１０Ｂから電波として出力される。

　図３の送信装置では、マルチキャリアを用いた伝送方式でないため、図６のように、４周期となるようにプリコーディングを切り替え、プリコーディング後のシンボルを時間軸方向に配置している。図１３に示すようなＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、当然、図３のようにプリコーディング後のシンボルを時間軸方向に配置し、それを各（サブ）キャリアごとに行う方式が考えられるが、マルチキャリア伝送方式の場合、周波数軸方向、または、周波数軸・時間軸両者を用いて配置する方法が考えられる。以降では、この点について説明する。

　図１５は、横軸周波数、縦軸時間における、図１４の並び替え部１４０１Ａ、１４０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、周波数軸は、（サブ）キャリア０から（サブ）キャリア９で構成されており、変調信号ｚ１とｚ２は、同一時刻（時間）に同一の周波数帯域を使用しており、図１５（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１５（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。シリアルパラレル変換部１４０２Ａが入力とする重み付け後の信号１４０１Ａのシンボルに対し、順番に、＃１、＃２、＃３、＃４、・・・と番号をふる。このとき、図１５（ａ）のように、シンボル＃１、＃２、＃３、＃４、・・・をキャリア０から順番に配置し、シンボル＃１から＃９を時刻＄１に配置し、その後、シンボル＃１０から＃１９を時刻＄２に配置するというように規則的に配置するものとする。

　同様に、シリアルパラレル変換部１４０２Ｂが入力とする重み付け後の信号１４０１Ｂのシンボルに対し、順番に、＃１、＃２、＃３、＃４、・・・と番号をふる。このとき、図１５（ｂ）のように、シンボル＃１、＃２、＃３、＃４、・・・をキャリア０から順番に配置し、シンボル＃１から＃９を時刻＄１に配置し、その後、シンボル＃１０から＃１９を時刻＄２に配置するというように規則的に配置するものとする。なお、変調信号ｚ１とｚ２は、複素信号である。

　そして、図１５に示すシンボル群１５０１、シンボル群１５０２は、図６に示すプリコーディングウェイト切り替え方法を用いたときの１周期分のシンボルであり、シンボル＃０は図６のスロット４ｉのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃１は図６のスロット４ｉ＋１のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃２は図６のスロット４ｉ＋２のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃３は図６のスロット４ｉ＋３のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。したがって、シンボル＃ｘにおいて、ｘ　ｍｏｄ　４が０のとき、シンボル＃ｘは図６のスロット４ｉのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　４が１のとき、シンボル＃ｘは図６のスロット４ｉ＋１のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　４が２のとき、シンボル＃ｘは図６のスロット４ｉ＋２のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　４が３のとき、シンボル＃ｘは図６のスロット４ｉ＋３のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。

　このように、ＯＦＤＭ方式などのマルチキャリア伝送方式を用いた場合、シングルキャリア伝送のときとは異なり、シンボルを周波数軸方向に並べることができるという特徴を持つことになる。そして、シンボルの並べ方については、図１５のような並べ方に限ったものではない。他の例について、図１６、図１７を用いて説明する。

　図１６は、図１５とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１４の並び替え部１４０４Ａ、１４０４Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１６（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１６（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１６（Ａ）（Ｂ）が図１５と異なる点は、変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法と変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法が異なる点であり、図１６（Ｂ）では、シンボル＃０から＃５をキャリア４からキャリア９に配置し、シンボル＃６から＃９をキャリア０から３に配置し、その後、同様の規則で、シンボル＃１０から＃１９を各キャリアに配置する。このとき、図１５と同様に、図１６に示すシンボル群１６０１、シンボル群１６０２は、図６示すプリコーディングウェイト切り替え方法を用いたときの１周期分のシンボルである。

　図１７は、図１５と異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１４の並び替え部１４０４Ａ、１４０４Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１７（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１７（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１７（Ａ）（Ｂ）が図１５と異なる点は、図１５では、シンボルをキャリアに順々に配置しているのに対し、図１７では、シンボルをキャリアに順々に配置していない点である。当然であるが、図１７において、図１６と同様に、変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法と変調信号ｚ２の並び替え方法を異なるようにしてもよい。

　図１８は、図１５～１７とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１４の並び替え部１４０４Ａ、１４０４Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１８（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１８（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１５～１７では、シンボルを周波数軸方向に並べているが、図１８ではシンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置している。

　図６では、プリコーディングウェイトの切り替えを４スロットで切り替える場合の例を説明したが、ここでは、８スロットで切り替える場合を例に説明する。図１８に示すシンボル群１８０１、シンボル群１８０２は、プリコーディングウェイト切り替え方法を用いたときの１周期分のシンボル（したがって、８シンボル）であり、　シンボル＃０はスロット８ｉのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃１はスロット８ｉ＋１のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃２はスロット８ｉ＋２のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃３はスロット８ｉ＋３のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃４はスロット８ｉ＋４のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃５はスロット８ｉ＋５のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃６はスロット８ｉ＋６のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃７はスロット８ｉ＋７のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。したがって、シンボル＃ｘにおいて、ｘ　ｍｏｄ　８が０のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が１のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉ＋１のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が２のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉ＋２のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が３のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉ＋３のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が４のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉ＋４のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が５のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉ＋５のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が６のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉ＋６のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ　ｍｏｄ　８が７のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉ＋７のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。図１８のシンボルの並べ方では、時間軸方向に４スロット、周波数軸方向で２スロットの計４×２＝８スロットを用いて、１周期分のシンボルを配置しているが、このとき、１周期分のシンボルの数をｍ×ｎシンボル（つまり、プリコーディングウェイトはｍ×ｎ種類存在する。）１周期分のシンボルを配置するのに使用する周波数軸方向のスロット（キャリア数）をｎ、時間軸方向に使用するスロットをｍとすると、ｍ＞ｎとするとよい。これは、直接波の位相は、時間軸方向の変動は、周波数軸方向の変動と比較し、緩やかである。したがって、定常的な直接波の影響を小さくするために本実施の形態のプリコーディングウェイト変更を行うので、プリコーディングウェイトの変更を行う周期では直接波の変動を小さくしたい。したがって、ｍ＞ｎとするとよい。また、以上の点を考慮すると、周波数軸方向のみ、または、時間軸方向のみにシンボルを並び替えるより、図１８のように周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行うほうが、直接波は定常的になる可能性が高く、本発明の効果を得やすいという効果が得られる。ただし、周波数軸方向に並べると、周波数軸の変動が急峻であるため、ダイバーシチゲインを得ることが出来る可能性があるので、必ずしも周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行う方法が最適な方法であるとは限らない。

　図１９は、図１８とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１４の並び替え部１４０４Ａ、１４０４Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１９（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１９（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１９は、図１８と同様、シンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置しているが、図１８と異なる点は、図１８では、周波数方向を優先し、その後、時間軸方向にシンボルを配置しているのに対し、図１９では、時間軸方向を優先し、その後、周波数軸方向にシンボルを配置している点である。図１９において、シンボル群１９０１、シンボル群１９０２は、プリコーディング切り替え方法を用いたときの１周期分のシンボルである。

　なお、図１８、図１９では、図１６と同様に、変調信号ｚ１のシンボルの配置方法と変調信号ｚ２のシンボル配置方法が異なるように配置しても同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。また、図１８、図１９において、図１７のようにシンボルを順々に配置していなくても、同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。

　図２７は、上記とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における図１４の並び替え部１４０４Ａ、１４０４Ｂにおけるシンボルの並び換え方法の一例を示している。式（３７）～式（４０）のような４スロットを用いて規則的にプリコーディング行列を切り替える場合を考える。図２７において特徴的な点は、周波数軸方向にシンボルを順に並べているが、時間軸方向に進めた場合、サイクリックにｎ（図２７の例ではｎ＝１）シンボルサイクリックシフトさせている点である。図２７における周波数軸方向のシンボル群２７１０に示した４シンボルにおいて、式（３７）～式（４０）のプリコーディング行列の切り替えを行うものとする。

　このとき、＃０のシンボルでは式（３７）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃１では式（３８）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃２では式（３９）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃３では式（４０）のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。

　周波数軸方向のシンボル群２７２０についても同様に、＃４のシンボルでは式（３７）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃５では式（３８）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃６では式（３９）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃７では式（４０）のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。

　時間＄１のシンボルにおいて、上記のようなプリコーディング行列の切り替えを行ったが、時間軸方向において、サイクリックシフトしているため、シンボル群２７０１、２７０２、２７０３、２７０４については以下のようにプリコーディング行列の切り替えを行うことになる。

　時間軸方向のシンボル群２７０１では、＃０のシンボルでは式（３７）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃９では式（３８）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃１８では式（３９）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃２７では式（４０）のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。

　時間軸方向のシンボル群２７０２では、＃２８のシンボルでは式（３７）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃１では式（３８）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃１０では式（３９）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃１９では式（４０）のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。

　時間軸方向のシンボル群２７０３では、＃２０のシンボルでは式（３７）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃２９では式（３８）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃２では式（３９）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃１１では式（４０）のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。

　時間軸方向のシンボル群２７０４では、＃１２のシンボルでは式（３７）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃２１では式（３８）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃３０では式（３９）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃３では式（４０）のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。

　図２７においての特徴は、例えば＃１１のシンボルに着目した場合、同一時刻の周波数軸方向の両隣のシンボル（＃１０と＃１２）は、ともに＃１１とは異なるプリコーディング行列を用いてプリコーディングを行っているとともに、＃１１のシンボルの同一キャリアの時間軸方向の両隣のシンボル（＃２と＃２０）は、ともに＃１１とは異なるプリコーディング行列を用いてプリコーディングを行っていることである。そして、これは＃１１のシンボルに限ったものではなく、周波数軸方向および時間軸方向ともに両隣にシンボルが存在するシンボルすべてにおいて＃１１のシンボルと同様の特徴をもつことになる。これにより、効果的にプリコーディング行列を切り替えていることになり、直接波の定常的な状況に対する影響を受けづらくなるため、データの受信品質が改善される可能性が高くなる。

　図２７では、ｎ＝１として説明したが、これに限ったものではなく、ｎ＝３としても同様に実施することができる。また、図２７では、周波数軸にシンボルを並べ、時間が軸方向にすすむ場合、シンボルの配置の順番をサイクリックシフトするという特徴を持たせることで、上記の特徴を実現したが、シンボルをランダム（規則的であってもよい）に配置することで上記特徴を実現するような方法もある。

　（実施の形態２）
　実施の形態１では、図６に示すようなプリコーディングウェイトを規則的に切り替える場合について説明したが、本実施の形態では、図６のプリコーディングウェイトとは異なる具体的なプリコーディングウェイトの設計方法について説明する。

　図６では、式（３７）～式（４０）のプリコーディングウェイトを切り替える方法を説明した。これを一般化した場合、プリコーディングウェイトは以下のように変更することができる。（ただし、プリコーディングウェイトの切り替え周期は４とし、式（３７）～式（４０）と同様の記載を行う。）
シンボル番号４ｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号４ｉ＋１のとき：

シンボル番号４ｉ＋２のとき：

シンボル番号４ｉ＋３のとき：

　そして、式（３６）および式（４１）から、受信ベクトルをＲ（ｔ）＝（ｒ１（ｔ），ｒ２（ｔ））^Ｔを以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号４ｉのとき：

シンボル番号４ｉ＋１のとき：

シンボル番号４ｉ＋２のとき：

シンボル番号４ｉ＋３のとき：

　このとき、チャネル要素ｈ_１１（ｔ）、ｈ_１２（ｔ）、ｈ_２１（ｔ）、ｈ_２２（ｔ）において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式（４６）～式（４９）は以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号４ｉのとき：

シンボル番号４ｉ＋１のとき：

シンボル番号４ｉ＋２のとき：

シンボル番号４ｉ＋３のとき：

　ただし、式（５０）～式（５３）において、Ａは正の実数であり、ｑは複素数であるものとする。このＡ及びｑの値は、送信装置と受信装置との位置関係に応じて決まる。そして、式（５０）～式（５３）を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号４ｉのとき：

シンボル番号４ｉ＋１のとき：

シンボル番号４ｉ＋２のとき：

シンボル番号４ｉ＋３のとき：

　すると、ｑが以下のようにあらわされるとき、ｒ１、ｒ２に、ｓ１またはｓ２のいずれか一方に基づく信号成分が含まれなくなるため、ｓ１、ｓ２のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号４ｉのとき：

シンボル番号４ｉ＋１のとき：

シンボル番号４ｉ＋２のとき：

シンボル番号４ｉ＋３のとき：

　このとき、シンボル番号４ｉ、４ｉ＋１、４ｉ＋２、４ｉ＋３において、ｑが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、ｑの値が上記の同一解と等しいチャネル要素を有する受信装置は、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、ｑが同一の解をもたないためには、ｑの２つの解のうち、δを含まない方の解に着目すると、式（５８）～式（６１）から、以下の条件が必要となる。

（ｘは０，１，２，３であり、ｙは０，１，２，３であり、ｘ≠ｙである。）
 
条件＃１を満たす例として、
（例＃１）
＜１＞　θ_１１（４ｉ）＝θ_１１（４ｉ＋１）＝θ_１１（４ｉ＋２）＝θ_１１（４ｉ＋３）＝０ラジアン
とし、
＜２＞　θ_２１（４ｉ）＝０ラジアン
＜３＞　θ_２１（４ｉ＋１）＝π／２ラジアン
＜４＞　θ_２１（４ｉ＋２）＝πラジアン
＜５＞　θ_２１（４ｉ＋３）＝３π／２ラジアン
と設定する方法が考えられる。（上記は例であり、（θ_２１（４ｉ），θ_２１（４ｉ＋１），θ_２１（４ｉ＋２），θ_２１（４ｉ＋３））のセットには、０ラジアン、π／２ラジアン、πラジアン、３π／２ラジアンが一つずつ存在すればよい。）このとき、特に、＜１＞の条件があると、ベースバンド信号ｓ１（ｔ）に対し、信号処理（回転処理）を与える必要がないため、回路規模の削減を図ることができるという利点がある。別の例として、
（例＃２）
＜６＞　θ_１１（４ｉ）＝０ラジアン
＜７＞　θ_１１（４ｉ＋１）＝π／２ラジアン
＜８＞　θ_１１（４ｉ＋２）＝πラジアン
＜９＞　θ_１１（４ｉ＋３）＝３π／２ラジアン
とし、
＜１０＞　θ_２１（４ｉ）＝θ_２１（４ｉ＋１）＝θ_２１（４ｉ＋２）＝θ_２１（４ｉ＋３）＝０　ラジアン
と設定する方法も考えられる。（上記は例であり、（θ_１１（４ｉ），θ_１１（４ｉ＋１），θ_１１（４ｉ＋２），θ_１１（４ｉ＋３））のセットには、０ラジアン、π／２ラジアン、πラジアン、３π／２ラジアンが一つずつ存在すればよい。）このとき、特に、＜６＞の条件があると、ベースバンド信号ｓ２（ｔ）に対し、信号処理（回転処理）を与える必要がないため、回路規模の削減を図ることができるという利点がある。さらに別の例として、以下をあげる。
（例＃３）
＜１１＞　θ_１１（４ｉ）＝θ_１１（４ｉ＋１）＝θ_１１（４ｉ＋２）＝θ_１１（４ｉ＋３）＝０　ラジアン
とし、
＜１２＞　θ_２１（４ｉ）＝０ラジアン
＜１３＞　θ_２１（４ｉ＋１）＝π／４ラジアン
＜１４＞　θ_２１（４ｉ＋２）＝π／２ラジアン
＜１５＞　θ_２１（４ｉ＋３）＝３π／４ラジアン
（上記は例であり、（θ_２１（４ｉ），θ_２１（４ｉ＋１），θ_２１（４ｉ＋２），θ_２１（４ｉ＋３））のセットには、０ラジアン、π／４ラジアン、π／２ラジアン、３π／４ラジアンが一つずつ存在すればよい。）
（例＃４）
＜１６＞　θ_１１（４ｉ）＝０ラジアン
＜１７＞　θ_１１（４ｉ＋１）＝π／４ラジアン
＜１８＞　θ_１１（４ｉ＋２）＝π／２ラジアン
＜１９＞　θ_１１（４ｉ＋３）＝３π／４ラジアン
とし、
＜２０＞　θ_２１（４ｉ）＝θ_２１（４ｉ＋１）＝θ_２１（４ｉ＋２）＝θ_２１（４ｉ＋３）＝０　ラジアン
（上記は例であり、（θ_１１（４ｉ），θ_１１（４ｉ＋１），θ_１１（４ｉ＋２），θ_１１（４ｉ＋３））のセットには、０ラジアン、π／４ラジアン、π／２ラジアン、３π／４ラジアンが一つずつ存在すればよい。）
 なお、４つの例をあげたが、条件＃１を満たす方法はこれに限ったものではない。

　次に、θ_１１、θ_１２のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについては、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを０ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。

　この場合、δに対し、π／２ラジアン≦｜δ｜≦πラジアン、とすると、特に、ＬＯＳ環境において、良好な受信品質を得ることができる。

　ところで、シンボル番号４ｉ、４ｉ＋１、４ｉ＋２、４ｉ＋３において、それぞれ、悪い受信品質となるｑは２点存在する。したがって、２×４＝８点の点が存在することになる。ＬＯＳ環境において、特定の受信端末において受信品質が劣化することを防ぐためには、これら８点がすべて異なる解であるとよい。この場合、＜条件＃１＞に加え、＜条件＃２＞の条件が必要となる。

　加えて、これら８点の位相が均一に存在するとよい。（直接波の位相は、一様分布となる可能性が高いと考えられるので）以下では、この要件を満たすδの設定方法について説明する。

　（例＃１）（例＃２）の場合、δを±３π／４ラジアンと設定することで、受信品質の悪い点を、位相が均一に存在するようになる。例えば、（例＃１）とし、δを３π／４ラジアンとすると、（Ａは正の実数とする）図２０のように、４スロットに１回受信品質が悪くなる点が存在する。（例＃３）（例＃４）の場合、δを±πラジアンと設定することで、受信品質の悪い点を、位相が均一に存在するようになる。例えば、（例＃３）とし、δをπラジアンとすると図２１のように、４スロットに１回受信品質が悪くなる点が存在する。（チャネル行列Ｈにおける要素ｑが、図２０、図２１に示す点に存在すると、受信品質が劣化することになる。）
　以上のようにすることで、ＬＯＳ環境において、良好な受信品質を得ることができる。上記では、４スロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する例で説明したが、以下では、Ｎスロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する場合について説明する。実施の形態１、および、上述の説明と同様に考えると、シンボル番号に対し、以下であらわされるような処理を行うことになる。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

 

よって、ｒ１、ｒ２は以下のようにあらわされる。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

　このとき、チャネル要素ｈ_１１（ｔ）、ｈ_１２（ｔ）、ｈ_２１（ｔ）、ｈ_２２（ｔ）において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式（６６）～式（６９）は以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

　ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

　ただし、式（７０）～式（７３）において、Ａは実数であり、ｑは複素数であるものとする。このＡ及びｑの値は、送信装置と受信装置との位置関係に応じて決まる。そして、式（７０）～式（７３）を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

　ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

　すると、ｑが以下のようにあらわされるとき、ｒ１、ｒ２に、ｓ１またはｓ２のいずれか一方に基づく信号成分が含まれなくなるため、ｓ１、ｓ２のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

　このとき、シンボル番号Ｎｉ～Ｎｉ＋Ｎ－１において、ｑが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、ｑの値が上記の同一解と等しい受信装置は、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、ｑが同一の解をもたないためには、ｑの２つの解のうち、δを含まないほうの解に着目すると、式（７８）～式（８１）から、以下の条件が必要となる。

（ｘは０，１，２，・・・，Ｎ－２，Ｎ－１であり、ｙは０，１，２，・・・，Ｎ－２，Ｎ－１であり、ｘ≠ｙである。）
 
　次に、θ_１１、θ_１２のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについては、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを０ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。

　この場合、４スロット周期でプリコーディングウェイトを変更する方法のときと同様に、δに対し、π／２ラジアン≦｜δ｜≦πラジアン、とすると、特に、ＬＯＳ環境において、良好な受信品質を得ることができる。

　シンボル番号Ｎｉ～Ｎｉ＋Ｎ－１において、それぞれ、悪い受信品質となるｑは２点存在する、したがって、２Ｎ点の点が存在することになる。ＬＯＳ環境において、良好な特性を得るためには、これら２Ｎ点がすべて異なる解であるとよい。この場合、＜条件＃３＞に加え、＜条件＃４＞の条件が必要となる。

　加えて、これら２Ｎ点の位相が均一に存在するとよい。（各受信装置における直接波の位相は、一様分布となる可能性が高いと考えられるので）
　以上のように、ＭＩＭＯ伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なＬＯＳ環境において、従来の空間多重ＭＩＭＯ伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。

　本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態１で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態１と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。

　また、本実施の形態では、実施の形態１と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態１で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイト変更方法しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。

　（実施の形態３）
　実施の形態１、実施の形態２では、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方式において、プリコーディングウェイトの行列の各要素の振幅が等しい場合について説明したが、本実施の形態では、この条件を満たさない例について説明する。

　実施の形態２と対比するために、Ｎスロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する場合について説明する。実施の形態１、および、実施の形態２と同様に考えると、シンボル番号に対し、以下であらわされるような処理を行うことになる。ただし、βは正の実数とし、β≠１とする。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

　よって、ｒ１、ｒ２は以下のようにあらわされる。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

　ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

　このとき、チャネル要素ｈ_１１（ｔ）、ｈ_１２（ｔ）、ｈ_２１（ｔ）、ｈ_２２（ｔ）において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式（８６）～式（８９）は以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

　ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

　ただし、式（９０）～式（９３）において、Ａは実数であり、ｑは複素数であるものとする。そして、式（９０）～式（９３）を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

　ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

　すると、ｑが以下のようにあらわされるとき、ｓ１、ｓ２のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

　このとき、シンボル番号Ｎｉ～Ｎｉ＋Ｎ－１において、ｑが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、ｑが同一の解をもたないためには、ｑの２つの解のうち、δを含まないほうの解に着目すると、式（９８）～式（１０１）から、以下の条件が必要となる。

（ｘは０，１，２，・・・，Ｎ－２，Ｎ－１であり、ｙは０，１，２，・・・，Ｎ－２，Ｎ－１であり、ｘ≠ｙである。）
 
　次に、θ_１１、θ_１２のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについては、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを０ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。

　この場合、４スロット周期でプリコーディングウェイトを変更する方法のときと同様に、δに対し、π／２ラジアン≦｜δ｜≦πラジアン、とすると、特に、ＬＯＳ環境において、良好な受信品質を得ることができる。

　シンボル番号Ｎｉ～Ｎｉ＋Ｎ－１において、それぞれ、悪い受信品質となるｑは２点存在する、したがって、２Ｎ点の点が存在することになる。ＬＯＳ環境において、良好な特性を得るためには、これら２Ｎ点がすべて異なる解であるとよい。この場合、＜条件＃５＞に加え、βは正の実数とし、β≠１であることを考慮すると、＜条件＃６＞の条件が必要となる。

　以上のように、ＭＩＭＯ伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なＬＯＳ環境において、従来の空間多重ＭＩＭＯ伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。

　本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態１で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態１と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。

　また、本実施の形態では、実施の形態１と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態１で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイト変更方法しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。

　（実施の形態４）
　実施の形態３では、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方式において、プリコーディングウェイトの行列の各要素の振幅を１とβの２種類の場合を例に説明した。

　なお、ここでは、

は無視している。

　
　続いて、βの値をスロットで切り替える場合の例について説明する。
実施の形態３と対比するために、２×Ｎスロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する場合について説明する。

　実施の形態１、実施の形態２、実施の形態３と同様に考えると、シンボル番号に対し、以下であらわされるような処理を行うことになる。ただし、βは正の実数とし、β≠１とする。また、αは正の実数とし、α≠βとする。
シンボル番号２Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号２Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号２Ｎｉ＋２Ｎ－１のとき：

よって、ｒ１、ｒ２は以下のようにあらわされる。
シンボル番号２Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号２Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号２Ｎｉ＋２Ｎ－１のとき：

　このとき、チャネル要素ｈ_１１（ｔ）、ｈ_１２（ｔ）、ｈ_２１（ｔ）、ｈ_２２（ｔ）において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式（１１０）～式（１１７）は以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号２Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号２Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎのとき（ｉは０以上の整数とする）：

　ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号２Ｎｉ＋２Ｎ－１のとき：

　ただし、式（１１８）～式（１２５）において、Ａは実数であり、ｑは複素数であるものとする。そして、式（１１８）～式（１２５）を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号２Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号２Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号２Ｎｉ＋２Ｎ－１のとき：

　すると、ｑが以下のようにあらわされるとき、ｓ１、ｓ２のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号２Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

シンボル番号２Ｎｉ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号２Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎのとき（ｉは０以上の整数とする）：

シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋１のとき：

　これを一般化すると以下のようになる。
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

　そして、シンボル番号２Ｎｉ＋２Ｎ－１のとき：

　このとき、シンボル番号２Ｎｉ～２Ｎｉ＋Ｎ－１において、ｑが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、ｑが同一の解をもたないためには、ｑの２つの解のうち、δを含まないほうの解に着目すると、式（１３４）～式（１４１）および、α≠βより、＜条件＃７＞または＜条件＃８＞が必要となる。

 

　このとき、＜条件＃８＞は、実施の形態１～実施の形態３で述べた条件と、同様の条件であるが、＜条件＃７＞は、α≠βであるが故に、ｑの２つの解のうち、δを含まないほうの解は、異なる解を持つことになる。

　次に、θ_１１、θ_１２のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについては、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを０ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。

　この場合、４スロット周期でプリコーディングウェイトを変更する方法のときと同様に、δに対し、π／２ラジアン≦｜δ｜≦πラジアン、とすると、特に、ＬＯＳ環境において、良好な受信品質を得ることができる。

　シンボル番号２Ｎｉ～２Ｎｉ＋２Ｎ－１において、それぞれ、悪い受信品質となるｑは２点存在する、したがって、４Ｎ点の点が存在することになる。ＬＯＳ環境において、良好な特性を得るためには、これら４Ｎ点がすべて異なる解であるとよい。このとき、振幅に着目すると、＜条件＃７＞または＜条件＃８＞に対して、α≠βであるので以下の条件が必要となる。

 

　以上のように、ＭＩＭＯ伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なＬＯＳ環境において、従来の空間多重ＭＩＭＯ伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。

　本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態１で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態１と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。

　また、本実施の形態では、実施の形態１と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態１で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。

　（実施の形態５）
　実施の形態１～実施の形態４では、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法について説明したが、本実施の形態では、その変形例について説明する。

　実施の形態１～実施の形態４では、プリコーディングウェイトを図６のように規則的に切り替える方法について説明した。本実施の形態では、図６とは異なる規則的にプリコーディングウェイトを切り替える方法について説明する。

　図６と同様に、４つの異なるプリコーディングウェイト（行列）を切り替える方式で、図６とは異なる切り替え方法に関する図を図２２に示す。図２２において、４つの異なるプリコーディングウェイト（行列）をＷ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４とあらわすものとする。（例えば、Ｗ１を式（３７）におけるプリコーディングウェイト（行列）、Ｗ２を式（３８）におけるプリコーディングウェイト（行列）、Ｗ３を式（３９）におけるプリコーディングウェイト（行列）、Ｗ４を式（４０）におけるプリコーディングウェイト（行列）とする。）そして、図３と図６と同様に動作するものについては同一符号を付している。図２２において、固有な部分は、
・第１の周期２２０１、第２の周期２２０２、第３の周期２２０３、・・・はすべて、４スロットで構成されている。
・４スロットではスロットごとに異なるプリコーディングウェイト行列、つまり、Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４をそれぞれ１度用いる。
・第１の周期２２０１、第２の周期２２０２、第３の周期２２０３、・・・において、必ずしもＷ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４の順番を同一とする必要がない。
である。これを実現するために、プリコーディングウェイト生成部２２００は重み付け方法に関する信号を入力とし、各周期における順番にしたがったプリコーディングウェイトに関する情報２２１０を出力する。そして、重み付け合成部６００は、この信号と、ｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）を入力とし、重み付け合成を行い、ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）を出力する。

　図２３は、上述のプリコーディング方法に対し、図２２とは重み付け合成方法を示している。図２３において、図２２の異なる点は、重み付け合成部以降に並び換え部を配置し、信号の並び換えを行うことで、図２２と同様な方法を実現している点である。

　図２３において、プリコーディングウェイト生成部２２００は、重み付け方法に関する情報３１５を入力とし、プリコーディングウェイトＷ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４、Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４_、・・・の順にプリコーディングウェイトの情報２２１０を出力する。したがって、重み付け合成部６００は、プリコーディングウェイトＷ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４、Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４・・・の順にプリコーディングウェイトを用い、プリコーディング後の信号２３００Ａ、２３００Ｂを出力する。

　並び替え部２３００は、プリコーディング後の信号２３００Ａ、２３００Ｂを入力とし、図２３の第１の周期２２０１、第２の周期２２０２、第３の周期２２０３の順番となるように、プリコーディング後の信号２３００Ａ、２３００Ｂについて並び換えを行い、ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）を出力する。

　なお、上述では、プリコーディングウェイトの切り替え周期を図６と比較するために４として説明したが、実施の形態１～実施の形態４のように、周期４以外のときでも同様に実施することが可能である。

　また、実施の形態１～実施の形態４、および、上述のプリコーディング方法において、周期内では、δ、βの値をスロットごとに同一であるとして説明したが、スロットごとにδ、βの値を切り替えるようにしてもよい。

　以上のように、ＭＩＭＯ伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なＬＯＳ環境において、従来の空間多重ＭＩＭＯ伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。

　本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態１で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態１と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。

　また、本実施の形態では、実施の形態１と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態１で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸－時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイト変更方法しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。

　（実施の形態６）
　実施の形態１～４において、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法について述べたが、本実施の形態では、実施の形態１～４で述べた内容を含め、再度、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法について説明する。

　ここでは、まず、LOS環境を考慮した、通信相手からのフィードバックが存在しないプリコーディングを適用した空間多重型の2x2MIMOシステムのプリコーディング行列の設計方法について述べる。

　図３０は、通信相手からのフィードバックが存在しないプリコーディングを適用した空間多重型の2x2MIMOシステムモデルを示している。情報ベクトルzは、符号化およびインタリーブが施される。そして、インタリーブの出力として、符号化後ビットのベクトルu(p)=(u₁(p),u₂(p))が得られる（pはスロット時間である。）。ただし、u_i(p)=(u_i1(p)…,u_ih(p))とする（h:シンボル当たりの送信ビット数）。変調後（マッピング後）の信号をs(p)=(s1(p),s2(p))^Tとすると、プリコーディング行列をF(p)とするとプリコーディング後の信号x(p)=(x₁(p),x₂(p))^Tは次式であらわされる。

　したがって、受信ベクトルをy(p)=(y₁(p), y₂(p))^Tとすると、次式であらわされる。

　このとき、H(p)はチャネル行列、n(p)=(n₁(p),n₂(p))^Tはノイズベクトルであり、n_i(p)は平均値0、分散σ²のi.i.d.複素ガウス雑音である。そして、ライスファクタをKとしたとき、上式は、以下のようにあらわすことができる。

　このとき、H_d(p)は直接波成分のチャネル行列、H_s(p)は散乱波成分のチャネル行列である。したがって、チャネル行列H(p)を以下のようにあらわす。

　式（１４５）において、直接波の環境は通信機同士の位置関係で一意に決定すると仮定し、直接波成分のチャネル行列H_d(p)は時間的には変動がないものとする。また、直接波成分のチャネル行列H_d(p)において、送信アンテナ間隔と比較し、送受信機間の距離が十分長い環境となる可能性が高いため、直接波成分のチャネル行列は正則行列であるものとする。したがって、チャネル行列H_d(p)を以下のようにあらわすものとする。

　ここで、Aは正の実数であり、qは複素数であるものとする。以下では、LOS環境を考慮した、通信相手からのフィードバックが存在しないプリコーディングを適用した空間多重型の2x2MIMOシステムのプリコーディング行列の設計方法について述べる。

　式（１４４），（１４５）から、散乱波を含んだ状態での解析は困難であることから、散乱波を含んだ状態で適切なフィードバックなしのプリコーディング行列を求めるのは困難となる。加えて、NLOS環境では、LOS環境と比較し、データの受信品質の劣化が少ない。したがって、LOS環境での適切なフィードバックなしのプリコーディング行列の設計方法（時間とともにプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列）について述べる。

　上述したように、式（１４４），（１４５）から、散乱波を含んだ状態での解析は困難であることから、直接波のみの成分を含むチャネル行列において、適切なプリコーディング行列を求めることにする。したがって、式（１４４）において、チャネル行列が直接波のみの成分を含む場合を考える。したがって、式（１４６）から、次式を考える。

　ここで、プリコーディング行列として、ユニタリ行列を用いるものとする。したがって、プリコーディング行列を以下のようにあらわす。

　このときλは固定値である。したがって、式（１４７）は、以下のようにあらわすことができる。

　式（１４９）からわかるように、受信機がZF（zero forcing）やMMSE（minimum mean squared error）の線形演算を行った場合、s1(p), s2(p)によって送信したビットを判定することはできない。このことから、実施の形態１で述べたような反復APP（または、反復Max-log APP）またはAPP（または、Max-log APP）を行い（以降ではML（Maximum Likelihood）演算とよぶ）、s1(p), s2(p)で送信した各ビットの対数尤度比を求め、誤り訂正符号における復号を行うことになる。したがって、ML演算を行う受信機に対するLOS環境での適切なフィードバックなしのプリコーディング行列の設計方法について説明する。

　式（１４９）におけるプリコーディングを考える。1行目の右辺、および、左辺にe^-jΨを乗算し、同様に、2行目の右辺、および、左辺にe^-jΨを乗算する。すると、次式のようにあらわされる。

　e^-jΨy₁(p), e^-jΨy₂(p), e^-jΨqをそれぞれy₁(p), y₂(p), qと再定義し、また、e^-jΨn(p)=(e^-jΨn₁(p), e^-jΨn₂(p))^Tとなり、e^-jΨn₁(p), e^-jΨn₂(p)は平均値0、分散σ²のi.i.d.（independent identically distributed）複素ガウス雑音となるので、e^-jΨn(p)をn(p)と再定義する。すると、式（１５０）を式（１５１）のようにしても一般性は失われていない。

　次に、式（１５１）を理解しやすいように式（１５２）のように変形する。

　このとき、受信信号点と受信候補信号点とのユークリッド距離の最小値をd_min ²としたとき、d_min ²がゼロという最小値をとる劣悪点であるとともに、s1(p)で送信するすべてのビット、または、s2(p)で送信するすべてのビットが消失するという劣悪な状態となるqが2つ存在する。

　式（１５２）においてs1(p)が存在しない場合：

　式（１５２）においてs2(p)が存在しない場合：

　（以降では、式（１５３），（１５４）を満たすqをそれぞれ「s1, s2の受信劣悪点」と呼ぶ）
　式（１５３）を満たすとき、s1(p)により送信したビットすべてが消失しているためs1(p)により送信したビットすべての受信対数尤度比を求めることができず、式（１５４）を満たすとき、s2(p)により送信したビットすべてが消失しているためs2(p)により送信したビットすべての受信対数尤度比を求めることができない。

　ここで、プリコーディング行列を切り替えない場合の放送・マルチキャスト通信システムを考える。このとき、プリコーディング行列を切り替えないプリコーディング方式を用いて変調信号を送信する基地局あり、基地局が送信した変調信号を受信する端末が複数（Γ個）存在するシステムモデルを考える。

　基地局・端末間の直接波の状況は、時間による変化は小さいと考えられる。すると、式（１５３），（１５４）から、式（１５５）または式（１５６）の条件にあてはまるような位置にあり、ライスファクタが大きいLOS環境にある端末は、データの受信品質が劣化するという現象に陥る可能性がある。したがって、この問題を改善するためには、時間的にプリコーディング行列を切り替える必要がある。

　そこで、時間周期をNスロットとし、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法（以降ではプリコーディングホッピング方法と呼ぶ）を考える。

　時間周期Nスロットのために、式（１４８）に基づくN種類のプリコーディング行列F[i]を用意する（i=0,1,…,N-1）。このとき、プリコーディング行列F[i]を以下のようにあらわす。

　ここで、αは時間的に変化しないものとし、λも時間的に変化しないものとする（変化させてもよい。）。

　そして、実施の形態１と同様に、時点（時刻）N×k+i（kは0以上の整数、i=0,1,…,N-1）の式(142)におけるプリコーディング後の信号x(p= N×k+i)を得るために用いられるプリコーディング行列がF[i]となる。これについては、以降でも同様である。

　このとき、式 （１５３），（１５４）に基づき、以下のようなプリコーディングホッピングのプリコーディング行列の設計条件が重要となる。

　＜条件＃１０＞により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにおいて、s1の受信劣悪点をとるスロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s1(p)で送信したビットの対数尤度比を得ることができる。同様に、＜条件＃１１＞により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにおいて、s2の受信劣悪点をとるスロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s2(p)で送信したビットの対数尤度比を得ることができる。

　このように、＜条件＃１０＞、＜条件＃１１＞のプリコーディング行列の設計規範を与えることで、s1(p)で送信したビットの対数尤度比が得られるビット数、および、s2(p)で送信したビットの対数尤度比が得られるビット数をΓ個の端末すべてにおいて一定数以上に保証することで、Γ個の端末すべてにおいて、ライスファクタが大きいLOS環境でのデータ受信品質の劣化を改善することを考える。

　以下では、プリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を記載する。

　直接波の位相の確率密度分布は[0 2π]の一様分布であると考えることができる。したがって、式（１５１），（１５２）におけるqの位相の確率密度分布も[0 2π]の一様分布であると考えることができる。よって、qの位相のみが異なる同一のLOS環境において、Γ個の端末に対し、可能な限り公平なデータの受信品質を与えるための条件として、以下を与える。
＜条件＃１２＞
　時間周期Nスロットのプリコーディングホッピング方法を用いた場合、時間周期内のNにおいて、s1の受信劣悪点を位相に対し一様分布となるように配置し、かつ、s2の受信劣悪点を位相に対し一様分布となるように配置する。

　そこで、＜条件＃１０＞から＜条件＃１２＞に基づくプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を説明する。式（１５７）のプリコーディング行列のα＝1.0とする。
（例＃５）
　時間周期N=8とし、＜条件＃１０＞から＜条件＃１２＞を満たすために、次式のような時間周期N=8のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える。

　ただし、ｊは虚数単位であり、i=0,1,…,7である。式（１６０）のかわりに式（１６１）と与えてもよい（λ、θ₁₁[i]は時間的に変化しないものとする（変化してもよい）。）。

　したがって、s1, s2の受信劣悪点は図３１(a)(b)のようになる。（図３１において、横軸は実軸、縦軸は虚軸となる。）また、式（１６０）、式（１６１）のかわりに式（１６２）、式（１６３）と与えてもよい（i=0,1,…,7）（λ、θ₁₁[i]は時間的に変化しないものとする（変化してもよい）。）。

　次に、条件１２とは異なる、qの位相のみが異なる同一のLOS環境において、Γ個の端末に対し、可能な限り公平なデータの受信品質を与えるための条件として、以下を与える。
＜条件＃１３＞
　時間周期Nスロットのプリコーディングホッピング方法を用いた場合、

の条件を付加し、また、時間周期内のNにおいて、s1の受信劣悪点を位相とs2の受信劣悪点を位相に対し、一様分布となるように配置する。

　そこで、＜条件＃１０＞, ＜条件＃１１＞, ＜条件＃１３＞に基づくプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を説明する。式（１５７）のプリコーディング行列のα＝1.0とする。
（例＃６）
　時間周期N=4とし、次式のような時間周期N=4のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える。

　ただし、ｊは虚数単位であり、i=0,1,2,3である。式（１６５）のかわりに式（１６６）と与えてもよい（λ、θ₁₁[i]は時間的に変化しないものとする（変化してもよい）。）。

　したがって、s1, s2の受信劣悪点は図３２のようになる。（図３２において、横軸は実軸、縦軸は虚軸となる。）また、式（１６５）、式（１６６）のかわりに式（１６７）、式（１６８）と与えてもよい（i=0,1,2,3）（λ、θ₁₁[i]は時間的に変化しないものとする（変化してもよい）。）。

　次に、非ユニタリ行列を用いたプリコーディングホッピング方法について述べる。

　式（１４８）に基づき、本検討で扱うプリコーディング行列を以下のようにあらわす。

　すると、式（１５１），（１５２）に相当する式は、次式のようにあらわされる。

　このとき、受信信号点と受信候補信号点とのユークリッド距離の最小値d_min ²がゼロとなるqが2つ存在する。

　式（１７１）においてs1(p)が存在しない場合：

　式（１７１）においてs2(p)が存在しない場合：

　時間周期Nのプリコーディングホッピング方法において、式（１６９）を参考にし、N種類のプリコーディング行列F[i]を以下のようにあらわす。

　ここで、αおよびδは時間的に変化しないものとする。このとき、式(34), (35)に基づき、以下のようなプリコーディングホッピングのプリコーディング行列の設計条件を与える。

（例＃７）
　式（１７４）のプリコーディング行列のα＝1.0とする。そして、時間周期N=16とし、＜条件＃１２＞, ＜条件＃１４＞, ＜条件＃１５＞を満たすために、次式のような時間周期N=16のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える。

　i=0,1,…,7のとき：

　i=8,9,…,15のとき：

　また、式（１７７）、式（１７８）と異なるプリコーディング行列として、以下のように与えることができる。

　i=0,1,…,7のとき：

　i=8,9,…,15のとき：

　したがって、s1, s2の受信劣悪点は図３３(a)(b)のようになる。

　（図３３において、横軸は実軸、縦軸は虚軸となる。）また、式（１７７）、式（１７８）および式（１７９）、式（１８０）のかわりに以下のようにプリコーディング行列を与えても良い。

　i=0,1,…,7のとき：

　i=8,9,…,15のとき：

　または、
　i=0,1,…,7のとき：

　i=8,9,…,15のとき：

（また、式（１７７）～（１８４）において、７π／８を－７π／８としてもよい。）
　次に、＜条件＃１２＞とは異なる、qの位相のみが異なる同一のLOS環境において、Γ個の端末に対し、可能な限り公平なデータの受信品質を与えるための条件として、以下を与える。
＜条件＃１６＞
　時間周期Nスロットのプリコーディングホッピング方法を用いた場合、

の条件を付加し、また、時間周期内のNにおいて、s1の受信劣悪点を位相とs2の受信劣悪点を位相に対し、一様分布となるように配置する。

　そこで、＜条件＃１４＞, ＜条件＃１５＞, ＜条件＃１６＞に基づくプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を説明する。式（１７４）のプリコーディング行列のα＝1.0とする。
（例＃８）
　時間周期N=8とし、次式のような時間周期N=8のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える。

　ただし、i=0,1,…,7である。

　また、式（１８６）と異なるプリコーディング行列として、以下のように与えることができる（i=0,1,…,7）（λ、θ₁₁[i]は時間的に変化しないものとする（変化してもよい）。）。

　したがって、s1, s2の受信劣悪点は図３４のようになる。また、式（１８６）、式（１８７）のかわりに以下のようにプリコーディング行列を与えても良い（i=0,1,…,7）（λ、θ₁₁[i]は時間的に変化しないものとする（変化してもよい）。）。

　または、

（また、式（１８６）～式（１８９）において、７π／８を－７π／８としてもよい。）
　次に、式（１７４）のプリコーディング行列において、α≠1とし、受信劣悪点同士の複素平面における距離の点を考慮した（例＃７）, （例＃８）と異なるプリコーディングホッピング方法について考える。

　ここでは、式（１７４）の時間周期Nのプリコーディングホッピング方法を扱っているが、このとき、＜条件＃１４＞により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにおいて、s1の受信劣悪点をとるスロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s1(p)で送信したビットの対数尤度比を得ることができる。同様に、＜条件＃１５＞により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにおいて、s2の受信劣悪点をとるスロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s2(p)で送信したビットの対数尤度比を得ることができる。

　したがって、時間周期Nは大きい値にした方が、対数尤度比を得ることができるスロット数が大きくなることがわかる。

　ところで、実際のチャネルモデルでは、散乱波成分の影響をうけるため、時間周期Nが固定の場合、受信劣悪点の複素平面上の最小距離は可能な限り大きい方が、データの受信品質が向上する可能性があると考えられる。したがって、（例＃７）, （例＃８）において、α≠1とし、（例＃７）, （例＃８）を改良したプリコーディングホッピング方法について考える。まず、理解が容易となる、（例＃８）を改良したプリコーディング方法について述べる。
（例＃９）
　式（１８６）から、（例＃８）を改良した時間周期N=8のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を次式で与える。

　ただし、i=0,1,…,7である。また、式（１９０）と異なるプリコーディング行列として、以下のように与えることができる（i=0,1,…,7）（λ、θ₁₁[i]は時間的に変化しないものとする（変化してもよい）。）。

　または、

　または、

　または、

　または、

　または、

　または、

　したがって、s1, s2の受信劣悪点はα<1.0のとき図３５(a)、α>1.0のとき図３５(b)のようにあらわされる。

　(i)α<1.0のとき
　α<1.0のとき、受信劣悪点の複素平面における最小距離は、受信劣悪点＃1と＃2の距離（d_#1,#2）および、受信劣悪点＃1と＃3の距離（d_#1,#3）に着目すると、min{d_#1,#2, d_#1,#3}とあらわされる。このとき、αとd_#1,#2およびd_#1,#3の関係を図３６に示す。そして、min{d_#1,#2, d_#1,#3}を最も大きくするαは

となる。このときのmin{d_#1,#2, d_#1,#3}は

となる。したがって、式（１９０）～式（１９７）においてαを式（１９８）で与えるプリコーディング方法が有効となる。ただし、αの値を式（１９８）と設定することは、良好なデータの受信品質を得るための一つの適切な方法である。しかし、式（１９８）に近いような値をとるようにαを設定しても、同様に、良好なデータの受信品質を得ることができる可能性がある。したがって、αの設定値は、式（１９８）に限ったものではない。

　(ii)α>1.0のとき
　α>1.0のとき、受信劣悪点の複素平面における最小距離は、受信劣悪点＃4と＃5の距離（d_#4,#5）および、受信劣悪点＃4と＃6の距離（d_#4,#6）に着目すると、min{d_#4,#5, d_#4,#6}とあらわされる。このとき、αとd_#4,#5およびd_#4,#6の関係を図３７に示す。そして、min{d_#4,#5, d_#4,#6}を最も大きくするαは

　となる。このときのmin{d_#4,#5, d_#4,#6}は

　となる。したがって、式（１９０）～式（１９７）においてαを式（２００）で与えるプリコーディング方法が有効となる。ただし、αの値を式（２００）と設定することは、良好なデータの受信品質を得るための一つの適切な方法である。しかし、式（２００）に近いような値をとるようにαを設定しても、同様に、良好なデータの受信品質を得ることができる可能性がある。したがって、αの設定値は、式（２００）に限ったものではない。
（例＃１０）
　（例＃９）の検討から（例＃７）を改良した時間周期N=16のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列は次式で与えることができる（λ、θ₁₁[i]は時間的に変化しないものとする（変化してもよい）。）。

　i=0,1,…,7のとき：

　i=8,9,…,15のとき：

　または、
　i=0,1,…,7のとき：

　i=8,9,…,15のとき：

　または、
　i=0,1,…,7のとき：

　i=8,9,…,15のとき：

　または、
　i=0,1,…,7のとき：

　i=8,9,…,15のとき：

　または、
　i=0,1,…,7のとき：

　i=8,9,…,15のとき：

　または、
　i=0,1,…,7のとき：

　i=8,9,…,15のとき：

　または、
　i=0,1,…,7のとき：

　i=8,9,…,15のとき：

　または、
　i=0,1,…,7のとき：

　i=8,9,…,15のとき：

　ただし、αは式（１９８）または式（２００）となると良好なデータの受信品質を得るのに適している。このとき、s1の受信劣悪点はα<1.0のとき図３８(a)(b)、α>1.0のとき図３９(a)(b)のようにあらわされる。

　本実施の形態では、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法のためのN個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸（または、周波数軸）方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成したN個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態１と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。

　＜条件＃１０＞から＜条件＃１６＞に基づき、例＃５から例＃１０を示したが、プリコーディング行列の切り替え周期を長くするために、例えば、例＃５から例＃１０から複数の例を選び、その選択した例で示したプリコーディング行列を用いて長い周期のプリコーディング行列切り替え方法を実現してもよい。例えば、例＃７で示したプリコーディング行列と例＃１０で示したプリコーディング行列を用いて、長い周期のプリコーディング行列切り替え方法を実現するということになる。この場合、＜条件＃１０＞から＜条件＃１６＞に必ずしもしたがうとはかぎらない。（＜条件＃１０＞の式（１５８）、＜条件＃１１＞の式（１５９）、＜条件＃１３＞の式（１６４）、＜条件＃１４＞の式（１７５）、＜条件＃１５＞の式（１７６）において、「すべてのｘ、すべてのｙ」としているところを「存在することのｘ、存在することのｙ」という条件が、良好な受信品質を与える上で重要となる、ということになる。）別の視点で考えた場合、周期N（Nは大きな自然数とする）のプリコーディング行列切り替え方法において、例＃５から例＃１０のいずれかのプリコーディング行列が含まれると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。
（実施の形態７）
　本実施の形態では、実施の形態１～６で説明した規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法で送信された変調信号を受信する受信装置の構成について説明する。

　実施の形態１では、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を用いて変調信号を送信する送信装置が、プリコーディング行列に関する情報を送信し、受信装置が、その情報に基づき、送信フレームに用いられている規則的なプリコーディング行列切り替え情報を得、プリコーディングの復号、および、検波を行い、送信ビットの対数尤度比を得、その後、誤り訂正復号を行う方法について説明した。

　本実施の形態では、上記とは異なる受信装置の構成、および、プリコーディング行列の切り替え方法について説明する。

　図４０は、本実施の形態における送信装置の構成の一例を示しており、図３と同様に動作するものについては同一符号を付した。符号化器群（４００２）は、送信ビット（４００１）を入力とする。このとき、符号化器群（４００２）は、実施の形態１で説明したように、誤り訂正符号の符号化部を複数個保持しており、フレーム構成信号３１３に基づき、例えば、１つの符号化、２つの符号化器、４つの符号化器のいずれかの数の符号化器が動作することになる。

　１つの符号化器が動作する場合、送信ビット（４００１）は、符号化が行われ、符号化後の送信ビットが得られ、この符号化後の送信ビットを２系統に分配し、分配されたビット（４００３Ａ）および分配されたビット（４００３Ｂ）を符号化器群（４００２）は出力する。

　２つの符号化器が動作する場合、送信ビット（４００１）を２つに分割して（分割ビットＡ、Ｂと名付ける）、第１の符号化器は、分割ビットＡを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットを分配されたビット（４００３Ａ）として出力する。第２の符号化器は、分割ビットＢを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットを分配されたビット（４００３Ｂ）として出力する。

　４つの符号化器が動作する場合、送信ビット（４００１）を４つに分割して（分割ビットＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄと名付ける）、第１の符号化器は、分割ビットＡを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットＡを出力する。第２の符号化器は、分割ビットＢを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットＢを出力する。第３の符号化器は、分割ビットＣを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットＣを出力する。第４の符号化器は、分割ビットＤを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットＤを出力する。そして、符号化後のビットＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄを分配されたビット（４００３Ａ）、分配されたビット（４００３Ｂ）に分割する。

　送信装置は、一例として、以下の表１（表１Ａおよび表１Ｂ）のような送信方法をサポートすることになる。

　表１に示すように、送信信号数（送信アンテナ数）としては、１ストリームの信号の送信と２ストリームの信号の送信をサポートする。また、変調方式はＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭをサポートする。特に、送信信号数が２のとき、ストリーム＃１とストリーム＃２は別々に変調方式を設定することが可能であり、例えば、表１において、「#1: 256QAM, #2: 1024QAM」は「ストリーム＃１の変調方式は２５６ＱＡＭ、ストリーム＃２の変調方式は１０２４ＱＡＭ」ということを示している（他についても同様に表現している）。誤り訂正符号化方式としては、Ａ、Ｂ、Ｃの３種類をサポートしているものとする。このとき、Ａ、Ｂ、Ｃはいずれも異なる符号であってもよいし、Ａ、Ｂ、Ｃは異なる符号化率であってもよいし、Ａ、Ｂ、Ｃは異なるブロックサイズの符号化方法であってもよい。

　表１の送信情報は、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」を定めた各モードに対し、各送信情報を割り当てる。したがって、例えば、「送信信号数：２」「変調方式：＃１：１０２４ＱＡＭ、＃２：１０２４ＱＡＭ」「符号化器数：４」「誤り訂正符号化方法：Ｃ」の場合、送信情報を０１００１１０１と設定する。そして、送信装置は、フレームにおいて、送信情報、および、送信データを伝送する。そして、送信データを伝送する際、特に、「送信信号数」が２のとき、表１にしたがって、「プリコーディング行列切り替え方法」を用いることになる。表１において、「プリコーディング行列切り替え方法」としては、Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈの５種類を用意しておき、この５種類のいずれかを、表１にしたがって、設定することになる。このとき、異なる５種類の実現方法としては、
・プリコーディング行列が異なる５種類を用意し、実現する。
・異なる５種類の周期、例えば、Ｄの周期を４、Ｅの周期を８、・・・、とすることで、実現する。
・異なるプリコーディング行列、異なる周期の両者を併用することで、実現する。
等が考えられる。

　図４１は、図４０の送信装置が送信する変調信号のフレーム構成の一例を示しており、送信装置は、２つの変調信号ｚ１（ｔ）とｚ２（ｔ）を送信するようなモードの設定、および、１つの変調信号を送信するモードの両者の設定が可能であるものとする。

　図４１において、シンボル（４１００）は、表１に示されている「送信情報」を伝送するためのシンボルである。シンボル（４１０１＿１、および、４１０１＿２）は、チャネル推定用のリファレンス（パイロット）シンボルである。シンボル（４１０２＿１、４１０３＿１）は、変調信号ｚ１（ｔ）で送信するデータ伝送用のシンボル、シンボル（４１０２＿２、４１０３＿２）は、変調信号ｚ２（ｔ）で送信するデータ伝送用のシンボルであり、シンボル（４１０２＿１）およびシンボル（４１０２＿２）は同一時刻に同一（共通）周波数を用いて伝送され、また、シンボル（４１０３＿１）およびシンボル（４１０３＿２）は同一時刻に同一（共通）周波数を用いて伝送される。そして、シンボル（４１０２＿１、４１０３＿１）、および、シンボル（４１０２＿２、４１０３＿２）は、実施の形態１～４、および、実施の形態６で説明した規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列演算後のシンボルとなる（したがって、実施の形態１で説明したように、ストリームｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）の構成は、図６のとおりである。）
　さらに、図４１において、シンボル（４１０４）は、表１に示されている「送信情報」を伝送するためのシンボルである。シンボル（４１０５）は、チャネル推定用のリファレンス（パイロット）シンボルである。シンボル（４１０６、４１０７）は、変調信号ｚ１（ｔ）で送信するデータ伝送用のシンボルであり、このとき、変調信号ｚ１（ｔ）で送信するデータ伝送用のシンボルは、送信信号数が１なので、プリコーディングが行われていないことになる。

　よって、図４０の送信装置は、図４１のフレーム構成、および、表１にしたがった変調信号を生成し、送信することになる。図４０において、フレーム構成信号３１３は、表１に基づき設定した「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に関する情報を含んでいることになる。そして、符号化部（４００２）、マッピング部３０６Ａ，Ｂ、重み付け合成部３０８Ａ，Ｂ、は、フレーム構成信号を入力とし、表１に基づき設定した「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に基づく動作を行うことになる。また、設定した「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に相当する「送信情報」についても受信装置に送信することになる。

　受信装置の構成は、実施の形態１と同様図７であらわすことができる。実施の形態１と異なる点は、表１の情報を、送受信装置が予め共有しているため、送信装置が、規則的に切り替えるプリコーディング行列の情報を送信しなくても、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に相当する「送信情報」を送信装置が送信し、受信装置がこの情報を得ることで、表１から、規則的に切り替えるプリコーディング行列の情報を得ることができる、という点である。したがって、図７の受信装置は、制御情報復号部７０９が、図４０の送信装置が送信した「送信情報」を得ることで、表１に相当する情報から、規則的に切り替えるプリコーディング行列の情報を含む送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号７１０を得ることができる。したがって、信号処理部７１１は、送信信号数２のとき、プリコーディング行列の切り替えパターンに基づく検波を行うことができ、受信対数尤度比を得ることができる。

　なお、上述では、表１のように、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に対し、「送信情報」を設定し、これに対し、プリコーディング行列切り替え方法を設定しているが、必ずしも、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に対し、「送信情報」を設定しなくてもよく、例えば、表２のように、「送信信号数」「変調方式」に対し、「送信情報」を設定し、これに対し、プリコーディング行列切り替え方法を設定してもよい。

　ここで、「送信情報」、および、プリコーディング行列切り替え方法の設定方法は、表１や表２に限ったものではなく、プリコーディング行列切り替え方法は、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」等の送信パラメータに基づいて切り替えるように予め規則が決められていれば（送信装置、受信装置で予め決められている規則が共有されていれば）、（つまり、プリコーディング行列切り替え方法を、送信パラメータのいずれか、（または、送信パラメータの複数で構成されたいずれか）によって、切り替えていれば）、送信装置は、プリコーディング行列切り替え方法に関する情報を伝送する必要がなく、受信装置は、送信パラメータの情報を判別することで、送信装置が用いたプリコーディング行列切り替え方法を判別することができるので、的確な復号、検波を行うことができる。なお、表１、表２では、送信変調信号数が２のとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を用いるものとしているが、送信変調信号数が２以上であれば、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を適用することができる。

　したがって、送受信装置が、プリコーディング切り替え方法に関する情報を含む送信パラメータに関する表を共有していれば、送信装置が、プリコーディング切り替え方法に関する情報を送信せず、プリコーディング切り替え方法に関する情報を含まない制御情報を送信し、受信装置が、この制御情報を得ることで、プリコーディング切り替え方法を推定することができることになる。

　以上のように、本実施の形態では、送信装置が、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法に関する直接の情報を送信せずに、受信装置が、送信装置が用いた「規則的にプリコーディング行列を切り替える方法」のプリコーディングに関する情報を推定する方法について、説明した。これにより、送信装置は、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法に関する直接の情報を送信しないので、その分、データの伝送効率が向上するという効果を得ることができる。

　なお、本実施の形態において、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更するときの実施の形態を説明したが、実施の形態１で説明したように、ＯＦＤＭ伝送等のマルチキャリア伝送方式を用いたときでも本実施の形態は同様に実施することができる。

　また、特に、プリコーディング切り替え方法が、送信信号数のみによって変更されているとき、受信装置は、送信装置が送信する送信信号数の情報を得ることで、プリコーディング切り替え方法をしることができる。

　本明細書において、送信装置を具備しているのは、例えば、放送局、基地局、アクセスポイント、端末、携帯電話（ｍｏｂｉｌｅ　ｐｈｏｎｅ）等の通信・放送機器であることが考えられ、このとき、受信装置を具備しているのは、テレビ、ラジオ、端末、パーソナルコンピュータ、携帯電話、アクセスポイント、基地局等の通信機器であることが考えられる。また、本発明における送信装置、受信装置は、通信機能を有している機器であって、その機器が、テレビ、ラジオ、パーソナルコンピュータ、携帯電話等のアプリケーションを実行するための装置に何らかのインターフェースを解して接続できるような形態であることも考えられる。

　また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード、ポストアンブル、リファレンスシンボル等）、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。そして、ここでは、パイロットシンボル、制御情報用のシンボルと名付けているが、どのような名付け方を行ってもよく、機能自体が重要となっている。

　パイロットシンボルは、例えば、送受信機において、ＰＳＫ変調を用いて変調した既知のシンボル（または、受信機が同期をとることによって、受信機は、送信機が送信したシンボルを知ることができてもよい。）であればよく、受信機は、このシンボルを用いて、周波数同期、時間同期、（各変調信号の）チャネル推定（ＣＳＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ　Ｓｔａｔｅ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）の推定）、信号の検出等を行うことになる。

　また、制御情報用のシンボルは、（アプリケーション等の）データ以外の通信を実現するための、通信相手に伝送する必要がある情報（例えば、通信に用いている変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化方式の符号化率、上位レイヤーでの設定情報等）を伝送するためのシンボルである。

　なお、本発明は上記実施の形態１～５に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、上記実施の形態では、通信装置として行う場合について説明しているが、これに限られるものではなく、この通信方法をソフトウェアとして行うことも可能である。

　また、上記では、２つの変調信号を２つのアンテナから送信する方法におけるプリコーディング切り替え方法について説明したが、これに限ったものではなく、４つのマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、４つの変調信号を生成し、４つのアンテナから送信する方法、つまり、Ｎ個のマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、Ｎ個の変調信号を生成し、Ｎ個のアンテナから送信する方法においても同様にプリコーディングウェイト（行列）を変更する、プリコーディング切り替え方法としても同様に実施することができる。

　本明細書では、「プリコーディング」「プリコーディングウェイト」等の用語を用いているが、呼び方自体は、どのようなものでもよく、本発明では、その信号処理自体が重要となる。

　ストリームｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）により、異なるデータを伝送してもよいし、同一のデータを伝送してもよい。

　送信装置の送信アンテナ、受信装置の受信アンテナ、共に、図面で記載されている１つのアンテナは、複数のアンテナにより構成されていても良い。

　なお、例えば、上記通信方法を実行するプログラムを予めＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）に格納しておき、そのプログラムをＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ　Ｕｎｉｔ）によって動作させるようにしても良い。

　また、上記通信方法を実行するプログラムをコンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納し、記憶媒体に格納されたプログラムをコンピュータのＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）に記録して、コンピュータをそのプログラムにしたがって動作させるようにしても良い。

　そして、上記の各実施の形態などの各構成は、典型的には集積回路であるＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）として実現されてもよい。これらは、個別に１チップ化されてもよいし、各実施の形態の全ての構成または一部の構成を含むように１チップ化されてもよい。　ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限られるものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。

　さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適用等が可能性としてあり得る。

 
（実施の形態８）
　本実施の形態では、実施の形態１～４、実施の形態６で説明したプリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法の応用例について、ここでは説明する。

　図６は、本実施の形態における重み付け方法（プリコーディング（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）方法）に関連する図であり、重み付け合成部６００は、図３の重み付け合成部３０８Ａと３０８Ｂの両者を統合した重み付け合成部である。図６に示すように、ストリームｓ１（ｔ）およびストリームｓ２（ｔ）は、図３のベースバンド信号３０７Ａおよび３０７Ｂに相当する、つまり、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどの変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号の同相成分Ｉ、直交成分Ｑとなる。そして、図６のフレーム構成のようにストリームｓ１（ｔ）は、シンボル番号ｕの信号をｓ１（ｕ）、シンボル番号ｕ＋１の信号をｓ１（ｕ＋１）、・・・とあらわす。同様に、ストリームｓ２（ｔ）は、シンボル番号ｕの信号をｓ２（ｕ）、シンボル番号ｕ＋１の信号をｓ２（ｕ＋１）、・・・とあらわす。そして、重み付け合成部６００は、図３におけるベースバンド信号３０７Ａ（ｓ１（ｔ））および３０７Ｂ（ｓ２（ｔ））、重み付け情報に関する情報３１５を入力とし、重み付け情報に関する情報３１５にしたがった重み付け方法を施し、図３の重み付け合成後の信号３０９Ａ（ｚ１（ｔ））、３０９Ｂ（ｚ２（ｔ））を出力する。

　このとき、例えば、実施の形態６における例８の周期N=8のプリコーディング行列切り替え方法を用いた場合、ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）は以下のようにあらわされる。
シンボル番号８ｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位、k=0。
シンボル番号８ｉ＋１のとき：

ただし、k=1。
シンボル番号８ｉ＋２のとき：

ただし、k=2。
シンボル番号８ｉ＋３のとき：

ただし、k=3。
シンボル番号８ｉ＋４のとき：

ただし、k=4。
シンボル番号８ｉ＋５のとき：

ただし、k=5。
シンボル番号８ｉ＋６のとき：

ただし、k=6。
シンボル番号８ｉ＋７のとき：

ただし、k=7。

　ここで、シンボル番号と記載しているが、シンボル番号は時刻（時間）と考えてもよい。他の実施の形態で説明したとおり、例えば、式（２２５）において、時刻８ｉ＋７のｚ１（８ｉ＋７）とｚ２（８ｉ＋７）は、同一時刻の信号であり、かつ、ｚ１（８ｉ＋７）とｚ２（８ｉ＋７）は同一（共通の）周波数を用いて送信装置が送信することになる。つまり、時刻Ｔの信号をｓ１（Ｔ）、ｓ２（Ｔ）、ｚ１（Ｔ）、ｚ２（Ｔ）とすると、何らかのプリコーディング行列とｓ１（Ｔ）およびｓ２（Ｔ）から、ｚ１（Ｔ）およびｚ２（Ｔ）を求め、ｚ１（Ｔ）およびｚ２（Ｔ）は同一（共通の）周波数を用いて（同一時刻（時間）に）送信装置が送信することになる。また、OFDM等のマルチキャリア伝送方式を用いた場合、（サブ）キャリアＬ、時刻Ｔにおけるｓ１、ｓ２、ｚ１、ｚ２に相当する信号をｓ１（Ｔ,Ｌ）、ｓ２（Ｔ,Ｌ）、ｚ１（Ｔ,Ｌ）、ｚ２（Ｔ,Ｌ）とすると、何らかのプリコーディング行列とｓ１（Ｔ,Ｌ）およびｓ２（Ｔ,Ｌ）から、ｚ１（Ｔ,Ｌ）およびｚ２（Ｔ,Ｌ）を求め、ｚ１（Ｔ,Ｌ）およびｚ２（Ｔ,Ｌ）は同一（共通の）周波数を用いて（同一時刻（時間）に）送信装置が送信することになる。

　このとき、αの適切な値として、式（１９８）、または、式（２００）がある。

　本実施の形態では、上記で述べた式（１９０）のプリコーディング行列をもとにし、周期を大きくするプリコーディング切り替え方法について述べる。

　プリコーディング切り替え行列の周期を８Ｍとしたとき、異なるプリコーディング行列８Ｍ個を以下のようにあらわす。

　このとき、i=0,1,2,3,4,5,6,7、k=0,1,・・・, Ｍ-2, Ｍ-1となる。

　例えば、Ｍ＝２としたとき、α＜１とすると、k=0のときのs1の受信劣悪点（○）、および、s2の受信劣悪点（□）は、図４２（ａ）のようにあらわされる。同様に、k=1のときのs1の受信劣悪点（○）、および、s2の受信劣悪点（□）は、図４２（ｂ）のようにあらわされる。このように、式（１９０）のプリコーディング行列をもとにすると、受信劣悪点は図４２（ａ）のようになり、この式（１９０）の右辺の行列の２行目の各要素にｅ^ｊＸを乗算した行列をプリコーディング行列とすることで（式（２２６）参照）、受信劣悪点が図４２（ａ）に対し、回転した受信劣悪点をもつようにする（図４２（ｂ）参照）。（ただし、図４２（ａ）と図４２（ｂ）の受信劣悪点は重なっていない。このように、ｅ^ｊＸを乗算しても、受信劣悪点は重ならないようにするとよい。また、式（１９０）の右辺の行列の２行目の各要素にｅ^ｊＸを乗算するのではなく、式（１９０）の右辺の行列の１行目の各要素にｅ^ｊＸを乗算した行列をプリコーディング行列としてもよい。）このとき、プリコーディング行列F[0]～F[15]は次式であらわされる。

　ただし、i=0,1,2,3,4,5,6,7、k=0,1となる。

　すると、Ｍ＝２のとき、F[0]～F[15]のプリコーディング行列が生成されたことになる（F[0]～F[15]のプリコーディング行列は、どのような順番にならべてもよい。また、F[0]～F[15]の行列がそれぞれ異なる行列であるとよい。）。そして、例えば、シンボル番号１６ｉのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号１６ｉ＋１のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号１６ｉ＋ｈのときF[ｈ]を用いてプリコーディングを行う（ｈ＝０、１、２、・・・、１４、１５）ことになる。（ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。）
　以上をまとめると、式（８２）～式（８５）を参考にし、周期Nのプリコーディング行列を次式であらわす。

　このとき、周期がNであるので、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。そして、式（２２８）をベースとする周期N×Mのプリコーディング行列を次式であらわす。

　このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

　すると、F[0]～F[N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる（F[0]～F[N×M-1]のプリコーディング行列は、周期N×Mどのような順番にならべて使用してもよい。）。そして、例えば、シンボル番号N×M×ｉのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号N×M×ｉ＋１のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号N×M×ｉ＋ｈのときF[ｈ]を用いてプリコーディングを行う（ｈ＝０、１、２、・・・、N×M-2、N×M-1）ことになる。（ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。）
　このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。なお、周期N×Mのプリコーディング行列を式（２２９）のようしたが、前述のように、周期N×Mのプリコーディング行列を次式のようにしてもよい。

　このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

 
　なお、式（２２９）および式（２３０）において、０ラジアン≦δ＜２πラジアンとしたとき、δ＝πラジアンのときユニタリ行列となり、δ≠πラジアンのとき非ユニタリ行列となる。本方式では、π／２ラジアン≦｜δ｜＜πラジアンの非ユニタリ行列のときが一つの特徴的な構成であり（δの条件については、他の実施の形態のときも同様である。）、良好なデータの受信品質が得られることになる。別の構成として、ユニタリ行列の場合もあるが、実施の形態１０や実施の形態１６において、詳しく述べるが、式（２２９）、式（２３０）において、Nを奇数とすると、良好なデータの受信品質を得ることができる可能性が高くなる。

 
（実施の形態９）
　本実施の形態では、ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について述べる。

　実施の形態８で述べたように周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、式（８２）～式（８５）を参考にした、周期Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。（α＞０であるものとする。）本実施の形態では、ユニタリ行列を扱うので、式（２３１）のプリコーディング行列は次式であらわすことができる。

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。（α＞０であるものとする。）このとき、実施の形態３の（数１０６）の条件５、および、（数１０７）の条件６から、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
 

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
 
　実施の形態６で説明した際、受信劣悪点間の距離について述べたが、受信劣悪点間の距離を大きくするためには、周期Nは３以上の奇数であることが重要となる。以下では、この点について説明する。

　実施の形態６で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、＜条件１９＞または＜条件２０＞を与える。

 
 

 
 

　つまり、＜条件１９＞では、位相の差が２π／Ｎラジアンであることを意味している。また、＜条件２０＞では、位相の差が－２π／Ｎラジアンであることを意味している。

 
 
　そして、θ_１１（０）―θ_２１（０）＝０ラジアンとし、かつ、α＜１としたとき、周期N=3のときの、s1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図４３（ａ）に、周期N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図４３（ｂ）に示す。また、θ_１１（０）―θ_２１（０）＝０ラジアンとし、かつ、α＞１としたとき、周期N=3のときの、s1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図４４（ａ）に、周期N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図４４（ｂ）に示す。

　このとき、受信劣悪点と原点とで形成する線分と、Realの軸において、Real≧0の半直線とで形成する位相（図４３（ａ）参照。）を考えた場合、α＞１、α＜１いずれの場合についても、N=４のとき、s1に関する受信劣悪点における前述の位相とs2に関する受信劣悪点における前述の位相とが同一の値となる場合が必ず発生する。（図４３の４３０１、４３０２、および図４４の４４０１、４４０２参照）このとき、複素平面において、受信劣悪点間の距離が小さくなる。一方で、N=3のとき、s1に関する受信劣悪点における前述の位相とs2に関する受信劣悪点における前述の位相とが同一の値となる場合は発生しない。

　以上から、周期Nが偶数のときs1に関する受信劣悪点における前述の位相とs2に関する受信劣悪点における前述の位相とが同一の値となる場合が必ず発生することを考慮すると、周期Nが奇数のときの方が、周期Nが偶数のときと比較し、複素平面において、受信劣悪点間の距離が大きくなる可能性が高い。ただし、周期Nが小さい値、例えば、N≦16以下の場合、複素平面における受信劣悪点の最小距離は、受信劣悪点の存在する個数が少ないため、ある程度の長さを確保することができる。したがって、N≦16の場合は、偶数であっても、データの受信品質を確保することができる場合が存在する可能性がある。

　したがって、式（２３２）に基づく規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、周期Nは奇数にすると、データの受信品質を向上させることができる可能性が高い。なお、式（２３２）に基づきF[0]～F[N-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる（F[0]～F[N-1]のプリコーディング行列は、周期Nに対しどのような順番にならべて使用してもよい。）。そして、例えば、シンボル番号NｉのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号Nｉ＋１のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号N×ｉ＋ｈのときF[ｈ]を用いてプリコーディングを行う（ｈ＝０、１、２、・・・、N-2、N-1）ことになる。（ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。）また、ｓ１、ｓ２の変調方式が、ともに１６ＱＡＭのとき、αを

とすると、ＩＱ平面における１６×１６＝２５６個の信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。

　本実施の形態では、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法のためのN個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸（または、周波数軸）方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成したN個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態１と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。

　また、周期H（Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期Nより大きな自然数とする）のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態におけるN個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。このとき、＜条件＃１７＞＜条件＃１８＞は以下のような条件に置き換えることができる。（周期はNとして考える。）

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
 

 

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
（実施の形態１０）
　本実施の形態では、ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について、実施の形態９とは異なる例を述べる。

　周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。（式(234)のαと式(235)のαは同一の値であるものとする。）
　このとき、実施の形態３の（数１０６）の条件５、および、（数１０７）の条件６から、式（２３４）に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
 

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
 
そして、以下の条件を付加することを考える。

 

　次に、実施の形態６で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、＜条件＃２４＞または＜条件＃２５＞を与える。

 
 

 
 

　つまり、＜条件２４＞では、位相の差が２π／Ｎラジアンであることを意味している。また、＜条件２５＞では、位相の差が－２π／Ｎラジアンであることを意味している。

 
　そして、θ_１１（０）―θ_２１（０）＝０ラジアンとし、かつ、α＞１としたとき、N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図４５（ａ）（ｂ）に示す。図４５（ａ）（ｂ）からわかるように、複素平面において、s1の受信劣悪点の最小距離は大きく保てており、また、同様に、s2の受信劣悪点の最小距離も大きく保てている。そして、α＜１のときにも同様な状態となる。また、実施の形態９と同様に考えると、Nが奇数のときの方が、Nが偶数のときと比較し、複素平面において、受信劣悪点間の距離が大きくなる可能性が高い。ただし、Nが小さい値、例えば、N≦16以下の場合、複素平面における受信劣悪点の最小距離は、受信劣悪点の存在する個数が少ないため、ある程度の長さを確保することができる。したがって、N≦16の場合は、偶数であっても、データの受信品質を確保することができる場合が存在する可能性がある。

　したがって、式（２３４）、（２３５）に基づく規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、Nは奇数にすると、データの受信品質を向上させることができる可能性が高い。なお、式（２３４）、（２３５）に基づきF[0]～F[2N-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる（F[0]～F[2N-1]のプリコーディング行列は、周期2Nに対しどのような順番にならべて使用してもよい。）。そして、例えば、シンボル番号2NｉのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号2Nｉ＋１のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号2N×ｉ＋ｈのときF[ｈ]を用いてプリコーディングを行う（ｈ＝０、１、２、・・・、2N-2、2N-1）ことになる。（ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。）また、ｓ１、ｓ２の変調方式が、ともに１６ＱＡＭのとき、αを式（２３３）とすると、ＩＱ平面における１６×１６＝２５６個の信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。

　また、＜条件＃２３＞と異なる条件として、以下の条件を考える。

 

（xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。）
 

 

（xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。）
　このとき、＜条件＃２１＞かつ＜条件＃２２＞かつ＜条件＃２６＞かつ＜条件＃２７＞を満たすことで、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。

　本実施の形態では、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法のための2N個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸（または、周波数軸）方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態１と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2N個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。

　また、周期H（Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2Nより大きな自然数とする）のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2N個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。
（実施の形態１１）
　本実施の形態では、非ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について述べる。

　周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。また、δ≠πラジアンとする。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。（式(236)のαと式(237)のαは同一の値であるものとする。）
このとき、実施の形態３の（数１０６）の条件５、および、（数１０７）の条件６から、式（２３６）に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
 

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
 
そして、以下の条件を付加することを考える。

 
 

なお、式（２３７）のかわりに、次式のプリコーディング行列を与えてもよい。

 

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。（式(236)のαと式(238)のαは同一の値であるものとする。）
　例として、実施の形態６で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、＜条件＃３１＞または＜条件＃３２＞を与える。

 
 

 
 

　つまり、＜条件３１＞では、位相の差が２π／Ｎラジアンであることを意味している。また、＜条件３２＞では、位相の差が－２π／Ｎラジアンであることを意味している。

　そして、θ_１１（０）―θ_２１（０）＝０ラジアンとし、かつ、α＞１とし、δ＝（３π）／４ラジアンとしたとき、N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図４６（ａ）（ｂ）に示す。このようにすることで、プリコーディング行列を切り替える周期を大きくすることができ、かつ、複素平面において、s1の受信劣悪点の最小距離は大きく保てており、また、同様に、s2の受信劣悪点の最小距離も大きく保つことができるため、良好な受信品質を得ることができる。ここでは、α＞１、δ＝（３π）／４ラジアン、N=4のときを例に説明したがこれに限ったものではなく、π／２ラジアン≦｜δ｜＜πラジアン、かつ、α＞０、かつ、α≠１であれば同様の効果を得ることができる。

　また、＜条件＃３０＞と異なる条件として、以下の条件を考える。

 

（xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。）
 

（xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。）
　このとき、＜条件＃２８＞かつ＜条件＃２９＞かつ＜条件＃３３＞かつ＜条件＃３４＞を満たすことで、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。

　本実施の形態では、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法のための2N個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸（または、周波数軸）方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態１と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2N個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。

　また、周期H（Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2Nより大きな自然数とする）のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2N個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。
（実施の形態１２）
　本実施の形態では、非ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について述べる。

　周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。また、δ≠πラジアン（iによらず固定値）、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1とする。

　このとき、実施の形態３の（数１０６）の条件５、および、（数１０７）の条件６から、式（２３９）に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。

 

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
 

 

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
　例として、実施の形態６で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、＜条件＃３７＞または＜条件＃３８＞を与える。

 
 

 
 

　つまり、＜条件３７＞では、位相の差が２π／Ｎラジアンであることを意味している。また、＜条件３８＞では、位相の差が－２π／Ｎラジアンであることを意味している。

　このとき、π／２ラジアン≦｜δ｜＜πラジアン、かつ、α＞０、かつ、α≠１であれば、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。なお、＜条件＃３７＞、＜条件＃３８＞は必ず必要となる条件ではない。

　本実施の形態では、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法のためのN個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸（または、周波数軸）方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成したN個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態１と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。

　また、周期H（Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期Nより大きな自然数とする）のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態におけるN個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。このとき、＜条件＃３５＞＜条件＃３６＞は以下のような条件に置き換えることができる。（周期はNとして考える。）

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
 

 

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
 
（実施の形態１３）
　本実施の形態では、実施の形態８の別の例について説明する。

　周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。

 

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。また、δ≠πラジアンとする。

　α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。（式(240)のαと式(241)のαは同一の値であるものとする。）
　そして、式（２４０）および式（２４１）をベースとする周期2×N×Mのプリコーディング行列を次式であらわす。

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。また、Xk=Ykであってもよいし、Xk≠Ykであってもよい。

　すると、F[0]～F[2×N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる（F[0]～F[2×N×M-1]のプリコーディング行列は、周期2×N×Mどのような順番にならべて使用してもよい。）。そして、例えば、シンボル番号2×N×M×ｉのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号2×N×M×ｉ＋１のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号2×N×M×ｉ＋ｈのときF[ｈ]を用いてプリコーディングを行う（ｈ＝０、１、２、・・・、2×N×M-2、2×N×M-1）ことになる。（ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。）
　このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。

 
　なお、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式（２４２）を次式のようにしてもよい。

　このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

　また、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式（２４３）を式（２４５）～式（２４７）のいずれかとしてもよい。

　このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

　このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

　このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

　なお、受信劣悪点について着目すると、式（２４２）から式（２４７）において、

 

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

 

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

 
 

のすべてを満たすと良好なデータの受信品質を得ることができる。なお、実施の形態８では、＜条件＃３９＞および＜条件＃４０＞を満たすとよい。

　また、式（２４２）から式（２４７）のXk, Ykに着目すると、

 

（aは0,1,2,・・・,M-2, M -1であり、bは0,1,2,・・・, M-2, M-1であり、a≠bである。）
　ただし、sは整数である。

 
 

（aは0,1,2,・・・,M-2, M -1であり、bは0,1,2,・・・, M-2, M-1であり、a≠bである。）
ただし、uは整数である。
の２つの条件を満たすと良好なデータの受信品質を得ることができる。なお、実施の形態８では、＜条件４２＞を満たすとよい。

　なお、式（２４２）および式（２４７）において、０ラジアン≦δ＜２πラジアンとしたとき、δ＝πラジアンのときユニタリ行列となり、δ≠πラジアンのとき非ユニタリ行列となる。本方式では、π／２ラジアン≦｜δ｜＜πラジアンの非ユニタリ行列のときが一つの特徴的な構成であり、良好なデータの受信品質が得られることになる。別の構成として、ユニタリ行列の場合もあるが、実施の形態１０や実施の形態１６において、詳しく述べるが、式（２４２）から式（２４７）において、Nを奇数とすると、良好なデータの受信品質を得ることができる可能性が高くなる。

 
（実施の形態１４）
　本実施の形態では、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、プリコーディング行列として、ユニタリ行列を用いる場合と非ユニタリ行列を用いる場合の使い分けの例について説明する。

　例えば、２行２列のプリコーディング行列（各要素は複素数で構成されているものとする）を用いた場合、つまり、ある変調方式に基づいた２つの変調信号（s1(t)およびs2(t)）に対し、プリコーディングを施し、プリコーディング後の２つの信号を２つのアンテナから送信する場合について説明する。
規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を用いてデータを伝送する場合、図３及び図１３の送信装置は、フレーム構成信号３１３により、マッピング部３０６A、３０６Bは、変調方式を切り替えることになる。このとき、変調方式の変調多値数（変調多値数：IQ平面における変調方式の信号点の数）とプリコーディング行列の関係について説明する。

　規則的にプリコーディング行列を切り替える方法の利点は、実施の形態６において説明したようにＬＯＳ環境において、良好なデータの受信品質を得ることができる点であり、特に、受信装置がML演算やML演算に基づくAPP（または、Max-log APP）を施した場合、その効果が大きい。ところで、ML演算は、変調方式の変調多値数に伴い、回路規模（演算規模）に大きな影響を与える。例えば、プリコーディング後の２つの信号を２つのアンテナから送信し、２つの変調信号（プリコーディング前の変調方式に基づく信号）がいずれも同一の変調方式を用いているものとする場合、変調方式がQPSKの場合、IQ平面における候補信号点（図１１の受信信号点１１０１）の数は4×4=16個、16QAMの場合16×16=256個、64QAMの場合64×64=4096個、256QAMの場合256×256=65536個、1024QAMの場合1024×1024=1048576個となり、受信装置の演算規模をある程度の回路規模で抑えるためには、変調方式がQPSK, 16QAM, 64QAMの場合は、受信装置において、ML演算（ML演算に基づく（Max-log）APP）を用い、256QAM, 1024QAMの場合は、MMSE, ZFのような線形演算を用いた検波を用いることになる。（場合によっては、256QAMの場合、ML演算を用いても良い。）
　このような受信装置を想定した場合、多重信号分離後のSNR（signal-to-noise power ratio）を考えた場合、受信装置でMMSE, ZFのような線形演算を用いている場合は、プリコーディング行列としてユニタリ行列が適しており、ML演算を用いている場合は、プリコーディング行列としてユニタリ行列・非ユニタリ行列のいずれをもちいてもよい。上述のいずれかの実施の形態の説明を考慮すると、プリコーディング後の２つの信号を２つのアンテナから送信し、２つの変調信号（プリコーディング前の変調方式に基づく信号）がいずれも同一の変調方式を用いているものとする場合、変調方式の変調多値数が64値以下（または、256値以下）のとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用い、64値より大きい（または256値より大きい）場合、ユニタリ行列を用いると、通信システムがサポートしている全ての変調方式において、どの変調方式の場合においても、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるという効果を得ることができる可能性が高くなる。

　また、変調方式の変調多値数が64値以下（または、256値以下）の場合においてもユニタリ行列を用いた方がよい場合がある可能性がある。このようなことを考慮すると、変調方式の変調多値数が64値以下（または、256値以下）の複数の変調方式をサポートしている場合、サポートしている複数の64値以下の変調方式のいずれかの変調方式で規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在することが重要となる。

　上述では、一例として、プリコーディング後の２つの信号を２つのアンテナから送信する場合について説明したが、これに限ったものではなく、プリコーディング後のN個の信号をN個のアンテナから送信し、N個の変調信号（プリコーディング前の変調方式に基づく信号）がいずれも同一の変調方式を用いているものとする場合、変調方式の変調多値数にβ_Nという閾値を設け、変調方式の変調多値数がβ_N以下の複数の変調方式をサポートしている場合、サポートしているβ_N以下の複数の変調方式のいずれかの変調方式で規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在し、変調方式の変調多値数がβ_Nより大きい変調方式の場合、ユニタリ行列を用いると、通信システムがサポートしている全ての変調方式において、どの変調方式の場合においても、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるという効果を得ることができる可能性が高くなる。（変調方式の変調多値数がβ_N以下のとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を常に用いてもよい。）
　上述では、同時に送信するN個の変調信号の変調方式が、同一の変調方式を用いている場合で説明したが、以下では、同時に送信するN個の変調信号において、２種類以上の変調方式が存在する場合について説明する。

　例として、プリコーディング後の２つの信号を２つのアンテナから送信する場合について説明する。２つの変調信号（プリコーディング前の変調方式に基づく信号）がいずれも同一の変調方式、または、異なる変調方式であるものとしたとき、変調多値数が２^ａ１値の変調方式と変調多値数が２^ａ２値の変調方式を用いているものとする。このとき、受信装置においてML演算（ML演算に基づく（Max-log）APP）を用いている場合、IQ平面における候補信号点（図１１の受信信号点１１０１）の数は、２^ａ１×２^ａ２＝２^{ａ１＋ａ２}の候補信号点が存在することになる。このとき、上記で述べたように、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるためには、２^{ａ１＋ａ２}に対し２^βという閾値を設け、２^{ａ１＋ａ２}≦２^βのとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用い、２^{ａ１＋ａ２}＞２^β場合、ユニタリ行列を用いるとよい。

　また、２^{ａ１＋ａ２}≦２^βの場合においてもユニタリ行列を用いた方がよい場合がある可能性がある。このようなことを考慮すると、２^{ａ１＋ａ２}≦２^βの複数の変調方式の組み合わせをサポートしている場合、サポートしている２^{ａ１＋ａ２}≦２^βの複数の変調方式の組み合わせのいずれかの変調方式の組み合わせで規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在することが重要となる。

　上述では、一例として、プリコーディング後の２つの信号を２つのアンテナから送信する場合について説明したが、これに限ったものではない。例えば、N個の変調信号（プリコーディング前の変調方式に基づく信号）がいずれも同一の変調方式、または、異なる変調方式が存在する場合のとき、第ｉの変調信号の変調方式の変調多値数を２^ａｉとする（ｉ＝１、２、・・・、N-1、N）。

　このとき、受信装置においてML演算（ML演算に基づく（Max-log）APP）を用いている場合、IQ平面における候補信号点（図１１の受信信号点１１０１）の数は、２^ａ１×２^ａ２×・・・×２^ａｉ×・・・×２^ａN＝２^{ａ１＋ａ２＋・・・＋ａｉ＋・・・＋ａN}の候補信号点が存在することになる。このとき、上記で述べたように、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるためには、２^{ａ１＋ａ２＋・・・＋ａｉ＋・・・＋ａN}に対し２^βという閾値を設け、

＜条件＃４４＞を満たす複数の変調方式の組み合わせをサポートしている場合、サポートしている＜条件＃４４＞を満たす複数の変調方式の組み合わせのいずれかの変調方式の組み合わせで規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在し、

 

＜条件＃４５＞を満たすすべての変調方式の組み合わせの場合、ユニタリ行列を用いると、通信システムがサポートしている全ての変調方式において、どの変調方式の組み合わせの場合においても、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるという効果を得ることができる可能性が高くなる。（サポートしている＜条件＃４４＞を満たす複数の変調方式の組み合わせすべてにおいて、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いてもよい。）
（実施の形態１５）
　本実施の形態では、OFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いた、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式のシステム例について説明する。

　図４７は、本実施の形態におけるOFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いた、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式のシステムにおいて、放送局（基地局）が送信する送信信号の、時間－周波数軸におけるフレーム構成の一例を示している。（時間＄１から時間＄Ｔまでのフレーム構成とする。）図４７（Ａ）は、実施の形態１等で説明したストリームｓ１の時間－周波数軸におけるフレーム構成、図４７（Ｂ）は、実施の形態１等で説明したストリームｓ２の時間－周波数軸におけるフレーム構成を示している。ストリームｓ１とストリームｓ２の同一時間、同一（サブ）キャリアのシンボルは、複数のアンテナを用いて、同一時間、同一周波数で送信されることになる。

　図４７（Ａ）（Ｂ）では、OFDMを用いたときに使用される（サブ）キャリアは、（サブ）キャリアａ～（サブ）キャリアａ＋Ｎａで構成されたキャリア群＃Ａ、（サブ）キャリアｂ～（サブ）キャリアｂ＋Ｎｂで構成されたキャリア群＃Ｂ、（サブ）キャリアｃ～（サブ）キャリアｃ＋Ｎｃで構成されたキャリア群＃Ｃ、（サブ）キャリアｄ～（サブ）キャリアｄ＋Ｎｄで構成されたキャリア群＃Ｄ、・・・で分割するものとする。そして、各サブキャリア群では、複数の送信方法をサポートするものとする。ここで、複数の送信方法をサポートすることで、各送信方法がもつ利点を効果的に活用することが可能となる。例えば、図４７（Ａ）（Ｂ）では、キャリア群＃Ａは、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式を用いるものとし、キャリア群＃Ｂは規則的にプリコーディング行列を切り替えるＭＩＭＯ伝送方式を用いるものとし、キャリア群＃Ｃはストリームｓ１のみ送信し、キャリア群＃Ｄは時空間ブロック符号を用いて送信するものとする。

　図４８は、本実施の形態におけるOFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いた、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式のシステムにおいて、放送局（基地局）が送信する送信信号の、時間－周波数軸におけるフレーム構成の一例を示しており、図４７とは異なる時間の時間＄Ｘから時間＄Ｘ＋Ｔ’までのフレーム構成を示している。図４８は、図４７と同様に、OFDMを用いたときに使用される（サブ）キャリアは、（サブ）キャリアａ～（サブ）キャリアａ＋Ｎａで構成されたキャリア群＃Ａ、（サブ）キャリアｂ～（サブ）キャリアｂ＋Ｎｂで構成されたキャリア群＃Ｂ、（サブ）キャリアｃ～（サブ）キャリアｃ＋Ｎｃで構成されたキャリア群＃Ｃ、（サブ）キャリアｄ～（サブ）キャリアｄ＋Ｎｄで構成されたキャリア群＃Ｄ、・・・で分割するものとする。そして、図４８が図４７と異なる点は、図４７で用いられている通信方式と図４８で用いられている通信方式が異なるキャリア群が存在することである。図４８では、（Ａ）（Ｂ）では、キャリア群＃Ａは、時空間ブロック符号を用いて送信するものとし、キャリア群＃Ｂは規則的にプリコーディング行列を切り替えるＭＩＭＯ伝送方式を用いるものとし、キャリア群＃Ｃは規則的にプリコーディング行列を切り替えるＭＩＭＯ伝送方式を用いるものとし、キャリア群＃Ｄはストリームｓ１のみ送信するものとする。

　次に、サポートする送信方法について説明する。

　図４９は、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式を用いたときの信号処理方法を示しており、図６と同様の番号を付している。

　ある変調方式にしたがったベースバンド信号である、重み付け合成部６００は、ストリームｓ１（ｔ）（３０７Ａ）およびストリームｓ２（ｔ）（３０７Ｂ）、および、重み付け方法に関する情報３１５を入力とし、重み付け後の変調信号ｚ１（ｔ）（３０９Ａ）および重み付け後の変調信号ｚ２（ｔ）（３０９Ｂ）を出力する。ここで、重み付け方法に関する情報３１５が、空間多重MIMO伝送方式を示していた場合、図４９の方式＃１の信号処理が行われる。つまり、以下の処理が行われる。

　ただし、１つの変調信号を送信する方式をサポートしている場合、送信電力の点から、式（２５０）は、式（２５１）のようにあらわされることもある。

　そして、重み付け方法に関する情報３１５が、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式を示している場合、例えば、図４９の方式＃２の信号処理が行われる。つまり、以下の処理が行われる。

　ここで、θ_１１、θ_１２、λ、δは固定値となる。

　図５０は、時空間ブロック符号を用いたときの変調信号の構成を示している。図５０の時空間ブロック符号化部（５００２）は、ある変調信号に基づくベースバンド信号が入力とする。例えば、時空間ブロック符号化部（５００２）は、シンボルｓ１、シンボルｓ２、・・・を入力とする。すると、図５０のように、時空間ブロック符号化が行われ、ｚ１（５００３Ａ）は、「シンボル＃０としてｓ１」「シンボル＃１として－ｓ２^＊」「シンボル＃２としてｓ３」「シンボル＃３として－ｓ４^＊」・・・となり、ｚ２（５００３Ｂ）は、「シンボル＃０としてｓ２」「シンボル＃１としてｓ１^＊」「シンボル＃２としてｓ４」「シンボル＃３としてｓ３^＊」・・・となる。このとき、ｚ１におけるシンボル＃Ｘ、ｚ２におけるシンボル＃Ｘは同一時間に同一周波数によりアンテナから送信されることになる。

　図４７、図４８では、データを伝送するシンボルのみを記載しているが、実際には、伝送方式、変調方式、誤り訂正方式等の情報を伝送する必要がある。例えば、図５１のように、１つの変調信号ｚ１のみでこれらの情報を定期的に伝送すれば、これらの情報を通信相手に伝送することができる。また、伝送路の変動、つまり、受信装置がチャネル変動を推定するためのシンボル（例えば、パイロットシンボル、リファレンスシンボル、プリアンブル、送受信で既知の（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）シンボル）を伝送する必要がある。図４７、図４８では、これらのシンボルを省略して記述しているが、実際は、チャネル変動を推定するためのシンボルが時間―周波数軸のフレーム構成において、含まれることになる。したがって、各キャリア群は、データを伝送するためのシンボルのみだけで構成されているわけではない。（この点については、実施の形態１においても同様である。）
　図５２は、本実施の形態における放送局（基地局）の送信装置の構成の一例を示している。送信方法決定部（５２０５）は、各キャリア群のキャリア数、変調方式、誤り訂正方式、誤り訂正符号の符号化率、送信方法等の決定を行い、制御信号（５２０６）として出力する。
　変調信号生成部＃１（５２０１＿１）は、情報（５２００＿１）および制御信号（５２０６）を入力とし、制御信号（５２０６）の通信方式の情報に基づき、図４７、図４８のキャリア群＃Ａの変調信号ｚ１（５２０２＿１）および変調信号ｚ２（５２０３＿１）を出力する。

　同様に、変調信号生成部＃２（５２０１＿２）は、情報（５２００＿２）および制御信号（５２０６）を入力とし、制御信号（５２０６）の通信方式の情報に基づき、図４７、図４８のキャリア群＃Ｂの変調信号ｚ１（５２０２＿２）および変調信号ｚ２（５２０３＿２）を出力する。

　同様に、変調信号生成部＃３（５２０１＿３）は、情報（５２００＿３）および制御信号（５２０６）を入力とし、制御信号（５２０６）の通信方式の情報に基づき、図４７、図４８のキャリア群＃Ｃの変調信号ｚ１（５２０２＿３）および変調信号ｚ２（５２０３＿３）を出力する。

　同様に、変調信号生成部＃４（５２０１＿４）は、情報（５２００＿４）および制御信号（５２０６）を入力とし、制御信号（５２０６）の通信方式の情報に基づき、図４７、図４８のキャリア群＃Ｄの変調信号ｚ１（５２０２＿４）および変調信号ｚ２（５２０３＿４）を出力する。

　以下、図示していないが、変調信号生成部＃５から変調信号生成部＃Ｍ－１まで同様とする。

　そして、同様に、変調信号生成部＃Ｍ（５２０１＿Ｍ）は、情報（５２００＿Ｍ）および制御信号（５２０６）を入力とし、制御信号（５２０６）の通信方式の情報に基づき、あるキャリア群の変調信号ｚ１（５２０２＿Ｍ）および変調信号ｚ２（５２０３＿Ｍ）を出力する。

　ＯＦＤＭ方式関連処理部（５２０７＿１）は、キャリア群＃Ａの変調信号ｚ１（５２０２＿１）、キャリア群＃Ｂの変調信号ｚ１（５２０２＿２）、キャリア群＃Ｃの変調信号ｚ１（５２０２＿３）、キャリア群＃Ｄの変調信号ｚ１（５２０２＿４）、・・・、あるキャリア群の変調信号ｚ１（５２０２＿Ｍ）、および、制御信号（５２０６）を入力とし、並び換え、逆フーリエ変換、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号（５２０８＿１）を出力し、送信信号（５２０８＿１）は、アンテナ（５２０９＿１）から電波として出力される。

　同様に、ＯＦＤＭ方式関連処理部（５２０７＿２）は、キャリア群＃Ａの変調信号ｚ１（５２０３＿１）、キャリア群＃Ｂの変調信号ｚ２（５２０３＿２）、キャリア群＃Ｃの変調信号ｚ２（５２０３＿３）、キャリア群＃Ｄの変調信号ｚ２（５２０３＿４）、・・・、あるキャリア群の変調信号ｚ２（５２０３＿Ｍ）、および、制御信号（５２０６）を入力とし、並び換え、逆フーリエ変換、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号（５２０８＿２）を出力し、送信信号（５２０８＿２）は、アンテナ（５２０９＿２）から電波として出力される。

　図５３は、図５２の変調信号生成部＃１～＃Ｍの構成の一例を示している。誤り訂正符号化部（５３０２）は、情報（５３００）および、制御信号（５３０１）を入力とし、制御信号（５３０１）にしたがって、誤り訂正符号化方式、誤り訂正符号化の符号化率を設定し、誤り訂正符号化を行い、誤り訂正符号化後のデータ（５３０３）を出力する。（誤り訂正符号化方式、誤り訂正符号化の符号化率の設定により、例えば、ＬＤＰＣ符号、ターボ符号、畳み込み符号等を用いたとき、符号化率によっては、パンクチャを行い、符号化率を実現する場合がある。）
　インタリーブ部（５３０４）は、誤り訂正符号化後のデータ（５３０３）、制御信号（５３０１）を入力とし、制御信号（５３０１）に含まれるインタリーブ方法の情報に従い、誤り訂正符号化後のデータ（５３０３）の並び換えを行い、インタリーブ後のデータ（５３０５）を出力する。

　マッピング部（５３０６＿１）は、インタリーブ後のデータ（５３０５）および制御信号（５３０１）を入力とし、制御信号（５３０１）に含まれる変調方式の情報に従い、マッピング処理を行い、ベースバンド信号（５３０７＿１）を出力する。

　同様に、マッピング部（５３０６＿２）は、インタリーブ後のデータ（５３０５）および制御信号（５３０１）を入力とし、制御信号（５３０１）に含まれる変調方式の情報に従い、マッピング処理を行い、ベースバンド信号（５３０７＿２）を出力する。

　信号処理部（５３０８）は、ベースバンド信号（５３０７＿１）、ベースバンド信号（５３０７＿２）および制御信号（５３０１）を入力とし、制御信号（５３０１）に含まれる伝送方法（ここでは、例えば、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるＭＩＭＯ方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるＭＩＭＯ方式、時空間ブロック符号化、ストリームｓ１のみ送信する伝送方式）の情報に基づき、信号処理を行い、信号処理後の信号ｚ１（５３０９＿１）および信号処理後のｚ２（５３０９＿２）を出力する。なお、ストリームｓ１のみを送信する伝送方式が選択された場合、信号処理部（５３０８）は、信号処理後のｚ２（５３０９＿２）を出力しないこともある。また、図５３では、誤り訂正符号化部が一つの場合の構成を示したがこれに限ったものではなく、例えば、図３に示すように、複数の符号化器を具備していてもよい。

　図５４は、図５２におけるＯＦＤＭ方式関連処理部（５２０７＿１、および、５２０７＿２）の構成の一例を示しており、図１４と同様に動作するものについては同一符号を付している。並び替え部（５４０２Ａ）は、キャリア群＃Ａの変調信号ｚ１（５４００＿１）、キャリア群＃Ｂの変調信号ｚ１（５４００＿２）、キャリア群＃Ｃの変調信号ｚ１（５４００＿３）、キャリア群＃Ｄの変調信号ｚ１（５４００＿４）、・・・、あるキャリア群の変調信号ｚ１（５４００＿Ｍ）、および、制御信号（５４０３）を入力とし、並び替えを行い、並び替え後の信号１４０５Ａおよび１４０５Ｂを出力する。なお、図４７、図４８、図５１では、キャリア群の割り当てを、集合したサブキャリアで構成する例で説明しているが、これに限ったものではなく、時間ごとに離散的なサブキャリアによりキャリア群を構成してもよい。また、図４７、図４８、図５１では、キャリア群のキャリア数は、時間において変更しない例で説明しているが、これに限ったものではない。この点については、別途、後で、説明する。

　図５５は、図４７、図４８、図５１のようにキャリア群ごとに伝送方式を設定する方式の時間－周波数軸におけるフレーム構成の詳細の例を示している。図５５において、制御情報シンボルを５５００、個別制御情報シンボルを５５０１、データシンボルを５５０２、パイロットシンボルを５５０３で示す。また、図５５（Ａ）はストリームｓ１の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図５５（Ｂ）はストリームｓ２の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示している。

　制御情報シンボルは、キャリア群共通の制御情報を伝送するためのシンボルであり、送受信機が周波数、時間同期を行うためのシンボル、（サブ）キャリアの割り当てに関する情報等で構成されている。そして、制御制御シンボルは、時刻＄１において、ストリームｓ１のみから送信されるものとする。

　個別制御情報シンボルは、サブキャリア群個別の制御情報を伝送するためのシンボルであり、データシンボルの、伝送方式・変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化の符号化率・誤り訂正符号のブロックサイズ等の情報、パイロットシンボルの挿入方法の情報、パイロットシンボルの送信パワーの情報等で構成されている。個別制御情報シンボルは、時刻＄１において、ストリームｓ１のみから送信されるものとする。

　データシンボルは、データ（情報）を伝送するためのシンボルであり、図４７～図５０を用いて説明したように、例えば、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるＭＩＭＯ方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるＭＩＭＯ方式、時空間ブロック符号化、ストリームｓ１のみ送信する伝送方式のいずれかの伝送方式のシンボルである。なお、キャリア群＃Ａ、キャリア群＃Ｂ、キャリア群＃Ｃ、キャリア群＃Ｄにおいて、ストリームｓ２にデータシンボルが存在するように記載しているが、ストリームｓ１のみ送信する伝送方式を用いている場合は、ストリームｓ２にデータシンボルが存在しない場合もある。

　パイロットシンボルは、受信装置が、チャネル推定、つまり、式（３６）のｈ_１１（ｔ）、ｈ_１２（ｔ）、ｈ_２１（ｔ）、ｈ_２２（ｔ）に相当する変動を推定するためのシンボルである。（ここでは、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いているため、サブキャリアごとにｈ_１１（ｔ）、ｈ_１２（ｔ）、ｈ_２１（ｔ）、ｈ_２２（ｔ）に相当する変動を推定するためのシンボルということになる。）したがって、パイロットシンボルは、例えば、ＰＳＫ伝送方式を用いており、送受信機で既知のパターンとなるように構成することになる。また、パイロットシンボルを、受信装置は、周波数オフセットの推定、位相ひずみ推定、時間同期に用いてもよい。

　図５６は、図５２の送信装置が送信した変調信号を受信するための受信装置の構成の一例を示しており、図７と同様に動作するものについては同一符号を付している。

　図５６において、ＯＦＤＭ方式関連処理部（５６００＿Ｘ）は、受信信号７０２＿Ｘを入力とし、所定の処理を行い、信号処理後の信号７０４＿Ｘを出力する。同様に、ＯＦＤＭ方式関連処理部（５６００＿Ｙ）は、受信信号７０２＿Ｙを入力とし、所定の処理を行い、信号処理後の信号７０４＿Ｙを出力する。

　図５６の制御情報復号部７０９は、信号処理後の信号７０４＿Ｘおよび信号処理後の信号７０４＿Ｙを入力とし、図５５における制御情報シンボルおよび個別制御情報シンボルを抽出し、これらのシンボルで伝送した制御情報を得、この情報を含む制御信号７１０を出力する。

　変調信号ｚ１のチャネル変動推定部７０５＿１は、信号処理後の信号７０４＿Ｘ、および、制御信号７１０を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群（所望のキャリア群）におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号７０６＿１を出力する。

　同様に、変調信号ｚ２のチャネル変動推定部７０５＿２は、信号処理後の信号７０４＿Ｘ、および、制御信号７１０を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群（所望のキャリア群）におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号７０６＿２を出力する。

　同様に、変調信号ｚ１のチャネル変動推定部７０５＿１は、信号処理後の信号７０４＿Ｙ、および、制御信号７１０を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群（所望のキャリア群）におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号７０８＿１を出力する。

　同様に、変調信号ｚ２のチャネル変動推定部７０５＿２は、信号処理後の信号７０４＿Ｙ、および、制御信号７１０を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群（所望のキャリア群）におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号７０８＿２を出力する。

　そして、信号処理部７１１は、信号７０６＿１、７０６＿２、７０８＿１、７０８＿２、７０４＿Ｘ、７０４＿Ｙ、および制御信号７１０を入力とし、制御信号７１０に含まれている、所望のキャリア群で伝送したデータシンボルにおける、伝送方式・変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化の符号化率・誤り訂正符号のブロックサイズ等の情報に基づき、復調、復号の処理を行い、受信データ７１２を出力する。

　図５７は、図５６におけるＯＦＤＭ方式関連処理部（５６００＿Ｘ、５６００＿Ｙ）の構成を示しており、周波数変換部（５７０１）は、受信信号（５７００）を入力とし、周波数変換を行い、周波数変換後の信号（５７０２）を出力する。

　フーリエ変換部（５７０３）は、周波数変換後の信号（５７０２）を入力とし、フーリエ変換を行い、フーリエ変換後の信号（５７０４）を出力する。

　以上のように、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いているとき、複数のキャリア群に分割し、キャリア群ごとに伝送方式を設定することで、キャリア群ごとに受信品質、かつ、伝送速度を設定することができるため、柔軟なシステムを構築できるという効果を得ることができる。このとき、他の実施の形態で述べたような、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を選択できるようにすることで、ＬＯＳ環境に対し、高い受信品質を得ることができるとともに、高い伝送速度を得ることができる、という利点を得ることができる。なお、本実施の形態では、キャリア群が設定可能な伝送方式として、「空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるＭＩＭＯ方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるＭＩＭＯ方式、時空間ブロック符号化、ストリームｓ１のみ送信する伝送方式」をあげたがこれに限ったものではなく、このとき、時空間符号として、図５０の方式を説明したがこれに限ったものではなく、また、固定的なプリコーディング行列を用いるＭＩＭＯ方式は、図４９の方式＃２に限ったものではなく、固定的なプリコーディング行列で構成されていればよい。また、本実施の形態では、送信装置のアンテナ数を２の場合で説明したがこれに限ったものではなく、２より大きい場合においても、キャリア群ごとに「空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるＭＩＭＯ方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるＭＩＭＯ方式、時空間ブロック符号化、ストリームｓ１のみ送信する伝送方式」のいずれか伝送方式を選択できるようにすれば、同様の効果を得ることができる。

　図５８は、図４７、図４８、図５１とは異なるキャリア群の割り当て方法を示している。図４７、図４８、図５１、図５５では、キャリア群の割り当てを、集合したサブキャリアで構成する例で説明しているが、図５８では、キャリア群のキャリアを離散的に配置していることが特徴となっている。図５８は、図４７、図４８、図５１、図５５とは異なる、時間－周波数軸におけるフレーム構成の一例を示しており、図５８では、キャリア１からキャリアＨ、時間＄１から時間＄Ｋのフレーム構成を示しており、図５５と同様のものについては同一符号を付している。図５８のデータシンボルにおいて、「Ａ」と記載されているシンボルはキャリア群Ａのシンボルであること、「Ｂ」と記載されているシンボルはキャリア群Ｂのシンボルであること、「Ｃ」と記載されているシンボルはキャリア群Ｃのシンボルであること、「Ｄ」と記載されているシンボルはキャリア群Ｄのシンボルであること、を示している。このようにキャリア群は、（サブ）キャリア方向において、離散的に配置しても同様に実施することができ、また、時間軸方向において、常に同一のキャリアを使用する必要はない。このような配置を行うことで、時間、周波数ダイバーシチゲインを得ることができるという効果を得ることができる。

　図４７、図４８、図５１、図５８において、制御情報シンボル、固有制御情報シンボルをキャリア群ごとに同一の時間に配置しているが、異なる時間に配置してもよい。また、キャリア群が使用する（サブ）キャリア数は、時間とともに変更してもよい。

 
　（実施の形態１６）
　本実施の形態では、実施の形態１０と同様、ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について、Nを奇数とする場合について述べる。

　周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。

 

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。（式(253)のαと式(254)のαは同一の値であるものとする。）
　このとき、実施の形態３の（数１０６）の条件５、および、（数１０７）の条件６から、式（２５３）に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
 

 

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
 
そして、以下の条件を付加することを考える。

 
 

　次に、実施の形態６で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、＜条件＃４９＞または＜条件＃５０＞を与える。

 
 

 
 

　つまり、＜条件４９＞では、位相の差が２π／Ｎラジアンであることを意味している。また、＜条件５０＞では、位相の差が－２π／Ｎラジアンであることを意味している。

　そして、θ_１１（０）―θ_２１（０）＝０ラジアンとし、かつ、α＞１としたとき、N=3のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図６０（ａ）（ｂ）に示す。図６０（ａ）（ｂ）からわかるように、複素平面において、s1の受信劣悪点の最小距離は大きく保てており、また、同様に、s2の受信劣悪点の最小距離も大きく保てている。そして、α＜１のときにも同様な状態となる。また、実施の形態１０の図４５と比較すると、実施の形態９と同様に考えると、Nが奇数のときの方が、Nが偶数のときと比較し、複素平面において、受信劣悪点間の距離が大きくなる可能性が高い。ただし、Nが小さい値、例えば、N≦16以下の場合、複素平面における受信劣悪点の最小距離は、受信劣悪点の存在する個数が少ないため、ある程度の長さを確保することができる。したがって、N≦16の場合は、偶数であっても、データの受信品質を確保することができる場合が存在する可能性がある。

　したがって、式（２５３）、（２５４）に基づく規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、Nは奇数にすると、データの受信品質を向上させることができる可能性が高い。なお、式（２５３）、（２５４）に基づきF[0]～F[2N-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる（F[0]～F[2N-1]のプリコーディング行列は、周期2Nに対しどのような順番にならべて使用してもよい。）。そして、例えば、シンボル番号2NｉのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号2Nｉ＋１のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号2N×ｉ＋ｈのときF[ｈ]を用いてプリコーディングを行う（ｈ＝０、１、２、・・・、2N-2、2N-1）ことになる。（ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。）また、ｓ１、ｓ２の変調方式が、ともに１６ＱＡＭのとき、αを式（２３３）とすると、ＩＱ平面における１６×１６＝２５６個の信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。

　また、＜条件＃４８＞と異なる条件として、以下の条件を考える。

 

（xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。）
 

 
 

（xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。）
　このとき、＜条件＃４６＞かつ＜条件＃４７＞かつ＜条件＃５１＞かつ＜条件＃５２＞を満たすことで、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。

　本実施の形態では、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法のための2N個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸（または、周波数軸）方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態１と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2N個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。

　また、周期H（Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2Nより大きな自然数とする）のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2N個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。

 
（実施の形態１７）
　本実施の形態１７においては、規則的にプリコーディング行列を切り替えるＭＩＭＯ伝送方式における高い受信品質が得られるプリコーディングされたシンボル配置について説明する。

　図６１は、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方式において、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア方式を用いたときの、時間－周波数軸における信号の一部のシンボルのフレーム構成の一例を示している。図６１（ａ）は、変調信号ｚ１の、図６１（ｂ）は、変調信号ｚ２のフレーム構成を示しており、両図において一つの四角が１つのシンボルを示している。

　図６１（ａ）及び図６１（ｂ）に示す、変調信号ｚ１と変調信号ｚ２とにおいて、同一のキャリア番号に配されているシンボルはともに、同一時間に同一周波数を用いて、送信装置の複数のアンテナから送信されることとなる。

　ここで、図６１（ａ）のキャリアｆ２、時刻ｔ２のシンボル６１０ａについて着目する。なお、ここではキャリアと記載しているが、サブキャリアと呼称することもある。

　キャリアｆ２において、時刻ｔ２に時間的に最も隣接するシンボル、つまりキャリアｆ２の時刻ｔ１のシンボル６１３ａと時刻ｔ３のシンボル６１１ａのそれぞれのチャネル状態は、キャリアｆ２、時刻ｔ２のシンボル６１０ａのチャネル状態と、非常に相関が高い。

　同様に時刻ｔ２において、周波数軸方向でキャリアｆ２に最も隣接している周波数のシンボル、即ち、キャリアｆ１、時刻ｔ２のシンボル６１２ａと時刻ｔ２、キャリアｆ３のシンボル６１４ａとのチャネル状態は、ともに、キャリアｆ２、時刻ｔ２のシンボル６１０ａのチャネル状態と、非常に相関が高い。

　上述したように、シンボル６１１ａ、６１２ａ、６１３ａ、６１４ａのそれぞれのチャネル状態は、シンボル６１０ａのチャネル状態との相関が非常に高い。

　なお、変調信号ｚ２のシンボル６１０ｂ～６１４ｂについても、同様の相関性があるのは勿論である。

　本明細書において、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法において、プリコーディング行列として、Ｎ種類の行列（但し、Ｎは５以上の整数）を用意しているものとする。図６１に示したシンボルには、例えば、「＃１」という記号を付しているが、これは、このシンボルがプリコーディング行列＃１を用いてプリコーディングされたシンボルであることを意味する。つまり、プリコーディング行列として、プリコーディング行列＃１～＃Ｎが用意されていることとなる。したがって、「＃Ｎ」という記号が付されているシンボルは、プリコーディング行列＃Ｎを用いてプリコーディングを行ったシンボルであることを意味している。

　本実施の形態においては、この周波数軸方向で隣接しあうシンボル及び時間軸方向で隣接しあうシンボルのチャネル状態の相関性が高いことを利用して受信装置側において、高い受信品質が得られるプリコーディングされたシンボルのシンボル配置を開示する。

　この受信側で高い受信品質が得られる条件（条件＃５３と呼ぶ）は以下のとおりである。

 
＜条件＃５３＞
　規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法において、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、時間Ｘ・キャリアＹがデータ伝送用のシンボル（以下、データシンボルと呼称する）であり、時間軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間Ｘ－１・キャリアＹおよび時間Ｘ＋１・キャリアＹがいずれもデータシンボルであり、かつ、周波数軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間Ｘ・キャリアＹ－１および時間Ｘ・キャリアＹ＋１がいずれもデータシンボルである場合、これらの５つのデータシンボルは、いずれも異なるプリコーディング行列によりプリコーディングを行う。

 
　当該＜条件＃５３＞が導出される理由は以下の通りである。送信信号においてあるシンボル（以降、シンボルＡと呼称する）があり、当該シンボルＡに時間的に隣接したシンボル及びシンボルＡに周波数的に隣接したシンボルそれぞれのチャネル状態は、上述したとおり、シンボルＡのチャネル状態との相関が高い。

　これらの５つのシンボルで、異なるプリコーディング行列を用いていると、ＬＯＳ環境において、シンボルＡが劣悪な受信品質（ＳＮＲとしては高い受信品質を得ているものの、直接波の位相関係が劣悪な状況であるため受信品質が悪い状態）であっても、残りのシンボルＡに隣接する４シンボルでは、良好な受信品質を得ることができる可能性が非常に高く、その結果、誤り訂正復号後は良好な受信品質を得ることができる。

　一方で、シンボルＡに時間的に隣接したシンボルあるいは周波数的に隣接したシンボルに、シンボルＡと同一のプリコーディング行列を用いていると、その同じプリコーディング行列を用いた隣接するシンボルは、シンボルＡと同様に受信品質が劣悪となる可能性が非常に高く、その結果、誤り訂正復号後、データの受信品質が劣化する。

　その高い受信品質が得られるシンボル配置例を示しているのが図６１であり、受信品質が劣化するシンボル配置例を示しているのが図６２である。

　図６１（ａ）を見れば分かるように、シンボルＡに該当するシンボル６１０ａに用いられているプリコーディング行列と、そのシンボル６１０ａに時間的に隣接するシンボル６１１ａ、６１３ａに用いられているプリコーディング行列と、周波数的に隣接するシンボル６１２ａ、６１４ａに用いられているプリコーディング行列が互いに異なるように配されており、これによって、受信側においてシンボル６１０ａの受信品質が劣悪であろうとも、その隣接するシンボルの受信品質は非常に高くなるため、誤り訂正復号後の高い受信品質を確保できる。なお、同様のことが図６１（ｂ）に示した変調信号ｚ２にも言える。

　その一方で図６２（ａ）を見れば分かるように、シンボルＡに該当するシンボル６２０ａに用いられているプリコーディング行列と、その周波数的に隣接するシンボル６２４ａに用いられているプリコーディング行列とは、同一のプリコーディング行列となっている。このとき、受信側でシンボル６２０ａの受信品質が劣悪であった場合、同じプリコーディング行列を用いたシンボル６２４ａの受信品質もまた劣悪になっている可能性が高く、この場合、誤り訂正復号後において受信品質が劣化する。なお、同様のことが図６２（ｂ）に示した変調信号ｚ２にも言える。

　したがって、受信装置が、良好なデータが受信品質を得るためには、＜条件＃５３＞を満たすようなシンボルが存在することが重要となる。そして、データの受信品質を向上させるためには、＜条件＃５３＞を満たすようなデータシンボルが多い方がよいということになる。

　ここから、上記＜条件＃５３＞を満たすシンボルへのプリコーディング行列の割り当て方法について説明する。

　上述の考察から、上記図６１に示したシンボル配置を全てのデータシンボルが満たすようなシンボル配置を実現する方法を以下に示す。一つの重要な条件（構成方法）は、以下の＜条件＃５４＞がある。

 
＜条件＃５４＞
　必要となるプリコーディング行列は５以上である。図６１に示したように十字に配されるシンボル５つ分のシンボルに乗じられるプリコーディング行列が最低限必要となる。つまり、＜条件＃５３＞を満たすための異なるプリコーディング行列の個数Ｎは、５以上であることが必要条件となる。言い換えればプリコーディング行列の周期は５以上必要であるともいえる。

 
　当該条件を満たしている場合に、以下の手法に基づいてプリコーディング行列を割り当てて各シンボルのプリコーディングを実行すれば、上記＜条件＃５３＞を満たしたシンボル配置が可能となる。

 
　まず、使用する周波数帯において、最も小さいキャリア番号の、最も小さい時間（送信すべきタイミングが最も早い時間）に、Ｎ個のプリコーディング行列のうちの、あるプリコーディング行列を割り当てる。一例として、図６３では、キャリアｆ１、時間ｔ１では、プリコーディング行列＃１を割り当てる。そして、周波数軸方向に対し、プリコーディングに使用するプリコーディング行列のインデックスを一つずつ変更していく（インクリメント（増加）する）。なお、ここでいうインデックスは、異なるプリコーディング行列を互いに識別するために用いられるものである。但し、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法では、周期をもつことになるので、周期的、かつ、使用するプリコーディング行列を並べるものとする。つまり、図６３の時間ｔ１に着目した場合、キャリアｆ１ではインデックス＃１のプリコーディング行列を使用するので、キャリアｆ２ではインデックス＃２のプリコーディング行列を、キャリアｆ３ではインデックス＃３のプリコーディング行列を、キャリアｆ４ではインデックス＃４のプリコーディング行列を、キャリアｆ５ではインデックス＃５のプリコーディング行列を、キャリアｆ６ではインデックス＃１のプリコーディング行列を、キャリアｆ７ではインデックス＃２のプリコーディング行列を、キャリアｆ８ではインデックス＃３のプリコーディング行列を、キャリアｆ９ではインデックス＃４のプリコーディング行列を、キャリアｆ１０ではインデックス＃５のプリコーディング行列を、キャリアｆ１１ではインデックス＃１のプリコーディング行列を、・・・、のプリコーディング行列を使用するものとする。

　次に、最も小さいキャリア番号を基準に考えた場合、最も小さいキャリア番号に割り当てるプリコーディング行列のインデックス（つまり、＃Ｘ）を、時間軸方向で所定数（以下、当該所定数をＳｃと記載する）以上シフトさせる。シフトは言い換えれば、インデックスをＳｃ増加させることと同義である。そして、最も小さい時間以外の時間では、最も小さい時間と同様の規則で周波数軸方向に対し、プリコーディングに使用するプリコーディング行列のインデックスを変更していく（インクリメントする）。なお、ここで、シフトさせるとは、用意されているプリコーディング行列に１～Ｎまで番号を割り振った場合に、そのシフトさせる数だけ、時間軸方向において１つ前の時間に割り当てたプリコーディング行列の番号に加算した番号のプリコーディング行列を割り当てることを意味する。

　例えば、図６３では、時間ｔ２に着目した場合、キャリアｆ１ではインデックス＃４のプリコーディング行列を、キャリアｆ２ではインデックス＃５のプリコーディング行列を、キャリアｆ３ではインデックス＃１のプリコーディング行列を、キャリアｆ４ではインデックス＃２のプリコーディング行列を、キャリアｆ５ではインデックス＃３のプリコーディング行列を、キャリアｆ６ではインデックス＃４のプリコーディング行列を、キャリアｆ７ではインデックス＃５のプリコーディング行列を、キャリアｆ８ではインデックス＃１のプリコーディング行列を、キャリアｆ９ではインデックス＃２のプリコーディング行列を、キャリアｆ１０ではインデックス＃３のプリコーディング行列を、キャリアｆ１１ではインデックス＃４のプリコーディング行列を、・・・、というようにプリコーディング行列を割り当てていく。したがって、時間ｔ１と時間ｔ２の同一キャリアでは、異なるプリコーディング行列を用いることになる。

　ここで、上記＜条件＃５３＞を満たすべく時間軸方向にプリコーディング行列をＳｃだけシフトさせる当該Ｓｃの＜条件＃５５＞は以下の通りである。

 
＜条件＃５５＞
　Ｓｃは２以上かつ、Ｎ－２以下である。

 
　即ち、プリコーディング行列＃１をキャリアｆ１、時間ｔ１のシンボルに割り当てた場合に、時間軸方向では、Ｓｃの数だけ、シフトさせたプリコーディング行列を割り当てていく。つまり、キャリアｆ１、時間ｔ２のシンボルには、１＋Ｓｃで示される番号のプリコーディング行列を、キャリアｆ１、時間ｔ３のシンボルには、１＋Ｓｃ＋Ｓｃで示される番号のプリコーディング行列を、・・・、キャリアｆ１、時間ｔｎのシンボルには、時間ｔｎ－１のシンボルに割り当てたプリコーディング行列の番号＋Ｓｃ、・・・と割り当てていく。なお、加算して得られる値が、用意されている異なるプリコーディング行列の数Ｎを超えた場合には、加算して得た値からＮだけ減算した値のプリコーディング行列を用いる。具体的に言えば、Ｎを５、Ｓｃを２とし、最も小さいキャリアｆ１、時間ｔ１にプリコーディング行列＃１を割り当てた場合、キャリアｆ１、時間ｔ２にプリコーディング行列＃３（１＋２（Ｓｃ））を、キャリアｆ１、時間ｔ３にプリコーディング行列＃５（３＋２（Ｓｃ））を、キャリアｆ１、時間ｔ４にプリコーディング行列＃２（５＋２（Ｓｃ）－５（Ｎ））を、・・・というように割り当てていく。

　そして、最も小さいキャリア番号の各時間ｔｘに割り当てるプリコーディング行列が定まると、後は周波数軸方向に、最も小さいキャリア番号の各時間に割り当てられたプリコーディング行列を１ずつインクリメントさせていったプリコーディング行列を割り当てていく。例えば、図６３では、キャリアｆ１、時間ｔ１のシンボルに用いたプリコーディング行列がプリコーディング行列＃１であるとした場合に、キャリアｆ２、時間ｔ１のシンボルに用いたプリコーディング行列はプリコーディング行列＃２、キャリアｆ３、時間ｔ１のシンボルに用いたプリコーディング行列はプリコーディング行列＃３、・・・となるようにシンボルに乗じるプリコーディング行列を割り当てる。なお、周波数軸方向でもプリコーディング行列の割り当てる番号はＮに達すると１に戻る、即ちループすることとする。

　このようにして、プリコーディング行列を割り当ててプリコーディングを実行したデータシンボルのシンボル配置例を図６３に示す。図６３（ａ）に示す変調信号ｚ１、図３（ｂ）に示す変調信号ｚ２においては、用意しているプリコーディング行列の個数を５、上述のＳｃとして加算していく値を３とした場合のシンボル配置例を示している。

　図６３を見れば分かるように、上述の手法に従って、プリコーディング行列の番号をシフトさせていったプリコーディング行列を用いてプリコーディングを実行したプリコーディング済みのデータシンボルが配されている。図６３を見れば分かるように、いずれの位置のデータシンボルに着目した場合でも、当該着目したデータシンボルに用いられたプリコーディング行列と、その着目したデータシンボルの周波数軸方向、時間軸方向に隣接する全てのデータシンボルに用いられたプリコーディング行列は全て異なっており、上記＜条件＃５３＞を満たした配置になっていることがわかる。ただし、時間軸、周波数方向に隣接したデータシンボルが３つ以下となるデータシンボルAの場合、隣接するデータシンボルの個数をX個とした場合（Xは３以下）、X個の隣接したデータシンボルとデータシンボルAでは、異なるプリコーディング行列を用いることになる。例えば、図６３のｆ１、ｔ１のデータシンボルは隣接したデータシンボルは２シンボルしかなく、ｆ１、ｔ２のデータシンボルは隣接したデータシンボルは３シンボルしかなく、ｆ２、ｔ１のデータシンボルは隣接したデータシンボルは３シンボルしかないが、これらのデータシンボルにおいてもそのデータシンボルと隣接したデータシンボルに割り当てられたプリコーディング行列は異なるものとなっている。

　また、図６３（ａ）のシンボル６３１ａに用いられたプリコーディング行列とシンボル６３０ａに用いられたプリコーディング行列とのインデックスの差分は、４－１＝３、データシンボル６３２ａに用いられたプリコーディング行列とデータシンボル６３１ａに用いられたプリコーディング行列との差分は、２＋５－４＝３でＳｃとして３を加算した値の番号のプリコーディング行列が用いられていることがわかり、当該Ｓｃは、２≦Ｓｃ≦３（５（Ｎ）－２）となっており、＜条件＃５５＞を満たしている。

　また、図６４には、プリコーディング行列の個数を５、上述のＳｃとして加算していく値を２とした場合のシンボル配置例を示している。

　送信装置において、このシンボル配置を実現する手法としては、例えば、データシンボルに対してプリコーディングを実行するにあたり、最も小さいキャリア（例えば、図６３のキャリアｆ１）からシンボルに対して用いるプリコーディング行列の番号を割り当てるプリコーディング行列を最も小さい番号のプリコーディング行列（図６３ではプリコーディング行列＃１）を割り当てる構成とする。そして、最も小さいキャリアに割り当てたプリコーディング行列＃１の番号を、Ｓｃで定められる数だけ、時間軸方向にシフトさせたプリコーディング行列を割り当てる。これは、予めＳｃの値を指定するレジスタを備え、当該レジスタに設定された値だけ割り当てたプリコーディング行列の番号に加算していけばよい。

　そして、必要な時間の分だけ最も小さいキャリアにプリコーディング行列を割り当てると、各時間において周波数軸方向に１ずつ割り当てるプリコーディング行列を、用いるキャリアの最も大きいキャリアまでインクリメントさせていけばよい。

　つまり、周波数軸方向においては用いるプリコーディング行列の番号を１ずつインクリメントさせていき、時間軸方向においては用いるプリコーディング行列の番号をＳｃだけシフトさせる構成とすればよい。

　図６３（ａ）、図６４（ａ）に示す変調信号ｚ１、図６３（ｂ）、図６４（ｂ）に示す変調信号ｚ２は、上述の手法に従って、プリコーディング行列の番号をシフトさせていったプリコーディング済みのシンボルが配されており、そのいずれのシンボルに着目しても上記＜条件＃５３＞が満たされていることがわかる。

　このようにして生成した信号を送信することで、受信側装置において、あるシンボルの受信品質が劣悪であったとしても、そのシンボルに周波数軸方向、時間軸方向に隣接するシンボルの受信品質は高くなることが想定され、そのため、誤り訂正復号後においては、良質の受信品質を確保することができる。

　なお、以上に説明したプリコーディング行列の割り当て方法では、最も小さいキャリアを定めて、時間軸方向にＳｃだけシフトさせていく手法を示したが、これは周波数軸方向にＳｃだけシフトさせてもよい。つまり、最も早い時間ｔ１、キャリアｆ１に対して割り当てるプリコーディング行列を定めた後、周波数軸方向にキャリアを１つ移動するごとにＳｃだけシフトさせたプリコーディング行列を割り当てる。そして、同一キャリア内において時間軸方向に１ずつ割り当てるプリコーディング行列のインデックスをインクリメントする構成としてもよい。この場合、図６３や図６４に示したシンボル配置は、それぞれ図６５や図６６に示すようなシンボル配置となる。

　また、プリコーディング行列のインデックスをインクリメントする順序については、図６７（ａ）～（ｄ）に示すように様々の方法があり、いずれの手順をとってもよい。図６７において、矢印に付した番号１、２、３、４・・・の順番に使用するプリコーディング行列のインデックスをインクリメントする。

　図６７（ａ）は、図６３、図６４で示したように、時間Ａにおいて、周波数軸方向で、使用するプリコーディング行列のインデックスをインクリメントし、完了したら、時間Ａ＋１において、周波数軸方向で、使用するプリコーディング行列のインデックスのインクリメントを行う、・・・、という方法であることを意味している。

　図６７（ｃ）は、図６３、図６４を用いて説明したように、周波数Ａにおいて、時間軸方向で、使用するプリコーディング行列のインデックスをインクリメントし、完了したら、周波数Ａ＋１において、時間軸方向で、使用するプリコーディング行列のインデックスのインクリメントを行う、・・・、という方法を示している。

　図６７（ｂ）、（ｄ）は、図６７（ａ）、（ｃ）の変形例であり、まず、１の矢印に関連するシンボルにおいて、矢印の方向で、使用するプリコーディング行列のインデックスをインクリメントする。完了後、２の矢印に関連するシンボルにおいて、矢印の方向で、使用するプリコーディング行列のインデックスをインクリメントする、・・・という手順で、使用するプリコーディング行列のインデックスのインクリメントを実行する。

　また、図６７に示したもの意外の手順であっても結果として、図６３～図６６に示すような、＜条件＃５３＞を満たすデータシンボルが多くなるようなプリコーディング方法を実行するのが望ましい。

　なお、図６７に示したプリコーディング行列のインデックスをインクリメントする手順以外の手順に従ってプリコーディング行列のインクリメントを実行してもよく、このとき＜条件＃５３＞を満たすようなデータシンボルが多くなるような方法が望まれる。

　このようにして生成された変調信号が送信装置の複数のアンテナから送信されることとなる。

　以上が、本実施の形態１７に係る受信側における受信品質の劣化を抑制することができるプリコーディングされたシンボルの配置例である。なお、本実施の形態１７においては、シンボルに用いるプリコーディング行列を所定数だけシフトさせた番号のプリコーディング行列を隣接するシンボルに用いることで＜条件＃５３＞を満たすようなデータシンボルが多くなる手法を示しているが、＜条件＃５３＞が満たすデータシンボルが存在していれば、本実施の形態１７に示したような規則的なプリコーディング行列の割り当て方をせずとも、データの受信品質の改善の効果を得ることができる。

　また、本実施の形態においては、プリコーディング行列を最初に割り当てる基準となるシンボルとして、最小のキャリアに配されるシンボルにプリコーディング行列＃１を割り当てて、周波数軸方向、時間軸方向に１又はＳｃずつシフトさせていく手法をとったが、これは最大のキャリア側から割り当てていく手法をとってもよい。また、最小のキャリアにプリコーディング行列＃Ｎを割り当てて、そこから減算する方向でシフトさせていく構成をとってもよい。つまり、本実施の形態１７における異なるプリコーディング行列のインデックス番号の付し方は、一例であり、＜条件＃５３＞を満たすデータシンボルが多くなるのであれば、どのようにインデックス番号を付してもよい。

　なお、本実施の形態１７に示したプリコーディング行列の割り当て方を示す情報は、上記実施の形態１に示した重み付け合成情報生成部３１４により生成され、生成された情報に従って重み付け合成部３０８Ａ、３０８Ｂなどがプリコーディングを実行する。

　また、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、使用するプリコーディング行列の数は変化しない（つまり、異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、・・・・、F[N-1]を用意し、F[0]、F[1]、・・・F[N-1]を切り替えて使用する）が、フレーム単位、複素シンボルで構成されるシンボルブロック単位等で、本実施の形態や本実施の形態以外で説明したプリコーディング行列の割り当て方法を切り替えることも可能である。このとき、送信装置は、プリコーディング行列の割り当て方法に関する情報を送信し、受信装置は、当該情報を受信することにより、プリコーディング割り当て方法を知り、それに基づいて、プリコーディングの復号を行うことになる。そして、プリコーディング行列の割り当て方法については、予め定められた割り当て方法、例えば、割り当て方法Ａ、割り当て方法Ｂ、割り当て方法Ｃ、割り当て方法Ｄがあり、送信装置は、Ａ～Ｄの中から割り当て方法を選択し、Ａ～Ｄのいずれの方法を用いたのかを示す情報を受信装置に対して送信する。そして、受信装置は、この情報を得ることでプリコーディングの復号が可能となる。

　なお、本実施の形態では、変調信号ｓ１、ｓ２およびｚ１、ｚ２を送信する場合、つまり、ストリーム数２、送信信号数２の時を例に説明したが、ストリーム数および送信信号数はこれに限るものではなく、ストリーム数、送信信号数を２より大きくしても、同様のプリコーディング行列の割り当てを実行することができる。つまり、変調信号ｓ３、ｓ４、・・・のストリームが存在し、変調信号ｚ３、ｚ４、・・・の送信信号数が存在しても、ｚ３、ｚ４における、周波数―時間軸のフレームにおけるシンボルに対するプリコーディング行列のインデックスは、ｚ１、ｚ２と同様の切り替えを行えばよいことになる。

 
（実施の形態１８）
　上記実施の形態１７においては、データシンボルのみが配されている状態を説明した。しかし、実際には、ここにパイロットシンボル（パイロットシンボルと記載したが、データを伝送しない、例えば、既知のPSK変調シンボルが一つの適した例であり、リファレンスシンボル等と名付けてもよい。一般的には、チャネル状態の推定、周波数オフセット量の推定、時間同期獲得、信号検出、位相歪みの推定等に用いられる。）や制御情報を伝送するためのシンボルが存在することが考えられる。そこで、本実施の形態１８においては、パイロットシンボルがデータシンボル中に挿入される場合のデータシンボル中に対するプリコーディング行列の割り当て方法について説明する。

　上記実施の形態１７においては、図６３、図６４、図６５、図６６において、データシンボルが存在する時間には、パイロットシンボルや制御情報を伝送するためのシンボルが存在しないときの例を示した。このような場合、データシンボルが配置される開始時間がｔ１であるとすると、ｔ１よりも前に、パイロットシンボルや制御情報を伝送するためのシンボルが存在するとよい（この場合、プリアンブルと呼ばれることがある。）。また、更に、受信装置におけるデータの受信品質を向上させるためには、データシンボルが配置されている最後の時間以降の時間にパイロットシンボルが存在してもよい（図６８（ａ）参照）。なお、図６８（ａ）においては、パイロットシンボル（Ｐ）がある場合を示しているが、上述の通り、これは、制御情報を伝送するためのシンボル（Ｃ）に置き換わってもよい。

　また、特定のキャリアにデータシンボルではない、パイロットシンボルや制御情報を伝送するためのシンボルが存在してもよい。例として、図６８（ｂ）では、周波数軸における両端のキャリアにパイロットシンボルを配置したときの例を示している。このようにしても、実施の形態１７と同様に＜条件＃５３＞を満たすデータシンボルを多く存在させることができるという特徴をもつ。また、図６８（ｂ）のように必ずしもデータシンボルに用いる周波数における周波数軸の両端にパイロットシンボルを配置する必要はない。例えば、図６８（ｃ）のように特定のキャリアにパイロットシンボル（Ｐ）が配置されていてもよいし、あるいは、図６８（ｄ）のように特定のキャリアにパイロットシンボルではなく制御情報（Ｃ）が配置されていてもよい。図６８（ｃ）、（ｄ）のようにしても、実施の形態１７と同様に＜条件＃５３＞を満たすデータシンボルを多く存在させることができる。なお、図６８に示した図面においては、変調信号の区別はしていないが、これは、変調信号ｚ１、ｚ２双方に共通する説明である。

　つまり、特定のサブキャリアにパイロットシンボルや制御情報を伝送するシンボル等のデータシンボルでないシンボルを配置しても、＜条件＃５３＞を満たすデータシンボルを多く存在させることができるという特徴をもつことになる。また、前述のように、図６８において、データシンボルが最初に配置される時間よりも前、つまり、時間ｔ１より前に、パイロットシンボルや制御情報を伝送するシンボル等のデータシンボルではないシンボルを配置しても＜条件＃５３＞を満たすデータシンボルを多く存在させることができるという特徴をもつことになる。

　加えて、ある特定の時間にデータシンボルを配置せずに、データシンボル以外のシンボルのみを存在させる時間があっても、＜条件＃５３＞を満たすデータシンボルを多く存在させることができるという特徴をもつことになる。

　なお、図６８において、同一時間、同一キャリアにおいて、変調信号ｚ１、ｚ２ともにパイロットシンボルが存在する場合を説明したが、これに限ったものではなく、例えば、変調信号ｚ１にはパイロットシンボルを配置し、変調信号ｚ２には同相Iがゼロかつ直交Qがゼロのシンボルを配置する、というような構成であってもよく、逆に、変調信号ｚ１には同相Iがゼロかつ直交Qがゼロのシンボルを配置し、変調信号ｚ２にパイロットシンボルを配置するという構成であってもよい。

　次に、これまで説明した時間－周波数軸におけるフレームにおいて、データシンボル以外のシンボルが、特定の時間、または、特定のキャリアにのみ存在するフレーム構成で説明したが、これらの例とは異なる例として、図６９に示すようにパイロットシンボルＰが、時間とともに、パイロットシンボルの存在するサブキャリアが変更される場合について説明する。特に、図６９に示した状態においてデータシンボルの配置位置（Ｐと記載されていない四角）にプリコーディングされたデータシンボルの配置が、上記実施の形態１７に示した＜条件＃５３＞を保つプリコーディング行列の割り当て方について説明する。ただし、前述で説明したように、同一時間、同一キャリアにおいて、変調信号ｚ１、ｚ２ともにパイロットシンボルが存在する場合を説明しているが、例えば、変調信号ｚ１にはパイロットシンボルを配置し、変調信号ｚ２には同相Iがゼロかつ直交Qがゼロのシンボルを配置する、というような構成であってもよく、逆に、変調信号ｚ１には同相Iがゼロかつ直交Qがゼロのシンボルを配置し、変調信号ｚ２にパイロットシンボルを配置するという構成であってもよい。

　まず、単純に実施の形態１７に示したように、使用するプリコーディング行列のインデックスをインクリメントしていく場合、つまり、データシンボル以外のシンボルでは、プリコーディング行列のインデックスをインクリメントしない場合が考えられる。図７０にこの場合のシンボル配置例を示した。図７０では、図６７の（ａ）のように、周波数軸方向にプリコーディング行列のインデックスをインクリメントし、時間軸がすすむにつれ、Ｓｃのシフトを実施する方法をとっている。このとき、周波数軸方向にプリコーディング行列のインデックスをインクリメントする際、データシンボル以外のシンボルでは、プリコーディング行列のインデックスをインクリメントしていない。このような構成とすることで、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、周期を一定にたもつことができるという利点があると同時に、＜条件＃５３＞を満たすデータシンボルを存在させることができるという利点がある。

　特に、以下の条件を満たすと、＜条件＃５３＞を満たすデータシンボルの数を多くすることができる。

 
＜ａ＞データシンボルが存在する時間ｉ－１、ｉ、ｉ＋１において、時間ｉ－１に存在するパイロットシンボルの数をA、時間ｉに存在するパイロットシンボルの数をB、時間ｉ＋１に存在するパイロットシンボルの数をCとすると、AとBの差は０または１、BとCの差は０または１、AとCの差は０または１である。

 
　この条件＜ａ＞を別の表現であらわすと、
 
＜ａ’＞データシンボルが存在する時間ｉ－１、ｉ、ｉ＋１において、時間ｉ－１に存在するデータシンボルの数をα、時間ｉに存在するデータシンボルの数をβ、時間ｉ＋１に存在するデータシンボルの数をγとすると、αとβの差は０または１、βとγの差は０または１、αとγの差は０または１である。

 
　となる。当該条件＜a＞＜ａ’＞をさらに条件を緩和すると、
 
＜ｂ＞データシンボルが存在する時間ｉ－１、ｉ、ｉ＋１において、時間ｉ－１に存在するパイロットシンボルの数をA、時間ｉに存在するパイロットシンボルの数をB、時間ｉ＋１に存在するパイロットシンボルの数をCとすると、AとBの差は０または１または２、BとCの差は０または１または２、AとCの差は０または１または２である。

 
＜ｂ’＞データシンボルが存在する時間ｉ－１、ｉ、ｉ＋１において、時間ｉ－１に存在するデータシンボルの数をα、時間ｉに存在するデータシンボルの数をβ、時間ｉ＋１に存在するデータシンボルの数をγとすると、αとβの差は０または１または２、βとγの差は０または１または２、αとγの差は０または１または２である。

 
　となる。

　また、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期を大きくした方がよく、また、Ｓｃの値を「X以上かつ、Ｎ－X以下としたとき、Xを大きい値とする」方がよいことになる。

 
　このようにすると、時間ｉ－１においてプリコーディング行列のインデックスをインクリメントする回数、時間ｉにおいてプリコーディング行列のインデックスをインクリメントする回数、時間ｉ＋１においてプリコーディング行列のインデックスをインクリメントする回数のいずれか２つを選択し、その差を計算すると高々１であるため、実施の形態１７で説明した状況を維持している可能性が高いからである。

　ただし、図７０のシンボル７００ａに着目してみると、シンボル７００ａに用いたプリコーディング行列と、シンボル７００ａの周波数軸方向と時間軸方向とで隣接する全てのシンボルに用いたプリコーディング行列が全て異なるという＜条件＃５３＞を満たしていないデータシンボルであり、このようなデータシンボルが少数であるが存在する。（ただし、図７０では、多くのデータシンボルは＜条件＃５３＞を満たしているが、これは、上記の条件をみたしているからである。また、割り当て方法次第では、隣接にデータシンボルが存在するデータシンボルすべてで＜条件＃５３＞を満たすことが可能である。この点については、実施の形態２０において、例を示す。）
　そこで、別の手法として、パイロットシンボルが挿入される位置においてもプリコーディング行列のインデックス番号をインクリメントするものとする構成方法がある。

　図７１には、図６３に示したデータシンボルのプリコーディング行列の割り当て方法の例に、本実施の形態に示したパイロットシンボルを挿入した場合のプリコーディング行列の割り当て方法を示している。

　図７１に示されるように、パイロットシンボルが割り当てられた位置においても、データシンボルが存在するものと仮定して、プリコーディング行列の割り当てを行う、つまり、実施の形態１７と同様にプリコーディング行列の割り当てを行い、パイロットシンボルを配置している位置については、そこで用いるプリコーディング行列の番号を削除することになる。

　このようにすることで、時間軸方向、周波数軸方向にデータシンボルが存在するデータシンボル全てにおいて、＜条件＃５３＞を満たすことになるという効果を得ることができる。ただし、パイロットシンボルを挿入したために、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法の周期が、固定的ではなくなるという特徴をもつことになる。

　なお、本実施の形態１８に示したプリコーディング行列の割り当て方を示す情報は、上記実施の形態１に示した重み付け合成情報生成部３１４により生成され、生成された情報に従って重み付け合成部３０８Ａ、３０８Ｂなどがプリコーディングを実行すると同時に、通信相手にこの情報に相当する情報を送信してもよい。（予め規則が決められている場合は、即ち、送信側と受信側とでプリコーディング行列の割り当て方法を予め定めている場合には、この情報を送信しなくてもよい。）通信相手は、送信装置が使用したプリコーディング行列の割り当て方をしり、それに基づき、プリコーディングの復号を行うことになる。

　なお、本実施の形態では、変調信号ｓ１、ｓ２および変調信号ｚ１、ｚ２を送信する場合、つまり、ストリーム数２、送信信号数２の時を例に説明したが、これに限ったものではなく、ストリーム数、送信信号数を２より大きくしても、同様のプリコーディング行列の割り当てを行っても、同様に実施することができる。つまり、ｓ３、ｓ４、・・・のストリームが存在し、ｚ３、ｚ４、・・・の送信信号が存在しても、ｚ３、ｚ４、・・・における、周波数―時間軸のフレームにおけるシンボルに対するプリコーディング行列のインデックスは、変調信号ｚ１、ｚ２と同様の割り当てを行えばよいことになる。

 
（実施の形態１９）
　上記実施の形態１７および実施の形態１８では、あるデータシンボルと、そのデータシンボルに時間的、周波数的に最も隣接するシンボルの計５つのデータシンボルに着目し、これら５つのデータシンボルに割り当てられるプリコーディング行列が全て相違する例を説明した。本実施の形態１９においては、近接するデータシンボルについて、用いるプリコーディング行列が互いに相違する範囲を拡張したプリコーディング行列の割り当て方法を説明する。なお、本実施の形態において、全てのシンボルに割り当てられるプリコーディング行列が全て異なる範囲を便宜上、相異範囲と呼ぶ。

　上記実施の形態１７や実施の形態１８においては十字型に配される５つのデータシンボルについて、各データシンボルに用いられたプリコーディング行列が互いに異なるように、プリコーディング行列を割り当てることとしたが、ここでは、その互いに異なるプリコーディング行列をデータシンボルに割り当てる範囲を、例えば、周波数方向で３シンボル分、時間軸方向で３シンボルというように３×３の９個のデータシンボルに拡張し、この９個のデータシンボルでは、プリコーディング行列が全て異なるようにプリコーディング行列を割り当てることを提案する。このようにすることで、受信側におけるデータの受信品質を、上記実施の形態１７に示したように５つのシンボルのみで互いに乗じられたプリコーディング行列が異なるシンボル配置にした場合よりも、高めることができる可能性がある。（本実施の形態では、上述のように、時間軸方向Mシンボル分、周波数軸方向Nシンボル分のN×M個のデータシンボルに拡張する場合について説明する。）
　以降では、そのような拡張例を説明し、その後、この拡張例を実現するための条件を説明し、プリコーディング行列の割り当て方法について説明する。

　図７２～図７８には、それぞれ、フレーム構成及び互いに異なるプリコーディング行列を乗じたシンボルの拡張配置例を示した。

　図７２、７３には、相異範囲を３×３の範囲とした場合の変調信号のフレーム構成例を、図７５には、相異範囲を３×５の範囲に拡張した場合、図７７には、その範囲を図に示すような菱形形状にした場合の例を示している。

　まず、図７２、図７３、図７５に示したような方形の相異範囲においては、必要となるプリコーディング行列の個数は、相異範囲に含まれるシンボルの個数が最低限必要となる異なるプリコーディング行列の個数となる。つまり、相異範囲に含まれる周波数軸方向のシンボル数と、時間軸方向のシンボル数とを掛け合わせた個数の異なるプリコーディング行列が最低限必要となる。（図７３に示すように、前述の最低限の数より多い数の異なるプリコーディング行列を用意してもよい。）つまり、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式における切り替え周期をZとしたとき、周期ZはN×M以上とする必要がある。

　次に、図７２や図７３に示すプリコーディング行列の割り当て方法がなされたシンボル配置を実現する具体的なプリコーディング行列の割り当て方法の一例を説明する。

　まず、周波数軸方向のプリコーディング行列の割り当て方法は、実施の形態１７に示したように、プリコーディング行列のインデックス番号を１ずつインクリメントしたインデックス番号のプリコーディング行列を割り当てていき、用意されているプリコーディング行列のインデックス番号を超えた場合には、また、プリコーディング行列＃１に戻って、プリコーディング行列を割り当てていく。

　そして、時間軸方向にプリコーディングされたシンボルを配置していく場合にも、上記実施の形態１７において説明した場合と同様にＳｃを加算して割り当てていくが、このときＳｃの条件が実施の形態１７に示したものと異なってくる。

　本実施の形態における実施の形態１７で説明したＳｃの条件は、時間軸方向Mシンボル分、周波数軸方向Nシンボル分のN×M個のデータシンボルに相異範囲を拡張する場合、NとMのうち大きい方の値をLとした場合、Lシンボル以上Z―L以下である必要がある。（規則的にプリコーディング行列を切り替える方式における切り替え周期をZとする。）ただし、N≠Mのときは、上記を満たさなくてもよい場合がある。

　なお、ＳｃをＬよりも大きい数に設定する場合には、Ｚとして、Ｎ×Ｍよりも多い数の異なるコーディング行列が必要となる、つまり、切り替え周期を大きく設定するとよいことになる。

　図７２や、図７３の用に３×３の相異範囲の場合、Lは３であるからＳｃは３以上、Z―３以下の整数である必要がある。

　つまり、キャリアｆ１、時間ｔ１のシンボルに用いたプリコーディング行列がプリコーディング行列＃１であり、相異範囲が３×３であった場合には、キャリアｆ１、時間ｔ２のシンボルに用いるプリコーディング行列は、１＋３で、プリコーディング行列＃４となる。

　図７２に示す相異範囲でプリコーディング行列を割り当ててプリコーディングを実行した場合の変調信号のシンボル配置を図７４に示した。図７４を見ればわかるように、いずれの箇所の相異範囲を見ても、相異範囲内のシンボルに用いられたプリコーディング行列は異なっている。

　なお、図７４では、周波数軸にプリコーディング行列のインデックス番号を１ずつインクリメントしたインデックス番号のプリコーディング行列を割り当てていき、用意されているプリコーディング行列のインデックス番号を超えた場合には、また、プリコーディング行列＃１に戻って、プリコーディング行列を割り当て、時間軸方向にプリコーディングされたシンボルを配置していくときにも、上記実施の形態１７において説明した場合と同様にＳｃを加算して割り当てていく構成について説明した。しかし、これは、実施の形態１７と同様に、図７４において、縦軸を周波数、横軸に時間として考え、時間軸にプリコーディング行列のインデックス番号を１ずつインクリメントしたインデックス番号のプリコーディング行列を割り当てていき、用意されているプリコーディング行列のインデックス番号を超えた場合には、また、プリコーディング行列＃１に戻って、プリコーディング行列を割り当て、周波数軸方向にプリコーディングされたシンボルを配置していくときにも、上記実施の形態１７において説明した場合と同様にＳｃを加算して割り当てていく構成についても同様に実施することができ、このときも、上述のＳｃの条件が重要な条件となる。

　図７５には、相異範囲を３×５の範囲とした場合のフレーム構成例を示し、図７６には、その場合のプリコーディングされた変調信号のシンボル配置を示した。

　図７６を見れば分かるように時間軸方向には、割り当てられているプリコーディング行列が、相異範囲の周波数軸方向のシンボル数の３だけシフトさせていったプリコーディング行列となっている。また、図７６において、どこの相異範囲を見ても、相異範囲内のシンボルに割り当てられたプリコーディング行列が全て異なる構成となっていることもわかる。

　図７６の例から、時間軸方向Mシンボル分、周波数軸方向Nシンボル分のN×M個のデータシンボルに相異範囲を拡張する場合、N≠Mのとき、実施の形態１７で説明したＳｃの条件は以下のように考えることができる。

　周波数軸にプリコーディング行列のインデックス番号を１ずつインクリメントしたインデックス番号のプリコーディング行列を割り当てていき、用意されているプリコーディング行列のインデックス番号を超えた場合には、また、プリコーディング行列＃１に戻って、プリコーディング行列を割り当て、時間軸方向にプリコーディングされたシンボルを配置していくとき、上記実施の形態１７において説明した場合と同様にＳｃを加算して割り当てていくとすると、Ｓｃは、Nシンボル以上Z―N以下である必要がある。（規則的にプリコーディング行列を切り替える方式における切り替え周期をZとする。）
　ただし、Ｓｃを上記条件のとおり設定しても、相異範囲内のシンボルに割り当てられたプリコーディング行列が全て異なる構成とならない場合がある。相異範囲内のシンボルに割り当てられたプリコーディング行列が全て異なる構成とするためには、切り替え周期を大きく設定するとよいことになる。

　そして、時間軸にプリコーディング行列のインデックス番号を１ずつインクリメントしたインデックス番号のプリコーディング行列を割り当てていき、用意されているプリコーディング行列のインデックス番号を超えた場合には、また、プリコーディング行列＃１に戻って、プリコーディング行列を割り当て、周波数軸方向にプリコーディングされたシンボルを配置していくとき、上記実施の形態１７において説明した場合と同様にＳｃを加算して割り当てていくとすると、Ｓｃは、Mシンボル以上Z―M以下である必要がある。

　ただし、Ｓｃを上記条件のとおり設定しても、相異範囲内のシンボルに割り当てられたプリコーディング行列が全て異なる構成とならない場合がある。相異範囲内のシンボルに割り当てられたプリコーディング行列が全て異なる構成とするためには、切り替え周期を大きく設定するとよいことになる。

　当然であるが、図７６は上記条件を満たしている。なお、図７６は、周波数軸にプリコーディング行列のインデックス番号を１ずつインクリメントしたインデックス番号のプリコーディング行列を割り当てていき、用意されているプリコーディング行列のインデックス番号を超えた場合には、また、プリコーディング行列＃１に戻って、プリコーディング行列を割り当て、時間軸方向にプリコーディングされたシンボルを配置していくときにも、上記実施の形態１７において説明した場合と同様にＳｃを加算して割り当てていく場合について説明した。しかし、これは、実施の形態１７と同様に、図７６において、縦軸を周波数、横軸に時間として考え、時間軸にプリコーディング行列のインデックス番号を１ずつインクリメントしたインデックス番号のプリコーディング行列を割り当てていき、用意されているプリコーディング行列のインデックス番号を超えた場合には、また、プリコーディング行列＃１に戻って、プリコーディング行列を割り当て、周波数軸方向にプリコーディングされたシンボルを配置していくときにも、上記実施の形態１７において説明した場合と同様にＳｃを加算して割り当てていく構成についても同様に実施することができ、このときも、上述のＳｃの条件が重要な条件となる。

　更には、ここでは時間軸方向でＳｃずつプリコーディング行列をシフトさせ、周波数軸方向で１ずつプリコーディング行列をシフトさせる構成で説明したが、上記実施の形態１７においても図６５や図６６を用いて説明したように、時間軸方向で１ずつプリコーディング行列をシフトさせ、周波数軸方向でＳｃずつプリコーディング行列をシフトさせるプリコーディング行列を割り当ててもよい。

　更には、図７７に示すような、菱形の相異範囲においても、同様に、どこの相異範囲でも全てのシンボルに用いられたプリコーディング行列が互いに異なるようにすることができる。

　但し、この場合、上述の条件を満たすためには、この菱形の相異範囲の周波数軸方向の最大数のシンボル数に時間軸方向の最大数のシンボル数をかけた数のプリコーディング行列が必要となる。つまり、図７７に示すような菱形の相異範囲において全てのシンボルに用いられたプリコーディング行列が互いに異なるものとする配置を実現するには２５（５（周波数軸方向の相異範囲内の最大シンボル数）×５（時間軸方向の相異範囲内の最大シンボル数））個のプリコーディング行列を必要とし、このような菱形を相異範囲とした場合には、実質的に、その菱形を囲う最小の方形を相異範囲とするシンボル配置と同等になる。

　図７８には、図７７に示した菱形の範囲を相異範囲とした場合のプリコーディング行列の割り当てを行った際のシンボル配置を示している。図７８において、いずれの菱形の相異範囲内に含まれるシンボルに割り当てられたコーディング行列が全て異なるようになっていることがわかる。

　このようにして、シンボルに割り当てるプリコーディング行列が全て相異する範囲を実施の形態１７に示した５つのシンボルから拡張した場合にも、周波数軸方向、時間軸方向で、割り当てるプリコーディング行列のインデックスを１つずつインクリメントし、かつ、Ｓｃだけシフトさせていきながら割り当てるという手法で、実現できる。

　また、ここまでは、実施の形態１７と同様にデータシンボルのみが配されている状態を説明したが、更に、実施の形態１８に示したようにパイロットシンボルが挿入される場合のデータシンボルの配置について説明する。

　パイロットシンボルが挿入される場合のシンボル配置の一つとしては、実施の形態１８に示した概念と共通する。即ち、パイロットシンボルが挿入される位置は予め定まっているので、パイロットシンボルが挿入される位置にパイロットシンボルが配置されていなかった場合に配されるシンボルに割り当てられるはずのプリコーディング行列の番号を飛ばして、次のシンボルのプリコーディング行列を乗じる仕様とすることである。つまり、パイロットシンボルが挿入される位置においては、次のデータシンボルに割り当てるプリコーディング行列の番号をより多く加算した番号のプリコーディング行列を割り当てる。即ち、１ずつインデックスをインクリメントする方向では、前のシンボルに割り当てたプリコーディング行列の番号に２加算した番号のプリコーディング行列を、Ｓｃずつシフトさせている方向では、２×Ｓｃを加算した番号のプリコーディング行列を割り当てる。

　図７９には、図７４に示したシンボル配置においてパイロットシンボルを挿入した場合の例を示している。図７９に示されるように、パイロットシンボルが挿入されている位置においては、そこにデータシンボルが配されたとした場合に割り当てるプリコーディング行列が飛ばされたプリコーディング行列の割り当て方法がなされていることが分かる。

　このようにして、異なるプリコーディング行列を割り当てる範囲を拡張した相異範囲においても、パイロットシンボルが挿入された場合に対応することができる。

　なお、本実施の形態１７に示したプリコーディング行列の割り当て方を示す情報は、上記実施の形態１に示した重み付け合成情報生成部３１４により生成され、生成された情報に従って重み付け合成部３０８Ａ、３０８Ｂなどがプリコーディングを実行すると同時に、通信相手にこの情報に相当する情報を送信してもよい。（予め規則が決められている場合は、即ち、送信側と受信側とでプリコーディング行列の割り当て方法を予め定めている場合には、この情報を送信しなくてもよい。）通信相手は、送信装置が使用したプリコーディング行列の割り当て方をしり、それに基づき、プリコーディングの復号を行うことになる。

　なお、本実施の形態では、変調信号ｓ１、ｓ２および変調信号ｚ１、ｚ２を送信する場合、つまり、ストリーム数２、送信信号数２の時を例に説明したが、これに限ったものではなく、ストリーム数、送信信号数を２より大きくしても、同様のプリコーディング行列の割り当てを行っても、同様に実施することができる。つまり、ｓ３、ｓ４、・・・のストリームが存在し、ｚ３、ｚ４、・・・の送信信号が存在しても、ｚ３、ｚ４、・・・における、周波数―時間軸のフレームにおけるシンボルに対するプリコーディング行列のインデックスは、変調信号ｚ１、ｚ２と同様の割り当てを行えばよいことになる。

 
（実施の形態２０）
　上記実施の形態１８において、使用するプリコーディング行列のインデックスをインクリメントしていく場合、つまり、データシンボル以外のシンボルでは、プリコーディング行列のインデックスをインクリメントしない場合について説明した。本実施の形態では、実施の形態１８で説明した図７０とは異なるフレームにおけるプリコーディング行列の割り当て例、図８０、図８１を示す。なお、図８０、図８１は、実施の形態１８と同様、変調信号ｚ１、ｚ２の時間－周波数軸におけるフレーム構成、および、パイロットシンボルと、データシンボル、およびデータシンボルで用いるプリコーディング行列のインデックス番号を示しており、「P」はパイロットを示しており、その他はデータシンボルを示しており、データシンボルにおける＃Xは、使用するプリコーディング行列のインデックス番号を示している。

　図８０は、図７０と比較し、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期を大きくし、かつ、Sｃの値も大きくした時の例を示している。また、実施の形態１８で説明した条件＜a＞＜ａ’＞＜ｂ＞＜ｂ’＞を満たしている。このようにすると、プリコーディング行列のインクリメントされない回数は、時間が変更されても大きく変わらないため、インクリメントされないことによる、データシンボルのインデックス番号の関係に与える影響が小さい。したがって、隣接にデータシンボルが存在するデータシンボル全てで＜条件＃５３＞を満たすことになっている。

　別の例として、図８１は、条件＜a＞＜ａ’＞＜ｂ＞＜ｂ’＞を満たさない場合を示している。図８１の、例えば、８１００をみればわかるように、＜条件＃５３＞を満たしていないことがわかる。これは、実施の形態１８で述べた条件を満たしていないことが大きく影響しているからである。

 
（実施の形態Ｂ１）
　以下では、上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法の応用例とそれを用いたシステムの構成例を説明する。

　図８２は、上記実施の形態で示した送信方法及び受信方法を実行する装置を含むシステムの構成例を示す図である。上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法は、図８２に示すような放送局８２０１と、テレビ（テレビジョン）８２１１、ＤＶＤレコーダ８２１２、ＳＴＢ（Set Top Box）８２１３、コンピュータ８２２０、車載のテレビ８２４１及び携帯電話８２３０等の様々な種類の受信機を含むデジタル放送用システム８２００において実施される。具体的には、放送局８２０１が、映像データや音声データ等が多重化された多重化データを上記各実施の形態で示した送信方法を用いて所定の伝送帯域に送信する。

　放送局８２０１から送信された信号は、各受信機に内蔵された、または外部に設置され当該受信機と接続されたアンテナ（例えば、アンテナ８２１０、８２４０）で受信される。各受信機は、アンテナにおいて受信された信号を上記各実施の形態で示した受信方法を用いて復調し、多重化データを取得する。これにより、デジタル放送用システム８２００は、上記各実施の形態で説明した本願発明の効果を得ることができる。

　ここで、多重化データに含まれる映像データは、例えばＭＰＥＧ（Ｍｏｖｉｎｇ　Ｐｉｃｔｕｒｅ　Ｅｘｐｅｒｔｓ　Ｇｒｏｕｐ）２、ＭＰＥＧ４－ＡＶＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ　Ｖｉｄｅｏ　Ｃｏｄｉｎｇ）、ＶＣ－１などの規格に準拠した動画符号化方法を用いて符号化されている。また、多重化データに含まれる音声データは例えばドルビーＡＣ（Ａｕｄｉｏ　Ｃｏｄｉｎｇ）－３、Ｄｏｌｂｙ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｐｌｕｓ、ＭＬＰ（Ｍｅｒｉｄｉａｎ　Ｌｏｓｓｌｅｓｓ　Ｐａｃｋｉｎｇ）、ＤＴＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｔｈｅａｔｅｒ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）、ＤＴＳ－ＨＤ、リニアＰＣＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｃｏｄｉｎｇ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の音声符号化方法で符号化されている。

　図８３は、上記各実施の形態で説明した受信方法を実施する受信機７９００の構成の一例を示す図である。図８３に示す受信機８３００は、図８２に示したテレビ（テレビジョン）８２１１、ＤＶＤレコーダ８２１２、ＳＴＢ（Set Top Box）８２１３、コンピュータ８２２０、車載のテレビ８２４１及び携帯電話８２３０等が備える構成に相当する。受信機８３００は、アンテナ８３６０で受信された高周波信号をベースバンド信号に変換するチューナ８３０１と、周波数変換されたベースバンド信号を復調して多重化データを取得する復調部８３０２とを備える。上記各実施の形態で示した受信方法は復調部８３０２において実施され、これにより上記各実施の形態で説明した本願発明の効果を得ることができる。

　また、受信機８３００は、復調部８３０２で得られた多重化データから映像データと音声データとを分離するストリーム入出力部８３０３と、分離された映像データに対応する動画像復号方法を用いて映像データを映像信号に復号し、分離された音声データに対応する音声復号方法を用いて音声データを音声信号に復号する信号処理部８３０４と、復号された音声信号を出力するスピーカ等の音声出力部８３０６と、復号された映像信号を表示するディスプレイ等の映像表示部８３０７とを有する。

　例えば、ユーザは、リモコン（リモートコントローラ）８３５０を用いて、選局したチャネル（選局した（テレビ）番組、選局した音声放送）の情報を操作入力部８３１０に送信する。すると、受信機８３００は、アンテナ８３６０で受信した受信信号において、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信機８３００は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法（上記の実施の形態で述べた伝送方式、変調方式、誤り訂正方式等）（これについては、図５、図４１に記載のとおりである。）の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局（基地局）で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。上述では、ユーザは、リモコン８３５０によって、チャネルを選局する例を説明したが、受信機８３００が搭載している選局キーを用いて、チャネルを選局しても、上記と同様の動作となる。

　上記の構成により、ユーザは、受信機８３００が上記各実施の形態で示した受信方法により受信した番組を視聴することができる。

　また、本実施の形態の受信機８３００は、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データ（場合によっては、復調部８３０２で復調されて得られる信号に対して誤り訂正復号を行わないこともある。また、受信機８３００は、誤り訂正復号後に他の信号処理が施されることもある。以降について、同様の表現を行っている部分についても、この点は同様である。）に含まれるデータ、または、そのデータに相当するデータ（例えば、データを圧縮することによって得られたデータ）や、動画、音声を加工して得られたデータを、磁気ディスク、光ディスク、不揮発性の半導体メモリ等の記録メディアに記録する記録部（ドライブ）８３０８を備える。ここで光ディスクとは、例えばＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）やＢＤ（Ｂｌｕ－ｒａｙ　Ｄｉｓｃ）等の、レーザ光を用いて情報の記憶と読み出しがなされる記録メディアである。磁気ディスクとは、例えばＦＤ（Ｆｌｏｐｐｙ　Ｄｉｓｋ）（登録商標）やハードディスク（Ｈａｒｄ　Ｄｉｓｋ）等の、磁束を用いて磁性体を磁化することにより情報を記憶する記録メディアである。不揮発性の半導体メモリとは、例えばフラッシュメモリや強誘電体メモリ（Ｆｅｒｒｏｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）等の、半導体素子により構成された記録メディアであり、フラッシュメモリを用いたＳＤカードやＦｌａｓｈ　ＳＳＤ（Ｓｏｌｉｄ　Ｓｔａｔｅ　Ｄｒｉｖｅ）などが挙げられる。なお、ここで挙げた記録メディアの種類はあくまでその一例であり、上記の記録メディア以外の記録メディアを用いて記録を行っても良いことは言うまでもない。

　上記の構成により、ユーザは、受信機８３００が上記各実施の形態で示した受信方法により受信した番組を記録して保存し、番組の放送されている時間以降の任意の時間に記録されたデータを読み出して視聴することが可能になる。

　なお、上記の説明では、受信機８３００は、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを記録部８３０８で記録するとしたが、多重化データに含まれるデータのうち一部のデータを抽出して記録しても良い。例えば、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに映像データや音声データ以外のデータ放送サービスのコンテンツ等が含まれる場合、記録部８３０８は、復調部８３０２で復調された多重化データから映像データや音声データを抽出して多重した新しい多重化データを記録しても良い。また、記録部８３０８は、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データ及び音声データのうち、どちらか一方のみを多重した新しい多重化データを記録しても良い。そして、上記で述べた多重化データに含まれるデータ放送サービスのコンテンツを記録部８３０８は、記録してもよい。

　さらには、テレビ、記録装置（例えば、ＤＶＤレコーダ、Ｂｌｕ－ｒａｙレコーダ、ＨＤＤレコーダ、ＳＤカード等）、携帯電話に、本発明で説明した受信機８３００が搭載されている場合、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに、テレビや記録装置を動作させるのに使用するソフトウェアの欠陥（バグ）を修正するためのデータや個人情報や記録したデータの流出を防ぐためのソフトウェアの欠陥（バグ）を修正するためのデータが含まれている場合、これらのデータをインストールすることで、テレビや記録装置のソフトウェアの欠陥を修正してもよい。そして、データに、受信機８３００のソフトウェアの欠陥（バグ）を修正するためのデータが含まれていた場合、このデータにより、受信機８３００の欠陥を修正することもできる。これにより、受信機８３００が搭載されているテレビ、記録装置、携帯電話が、より安定的に動作させることが可能となる。

　ここで、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる複数のデータから一部のデータを抽出して多重する処理は、例えばストリーム入出力部８３０３で行われる。具体的には、ストリーム入出力部８３０３が、図示していないＣＰＵ等の制御部からの指示により、復調部８３０２で復調された多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離し、分離後のデータから指定されたデータのみを抽出して多重し、新しい多重化データを生成する。なお、分離後のデータからどのデータを抽出するかについては、例えばユーザが決定してもよいし、記録メディアの種類毎に予め決められていてもよい。

　上記の構成により、受信機８３００は記録された番組を視聴する際に必要なデータのみを抽出して記録することができるので、記録するデータのデータサイズを削減することができる。

　また、上記の説明では、記録部８３０８は、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを記録するとしたが、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データを、当該映像データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換し、変換後の映像データを多重した新しい多重化データを記録してもよい。このとき、元の映像データに施された動画像符号化方法と変換後の映像データに施された動画像符号化方法とは、互いに異なる規格に準拠していてもよいし、同じ規格に準拠して符号化時に使用するパラメータのみが異なっていてもよい。同様に、記録部８３０８は、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる音声データを、当該音声データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換し、変換後の音声データを多重した新しい多重化データを記録してもよい。

　ここで、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データや音声データをデータサイズまたはビットレートが異なる映像データや音声データに変換する処理は、例えばストリーム入出力部８３０３及び信号処理部８３０４で行われる。具体的には、ストリーム入出力部８３０３が、ＣＰＵ等の制御部からの指示により、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離する。信号処理部８３０４は、制御部からの指示により、分離後の映像データを当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換する処理、及び分離後の音声データを当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換する処理を行う。ストリーム入出力部８３０３は、制御部からの指示により、変換後の映像データと変換後の音声データとを多重し、新しい多重化データを生成する。なお、信号処理部８３０４は制御部からの指示に応じて、映像データと音声データのうちいずれか一方に対してのみ変換の処理を行っても良いし、両方に対して変換の処理を行っても良い。また、変換後の映像データ及び音声データのデータサイズまたはビットレートは、ユーザが決定してもよいし、記録メディアの種類毎に予め決められていてもよい。

　上記の構成により、受信機８３００は、記録メディアに記録可能なデータサイズや記録部８３０８がデータの記録または読み出しを行う速度に合わせて映像データや音声データのデータサイズまたはビットレートを変更して記録することができる。これにより、記録メディアに記録可能なデータサイズが復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データのデータサイズよりも小さい場合や、記録部がデータの記録または読み出しを行う速度が復調部８３０２で復調された多重化データのビットレートよりも低い場合でも記録部が番組を記録することが可能となるので、ユーザは番組の放送されている時間以降の任意の時間に記録されたデータを読み出して視聴することが可能になる。

　また、受信機８３００は、復調部８３０２で復調された多重化データを外部機器に対して通信媒体８３３０を介して送信するストリーム出力ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ：インターフェース）８３０９を備える。ストリーム出力ＩＦ８３０９の一例としては、Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ等）、ＷｉＧｉＧ、ＷｉｒｅｌｅｓｓＨＤ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、Ｚｉｇｂｅｅ等の無線通信規格に準拠した無線通信方法を用いて変調した多重化データを、無線媒体（通信媒体８３３０に相当）を介して外部機器に送信する無線通信装置が挙げられる。また、ストリーム出力ＩＦ８３０９は、イーサネット（登録商標）やＵＳＢ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ　Ｓｅｒｉａｌ　Ｂｕｓ）、ＰＬＣ（Ｐｏｗｅｒ　Ｌｉｎｅ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）、ＨＤＭＩ（Ｈｉｇｈ－Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ　Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）等の有線通信規格に準拠した通信方法を用いて変調された多重化データを当該ストリーム出力ＩＦ８３０９に接続された有線伝送路（通信媒体８３３０に相当）を介して外部機器に送信する有線通信装置であってもよい。

　上記の構成により、ユーザは、受信機８３００が上記各実施の形態で示した受信方法により受信した多重化データを外部機器で利用することができる。ここでいう多重化データの利用とは、ユーザが外部機器を用いて多重化データをリアルタイムで視聴することや、外部機器に備えられた記録部で多重化データを記録すること、外部機器からさらに別の外部機器に対して多重化データを送信すること等を含む。

　なお、上記の説明では、受信機８３００は、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データをストリーム出力ＩＦ８３０９が出力するとしたが、多重化データに含まれるデータのうち一部のデータを抽出して出力しても良い。例えば、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに映像データや音声データ以外のデータ放送サービスのコンテンツ等が含まれる場合、ストリーム出力ＩＦ８３０９は、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データから映像データや音声データを抽出して多重した新しい多重化データを出力しても良い。また、ストリーム出力ＩＦ８３０９は、復調部８３０２で復調された多重化データに含まれる映像データ及び音声データのうち、どちらか一方のみを多重した新しい多重化データを出力しても良い。

　ここで、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる複数のデータから一部のデータを抽出して多重する処理は、例えばストリーム入出力部８３０３で行われる。具体的には、ストリーム入出力部８３０３が、図示していないＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）等の制御部からの指示により、復調部８３０２で復調された多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離し、分離後のデータから指定されたデータのみを抽出して多重し、新しい多重化データを生成する。なお、分離後のデータからどのデータを抽出するかについては、例えばユーザが決定してもよいし、ストリーム出力ＩＦ８３０９の種類毎に予め決められていてもよい。

　上記の構成により、受信機８３００は外部機器が必要なデータのみを抽出して出力することができるので、多重化データの出力により消費される通信帯域を削減することができる。

　また、上記の説明では、ストリーム出力ＩＦ８３０９は、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを記録するとしたが、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データを、当該映像データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換し、変換後の映像データを多重した新しい多重化データを出力してもよい。このとき、元の映像データに施された動画像符号化方法と変換後の映像データに施された動画像符号化方法とは、互いに異なる規格に準拠していてもよいし、同じ規格に準拠して符号化時に使用するパラメータのみが異なっていてもよい。同様に、ストリーム出力ＩＦ８３０９は、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる音声データを、当該音声データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換し、変換後の音声データを多重した新しい多重化データを出力してもよい。

　ここで、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データや音声データをデータサイズまたはビットレートが異なる映像データや音声データに変換する処理は、例えばストリーム入出力部８３０３及び信号処理部８３０４で行われる。具体的には、ストリーム入出力部８３０３が、制御部からの指示により、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離する。信号処理部８３０４は、制御部からの指示により、分離後の映像データを当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換する処理、及び分離後の音声データを当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換する処理を行う。ストリーム入出力部８３０３は、制御部からの指示により、変換後の映像データと変換後の音声データとを多重し、新しい多重化データを生成する。なお、信号処理部８３０４は制御部からの指示に応じて、映像データと音声データのうちいずれか一方に対してのみ変換の処理を行っても良いし、両方に対して変換の処理を行っても良い。また、変換後の映像データ及び音声データのデータサイズまたはビットレートは、ユーザが決定してもよいし、ストリーム出力ＩＦ８３０９の種類毎に予め決められていてもよい。

　上記の構成により、受信機８３００は、外部機器との間の通信速度に合わせて映像データや音声データのビットレートを変更して出力することができる。これにより、外部機器との間の通信速度が、復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データのビットレートよりも低い場合でもストリーム出力ＩＦから外部機器新しい多重化データを出力することが可能となるので、ユーザは他の通信装置において新しい多重化データを利用することが可能になる。

　また、受信機８３００は、外部機器に対して信号処理部８３０４で復号された映像信号及び音声信号を外部の通信媒体に対して出力するＡＶ（Ａｕｄｉｏ　ａｎｄ　Ｖｉｓｕａｌ）出力ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）８３１１を備える。ＡＶ出力ＩＦ８３１１の一例としては、Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ等）、ＷｉＧｉＧ、ＷｉｒｅｌｅｓｓＨＤ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、Ｇｉｇｂｅｅ等の無線通信規格に準拠した無線通信方法を用いて変調した映像信号及び音声信号を、無線媒体を介して外部機器に送信する無線通信装置が挙げられる。また、ストリーム出力ＩＦ８３０９は、イーサネット（登録商標）やＵＳＢ、ＰＬＣ、ＨＤＭＩ等の有線通信規格に準拠した通信方法を用いて変調された映像信号及び音声信号を当該ストリーム出力ＩＦ８３０９に接続された有線伝送路を介して外部機器に送信する有線通信装置であってもよい。また、ストリーム出力ＩＦ８３０９は、映像信号及び音声信号をアナログ信号のまま出力するケーブルを接続する端子であってもよい。

　上記の構成により、ユーザは、信号処理部８３０４で復号された映像信号及び音声信号を外部機器で利用することができる。

　さらに、受信機８３００は、ユーザ操作の入力を受け付ける操作入力部８３１０を備える。受信機８３００は、ユーザの操作に応じて操作入力部８３１０に入力される制御信号に基づいて、電源のＯＮ／ＯＦＦの切り替えや、受信するチャネルの切り替え、字幕表示の有無や表示する言語の切り替え、音声出力部８３０６から出力される音量の変更等の様々な動作の切り替えや、受信可能なチャネルの設定等の設定の変更を行う。

　また、受信機８３００は、当該受信機８３００で受信中の信号の受信品質を示すアンテナレベルを表示する機能を備えていてもよい。ここで、アンテナレベルとは、例えば受信機８３００が受信した信号のＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｓｔｒｅｎｇｔｈ　Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ、Ｒｅｃｅｉｖｅｄ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｓｔｒｅｎｇｔｈ　Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ、受信信号強度）、受信電界強度、Ｃ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ－ｔｏ－ｎｏｉｓｅ　ｐｏｗｅｒ　ｒａｔｉｏ）、ＢＥＲ（Ｂｉｔ　Ｅｒｒｏｒ　Ｒａｔｅ：ビットエラー率）、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報（Ｃｈａｎｎｅｌ　Ｓｔａｔｅ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）等に基づいて算出される受信品質を示す指標であり、信号レベル、信号の優劣を示す信号である。この場合、復調部８３０２は受信した信号のＲＳＳＩ、受信電界強度、Ｃ／Ｎ、ＢＥＲ、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等を測定する受信品質測定部を備え、受信機８３００はユーザの操作に応じてアンテナレベル（信号レベル、信号の優劣を示す信号）をユーザが識別可能な形式で映像表示部８３０７に表示する。アンテナレベル（信号レベル、信号の優劣を示す信号）の表示形式は、ＲＳＳＩ、受信電界強度、Ｃ／Ｎ、ＢＥＲ、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等に応じた数値を表示するものであっても良いし、ＲＳＳＩ、受信電界強度、Ｃ／Ｎ、ＢＥＲ、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等に応じて異なる画像を表示するようなものであっても良い。また、受信機８３００は、上記各実施の形態で示した受信方法を用いて受信して分離された複数のストリームｓ１、ｓ２、・・・毎に求めた複数のアンテナレベル（信号レベル、信号の優劣を示す信号）を表示しても良いし、複数のストリームｓ１、ｓ２、・・・から求めた１つのアンテナレベル（信号レベル、信号の優劣を示す信号）を表示しても良い。また、番組を構成する映像データや音声データが階層伝送方式を用いて送信されている場合は、階層毎に信号のレベル（信号の優劣を示す信号）を示しても可能である。

　上記の構成により、ユーザは上記各実施の形態で示した受信方法を用いて受信する場合のアンテナレベル（信号レベル、信号の優劣を示す信号）を数値的に、または、視覚的に把握することができる。

　なお、上記の説明では受信機８３００が、音声出力部８３０６、映像表示部８３０７、記録部８３０８、ストリーム出力ＩＦ８３０９、及びＡＶ出力ＩＦ８３１１を備えている場合を例に挙げて説明したが、これらの構成の全てを備えている必要はない。受信機８３００が上記の構成のうち少なくともいずれか一つを備えていれば、ユーザは復調部８３０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを利用することができるため、各受信機はその用途に合わせて上記の構成を任意に組み合わせて備えていれば良い。
（多重化データ）
　次に、多重化データの構造の一例について詳細に説明する。放送に用いられるデータ構造としてはＭＰＥＧ２－トランスポートストリーム（ＴＳ）が一般的であり、ここではＭＰＥＧ２－ＴＳを例に挙げて説明する。しかし、上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法で伝送される多重化データのデータ構造はＭＰＥＧ２－ＴＳに限られず、他のいかなるデータ構造であっても上記の各実施の形態で説明した効果を得られることは言うまでもない。

　図８４は、多重化データの構成の一例を示す図である。図８４に示すように多重化データは、各サービスで現在提供されている番組（ｐｒｏｇｒａｍまたはその一部であるｅｖｅｎｔ）を構成する要素である、例えばビデオストリーム、オーディオストリーム、プレゼンテーショングラフィックスストリーム（ＰＧ）、インタラクティブグラフィックスストリーム（ＩＧ）などのエレメンタリーストリームのうち、１つ以上を多重化することで得られる。多重化データで提供されている番組が映画の場合、ビデオストリームは映画の主映像および副映像を、オーディオストリームは映画の主音声部分と当該主音声とミキシングする副音声を、プレゼンテーショングラフィックスストリームとは映画の字幕をそれぞれ示している。ここで主映像とは画面に表示される通常の映像を示し、副映像とは主映像の中に小さな画面で表示する映像（例えば、映画のあらすじを示したテキストデータの映像など）のことである。また、インタラクティブグラフィックスストリームは、画面上にＧＵＩ部品を配置することにより作成される対話画面を示している。

　多重化データに含まれる各ストリームは、各ストリームに割り当てられた識別子であるＰＩＤによって識別される。例えば、映画の映像に利用するビデオストリームには０ｘ１０１１が、オーディオストリームには０ｘ１１００から０ｘ１１１Ｆまでが、プレゼンテーショングラフィックスには０ｘ１２００から０ｘ１２１Ｆまでが、インタラクティブグラフィックスストリームには０ｘ１４００から０ｘ１４１Ｆまでが、映画の副映像に利用するビデオストリームには０ｘ１Ｂ００から０ｘ１Ｂ１Ｆまで、主音声とミキシングする副音声に利用するオーディオストリームには０ｘ１Ａ００から０ｘ１Ａ１Ｆが、それぞれ割り当てられている。

　図８５は、多重化データがどのように多重化されているかの一例を模式的に示す図である。まず、複数のビデオフレームからなるビデオストリーム８５０１、複数のオーディオフレームからなるオーディオストリーム８５０４を、それぞれＰＥＳパケット列８５０２および８５０５に変換し、ＴＳパケット８５０３および８５０６に変換する。同じくプレゼンテーショングラフィックスストリーム８５１１およびインタラクティブグラフィックス８５１４のデータをそれぞれＰＥＳパケット列８５１２および８５１５に変換し、さらにＴＳパケット８５１３および８５１６に変換する。多重化データ８５１７はこれらのＴＳパケット（８５０３、８５０６、８５１３、８５１６）を１本のストリームに多重化することで構成される。

　図８６は、ＰＥＳパケット列に、ビデオストリームがどのように格納されるかをさらに詳しく示している。図８６における第１段目はビデオストリームのビデオフレーム列を示す。第２段目は、ＰＥＳパケット列を示す。図８６の矢印ｙｙ１，ｙｙ２，ｙｙ３，ｙｙ４に示すように、ビデオストリームにおける複数のＶｉｄｅｏ　Ｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ　ＵｎｉｔであるＩピクチャ、Ｂピクチャ、Ｐピクチャは、ピクチャ毎に分割され、ＰＥＳパケットのペイロードに格納される。各ＰＥＳパケットはＰＥＳヘッダを持ち、ＰＥＳヘッダには、ピクチャの表示時刻であるＰＴＳ（Ｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ　Ｔｉｍｅ－Ｓｔａｍｐ）やピクチャの復号時刻であるＤＴＳ（Ｄｅｃｏｄｉｎｇ　Ｔｉｍｅ－Ｓｔａｍｐ）が格納される。

　図８７は、多重化データに最終的に書き込まれるＴＳパケットの形式を示している。ＴＳパケットは、ストリームを識別するＰＩＤなどの情報を持つ４ＢｙｔｅのＴＳヘッダとデータを格納する１８４ＢｙｔｅのＴＳペイロードから構成される１８８Ｂｙｔｅ固定長のパケットであり、上記ＰＥＳパケットは分割されＴＳペイロードに格納される。ＢＤ－ＲＯＭの場合、ＴＳパケットには、４ＢｙｔｅのＴＰ＿Ｅｘｔｒａ＿Ｈｅａｄｅｒが付与され、１９２Ｂｙｔｅのソースパケットを構成し、多重化データに書き込まれる。ＴＰ＿Ｅｘｔｒａ＿ＨｅａｄｅｒにはＡＴＳ（Ａｒｒｉｖａｌ＿Ｔｉｍｅ＿Ｓｔａｍｐ）などの情報が記載される。ＡＴＳは当該ＴＳパケットのデコーダのＰＩＤフィルタへの転送開始時刻を示す。多重化データには図８７下段に示すようにソースパケットが並ぶこととなり、多重化データの先頭からインクリメントする番号はＳＰＮ（ソースパケットナンバー）と呼ばれる。

　また、多重化データに含まれるＴＳパケットには、ビデオストリーム、オーディオストリーム、プレゼンテーショングラフィックスストリームなどの各ストリーム以外にもＰＡＴ（Ｐｒｏｇｒａｍ　Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ　Ｔａｂｌｅ）、ＰＭＴ（Ｐｒｏｇｒａｍ　Ｍａｐ　Ｔａｂｌｅ）、ＰＣＲ（Ｐｒｏｇｒａｍ　Ｃｌｏｃｋ　Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）などがある。ＰＡＴは多重化データ中に利用されるＰＭＴのＰＩＤが何であるかを示し、ＰＡＴ自体のＰＩＤは０で登録される。ＰＭＴは、多重化データ中に含まれる映像・音声・字幕などの各ストリームのＰＩＤと各ＰＩＤに対応するストリームの属性情報（フレームレート、アスペクト比など）を持ち、また多重化データに関する各種ディスクリプタを持つ。ディスクリプタには多重化データのコピーを許可・不許可を指示するコピーコントロール情報などがある。ＰＣＲは、ＡＴＳの時間軸であるＡＴＣ（Ａｒｒｉｖａｌ　Ｔｉｍｅ　Ｃｌｏｃｋ）とＰＴＳ・ＤＴＳの時間軸であるＳＴＣ（Ｓｙｓｔｅｍ　Ｔｉｍｅ　Ｃｌｏｃｋ）の同期を取るために、そのＰＣＲパケットがデコーダに転送されるＡＴＳに対応するＳＴＣ時間の情報を持つ。

　図８８はＰＭＴのデータ構造を詳しく説明する図である。ＰＭＴの先頭には、そのＰＭＴに含まれるデータの長さなどを記したＰＭＴヘッダが配置される。その後ろには、多重化データに関するディスクリプタが複数配置される。上記コピーコントロール情報などが、ディスクリプタとして記載される。ディスクリプタの後には、多重化データに含まれる各ストリームに関するストリーム情報が複数配置される。ストリーム情報は、ストリームの圧縮コーデックなどを識別するためのストリームタイプ、ストリームのＰＩＤ、ストリームの属性情報（フレームレート、アスペクト比など）が記載されたストリームディスクリプタから構成される。ストリームディスクリプタは多重化データに存在するストリームの数だけ存在する。

　記録媒体などに記録する場合には、上記多重化データは、多重化データ情報ファイルと共に記録される。

　図８９は、その多重化データ情報ファイルの構成を示す図である。多重化データ情報ファイルは、図８９に示すように多重化データの管理情報であり、多重化データと１対１に対応し、多重化データ情報、ストリーム属性情報とエントリマップから構成される。

　多重化データ情報は図８９に示すようにシステムレート、再生開始時刻、再生終了時刻から構成されている。システムレートは多重化データの、後述するシステムターゲットデコーダのＰＩＤフィルタへの最大転送レートを示す。多重化データ中に含まれるＡＴＳの間隔はシステムレート以下になるように設定されている。再生開始時刻は多重化データの先頭のビデオフレームのＰＴＳであり、再生終了時刻は多重化データの終端のビデオフレームのＰＴＳに１フレーム分の再生間隔を足したものが設定される。

　図９０は、多重化データ情報ファイルに含まれるストリーム属性情報の構成を示す図である。ストリーム属性情報は図９０に示すように、多重化データに含まれる各ストリームについての属性情報が、ＰＩＤ毎に登録される。属性情報はビデオストリーム、オーディオストリーム、プレゼンテーショングラフィックスストリーム、インタラクティブグラフィックスストリーム毎に異なる情報を持つ。ビデオストリーム属性情報は、そのビデオストリームがどのような圧縮コーデックで圧縮されたか、ビデオストリームを構成する個々のピクチャデータの解像度がどれだけであるか、アスペクト比はどれだけであるか、フレームレートはどれだけであるかなどの情報を持つ。オーディオストリーム属性情報は、そのオーディオストリームがどのような圧縮コーデックで圧縮されたか、そのオーディオストリームに含まれるチャンネル数は何であるか、何の言語に対応するか、サンプリング周波数がどれだけであるかなどの情報を持つ。これらの情報は、プレーヤが再生する前のデコーダの初期化などに利用される。

　本実施の形態においては、上記多重化データのうち、ＰＭＴに含まれるストリームタイプを利用する。また、記録媒体に多重化データが記録されている場合には、多重化データ情報ファイルに含まれる、ビデオストリーム属性情報を利用する。具体的には、上記各実施の形態で示した動画像符号化方法または装置において、ＰＭＴに含まれるストリームタイプ、または、ビデオストリーム属性情報に対し、上記各実施の形態で示した動画像符号化方法または装置によって生成された映像データであることを示す固有の情報を設定するステップまたは手段を設ける。この構成により、上記各実施の形態で示した動画像符号化方法または装置によって生成した映像データと、他の規格に準拠する映像データとを識別することが可能になる。

　図９１は、放送局（基地局）から送信された、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータを含む変調信号を受信する受信装置９１０４を含む映像音声出力装置９１００の構成の一例を示している。なお、受信装置９１０４の構成は、図８３の受信装置８３００に相当する。映像音声出力装置９１００には、例えば、ＯＳ（Operating System：オペレーティングシステム）が搭載されており、また、インターネットに接続するための通信装置９１０６（例えば、無線ＬＡＮ（Local Area Network）やイーザーネットのための通信装置）が搭載されている。これにより、映像を表示する部分９１０１では、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータにおける映像９１０２、および、インターネット上で提供されるハイパーテキスト（World Wide Web（ワールド ワイド　ウェブ：WWW））９１０３を同時に表示することが可能となる。そして、リモコン（携帯電話やキーボードであってもよい）９１０７を操作することにより、データ放送のためのデータにおける映像９１０２、インターネット上で提供されるハイパーテキスト９１０３のいずれかを選択し、動作を変更することになる。例えば、インターネット上で提供されるハイパーテキスト９１０３が選択された場合、表示しているWWWのサイトを、リモコンを操作することにより、変更することになる。また、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータにおける映像９１０２が選択されている場合、リモコン９１０７により、選局したチャネル（選局した（テレビ）番組、選局した音声放送）の情報を送信する。すると、ＩＦ９１０５は、リモコンで送信された情報を取得し、受信装置９１０４は、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信装置９１０４は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法（これについては、図５、図４１に記載のとおりである。）の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局（基地局）で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。上述では、ユーザは、リモコン９１０７によって、チャネルを選局する例を説明したが、映像音声出力装置９１００が搭載している選局キーを用いて、チャネルを選局しても、上記と同様の動作となる。

　また、インターネットを用い、映像音声出力装置９１００を操作してもよい。例えば、他のインターネット接続している端末から、映像音声出力装置９１００に対し、録画（記憶）の予約を行う。（したがって、映像音声出力装置９１００は、図８３のように、記録部８３０８を有していることになる。）そして、録画を開始する前に、チャネルを選局することになり、受信装置９１０４は、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信装置９１０４は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法（上記の実施の形態で述べた伝送方式、変調方式、誤り訂正方式等）（これについては、図５、図４１に記載のとおりである。）の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局（基地局）で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。

 
（その他補足）
　本明細書において、送信装置を具備しているのは、例えば、放送局、基地局、アクセスポイント、端末、携帯電話（ｍｏｂｉｌｅ　ｐｈｏｎｅ）等の通信・放送機器であることが考えられ、このとき、受信装置を具備しているのは、テレビ、ラジオ、端末、パーソナルコンピュータ、携帯電話、アクセスポイント、基地局等の通信機器であることが考えられる。また、本発明における送信装置、受信装置は、通信機能を有している機器であって、その機器が、テレビ、ラジオ、パーソナルコンピュータ、携帯電話等のアプリケーションを実行するための装置に何らかのインターフェース（例えば、ＵＳＢ）を介して接続できるような形態であることも考えられる。

　また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード、ポストアンブル、リファレンスシンボル等）、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。そして、ここでは、パイロットシンボル、制御情報用のシンボルと名付けているが、どのような名付け方を行ってもよく、機能自体が重要となっている。

　パイロットシンボルは、例えば、送受信機において、ＰＳＫ変調を用いて変調した既知のシンボル（または、受信機が同期をとることによって、受信機は、送信機が送信したシンボルを知ることができてもよい。）であればよく、受信機は、このシンボルを用いて、周波数同期、時間同期、（各変調信号の）チャネル推定（ＣＳＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ　Ｓｔａｔｅ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）の推定）、信号の検出等を行うことになる。

　また、制御情報用のシンボルは、（アプリケーション等の）データ以外の通信を実現するための、通信相手に伝送する必要がある情報（例えば、通信に用いている変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化方式の符号化率、上位レイヤーでの設定情報等）を伝送するためのシンボルである。

　なお、本発明は上記すべての実施の形態に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、上記実施の形態では、通信装置として行う場合について説明しているが、これに限られるものではなく、この通信方法をソフトウェアとして行うことも可能である。

　また、上記では、２つの変調信号を２つのアンテナから送信する方法におけるプリコーディング切り替え方法について説明したが、これに限ったものではなく、４つのマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、４つの変調信号を生成し、４つのアンテナから送信する方法、つまり、Ｎ個のマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、Ｎ個の変調信号を生成し、Ｎ個のアンテナから送信する方法においても同様にプリコーディングウェイト（行列）を変更する、プリコーディング切り替え方法としても同様に実施することができる。

　本明細書では、「プリコーディング」「プリコーディング行列」「プリコーディングウェイト行列」等の用語を用いているが、呼称自体は、どのようなものでもよく（例えば、コードブック（codebook）と呼称してもよい）、本発明では、その信号処理自体が重要となる。

　また、本明細書において、受信装置で、ML演算、APP、Max-logAPP、ZF、MMSE等を用いて説明しているが、この結果、送信装置が送信したデータの各ビットの軟判定結果（対数尤度、対数尤度比）や硬判定結果（「０」または「１」）を得ることになるが、これらを総称して、検波、復調、検出、推定、分離と呼んでもよい。

　ストリームｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）により、異なるデータを伝送してもよいし、同一のデータを伝送してもよい。

　２ストリームのベースバンド信号ｓ１（ｉ）、ｓ２（ｉ）（ただし、ｉは、（時間、または、周波数（キャリア）の）順番をあらわす）に対し、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングを行い生成された、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１（ｉ）、ｚ２（ｉ）において、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１（ｉ）の同相成分ＩをＩ_１（ｉ）、直交成分ＱをＱ_１（ｉ）とし、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２（ｉ）の同相成分ＩをＩ_２（ｉ）、直交成分ＱをＱ_２（ｉ）とする。このとき、ベースバンド成分の入れ替えを行い、
 
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ_１（ｉ）、直交成分をＱ_２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ_２（ｉ）、直交成分をＱ_１（ｉ）
　とし、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）に相当する変調信号を送信アンテナ１、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）に相当する変調信号を送信アンテナ２から、同一時刻に同一周波数を用いて送信する、というように、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）に相当する変調信号と入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）を異なるアンテナから、同一時刻に同一周波数を用いて送信するとしてもよい。また、
 
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ_１（ｉ）、直交成分をI_２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ_１（ｉ）、直交成分をＱ_２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ_２（ｉ）、直交成分をI_１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ_１（ｉ）、直交成分をＱ_２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ_１（ｉ）、直交成分をI_２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ_２（ｉ）、直交成分をＱ_１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ_２（ｉ）、直交成分をI_１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ_２（ｉ）、直交成分をＱ_１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ_１（ｉ）、直交成分をＱ_２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ_１（ｉ）、直交成分をＩ_２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ_２（ｉ）、直交成分をＩ_１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ_２（ｉ）、直交成分をＱ_１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ_２（ｉ）、直交成分をＩ_１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ_１（ｉ）、直交成分をＩ_２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ_１（ｉ）、直交成分をI_２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ_１（ｉ）、直交成分をＱ_２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ_２（ｉ）、直交成分をI_１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ_１（ｉ）、直交成分をＱ_２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ_１（ｉ）、直交成分をI_２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ_２（ｉ）、直交成分をＱ_１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ_２（ｉ）、直交成分をI_１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ_２（ｉ）、直交成分をＱ_１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ_１（ｉ）、直交成分をＱ_２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ_２（ｉ）、直交成分をＱ_１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ_１（ｉ）、直交成分をＱ_２（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ_１（ｉ）、直交成分をＩ_２（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ_２（ｉ）、直交成分をＩ_１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ_２（ｉ）、直交成分をＱ_１（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ_２（ｉ）、直交成分をＩ_１（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ_１（ｉ）、直交成分をＩ_２（ｉ）
 
　としてもよい。また、上述では、２ストリームの信号に対しプリコーディングを行い、プリコーディング後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えについて説明したが、これに限ったものではなく、２ストリームより多い信号に対しプリコーディングを行い、プリコーディング後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えを行うことも可能である。

　送信装置の送信アンテナ、受信装置の受信アンテナ、共に、図面で記載されている１つのアンテナは、複数のアンテナにより構成されていても良い。

　本明細書において、「∀」は全称記号（universal quantifier）をあらわしており、「∃」は存在記号（existential quantifier）をあらわしている。

　また、本明細書において、複素平面における、例えば、偏角のような、位相の単位は、「ラジアン（radian）」としている。

　複素平面を利用すると、複素数の極座標による表示として極形式で表示できる。複素数 z = a + ｊb （ａ、ｂはともに実数であり、ｊは虚数単位である）に、複素平面上の点 (ａ, ｂ) を対応させたとき、この点が極座標で[r, θ] とあらわされるなら、
ａ＝ｒ×ｃｏｓθ、
ｂ＝ｒ×ｓｉｎθ

が成り立ち、r は z の絶対値 (r = |z|) であり、θが偏角 (argument)となる。そして、z = a + ｊbは、ｒｅ^ｊθとあらわされる。

　本発明の説明において、ベースバンド信号、変調信号ｓ１、変調信号ｓ２、変調信号ｚ１、変調信号ｚ２は、複素信号となるが、複素信号とは、同相信号をＩ、直交信号をＱとしたとき、複素信号は、Ｉ＋ｊＱ（ｊは虚数単位）と表されることになる。このとき、Ｉがゼロになってもよいし、Ｑがゼロになってもよい。

　また、本明細書で説明した異なるプリコーディング行列をフレーム（時間軸および／または周波数軸）に割り当てる方法（例えば、実施の形態１、実施の形態１７から実施の形態２０）では、本明細書で述べた異なるプリコーディング行列とは異なるプリコーディング行列を用いても同様に実施することができる。同様に規則的にプリコーディング行列を切り替える方法と他の送信方法を共存させたり、切り替えたりする場合についても、本明細書で述べた異なるプリコーディング行列を用いて規則的に切り替える方法とは異なるプリコーディング行列を用いて規則的に切り替える方法としても実施することができる。

　本明細書で説明した規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を用いた放送システムの一例を図５９に示す。図５９において、映像符号化部５９０１は、映像を入力とし、映像符号化を行い、映像符号化後のデータ５９０２を出力する。音声符号化部５９０３は、音声を入力とし、音声符号化を行い、音声符号化後のデータ５９０４を出力する。データ符号化部５９０５は、データを入力とし、データの符号化（例えば、データ圧縮）を行い、データ符号化後のデータ５９０６を出力する。これらをまとめて、情報源符号化部５９００とする。

　送信部５９０７は、映像符号化後のデータ５９０２、音声符号化後のデータ５９０４、データ符号化後のデータ５９０６を入力とし、これらのデータのいずれか、または、これらのデータ全てを送信データとし、誤り訂正符号化、変調、プリコーディング等の処理（例えば、図３の送信装置における信号処理）を施し、送信信号５９０８＿１から５９０８＿Ｎを出力する。そして、送信信号５９０８＿１から５９０８＿Ｎはそれぞれアンテナ５９０９＿１から５９０９＿Ｎにより、電波として送信される。

　受信部５９１２は、アンテナ５９１０＿１から５９１０＿Ｍで受信した受信信号５９１１＿１から５９１１＿Ｍを入力とし、周波数変換、プリコーディングのデコード、対数尤度比算出、誤り訂正復号等の処理（例えば、図７の受信装置における処理）を施し、受信データ５９１３、５９１５、５９１７を出力する。情報源復号部５９１９は、受信データ５９１３、５９１５、５９１７を入力とし、映像復号化部５９１４は、受信データ５９１３を入力とし、映像用の復号を行い、映像信号を出力し、映像は、テレビ、ディスプレイに表示される。また、音声復号化部５９１６は、受信データ５９１５を入力とし。音声用の復号を行い、音声信号を出力し、音声は、スピーカから流れる。また、データ復号化部５９１８は、受信データ５９１７を入力とし、データ用の復号を行い、データの情報を出力する。

　また、本発明の説明を行っている実施の形態において、以前にも説明したようにＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式において、送信装置が保有している符号化器の数は、いくつであってもよい。したがって、例えば、図４のように、送信装置が、符号化器を１つ具備し、出力を分配する方法を、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式にも適用することも当然可能である。このとき、図４の無線部３１０Ａ、３１０Ｂを図１３のＯＦＤＭ方式関連処理部１３０１Ａ、１３０１Ｂに置き換えればよいことになる。このとき、ＯＦＤＭ方式関連処理部の説明は、実施の形態１のとおりである。

　また、本明細書で「異なるプリコーディング行列を切り替える方法」と記述しているが、本明細書で具体的に記載した「異なるプリコーディング行列を切り替える方法」は例であって、本明細書で記載したすべての実施の形態において、「異なるプリコーディング行列を切り替える方法」として、「異なる複数のプリコーディング行列を用いて、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法」と置き換えて実施しても、同様に実施することができる。

　なお、例えば、上記通信方法を実行するプログラムを予めＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）に格納しておき、そのプログラムをＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ　Ｕｎｉｔ）によって動作させるようにしても良い。

　また、上記通信方法を実行するプログラムをコンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納し、記憶媒体に格納されたプログラムをコンピュータのＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）に記録して、コンピュータをそのプログラムにしたがって動作させるようにしても良い。

　そして、上記の各実施の形態などの各構成は、典型的には集積回路であるＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）として実現されてもよい。これらは、個別に１チップ化されてもよいし、各実施の形態の全ての構成または一部の構成を含むように１チップ化されてもよい。　ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限られるものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。

　さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適用等が可能性としてあり得る。

　なお、本発明の一実施形態にかかるプリコーディング方法は、プリコーディングを行うための複数のプリコーディング行列があり、変調方式に基づく同相成分と直交成分とからなる第１変調信号及び第２変調信号それぞれと、前記複数のプリコーディング行列のいずれかを用いて、プリコーディング後の第１送信信号と第２送信信号とを生成するプリコーディング方法であって、前記第１送信信号と前記第２送信信号とを生成するためのプリコーディング行列は、前記複数のプリコーディング行列の中から規則的に切り替えられ、前記第１変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第１シンボルと、前記第２変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第２シンボルとのうち、前記第１シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第１時間及び第１周波数と、前記第２シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第２時間及び第２周波数とが一致する、第１シンボルと第２シンボルとについて、前記第１シンボルの周波数方向に隣接する２つの第３シンボルがともにデータシンボルであり、前記第１シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第４シンボルがともにデータシンボルである場合、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルの計４シンボルでは、それぞれ異なるプリコーディング行列を用いて、プリコーディングを実行して前記第１送信信号を生成し、前記第２シンボルと、前記第２シンボルの周波数方向に隣接する２つの第５シンボルと、前記第２シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第６シンボルとについて、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルのうち、時間及び周波数が一致するシンボルに用いたプリコーディング行列と同一のプリコーディング行列を用いて、プリコーディングを実行して前記第２送信信号を生成することを特徴とする。

　また、本発明の一実施形態に係るプリコーディング方法を実行する信号処理装置は、プリコーディングを行うための複数のプリコーディング行列があり、変調方式に基づく同相成分と直交成分とからなる第１変調信号及び第２変調信号それぞれと、前記複数のプリコーディング行列のいずれかを用いて、プリコーディング後の第１送信信号と第２送信信号とを生成する信号処理装置であって、前記第１送信信号と前記第２送信信号とを生成するためのプリコーディング行列は、前記複数のプリコーディング行列の中から規則的に切り替えられ、前記第１変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第１シンボルと、前記第２変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第２シンボルとのうち、前記第１シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第１時間及び第１周波数と、前記第２シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第２時間及び第２周波数とが一致する、第１シンボルと第２シンボルとについて、前記第１シンボルの周波数方向に隣接する２つの第３シンボルがともにデータシンボルであり、前記第１シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第４シンボルがともにデータシンボルである場合、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルの計４シンボルでは、それぞれ異なるプリコーディング行列を用いて、プリコーディングを実行して前記第１送信信号を生成し、前記第２シンボルと、前記第２シンボルの周波数方向に隣接する２つの第５シンボルと、前記第２シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第６シンボルとについて、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルのうち、時間及び周波数が一致するシンボルに用いたプリコーディング行列と同一のプリコーディング行列を用いて、プリコーディングを実行して前記第２送信信号を生成することを特徴とする。

　本発明は、複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する無線システムに広く適用でき、例えばＯＦＤＭ－ＭＩＭＯ通信システムに適用して好適である。また、複数の送信箇所を持つ有線通信システム（例えば、ＰＬＣ（Ｐｏｗｅｒ　Ｌｉｎｅ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）システム、光通信システム、ＤＳＬ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ　Ｌｉｎｅ：デジタル加入者線）システム）において、ＭＩＭＯ伝送を行う場合についても適用することができ、このとき、複数の送信箇所を用いて、本発明で説明したような複数の変調信号を送信することになる。また、変調信号は、複数の送信箇所から送信されてもよい。

３０２Ａ，３０２Ｂ　符号化器
３０４Ａ，３０４Ｂ　インタリーバ
３０６Ａ，３０６Ｂ　マッピング部
３１４　重み付け合成情報生成部
３０８Ａ，３０８Ｂ　重み付け合成部
３１０Ａ，３１０Ｂ　無線部
３１２Ａ，３１２Ｂ　アンテナ
４０２　符号化器
４０４　分配部
５０４＃１，５０４＃２　送信アンテナ
５０５＃１，５０５＃２　受信アンテナ
６００　重み付け合成部
７０３＿Ｘ　無線部
７０１＿Ｘ　アンテナ
７０５＿１　チャネル変動推定部
７０５＿２　チャネル変動推定部
７０７＿１　チャネル変動推定部
７０７＿２　チャネル変動推定部
７０９　制御情報復号部
７１１　信号処理部
８０３　ＩＮＮＥＲ　ＭＩＭＯ検波部
８０５Ａ，８０５Ｂ　対数尤度算出部
８０７Ａ，８０７Ｂ　デインタリーバ
８０９Ａ，８０９Ｂ　対数尤度比算出部
８１１Ａ，８１１Ｂ　Ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ
８１３Ａ，８１３Ｂ　インタリーバ
８１５　記憶部
８１９　重み付け係数生成部
９０１　Ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ
９０３　分配器
１３０１Ａ，１３０１Ｂ　ＯＦＤＭ方式関連処理部
１４０２Ａ，１４０２Ａ　シリアルパラレル変換部
１４０４Ａ，１４０４Ｂ　並び換え部
１４０６Ａ，１４０６Ｂ　逆高速フーリエ変換部
１４０８Ａ，１４０８Ｂ　無線部
２２００　プリコーディングウェイト生成部
２３００　並び替え部
４００２　符号化器群

Claims (16)

1. 　プリコーディングを行うための複数のプリコーディング行列があり、変調方式に基づく同相成分と直交成分とからなる第１変調信号及び第２変調信号それぞれと、前記複数のプリコーディング行列のいずれかを用いて、プリコーディング後の第１送信信号と第２送信信号とを生成し、前記第１送信信号を１以上の第１出力口から送信し、前記第２送信信号を前記第１出力口とは異なる１以上の第２出力口から送信する送信方法であって、
   　前記第１送信信号と前記第２送信信号とを生成するためのプリコーディング行列は、前記複数のプリコーディング行列の中から規則的に切り替えられ、
   　前記第１変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第１シンボルと、前記第２変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第２シンボルとのうち、前記第１シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第１時間及び第１周波数と、前記第２シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第２時間及び第２周波数とが一致する、第１シンボルと第２シンボルとについて、
   　前記第１シンボルの周波数方向に隣接する２つの第３シンボルがともにデータシンボルであり、
   　前記第１シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第４シンボルがともにデータシンボルである場合、
   　前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルの計４シンボルでは、それぞれ異なるプリコーディング行列を用いて、プリコーディングを実行して前記第１送信信号を生成し、
   　前記第２シンボルと、前記第２シンボルの周波数方向に隣接する２つの第５シンボルと、前記第２シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第６シンボルとについて、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルのうち、時間及び周波数が一致するシンボルに用いたプリコーディング行列と同一のプリコーディング行列を用いて、プリコーディングを実行して前記第２送信信号を生成し、
   　生成した前記第１送信信号を前記１以上の第１出力口から送信し、
   　生成した前記第２送信信号を前記１以上の第２出力口から送信する
   　ことを特徴とする送信方法。
2. 　周波数方向に隣接する２つの第３シンボルがともにデータシンボルであり、かつ、時間軸方向に隣接する２つの第４シンボルがともにデータシンボルである全ての第１シンボルについて、
   　各第１シンボルと、各第１シンボルの２つの第３シンボルと、各第１シンボルの２つの第４シンボルの計４シンボルでは、それぞれ異なるプリコーディング行列を用いて、プリコーディングを実行して前記第１送信信号を生成し、
   　前記全ての第１シンボルそれぞれの時間及び周波数が一致する全ての第２シンボルと、各第２シンボルの２つの第５シンボルと、各第２シンボルの２つの第６シンボルとについて、前記第１変調信号の時間及び周波数が一致するシンボルに用いるプリコーディング行列と同一のプリコーディング行列を用いてプリコーディングを実行して前記第２送信信号を生成する
   　ことを特徴とする請求項１記載の送信方法。
3. 　前記複数のプリコーディング行列には、１からＮ番目までインデックスを付与した互いに異なるプリコーディング行列が含まれ、
   　前記Ｎは５以上の整数であり、
   　前記第１変調信号の一データシンボルを基準シンボルとし、当該基準シンボルに割り当てるプリコーディング行列のインデックスをｍ（ｍは１からＮの何れか）とした場合に、当該基準シンボルの周波数において時間軸方向に配されるデータシンボルに対して、順に、前記ｍから２以上ずつシフトしたインデックスのプリコーディング行列を割り当て、前記基準シンボルの周波数における各時間のデータシンボルから周波数軸方向に配されるデータシンボルに対して、順に、前記基準シンボルの周波数の各時間のデータシンボルに割り当てたプリコーディング行列のインデックスから１ずつインクリメントしたインデックスのプリコーディング行列を割り当てて、プリコーディングを実行して生成した第１送信信号を送信する
   　ことを特徴とする請求項１記載の送信方法。
4. 　前記複数のプリコーディング行列には、１からＮ番目までインデックスを付与した互いに異なるプリコーディング行列が含まれ、
   　前記Ｎは５以上の整数であり、
   　前記第１変調信号の一データシンボルを基準シンボルとし、当該基準シンボルに割り当てるプリコーディング行列のインデックスをｍ（ｍは１～Ｎの何れか）とした場合に、当該基準シンボルの配される時間において周波数軸方向に配されるデータシンボルに対して、順に、前記ｍから２以上ずつシフトしたインデックスのプリコーディング行列を割り当て、前記基準シンボルの配される時間における各周波数のデータシンボルから時間軸方向に配されるデータシンボルに対して、順に、前記基準シンボルの配される時間の各周波数のデータシンボルに割り当てたプリコーディング行列のインデックスから１ずつインクリメントしたインデックスのプリコーディング行列を割り当てて、プリコーディングを実行して生成した第１送信信号を送信する
   　ことを特徴とする請求項１記載の送信方法。
5. 　プリコーディングを行うための複数のプリコーディング行列があり、変調方式に基づく同相成分と直交成分とからなる第１変調信号及び第２変調信号それぞれと、前記複数のプリコーディング行列のいずれかを用いて、プリコーディング後の第１送信信号と第２送信信号とを生成し、前記第１送信信号を１以上の第１出力口から送信し、前記第２送信信号を前記第１出力口とは異なる１以上の第２出力口から送信する送信方法であって、
   　前記第１送信信号と前記第２送信信号とを生成するためのプリコーディング行列は、前記複数のプリコーディング行列の中から規則的に切り替えられ、
   　前記第１変調信号の、周波数軸方向に連続するi個のシンボルを、時間軸方向に連続するj個のシンボルを含むi×jの第１範囲内のデータシンボルに割り当てるプリコーディング行列が全て異なるように、前記第１範囲内のデータシンボルにプリコーディング行列を割り当てて、プリコーディングを実行して生成した第１送信信号を生成し、
   　前記第２変調信号の前記第１範囲に対応する第２範囲内の各データシンボルについて、前記第１範囲の時間及び周波数が一致するデータシンボルに割り当てられたプリコーディング行列を用いてプリコーディングを実行して生成した第２送信信号を生成し、
   　生成した第１送信信号及び第２送信信号を送信する
   　ことを特徴とする送信方法。
6. 　前記複数のプリコーディング行列には、１からＮ番目までのインデックスを付与した互いに異なるプリコーディング行列が含まれ、
   　前記Ｎはi×j以上の整数であり、
   　前記第１変調信号の一シンボルを基準シンボルとし、当該基準シンボルに割り当てるプリコーディング行列のインデックスをｍ（ｍは１からＮの何れか）とした場合に、当該基準シンボルの周波数において時間軸方向に配されるシンボルに対して、順に、前記ｍからi以上ずつシフトしたインデックスのプリコーディング行列を割り当て、当該基準シンボルの周波数の各時間のシンボルから周波数軸方向に配されるシンボルに対して、順に、前記周波数の各時間に割り当てられたプリコーディング行列のインデックスから１ずつインクリメントしたインデックスのプリコーディング行列を割り当てて、プリコーディングを実行して生成した第１送信信号を送信する
   　ことを特徴とする請求項５記載の送信方法。
7. 　前記複数のプリコーディング行列には、１からＮ番目までのインデックスを付与した互いに異なるプリコーディング行列が含まれ、
   　前記Ｎはi×j以上の整数であり、
   　前記第１変調信号の一シンボルを基準シンボルとし、当該基準シンボルに割り当てるプリコーディング行列のインデックスをｍ（ｍは１からＮの何れか）とした場合に、当該基準シンボルの時間において周波数軸方向に配されるシンボルに対して、順に、前記ｍからj以上ずつシフトしたインデックスのプリコーディング行列を割り当て、当該基準シンボルが配される時間に配される各周波数の各シンボルから時間軸方向に配されるシンボルに対して、順に、前記時間の各周波数に割り当てられたプリコーディング行列のインデックスから１ずつインクリメントしたインデックスのプリコーディング行列を割り当てて、プリコーディングを実行して生成した第１送信信号を送信する
   　ことを特徴とする請求項５記載の送信方法。
8. 　プリコーディングを行うための複数のプリコーディング行列があり、変調方式に基づく同相成分と直交成分とからなる第１変調信号及び第２変調信号それぞれと、前記複数のプリコーディング行列のいずれかを用いて、プリコーディング後の第１送信信号と第２送信信号とを生成し、前記第１送信信号を１以上の第１出力口から送信し、前記第２送信信号を前記第１出力口とは異なる１以上の第２出力口から送信する送信装置であって、
   　前記第１送信信号と前記第２送信信号とを生成するためのプリコーディング行列は、前記複数のプリコーディング行列の中から規則的に切り替えながら、
   　前記第１変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第１シンボルと、前記第２変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第２シンボルとのうち、前記第１シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第１時間及び第１周波数と、前記第２シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第２時間及び第２周波数とが一致する、第１シンボルと第２シンボルとについて、
   　前記第１シンボルの周波数方向に隣接する２つの第３シンボルがともにデータシンボルであり、
   　前記第１シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第４シンボルがともにデータシンボルである場合、
   　前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルの計４シンボルでは、それぞれ異なるプリコーディング行列を割り当て、
   　前記第２シンボルと、前記第２シンボルの周波数方向に隣接する２つの第５シンボルと、前記第２シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第６シンボルとについて、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルのうち、時間及び周波数が一致するシンボルに用いたプリコーディング行列と同一のプリコーディング行列を割り当てるプリコーディングウェイト生成部と、
   　前記割り当てられたプリコーディング行列を用いて前記第１変調信号及び前記第２変調信号に重み付け合成を行って前記第１送信信号及び前記第２送信信号を生成する重み付け合成部と、
   　生成した前記第１送信信号を前記１以上の第１出力口から送信し、生成した前記第２送信信号を前記１以上の第２出力口から送信する送信部とを備える
   　ことを特徴とする送信装置。
9. 　前記プリコーディングウェイト生成部は、
   　周波数方向に隣接する２つの第３シンボルがともにデータシンボルであり、かつ、時間軸方向に隣接する２つの第４シンボルがともにデータシンボルである全ての第１シンボルについて、
   　各第１シンボルと、各第１シンボルの２つの第３シンボルと、各第１シンボルの２つの第４シンボルの計４シンボルでは、それぞれ異なるプリコーディング行列を選択し、
   　前記全ての第１シンボルそれぞれの時間及び周波数が一致する全ての第２シンボルと、各第２シンボルの２つの第５シンボルと、各第２シンボルの２つの第６シンボルとについて、前記第１変調信号の時間及び周波数が一致するシンボルに用いるプリコーディング行列と同一のプリコーディング行列を選択する
   　ことを特徴とする請求項８記載の送信装置。
10. 　前記複数のプリコーディング行列には、１からＮ番目までインデックスを付与した互いに異なるプリコーディング行列が含まれ、
    　前記Ｎは５以上の整数であり、
    　前記プリコーディングウェイト生成部は、
    　前記第１変調信号の一データシンボルを基準シンボルとし、当該基準シンボルに割り当てるプリコーディング行列のインデックスをｍ（ｍは１からＮの何れか）とした場合に、当該基準シンボルの周波数において時間軸方向に配されるデータシンボルに対して、順に、前記ｍから２以上ずつシフトしたインデックスのプリコーディング行列を割り当て、前記基準シンボルの周波数における各時間のデータシンボルから周波数軸方向に配されるデータシンボルに対して、順に、前記基準シンボルの周波数の各時間のデータシンボルに割り当てたプリコーディング行列のインデックスから１ずつインクリメントしたインデックスのプリコーディング行列を割り当てる
    　ことを特徴とする請求項８記載の送信装置。
11. 　前記複数のプリコーディング行列には、１からＮ番目までインデックスを付与した互いに異なるプリコーディング行列が含まれ、
    　前記Ｎは５以上の整数であり、
    　前記プリコーディングウェイト生成部は、
    　前記第１変調信号の一データシンボルを基準シンボルとし、当該基準シンボルに割り当てるプリコーディング行列のインデックスをｍ（ｍは１～Ｎの何れか）とした場合に、当該基準シンボルの配される時間において周波数軸方向に配されるデータシンボルに対して、順に、前記ｍから２以上ずつシフトしたインデックスのプリコーディング行列を割り当て、前記基準シンボルの配される時間における各周波数のデータシンボルから時間軸方向に配されるデータシンボルに対して、順に、前記基準シンボルの配される時間の各周波数のデータシンボルに割り当てたプリコーディング行列のインデックスから１ずつインクリメントしたインデックスのプリコーディング行列を割り当てる
    　ことを特徴とする請求項８記載の送信装置。
12. 　プリコーディングを行うための複数のプリコーディング行列があり、変調方式に基づく同相成分と直交成分とからなる第１変調信号及び第２変調信号それぞれと、前記複数のプリコーディング行列のいずれかを用いて、プリコーディング後の第１送信信号と第２送信信号とを生成し、前記第１送信信号を１以上の第１出力口から送信し、前記第２送信信号を前記第１出力口とは異なる１以上の第２出力口から送信する送信装置であって、
    　前記第１送信信号と前記第２送信信号とを生成するためのプリコーディング行列は、前記複数のプリコーディング行列の中から規則的に切り替えられ、
    　前記第１変調信号の、周波数軸方向に連続するi個のシンボルを、時間軸方向に連続するj個のシンボルを含むi×jの第１範囲内のデータシンボルに割り当てるプリコーディング行列が全て異なるように、前記第１範囲内のデータシンボルにプリコーディング行列を割り当て、
    　前記第２変調信号の前記第１範囲に対応する第２範囲内の各データシンボルについて、前記第１範囲の時間及び周波数が一致するデータシンボルに割り当てられたプリコーディング行列を割り当てるプリコーディングウェイト生成部と、
    　前記割り当てられたプリコーディング行列を用いて前記第１変調信号及び前記第２変調信号に重み付け合成を行って前記第１送信信号及び前記第２送信信号を生成する重み付け合成部と、
    　生成した前記第１送信信号を前記１以上の第１出力口から送信し、生成した前記第２送信信号を前記１以上の第２出力口から送信する送信部とを備える
    　ことを特徴とする送信装置。
13. 　前記複数のプリコーディング行列には、１からＮ番目までのインデックスを付与した互いに異なるプリコーディング行列が含まれ、
    　前記Ｎはi×j以上の整数であり、
    　前記プリコーディングウェイト生成部は、
    　前記第１変調信号の一シンボルを基準シンボルとし、当該基準シンボルに割り当てるプリコーディング行列のインデックスをｍ（ｍは１からＮの何れか）とした場合に、当該基準シンボルの周波数において時間軸方向に配されるシンボルに対して、順に、前記ｍからi以上ずつシフトしたインデックスのプリコーディング行列を割り当て、当該基準シンボルの周波数の各時間のシンボルから周波数軸方向に配されるシンボルに対して、順に、前記周波数の各時間に割り当てられたプリコーディング行列のインデックスから１ずつインクリメントしたインデックスのプリコーディング行列を割り当てる
    　ことを特徴とする請求項１２記載の送信装置。
14. 　前記複数のプリコーディング行列には、１からＮ番目までのインデックスを付与した互いに異なるプリコーディング行列が含まれ、
    　前記Ｎはi×j以上の整数であり、
    　前記プリコーディングウェイト生成部は、
    　前記第１変調信号の一シンボルを基準シンボルとし、当該基準シンボルに割り当てるプリコーディング行列のインデックスをｍ（ｍは１からＮの何れか）とした場合に、当該基準シンボルの時間において周波数軸方向に配されるシンボルに対して、順に、前記ｍからj以上ずつシフトしたインデックスのプリコーディング行列を割り当て、当該基準シンボルが配される時間に配される各周波数の各シンボルから時間軸方向に配されるシンボルに対して、順に、前記時間の各周波数に割り当てられたプリコーディング行列のインデックスから１ずつインクリメントしたインデックスのプリコーディング行列を割り当てる
    　ことを特徴とする請求項１２記載の送信装置。
15. 　送信装置からプリコーディングされて送信された第１送信信号と第２送信信号とを受信する受信方法であって、
    　前記第１送信信号及び前記第２送信信号は、変調方式に基づく同相成分と直交成分とからなる第１変調信号及び第２変調信号それぞれと、複数のプリコーディング行列のいずれかを規則的に切り替えながら用いて生成されたものであって、
    　前記第１変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第１シンボルと、前記第２変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第２シンボルとのうち、前記第１シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第１時間及び第１周波数と、前記第２シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第２時間及び第２周波数とが一致する、第１シンボルと第２シンボルとについて、
    　前記第１シンボルの周波数方向に隣接する２つの第３シンボルがともにデータシンボルであり、
    　前記第１シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第４シンボルがともにデータシンボルである場合、
    　前記第１送信信号は、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルの計４シンボルでは、それぞれ異なるプリコーディング行列を用いて、プリコーディングされて生成されたものであり、
    　前記第２送信信号は、前記第２シンボルと、前記第２シンボルの周波数方向に隣接する２つの第５シンボルと、前記第２シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第６シンボルとについて、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルのうち、時間及び周波数が一致するシンボルに用いたプリコーディング行列と同一のプリコーディング行列を用いて、プリコーディングされて生成されたものであり、
    　前記第１送信信号及び前記第２送信信号を受信し、
    　受信した前記第１送信信号及び前記第２送信信号それぞれを前記変調方式に応じた復調方式により復調し、誤り訂正復号を行い、データを得る
    　ことを特徴とする受信方法。
16. 　送信装置からプリコーディングされて送信された第１送信信号と第２送信信号とを受信する受信装置であって、
    　前記第１送信信号及び前記第２送信信号は、変調方式に基づく同相成分と直交成分とからなる第１変調信号及び第２変調信号それぞれと、複数のプリコーディング行列のいずれかを規則的に切り替えながら用いて生成されたものであって、
    　前記第１変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第１シンボルと、前記第２変調信号のデータ伝送に用いる一データシンボルである第２シンボルとのうち、前記第１シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第１時間及び第１周波数と、前記第２シンボルがプリコーディングされて送信されるべき第２時間及び第２周波数とが一致する、第１シンボルと第２シンボルとについて、
    　前記第１シンボルの周波数方向に隣接する２つの第３シンボルがともにデータシンボルであり、
    　前記第１シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第４シンボルがともにデータシンボルである場合、
    　前記第１送信信号は、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルの計４シンボルでは、それぞれ異なるプリコーディング行列を用いて、プリコーディングされて生成されたものであり、
    　前記第２送信信号は、前記第２シンボルと、前記第２シンボルの周波数方向に隣接する２つの第５シンボルと、前記第２シンボルの時間軸方向に隣接する２つの第６シンボルとについて、前記第１シンボルと、前記２つの第３シンボルと、前記２つの第４シンボルのうち、時間及び周波数が一致するシンボルに用いたプリコーディング行列と同一のプリコーディング行列を用いて、プリコーディングされて生成されたものであり、
    　前記第１送信信号及び前記第２送信信号それぞれを受信し、
    　前記第１送信信号及び前記第２送信信号それぞれを前記変調方式に応じた復調方式により復調し、誤り訂正復号を行い、データを得る
    　ことを特徴とする受信装置。

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