WO2004034620A1 - マルチキャリア送信装置及びマルチキャリア送信方法 - Google Patents

マルチキャリア送信装置及びマルチキャリア送信方法 Download PDF

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WO2004034620A1
WO2004034620A1 PCT/JP2003/012564 JP0312564W WO2004034620A1 WO 2004034620 A1 WO2004034620 A1 WO 2004034620A1 JP 0312564 W JP0312564 W JP 0312564W WO 2004034620 A1 WO2004034620 A1 WO 2004034620A1
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Hiroaki Sudo
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04L5/0046—Determination of how many bits are transmitted on different sub-channels

Definitions

  • the present invention relates to a multi-carrier transmission device and a multi-carrier transmission method.
  • Yuichibo code which has been adopted as a standard at 3GPP.
  • the feature of this evening code is that it has very good error rate characteristics compared to other error correction methods.
  • OFDM is an effective communication method for the fourth generation, and is regarded as a promising fourth-generation communication method.
  • OFDM cannot perform communication at all if there is an interference wave, and can perform communication even when there is an interference wave from other cells by reducing interference from other cells by despreading processing.
  • FDM-CDMA communication system combining CDMA and OFDM is known.
  • the error rate characteristic can be improved by using the combination of the evening-both coding and the 0FDM communication system or the combination of the evening-both coding and the OFDM-CDMA communication system.
  • the error rate performance is improved to some extent by combining the evening-both coding with the 0 FDM communication system or the evening-both coding with the 0 FDM-CDMA communication system.
  • transmission signals of different channels interfere with each other, so that there is a problem that the improvement of the error rate performance is limited.
  • An object of the present invention is to significantly improve the error rate characteristics of transmission data for which good quality is required. It is an object of the present invention to provide a multi-carrier transmission apparatus and a multi-carrier transmission method capable of improving the quality and preventing a decrease in the quality of transmission data requiring good quality.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a multi-carrier transmitting apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an encoding unit according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing an arrangement of data for each subcarrier.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a multi-carrier transmitting apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing the arrangement of data for each subcarrier.
  • FIG. 6 is a diagram showing an arrangement of data for each subcarrier
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a multi-carrier transmitting apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a control unit according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a multi-carrier transmitting apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier transmission apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier transmission apparatus according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram showing an arrangement of data in each subcarrier
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier transmission apparatus according to Embodiment 8 of the present invention
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a signal spectrum for one subcarrier
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a signal spectrum
  • FIG. 16 is a schematic diagram showing the arrangement of data for each subcarrier
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a multi-carrier transmitting apparatus according to Embodiment 9 of the present invention.
  • FIG. 18 is a block diagram illustrating a configuration of a delay spread information generation unit according to Embodiment 9 of the present invention.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a multi-carrier transmitting apparatus according to Embodiment 10 of the present invention.
  • FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of a multi-carrier transmitting apparatus according to Embodiment 11 of the present invention.
  • FIG. 21 is a schematic diagram showing an arrangement of data for each subcarrier.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a multi-carrier transmission apparatus 100 according to the present embodiment
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of an encoding unit 101
  • FIG. It is a figure which shows arrangement
  • the multi-carrier transmitting apparatus 100 includes an encoding unit 101, a modulation unit 102, a subcarrier arrangement unit 103, an OFDM unit 104, an amplifier 105, an antenna 106, and an F 106.
  • the encoding unit 101 serving as a dividing unit is, for example, an evening encoder, and outputs a part of the input transmission data to the modulation unit 102 as a systematic bit data without encoding it. Then, the remaining part of the input transmission data is subjected to recursive convolutional coding, and is output to the modulation unit 102 as a parity bit data.
  • the details of the encoding unit 101 will be described later.
  • the modulation unit 102 performs modulation processing on the systematic bit data, which is high-quality transmission data input from the encoding unit 101, and the parity bit data, which is normal transmission data, respectively.
  • each of the modulated systematic bit data and the parity bit data is output to subcarrier arranging section 1 13.
  • the modulation scheme used in the modulation section 102 is adaptively changed according to the channel quality, and 16 QAM or QPSK is used. Then, both the systematic bit data and the parity bit data are modulated by the same modulation scheme.
  • the modulation method is not limited to 16 QAM or QPSK, and a modulation method other than 16 QAM and QPSK may be used.
  • the subcarrier arranging unit 103 which is a reordering unit, is arranged such that, in the frequency domain of the subcarrier on which the transmission data is allocated, the systematic bit data input from the modulation unit 102 is a subcarrier near the center frequency.
  • the systematic bit data and the parity bit data are rearranged so that the parity bit data is allocated to subcarriers near both ends.
  • the region on the frequency axis of the subcarrier in which the systematic bit data and the parity bit data are arranged is changed according to the reception level of the adjacent channel interference wave input to the subcarrier arrangement unit 103.
  • subcarrier arranging section 103 outputs transmission data including the rearranged systematic bit data and parity bit data to OFDM section 104.
  • the OFDM unit 104 which is orthogonal frequency division multiplexing means, performs orthogonal high-speed Fourier transform (IFFT) processing on transmission data input from the subcarrier arranging unit 103, and then performs orthogonal frequency conversion. Divide and multiplex to generate OFDM signal
  • the generated OFDM signal is transmitted from the antenna 106 via the amplifier 105.
  • the method of arranging the transmission data for each subcarrier will be described later.
  • Amplifier 105 transmits the transmission data input from OFDM section 104 at a predetermined transmission power controlled by transmission power control section 109 from antenna 106. At this time, the transmission power of the systematic bit data allocated to the subcarrier near the center frequency is transmitted at a transmission power higher than the transmission power of the parity bit data allocated to the subcarriers near both ends.
  • the FTT section 107 performs fast Fourier transform (FTT) processing on the received data received by the antenna 106 and outputs the result to the demodulation section 108.
  • FTT fast Fourier transform
  • the demodulation unit 108 demodulates the received data input from the FFT unit 107, and
  • the demodulated received data is output to the transmission power control unit 109.
  • the transmission power control unit 109 serving as transmission power setting means determines transmission power from the received data input from the demodulation unit 108 and transmits the transmission data at the determined transmission power to the amplifier 1. Transmission power control is performed on 05.
  • the transmission power control unit 109 sets the transmission power of the systematic bits arranged in the subcarriers near the center frequency to be smaller than the transmission power of the parity bits arranged in the subcarriers at both ends of the frequency. Transmission power control is performed so as to increase the transmission power. As a result, the transmission power can be changed according to the line quality. Therefore, the transmission data is transmitted at transmission power according to the line quality.
  • the coding section 101 is mainly composed of an interleaver 201, a convolution coding section 202 and a convolution coding section 203.
  • the data receiver 201 outputs the data to the convolutional encoder 203, which is a process for rearranging the transmission data.
  • the convolutional encoder 202 recursively encodes a part of the transmission data and outputs the result to the modulator 102.
  • the output from the convolutional encoder 202 is parity bit data.
  • Convolutional coding section 203 recursively codes a part of the transmission data input from interleaver 201 and outputs the result to modulating section 102.
  • the output from the convolutional encoder 203 is parity bit data. Note that a part of the transmission data input to the encoding unit 101 is output as it is without encoding. This output is the systematic bit data.
  • L1 in FIG. 3 is a frequency domain of a subcarrier in which a transmission data consisting of a systematic bit data and a parity bit data is arranged.
  • the subcarriers 301 and 302 are subcarriers at the ends.
  • Subcarrier 304 to subcarrier 305 are subcarriers near the center frequency.
  • the subcarriers 301 to 306 and the subcarriers 302 to 307 are subcarriers near the end.
  • the parity bit data is arranged in the subcarriers of the frequency domains W1 and W3, and the sub data of the frequency domain W2.
  • a systematic bite is placed on the carrier.
  • the frequency domain W2 of the subcarrier in which the systematic bit data is arranged is changed according to the reception level of the adjacent channel interference wave. That is, when the reception level of the adjacent channel interference wave is high, the range of the frequency region W2 where the systematic bit data is arranged is narrowed, and when the reception level of the adjacent channel interference wave is low, In this case, the range of the frequency domain W2 in which the systematic bit data is arranged is increased.
  • the transmission data is other than the systematic bit data and the parity bit data
  • the transmission data may be the same as the transmission data such as control information or retransmission information requiring good quality and the normal quality.
  • the present embodiment can be applied to a case where control information and transmission data other than retransmission information are arranged in each subcarrier.
  • the encoding unit 101 does not necessarily need to be an evening coder, and an encoder other than the evening coder can be applied.
  • the control information is information used for communication control
  • the retransmission information is used when receiving data again when the receiving side cannot demodulate correctly due to an error in the data.
  • Information. Coding section 101 divides into transmission data requiring good quality and transmission data having good quality and outputs the result to subcarrier locating section 103.
  • transmission data requiring good quality is placed in the subcarriers near the center frequency F1
  • good quality transmission data in normal quality is placed in the subcarriers near both ends.
  • the transmission data is rearranged so as to be performed.
  • transmission data requiring good quality is arranged in the subcarrier in the frequency domain W2 near the center frequency F1, and the transmission data near both ends is arranged.
  • good transmission data with normal quality is arranged in the frequency domain W1 and W3 subcarriers.
  • the multicarrier transmission apparatus and the multicarrier transmission method of the present embodiment systematic bit data is allocated to subcarriers near the center frequency, and parity bit data is allocated to subcarriers near both ends. Since the transmission time is arranged, it is possible to improve the error rate characteristics of transmission data that requires good quality, and to improve the communication quality of transmission data that requires good quality.
  • the subcarrier near the center frequency has good quality of control information or retransmission information. Is placed in the subcarriers near both ends, and transmission data with normal quality other than control information and retransmission information is placed in the subcarriers near both ends.
  • the transmission power control is performed so that the transmission power of the systematic bit data arranged in the subcarrier near the center frequency is larger than the transmission power of the parity bit data arranged in the subcarriers on both ends of the frequency. Therefore, the error rate characteristic of the systematic bit rate can be improved.
  • transmission power control according to the channel quality is performed using the demodulation result.
  • the present invention is not limited to this, and transmission power is variably set regardless of the demodulation result. May be.
  • the transmission power of both the systematic bit data and the parity bit data is made variable.
  • the present invention is not limited to this, and the transmission power of the systematic bit data or parity bit data is not limited to this. Only one of the transmission powers may be variable.
  • the transmission power of the systematic bit data is set higher than the transmission power of the parity bit data.
  • the present invention is not limited to this. Even if the transmission power of the systematic bit data is the same as the transmission power of the parity bit data.
  • the transmission power of the parity bit data may be made larger than the transmission power of the systematic bit data.
  • the transmission data is not limited to the systematic bit data and the parity bit data, but may be data other than the systematic bit data and the parity bit data, and the required quality is different. May be.
  • an encoder other than the one-time encoder can be applied to the encoding unit 101.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a multicarrier transmitting apparatus 400 according to Embodiment 2 of the present invention
  • FIGS. 5 and 6 are diagrams showing an arrangement of data for each subcarrier.
  • a communication method that combines a CDMA and a multicarrier is used as a communication method.
  • One of the most promising communication systems in the fourth generation is the 0 FDM-CDMA communication system that combines CDMA and OFDM.
  • the OFDM-CDMA communication system can reduce interference from other cells by despreading processing. Therefore, communication is possible even when interference from other cells exists. However, communication becomes completely impossible in the presence of interference waves.
  • the present embodiment differs from FIG. 1 in the configuration in which a spreading section 401 and a despreading section 402 are provided in FIG. 4, and the other configuration is the same as that in FIG. The description is omitted.
  • Spreading section 401 spreads the transmission data input from subcarrier arranging section 103 so that the spreading ratio becomes 1/5 of the number of subcarriers, and outputs the result to OFDM section 104.
  • the FDM unit 104 performs an inverse high-speed Fourier transform process and a parallel-serial conversion process on the spread data transmitted from the spreading unit 401 and then performs an inverse high-speed Fourier transform process and a parallel-serial conversion process.
  • the OFDM signal is generated by orthogonal frequency division multiplexing by distributing and allocating the OFDM signal to a plurality of subcarriers located in a subcarrier, and the generated ⁇ FDM signal is transmitted from the antenna 106 via the amplifier 105.
  • Despreading section 402 performs despreading processing on the received data input from demodulation section 108 to obtain received data, and outputs the despread received data to transmission power control section 10'9. I do.
  • Transmission power control section 109 determines transmission power from the received data input from despreading section 402 and performs transmission power control on amplifier 105 so as to transmit transmission data at the determined transmission power.
  • the transmission power control unit 109 calculates the transmission power of the systematic bit data arranged in the subcarrier near the center frequency from the transmission power of the parity bit data arranged in the subcarriers on both frequency sides. The transmission power control is performed so that
  • the spreading factor When performing spreading and multiplexing, the spreading factor, the number of code The same is applied to the subcarrier or all users.
  • the number of spreading codes is the number of spreading codes assigned to one user.
  • the number of code multiplexes is the number of multiplexes for each carrier, and is determined by the number of users (how many codes) to multiplex.
  • FIG. 5 is a diagram showing a state where code division multiplexed signals divided into five groups are arranged in each subcarrier
  • FIG. 6 is a diagram showing the arrangement of each subcarrier grouped as in FIG. 5 as in FIG.
  • FIG. 6 is a diagram shown by the method of FIG.
  • Group 1 is composed of subcarriers #l to #m
  • Group 2 is composed of subcarriers # m + l to # 2m
  • Group 3 is subcarrier # 2 m + 1 to Group 4
  • group 5 is composed of subcarriers # 4m + 1 to # m5.
  • Frequency domain W10 contains subcarriers of group 1
  • frequency domain W11 1 contains subcarriers of groups 2, 3, and 4
  • frequency domain W12 contains subcarriers of group 5. .
  • the effects of adjacent channel interference waves are the largest in subcarriers in groups 1 and 5, the next largest in subcarriers in groups 2 and 4, and the least in subcarriers in group 3. Therefore, parity bit data that can be of normal quality is allocated to the subcarriers of groups 1 and 5, and the systematic bit that requires good quality is allocated to the subcarriers of groups 2, 3, and 4. One night is arranged.
  • the diffusion unit 401 can select an arbitrary diffusion ratio. Further, the spreading unit 401 sets the spreading ratio between the systematic bit data and the parity bit data. It is possible to independently select and spread the systematic bit data and parity bit data independently at the selected spreading ratio. When the spreading ratio is increased, the gap length of the spreading chip for one symbol becomes longer, so that the accuracy of the despreading can be increased, and the transmission data can be accurately recovered on the receiving side.
  • the spreading ratios of the systematic bit data arranged in groups 2, 3, and 4 that are subcarriers near the center frequency can be calculated by using the subcarriers on both ends of the frequency band, groups 1 and 5. It is made larger than the spreading ratio of the parity bit data located in.
  • the spreading ratio of the systematic bit data is not limited to the case where the spreading ratio of the parity bit data is larger than the spreading ratio of the parity bit data.
  • the spreading ratio of the parity bit data may be made larger than the spreading ratio of the systematic bit data.
  • the OFDM section 104 can select an arbitrary number of code multiplexes. Further, the OFDM unit 104 independently selects the number of code multiplexes of the systematic bit data and the parity bit data, and separates the systematic bit data and the parity bit data with the selected number of code multiplexes. Code multiplexing can be performed independently. Subcarriers with a reduced number of code multiplexes have lower transmission power than other subcarriers. For this reason, it is possible to further increase the transmission power, and to further improve the error rate characteristics when there is adjacent channel interference waves or degradation of analog aperture.
  • the number of code multiplexes of the systematic bit data allocated to groups 2, 3, and 4 that are subcarriers near the center frequency is changed to groups 1 and 2 that are subcarriers on both frequency sides. It should be less than the code multiplexing number of the parity bit data allocated in 5.
  • the number of code multiplexes in the systematic bit data is not limited to be smaller than the number of code multiplexes in the parity bit data. May be smaller than the number of code multiplexes.
  • Spreading section 401 can select an arbitrary number of spreading codes. Also, the spreading section 401 selects the number of spreading codes to be allocated independently from the systematic bit data and the parity bit data, and the systematic bit data is selected using the selected spreading code number. It is possible to perform the diffusion processing on the bit stream and the parity bit data independently. In a multipath environment, the orthogonality between spreading codes is destroyed by a delayed wave, but there are two types of codes, one with large orthogonality degradation and one with small orthogonality! Therefore, the diversity effect can be obtained by multi-code transmission, and the error rate characteristics can be further improved. Therefore, according to FIGS.
  • the number of code multiplexes of the systematic bits arranged in groups 2, 3, and 4, which are subcarriers near the center frequency, is a subcarrier on both frequency sides.
  • the number is larger than the number of code multiplexes of the parity bit data arranged in groups 1 and 5.
  • the number of spreading codes assigned to the systematic bit data is not limited to the case where the number of spreading codes assigned to the parity bit data is larger than the number of spreading codes assigned to the parity bit data. It may be larger than the number of spreading codes assigned.
  • the frequency domain W11 of the subcarriers in which the systematic bits are arranged is changed according to the reception level of the adjacent channel interference wave. That is, when the reception level of the adjacent channel interference wave is high, the range of the frequency region W11 where the systematic bit data is arranged is narrowed, and when the reception level of the adjacent channel interference wave is low, the systematic The range of the frequency region W11 where the peak bit data is arranged is widened.
  • the subcarriers assigned to groups 1 to 5 also change according to the change in frequency domain Wl1.
  • transmission data is spread.
  • Processing and orthogonal frequency division multiplexing OFDM-CDMA communication method is used, so that error rate characteristics can be improved even if there is interference from other cells without lowering the frequency use efficiency. Can be.
  • the spreading ratio of the systematic bit data is set to be larger than that of the parity bit data, the receiving side can accurately restore the systematic bit data, which is preferable. It is possible to improve the error rate characteristics of a systematic bite that requires high quality.
  • the transmission power of the systematic bit data can be increased, so good quality is required. It is possible to improve the error rate characteristics of the systematic bit data obtained.
  • the number of code multiplexes in the systematic bit data is set to be larger than the number of code multiplexes in the parity bit data, the error rate of the systematic bit data requiring good quality is required due to the diversity effect in the systematic bit data. Characteristics can be improved.
  • the subcarriers are divided into five groups. However, it is not always necessary to divide the subcarriers into five groups, and the number of groups other than the five groups may be used.
  • the transmission data is not limited to the systematic bit data and the parity bit data, but may be data having different required qualities other than the systematic bit data and the parity bit data.
  • an encoder other than the turbo encoder can be applied to the encoding unit 101.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of multicarrier transmitting apparatus 700 according to Embodiment 3 of the present invention
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of control section 720.
  • the present embodiment is characterized in that a turbo code is used as an error correction code and adaptive modulation is performed independently on systematic bit data and parity bit data.
  • FIG. 1 is different from that of FIG. 1 in that the control unit is provided with the control unit 7102 and the other configuration is the same as that of FIG. Is omitted.
  • the control unit 7 ⁇ 2 outputs a control signal to the modulation unit 701a and the modulation unit 701b to make the modulation scheme set based on the RSI (Received Signal Strength Indicator) signal level.
  • the control unit 720 sets a threshold value for setting the modulation method for modulating the systematic bit data and a modulation method for modulating the parity bit data. Threshold 5 and two thresholds are used.
  • the RSSI signal level is equal to or higher than the threshold value, it is estimated that the line quality is good, and a control signal for setting the modulation system of the systematic bit data to the 16 Q AM modulation system is modulated by the modulation unit 71 a Output to If the RSSI signal level is equal to or higher than the threshold value / ?, it is estimated that the line quality is good, and the control signal for setting the modulation scheme for parity bit data to 16 QAM modulation scheme is applied to the modulation section 7. Output to 0 1 b.
  • control section 702 estimates that the line quality is degraded, and sets the modulation method for systematic bit data transmission to QPSK modulation method.
  • the control signal is output to the modulation section 70a. If the RSSI signal level is less than the threshold value / ?, it is estimated that the line quality is degraded, and the control signal for setting the modulation method of the parity bit data to the QPSK modulation method is 70 lb. Output to Note that if communication is currently in progress and the result of the determination by the control unit 702 continues to use the currently used modulation scheme, the control unit 702 transmits the control signal to the modulation unit 700 Not output to a and modulation section 70 1 b. The configuration of the control unit 702 will be described later in detail.
  • the modulation unit 700a performs QPSK modulation or 16QAM modulation on the systematic bit data input from the encoding unit 101 based on the control signal input from the control unit 720. Are output to the subcarrier arrangement section 103.
  • the modulation section 700b performs coding based on the control signal input from the control section 702.
  • the parity bit data input from section 101 is subjected to adaptive modulation of QPSK modulation or 16 QAM modulation and output to subcarrier arrangement section 103.
  • the control unit 702 mainly includes a first determination control unit 801 and a second determination control unit 802.
  • first determination unit # 1 801 If the RSSI signal level is equal to or higher than a predetermined threshold value, first determination unit # 1 801 outputs a control signal for setting the modulation method to 16 QAM to modulation unit 70 la. On the other hand, if the RSSI signal level is less than threshold value ⁇ : (not shown), a control signal for setting the modulation method to QPSK is output to modulation section 701a.
  • second determination control section 802 If the R SSI signal level is equal to or higher than a preset threshold value / ?, second determination control section 802 outputs a control signal for setting the modulation method to 16 QAM to modulation section 70 lb. On the other hand, if the RSSI signal level is less than the threshold value /? (Not shown), a control signal for setting the modulation method to QPSK is output to modulation section 701b.
  • the threshold ⁇ is higher than the threshold 5: set to the SSI signal level.
  • the systematic bit data and parity bit data that are independently adaptively modulated are subjected to orthogonal frequency division multiplexing in the FDM section 104.
  • the parity bit data is arranged, and the systematic bit data is arranged in the subcarrier near the center frequency F1.
  • systematic bit parity and parity bit parity are adapted according to communication quality. Because of the modulation, systematic bit data that requires good quality is By modulating the parity bit data with a modulation method with a large number of multi-levels, the error rate of the parity bit data is increased even if the parity bit data is arranged on subcarriers near both ends. Deterioration of characteristics can be reduced. Further, since systematic bit data and parity bit data are adaptively modulated according to communication quality, it is possible to achieve both an improvement in error rate characteristics and an improvement in transmission efficiency. Further, in the control unit 722, since the systematic bit data and the parity bit data are compared with different threshold values and different threshold values 5, the error rate characteristics can be improved flexibly in response to changes in communication quality. It is possible to improve the transmission efficiency.
  • both the systematic bit data and the parity bit data are adaptively modulated.
  • the present invention is not limited to this, and either one of the systematic bit data and the parity bit data is modulated. May be used as a fixed modulation method, and only one of them may be adaptively modulated.
  • the RSSI signal level is compared with the threshold value and the threshold value /? In the control unit 72, but the present invention is not limited to this, and indicates the line quality other than the RSSI signal. The signal and the like may be compared with the threshold value and the threshold value /.
  • the threshold ⁇ and the threshold 3 are set to different values, but the present invention is not limited to this, and the threshold one threshold /?
  • the threshold value may be smaller than the threshold value?.
  • adaptive modulation may be performed by a modulation method such as BPSK other than 16 QAM and QPSK.
  • the systematic bit data is modulated by the modulating section 71a and the parity bit data is modulated by the modulating section 71b, the present invention is not limited to this.
  • the parity bit may be adaptively modulated independently.
  • the transmission data is not limited to the system bit data and the parity bit data, but may be data data having different required quality other than the system bit data and the parity bit data.
  • the coding unit 101 is a code other than the one-button encoder. No. is applicable.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a multi-carrier transmitting apparatus 900 according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the present embodiment uses a one-bit code as an error correction code, and adaptively modulates the systematic bit data and the parity bit data independently of each other.
  • the feature is that the modulation method is set by comparing the reception level of the channel interference wave with the threshold value / ?.
  • FIG. 9 shows a configuration in which modulation section 701 is composed of modulation section 701 a and modulation section 701 b, and control sections 901 and 902 are provided. 1 and the other configuration is the same as that of FIG. 1, and therefore, the same reference numerals are given and the description thereof is omitted.
  • the configuration and operation of the modulators 701a and 701b are the same as those in Embodiment 3 described above, and thus description thereof is omitted.
  • the control section 901 outputs a control signal to the modulation section 701 a to make the modulation scheme set based on the R SSI signal level. That is, if the R SSI signal level is equal to or higher than the threshold value, a control signal for setting the modulation system of the systematic bit decoding to the 16 QAM modulation system is output to the modulation unit 71a.
  • control section 901 outputs a control signal for setting the modulation scheme of the systematic bit data to the QPSK modulation scheme to modulation section 701a.
  • the control unit 92 outputs a control signal to the modulation unit 70 lb to be a modulation method set based on the adjacent channel interference wave reception level. That is, if the adjacent channel interference wave reception level is equal to or higher than the threshold value / ?, a control signal for setting the modulation scheme for parity bit decoding to the QPSK modulation scheme is output to modulator 70 lb.
  • the method for measuring the reception level of the adjacent channel interference wave is a method of detecting the level difference before and after the filter for adjacent channel removal (not shown) of the radio section or the frequency of the P adjacent channel during a time period when neither transmission nor reception is performed. To switch the level and measure the level Etc.
  • the control unit 902 modulates the control signal for setting the modulation method of the parity bit data to the 16 Q AM modulation method. Output to 7 0 1 b.
  • the parity bit data is determined in accordance with the adjacent channel interference wave reception level.
  • the parity bit data can be modulated using a modulation method with a small number of modulation levels, so that the parity bit data is arranged in subcarriers near both ends. Also, it is possible to reduce the deterioration of the error rate characteristics of the parity bit data.
  • both the systematic bit data and the parity bit data are adaptively modulated.
  • the present invention is not limited to this, and either one of the systematic bit data and the parity bit data is modulated. May be used as a fixed modulation method, and only one of them may be adaptively modulated.
  • the control unit 901 compares: the RSSI signal level and the threshold value, but the present invention is not limited to this. Signals indicating line quality other than the RSSI signal and the threshold value are compared. May be compared. For example, the reception level of the adjacent channel interference wave may be compared with a threshold value. Further, adaptive modulation may be performed by a modulation method other than 16 QAM and QPSK.
  • the systematic bit data is modulated by the modulating section 71a and the parity bit data is modulated by the modulating section 71b.
  • the present invention is not limited to this. It is also possible to adaptively modulate the seek bit and the parity bit independently.
  • the transmission data is not limited to the systematic bit data and parity bit data, but may be data having different required quality other than systematic bit data and parity bit data.
  • an encoder other than the Yuichibo encoder can be applied to the encoding unit 101. (Embodiment 5)
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration of the multi-carrier transmitting apparatus 1000 according to Embodiment 5 of the present invention.
  • a user relatively far from the base station is strongly affected by adjacent channel interference waves from many cells, and thus the channel quality is greatly degraded.
  • the present embodiment is characterized in that the data of a user relatively far from the base station is allocated to subcarriers near the center frequency.
  • the present embodiment is different from FIG. 1 in the configuration in which a serial / parallel (hereinafter, referred to as “SZP”) conversion unit 1001 is provided in FIG. 10, and other configurations are the same as those in FIG. The description is omitted.
  • SZP serial / parallel
  • the S / P converter 100 based on user information input from a user information storage unit (not shown), performs transmission data transmission to a nearby user and transmission data transmission to a distant user. And outputs each transmission data to the subcarrier locating section 103.
  • the subcarrier arranging section 103 arranges the transmission data to be transmitted to a nearby user in the subcarrier of the frequency domain W1 in FIG. 3, and the transmission data to be transmitted to a distant user is in the frequency domain W2.
  • the transmission data is rearranged such that the transmission data is arranged in the subcarrier, and the transmission data is rearranged and output to the FDM section 104.
  • the transmission data to be transmitted to the user far away from the sub-carrier near the center frequency is arranged, and the sub-carrier near the both ends is near. Since the transmission data to be transmitted to the user is arranged, the line quality of the transmission data of a user relatively far from the base station can be improved without lowering the transmission efficiency.
  • the transmission power of the transmission data transmitted to a distant user located in the subcarrier near the center frequency is transmitted to the nearby user disposed in the subcarriers on both frequency sides. Since the transmission power is controlled so that it is larger than the transmission power, the error rate characteristics of transmission data transmitted to distant users are improved. Can be done.
  • the present embodiment can be applied to both the case where error correction is performed using the evening-both encoder and the case where error correction is performed using an encoder other than the evening-both encoder.
  • error correction is performed using a one-time encoder
  • systematic bit data is further allocated to subcarriers near the center frequency among subcarriers in which transmission data of users relatively far from the base station are arranged. May be arranged.
  • the transmission data output from SZP conversion section 1001 is
  • the evening was divided into two parts, the transmission data of the user near the base station and the transmission data of the user relatively far from the base station, but this was not the only option.
  • the data may be divided into three or more pieces of transmission data and output.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration of a multi-carrier transmitting apparatus 110 according to Embodiment 6 of the present invention.
  • rearrangement for arranging the systematic bit data and the parity bit data on each carrier is performed. It is characterized in that it is performed.
  • the interleaving is performed collectively for all subcarriers.
  • a part of the data requiring higher quality than the normal data is allocated to the subcarriers near both ends, so that a better data than the normal data is used.
  • the effect of improving the error rate over time when quality is required is reduced.
  • the present embodiment is different from FIG. 1 in the configuration in which the interleaving units 1101, 1102 are provided in FIG. 11 and the other configuration is the same as that in FIG. The description is omitted.
  • the interleave section 1101 interleaves the systematic bit data coded by the encoding section 101 at the same time, and outputs it to the modulation section 102.
  • the interleaving section 1102 interleaves the parity bit data encoded in the encoding section 101 in the evening mode and outputs the interleaved parity bit data to the modulating section 102.
  • the systematic bit data and the parity bit data are independently transmitted and received.
  • the transmission data is rearranged by the subcarrier arranging unit 103, so that it is possible to prevent the systematic bit data from being allocated to the subcarriers on both frequency sides due to interleaving.
  • Systematic bit rate can improve the error rate performance in the evening.
  • the parity bit data is correctly demodulated by performing the interleaving. be able to. Further, even if errors occur consecutively in the systematic bit data arranged in the subcarrier near the center frequency F1, the systematic bit data can be correctly demodulated.
  • error correction is performed using an evening-both encoder.
  • the present invention is not limited to this. Is divided into transmission data that requires high quality and transmission data with good quality, and transmission data that requires good quality and transmission data with good quality can be independently transmitted separately. good.
  • FIG. 12 is a diagram showing an arrangement of transmission data for each subcarrier according to Embodiment 7 of the present invention.
  • a DC offset is generated by an analog circuit provided in an amplifier (not shown) of a wireless transmission unit, so that an error of a signal transmitted by a subcarrier near a DC point is generated. The rate is worse than the error rate of signals transmitted by other subcarriers.
  • transmission data requiring high quality is not arranged in subcarriers including DC points.
  • multi-carrier Since the configuration of the transmitting apparatus is the same as that of FIG. 1, the description is omitted.
  • the subcarrier arranging unit 103 is a systematic system in which good quality is required for the subcarriers in the regions W21 and W22 near the center frequency F1 excluding the subcarrier 1201 including the DC point P1.
  • the bit data is arranged, and the transmission data is rearranged so that the parity bit data is arranged in the subcarriers 1201, including the areas W20 and W23 near both ends and the DC point P1.
  • the transmission data subjected to orthogonal frequency division multiplexing in OFDM section 104 is arranged in each subcarrier as shown in FIG.
  • the subcarrier frequency regions W21 and W22 in which the systematic bits are arranged are changed according to the reception level of the adjacent channel interference wave. That is, when the reception level of the adjacent channel interference wave is high, the range of the frequency regions W 21 and W 22 where the systematic bit data is arranged is narrowed, and when the reception level of the adjacent channel interference wave is low, The range of the frequency regions W21 and W22 where the systematic bits are arranged is increased.
  • the systematic bit data is added to the subcarrier of center frequency F1. Since no delay is arranged, it is possible to prevent the error rate characteristic from deteriorating due to the influence of the DC offset.
  • the DC point: P1 is on the same frequency as the center frequency F1, but the DC point P1 is on the same frequency as the center frequency F1.
  • the present invention is not limited to this, and can be applied to a case where the DC point and the center frequency exist on different frequencies.
  • the transmission data is not limited to the systematic bit data and the parity bit data, but the required quality other than the systematic bit data and the parity bit data is not limited to the systematic bit data and the parity bit data. A different day—even in the evening.
  • an encoder other than the turbo encoder can be used as the encoding unit 101.
  • FIG. 13 is a diagram showing a configuration of the multi-carrier transmitting apparatus 130 according to Embodiment 8 of the present invention.
  • a parity bit is obtained by independently and adaptively modulating systematic bit data and parity bit data independently using an error correcting code as an error correcting code.
  • the transmitting apparatus that arranges the sub data on the subcarriers near both ends, it is characterized in that: based on the SSI signal, a part of the subcarrier in which the parity bit data is arranged is not transmitted. .
  • This embodiment is different from FIG. 1 in the configuration in which the selection unit 1301 is provided. Parts having the same configuration as in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • the selection unit 1301 is arranged in the subcarrier that is not transmitted from the parity bit data arranged in the subcarriers near both ends in the rearranged transmission data input from the subcarrier arrangement unit 103.
  • a null signal is selected instead of the parity bit data, and the parity bit data including the selected null signal and the systematic bit data are output to the OFDM unit 104.
  • the selection unit 13001 When selecting the parity bit data, the selection unit 13001 reduces the number of null signals to be selected because the number of subcarriers not to be transmitted is reduced when the line quality is lower than the input RSSI signal, so that the line quality is good. In such a case, the number of null signals to be selected is increased because more subcarriers are not transmitted.
  • Figure 14 shows the signal spectrum for one subcarrier.
  • the sidelobe component is larger nearer to the main lobe.
  • the spectrum of Fig. 14 is arranged by the number of subcarriers as shown in Fig. 15, so the unnecessary frequency components, that is, sidelobe components, are dominated by the sidelobe components of the subcarriers at both ends. Become. For this reason, the side lobe component can be further reduced by arranging the parity bit data in the subcarriers near both ends and preventing transmission of some subcarriers with the sine bit set. is there. Therefore, unnecessary frequency components can be further reduced.
  • the transmission data subjected to the orthogonal frequency division multiplexing processing in the OFDM section 104 has parity bit data arranged in the frequency domains W 30 and W 32, and the frequency domain W 31 Is a systematic bite.
  • the subcarriers 1401, 1402, 1403, 1404 are subcarriers that are not transmitted, and the subcarriers 1401, 1402, 1403, A null signal is transmitted instead of 1404.
  • 0 Multi-carrier communication schemes such as FDM and NI C-CDM are said to degrade the error rate characteristics if some subcarriers are not transmitted as a method of reducing peak power. Problems arise.
  • an evening code is used as the error correction code, better quality is required for the systematic bit data than for the parity bit data. Therefore, it is possible to achieve both error rate characteristics and peak power reduction by not transmitting subcarriers in which parity bits are arranged.
  • the multicarrier transmission apparatus and the multicarrier transmission method in the present embodiment in addition to the effects of the first embodiment, in addition to preventing the transmission of some of the parity bit data arranged in the subcarriers near both ends.
  • the peak power is reduced with almost no reduction in the error rate. Out-of-band leakage can be reduced.
  • a null signal is selected based on the RSI signal.
  • the present invention is not limited to this, and a null signal can be selected using arbitrary line quality information.
  • the number of subcarriers that do not transmit is four. However, the present invention is not limited to this. Any number of subcarriers that do not transmit can be arbitrarily selected.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration of a multi-carrier transmitting apparatus 170 according to Embodiment 9 of the present invention.
  • the present embodiment is characterized in that, based on delay dispersion information, a selection unit does not transmit a part of subcarriers in which parity bit data is arranged.
  • the selection unit 1701 selects, from the rearranged transmission data input from the subcarrier arrangement unit 103, the parity bit data allocated to the subcarriers near both ends based on the delay dispersion information. When it is time to input the parity bit data arranged in the subcarrier that is not transmitted, a null signal is selected instead of the parity bit data, and the parity bit data including the selected null signal and the systematic bit are selected. ⁇ Output the data to the OFDM section 104.
  • the selection unit 17001 When selecting the parity bit data, the selection unit 17001 reduces the number of null signals to be selected because the number of subcarriers not to be transmitted is reduced when the delay spread is large, based on the input delay spread information. If the value is small, the number of null signals to be selected is increased because more subcarriers are not transmitted.
  • the delay dispersion information is extracted from the received signal because it is included in the transmission signal and notified from the communication partner.
  • the delay sharing information generating unit 180 is mainly composed of a delay circuit 1801, a subtracting circuit 1802, an absolute value converting circuit 1803, and an averaging circuit 1804.
  • the delay circuit 1801 receives the signal after the FFT processing of the received signal preamble, delays the input signal, and outputs the delayed signal to the subtraction circuit 1802.
  • the subtraction circuit 1802 calculates the difference between the signal levels of adjacent subcarriers and outputs the difference to the absolute value conversion circuit 1803.
  • the absolute value conversion circuit 1803 converts the subtraction result input from the subtraction circuit 1802 into an absolute value. And outputs the result to the averaging circuit 1804.
  • the averaging circuit 1804 averages the absolute values of the reception level differences input from the absolute value averaging circuit 1803 by the number of subcarriers to obtain delay dispersion information.
  • the delay dispersion information obtained in this way is included in the transmission signal at the communication partner and transmitted.
  • the delay dispersion information is not limited to the case where the communication partner seeks the delay dispersion information, and the delay dispersion may be detected from the received signal using the circuit in FIG. Detecting delay dispersion from a received signal is possible in the TDD communication system or the like. Since the transmission data allocated to each subcarrier after the orthogonal frequency division multiplexing processing in OFDM section 104 is the same as that in FIG. 16, description thereof will be omitted.
  • the multicarrier transmission apparatus and the multicarrier transmission method of the present embodiment in addition to the effects of the first embodiment, it is also possible to prevent some of the parity bit data arranged in the subcarriers near both ends from being transmitted.
  • it since it is parity bit data that does not require much higher quality compared to systematic bit data, it is necessary to reduce the peak power without substantially reducing the error rate. It is possible to reduce out-of-band leakage.
  • the parity bit data allocated to the subcarrier to be transmitted is selected based on the delay dispersion information, it is necessary to change the number of subcarriers not to be transmitted due to the temporary transmission data because of the temporary delay. By inadvertently changing the number of subcarriers that are not transmitted, it is possible to prevent the peak power from becoming too high and causing out-of-band leakage to increase or the error rate performance from deteriorating.
  • FIG. 19 is a diagram showing a configuration of the multi-carrier transmitting apparatus 190 according to Embodiment 10 of the present invention.
  • the present embodiment is characterized in that, based on the reception level information, the selection section does not transmit a part of the subcarriers in which the bit rate information is arranged.
  • This embodiment is different from FIG. 1 in the configuration in which the selection unit 1901 is provided. Parts having the same configuration as in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • TDD is used as the access method
  • the propagation path is the same for the uplink and the downlink, so there is a method that preferentially does not transmit subcarriers with reduced reception levels.
  • the selection section 1901 in the rearranged transmission data input from the subcarrier arranging section 103, selects one of the parity bit data allocated to the subcarriers near both ends based on the reception level information. Therefore, when it is time to input the parity bit data arranged in the subcarrier that is not transmitted, a null signal is selected instead of the parity bit data, and the parity bit data including the selected null signal and the system Outputs the mark bit data to 0 FDM section 104.
  • the selection unit 1901 When selecting the parity bit data, the selection unit 1901 replaces the parity bit data allocated to the sub-carriers whose reception level is lower than the received reception level information of each sub-carrier. A null signal is selected, and a systematic bit data and a parity bit data including a null signal are selected. It is possible to determine whether the reception level has decreased by an arbitrary method such as a case where a determination is made based on a predetermined threshold value or a case where a relative determination is made by comparing with a reception level of another subcarrier. . Since the transmission data allocated to each subcarrier after the orthogonal frequency division multiplexing processing in OFDM section 104 is the same as in FIG. 16, the description thereof will be omitted.
  • the multicarrier transmission apparatus and the multicarrier transmission method of the present embodiment in addition to the effects of the first embodiment, it is also possible to prevent transmission of some parity bit data arranged in subcarriers near both ends. And not sending it is compared to systematic bit data Since the parity bit data does not require such high quality, the reduction of the peak power can be reduced and the out-of-band leakage can be reduced without substantially reducing the error rate. In addition, since a null signal is selected based on the reception level information, the parity bit data allocated to the subcarrier whose reception level has decreased is not transmitted at the next transmission, so that the error rate performance is further improved. And both reduction of peak power and reduction of unnecessary frequency components can be achieved.
  • FIG. 20 is a diagram showing a configuration of the multi-carrier transmitting apparatus 2000 according to Embodiment 11 of the present invention.
  • the present embodiment is characterized in that, based on the adjacent channel interference wave reception level information, the selection unit does not transmit a part of the subcarrier in which the parity bit data is arranged.
  • This embodiment is different from FIG. 1 in the configuration in which the selection unit 2001 is provided. Parts having the same configuration as in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. It is also effective to determine the number of non-transmitted subcarriers in consideration of the reception level of adjacent channel interference waves. The higher the adjacent channel interference wave reception level, the worse the subcarrier quality at both ends. For this reason, the error rate performance may be improved by increasing the number of subcarriers that are not transmitted for the subcarriers at both ends. Also, it goes without saying that the peak power and the unnecessary frequency components are reduced.
  • the selection unit 2001 performs parity bit data allocation at both ends of the subcarriers at which the influence of the adjacent channel interference wave reception level is the largest in the rearranged transmission data input from the subcarrier allocation unit 103.
  • a null signal is selected instead of overnight, and a systematic bit data and a parity bit data including the selected null signal are output to the OFDM unit 104.
  • the transmission data subjected to the orthogonal frequency division multiplexing processing in the FDM section 104 has parity bit data arranged in the frequency domains W 40 and W 42, and the frequency domain W 41 Is a systematic bite.
  • the subcarriers 2101 and 2102 at both ends are non-transmitted subcarriers, and a null signal is transmitted instead of the subcarriers 2101 and 2102.
  • the number of non-transmitted subcarriers is two.However, the number of non-transmitted subcarriers is not limited to two, and it is possible not to transmit an arbitrary number of subcarriers on the center frequency side from both ends. it can.
  • the multicarrier transmission apparatus and the multicarrier transmission method according to Embodiments 1 to 11 can be applied to a base station apparatus and a communication terminal apparatus.
  • the error rate characteristic of transmission data requiring good quality is remarkably improved, and the quality of transmission data requiring good quality is prevented from deteriorating. be able to.
  • the present invention is suitable for use in a multicarrier transmission apparatus and a multicarrier transmission method.

Abstract

符号化部１０１は、送信データをターボ符号化してパリティビットデータと高品質が要求されるシステマティックビットデータとを出力する。変調部１０２は、パリティビットデータとシステマティクビットデータとを変調する。サブキャリア配置部１０３は、システマティックビットデータが中心周波数付近のサブキャリアに配置され、パリティビットデータが両端付近のサブキャリアに配置されるように送信データを並び替える。ＯＦＤＭ部１０４は、送信データを直交周波数分割多重して、各サブキャリアにパリティビットデータとシステマティックビットデータとを配置する。これにより、良好な品質が要求される送信データの誤り率特性を格段に向上させ、かつ良好な品質が要求される送信データの品質の低下を防ぐことができる。

Description

明 細 書 マルチキヤリァ送信装置及びマルチキヤリァ送信方法 技術分野
本発明は、 マルチキヤリァ送信装置及びマルチキヤリァ送信方法に関する。 背景技術
誤り訂正符号化方式に夕一ボ符号があり、 3 GP Pで標準化として採用され ている。 この夕一ボ符号は、 他の誤り訂正方式と比較すると、 非常に良好な誤 り率特性がえられることが特徴である。
また、 第 4世代に有効な通信方式として OFDMがあり、 第 4世代の通信方 式として有力視されている。 一方、 OFDMは、 干渉波が存在すると全く通信 できなくなるため、 逆拡散処理により他のセルからの干渉を低減することによ り、 他のセルからの干渉波が存在する場合でも通信可能である CDMAと OF D Mとを組み合わせた〇 F D M— C D M A通信方式が知られている。
このように、 夕一ボ符号化と 0 F D M通信方式との組み合わせ若しくは夕一 ボ符号化と OFDM— CD MA通信方式との組み合わせを用いることにより、 誤り率特性を向上させることができる。
しかしながら、従来のマルチキヤリア送信装置及びマルチキヤリア送信方法 においては、 夕一ボ符号化と 0 F DM通信方式若しくは夕一ボ符号化と 0 F D M— C D M A通信方式を組み合わせることによりある程度誤り率特性を向上 させることができるが、 複数のチャネルを用いて同時に送信する場合において は、 異なるチャネル同士の送信信号が干渉し合うため、 誤り率特性の向上に限 界がぁるという Ρ¾題がある。
発明の開示
本発明の目的は、 良好な品質が要求される送信データの誤り率特性を格段に 向上させ、 かつ良好な品質が要求される送信デ一夕の品質の低下を防ぐことが できるマリチキヤリァ送信装置及びマルチキヤリァ送信方法を提供すること である。
この目的は、 システマティックビット等の良好な品質が要求される送信デ一 夕を、 中心周波数付近のサブキャリアに配置することにより達成できる。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明の実施の形態 1に係るマルチキヤリァ送信装置の構成を示す ブロヅク図、
図 2は、 本発明の実施の形態 1に係る符号化部の構成を示すプロヅク図、 図 3は、 各サブキヤリアに対するデ一夕の配置を示す図、
図 4は、 本発明の実施の形態 2に係るマルチキヤリァ送信装置の構成を示す プロヅク図、
図 5は、 各サブキヤリァに対するデ一夕の配置を示す模式図、
図 6は、 各サブキャリアに対するデ一夕の配置を示す図、
図 7は、 本発明の実施の形態 3に係るマルチキヤリァ送信装置の構成を示す ブロック図、
図 8は、 本発明の実施の形態 3に係る制御部の構成を示す図、
図 9は、 本発明の実施の形態 4に係るマルチキヤリァ送信装置の構成を示す ブロヅク図、
図 1 0は、 本発明の実施の形態 5に係るマルチキャリア送信装置の構成を示 すブロック図、
図 1 1は、 本発明の実施の形態 6に係るマルチキャリア送信装置の構成を示 すブロック図、
図 1 2は、 各サブキャリアにおけるデ一夕の配置を示す図、
図 1 3は、 本発明の実施の形態 8に係るマルチキャリア送信装置の構成を示 すプロック図、 図 1 4は、 1サブキャリア分の信号スペクトラムを示す図、 図 1 5は、 信号スペクトラムを示す図、
図 1 6は、 各サブキヤリァに対するデ一夕の配置を示す模式図、
図 1 7は、 本発明の実施の形態 9に係るマルチキヤリァ送信装置の構成を示 すブロック図、
図 1 8は、 本発明の実施の形態 9に係る遅延分散情報生成部の構成を示すブ ロック図、
図 1 9は、 本発明の実施の形態 1 0に係るマルチキヤリァ送信装置の構成を 示すブロック図、
図 2 0は、 本発明の実施の形態 1 1に係るマルチキヤリァ送信装置の構成を 示すブロック図、 及び
図 2 1は、 各サブキャリアに対するデ一夕の配置を示す模式図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態について、 図面を参照して詳細に説明する。
(実施の形態 1 )
図 1は、 本実施の形態に係るマリチキヤリァ送信装置 1 0 0の構成を示す図 であり、 図 2は、 符号化部 1 0 1の構成を示す図であり、 図 3は、 各サブキヤ リアに対する送信デ一夕の配置を示す図である。
マルチキヤリァ送信装置 1 0 0は、 符号化部 1 0 1、 変調部 1 0 2、 サブキ ャリア配置部 1 0 3、 O F D M部 1 0 4、 アンプ 1 0 5、 アンテナ 1 0 6、 F
F T部 1 0 7、 復調部 1 0 8及び送信電力制御部 1 0 9とから主に構成される。 分割手段である符号化部 1 0 1は、 例えば夕一ボ符号器であり、 入力した送 信データの一部を符号化せずにシステマティックビットデ一夕として変調部 1 0 2へ出力するとともに、 入力した送信デ一夕の残りの一部に対して再帰畳 み込み符号ィ匕を行って、 ノ リティビヅトデ一夕として変調部 1 0 2へ出力する。 なお、 符号化部 1 0 1の詳細については、 後述する。 変調部 1 0 2は、 符号化部 1 0 1から入力した高品質送信データであるシス テマティヅクビヅトデ一夕と通常送信デ一夕であるパリティビヅトデ一夕と に対して各々変調処理を施し、 変調したシステマティックビットデ一夕とパリ ティビットデ一夕との各々をサブキャリア配置部 1◦ 3へ出力する。変調部 1 0 2において用いられる変調方式は、 回線品質によって適応的に変ィ匕させるも のであり、 1 6 QAM若しくは Q P S Kが用いられる。 そして、 システマティ ックビットデータとパリティビットデータとの両方は、 同一の変調方式によつ て変調される。 なお、 変調方式は、 1 6 QAM若しくは Q P S Kに限らず、 1 6 Q AM及び Q P S K以外の変調方式を用いても良い。
並ぴ替え手段であるサブキヤリァ配置部 1 0 3は、 送信デ一夕が配置される サブキャリアの周波数領域内で、 変調部 1 0 2から入力したシステマティヅク ビヅトデ一夕が中心周波数付近のサブキヤリアに配置され、 パリティビヅトデ —夕が両端付近のサブキャリアに配置されるように、 システマティヅクビット データとパリティビットデ一夕との並び替えを行う。 システマティヅクビット データとパリティビットデ一夕とが配置されるサブキヤリアの周波数軸上の 領域は、 サブキヤリァ配置部 1 0 3に入力する隣接チャネル干渉波受信レベル に応じて変更される。 即ち、 隣接チャネル干渉波受信レベルが高い場合は、 シ ステマティックビヅトデ一夕が、 中心周波数 F 1を含む狭い周波数領域のサブ キャリアに配置されるように送信デ一夕の並び替えを行う。 一方、 隣接チヤネ ル干渉波受信レベルが低い場合は、 システマティヅクビットデ一夕が、 中心周 波数 F 1を含む広い周波数領域のサブキヤリァに配置されるように送信デ一 夕の並び替えを行う。 そして、 サブキャリア配置部 1 0 3は、 並び替えたシス テマティックビットデ一夕及びパリティビットデー夕からなる送信デー夕を O F D M部 1 0 4へ出力する。
直交周波数分割多重手段である O F DM部 1 0 4は、 サブキャリア配置部 1 0 3から入力した送信データを直並列変換処理した後に逆高速フ一リェ変換 ( I F F T)処理することにより、 直交周波数分割多重して O F D M信号を生 成し、 生成した O F DM信号をアンプ 1 0 5を介してアンテナ 1 0 6から送信 する。 なお、 各サブキャリアに対する送信デ一夕の配置の方法は、 後述する。 アンプ 1 0 5は、 O F D M部 1 0 4から入力した送信デ一夕を、 送信電力制 御部 1 0 9から制 ¾1された所定の送信電力にてアンテナ 1 0 6から送信する。 この時に、 中心周波数付近のサブキヤリァに配置されたシステマティヅクビヅ トデータの送信電力を、 両端付近のサブキヤリァに配置されたパリティビット データの送信電力よりも大きい送信電力にて送信する。
F T T部 1 0 7は、 アンテナ 1 0 6にて受信した受信デ一夕に対して、 高速 フーリエ変換 （F T T ) 処理を施して復調部 1 0 8へ出力する。
復調部 1 0 8は、 F F T部 1 0 7から入力した受信デ一夕を復調して受信デ
—夕をえるとともに、 復調した受信デ一夕を送信電力制御部 1 0 9へ出力する。 送信電力設定手段である送信電力制御部 1 0 9は、 復調部 1 0 8から入力し た受信データより送信電力を決定し、 決定した送信電力にて送信デ一夕を送信 するようにアンプ 1 0 5に対して送信電力制御を行う。送信電力制御部 1 0 9 は、 中心周波数付近のサブキヤリァに配置されているシステマティヅクビット デ一夕の送信電力を、 両端周波数側のサブキヤリァに配置されているパリティ ビットデ一夕の送信電力よりも大きくなるように送信電力制御を行う。 これに より、 送信電力は、 回線品質によって変化させることができる。 したがって、 送信デ一夕は、 回線品質に応じた送信電力にて送信される。
次に、 符号化部 1 0 1の構成の詳細について、 図 2を用いて説明する。符号 化部 1 0 1は、 インタリーバ 2 0 1、 畳み込み符号化部 2 0 2及び畳み込み符 号化部 2 0 3とから主に構成される。
ィン夕リーバ 2 0 1は、 送信デ一夕を並び替える処理であるィン夕リーブし て畳み込み符号化部 2 0 3へ出力する。
畳み込み符号化部 2 0 2は、 送信データの一部を再帰畳み込み符号化して変 調部 1 0 2へ出力する。 畳み込み符号化部 2 0 2からの出力が、 パリティビヅ トデ一夕である。 畳み込み符号化部 2 0 3は、 インタリーバ 2 0 1から入力した送信データの 一部を再帰畳み込み符号化して変調部 1 0 2へ出力する。畳み込み符号化部 2 0 3からの出力が、 パリティビヅトデ一夕である。 なお、 符号化部 1 0 1に入 力した送信デ一夕の一部は、 符号化されずにそのまま出力される。 この出力が システマティヅクビットデ一夕である。
次に、 各サブキャリアに対する送信データの配置について、 図 3を用いて説 明する。 図 3は、 各サブキャリアを周波数軸上に配列したものであり、 中心周 波数 F 1を中心にして左右同一周波数幅に各サブキヤリアが配置されている。 図 3の L 1が、 システマティヅクビヅトデ一夕とパリティビヅトデ一夕とから なる送信デ一夕が配置されるサブキャリアの周波数領域である。サブキャリア 3 0 1、 3 0 2は、 端部のサブキヤリアである。 サブキャリア 3 0 4からサブ キャリア 3 0 5までが、 中心周波数付近のサブキヤリァである。 また、 サブキ ャリア 3 0 1からサブキャリア 3 0 6まで及びサブキヤリア 3 0 2からサブ キャリア 3 0 7までが、 端部付近のサブキャリアである。
サブキヤリア 3 0 1よりも低い周波数側 （図 3の左側）及びサブキヤリア 3 0 2よりも高い周波数側 （図 3の右側） には、.隣接チャネル干渉波が存在して いる。 したがって、 中心周波数 F 1からサブキャリア 3 0 1、 3 0 2へ向かう にしたがって隣接チャネル干渉波の影響が次第に大きくなり、 これにより中心 周波数 F 1からサブキヤリア 3 0 1、 3 0 2へ向かうにしたがって誤り率特性 が次第に劣化する。
そして、 ◦ F D M部 1 0 4にて周波数分割多重処理を行つた後の送信デ一夕 は、周波数領域 W 1、 W 3のサブキヤリァにパリティビヅトデータが配置され、 周波数領域 W 2のサブキャリアにシステマティヅクビヅトデ一夕が配置され る。 システマティヅクビヅトデ一夕が配置されるサブキャリアの周波数領域 W 2は、 隣接チャネル干渉波の受信レベルに応じて変更される。 即ち、 隣接チヤ ネル干渉波受信レベルが高い場合は、 システマティックビットデ一夕が配置さ れる周波数領域 W 2の範囲を狭くし、 隣接チャネル干渉波受信レベルが低い場 合は、 システマティヅクビヅトデータが配置される周波数領域 W 2の範囲を広 くする。
次に、 送信デ一夕が、 システマティヅクビットデータとパリティビットデー 夕以外である他の例について説明する。送信デ一夕が、 システマティックビヅ トデ一夕とパリティビットデ一夕以外である他の例として、 良好な品質が要求 される制御情報若しくは再送情報等の送信デ一夕と通常の品質で良い制御情 報及び再送情報以外の送信データとを各サブキヤリァに配置する場合につい ても本実施の形態を適用できる。 この場合には、 符号化部 1 0 1は、 必ずしも 夕一ボ符号器でなくても良く、夕一ボ符号器以外の符号器が適用できる。なお、 制御情報は、 通信制御に使用される情報であり、 再送情報は、 受信側において デ一夕に誤りが生じることにより正しく復調できない場合に、 再度デ一夕を送 信してもらう際の情報である。符号化部 1 0 1は、 良好な品質が要求される送 信デ一夕と通常の品質で良い送信デ一夕とに分けてサブキヤリァ配置部 1 0 3へ出力する。
サブキヤリァ配置部 1 0 3は、 中心周波数 F 1の付近のサブキヤリァには良 好な品質が要求される送信デ一夕が配置され、 両端付近のサブキヤリァには通 常の品質で良い送信データが配置されるように送信データを並び替える。
そして、 O F D M部 1 0 4によって直交周波数分割多重された送信データは、 中心周波数 F 1の付近の周波数領域 W 2のサブキヤリァには良好な品質が要 求される送信データが配置され、 両端付近の周波数領域 W l、 W 3のサブキヤ リァには通常の品質で良い送信デ一夕が配置される。
このように、 本実施の形態におけるマルチキャリア送信装置及びマルチキヤ リァ送信方法によれば、 中心周波数付近のサブキャリアにシステマティヅクビ ットデ一夕を配置し、 両端付近のサブキャリアにパリティビットデ一夕を配置 するので、 良好な品質が要求される送信デ一夕の誤り率特性を向上させて、 良 好な品質が要求される送信デ一夕の通信品質を向上させることができる。 また、 中心周波数付近のサブキヤリァに制御情報若しくは再送情報等の良好な品質 が要求される送信デ一夕を配置し、 両端付近のサブキヤリアに制御情報及び再 送情報等以外の通常の品質で良い送信データを配置するので、 良好な品質が要 求される送信デ一夕の誤り率特性を向上させて、 制御情報若しくは再送情報等 の良好な品質が要求される送信デ一夕の通信品質を向上させることができる。 また、 中心周波数付近のサブキヤリアに配置されているシステマティヅクビヅ トデ一夕の送信電力を、 両端周波数側のサブキヤリアに配置されているパリテ イビヅ トデータの送信電力よりも大きくなるように送信電力制御を行うので、 システマティヅクビヅトデ一夕の誤り率特性を向上させることができる。
なお、 本実施の形態においては、 復調結果を用いて回線品質に応じた送信電 力制御を行うこととしたが、 れに限らず、 復調結果とは無関係に、 送信電力 を可変にて設定しても良い。 また、 本実施の形態においては、 システマティヅ クビヅトデ一夕とパリティビットデ一夕との両方の送信電力を可変にするこ ととしたが、 これに限らず、 システマティックビットデ一夕若しくはパリティ ビットデータのいずれか一方の送信電力のみを可変にしても良い。 また、 シス テマティックビットデ一夕の送信電力をパリティビヅトデータの送信電力よ りも大きくしたが、 これに限らず、 システマティックビットデ一夕とパリティ ビットデータとの送信電力を同じにしても良いし、 パリティビットデ一夕の送 信電力をシステマティックビットデ一夕の送信電力よりも大きくしても良い。 また、 送信デ一夕は、 システマティヅクビヅトデ一夕及びパリティビヅトデー 夕に限らず、 システマティ ヅクビットデ一夕及びパリティビヅ トデ一夕以外の 要求される品質が異なるデ一夕であっても良い。 この場合は、 符号化部 1 0 1 は夕一ボ符号器以外の符号器が適用できる。
(実施の形態 2 )
図 4は、 本発明の実施の形態 2に係るマルチキャリア送信装置 4 0 0の構成 を示す図であり、 図 5及び図 6は、 各サブキャリアに対するデ一夕の配置を示 す図である。 本実施の形態は、 通信方式として、 C D MAとマルチキャリアと を組合わせた通信方式を使用する。 第 4世代に有力な通信方式として、 CDMAと OFDMとを組合わせた 0 F DM— CDMA通信方式がある。 OFDM— CDMA通信方式は、 逆拡散処理 により他のセルからの干渉を低減できるため、 他のセルからの干渉が存在する 場合でも通信可能であることが、 干渉波が存在すると全く通信できなくなる 0 FDMと大きく異なる。 なお、 本実施の形態は、 図 4において拡散部 401及 び逆拡散部 402を設ける構成が図 1と相違しており、 その他の構成は図 1と 同一構成であるので、 同一の符号を付してその説明を省略する。
0 F DM— CDMA通信方式では、 サブキヤリァを複数のグループに分けて、 サブキヤリァグループ毎にユーザを割り当てる方法がある。
¾散部 401は、 拡散比がサブキャリア数の 1/5になるようにサブキヤリ ァ配置部 103から入力した送信デ一夕を拡散処理して OFDM部 104へ 出力する。
◦ FDM部 104は、 拡散部 401から入力した拡散処理された送信デ一夕 を直並列変換処理した後に逆高速フ一リェ変換処理及び並直列変換処理し、 拡 散後のチップを互いに直交関係にある複数のサブキヤリアに振り分けて配置 させることにより、 直交周波数分割多重して OF DM信号を生成し、 生成した 〇F DM信号をアンプ 105を介してアンテナ 106から送信する。
逆拡散部 402は、 復調部 108より入力した受信デ一夕に対して逆拡散処 理を施して受信データをえるとともに、 逆拡散処理した受信デ一夕を送信電力 制御部 10'9へ出力する。
送信電力制御部 109は、 逆拡散部 402から入力した受信デ一夕より送信 電力を決定し、 決定した送信電力にて送信データを送信するようにアンプ 10 5に対して送信電力制御を行う。送信電力制御部 109は、 中心周波数付近の サブキヤリアに配置されているシステマティヅクビヅトデ一夕の送信電力を、 両端周波数側のサブキャリアに配置されているパリティビットデ一夕の送信 電力よりも大きくなるように送信電力制御を行う。
拡散処理及び多重化する際は、 拡散率、 符号多重数及び拡散符号数を全ての サブキャリア若しくは全てのュ一ザについて同一とする。 ここで、 拡散符号数 は、 1つのユーザに割り当てる拡散符号の数である。 また、 符号多重数は、 キ ャリア毎の多重数であり、 何ユーザ （何コード） 多重するかによって決まる。 図 5は、 5つのグループに分けた符号分割多重信号を各サブキヤリァに配置 した状態を示した図であり、 図 6は、 図 5のようにグループ分けした各サブキ ャリアの配置を図 3と同様の方法により示した図である。 グループ 1 (G 1) は、 サブキャリア # l〜#mからなり、 グループ 2 (G2) は、 サブキャリア #m+ l〜#2mからなり、 グループ 3 (G3) は、 サブキャリア #2 m+ 1 〜# 3 mからなり、 グループ 4 (G4) は、 サブキャリア #3m+ l〜#4m からなり、グループ 5 (G5)は、サブキャリア #4m+ l〜#m5からなる。 周波数領域 W 10にはグループ 1のサブキヤリァが含まれており、 周波数領域 W1 1にはグループ 2、 3、 4のサブキャリアが含まれており、 周波数領域 W 12にはグループ 5のサブキヤリァが含まれる。
一般に、 隣接チャネル干渉波の影響は、 グループ 1、 5のサブキャリアがー 番大きく、 グループ 2、 4のサブキャリアが次に大きく、 グループ 3のサブキ ャリアが一番少ない。 したがって、 グループ 1、 5のサブキャリアには、 通常 の品質で構わないパリティビヅトデータが配置され、 グループ 2、 3、 4のサ ブキヤリァには、 良好な品質が要求されるシステマテイツクビットデ一夕が配 置される。
次に、 拡散処理及び多重化する際の拡散率、 符号多重数及び拡散符号数を、 上記のように全てのサブキヤリア若しくは全てのユーザで同一にする場合以 外の他の例について説明する。拡散率、 符号多重数及び拡散符号数を全てのサ ブキヤリア若しくは全てのユーザで同一にする場合以外の例として、 以下の方 法が適用可能である。
最初に、 拡散率を送信デ一夕に応じて変化させる場合について説明する。拡 散部 401は、 任意の拡散比を選択することが可能である。 また、 拡散部 40 1は、 システマティヅクビヅトデ一夕とパリティビヅトデ一夕との拡散比を 各々独立して選択し、 選択した拡散比にてシステマティヅクビヅトデ一夕とパ リティビットデ一夕とを各々独立して拡散処理することが可能である。拡散比 を大きくした場合は、 1シンボルについての拡散チップの夕ヅプ長が長くなる ので、 逆拡散の精度を高くすることができ、 受信側で精度良く送信データを復 元することができる。
したがって、 図 5及び図 6より、 中心周波数付近のサブキャリアであるグル —プ 2、 3、 4に配置されたシステマティックビットデ一夕の拡散比を両端周 波数側のサブキヤリァであるグループ 1、 5に配置されたパリティビットデ一 夕の拡散比よりも大きくする。 なお、 システマティックビットデ一夕の拡散比 をパリティビットデータの拡散比よりも大きくする場合に限らず、 パリティビ ヅトデ一夕の拡散比をシステマティックビットデ一夕の拡散比よりも大きく しても良い。
次に、 符号多重数を送信デ一夕に応じて変ィ匕させる場合について説明する。
O F D M部 1 0 4は、 任意の符号多重数を選択することが可能である。 また、 O F D M部 1 0 4は、 システマティックビットデ一夕とパリティビヅトデ一夕 との符号多重数を各々独立して選択し、 選択した符号多重数にてシステマティ ックビヅトデ一夕とパリティビットデータとを各々独立して符号多重化する ことが可能である。符号多重数を少なくしたサブキャリアは、 他のサブキヤリ ァより送信電力は低い。 このため、 さらに送信電力を高くすることが可能であ り、 隣接チャネル干渉波やアナ口グフィル夕の劣化が存在する場合の誤り率特 性をさらに向上させることが可能である。
したがって、 図 5及び図 6より、 中心周波数付近のサブキャリアであるグル —プ 2、 3、 4に配置されたシステマティックビットデ一夕の符号多重数を両 端周波数側のサブキヤリアであるグループ 1、 5に配置されたパリティビット データの符号多重数よりも少なくする。 なお、 システマティヅクビヅトデ一夕 の符号多重数をパリティビットデ一夕の符号多重数よりも少なくする場合に 限らず、 パリティビヅトデ一夕の符号多重数をシステマティヅクビヅトデ一夕 の符号多重数よりも少なくしても良い。
次に、 割り当て拡散符号数を送信デ一夕に応じて変化させる場合について説 明する。拡散部 4 0 1は、 任意の拡散符号数を選択することが可能である。 ま た、 拡散部 4 0 1は、 システマティヅクビヅトデータとパリティビットデ一夕 とで割り当てる拡散符号数を各々独立して選択し、 選択した拡散符号数にてシ ステマティヅクビットデ一夕とパリティビヅトデ一夕とを各々独立して拡散 処理することが可能である。 マルチパス環境下では、 遅延波によって拡散符号 間の直交性が崩れるが、拡散符号によつて直交性の崩れが大きい符号と直交'! 4 の崩れが小さい符号とがある。 このため、 マルチコード伝送によって、 ダイバ —シチ効果が得られ、 誤り率特性をさらに向上させることが可能である。 したがって、 図 5及び図 6より、 中心周波数付近のサブキャリアであるグル —プ 2、 3、 4に配置されたシステマティヅクビヅトデ一夕の符号多重数を両 端周波数側のサブキヤリァであるグループ 1、 5に配置されたパリティビヅト データの符号多重数よりも多くする。 なお、 システマティックビヅトデータに 割り当てられる拡散符号数をパリティビヅトデ一夕に割り当てられる拡散符 号数よりも多くする場合に限らず、 パリティビットデ一夕に割り当てられる拡 散符号数をシステマティックビットデータに割り当てられる拡散符号数より も多くしても良い。
ここで、 システマティヅクビヅトデ一夕が配置されるサブキャリアの周波数 領域 W l 1は、 隣接チャネル干渉波の受信レベルに応じて変更される。 即ち、 隣接チャネル干渉波受信レベルが高い場合は、 システマティヅクビヅトデ一夕 が配置される周波数領域 W 1 1の範囲を狭くし、 隣接チャネル干渉波受信レべ ルが低い場合は、 システマティヅクビットデータが配置される周波数領域 W 1 1の範囲を広くする。 周波数領域 W l 1の変更に応じて、 グループ 1〜5に割 り当てられているサブキャリアも変更される。
このように、 本実施の形態におけるマルチキヤリア送信装置及びマルチキヤ リア送信方法によれば、 上記実施の形態 1の効果に加えて、 送信データを拡散 処理して直交周波数分割多重化する O F D M— C D MA通信方式により送信 することとしたので、 周波数利用効率を低下させずに、 他のセルからの干渉が 存在する場合でも誤り率特性を向上させることができる。 また、 システマティ ックビヅトデ一夕の拡散比をパリティビットデ一夕の拡散比よりも大きくす る場合は、 受信側にてシステマティヅクビヅトデ一夕を精度良く復元すること ができるため、 良好な品質を要求されるシステマティックビヅトデ一夕の誤り 率特性を向上させることができる。 また、 システマティックビットデータの符 号多重数をパリティビットデ一夕の符号多重数よりも少なくする場合は、 シス テマティックビットデ一夕の送信電力を高くすることができるため、 良好な品 質を要求されるシステマティックビットデ一夕の誤り率特性を向上させるこ とができる。 また、 システマティックビットデ一夕の符号多重数をパリティビ ヅトデ一夕の符号多重数よりも多くする場合は、 システマティックビットデー 夕におけるダイバーシチ効果により、 良好な品質を要求されるシステマティヅ クビヅトデ一夕の誤り率特性を向上させることができる。
なお、本実施の形態においては、サブキヤリァを 5つのグループに分けたが、 必ずしも 5つのグループに分ける必要はなく、 5つのグループ以外のグループ 数でも良い。 また、 送信データは、 システマティックビヅトデータ及びパリテ イビヅ トデ一夕に限らず、 システマティックビットデータ及びパリティビット デ一夕以外の要求される品質が異なるデータであっても良い。 この場合は、 符 号化部 1 0 1はターボ符号器以外の符号器が適用できる。
(実施の形態 3 )
図 7は、 本発明の実施の形態 3に係るマルチキャリア送信装置 7 0 0の構成 を示す図であり、 図 8は、 制御部 7 0 2の構成を示す図である。 本実施の形態 は、 誤り訂正符号としてターボ符号を用い、 システマティックビヅトデータと パリティビヅトデ一夕とを各々独立して適応変調する点を特徴とするもので ある。
なお、 本実施の形態は、 図 7において変調部 7 0 1を変調部 7 0 1 a及び変 調部 7 0 1 bとから構成し、制御部 7 0 2を設ける構成が図 1と相違しており、 その他の構成は図 1と同一構成であるので、 同一の符号を付してその説明を省 略する。
制御部 7◦ 2は、 ； R S S I (Received Signal Strength Indicator)信号レべ ルに基づいて設定した変調方式にする制御信号を変調部 7 0 1 a及び変調部 7 0 1 bへ出力する。 制御部 7 0 2は、 変調方式を設定する際に、 システマテ ィックビットデータを変調する際の変調方式を設定するためのしきい値 と パリティビットデ一夕を変調する際の変調方式を設定するためのしきい値 5 との 2種類のしきい値を用いる。 そして、 R S S I信号レベルがしきい値 以 上であれば、 回線品質が良好なものと推定し、 システマティックビットデータ の変調方式を 1 6 Q AM変調方式に設定する制御信号を変調部 7 0 1 aへ出 力する。 また、 R S S I信号レベルがしきい値/?以上であれば、 回線品質が良 好なものと推定し、 パリティビットデ一夕の変調方式を 1 6 QAM変調方式に 設定する制御信号を変調部 7 0 1 bへ出力する。
一方、 制御部 7 0 2は、 R S S I信号レベルがしきい値 未満であれば、 回 線品質が低下しているものと推定し、 システマティックビットデ一夕の変調方 式を Q P S K変調方式に設定する制御信号を変調部 7 0 1 aへ出力する。 また、 R S S I信号レベルがしきい値/?未満であれば、 回線品質が低下しているもの と推定し、 パリティビットデータの変調方式を Q P S K変調方式に設定する制 御信号を変調部 7 0 l bへ出力する。 なお、 現在通信中であって、 且つ、 制御 部 7 0 2における判定の結果、 現在用いている変調方式を継続して用いる場合 は、 制御部 7 0 2は、 制御信号を変調部 7 0 1 a及び変調部 7 0 1 bへ出力し ない。 なお、 制御部 7 0 2の構成の詳細については後述する。
変調部 7 0 1 aは、 制御部 7 0 2から入力した制御信号に基づいて、 符号ィ匕 部 1 0 1から入力したシステマティックビットデータに対して、 Q P S K変調 若しくは 1 6 Q AM変調を行って、 サブキャリア配置部 1 0 3へ出力する。 変調部 7 0 1 bは、 制御部 7 0 2から入力した制御信号に基づいて、 符号化 部 101から入力したパリティビヅトデ一夕に対して、 QP SK変調若しくは 16 Q AM変調の適応変調を行って、 サブキャリア配置部 103へ出力する。 次に、 制御部 702の構成の詳細について、 図 8を用いて説明する。 制御部 702は、 第 1の判定制御部 801及ぴ第 2の判定制御部 802とから主に構 成される。
第 1の判定制 ¾1部 801は、 RSS I信号レベルが、 あらかじめ設定したし きい値ひ以上であれば変調方式を 16 Q AMに設定する制御信号を変調部 7 0 laへ出力する。一方、 RSSI信号レベルが、 しきい値 ο: (図示省略） 未 満であれば変調方式を QPSKに設定する制御信号を変調部 701 aへ出力 する。
第 2の判定制御部 802は、 R S S I信号レベルが、 あらかじめ設定したし きい値/?以上であれば変調方式を 16 Q AMに設定する制御信号を変調部 7 0 lbへ出力する。 一方、 RSSI信号レベルが、 しきい値/? (図示省略） 未 満であれば変調方式を QP SKに設定する制御信号を変調部 701 bへ出力 する。
システマテイツクビットデ一夕は、 パリティビヅ トデ一夕よりも良好な通信 品質が要求されるため、 しきい値 αは、 しきい値5よりも高い: SS I信号レ ベルに設定する。
変調部 701 a、 701 bにおいて、 独立して適応変調されたシステマティ ヅクビヅトデ一夕とパリティビットデ一夕は、 〇 F D M部 104において直交 周波数分割多重化された後は、 両端付近のサブキヤリアにはパリティビットデ 一夕が配置され、 中心周波数 F 1付近のサブキャリアにはシステマティヅクビ ットデ一夕が配置される。
このように、 本実施の形態におけるマルチキヤリァ送信装置及びマルチキヤ リア送信方法によれば、 上記実施の形態 1の効果に加えて、 システマティック ビットデ一夕とパリティビットデ一夕とを通信品質に応じて適応変調するた め、 良好な品質が要求されるシステマティックビットデ一夕を変調多値数が少 ない変調方式により変調するとともに、 パリティビヅトデ一夕を変調多値数が 多い変調方式により変調することにより、 パリティビットデ一夕を両端付近の サブキャリアに配置してもパリティビットデ一夕の誤り率特性の劣化を低下 させることができる。 また、 システマティックビヅトデータとパリティビット データとを通信品質に応じて適応変調するため、 誤り率特性の向上と伝送効率 の向上との両立を図ることができる。 また、 制御部 7 0 2において、 システマ ティヅクビヅトデ一夕とパリティビヅトデ一夕は、 異なるしきい値ひ及びしき い値 5と比較するので、 通信品質の変化に柔軟に対応させて誤り率特性の向上 と伝送効率の向上との両立を図ることができる。
なお、 本実施の形態においては、 システマティックビットデ一夕とパリティ ビットデ一夕との両方を適応変調することとしたが、 これに限らず、 システマ ティヅクビットデ一夕またはパリティビットデ一夕のいずれか一方を固定し た変調方式とし、 いずれか他方のみを適応変調するようにしても良い。 また、 本実施の形態は、 制御部 7 0 2において、 R S S I信号レベルとしきい値 及 びしきい値/?とを比較することとしたが、 これに限らず、 R S S I信号以外の 回線品質を示す信号等としきい値ひ及びしきい値/?とを比較するようにして も良い。 また、 本実施の形態は、 しきい値 α及びしきい値 3の値を異なる値に したが、 これに限らず、 しきい値ひとしきい値/?を同一の値に設定しても良い し、 しきい値 の値が、 しきい値 ?の値よりも小さくなるようにしても良い。 また、 1 6 QAM及び Q P S K以外の B P S K等の変調方式により適応変調を 行っても良い。 また、 システマティヅクビットデ一夕を変調部 7 0 1 aで変調 するとともにパリティビヅトデ一夕を変調部 7 0 1 bで変調することとした が、 これに限らず、 1つの変調部によりシステマティックビットとパリティビ ヅトとを独立して適応変調するようにしても良い。 また、 送信デ一夕は、 シス テマティヅクビヅトデ一夕及びパリティビヅトデ一夕に限らず、 システマティ ヅクビヅトデ一夕及びパリティビヅトデ一夕以外の要求される品質が異なる デ一夕であっても良い。 この場合は、 符号化部 1 0 1は夕一ボ符号器以外の符 号器が適用できる。
(実施の形態 4 )
図 9は、 本発明の実施の形態 4に係るマルチキヤリァ送信装置 9 0 0の構成 を示す図である。 本実施の形態は、 誤り訂正符号として夕一ボ符号を用い、 シ ステマティヅクビヅトデ一夕とパリティビヅトデ一夕とを各々独立して適応 変調することに加えて、 パリティビヅトデ一夕については隣接チャネル干渉波 受信レベルとしきい値/?とを比較して変調方式を設定する点を特徴とするも のである。
なお、 本実施の形態は、 図 9において変調部 7 0 1を変調部 7 0 1 a及び変 調部 7 0 1 bとから構成し、 制御部 9 0 1、 9 0 2を設ける構成が図 1と相違 しており、 その他の構成は図 1と同一構成であるので、 同一の符号を付してそ の説明を省略する。 また、 変調部 7 0 1 a、 7 0 1 bの構成及び動作は、 上記 実施の形態 3と同一であるので、 その説明を省略する。
制御部 9 0 1は、 R S S I信号レベルに基づいて設定した変調方式にする制 御信号を変調部 7 0 1 aへ出力する。 即ち、 R S S I信号レベルがしきい値ひ 以上であれば、 システマティックビットデ一夕の変調方式を 1 6 Q AM変調方 式に設定する制御信号を変調部 7 0 1 aへ出力する。
一方、 制御部 9 0 1は、 R S S I信号レベルがしきい値ひ未満であれば、 シ ステマティックビットデータの変調方式を Q P S K変調方式に設定する制御 信号を変調部 7 0 1 aへ出力する。
制御部 9 0 2は、 隣接チャネル干渉波受信レベルに基づいて設定した変調方 式にする制御信号を変調部 7 0 l bへ出力する。即ち、 隣接チャネル干渉波受 信レベルがしきい値/?以上であれば、 パリティビットデ一夕の変調方式を Q P S K変調方式に設定する制御信号を変調部 7 0 l bへ出力する。 隣接チャネル 干渉波受信レベルを測定する方法は、 図示しない無線部の隣接チャネル除去用 フィル夕の前後のレベル差を検出する方法若しくは送信も受信もしていない 時間帯に、 P 接チャネルの周波数に周波数を切り替えてレベルを測定する方法 等がある。
—方、 制御部 9 0 2は、 隣接チャネル干渉波受信レベルがしきい値^未満で あれば、 パリティビットデ一夕の変調方式を 1 6 Q AM変調方式に設定する制 御信号を変調部 7 0 1 bへ出力する。
このように、 本実施の形態におけるマルチキヤリァ送信装置及びマルチキヤ リァ送信方法によれば、 上記実施の形態 1及び実施の形態 3の効果に加えて、 隣接チャネル干渉波受信レベルに応じてパリティビットデ一夕を適応変調す るため、 隣接チャネル干渉波受信レベルが大きい時に、 パリティビットデ一夕 を変調多値数の少ない変調方式にして変調できるので、 パリティビットデータ を両端付近のサブキヤリァに配置してもパリティビットデ一夕の誤り率特性 の劣化を低下させることができる。
なお、 本実施の形態においては、 システマティヅクビットデ一夕とパリティ ビットデ一夕との両方を適応変調することとしたが、 これに限らず、 システマ ティヅクビヅトデ一夕またはパリティビヅトデ一夕のいずれか一方を固定し た変調方式とし、 いずれか他方のみを適応変調するようにしても良い。 また、 本実施の形態は、 制御部 9 0 1において、 ： R S S I信号レベルとしきい値ひと を比較することとしたが、 これに限らず、 R S S I信号以外の回線品質を示す 信号等としきい値ひとを比較するようにしても良く、 例えば隣接チャネル干渉 波受信レベルとしきい値 とを比較するようにしても良い。 また、 1 6 QAM 及び Q P S K以外の変調方式により適応変調を行っても良い。 また、 システマ ティックビットデ一夕を変調部 7 0 1 aで変調するとともにパリティビヅ ト デ一夕を変調部 7 0 1 bで変調することとしたが、 これに限らず、 1つの変調 部によりシステマティヅクビットとパリティビヅトとを独立して適応変調す るようにしても良い。 また、 送信データは、 システマティヅクビヅトデータ及 びパリティビヅトデ一夕に限らず、 システマティヅクビットデータ及びパリテ イビットデータ以外の要求される品質が異なるデ一夕であっても良い。 この場 合は、 符号化部 1 0 1は夕一ボ符号器以外の符号器が適用できる。 (実施の形態 5 )
図 1 0は、 本発明の実施の形態 5に係るマルチキヤリァ送信装置 1 0 0 0の 構成を示す図である。基地局から比較的遠く離れたユーザほど、 多くのセルか らの隣接チャネル干渉波の影響を強く受けるため、 回線品質の劣化が大きい。 本実施の形態は、 基地局から比較的遠く離れたユーザのデ一夕は中心周波数付 近のサブキャリアに配置することを特徴とする。
本実施の形態は、 図 1 0においてシリアル パラレル （以下「SZP」 と記 載する） 変換部 1 0 0 1を設ける構成が図 1と相違しており、 その他の構成は 図 1と同一構成であるので、 その説明を省略する。
S/P変換部 1 0 0 1は、 図示しないユーザ情報蓄積部から入力したユーザ 情報に基づいて、 近くにいるユーザへ送信する送信デ一夕と遠くにいるユーザ へ送信する送信デ一夕とを分けて、 各々の送信データをサブキヤリァ配置部 1 0 3へ出力する。
サブキヤリア配置部 1 0 3は、 近くにいるュ一ザへ送信する送信デ一夕は、 図 3における周波数領域 W 1のサブキヤリァに配置され、 遠くにいるユーザへ 送信する送信データは周波数領域 W 2のサブキヤリアに配置されるように送 信デ一夕の並び替えを行い、 並び替えて送信データを 0 F D M部 1 0 4へ出力 する。
このように、 本実施の形態におけるマルチキヤリァ送信装置及びマルチキヤ リァ送信方法によれば、 中心周波数付近のサブキヤリァに遠くにいるユーザへ 送信する送信デ一夕を配置し、 両端付近のサブキヤリアに近くにいるユーザへ 送信する送信デ一夕を配置するので、 伝送効率を低下させずに、 基地局から比 較的遠く離れたユーザの送信デ一夕の回線品質を向上させることができる。 ま た、 中心周波数付近のサブキヤリァに配置されている遠くのユーザへ送信する 送信デ一夕の送信電力を、 両端周波数側のサブキヤリアに配置されている近く にいるユーザへ送信する送信デ一夕の送信電力よりも大きくなるように送信 電力制御を行うので、 遠くのユーザへ送信する送信デ一夕の誤り率特性を向上 させることができる。
なお、 本実施の形態においては、 夕一ボ符号器を用いて誤り訂正する場合と 夕一ボ符号器以外の符号器を用いて誤り訂正する場合の両方に適応すること ができる。 夕一ボ符号器を用いて誤り訂正する場合は、 基地局から比較的遠く 離れたユーザの送信データを配置したサブキャリアのうち、 さらに中心周波数 付近のサブキャリアにシステマティヅクビヅトデ一夕を配置するようにして も良い。 また、 本実施の形態は、 SZP変換部 1 0 0 1から出力される送信デ
—夕を、基地局近くにいるユーザの送信データと基地局から比較的遠く離れた ユーザの送信データとの 2つに分けて出力することとしたが、 これに限らず、 ュ一ザの距離等に応じて 3つ以上の送信データに分けて出力するようにして も良い。
(実施の形態 6 )
図 1 1は、 本発明の実施の形態 6に係るマルチキヤリァ送信装置 1 1 0 0の 構成を示す図である。 本実施の形態は、 システマティックビヅトデ一夕とパリ ティビットデ一夕とを独立してインタリーブした後に、 システマティックビヅ トデ一夕とパリティビットデ一夕とを各キャリアに配置するための並び替え を行う点を特徴とするのものである。
従来のマルチキヤリァ伝送を用いた通信方式では、 周波数軸方向にィン夕リ ーブを行うことができるため、 ィン夕リーブは全サブキヤリア一括して行って いる。 しかし、 このような従来方法では、 通常のデータよりも良好な品質が要 求されるデ一夕の一部が、 両端付近のサブキャリアに配置されるため、 通常の デ一夕よりも良好な品質が要求されるデ一夕の誤り率の改善効果が低下する。 本実施の形態は、 図 1 1においてィン夕リーブ部 1 1 0 1、 1 1 0 2を設け る構成が図 1と相違しており、 その他の構成は図 1と同一構成であるので、 そ の説明を省略する。
イン夕リーブ部 1 1 0 1は、 符号化部 1 0 1にて夕一ボ符号化されたシステ マティヅクビヅトデータをイン夕リーブして変調部 1 0 2へ出力する。 イン夕リーブ部 1 1 0 2は、 符号化部 1 0 1にて夕一ボ符号化されたパリテ ィビヅトデ一夕をインタリーブ.して変調部 1 0 2へ出力する。
このように、 本実施の形態におけるマルチキヤリァ送信装置及びマルチキヤ リア送信方法によれば、 上記実施の形態 1の効果に加えて、 システマティック ビットデ一夕とパリティビットデ一夕とを独立してイン夕リーブした後にサ ブキヤリア配置部 1 0 3により送信データの並び替えを行うので、 インタリ一 ブによりシステマティックビットデ一夕が両端周波数側のサブキャリアに配 置されてしまうことを防止することができるため、 システマティヅクビヅトデ —夕の誤り率特性を向上させることができる。 また、 イン夕リーブを行うこと により、 隣接チャネル干渉波の影響を受けやすい両端周波数側のサブキャリア に配置されるパリティビヅトデ一夕に連続して誤りが生じても、 パリティビヅ トデ一夕を正しく復調することができる。 また、 中心周波数 F 1付近のサブキ ャリアに配置されるシステマティヅクビヅトデ一夕に連続して誤りが生じて も、 システマティヅクビットデ一夕を正しく復調することができる。
なお、 本実施の形態においては、 夕一ボ符号器を用いて誤り訂正することと したが、これに限らず、夕一ボ符号器以外の符号器を用いて誤り訂正した後に、 良好な品質が要求される送信データと通常の品質で良い送信データとに分け て、 良好な品質が要求される送信データと通常の品質で良い送信デ一夕とを 各々独立してイン夕リーブしても良い。
(実施の形態 7 )
図 1 2は、 本発明の実施の形態 7に係る送信データの各サブキャリアに対す る配置を示した図である。一般に〇 F D M_ C D M A通信方式の無線装置では、 図示しない無線送信部の増幅器に設けられているアナ口グ回路により直流ォ フセヅトが発生するので、 直流点付近のサブキャリアにより伝送された信号の 誤り率は、 他のサブキャリアにより伝送された信号の誤り率よりも劣化する。 本実施の形態は、 この点に着目して、 直流点を含むサブキャリアには良好な 品質を要求される送信デ一夕を配置しないようにした。 なお、 マルチキャリア 送信装置の構成は図 1と同一構成であるため、 その説明は省略する。
サブキヤリァ配置部 1 0 3は、 直流点 P 1を含むサブキヤリア 1 2 0 1を除 いた中心周波数 F 1付近の領域 W 2 1、 W 2 2のサブキャリアに良好な品質が 要求されるシステマティヅクビヅトデ一夕が配置され、 両端付近の領域 W 2 0、 W 2 3及び直流点 P 1を含むサブキヤリア 1 2 0 1にパリティビットデータ が配置されるように送信デ一夕の並び替えを行う。 そして、 O F D M部 1 0 4 にて直交周波数分割多重された送信データは、 図 1 2に示すように、 各サブキ ャリアに配置される。
システマティヅクビットデ一夕が配置されるサブキヤリアの周波数領域 W 2 1、W 2 2は、隣接チャネル干渉波の受信レベルに応じて変更される。即ち、 隣接チャネル干渉波受信レベルが高い場合は、 システマティヅクビットデ一夕 が配置される周波数領域 W 2 1、 W 2 2の範囲を狭くし、 隣接チャネル干渉波 受信レベルが低い場合は、 システマティヅクビヅトデ一夕が配置される周波数 領域 W 2 1、 W 2 2の範囲を広くする。
このように、 本実施の形態におけるマルチキャリア送信装置及びマルチキヤ リア送信方法によれば、 上記実施の形態 1の効果に加えて、 中心周波数 F 1の サブキャリアにはシステマティヅクビヅトデ一夕を配置しないので、 直流オフ セヅ トの影響により誤り率特性が劣化することを防ぐことができる。
なお、 本実施の形態においては、 直流点： P 1は中心周波数 F 1と同じ周波数 上に存在することとしたが、 直流点 P 1は中心周波数 F 1と同じ周波数上に存 在する場合に限らず、 直流点と中心周波数とが異なる周波数上に存在する場合 にも適用可能である。 また、 本実施の形態においては、 送信デ一夕は、 システ マティヅクビヅトデ一夕及びパリティビヅ トデ一夕に限らず、 システマティッ クビットデータ及びパリティビットデ一夕以外の要求される品質が異なるデ —夕であっても良い。 この場合は、 符号化部 1 0 1はターボ符号器以外の符号 器が適用できる。
(実施の形態 8 ) 図 1 3は、 本発明の実施の形態 8に係るマルチキヤリァ送信装置 1 3 0 0の 構成を示す図である。 本実施の形態は、 マルチキャリア通信方式において、 誤 り訂正符号として夕一ボ符号を用い、 システマティヅクビヅトデ一夕とパリテ ィビットデータとを各々独立して適応変調してパリティビヅトデータを両端 付近のサブキャリアに配置する送信装置において、 ： S S I信号に基づいて、 パリティビットデ一夕を配置したサブキャリアの一部を送信しないようにす る点を特徴とするものである。
本実施の形態は、選択部 1 3 0 1を設ける構成が図 1と相違している。なお、 図 1と同一構成である部分は、 同一の符号を付してその説明は省略する。
選択部 1 3 0 1は、 サブキャリア配置部 1 0 3から入力した並び替えられた 送信データにおいて、 両端付近のサブキヤリアに配置されるパリティビヅトデ 一夕の内から、 送信しないようにしたサブキヤリアに配置されるパリティビヅ トデ一夕が入力するタイミングとなったらパリティビットデ一夕の代わりの ヌル信号を選択し、 選択したヌル信号を含むパリティビットデータとシステマ ティヅクビットデ一夕を O F D M部 1 0 4へ出力する。
選択部 1 3 0 1は、 パリティビットデータを選択する際に、 入力した R S S I信号より、 回線品質が悪い場合には送信しないサブキヤリア数を少なくする ので選択するヌル信号を少なくし、 回線品質が良い場合には送信しないサブキ ャリアを多くするので選択するヌル信号を多くする。
ここで、 0 F D Mや M C— C DMAの不要周波数成分は、 両端のサイドロー ブが支配的となる。 図 1 4に 1サブキャリア分の信号スペクトラムを示す。 図 1 4に示すように、サイドロ一ブ成分は主ローブに近いほど大きい。実際には、 図 1 4のスペクトラムが、 サブキャリア数分だけ図 1 5のように並んでいるた め、 不要周波数成分すなわちサイドロ一ブ成分は、 両端のサブキャリアのサイ ドローブ成分が支配的となる。 このため、 パリティビットデータを両端付近の サブキャリアに配置し、 ノ リティビヅトデ一夕を S置したいくつかのサブキヤ リアを送信しないようにすることにより、 サイドローブ成分も更に低減可能で ある。 したがって、 さらに不要周波数成分も低減可能となる。
O F D M部 1 0 4にて直交周波数分割多重処理された送信データは、 図 1 6 に示すように、 周波数領域 W 3 0、 W 3 2にはパリティビヅトデ一夕が配置さ れ、 周波数領域 W 3 1にはシステマティックビヅトデ一夕が配置される。 ここ で、 サブキャリア 1 4 0 1、 1 4 0 2、 1 4 0 3、 1 4 0 4は、 送信されない サブキャリアであり、 サブキャリア 1 4 0 1、 1 4 0 2、 1 4 0 3、 1 4 0 4 の代わりにヌル信号が送信される。
因みに、 0 F D Mや NI C— C D MAのようなマルチキャリア通信方式は、 ピ ーク電力を低減する方法として、 いくつかのサブキヤリアを送信しないように する場合には、 誤り率特性が劣化するという問題が生じる。 ここで、 誤り訂正 符号として夕一ボ符号を用いた場合、 システマティヅクビットデ一夕はパリテ ィビットデータよりも良好な品質が要求される。 したがって、 パリティビット デ一夕を配置したサブキャリアを送信しないようにすることにより、 誤り率特 性とピーク電力低減の両立を図ることができる。
このように、 本実施の形態におけるマルチキヤリァ送信装置及びマルチキヤ リア送信方法によれば、 上記実施の形態 1の効果に加えて、 両端付近のサブキ ャリアに配置したパリティビヅトデ一夕のいくつかを送信しないようにする とともに、 送信しないようにするのはシステマティヅクビットデ一夕と比較し て、 それほど高い品質が要求されないパリティビヅトデ一夕であるため、 誤り 率をほとんど低下させずに、 ピーク電力を低減することができて帯域外漏洩を 低減することができる。
なお、 本実施の形態においては、 R S S I信号に基づいて、 ヌル信号を選択 することとしたが、 これに限らず、 任意の回線品質情報を用いてヌル信号を選 択することができる。 また、 本実施の形態においては、 送信しないサブキヤリ ァ数を 4つにしたが、 これに限らず、 任意の数にすることができ、 送信しない サブキヤリアも任意に選択可能である。
(実施の形態 9 ) 図 1 7は、 本発明の実施の形態 9に係るマルチキヤリァ送信装置 1 7 0 0の 構成を示す図である。 本実施の形態は、 選択部において、 遅延分散情報に基づ いて、 パリティビヅトデ一夕を配置したサブキャリアの一部を送信しないよう にする点を特徴とするものである。
本実施の形態は、選択部 1 7 0 1を設ける構成が図 1と相違している。なお、 図 1と同一構成である部分は、 同一の符号を付してその説明は省略する。 選択部 1 7 0 1は、 サブキャリア配置部 1 0 3から入力した並び替えられた 送信デ一夕において、遅延分散情報に基づいて両端付近のサブキヤリアに配置 されるパリティビットデ一夕の内から、 送信しないようにしたサブキヤリアに 配置されるパリティビットデ一夕が入力するタイミングとなったらヌル信号 をパリティビヅトデ一夕の代わりに選択し、 選択したヌル信号を含むパリティ ビヅトデ一夕とシステマティヅクビヅトデ一夕を O F D M部 1 0 4へ出力す 。
選択部 1 7 0 1は、 パリティビヅトデ一夕を選択する際に、 入力した遅延分 散情報より、遅延分散が大きい場合には送信しないサブキャリアを少なくする ので選択するヌル信号を少なくし、 遅延分散が小さい場合には送信しないサブ キヤリァを多くするので選択するヌル信号を多くする。遅延分散情報は、 通信 相手から送信信号に含められて通知されるため、 受信信号より抽出するもので ある。
次に、 遅延分散情報生成部 1 8 0 0について、 図 1 8を用いて説明する。 遅 延分散情報生成部 1 8 0 0は、 遅延回路 1 8 0 1、 減算回路 1 8 0 2、 絶対値 化回路 1 8 0 3及び平均化回路 1 8 0 4とから主に構成される。
遅延回路 1 8 0 1は、 受信信号のプリアンブルを F F T処理した後の信号が 入力し、 入力した信号に遅延を与えて減算回路 1 8 0 2へ出力する。
減算回路 1 8 0 2は、 隣り合ったサブキャリアの信号レベルの差を算出して 絶対値化回路 1 8 0 3へ出力する。
絶対値化回路 1 8 0 3は、 減算回路 1 8 0 2から入力した減算結果を絶対値 化して平均化回路 1 8 0 4へ出力する。
平均化回路 1 8 0 4は、 絶対値化回路 1 8 0 3から入力した受信レベル差の 絶対値をサブキヤリア数分平均して遅延分散情報が得られる。 このようにして 得られた遅延分散情報は、 通信相手において送信信号に含められて送信される。 遅延分散情報は、 通信相手において求めて通信相手から通知してもらう場合 に限らず、 受信信号より図 1 8の回路を用いて遅延分散を検出するようにして も良い。 受信信号より遅延分散を検出する場合は、 T D D通信方式等において 可能である。 なお、 O F D M部 1 0 4にて直交周波数分割多重処理された後の 各サブキャリアに配置される送信デ一夕は、 図 1 6と同一であるので、 その説 明は省略する。
このように本実施の形態におけるマルチキヤリァ送信装置及びマルチキヤ リア送信方法によれば、 上記実施の形態 1の効果に加えて、 両端付近のサブキ ャリアに配置したパリティビヅトデ一夕のいくつかを送信しないようにする とともに、 送信しないようにするのはシステマティヅクビヅトデ一夕と比較し て、 それほど高い品質が要求されないパリティビヅトデ一夕であるため、 誤り 率をほとんど低下させずに、 ピーク電力の低減を低減することができて帯域外 漏洩を低減することができる。 また、 遅延分散情報に基づいて、 送信するサブ キャリアに配置されるパリティビヅトデ一夕を選択するので、 一時的な送信デ —夕の遅延であるために送信しないサブキヤリァ数を変える必要がない場合 に、 不用意に送信しないサブキャリア数を変えてしまうことにより、 ピーク電 力が高くなりすぎて帯域外漏洩が大きくなることまたは誤り率特性が劣化す ることを防く、ことができる。
(実施の形態 1 0 )
図 1 9は、 本発明の実施の形態 1 0に係るマルチキヤリァ送信装置 1 9 0 0 の構成を示す図である。 本実施の形態は、 選択部において、 受信レベル情報に 基づいて、 ノ リティビヅトデ一夕を配置したサブキャリアの一部を送信しない ようにする点を特徴とするものである。 本実施の形態は、選択部 1 9 0 1を設ける構成が図 1と相違している。なお、 図 1と同一構成である部分は、 同一の符号を付してその説明は省略する。 アクセス方式として T D Dを用いた場合、 上り回線と下り回線とで伝搬路が 同じであるため、 受信レベルが落ち込んだサブキヤリアを優先的に送信しない ようにする方法もある。受信レベルが落ち込んだサブキャリアを優先的に送信 しないようにすることにより、 さらに誤り率特性の劣化とピーク電力の低減及 び不要周波数成分の低減の両立を図ることができる。
選択部 1 9 0 1は、 サブキヤリァ配置部 1 0 3から入力した並び替えられた 送信デ一夕において、 受信レベル情報に基づいて、 両端付近のサブキャリアに 配置されるパリティビットデ一夕の内から、 送信しないようにしたサブキヤリ ァに配置されるパリティビットデ一夕が入力するタイミングとなったらパリ ティビットデータの代わりにヌル信号を選択し、 選択したヌル信号を含むパリ ティビットデ一夕とシステマティヅクビヅトデータを 0 F D M部 1 0 4へ出 力する。
選択部 1 9 0 1は、 ノ リティビヅトデ一夕を選択する際に、 入力したサブキ ャリァ毎の受信レベル倩報より、 受信レベルが低下しているサブキヤリァに配 置されるパリティビヅトデータの代わりにヌル信号を選択し、 システマティヅ クビットデ一夕とヌル信号を含むパリティビットデ一夕とを選択する。 受信レ ベルが低下しているか否かの判断は、 所定のしきい値により判断する場合や他 のサブキヤリアの受信レベルとの比較により相対的に判断する場合等の任意 方法による判断が可能である。 なお、 O F DM部 1 0 4にて直交周波数分割多 重処理された後の各サブキャリアに配置される送信デ一夕は、 図 1 6と同一で あるので、 その説明は省略する。
このように本実施の形態におけるマルチキヤリア送信装置及びマルチキヤ リア送信方法によれば、 上記実施の形態 1の効果に加えて、 両端付近のサブキ ャリアに配置したパリティビヅトデ一夕のいくつかを送信しないようにする とともに、 送信しないようにするのはシステマティヅクビヅトデ一夕と比較し て、 それほど高い品質が要求されないパリティビットデータであるため、 誤り 率をほとんど低下させずに、 ピーク電力の低減を低減することができて帯域外 漏洩を低減することができる。 また、 受信レベル情報に基づいてヌル信号を選 択するので、 受信レベルが低下したサブキヤリアに配置されたパリティビヅト デ一夕は、 次の送信の際には送信しないようにするので、 さらに誤り率特性と ピーク電力の低減及び不要周波数成分の低減との両立を図ることができる。
(実施の形態 1 1 )
図 2 0は、 本発明の実施の形態 1 1に係るマルチキヤリァ送信装置 2 0 0 0 の構成を示す図である。 本実施の形態は、 選択部において、 隣接チャネル干渉 波受信レベル情報に基づいて、 パリティビヅトデ一夕を配置したサブキヤリァ の一部を送信しないようにする点を特徴とするものである。
本実施の形態は、選択部 2 0 0 1を設ける構成が図 1と相違している。なお、 図 1と同一構成である部分は、 同一の符号を付してその説明は省略する。 送信しないサブキヤリア数は、 隣接チャネル干渉波受信レベルも考慮して決 定する方法も有効である。 隣接チャネル干渉波受信レベルが大きいほど、 両端 のサブキャリアの品質は悪くなる。 このため、 両端のサブキャリアについて送 信しないサブキヤリア数を多くした方がかえって誤り率特性が向上する場合 がある。 また、 当然、 ピーク電力及び不要周波数成分は少なくなることはいう までもない。
選択部 2 0 0 1は、 サブキャリア配置部 1 0 3から入力した並ぴ替えられた 送信デ一夕において、 隣接チャネル干渉波受信レベルの影響が最も大きい両端 のサブキヤリアに配置されるパリティビットデ一夕の代わりにヌル信号を選 択し、 システマティヅクビヅトデ一夕と選択したヌル信号を含むパリテイビヅ トデ一夕とを O F D M部 1 0 4へ出力する。
0 F D M部 1 0 4にて直交周波数分割多重処理された送信データは、 図 2 1 に示すように、 周波数領域 W 4 0、 W 4 2にはパリティビットデータが配置さ れ、 周波数領域 W4 1にはシステマティックビヅトデ一夕が配置される。 ここ で、 両端のサブキヤリア 2 1 0 1、 2 1 0 2は、 送信されないサブキヤリアで あり、 サブキャリア 2 1 0 1、 2 1 0 2の代わりにヌル信号が送信される。 このように本実施の形態におけるマルチキヤリァ送信装置及びマルチキヤ リア送信方法によれば、 上記実施の形態 1の効果に加えて、 両端付近のサブキ ャリアに配置したパリティビヅトデ一夕のいくつかを送信しないようにする とともに、 送信しないようにするのはシステマティックビットデ一夕と ヒ較し て、 それほど高い品質が要求されないパリティビットデ一夕であるため、 誤り 率をほとんど低下させずに、 ピーク電力の低減を低減することができて帯域外 漏洩を低減することができる。 また、 隣接チャネル干渉波受信レベルの影響が 最も大きい両端のサブキャリアを送信しないので、 誤り率特性を劣化させずに ピーク電力の低減と不要周波数成分の低減を図ることができる。
なお、本実施の形態においては、送信しないサブキヤリア数を 2つにしたが、 送信しないサブキヤリア数は 2つに限らず、 両端から中心周波数側の任意の数 のサブキヤリァを送信しないようにすることができる。
上記実施の形態 1から実施の形態 1 1におけるマルチキャリア送信装置及 びマルチキヤリァ送信方法は、基地局装置及び通信端末装置に適用することが 可能である。
以上説明したように、 本発明によれば、 良好な品質が要求される送信データ の誤り率特性を格段に向上させて、 かつ良好な品質が要求される送信データの 品質の低下を防く、ことができる。
本明細書は、 2 0 0 2年 1 0月 1 0日出願の特願 2 0 0 2— 2 9 7 5 3 4及 び 2 0 0 3年 1月 1 5日出願の特願 2 0 0 3 - 7 6 1 6に基づくものである。 この内容をここに含めておく。
産業上の利用可能性
本発明は、 マルチキヤリァ送信装置及びマルチキヤリァ送信方法に用いるに 好適である。

Claims

請求の範囲
1 . 送信デ一夕を良好な品質を要求される高品質送信デ一夕と前記高品質送信 デ一夕以外の通常送信デ一夕とに分ける分割手段と、 中心周波数付近のサブキ ャリァに前記高品質送信データが配置されるように前記送信データを並び替 える並び替え手段と、 前記並び替え手段により並び替えた前記送信デ一夕を直 交周波数分割多重して各サブキャリアに配置する直交周波数分割多重手段と、 を具備することを特徴とするマルチキヤリァ送信装置。
2 .前記並び替え手段により並び替えた前記送信デ一夕を拡散処理する拡散手 段を具備し、 前記直交周波数分割多重手段は、 拡散処理した前記送信データを 直交周波数分割多重して各サブキヤリァに配置することを特徴とする請求の 範囲 1記載のマルチキヤリァ送信装置。
3 . 前記拡散手段は、 前記高品質送信デ一夕と前記通常送信データとの拡散率 を独立して設定することを特徴とする請求の範囲 2記載のマルチキヤリア送 信装置。
4 . 前記拡散手段は、 前記高品質送信データの拡散率を前記通常送信データの 拡散率よりも大きくすることを特徴とする請求の範囲 2記載のマルチキヤリ ァ送信装置。
5 .前記高品質送信デ一夕と前記通常送信データとの符号多重数を独立に設定 することを特徴とする請求の範囲 2記載のマルチキヤリァ送信装置。
6 . 前記高品質送信デ一夕の符号多重数を前記通常送信デ一夕の符号多重数よ りも少なくすることを特徴とする請求の範囲 2記載のマルチキヤリァ送信装
7 . 前記高品質送信デ一夕と前記通常送信データに割り当てる拡散符号数を独 立に設定することを特徴とする請求の範囲 2記載のマルチキヤリァ送信装置。
8 . 前記高品質送信データに割り当てる拡散符号数を前記通常送信デ一夕に割 り当てる拡散符号数よりも多くすることを特徴とする請求の範囲 2記載のマ ルチキャリア送信装置。
9 .前記高品質送信データと前記通常送信デ一夕とを各々独立して設定した変 調方式を用いて変調する変調手段を具備することを特徴とする請求の範囲 1 記載のマルチキヤリァ送信装置。
1 0 . 前記変調手段は、 前記高品質送信デ一夕または前記通常送信デ一夕のい ずれか一方の変調方式を固定にし、 前記高品質送信デ一夕または前記通常送信 データのいずれか他方の変調方式を適応的に変化させることを特徴とする請 求の範囲 9記載のマルチキヤリァ送信装置。
1 1 . 前記変調手段は、 前記高品質送信データと前記通常送信デ一夕との両方 の変調方式を適応的に変化させることを特徴とする請求の範囲 9記載のマル チキャリア送信装置。
1 2 . 前記変調手段は、 隣接チャネル干渉波受信レベルに応じて変調方式を選 択することを特徴とする請求の範囲 9記載のマルチキヤリァ送信装置。
1 3 .前記高品質送信デ一夕と前記通常送信データとを独立してィン夕リーブ するイン夕リーブ手段を具備し、 前記並び替え手段は、 イン夕リーブ後の前記 送信デ一夕を並び替えることを特徴とする請求の範囲 1記載のマルチキヤリ ァ送信装置。
1 . 前記並び替え手段は、 直流点を含むサブキャリアに前記通常送信データ が配置されるように前記送信デ一夕を並び替えることを特徴とする請求の範 囲 1記載のマルチキヤリァ送信装置。
1 5 .前記高品質送信デ一夕の送信電力を前記通常送信データの送信電力より も高く設定する送信電力設定手段を具備することを特徴とする請求の範囲 1 記載のマルチキヤリァ送信装置。
1 6 . 前記送信電力設定手段は、 前記高品質送信デ一夕と前記通常デ一夕の送 信電力を可変にて設定することを特徴とする請求の範囲 1 5記載のマルチキ ャリァ送信装置。
1 7 . 前記送信電力設定手段は、 前記高品質送信データ若しくは前記通常送信 データとのいずれか一方の送信電力を可変にて設定することを特徴とする請 求の範囲 1 5記載のマルチキヤリァ送信装置。
1 8 . 前記送信電力設定手段は、 送信電力を回線品質に応じて変化させること を特徴とする請求の範囲 1 5記載のマルチキャリア送信装置。
1 9 . 前記直交周波数分割多重手段は、 隣接チャネル干渉波受信レベルが高く なるほど前記高品質送信デ一夕を配置するサブキャリアの範囲を狭くするこ とを特徴とする請求の範囲 1記載のマルチキャリア送信装置。
2 0 . 前記送信デ一夕をターボ符号化する符号化手段を具備し、 前記高品質送 信デ一夕は、 システマティヅクビットデータであり、 前言 3通常送信デ一夕は、 パリティビットデ一夕であることを特徴とする請求の範囲 1記載のマルチキ ャリァ送信装置。
2 1 . 前記高品質送信デ一夕は、 遠く離れた通信相手へ送信する送信デ一夕で あり、 前記通常送信データは、 近くの通信相手へ送信する送信デ一夕であるこ とを特徴とする請求の範囲 1記載のマルチキャリア送信装置。
2 2 . 前記高品質送信デ一夕は、 通信制御に使用される情報若しくは再送情報 であることを特徴とする請求の範囲 1記載のマルチキヤリア送信装置。
2 3 .前記並び替え手段により並び替えられた前記通常送信データの一部と前 記高品質送信デ一夕とが配置されたサブキヤリァが送信されるように、 前記通 常送信データを選択する選択手段を具備することを特徴とする請求の範囲 1 記載のマルチキヤリァ送信装置。
2 4 . 前記選択手段は、 送信される前記通常送信デ一夕が配置されるサブキヤ リァ数が可変になるように、 前記通常送信データを選択することを特徴とする 請求の範囲 1記載のマルチキヤリァ送信装置。
2 5 . 前記選択手段は、 回線品質に応じて送信される前記通常送信デ一夕が配 置されるサブキャリア数が可変になるように前記通常送信デ一夕を選択する ことを特徴とする請求の範囲 1記載のマルチキヤリァ送信装置。
2 6 . 前記選択手段は、 前記送信デ一夕の遅延分散情報に基づいて送信される 前記通常送信データが配置されるサブキヤリァ数が可変になるように前記通 常送信デ一夕を選択することを特徴とする請求の範囲 1記載のマルチキヤリ ァ送信装置。
2 7 . 前記選択手段は、 所定の受信レベル以上のサブキャリアに配置される前 記通常送信デ一夕を選択することを特徴とする請求の範囲 1記載のマルチキ 5 ャリァ送信装置。
, 2 8 . 前記選択手段は、 隣接チャネル干渉波受信レベルに応じて、 送信される 前記通常送信データが配置されるサブキヤリァ数が可変になるように選択す ることを特徴とする請求の範囲 1記載のマルチキヤリァ送信装置。
2 9 . マルチキャリア送信装置を具備する基地局装置であって、 前記マルチキ0 ャリァ送信装置は、 送信デ一夕を良好な品質を要求される高品質送信デ一夕と 前記高品質送信デ一夕以外の通常送信デ一夕とに分ける分割芋段と、 中心周波 数付近のサブキヤリァに前記高品質送信データが配置されるように前記送信 データを並び替える並び替え手段と、 前記並び替え手段により並び替えた前記 送信データを直交周波数分割多重して各サブキャリアに配置する直交周波数5 分割多重手段と、 を具備する。
3 0 . マルチキャリア送信装置を具備する通信端末装置であって、 前記マルチ キヤリァ送信装置は、送信データを良好な品質を要求される高品質送信データ と前記高品質送信データ以外の通常送信デ一夕とに分ける分割手段と、 中心周 波数付近のサブキヤリァに前記高品質送信データが配置されるように前記送0 信デ一夕を並び替える並び替え手段と、 前記並び替え手段により並び替えた前 記送信データを直交周波数分割多重して各サブキヤリアに配置する直交周波 数分割多重手段と、 を具備する。
3 1 .送信データを良好な品質を要求される高品質送信データと前記高品質送 信デ一夕以外の通常送信データとに分ける工程と、 中心周波数付近のサブキヤ5 リァに前記高品質送信データが配置されるように前記送信データを並び替え る工程と、 並び替えた前記送信デ一夕を直交周波数分割多重して各サブキヤリ ァに配置する工程と、 を具備することを特徴とするマルチキヤリァ送信方法。
3 2 .前記送信データを拡散する工程を具備することを特徴とする請求の範囲 3 1記載のマルチキヤリァ送信方法。
3 3 . 前記高品質送信デ一夕と前記通常送信データとを各々独立して設定した 変調方式を用いて変調する工程を具備することを特徴とする請求の範囲 3 1 記載のマルチキヤリァ送信方法。
3 4 . 隣接チャネル干渉波受信レベルに応じて変調方式を選択する工程を具備 することを特徴とする請求の範囲 3 3記載のマルチキヤリァ送信方法。
3 5 . 前記高品質送信デ一夕は、 遠く離れた通信相手へ送信する送信デ一夕で あり、 前記通常送信データは、 近くの通信相手へ送信する送信デ一夕であるこ とを特徴とする請求の範囲 3 1記載のマルチキャリア送信方法。
3 6 .前記高品質送信データと前記通常送信データとを独立してィン夕リーブ する工程を具備することを特徴とする請求の範囲 3 1記載のマルチキヤリア 送信方法。
3 7 .前記並び替え手段により並び替えられた前記通常送信デ一夕の一部と前 記高品質送信デ一夕とが配置されたサブキヤリァが送信されるように、 前記通 常送信データを選択することを特徴とする請求の範囲 3 1記載のマルチキヤ リァ送信方法。
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