WO2004007132A1 - 放電加工用電源装置 - Google Patents

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WO2004007132A1
WO2004007132A1 PCT/JP2002/007107 JP0207107W WO2004007132A1 WO 2004007132 A1 WO2004007132 A1 WO 2004007132A1 JP 0207107 W JP0207107 W JP 0207107W WO 2004007132 A1 WO2004007132 A1 WO 2004007132A1
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discharge
pulse width
switching
pulse signal
current
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Application number
PCT/JP2002/007107
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English (en)
French (fr)
Inventor
Seiji Satou
Hiroyuki Ooguro
Original Assignee
Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • B23H—WORKING OF METAL BY THE ACTION OF A HIGH CONCENTRATION OF ELECTRIC CURRENT ON A WORKPIECE USING AN ELECTRODE WHICH TAKES THE PLACE OF A TOOL; SUCH WORKING COMBINED WITH OTHER FORMS OF WORKING OF METAL
    • B23H1/00—Electrical discharge machining, i.e. removing metal with a series of rapidly recurring electrical discharges between an electrode and a workpiece in the presence of a fluid dielectric
    • B23H1/02—Electric circuits specially adapted therefor, e.g. power supply, control, preventing short circuits or other abnormal discharges
    • B23H1/022—Electric circuits specially adapted therefor, e.g. power supply, control, preventing short circuits or other abnormal discharges for shaping the discharge pulse train
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • B23H—WORKING OF METAL BY THE ACTION OF A HIGH CONCENTRATION OF ELECTRIC CURRENT ON A WORKPIECE USING AN ELECTRODE WHICH TAKES THE PLACE OF A TOOL; SUCH WORKING COMBINED WITH OTHER FORMS OF WORKING OF METAL
    • B23H2300/00—Power source circuits or energization
    • B23H2300/20—Relaxation circuit power supplies for supplying the machining current, e.g. capacitor or inductance energy storage circuits

Definitions

  • the present invention relates to an electric discharge machine for use in a wire electric discharge machine for generating electric discharge between a wire electrode and a workpiece which is the other electrode (hereinafter referred to as "electrode gap”) and performing wire electric discharge machining on the workpiece.
  • electrode gap electric discharge between a wire electrode and a workpiece which is the other electrode
  • the present invention relates to a Kasumihara device for a wire release used in a wire release device for performing a release.
  • the repetition frequency of the current pulse is about 60 kHz to 100 kHz, but when two types of large and small current pulses are applied, the generation ratio of each current pulse is, for example, 50% for a large current pulse and 50% for a large current pulse. 50 for small current pulses. /.
  • the repetition frequency of the large current pulse is 30 to 50 kHz.
  • the small current pulse should be used within 2 ⁇ s of no-load time from the voltage application.
  • the rate of normal discharge is approximately 1/2 of the total number of pulses. The value is about 1/3.
  • the generation of sludge tends to concentrate on time or position due to the influence of the flow of the machining fluid, and when the generation of sludge is concentration of discharge, the repetition frequency increases.
  • FIG. 1 shows the switching response time of switching elements with different rated capacities.
  • FIG. 6 is a diagram showing a list of characteristic data items.
  • Fig. 1 shows three switching elements, three field-effect transistors (hereinafter referred to as “FETs”) 1-3, one insulated gate bipolar transistor (hereinafter referred to as “IGBT”), and one IGBT module. Are shown, for each of which the “capacitance”, “gate input capacitance”, “turn-on time”, “turn-off time” and “minimum pulse width” are shown.
  • FETs field-effect transistors
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • FET 1 has a capacitance of 500 V, 3 A, a gate input capacitance of 330 pF, a turn-on time of 25 ns, a turn-off time of 50 ns, and a minimum pulse width. Is 77 ns.
  • FET2 has a “capacitance” of 500 V, 1 OA, a “gate input capacitance” of 1050 pF, a “turn-on time” of 85 ns, a “turn-off time” of 135 ns, and a “minimum pulse width”. Is 210 ns.
  • FET 3 has a “capacitance” of 500 V, 3 OA, a “gate input capacitance” of 2800 pF, a “turn-on time” of 172 ns, a “turn-off time” of 300 ns, and a “minimum pulse width” of 472. ns.
  • IGBT has a capacitance of 600 V, 75 A, a gate input capacitance of 4100 pF, a turn-on time of 6.00 ns, a turn-off time of 800 ns, and a minimum pulse width of 1400 ns It is.
  • the GBT module has a capacitance of 600 V, 40 OA, a gate input capacitance of 20000 pF, a turn-on time of 700 ns, a turn-off time of 1100 ns, and a minimum pulse The width is 1800 ns.
  • the switching response time of a switching element tends to be slower as the rated voltage and rated current capacity increases.
  • a switching element having a smaller current capacity tends to have a smaller gate input capacity even at the same rated voltage. In other words, less power is required for driving, and the operation of the switching element can be made faster.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional power supply device for electric discharge machining.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit that drives and controls the switching elements S11a and S11b of the power supply unit for machining discharge 101 shown in FIG.
  • an electrode E made of a wire and a workpiece W, which is the other electrode, are arranged opposite to each other at an appropriate interval in the discharge power unit 100.
  • a power supply unit 101 for machining discharge and a power supply unit 102 for preliminary discharge are provided for the electric discharge machining unit 100.
  • the power source for machining discharge, section 101 includes a variable DC power supply VI1, switching elements (for example, FET) S11a, Sllb, and diodes Dll, D12, D13, D14. I have.
  • the pre-discharge power supply unit 102 includes a variable DC power supply V 21, a switching element (for example, FET) S 21, a resistor R 21, and diodes D 21 and D 22.
  • a power source electrode of the diode D11 and a source electrode of the switching element S11a are connected to a positive terminal of the DC power supply V11. Further, the negative terminal of the DC power source VI 1 is connected to the source electrode of the switching element S 11 b and the anode electrode of the diode D 12.
  • the drain electrode of the switching element S11a is connected to the cathode electrode of the diode D12 and the anode electrode of the diode D13, and the cathode electrode of the diode D13 is connected to the workpiece W.
  • a stray inductance L11 exists in a connection line between the force source electrode of the diode D13 and the workpiece W.
  • the drain electrode of the switching element S11b is connected to the anode electrode of the diode D11 and the force source electrode of the diode D14.
  • a stray inductance L12 exists in the connection line between the anode electrode of the diode D14 and the electrode E.
  • the positive terminal of the DC power supply V21 is
  • the source electrode of the switching element S21 is connected, and the drain electrode of the switching element S21 is connected to the anode electrode of the diode D21 via the resistor R21.
  • the cathode electrode of the diode D 21 is connected to the target material W. In the connection line between the cathode electrode of the diode D21 and the workpiece W, a floating inductance L21 exists.
  • the negative electrode of the DC power supply V 21 is connected to the cathode electrode of the diode D 22, and the anode electrode of the diode D 22 is connected to the electrode E.
  • a stray inductance L22 exists in the connection line between the anode electrode of the diode D22 and the electrode E.
  • a floating capacitance C11 exists between a connection line between the force source electrode of the diode D21 and the workpiece W and a connection line between the anode electrode of the diode D22 and the electrode E.
  • a power supply control circuit that drives and controls the switching elements S11a and S11b of the power supply unit 101 for machining discharge includes a gap (WE) between the electrode E and the workpiece W.
  • a discharge detection circuit 13 for detecting a discharge current flowing through 105, an oscillation control circuit 14 receiving a start command pulse signal PK from the discharge detection circuit 13, and a control pulse signal PC from the oscillation control circuit 14 are input in parallel.
  • Drive circuits 15a and 15b are provided.
  • the switching elements S11a and S11b receive the drive pulse signal PD from the drive circuits 15a and 15b, and apply the machining pulse signal PS to the gap (WE) 105.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the operating principle of the conventional power supply device for electric discharge machining shown in FIG.
  • a current IWE10 flowing from the stray capacitance C11 to the discharge Pe portion 100 is a discharge starting current.
  • the current IWE11 from the machining discharge power supply unit 101 to the discharge row unit 100 is a discharge row current.
  • the current IWE22 from the pre-discharge power supply section 102 to the electric discharge machining section 100 is This is the discharge sustaining current.
  • the current IWE from the impeacher W to the electrode E is the gap current. WE is the voltage between contacts.
  • Ts denote the time (delay time) required for the processing of receiving and inputting the desired signal and generating and outputting the desired signal in each circuit
  • tr denotes the sum of these. Delay time. That is, after the discharge detection circuit 13 detects the occurrence of electric discharge in the gap (W-E) 105 of the electric discharge machining section 100, the switching elements Slla and Sllb become (W-E) This is the time until the processing pulse PS can be applied to 105.
  • the gap (W ⁇ E) 105 is simply referred to as the gap.
  • the switching element S 21 of the pre-discharge power supply unit 100 is turned on.
  • the voltage of the DC power supply V 21 appears between the poles.
  • the stray capacitance C 11 in the circuit is charged up to the voltage of the DC power supply V 21.
  • the distance between the electrode E and the workpiece W is controlled by a numerical controller and a servo drive controller (not shown) so that electric discharge occurs.
  • the discharge maintaining current IWE22 Since the discharge maintaining current IWE22 has a relatively small current value and is weak as machining energy, it has a role of a preliminary discharge current for flowing a large electric discharge machining current IWE11.
  • the discharge current IWE11 of a large current that is going to flow between the poles is detected by the discharge sustaining current IWE22 that appears between the poles at the same time as the discharge, as shown below. Is output to the gap with a delay of a certain time tr.
  • the discharge detection circuit 13 detects that the voltage VWE between the electrodes has decreased due to the occurrence of the discharge between the electrodes, and outputs the start command pulse signal PK of the large current output to the oscillation control circuit 14.
  • the oscillation control circuit 14 outputs a control pulse signal p C having a pulse width set according to the machining state between the gaps to the drive circuits 15 a and 15 b.
  • the drive circuit 15a turns on the switching element S11a by the drive pulse signal PD having the pulse width set by the oscillation control circuit 14.
  • the drive circuit 15b similarly turns on the switching element Slib by the drive pulse signal PD.
  • the switching elements S11a, S11b, and S21 are all turned on, a circuit to which a plurality of DC power supplies having different voltages are connected is formed. In this case, the elements in the circuit may be destroyed by the potential difference including the surge voltage. Therefore, when the switching elements S11a and S11b are turned on, the switching element S21 is turned off as a safety measure.
  • the switching elements S11a and Sllb are simultaneously turned on, so that the DC power source VI1 ⁇ the switching element S11a—diode D13 ⁇ the floating inductance L in the circuit 1 1 ⁇ Applied object W ⁇ Electrode E ⁇ Floating inductance in the circuit L 1 2 ⁇ Diode D 14 ⁇ Switching element S lib ⁇ High power electric discharge machining current IWE11 flows through the path of DC power supply V11.
  • the inter-electrode voltage VWE (1) becomes a certain voltage (the voltage of the DC power supply V21) by turning on the switching element S21 (3), and the capacitor C11 is charged.
  • the discharge start current IWE10 (2) due to the discharge of the capacitor C11 starts to flow at the discharge start time t0
  • the pole voltage VWE (1) starts to decrease.
  • the discharge sustaining current IWE22 stray inductance L21 and L22, V21Z (L21 + L22) starts to flow with a rising slope.
  • the inter-electrode voltage VWE (1) reaches the lowest discharge voltage Va at a certain time after a lapse of time tk from the discharge start time t0, and thereafter maintains the discharge voltage Va.
  • the discharge maintaining current IWE22 (4) is set to a predetermined value (IWE22 (4) at the point where the discharge starting current IWE10 (2) has passed the peak value (a certain time after the passage of time tk from the discharge starting time t0).
  • raax) V2 l / R 21).
  • the discharge detection circuit 13 detects a decrease in the gap voltage VWE (1) below a predetermined value and generates a start command pulse signal PK (5).
  • This start command pulse signal ⁇ (5) is output within a time that greatly exceeds the time tr during which the switching element S21 (3) is in the ON operation.
  • the oscillation control circuit 14 generates the control pulse signal PC (6).
  • This control pulse signal PC (6) is output within the time (t d + t s).
  • the electric discharge machining current IWE11 (9) starts to flow. Since the working current IWE11 (9) flows through the stray inductances L11 and L12, the slope of VI1 / (LI1 + L12) during the period when the switching element S11 (8) is in the ON operation state. And keep rising. Normally, the voltage of DC power supply V11 is two to three times higher than the voltage of DC power supply V21, so the slope of the rise of electric discharge machining current IWE11 (9) is the same as that of discharge maintenance current IWE22 (4). It becomes steeper than the slope. The electric discharge machining current IWE11 (9) turns down when the switching element S11 (8) turns off.
  • the discharge sustaining current IWE22 (4) output from the pre-discharge power supply unit 102 occurs between the time difference between the initial discharge starting current IWE10 (2) and the final large electric discharge machining current IWE11 (9). Connected.
  • the inter-electrode current IWE (10) can be repeatedly fired without interruption, while maintaining the inter-electrode discharge state!].
  • the discharge start time t0 is the delay time tr until the discharge roar current IWE11 appears between the poles tr Is typically about 410 ns.
  • the pulse width of the capacitor discharge of the discharge start current IWE10 is about 360 ns.
  • the discharge may be interrupted for 60 ns, but the discharge maintaining current IWE22 flows as described above, so the inter-electrode current IWE does not interrupt.
  • the discharge sustaining current IWE22 Upper limit is limited by resistor R 21. Also, floating in the circuit ⁇
  • the resistor R21 has an inductance component due to the resistance winding, and the inductance increases to obtain a necessary resistance value.
  • the first discharge start current IWE10 is a current due to capacitor discharge, and actually contains a vibration component. Therefore, even if the maximum value of the discharge sustaining current IWE22 is somewhat increased in advance, the discharge sustaining current IWE22 is offset by the negative component of this oscillation, and the conductive path formed between the electrodes is cut off. It can happen. .
  • the output end of the machining electric discharge power source 101 is in an open state, so that the electric discharge machining current IWE11 does not flow. In this case, normal release is not performed. As the frequency of occurrence of such a state increases, the effective number of discharges decreases. As a result, if the processing speed that should be obtained cannot be obtained, or if it is not possible to further increase the processing speed, the ray problem will occur.
  • the voltage of the DC power supply vil is usually about two to three times higher than the voltage of the DC power supply V21 in order to output a large current in a short time, but there is no conductive path between the poles.
  • the present invention realizes both high current and high frequency necessary for high-speed machining.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. H11-48039 release power supply for a flare device
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. Sho 64-111713 Japanese Unexamined Patent Publication (Kokai) No. 8-1181847 (Electric discharge power control device for wire electric discharge machine).
  • Japanese Unexamined Patent Publication No. H11-480 / 39 Electric discharge machining power supply device for a rotating loom
  • Japanese Unexamined Patent Publication No. Sho 644-1171 / 13 Electric discharge machining power supply
  • a large current can be supplied, but when the discharge frequency is increased, the energy loss of the switching element increases sharply, and there is a problem that the switching element is thermally destroyed. Or, in order to protect the element from increased switching loss without thermal destruction, it is necessary to increase the capacity of the heat converter extremely, resulting in a problem that cost reduction and downsizing of the power supply unit cannot be achieved. is there.
  • a switching element such as an IGBT suitable for supplying a large current with low loss is difficult to use in a region where the repetition frequency is high (for example, 40 kHz). Small current Since the capacitance switching element generally has a large ⁇ N resistance, if the ON time is prolonged, the heat loss increases extremely, and the heat treatment process costs.
  • the present invention has been made in view of the above, and a switching circuit is configured by two types of switching circuits having different characteristics, whereby wire electric discharge machining corresponding to a large current and a high frequency can be efficiently performed.
  • an object of the present invention is to provide a power supply device for electric discharge machining that can reduce the number of switching elements and the amount of heat generation. Disclosure of the invention
  • a power supply device for electric discharge machining including a switching circuit for supplying a discharge pulse current to a pole between an electrode and a workpiece as the other electrode disposed opposite to the electrode at a predetermined interval.
  • a pulse width control means for generating a control pulse signal having a predetermined pulse width in response to a detection signal of the start of discharge between the poles, and the switching circuit comprises: It is characterized in that the switching circuit includes two switching circuits to be received, the switching circuit including a switching element suitable for high-speed operation, and the switching circuit including a switching element suitable for low-speed operation.
  • the switching circuit including the switching element suitable for high-speed operation and the switching circuit including the switching element suitable for low-speed operation are configured so that the discharge current continues within the same discharge current pulse generation time. Since they can be driven sequentially, a large current and high frequency intermittent discharge current can be generated. Therefore, it is possible to efficiently perform the spark discharge machining corresponding to a large current and a high frequency. In addition, since switching elements having different characteristics are used, the number of elements can be reduced, and as a result, the heat generation can be reduced.
  • the switching circuit comprises: a first switching circuit that receives a detection signal of a discharge start between the electrodes; and a second switching circuit that receives the control pulse signal.
  • the first switching circuit operates at high speed.
  • the first switching circuit switches faster than the second switching circuit for the processing time for generating the control pulse signal. Therefore, higher-speed operation can be realized. Further, since the first switching circuit can be used as either a switching element suitable for high-speed operation or a switching element suitable for low-speed operation, the selection range of elements to be used can be widened.
  • the detection signal of the start of discharge is a switching element suitable for the high-speed operation. It is specially applied that the voltage is applied directly to the control terminal.
  • the driving means of the switching element can be omitted, and the configuration can be simplified.
  • the first switching circuit comprises: a plurality of drive circuits that receive the discharge start detection signal and generate drive pulse signals having different pulse widths from each other; A selection circuit for selecting a drive pulse signal output from any one of the plurality of drive circuits and applying the selected drive pulse signal to a control terminal of the switching element.
  • the switching circuit comprises: a first switching circuit that receives the detection signal of the discharge start; and a second switching circuit that receives the control pulse signal.
  • a switching circuit including a switching element suitable for high-speed operation the second switching circuit is a switching circuit including a switching element suitable for low-speed operation, and the pulse width control unit includes the control pulse signal generated The pulse width of the above: In the switching circuit, the switching elements opposed to each other are controlled to have different values.
  • the present invention it is possible to realize a recirculation drive system in which the input energy per one pulse of the intermittent discharge is large by using a switching circuit including a switching element suitable for low-speed operation. Therefore, it is possible to perform wire firing using a thick wire electrode requiring a large current.
  • the pulse width control means generates a control pulse signal set to a first pulse width that gives a period during which one of the opposed switching elements is in a conductive state, and the one of the switching elements
  • a first setting means for providing to the element driving means and a control means for setting a second pulse width different from the first pulse width for providing a period during which the other of the opposing switching elements is in a conductive state.
  • ⁇ 2 setting means for generating a pulse signal and applying the signal to the driving means of the other switching element.
  • control pulse signal having a different pulse width for each opposing switching element in a switching circuit including a switching element suitable for low-speed operation.
  • the pulse width control means includes a setting means for generating a control pulse signal set to a first pulse width, and a control pulse signal having a second pulse width obtained by extending the first pulse width.
  • the driving means for driving each of the opposing switching elements is controlled by a control pulse signal having a pulse width for making each switching element conductive.
  • Switching means for switching and outputting between the control pulse signal having the first pulse width and the control pulse signal having the second pulse width.
  • control pulse signals having different pulse widths to switching elements facing each other in a switching circuit including a switching element suitable for low-speed operation in accordance with an external command.
  • the pulse width control unit is arranged so as to face each other.
  • the apparatus further comprises setting means for setting a pulse width for providing a period in which each of the opposing switching elements in the first switching circuit is in a conductive state, and drives each of the opposing switching elements in the first switching circuit.
  • the drive unit receives the discharge start detection signal, and has a pulse width set by the setting unit. And drives the respective Suitsuchingu elements generate signals.
  • the driving means for driving each of the opposing switching elements in the switching circuit including the switching elements suitable for high-speed operation generates a driving pulse signal having an appropriately set pulse width, and generates each switching pulse signal. Since the device can be driven, the load of the device can be balanced.
  • the pulse width control unit includes a first setting unit that generates a control pulse signal set to a first pulse width, and a second pulse width control that extends the first pulse width.
  • a control pulse signal having a pulse width for making each of the switching elements conductive is provided to the extension means for outputting a pulse signal and the driving means for driving each of the opposed switching elements in accordance with an external command.
  • a second setting means for setting a pulse width for providing a switching period, wherein opposing switches in the first switching circuit are provided.
  • the driving means for driving each of the switching elements receives the detection signal of the discharge start, generates a driving pulse signal having a pulse width set by the second setting means, and drives each switching element.
  • the driving means for driving each of the opposing switching elements in the switching circuit including the switching element suitable for high-speed operation generates a driving pulse signal having an appropriately set pulse width, and generates a switching pulse signal. Since the device can be driven, the load of the device can be balanced.
  • the next invention is characterized in that in the above invention, there is provided means for externally changing and setting the pulse width of the control pulse signal before the start of discharge.
  • the pulse width of the control pulse signal can be externally changed and set before the start of discharge, at least the on-operation period of the switching element suitable for low-speed operation can be arbitrarily set externally.
  • the following invention provides a method for controlling a first pulse width in response to the start of a discharge between electrodes, which is an electrode and a workpiece as the other electrode which is disposed opposite to the electrode at a predetermined interval.
  • First pulse width control means for generating a pulse signal
  • second pulse width control means for generating a control pulse signal having a second pulse width having a value different from the first pulse width
  • a switching circuit for receiving a control pulse signal and supplying a discharge panel current between the poles, a first switching circuit including a switching element suitable for low-speed operation, and receiving a control pulse signal having the second pulse width.
  • the switching circuit suitable for low-speed operation is operated during normal discharge in which a large current is applied, and the switching circuit suitable for high-speed operation is operated during short-circuiting in which the repetition frequency increases. be able to. Therefore, wire electric discharge machining corresponding to a large current and a high frequency can be efficiently performed. Also, Since switching elements having different characteristics are used, the number of elements can be reduced, and as a result, the heat generation can be reduced. Furthermore, since the repetition frequency of the switching circuit on the low-loss side can be suppressed to 1 to 2 to 173, a device with a larger current and a lower loss (for example, an IGBT) can be used.
  • First pulse width control means for generating a control pulse signal
  • second pulse width control means for generating a control pulse signal having a second pulse width having a value different from the first pulse width; and controlling the first pulse width.
  • a switching circuit for receiving a pulse signal and supplying a discharge pulse current between the poles, the first switching circuit including a switching element suitable for low-speed operation; and the control circuit receiving the control pulse signal having the second pulse width.
  • a second switching circuit including a switching element suitable for high-speed operation, which is a switching circuit for supplying a discharge pulse current between the poles, and a discharge state at the start of discharge between the poles and a normal discharge state.
  • a discharge state determining means for determining whether the state is an immediate discharge state or a short-circuit state; and outputting to the first pulse width control means when the determination result of the discharge state determining means indicates an immediate discharge state or a short-circuit state.
  • Current pulse stopping means for issuing a stop instruction.
  • both the switching circuit suitable for high-speed operation and the switching circuit suitable for low-speed operation are operated, so that a short-circuit in which the repetition frequency becomes high.
  • only switching circuits suitable for high-speed operation can be operated. Therefore, wire electric discharge machining corresponding to a large current and a high frequency can be efficiently performed.
  • switching elements having different characteristics are used, the number of elements can be reduced, and as a result, the amount of heat generated can be reduced.
  • the repetition frequency of the switching circuit on the low-loss side can be suppressed to 1 Z2 to 1 Z3, a device with a larger current and lower loss (for example, IGBT) can be used.
  • the pulse width of the control pulse signal is It is characterized in that means for externally performing change setting before the start of discharge is provided.
  • the pulse width of the control pulse signal can be externally changed and set before the start of discharge, at least the on-operation period of the switching element suitable for low-speed operation can be arbitrarily set externally.
  • FIG. 1 is a diagram showing a list of characteristic data on switching response times of switching elements having different rated capacities
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional power supply device for electric discharge machining
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit for driving and controlling the switching element of the power supply unit for machining electric discharge shown in FIG. 2
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the power supply control circuit shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the principle of operation of a conventional power supply device for electric discharge machining.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a main configuration of the power supply device for electric discharge machining according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a diagram showing a list of characteristic data on switching response times of switching elements having different rated capacities
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional power supply device for electric discharge machining
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit for driving and controlling the switching element of the power supply device for electric discharge machining shown in FIG. 5.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the operation principle of the power supply device
  • FIG. 8 is a diagram showing operation waveforms of respective parts of the power supply device for electric discharge machining operated by the power supply control circuit shown in FIG. 6, and
  • FIG. 9 is a diagram showing a case where the switching element shown in FIG. 1 is used.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of a power supply control circuit provided in a power supply device for electric discharge machining according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of a power supply control circuit provided in a power supply device for electric discharge machining according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining the operation principle of the power supply device for electric discharge machining by the power supply control circuit shown in FIG. 10, and FIG. 12 is operated by the power supply control circuit shown in FIG.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit provided in the power supply device for electric discharge machining according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 shows a power supply device for electric discharge machining according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit provided in the device.
  • FIG. 15 is a diagram for explaining an operation principle of a power supply device for electric discharge machining by the power supply control circuit shown in FIG. Is the power supply control circuit shown in Fig. 14.
  • FIG. 14 shows a power supply device for electric discharge machining according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit provided in the device.
  • FIG. 15 is a diagram
  • FIG. 17 is a diagram for explaining the relationship between the gate drive signal to be applied and the inter-pole current in the discharge power supply device.
  • FIG. FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a circuit.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit provided in a power supply device for electric discharge machining according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit included in an electric discharge machining power supply and apparatus according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. FIG. 21 is a diagram for explaining the operation principle of the device.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit provided in a power supply device for discharging power according to an eighth embodiment of the present invention.
  • the figure shows the discharge control by the power supply control circuit shown in Fig. 21. It is a diagram for explaining the operation principle of the use power supply.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a main configuration of a power supply device for electric discharge machining according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit that drives and controls switching elements of the power supply device for electric discharge machining shown in FIG.
  • the electrode E and the workpiece W are arranged at appropriate intervals in the electric discharge machining portion. Between the electrode E and the workpiece W, a DC voltage (inter-electrode voltage) can be externally applied at the start of discharge. In addition, a stray capacitance C1 exists between the electrode E and the workpiece W.
  • a variable DC power supply VI, switching elements S1a, Sib, S2a, S2b, and diodes D1, D2 are arranged for the electrode E and the workpiece W.
  • the switching elements S 1 a and S ib elements (for example, IGBT) suitable for large current and low loss are used.
  • elements (eg, FETs) suitable for high-speed operation are used for the switching elements S 2 a and S 2 b.
  • the negative terminal of the DC power supply V1 one signal electrode of the switching elements Slb and S2b connected in parallel and the anode electrode of the diode D1 are connected.
  • the other signal electrode of the switching elements S2a and S1a connected in parallel is connected to the workpiece W together with the cathode electrode of the diode D1.
  • this connection line there is a floating inductance L1.
  • the other signal electrodes of the switching elements S ib and S 2b connected in parallel are connected to the electrode E together with the anode electrode of the diode D 2.
  • a stray inductance L2 exists in this connection line.
  • the power supply control circuit that drives and controls the switching elements S 1 a, S ib, S 2 a, and S 2 b is provided between the electrode E and the workpiece W.
  • Discharge detection circuit 3 that detects the flow of discharge current in 105
  • oscillation control circuit 4 that receives start command pulse signal PK from discharge detection circuit 3
  • control pulse signal PC from oscillation control circuit 4.
  • Drive circuits 5a, 5b, 6a, and 6b are provided in parallel.
  • the switching elements S 1 a and S ib receive the drive / loose signal PD 1 from the drive circuits 5 a and 5 b, and the switching elements S 2 a and S 2 b provide drive circuits 6 a and 6 b
  • the drive pulse signal PD 2 is received from the controller and a machining pulse signal PS is applied to the gap (W ⁇ E) 105.
  • the discharge detection circuit 3 includes, for example, a reference voltage 21, a comparator 22, and a series circuit of resistance elements 23 and 24 for dividing the voltage VWE between the electrodes.
  • the divided voltage in the series circuit of the resistance elements 23 and 24 is applied to the positive-phase input terminal (+) of the comparator 22, and the reference 3 ⁇ 4 ⁇ 21 is applied to the negative-phase input terminal (1) of the comparator 22.
  • the output level of the comparator 22 is inverted to detect the start of discharge between the electrodes.
  • the drive circuits 5 a and 5 b include, for example, a buffer 25 to which the control pulse signal PC is input and a transistor 25 in which the output of the buffer 25 is input through the resistance element 26. And a resistor element 29 connecting the output terminal of the driver and the control terminals of the switching elements S la and S ib.
  • the drive circuits 6 a and 6 b include, for example, a buffer 30 to which the control pulse signal PC is input, and a resistor connecting the output terminal of the buffer 30 and the control terminal of the switching elements S 2 a and S 2 b. And element 31.
  • FIG. 7 is a view for explaining the operation principle of the power supply device for electric discharge machining by the power supply control circuit shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing operation waveforms of each part of the power supply device for electric discharge machining by the power supply control circuit shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the relationship between the heat generation amount and the processing speed when the switching element shown in FIG. 1 is used.
  • the current IWE0 from the stray capacitance C1 to the workpiece W is the discharge starting current.
  • the current IWE1 flowing through the switching element S1a (Sib) from one signal electrode to the other signal electrode is an electric discharge machining current.
  • the current IWE2 flowing through the switching element S2a (S2b) from one signal electrode to the other signal electrode is a sustaining current.
  • the current IWE from the workpiece W force to the electrode E is the interpole current.
  • VWE is a gap voltage.
  • t k, t c, and t d indicate the time (delay time) required for each circuit to receive an input and generate and output a desired signal.
  • t s 1 indicates a delay time in the switching elements S la and S Ib.
  • t s 2 indicates a delay time in the switching elements S 1 a and S 1 b.
  • tr 1 is the delay time from the time when the discharge occurs (time t O) to the time when the large electric discharge machining current IWE1 appears in the gap.
  • tr2 is a delay time from the time when the discharge occurs (time t0) to the time when the sustaining current IWE2 appears in the gap.
  • a predetermined power supply voltage VWE is applied from another power supply device (not shown) between the electrodes so that the electrodes can be discharged.
  • capacitor discharge occurs due to the stray capacitance C1 in the circuit, and the discharge start current IWE0 appears between the electrodes.
  • the interelectrode voltage VWE drops sharply and stabilizes at the lowest discharge voltage Va after a time tk has elapsed from the discharge start time t0 (Fig. 7 (1)).
  • the discharge detection circuit 3 detects the time (discharge start time t).
  • the oscillation start command pulse signal PK is output to the oscillation control circuit 4 after a delay time tk from 0).
  • the oscillation start command pulse signal PK is output until the interelectrode voltage VWE disappears (Fig. 7 (2)).
  • the oscillation control circuit 4 Upon receiving the oscillation start command pulse signal PK, the oscillation control circuit 4 generates a control pulse signal PC having a pulse width preset according to the machining state between the gaps, and after a delay time tc, the drive circuits 5a, 5b, 6a, Output to 6b (Fig. 7 (3)).
  • the drive circuits 5a and 5b output the drive pulse signal PD1 having a predetermined pulse width to the switching elements S1a and Sib after the delay time td, and turn on (FIG. 7 (4) ).
  • the switching elements S la and S ib are turned on for a fixed period t 1 (on) (FIG. 7 (5)). Since the current IWE1 flowing through the switching elements S1a, Sib appears between the poles through the floating inductances L1, L2, the current IWE1 continues to rise with a certain slope within a certain period tl (on), At the end of the certain period t 1 (on), it starts to fall (Fig. 7 (8)).
  • the drive circuits 6a and 6b output a drive pulse signal PD2 having a predetermined pulse width to the switching elements S2a and S2b after the delay time td, and drive them ON (FIG. 7 (6)).
  • the switching elements S2a and S2b are turned on for a certain period of time t2 (on) after the delay time ts2 (Fig. 7 (7)). Since the current IWE2 flowing through the switching elements S2a and S2b appears in the pole through the floating inductance L1 and L2, the current IWE2 continues to rise with a certain slope within a certain period t2 (on). At the end of the fixed period t 2 (on), it starts falling (Fig. 7 (8)).
  • the switching elements S 1 a and S 1 b are elements suitable for large current and low loss, so that the delay time ts 1 is large and the period (t 1 (on)) in the on-state is also increased. There is a need.
  • switching elements S 2 a and S 2 b operate at high speed. Therefore, the delay time ts 1 is small, and the period (t 2 (on)) in the ON operation state may be small. Therefore, as shown in FIGS. 7 (5) and (7), the delay time ts 1 of the switching elements S la and S i and the delay time ts 2 of the switching elements S 2 a and S 2 b are ts l> ts 2
  • the pulse width of the drive pulse signals PD1 and PD2 is PD1> PD2.
  • the pulse width of the drive pulse signal PD1 has the same pulse ⁇ as the pulse width of the control pulse signal PC output from the oscillation control circuit 4, but the end time can be changed and set externally. .
  • the pulse width of the drive pulse signal PD1 may use a fixed value because of its role.
  • this current IME2 corresponds to the discharge sustaining current IWE22 described in the conventional example
  • the current IME1 corresponds to the large current discharge current IWE11 described in the conventional example.
  • FIG. 8 the operation waveforms of the part related to the inter-electrode current IWE described above are extracted and shown.
  • a discharge start current IWE0 flows (2), and a discharge start time at which the discharge detection circuit 3 detects a decrease in the gap voltage VWE.
  • the discharge start current IWE0 has just passed its peak value (9).
  • the control pulse signal PC output from the oscillation control circuit 4 has a preset pulse width (6), and the drive pulse signal PD1 is generated with the same pulse width (7).
  • the switching elements S 1 a and S 1 b are turned on for a certain period t 1 (on) by the drive pulse signal PD 1 (7), and the large current
  • the electric discharge machining current IW1 flows (8).
  • the electric discharge machining current IW1 starts to flow in the form of being replaced with the electric discharge sustaining current IW2 when the electric discharge sustaining current IW2 turns downward (9).
  • the switching elements Sla, Sib, S2a, and S2b will be described by applying specific elements.
  • the switching element I GBT shown in Fig. 1 is selected as a switching element S la, S ib as an element with a large current capacity to allow a large current to flow, the delay time tsi is about 600 ns.
  • the switching elements S2a and S2b are determined as follows.
  • the pulse width of the discharge start current IWE0 due to the discharge of the capacitor is about 360 ns.
  • the delay time tr2 from the discharge start time t0 to the appearance of the discharge sustaining current IWE2 in the gap is the same as that of the conventional example when the switching element FET2 shown in Fig. 1 is used for the switching elements S2a and S2b.
  • the delay time ts 2 is about 25 ns, which is 60 ns shorter than that of the FET 2.
  • the delay time tr 2 can be reduced to 350 ns. This time is shorter than 360 ns of the panelless width of the discharge start current IWE0.
  • the switching element FET1 shown in Fig. 1 for the switching elements S2a and S2b, switching is performed during the delay time until the discharge machining current IWE1 appears after the discharge starting current IWE0 is output. Since the discharge sustaining current IWE2 generated by the elements S2a and S2b can make up for the gap without gaps, the inter-electrode current IWE can be maintained without interruption.
  • a characteristic 36 is that the switching elements S 1 a, S ib, S 2 a, and S 2 b described above are constituted by switching elements having a single characteristic as in the conventional example, and are used as large-capacity elements.
  • FIG. 2 is a characteristic diagram when the switching element 4 (IGBT) shown in FIG. 1 is used.
  • the switching elements S 1 a, S ib, S 2 a, and S 2 b described above are constituted by switching elements having a single characteristic as in the conventional example, and the switching elements shown in FIG. FIG. 4 is a characteristic diagram when 1 (FET 1) is used.
  • the characteristic 38 is that the switching elements S 1 a, S ib, S 2 a, and S 2 b described above are composed of switching elements of different characteristics according to the present invention, and the switching elements 1 (FET 1) shown in FIG.
  • the switching elements S1a, Sib, S2a, and S2b described above are composed of switching elements having a single characteristic as in the conventional example, and the switching elements shown in FIG. FIG. 6 is a characteristic diagram when element 1 (FET 2) is used.
  • the switching element 4 shown in FIG. 1 is used as a large-capacity element.
  • the operation is not fast enough due to the characteristics of the element.Therefore, the electric discharge machining current IWE1 is increased while the discharge starting current IWE0 flows and the current between the electrodes continues. It cannot be applied as soon as possible, and when the electric discharge machining current IWE1 is output, the gap between the electrodes will recover (the open state without a conductive path).
  • the switching elements S1a, Sib, S2a, and S2b described above are composed of the switching element 1 (FET1) shown in FIG. 1, the switching element 1 (FET1) has a high speed response. Therefore, the electric discharge machining current IWE1 can be applied as soon as possible while the inter-electrode current continues due to the flow of the discharge starting current IWE0, and the above-described problem does not occur.
  • the current capacity of the element is small, so that it is necessary to configure a considerably large number of elements in parallel in order to directly output the large electric discharge machining current IWE1.
  • the switching elements S la, S ib, S 2 a and S 2 b are composed of different special switches f and elements.
  • switching element 1 (FET 1) and switching element 4 (IGBT) shown in FIG. 1 are used in combination.
  • the characteristic 39 shows the relationship between the processing speed and the amount of heat generation in the circuit configuration using the switching element 2 (FET 2) shown in FIG. 1 described in the conventional example. From the comparison, it can be seen that in the present invention, the calorific value at the processing speed of 300 mm 2 / min was significantly reduced to about 2 Z 3.
  • the conductive path formed between the electrodes can be stably maintained without disappearing during the delay time from the preliminary discharge in the electric discharge machining to the input of the machining current. By doing so, it is possible to prevent a reduction in processing efficiency due to a failure to input the processing current. Unnecessary disconnection of the electrode wire can also be suppressed. Therefore, processing efficiency and processing speed can be improved.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit included in a power supply device for electric discharge machining according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the first embodiment is described.
  • the power supply control circuit includes the switching elements S 1 a, S ib, S 2 a, and the like in the power supply device for electric discharge machining shown in the first embodiment (FIG. 1). This is a circuit for driving and controlling S 2 b.
  • the speed difference may be large as in the first embodiment. It can be applied even when the difference is small.
  • the components have all the configurations shown in the first embodiment (FIG. 6).
  • the difference is that the input pulse signals of the drive circuits 6 a and 6 b are changed to the start command pulse signal PK output by the discharge detection circuit 3.
  • the same notation PD 2 as in Embodiment 1 (FIG. 6) is used for the drive pulse signals given from drive circuits 6 a and 6 b to switching elements S 2 a and S 2 b. ing.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining the operating principle of the power supply device for electric discharge machining by the power supply control circuit shown in FIG.
  • FIG. 12 is a diagram showing operation waveforms of respective parts of the electric discharge machine power supply device operated by the power supply control circuit shown in FIG.
  • a certain inter-electrode voltage VWE is applied from another power supply device (not shown) between the poles so that the gaps can be discharged.
  • a capacitor discharge occurs due to the stray capacitance C1 in the circuit, and a discharge start current IWE0 appears between the electrodes.
  • the interelectrode voltage VWE drops rapidly, and stabilizes at the lowest discharge voltage Va after a lapse of time tk from the discharge start time t0 (Fig. 11 (1)).
  • the discharge detection circuit 3 detects the time (discharge start).
  • the oscillation start command pulse signal PK is output to the oscillation control circuit 4 and the drive circuits 6a and 6b after a delay time tk from the time t0).
  • the oscillation start command pulse signal PK is output until the gap voltage VWE disappears (Fig. 11 (2)).
  • the oscillation control circuit 4 Upon receiving the oscillation start command pulse signal PK, the oscillation control circuit 4 generates a control pulse signal PC having a pulse width set in advance according to the machining state between the gaps after a delay time tc. Output to live circuits 5a and 5b (Fig. 11 (3)).
  • the drive circuits 5a and 5b output the drive pulse signal PD1 having the predetermined pulse width after the delay time tk + tc + td to the switching elements S1a and S1b, and turn on.
  • the switching elements S 1 a and S 1 b are turned on for a certain period t 1 (on) (FIG. 11 (5)). Since the current IWE1 flowing through the switching elements S la and S 1b appears between the poles through the floating inductances LI and L2, the current continues to rise with a certain slope within a certain period tl (on) and a certain period At the end of tl (on), it starts to descend (Fig. 11 (8)).
  • the drive circuits 6a and 6b output a drive pulse signal PD2 having a predetermined pulse width to the switching elements S2a and S2b after the delay time tk + td, and turn on the drive elements (first 1 ⁇ 1). (6)).
  • the switching elements S 2 a and S 2 b are turned on for a fixed period t 2 (on) after the delay time t s 2 (FIG. 11 (7)).
  • the current IWE2 flowing through the switching elements S2a and S2b appears between the poles through the floating inductances L1 and L2. It keeps rising and starts to fall at the end of a certain period of time t 2 (on) (Fig. 11 (8)).
  • the pulse widths of the drive pulse signals PD 1 and PD 2 are PD 1> PD 2 as in the first embodiment (FIG. 11 (4) (6)).
  • the pulse width of the drive pulse signal PD1 has the same pulse width as the pulse width of the control pulse signal PC output from the oscillation control circuit 4, but the end time can be changed and set externally.
  • the pulse width of the drive pulse signal PD1 may use a fixed value because of its role.
  • the delay time ts 1 of the switching elements S la and S ib and the delay time ts 2 of the switching elements S 2 a and S 2 b are ts 1> ts 2 as in the first embodiment. (Fig. 11 (5) (7)).
  • the switching elements S 2 a and S 2 b perform an ON operation at a timing in which the delay time tc in the oscillation control circuit 4 is omitted, so that the switching elements S 2 a and S 2 b have at least a delay longer than the switching elements S la and S ib.
  • the on-operation state becomes faster by the time tc. You. Therefore, in the gap, the current IWE2 appears earlier than the current IWE1 by the delay time tc.
  • the current IME2 corresponds to the discharge sustaining current IWE22 described in the conventional example
  • the current IME1 corresponds to the large discharge current IWE11 described in the conventional example.
  • FIG. 12 the operation waveform of the part related to the inter-electrode current IWE described above is extracted and shown.
  • the same characteristics as in Embodiment 1 (FIG. 8) are obtained.
  • the difference is that the switching element S2a, S2b is turned on at least as fast as the switching element SIa, SI by the delay time tc, so that the delay time tr2 at which the discharge sustaining current IWE2 appears in the gap is reduced. This is shorter than in the case of Embodiment 1 (FIG. 8).
  • the switching elements S la, S ib, S 2 a, and S 2 b are configured with elements having a single characteristic, the time from the discharge start time t0 to the time when the discharge roe current IWE1 appears in the gap is obtained.
  • the interval tr1 is usually about 41 O ns, and the pulse width of the discharge start current IWE0 due to discharge of the capacitor is about 360 ns. Therefore, in this case, there is a period of about 50 ns during which the gap current may be interrupted.
  • the discharge sustaining current IWE22 in Figs. 2 and 3 flows during this period, preventing the gap current from being interrupted.
  • the delay time tc of the oscillation control circuit 4 is about 100 ns, but since the delay time tc is reduced, the delay until the discharge sustaining current IWE2 appears between the electrodes is reduced.
  • the fixed time t 2 (0 n) for turning on the switching elements S 2 a and S 2 b is equal to the discharge sustain current IWE2. It is sufficient to set the nozzle width so as to be 150ns or more.
  • the switching elements S 2 a and S 2 b may use elements having the same electric characteristics as the switching elements S 1 a and S 1 b, but elements having different electric characteristics may be used. Is more effective.
  • the switching elements S 2 a and S 2 b are turned on earlier than the switching elements S 1 a and S 1 b by the delay time tc.
  • the on-time t 2 (0 n) of the switching elements S 2 a and S 2 b is a fixed time set in advance, but the switching element S 1 through which the electric discharge machining current IWE1 flows. It is not necessary to make the on time t 1 (on) of a, SI b as long as.
  • the on time t 1 (on) of the switching elements S 1 a and S ib is about 1500 ns at the maximum, but the on time t 2 (on) of the switching elements S 2 a and S 2 b. Should be about 150 ns. Also, since the peak value of the output current is proportional to the on-time, the peak value of the discharge sustaining current IWE2 can be significantly lower than the maximum peak value of the electric discharge machining current IWE1, so that the switching elements S 2a and S 2b May be smaller than the current capacities of the switching elements S1a and Sib.
  • switching elements S2a and S2b switching elements having a higher response speed can be used even if the current capacity is small, like the FET1 in FIG.
  • the switching elements S la and S 1 b can use elements having a slow switching response time, and the response time is determined by the switching elements S 2 a and S 2 b. Any range is possible as long as the conductive path between the electrodes can be maintained during the delay time from the current IWE1.
  • a switching element having a small current capacity tends to have a smaller gate input capacity even at the same rated voltage. In other words, less power is required for driving. Therefore, the switching elements S 2 a and S 2 b may be directly driven by the output signal (start command pulse signal) PK of the discharge detection circuit 3. In this case, since the drive circuits 6a and 6b are deleted, the delay time td in the drive circuits 6a and 6b can be reduced.
  • Embodiment 3 As described above, according to the second embodiment, the same operation and effect as those of the first embodiment can be obtained, and in addition, the selection range of usable switching elements can be widened. Embodiment 3.
  • FIG. 13 shows a power supply included in a power supply device for electric discharge machining according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a control circuit.
  • the same reference numerals are given to components that are the same as or equivalent to the configuration shown in Embodiment 2 (FIG. 10).
  • a description will be given mainly of a portion relating to the third embodiment. That is, the power supply control circuit according to the third embodiment drives and controls the switching elements S la, S ib, S 2a, and S 2b in the power supply device for electric discharge machining shown in the first embodiment (FIG. 1). Circuit.
  • the components include, in addition to the configuration shown in the second embodiment (FIG. 10), drive circuits 7a and 7b, a numerical control device 8, and a switch '9. Has been added.
  • the input signals of the drive circuits 7a and 7b are the start command pulse signals PK output from the discharge detection circuit 3, as in the drive circuits 6a and 6b.
  • the output of the drive circuit 6a (drive pulse signal PD 2) and the output of the drive circuit 7a (drive pulse signal PD 3) are input to the switch 9 as a set.
  • the output of the drive circuit 6 b (drive pulse signal PD 2) and the output of the drive circuit 7 ab (drive pulse signal PD 3) are input to the switch 9 as a set.
  • the switch 9 selects one of the output (drive pulse signal PD 2) of the drive circuit 6a and the output (drive pulse signal PD 3) of the drive circuit 7a in accordance with an instruction from the external numerical controller 8.
  • To the switching element S 2 a, and select one of the output (drive pulse signal PD 2) of the drive circuit 6 b and the drive circuit 7 ab output (drive pulse signal PD 3) and apply it to the switching element S 2 b Works as follows.
  • the time during which the switching element S 2 a generated by the drive circuits 6 a and 7 a is turned on is a fixed time set in advance, but the drive circuit 6 a and the drive circuit 7 a have the same time.
  • the fixed time is set differently. Therefore, the ON time of the switching element S2a can be changed by switching the drive circuit 6a and the drive circuit 7a with the switch 9 for the ON drive of the switching element S2a.
  • the switching element S 2 a generated by the drive circuits 6 a and 7 a is The driving time is different from each other. .Switch 9
  • the on time of the switching element S 2 b can be changed. Since the switching device 9 is operated by a command from an external numerical controller 8, the ON time of the switching elements S2a and S2b can be variably controlled by the numerical controller 8. '
  • FIG. 13 two drive circuits are provided for one switching element.However, three or more drive circuits having different on-time settings are provided so that the on-time of the switching element can be finely varied. Can be
  • the same operation and effect as those of the second embodiment can be obtained, and in addition, the drive time of the switching element for high-speed operation can be variably controlled.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit provided in a power supply device for electric discharge machining according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the same reference numerals are given to components that are the same as or equivalent to the configuration shown in the second embodiment (FIG. 10).
  • a description will be given mainly of a portion related to the fourth embodiment. That is, the power supply control circuit according to the fourth embodiment drives and controls the switching elements S la, S ib, S 2a, and S 2b in the electric discharge machining apparatus 1 shown in the first embodiment (FIG. 1). Circuit.
  • a configuration example of a recirculation drive system in which low-loss switching elements S1a and Sib are turned on and off with different ON operation times to form various recirculation loops (part 1) It is shown.
  • oscillation control circuits 4 a and 4 b are provided instead of oscillation control circuit 4, A numerical controller (NC) 8 and a machining current ON time setting circuit 11a, 11b are added.
  • NC numerical controller
  • the output of the discharge detection circuit 3 ( ⁇ start command pulse signal PK) is output to the oscillation control circuits 4 a, 4 b, the driving circuit 6a of the switching element S2a (that is, the driving circuit 6a shown in FIG. 10), and the driving circuit 6b of the switching element S2b (that is, the driving circuit 6b shown in FIG. 10). Has been entered.
  • the drive circuit 6 a of the switching element S 2 a (hereinafter simply referred to as “drive circuit 6 a”) responds to the input by the switching element S 2 a. Gate 'outputs drive signal G 2 a.
  • the drive circuit 6 b of the switching element S 2 b (hereinafter simply referred to as “drive circuit 6 b”) receives the start command pulse signal PK from the discharge detection circuit 3 and responds to the start command pulse signal PK. Outputs the gate drive signal G 2 b in response to the signal.
  • the machining current ON time setting circuit 11a sets the machining current ON time according to the instruction of the numerical controller (NC) 8, and gives the set value to the oscillation control circuit 4a.
  • the oscillation control circuit 4a responds to the start command pulse signal PK and sets the machining current ON time designated by the machining current ON time setting circuit 11a to a pulse width.
  • a control pulse signal P1 is generated and supplied to the drive circuit 5a of the switching element S1a (that is, the drive circuit 5a shown in FIG. 10).
  • the drive circuit 5a for the switching element Sla (hereinafter simply referred to as "drive circuit 5a") outputs a gate drive signal Gla to the switching element Sla.
  • the machining current on-time setting circuit 11b sets a machining current on-time different from that of the machining current on-time setting circuit 11a in accordance with the instruction of the numerical controller (NC) 8, and oscillates the set value.
  • Circuit 4b When the start command pulse signal PK is input from the discharge detection circuit 3, the oscillation control circuit 4 b sets the pulse width to the machining current ON time specified by the machining current ON time setting circuit 11 b in response to the input.
  • a control pulse signal P2 is generated and supplied to the drive circuit 5b of the switching element S1b (that is, the drive circuit 5b shown in FIG. 10).
  • the drive circuit 5b of the switching element S1b (hereinafter simply referred to as "drive circuit 5b") outputs a gate drive signal Glb to the switching element S1b.
  • the pulse widths of the control pulse signals PI and P2 are P1 and P2 During the force operation, the case of P1 and P2 and the case of P1> P2 are switched.
  • FIG. 15 is a diagram for explaining the operation principle of the power supply device for discharging power by the power supply control circuit shown in FIG.
  • FIG. 16 is a diagram for explaining the relationship between the gate drive signal output by the power supply control circuit shown in FIG. 14 and the inter-electrode current in the power supply device for electric discharge machining.
  • the control pulse signal P with the pulse width of the machining current ON time set by the machining current ON time setting circuit 11a when the gap can be started to discharge. 1 is output from the oscillation control circuit 4a to the drive circuit 5a.
  • the drive circuit 5a turns on the switching element S1a by the pulse width of the input control pulse signal P1.
  • a control pulse signal P2 having a pulse width of the machining current ON time set by the machining current ON time setting circuit 11b is output from the oscillation control circuit 4b to the drive circuit 5b.
  • the driving circuit 5b turns on the switching element S ib by the pulse width of the input control pulse signal P2, so that the switching element S 1b has a shorter time ⁇ t than the switching element S 1a by a minute time. It is turned on.
  • the switching elements S I a and S 1 b driven by the outputs of the drive circuits 5 a and 5 b perform the ON operation at the same time.
  • the electric discharge machining current IWE flows between the poles in the path of the loop 1 shown in FIG. At this time, the discharge current IWE rises with a slope of (V1-VG) / (L1 + L2), where VG is the gate potential of the switching element, in proportion to the passage of time.
  • the control pulse signal P2 is maintained at a high level and only the control pulse signal P1 is at a low level.
  • the drive circuit 5a turns off the switching element S1a because the control pulse signal P1 goes low.
  • the pulse signal P2 keeps maintaining the high level
  • the drive circuit 5b keeps maintaining the ON operation state of the switching element S1b.
  • the discharge current IWE which has continued to rise, is turned off when the switching element S1a is turned off and the supply from the DC power supply V1 is cut off.However, the induction of the floating inductances LI, L2 in the circuit occurs. By action, it tries to keep flowing along the path of the loop 2 A shown in FIG. 15 with a slope of one VG / (L 1 + L 2). In this process, since the control pulse signal P2 becomes low level, the drive circuit 5b turns off the switching element S1b.
  • the steady loss in the switching element S1b increases by the extension of the pulse width by the infinitesimal time ⁇ t, but as in the second embodiment, the switching element S2a , S 2 b perform high-speed operation, so that switching elements S 1 a and S 1 b can use elements such as IGBT.
  • IGBTs generally do not have an on-resistance that is structurally present in MOS-FETs and the like, so that loss in the steady state (on-state) is small and increase in loss due to pulse width extension can be effectively suppressed.
  • the switching elements S 2 a and S 2 b are already in the off state during the extension period of the short time ⁇ t, the switching time of the short time ⁇ t is high even when the MOS-FET of high-speed response is used. There is no increase in loss due to extension.
  • the on and off operations of the switching elements S 2 a and S 2 b during the minute time ⁇ t in the above operation description are reversed, and the path indicated by the loop 2 A shown in FIG. Just becomes the path of loop 2B, and the trapezoidal wave shown in Fig. 15 is obtained in the same way.
  • (1) shows the gate drive signal G1.
  • (2) shows the gate 'drive signal G2.
  • (3) shows the gap current IWE.
  • the left gate and the drive signal G1, & 2? 2 1 + At (pattern 1).
  • P 1 P 2 + m t (pattern 2).
  • Both signals have trapezoidal waveforms in the same manner as the gap signal IWE.
  • the switching elements S la and S ib When the path of the return loop is fixed with such a trapezoidal waveform, the switching elements S la and S ib have a difference in the ratio between the switching loss and the steady-state loss, so that the loss balance is unbalanced.
  • the switching elements S la and S ib are individually provided with an oscillation control circuit and a processing current ON time setting circuit, the return loop can be alternately switched, and the loss due to the load current of the switching elements can be reduced. It can be distributed in a well-balanced manner without concentration.
  • the input energy per pulse of the intermittent discharge can be increased, and the discharge roaming using a thick wire electrode which requires a large current can be realized. It becomes possible.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit included in a power supply device for electric discharge machining according to a fifth embodiment of the present invention.
  • the same reference numerals are given to components that are the same as or equivalent to the configuration shown in Embodiment 4 (FIG. 14).
  • the description will focus on the parts related to the fifth embodiment. That is, the power supply control circuit according to the fifth embodiment includes the switching elements S 1 a, S ib, S 2 a, and the switching element in the power supply device for electric discharge machining shown in the first embodiment (FIG. 1). This is a circuit for driving and controlling S 2 b.
  • a configuration example (part 2) of a recirculation drive system in which low-loss switching elements S la and S ib are turned on and off with different ON operation times to form various recirculation loops is described. It is shown.
  • the oscillation control circuit 4b and the processing current ON time setting circuit 11b are omitted, and instead, A pulse width extending circuit 13 and a switching circuit 14 are provided.
  • the output of the numerical controller (NC) 8 is given to an oscillation control circuit 4 a and a machining current on-time setting circuit 11 a, and also to a pulse width extending circuit 13 and a switching circuit 14.
  • the output (control pulse signal P 1) of the oscillation control circuit 4 a is given to the pulse width extending circuit 13 and the switching circuit 14.
  • the pulse width extending circuit 13 generates a control pulse signal P 2 in which the pulse width of the input control pulse signal P 1 is extended in accordance with an instruction from the numerical controller (NC) 8, and outputs the control pulse signal P 2 to the switching circuit 14.
  • the switching circuit 14 switches output destinations (switching elements S 1 a, S ib) of the input control pulse signals P 1 and P 2 in accordance with an instruction from the numerical controller (NC) 8. .
  • the generated control pulse signals P1 and P2 have the pulse width P1 ⁇ P2 at all times, but the operation of the switch 14 allows the operation similar to that of the fourth embodiment to be performed. I'm familiar.
  • the control pulse signal P1 having the pulse width of the machining current ON time set by the machining current ON time setting circuit 11a is supplied to the oscillation control circuit 4a. Are output to the pulse width extension circuit 13 and the switching circuit 14 from the output.
  • the extension circuit 13 outputs to the switching circuit 14 a control pulse signal P2 obtained by extending the pulse width of the control pulse signal P1 output from the oscillation control circuit 4a according to a command value from the numerical control device 8.
  • the switching circuit 14 is turned on and off in accordance with a command from the numerical controller 8.
  • the output destinations of the input control pulse signals P 1 and P 2 are switched to one of the drive circuits 5 a and 5 b and output. For example, it is assumed that the control pulse signal P1 is output to the drive circuit 5a and the control noise signal P2 is output to the drive circuit 5b.
  • the drive circuit 5a turns on the switching element S1a by the pulse width of the input control pulse signal P1.
  • the drive circuit 5b turns on the switching element S1b by the pulse width of the input control pulse signal P2.
  • the switching element S 1 b is in the on-operation state for a longer time than the switching element S 1 a for an extended time t, but the control pulse signal P 1 output to the drive circuits 5 a and 5 b by the switching circuit 14. , P2, the switching element S1a can be turned on for a longer time ⁇ t than the switching element S1b.
  • the extended time ⁇ t can be variably controlled by a command from the numerical controller 8.
  • the pulse width extending circuit 13 is provided, the machining current on-time setting circuit 11 b and the oscillation control shown in the fourth embodiment (FIG. 14) are controlled.
  • the circuit 4b can be omitted, and the same operation and effect as in the fourth embodiment can be obtained with a simple configuration.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit provided in a power supply device for electric discharge machining according to a sixth embodiment of the present invention.
  • Embodiment 4 Embodiment 4
  • the power supply control circuit according to the fifth embodiment includes the switching elements S 1 a, S ib, S 2 a, and s in the electric discharge machining device shown in the first embodiment (FIG. 1).
  • 52b is a circuit that drives and controls 52b.
  • a configuration example (part 3) of a recirculation drive system in which various low-loss switching elements S la and S ib are controlled to be turned on and off with different on-operation times to form various recirculation loops is described. It is shown.
  • the machining current ON time setting circuits 12a and 12b are added to the configuration shown in the fourth embodiment (FIG. 14).
  • the output of the numerical control unit (NC) 8 is supplied to the oscillation control circuits 4 a and 4 b and the machining current ON time setting circuits 11 a and 11 b, as well as the machining current ON time setting circuits 12 a and 12b is also given.
  • the machining current ON time setting circuit 12a sets the machining current ON time according to the instruction of the numerical controller (NC) 8, and outputs the set value to the drive circuit 6a.
  • the drive circuit 6a responds to the start command pulse signal PK by setting the pulse width to the machining current ON time designated by the machining current ON time setting circuit 12a.
  • a signal G2a is generated, and the switching element S2a is turned on.
  • the machining current on-time setting circuit 12b sets a machining current on-time different from that of the machining current on-time setting circuit 12a according to the instruction of the numerical controller (NC) 8, and sets the set value to the drive circuit 6.
  • the drive circuit 6b responds to the command pulse signal PK by setting a gate having a pulse width of the machining current ON time specified by the machining current ON time setting circuit 12b. Generates the drive signal G 2 b and turns on the switching element S 2 b.
  • the driving circuits 6a and 6a for the switching elements S2a and S2b are identical to this configuration. According to this configuration, the driving circuits 6a and 6a for the switching elements S2a and S2b
  • the recirculation drive can be performed on the high speed operation side. It is. That is, when only the switching elements S2a and S2b are used while the switching elements S1a and S1b are in the off-operation state, the on-time of the switching elements S2a and S2b is changed. Balancing element load be able to. As a result, the output current energy can be adjusted to some extent even when only the switching element on the high-speed operation side is used, and when using a fine wire of ⁇ 0.2 mm or less, which has a small discharge current tolerance, or when a large current cannot be supplied. Even during finishing, the machining current energy can be adjusted appropriately.
  • the drive response operation is not delayed by the ON time setting of the drive circuits 6a and 6b by the machining current ON time setting circuits 12a and 12b.
  • the sixth embodiment an example of application to the fourth embodiment has been described. However, it goes without saying that the sixth embodiment can be similarly applied to the fifth embodiment.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit provided in a power supply device for electric discharge machining according to Embodiment 7 of the present invention.
  • the power supply control circuit according to the seventh embodiment drives and controls the switching elements S la, S ib, S 2a, and S 2b in the power supply device for electric discharge machining shown in the first embodiment (FIG. 1). Circuit.
  • the configuration is such that the current pulse supplied between the electrodes is switched between a large current peak and a small current peak according to the discharge state (normal discharge, immediate discharge, short circuit) at the start of discharge.
  • An example (part 1) is shown.
  • connection relationship is different from the connection relationship shown in FIG. 14, but the components are the discharge state in the configuration shown in Embodiment 4 (FIG. 14).
  • a discrimination circuit 15 and a current pulse selection circuit 16 are added.
  • the output of the discharge detection circuit 3 is supplied to the oscillation control circuits 4 a and 4 b and also to the discharge state determination circuit 15.
  • the output of the discharge state determination circuit 15 is provided to a current pulse selection circuit 16, and the output of the current pulse selection circuit 16 is provided to oscillation control circuits 4a and 4b.
  • the connection relationship between the oscillation control circuits 4 a and 4 b, the numerical control device 8 and the machining current ON time setting circuit 1 la, lib The configuration is the same as that shown in FIG. 14, except that the output (control pulse signal P 2) of the oscillation control circuit 4 b is given to the drive circuits 5 a and 5 b, and the output ( The control pulse signal P 1) is supplied to the drive circuits 6 a and 6 b.
  • the oscillation control circuit 4b generates a control pulse signal BP having a wide pulse width
  • the oscillation control circuit 4a generates a control pulse signal having a narrow pulse width. Generates signal SP.
  • the discharge state determination circuit 15 processes the information of the preliminary discharge detected by the discharge detection circuit 3 so that the discharge state between the electrodes is a normal discharge state in which a large current is applied. It is determined whether the battery is in an immediate discharge state or a short circuit state.
  • the current pulse selection circuit 16 receives the determination result of the discharge state determination circuit 15 and selects which of the oscillation control circuits 4a and 4b is to output an oscillation command. Specifically, the current pulse selection circuit 16 outputs an oscillation command to the oscillation control circuit 4b when the result of the determination by the discharge state determination circuit 15 indicates a normal discharge state, and the current pulse selection circuit 16 immediately discharges or short-circuits. When indicating the state, an oscillation command is output to the oscillation control circuit 4a.
  • FIG. 20 is a diagram for explaining the operation principle of the discharge power supply device by the power supply control circuit shown in FIG.
  • t d is the no-load time.
  • (1) is an example of a voltage waveform used by the discharge state determination circuit 15 to determine a normal discharge state, an immediate discharge state, and a short-circuit state. Here, an example is shown in which the determination is made according to the length of the no-load time td.
  • (2) shows the generation timing of the control pulse signal SP for driving the switching elements S2a and S2b.
  • (3) shows the generation timing of the control pulse signal BP for driving the switching elements Sla and S1b.
  • (4) shows the waveform of the current pulse supplied between the poles.
  • the pulse widths of the control pulse signals SP and BP are set in advance in the machining current on-time setting circuits 11 a and 11 b as one parameter of the machining conditions of the wire release kneading through the numerical controller 8. ing.
  • the control pulse signal SP, The pulse width of BP is set in a relation of BP> SP. This is determined from the viewpoint of processing speed and wire disconnection prevention.
  • the discharge state discrimination circuit 15 has a large interval between pre-discharges detected by the discharge detection circuit 3 and a long no-load time td of td> 1 ⁇ s to 2 ⁇ s. judge. On the other hand, when the interval between the preliminary discharges detected by the discharge detection circuit 3 is narrow and the no-load time is td (1 ⁇ s to 2 jus), the discharge state determination circuit 15 Judge that it has occurred.
  • the current pulse selection circuit 16 outputs an oscillation command to the oscillation control circuit 4a when the determination result of the discharge state determination circuit 15 indicates an immediate discharge state or a short-circuit state.
  • a good drive signal G 2 a, G 2 b for driving the switching elements S 2 a, S 2 b for high-speed operation is generated by the control pulse signal SP having a narrow pulse width, and the switching element S 2 a , S 2 b is the control pulse signal SP.
  • a current pulse having a small current peak is supplied between the poles in the immediate discharge state or the short-circuit state when the ON operation is performed within the pulse width.
  • the current pulse selection circuit 16 outputs an oscillation command to the oscillation control circuit 4b when the result of the determination by the discharge state determination circuit 15 indicates a normal discharge state.
  • gate drive signals G la and G lb for driving the switching elements S 1 a and S 1 b for low-loss operation are generated by the control pulse signal BP having a wide pulse width, and the switching elements S la and S lb are generated.
  • a large current peak is supplied by the control pulse signal BP having a wide pulse width when a normal discharge occurs between the electrodes, and a pulse width when a short circuit or an immediate discharge occurs.
  • a small current peak is supplied by the narrow control pulse signal SP.
  • the switching elements S1a and SIb excellent in the low loss characteristic are selected, and when the small current peak is supplied, the switching elements S2a and S2b excellent in the high speed operation characteristic are selected.
  • the normal discharge occurrence ratio is about 1/3 to 1Z2, so even if the discharge frequency is 100 kHz, However, the frequency of occurrence of a normal discharge requiring a large current peak is 50 kHz or less. Therefore, in the seventh embodiment, when the current pulse to be supplied is switched according to the discharge state at the start of the discharge between the electrodes, a switching element having low loss is generated when a normal discharge that is unsuitable for high-frequency operation occurs. High current peaks can be supplied using S1a and S1b.
  • the switching element S 2 a which is excellent in high speed operation and can support high frequency operation S2b was used to supply a small current peak.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of a power supply control circuit included in a power supply device for electric discharge machining according to an eighth embodiment of the present invention.
  • the same reference numerals are given to components that are the same as or equivalent to the components shown in the seventh embodiment (FIG. 19).
  • the part related to the seventh embodiment will be mainly described. That is, the power supply control circuit according to the eighth embodiment drives and controls the switching elements S la, S ib, S 2a, and S 2b in the electric discharge machining power supply and the apparatus shown in the first embodiment (FIG. 1). Circuit.
  • a configuration is used in which the current pulse supplied between the electrodes is switched between a large current peak and a small current peak according to the discharge state (normal discharge, immediate discharge, short circuit) at the start of discharge. An example (part 2) is shown.
  • a current pulse stop circuit 17 is provided instead of the current pulse selection circuit 16. However, the output of the current pulse stop circuit 17 is given only to the oscillation control circuit 4b.
  • the current pulse stop circuit 17 outputs an oscillation stop command to the oscillation control circuit 4b when the determination result of the discharge state determination circuit 15 indicates an immediate discharge state or a short-circuit state.
  • the current pulse stop circuit 17 does nothing if the result of the determination by the discharge state determination circuit 15 is a normal discharge.
  • FIG. 22 is a diagram for explaining the operation principle of the power supply device for discharging by the power supply control circuit shown in FIG. The contents of each item in FIG. 22 are as described in FIG.
  • the discharge state determination circuit 15 determines that a normal discharge has occurred when the interval of the preliminary discharge detected by the discharge detection circuit 3 is wide and the no-load time td is long (1> 15 to 23). On the other hand, when the interval between the pre-discharges detected by the discharge detection circuit 3 is narrow and the no-load time is td (1 ⁇ s to 2 ⁇ s), the discharge state determination circuit 15 is short-circuited or immediately discharged. Is determined to have occurred.
  • the current pulse stop circuit 17 outputs an oscillation stop command to the oscillation control circuit 4b when the determination result of the discharge state determination circuit 15 indicates an immediate discharge state or a short circuit state. Therefore, when the state of the preliminary discharge detected by the discharge detection circuit 3 is normal discharge, the oscillation control circuits 4a and 4b operate sequentially as described in the fourth embodiment (FIG. 14). Therefore, the switching elements S la and S ib having low loss and the switching elements S 2a and S 2b excellent in high-speed operation are sequentially driven.
  • the loss is low when a normal discharge that is unsuitable for high-frequency operation occurs.
  • Supplying large current peaks using switching elements S1a and Sib, and supplying small current peaks using switching elements S2a and S2b, which have excellent high-speed response, are sequentially selected. I did it.
  • the low-loss switching elements S 1 a and S 1 By stopping the operation of b, small current peaks can be supplied using only the switching elements S2a and S2b which are excellent in high-speed operation and can support high-frequency operation.
  • the present invention is suitable for use as a power supply device for a wire discharge machine of a wire electric discharge machine that performs wire electric discharge machining at high current and at high speed.

Landscapes

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Abstract

この発明では、電極と前記電極に所定間隔を置いて対向配置される他方の電極としての被加工物との間である極間（１０５）に放電パルス電流を供給するスイッチング回路を備える放電加工用電源装置において、前記スイッチング回路を、前記極間（１０５）での放電開始に応答して発生する所定パルス幅の制御パルス信号（ＰＣ）を並列に受ける２つのスイッチング回路、すなわち、高速動作に適したスイッチング素子を含むスイッチング回路（６ａ，Ｓ２ａ）（６ｂ，Ｓ２ｂ）と、低速動作に適したスイッチング素子を含むスイッチング回路（５ａ，Ｓ１ａ）（５ｂ，Ｓ１ｂ）とで構成し、大電流かつ高速動作に対応するワイヤ放電加工の効率向上を図る。

Description

明 細 書 放動ロェ用電源装置 技術分野
この発明は、 ワイヤ電極と他方の電極である被加工物との間 （以下 「極間」 と いう） に放電を生じさせて被加工物をワイヤ放電加工するワイヤ放電加工装置で 用いる放電加工用電源装置に関し、 特に大電流かつ高周波数に対応したワイヤ放
«ΛΡェを行うワイヤ放動 pェ装置で用いる放 m¾iェ用霞原装置に関する。 背景技術
(ワイャ放電加工に関する公知技術）
無負荷時間の長さに代表される極間の状態に応じて、 大小電流パルスを極間に 印加することで、 ワイヤ断線を防止しながら高速にワイャ放 S ^ェが行えること は周知の技術である。 一方、 ワイヤ放 ！ェにおける繰り返し周波数は、 6 0 k H z〜l 0 0 k H z程度であるが、 大小 2種類の電流パルスを印加した場合、 各 電流パルスの発生比率が例えば大電流パルスは 5 0 %、 小電流パルスは 5 0。/。程度 となり、 大電流パルスの繰り返し周波数は、 3 0〜 5 0 k H zになる。
一般に、 予備放電パルスの無負荷電圧の長さに応じて大小の各電流パルスの電 流ピークを変更する場合には、 電圧印加からの無負荷時間が 2 μ s以内では小電 流パルス （短絡、 即放電） で制御し、 電圧印加からの無負荷時間が 2 μ s以上で は大電流パルス （正常放電） で制御すると、 正常放電の発生比率は、 おおむね全 パルス数の約 1 / 2〜 1 / 3程度の値となる。 また、 短絡ゃ即放電では、 スラッ ジの発生が加工液の流通の影響等によって時間集中や位置集中となりやすく、 ス ラッジの発生が放電集中の場合には繰り返し周波数が高くなる。
(スィツチング素子に関する公知技術）
第 1図は、 定格容量の異なるスィツチング素子のスィツチング応答時間に関す る特性データの一覧を示す図である。 第 1図では、 スイッチング素子として、 3 つの電界効果トランジスタ （以下 「FET」 という） 1〜3と、 1つの絶縁ゲー トバイポーラトランジスタ （以下 「I GBT」 という） と、 1つの I GBTモジ ユールとが示され、 それぞれについて、 「容量」 「ゲート入力容量」 「ターン ' オン時間」 「ターン 'オフ時間」 「最小パルス幅」 が示されている。
F E T 1は、 「容量」 が 500 V, 3 A、 「ゲート入力容量」 が 330 p F、 「ターン ·オン時間」 が 25 n s、 「ターン ·オフ時間」 が 50 n s、 「最小パ ルス幅」 が 77 n sである。 FET2は、 「容量」 が 500 V， 1 OA, 「ゲー ト入力容量」 が 1050 p F、 「ターン'オン時間」 が 85 n s、 「ターン 'ォ フ時間」 は 1 35 n s、 「最小パルス幅」 は 210 n sである。 F E T 3は、 「容量」 が 500V, 3 OA, 「ゲート入力容量」 が 2800 p F、 「ターン ' オン時間」 が 172 n s、 「ターン ·オフ時間」 は 300 n s、 「最小パルス 幅」 は 472 n sであ 。
I GBTは、 「容量」 が 600V, 75A、 「ゲート入力容量」 が 4100 p F、 「ターン 'オン時間」 が 6.00 n s、 「ターン 'オフ時間」 は 800 n s、 「最小パルス幅」 は 1400 n sである。 I GBTモジュールは、 「容量」 が 6 00 V, 40 OA, 「ゲート入力容量」 が 20000 p F、 「ターン ·オン時 間」 が 700 n s、 「ターン ·オフ時間」 は 1100 n s、 「最小パルス幅」 は 1800 n sである。
一般的に、 スイッチング素子は 定格電圧、 定格電流の容量が大きくなるほど スイッチング応答時間が遅くなる傾向にある。 そして、 第 1図に示すように、 一 般的に同じ定格電圧でも電流容量の小さいスイッチング素子の方がゲート入力容 量が小さくなる傾向にある。 つまり、 駆動に必要な電力も少なくて済むようにな つてくるので、 スィツチング素子の動作をより高速にすることができる。
スイッチング素子のうち、 ON抵抗が小さく、 発熱の少ない素子は、 ゲート入 力容量が大きいため、 高速動作ができない。 また、 ゲート入力容量が小さく高速 動作可能な素子は、 ON抵抗が大きく最大電流容量が小さいことに加え、 発熱量 が大きいので、 素子の冷却にコストがかかり、 スペースが大きくなる等の問題が
¾>¾0
(放電加工用電源装置の具体的な従来例）
第 2図は、 従来の放電加工用電源装置の構成例を示す回路図である。 第 3図は、 第 2図に示す加工放電用電源部 101のスィツチング素子 S 11 a, S 11 bを 駆動制御する電源制御回路の構成を示すプロック図である。
第 2図において、 放電力卩ェ部 100には、 ワイヤからなる電極 Eと他方の電極 である被加工物 Wとが適宜な間隔を置レ、て対向配置されている。 この放電加工部 100に対し、 加工放電用電源部 101と予備放電用電源部 102とが設けられ ている。
加工放電用電源、部 101は、 可変の直流電源 VI 1と、 スイッチング素子 （例 えば F ET) S 11 a, S l l bと、 ダイォード D l l， D 12, D 13, D 1 4とを備えている。 予備放電用電源部 102は、 可変の直流電源 V 21と、 スィ ツチング素子 （例えば F ET) S 21と、 抵抗器 R 21と、 ダイオード D 21， D22とを備えている。
加工放電用電源部 101では、 直流電源 V 11の正極端には、 ダイォード D 1 1の力ソード電極とスイッチング素子 S 11 aのソース電極とが接続されている。 また、 直流電?原 VI 1の負極端には、 スイッチング素子 S 11 bのソース電極と ダイオード D 12のァノード電極とが接続されている。
スィツチング素子 S 11 aのドレイン電極は、 ダイォード D 12のカソード電 極とダイオード D13のアノード電極とに接続され、 ダイオード D13のカソー ド電極は、 被加工物 Wに接続されている。 ダイオード D 13の力ソード電極と被 加工物 Wとの接続ラインには、 浮遊インダクタンス L 11が存在している。
スィツチング素子 S 11 bのドレイン電極は、 ダイォード D 11のアノード電 極とダイオード D 14の力ソード電極とに接続されている。 ダイオード D 14の アノード電極と電極 Eとの接続ラインには、 浮遊インダクタンス L12が存在し ている。 また、 予備放電用電源部 102では、 直流電源 V 21の正極端には、
ング素子 S 21のソース電極が接続され、 スィツチング素子 S 21のドレイン電 極は、 抵抗器 R 21を介してダイォード D 21のァノード電極に接続されている。 ダイォード D 21のカソード電極は、 被力卩ェ物 Wに接続されている。 ダイォード D 21のカソード電極と被加工物 Wとの接続ラインには、 浮遊ィンダクタンス L 21が存在している。
また、 直流電源 V 21の負極端には、 ダイォード D 22のカソード電極が接続 され、 ダイォード D22のァノード電極は、 電極 Eに接続されている。 ダイォー ド D22のアノード電極と電極 Eとの接続ラインには、 浮遊インダクタンス L 2 2が存在している。 ダイオード D 21の力ソード電極と被加工物 Wとの接続ライ ンと、 ダイォード D 22のァノード電極と電極 Eとの接続ラインとの間には、 浮 遊容量 C 11が存在している。
第 3図に示すように、 加工放電用電源部 101のスィツチング素子 S 11 a, S 11 bを駆動制御する電源制御回路は、 電極 Eと被加工物 Wとの間である極間 (W-E) 105に放電電流が流れるのを検出する放電検出回路 13と、 放電検 出回路 13から開始指令パルス信号 PKを受ける発振制御回路 14と、 発振制御 回路 14から制御パルス信号 PCが並列に入力されるドライブ回路 15 a， 15 bとを備えている。 スイッチング素子 S 11 a， S l l bは、 ドライブ回路 15 a , 15 bから駆動パルス信号 P Dを受けて極間 （W— E) 105に加工パルス 信号 PSを印加するようになっている。
次に、 第 2図〜第 4図を参照して、 従来の放電加工用電源装置の動作について 説明する。 なお、 第 4図は、 第 1図に示す従来の放電加工用電源装置の動作原理 を説明する図である。
まず、 第 2図、 第 3図に示されている符号の意味を説明する。 第 2図において、 浮遊容量 C 11から放動 Pェ部 100に向かう電流 IWE10は、 放電開始電流である。 加工放電用電源部 101から放動ロェ部 100に向かう電流 IWE11は、 放動ロェ電 流である。 予備放電用電源部 102から放電加工部 100に向かう電流 IWE22は、 放電維持電流である。 ネ劾ロェ物 Wから電極 Eに向かう電流 IWEは、 極間電流である。 また、 WEは、 極間電圧である。
また、 第 3図において、 t k , t c， t d . t sは、 それぞれ、 各回路で入力 を受けて所望の信号を発生出力する処理に要する時間 （遅延時聞） を示し、 t r は、 それらを総和した遅延時間である。 つまり、 遅延時間 t rは、 放電検出回路 1 3が放電加工部 1 0 0の極間 （W—E) 1 0 5での放電発生を検出してからス ィツチング素子 S l l a , S l l bが極間 （W— E) 1 0 5に加工パルス P Sを 印加できるまでの時間である。 なお、 極間 （W— E) 1 0 5は、 以降、 単に極間 と表記する。
さて、 第 2図、 第 3図において、 電極 Eと被加工物 Wとの間である極間が放電、 短絡していない状態で、 予備放電用電源部 1 0 0のスイッチング素子 S 2 1がォ ンすると、 直流電源 V 2 1の電圧が極間に現れる。 同時に、 回路中の浮遊容量 C 1 1は、 直流電源 V 2 1の電圧まで充電される。 なお、 電極 Eと被加工物 Wとの 間の距離は、 放電が発生するように、 図示していない数値制御装置とサーボ駆動 制御装置によって制御されている。
直流電源 V 2 1の出力電圧によって極間に放電が発生すると、 まず、 回路中の 浮遊容量 C 1 1に蓄電されていた電荷が極間にコンデンサ放電され、 放電開始電 流 IWE10が流れる。 これによつて、 極間には導電路が形成される。 この導電路を維 持しておくためには、 回路中の浮遊容量 C 1 1の電荷が放電しきった後も極間に 電流を流し続けておかなければならないので、 スィツチング素子 S 2 1はオンし たままにしておく。
その結果、 直流電源 V 2 1→スィツチング素子 S 2 1→抵抗器 R 2 1 "→ダィォ ード D 2 1—回路中の浮遊ィンダクタンス L 2 1→被加工物 W→電極 E→回路中 の浮遊ィンダクタンス L 2 2→ダイォード D 2 2 直流電源 V 2 1の経路で放電 維持電流 IWE22が流れ、 極間に形成された導電路が維持される。 このとき、 放電維 持電流 IWE22は、 抵抗器 R 2 1を通して流れるので、 放電維持電流 IWE22の最大値 は、 抵抗器 R 2 1によって IWE22 (max)=V 2 1 /R 2 1に制限される。 したがって、 この放電維持電流 IWE22は、 比較的電流値が小さく、 加工エネルギーとしても弱い ため、 大電流の放電加工電流 IWE11を流すための予備放電電流の役割を持っている。 極間に流そうとする大電流の放動ロェ電流 IWE11は、 次のように、 放電発生と同時 に極間に現れてくるこの放電維持電流 IWE22によって放電発生を検知し、 検知した 時刻 t 0からある時間 t rだけ遅れて極間に出力されるようになっている。
すなわち、 放電検出回路 1 3は、 極間に放電が発生したことによって極間電圧 VWEが低下したことを検出し、 発振制御回路 14に大電流出力の開始指令パルス信 号 PKを出力する。 発振制御回路 14は、 極間の加工状態によって設定されるパ ルス幅の制御パルス信号 p Cをドライブ回路 15 a， 1 5 bに出力する。 ドライ ブ回路 15 aは、 発振制御回路 14で設定されたパルス幅を持つ駆動パルス信号 PDによってスイッチング素子 S 1 1 aをオン駆動する。 同時に、 ドライブ回路 15 bは、 同様に駆動パルス信号 PDによってスィツチング素子 S l i bをオン 駆動する。
ここで、 スィツチング素子 S 1 1 a， S l l b, S 21が全てオン動作状態に なると、 電圧の異なる複数の直流電源が接続された回路が形成されることになる。 この場合には、 サージ電圧を含む電位差によって回路中の素子が破壊されるおそ れがある。 そこで、 スイッチング素子 S 1 1 a， S 11 bをオンするときには、 安全策としてスィツチング素子 S 21はオフするようにする。
加工放電用電源部 101では、 スィツチング素子 S 11 a, S l l bが同時に オン動作することによって、 直流電?原 VI 1→スイッチング素子 S 1 1 a—ダイ ォード D 1 3→回路中の浮遊ィンダクタンス L 1 1→被加ェ物 W→電極 E→回路 中の浮遊ィンダクタンス L 1 2→ダイォ一ド D 14→スィツチング素子 S l i b →直流電源 V 11の経路で大電流の放電加工電流 IWE11が流れる。
ドライブ回路 15 a, 15 bは、 発振制御回路 14からの制御パルス信号 PC が無くなると、 それぞれスィツチング素子 S 11 a, S l l bをオフ駆動する。 このとき、 放 ¾¾ェ電流 IWE11は、 回路中の浮遊インダクタンス L 11, L 1 2の 誘導作用により回路中を流れ続けようとする。 その結果、 回路中の浮遊 タンス L 1 1—被加工物 W→電極 E→回路中の浮遊ィンダクタンス L 12→ダイ ォード D 14→ダィォ一ド D 1 1→直流鼈源¥ 1 1の経路で放動 Qェ電流 IWE11が 直流電源 VI Iに帰還し、 回生される。
次に、 第 4図において、 極間電圧 VWE (1) は、 スイッチング素子 S 21 (3) がオン動作することによってある電圧 （直流電源 V21の電圧） になり、 コンデ ンサ C 1 1が充電される。 放電開始時刻 t 0にてコンデンサ C 1 1の放電による 放電開始電流 IWE10 (2) が流れ始めると、 極電圧 VWE (1) は、 低下を始める。 また、 放電維持電流 IWE22 (4) 力 浮遊インダクタンス L 21， L 22の影響を 受けて V21Z (L21+L22) の立ち上がり傾きを持って流れ始める。
極間電圧 VWE ( 1 ) は、 放電開始時刻 t 0から時間 t kを経過した後のある時刻 にて最低の放電電圧 V aに到達し、 以降、 その放電電圧 V aを維持する。 放電維 持電流 IWE22 (4) は、 放電開始電流 IWE10 (2) がピーク値を過ぎた当たり （放 電開始時刻 t 0から時間 t kを経過した後のある時刻） にて、 所定値 (IWE22(raax)=V2 l/R 21) に到達する。 そして、 放電開始時刻 t Oから時 間 t rを経過すると、 スイッチング素子 S 1 1 a, S 1 1 bであるスイッチング 素子 S 1 1 (8) がオン動作を行うので、 その時間 t rを経過するまで、 スイツ チング素子 S 2 1. (3) はオン動作状態を,維持するようになっている。 したがつ て、 放電維持電流 IWE22 (4) は、 スイッチング素子 S 21 (3) がオン動作をし ている時間 t r内、 その所定値 (IWE22(max)=V21/R21) を維持する。
放電開始時刻 t 0力、ら時間 t kを経過したとき、 放電検出回路 13が極間電圧 VWE (1) の所定値以下低下を検出して開始指令パルス信号 PK ( 5) を発生する。 この開始指令パルス信号 ΡΚ (5) は、 スイッチング素子 S 21 (3) がオン動 作をしている時間 t rを大きく超えた時間内出力される。 次いで、 放電開始時刻 t 0力、ら時間 （t k + t c) を経過したとき、 発振制御回路 14が制御パルス信 号 PC (6) を発生する。 この制御パルス信号 PC (6) は、 時間 （t d+ t s) の時間内出力される。
次いで、 放電開始時刻 t 0から時間 （ t k + t c + t d ) を経過したとき、 ド ライブ回路 15 a， 15 bが駆動パルス信号 PD (7) を発生する。 この駆動パ ルス信号 PD (7) の発生期間は、 制御パルス信号 PC' (6) の発生期間と同じ である。 最後に、 放電開始時刻 t 0から時間 （ t k + t c + t d + t s ) を経過 したとき、 つまり、 放電開始時刻 t 0から時間 t rを経過したとき、 スィッチン グ素子 S 11 a, S 11 bであるスイッチング素子 S 11 (8) がオン動作を行 レ、、 加工パルス信号 P Sが出力される。 スイッチング素子 S 11 (8) がオン動 作を行う期間は、 駆動パルス信号 PD (7) の発生期間と同じである。
スィツチング素子 S 11 (8) がオン動作を行うと、 放電加工電流 IWE11 ( 9 ) が流れ始める。 放動!]工電流 IWE11 (9) は、 浮遊インダクタンス L 11, L 12 を通して流れるので、 スイッチング素子 S 11 (8) がオン動作状態にある期間 内、 VI 1/ (LI 1+L12) の傾きを持って上昇を続ける。 通常、 直流電源 V 11の電圧の方が直流電源 V 21の電圧よりも 2〜 3倍高いので、 放電加工電 流 IWE11 (9) の立ち上がりの傾きは、 放電維持電流 IWE22 (4) の立ち上がりの 傾きよりも急峻になる。 放電加工電流 IWE11 (9) は、 スイッチング素子 S 11 (8) がオフ動作を行うと、 下降に転じる。
結局、 極間電流 IWE (10) は、 IWE= IWE10+ IWE22+ IWE11となる。 つまり、 最初の放電開始電流 IWE10 (2) と、 最終的な大電流の放電加工電流 IWE11 (9) との時間差の間を、 予備放電用電源部 102から出力される放電維持電流 IWE22 (4) にてつなげている。 これによつて、 極間電流 IWE (10) が途切れることな く、 極間の放電状態を維持しながら繰り返し放動!]ェが行えることになる。
ここで、 スィツチング素子 S 11 a, S 11 bとして、 第 1図に示した FET 2を使用した場合、 放電開始時刻 t 0力ゝら放動ロェ電流 IWE11が極間に現れるまで の遅延時間 t rは、 通常 410 n s程度である。 また、 放電開始電流 IWE10のコン デンサ放電のパルス幅は、 360 n s程度である。 この間の時間 60 n sは、 こ のままでは放電が途切れる危険性あるが、 前述のように放電維持電流 IWE22が流れ るので、 極間電流 IWEが途切れることはない。
しかしながら、 上述した従来の放電加工用電源装置では、 放電維持電流 IWE22の 上限値が抵抗器 R 2 1で制限されている。 また、 回路中の浮遊 ^
2 1 , L 2 2によって過渡状態の初期段階では電流値が低い。 そのために、 放電 発生後に形成された極間の導電路が維持できず、 放 ロェ電流 IWE11の投入に失敗 することがあるという問題がある。
特に、 大型のワイヤ放電加工装置では、 当該ワイヤ放電加工装置内の放電加工 部における極間と電源装置との距離が長くなるので、 その間を結ぶ給電ケーブル も長くなる。 その結果、 回路中の浮遊インダクタンスが大きくなり、 放電開始電 流 IWE10が消滅した後も放電維持電流 IWE22が立ち上がってこなレ、場合があるので、 極間に形成されて！/、た導電路が絶たれてしまうことが起こる。
また、 抵抗器 R 2 1においても抵抗卷線によるインダクタンス成分が存在し、 必要な抵抗値を得るためにインダクタンスも大きくなる。 このように、 抵抗器の ィンダクタンスが大きくなる場合には、 さらに放電維持電流 IWE22の立ち上がりを 妨げることになる。 また、 最初の放電開始電流 IWE10は、 コンデンサ放電による 電流であり、 実際には振動成分を含んでいる。 そのため、 予め放電維持電流 IWE22 の最大値を多少大きくしていたとしても、 この振動の負側の成分によって放電維 持電流 IWE22が相殺されてしまい、 極間に形成されていた導電路が絶たれてしまう こともある。 .
このように放電加工電流 IWE11を投入する以前に放電開始電流 IWE10によって確 保された極間の導電路が絶たれてしまうと、 予備放電電流である放電維持電流 IWE22によって安定して放電加工電流 IWE11を極間に供給するという作用が得られ ないので、 放電加工においては様々な障害が発生する。
すなわち、 極間の導電路が絶たれている状態では、 加工放電電源部 1 0 1の出 力端が開放状態であるので、 放電加工電流 IWE11は流れない。 この場合には正常な 放 m¾Qェが行われない。 このような状態の発生頻度が高くなると、 有効な放電回 数が低下してしまう。 その結果、 本来得られるはずの加工速度が得られなかった り、 それ以上の加工速度の向上を図ることができなくなってしまうとレヽぅ問題が また、 直流電源 v i lの電圧は、 短時間に大電流を出力するために、 通常は直 流電源 V 2 1の電圧よりも 2〜3倍程度高くしてあるが、 極間に導電路がなく開 放状態となった場合は、 この直流電源 V I 1の高電圧が極間に印加された状態と なる。 その結果、 この高電圧によって新たに放電が発生し、 予備放電なく突然大 電流が極間に流れることになる。 その結果、 ワイヤ電極が細い場合には断線する ことが起こる。 ワイヤ電極に断線が発生しなくても加工面が粗くなつて加工精度 が悪ィ匕する原因となり、 安定した放電加工特性を得ることができない等の問題が あ 。
上述のような問題については、 特公平 5— 9 2 0 9号公報 （ワイヤカツト放電 カロェ装置用電源） においても同様の指摘がなされ、 その解决策として、 インダク タンスとコンデンサを直列接続した回路を極間と並列に設けて放電発生後の極間 の導電路を維持し、 すなわち放電状態を安定に持続させ、 加工効率の低下を防止 する技術が開示されている。 しかしながら、 この措置では、 結果的に極間に余分 なコンデンサを付加するので、 例えば電源装置側からみた電気容量が回路中の浮 遊容量と合わせて増大してしまい、 出力電圧を極間に印加した場合の立ち上がり 時定数が大きくなり、 極間電圧の立ち上がりが遅くなつてしまう。 このため、 放 電を発生させるまでの電圧印加時間が長くなるので、 有効な放電回数が減少し、 加工効率が充分に向上できなレヽ欠点がある。
また、 上記特公平 5— 9 2 0 9号公報に開示されたワイヤ力ット放動ロェ装置 用電源では、 付加するインダクタンスとコンデンサの値により、 固有の振動周波 数を得ているが、 近年の放電加工用電源装置では、 極間に印加する電圧の極性を 交互に入れ替えて発振出力していく両極性タイプのものが主流となってきている。 この場合には、 付加されたコンデンサは、 少なくとも電圧印加の発振周波数によ つて充放電動作を繰り返すことになる。 高周波用途のコンデンサであっても誘電 損失は存在する。 したがって、 上記特公平 5— 9 2 0 9号公報に開示された技術 では、 電圧印加の発振周波数に制限を加えるだけでなく、 誘電損失よる発熱も伴 レ、、 供給エネルギーの損失も発生してしまう問題がある。 (この発明に対する先行例）
この発明は、 高速加工に必要な大電流と高周波化とを両立可能に実現するもの である。 この点に関する先行例としては、 例えば、 特開平 1 1— 4 8 0 3 9号公 報 （放動 flェ機の放動 tlェ電源装置） 、 特開昭 6 4—1 1 7 1 3号公報 （放電加 ェ電源） および特開平 8— 1 1 8 1 4 7号公報 （ワイヤ放電加工機の放電加工電 源制御装置） を挙げることができる。
特開平 1 1一 4 8 0 3 9号公報 （放動ロェ機の放電加工電源装置） と特開昭 6 4 - 1 1 7 1 3号公報 （放電加工電源） とは、 加工間隙に大電流を供給する技術 を開示しているが、 回路の効率や熱損失についての検討はなされていない。 すな わち、 大電流を供給した場合の熱損失やスイッチング効率を改善するために、 電 流容量の大きい低損失特性に優れるスィツチング素子を使用すると、 ゲート入力 容量が大きく、 ターン電流の立ち上がり特性が悪ィヒし、 アーク切れが発生しやす くなり、 ワイヤ断線が頻発するという問題がある。
また、 特開平 8— 1 1 8 1 4 7号公報 （ワイヤ放電加工機の放電加工電源制御 装置） では、 大中小の 3種類の電流パルスを印加することで、 ワイヤ断線の防止 をより確実にする技術が開示されている。 し力 し、 同一のスイッチング素子とド ライブ回路とで構成しているため、 例えば、 φ 0 . 3 5等の太いワイヤ電極を使 用する場合、 電流ピークの増加に対応するためには、 スイッチング素子の並列数 を増やす必要があり、 コストが増大する、 電源装置の小型ィヒが図れないという問 題がある。
要するに、 上記の先行例を含む従来例においては、 大電流は供給できるが、 放 電周波数が高くなると、 スイッチング素子のエネルギー損失が急激に増大し、 ス イッチング素子が熱破壊するという問題がある。 もしくは、 熱破壊はしなくとも、 増大したスィツチングロスから素子を守るためには、 熱変換装置の容量を極端に 増やす必要があり、 コストの低減や電源装置の小型化が図れないという問題があ る。 例えば、 I G B T等の低損失で大電流供給に適したスイッチング素子は、 繰 り返し周波数の高い領域 （例えば 4 0 k H z ) では、 使用が困難である。 小電流 容量スイッチング素子は、 一般的に〇N抵抗が大きいため、 O N時間が長くなる と熱損失が極端に増え、 放熱処理にコストがかかる。
この発明は、 上記に鑑みてなされたもので、 スイッチング回路を 2種類の特性 の異なるスィツチング回路によって構成し、 これによつて大電流かつ高周波数に 対応したワイヤ放電加工を効率よく行うことができ、 併せてスイッチング素子の 数や発熱量を少なくすることができる放電加工用電源装置を得ることを目的とす る。 発明の開示
この発明では、 電極と前記電極に所定間隔を置いて対向配置される他方の電極 としての被加工物との間である極間に放電パルス電流を供給するスィツチング回 路を備える放電加工用電源装置において、 前記極間での放電開始の検出信号に応 答して所定パルス幅の制御パルス信号を発生するパルス幅制御手段を備えるとと もに、 前記スイッチング回路は、 前記制御パルス信号を並列に受ける 2つのスィ ツチング回路であって、 高速動作に適したスイッチング素子を含むスイッチング 回路と、 低速動作に適したスィツチング素子を含むスィツチング回路とで構成さ れることを特 ί敷とする。
この発明によれば、 高速動作に適したスィツチング素子を含むスィツチング回 路と、 低速動作に適したスィツチング素子を含むスイッチング回路とを同一放電 電流パルス発生時間内で、 放電電流が,継続するように順次駆動することができる ので、 大電流かつ高周波の間欠放電議流を発生することができる。 したがって、 大電流かつ高周波数に対応したヮィャ放電加工を効率よく行うことができる。 ま た、 特性の異なるスイッチング素子を用いるので、 素子数を低減でき、 その結果、 発熱量を減らすことができる。
つぎの発明は、 上記の発明において、 前記スイッチング回路は、 前記極間での 放電開始の検出信号を受ける第 1スィツチング回路と、 前記制御パルス信号を受 ける第 2スイッチング回路とで構成され、 前記第 1スイッチング回路は、 高速動 作に適したスィツチング素子と低速動作に適したスィツチング素子とのいずれか 一方を含むスィツチング回路であり、 前記第 2スィツチング回路は、 低速動作に 適したスィツチング素子を含むスィツチング回路であることを特徴とする。
この発明によれば、 第 1スイッチング回路は、 制御パルス信号を発生する処理 時間分、 第 2スイッチング回路よりも速くスイッチングを行う。 したがって、 よ り高速の動作を実現することができる。 また、 第 1スイッチング回路は、 高速動 作に適したスィツチング素子と低速動作に適したスィツチング素子とのいずれで も用いることができるので、 使用素子の選択範囲を広くすることができる。
つぎの発明は、 上記の発明において、 前記第 1スイッチング回路は、 高速動作 に適したスイッチング素子を含むスイッチング回路である場合には、 前記放電開 始の検出信号が前記高速動作に適したスィツチング素子の制御端に直接印加され ることを特 ί敷とする。
この発明によれば、 第 1スイッチング回路では、 スイッチング素子の駆動手段 を省略することができ、 構成の簡素化が図れる。
つぎの発明は、 上記の発明において、 前記第 1スイッチング回路は、 前記放電 開始の検出信号を受けてパルス幅が互いに異なる駆動パルス信号を発生する複数 の駆動回路と、 外部からの指令に基づき前記複数の駆動回路のいずれか一つが出 力する駆動パルス信号を選択して前記スイッチング素子の制御端に印加する選択 回路とを備えたことを特徴とする。
この発明によれば、 高速動作を行うスィツチング素子の駆動時間を任意に可変 制御することができる。
つぎの発明は、 上記の発明において、 前記スイッチング回路は、 前記放電開始 の検出信号を受ける第 1スィッチング回路と、 前記制御パルス信号を受ける第 2 スイッチング回路とで構成され、 前記第 1スイッチング回路は、 高速動作に適し たスイッチング素子を含むスイッチング回路であり、 前記第 2スイッチング回路 は、 低速動作に適したスイッチング素子を含むスイッチング回路であり、 前記パ ルス幅制御手段は、 前記発生する制御パルス信号のパルス幅を前記第： ング回路において対向するスィツチング素子間で互いに異なる値に制御すること を特徴とする。
この発明によれば、 低速動作に適したスィツチング素子を含むスィツチング回 路を用いて、 間欠放電 1パルス当たりの投入エネルギーが大きレヽ環流ドライブ方 式を実現することができる。 したがって、 大電流を必要とする太線ワイヤ電極つ を用いたワイャ放動ロェが可能となる。
つぎの発明は、 上記の発明において、 前記パルス幅制御手段は、 前記対向する スイッチング素子の一方が導通状態になる期間を与える第 1パルス幅に設定した 制御パルス信号を発生し、 前記一方のスィツチング素子の駆動手段に与える第 1 設定手段と、 前記対向するスイッチング素子の他方が導通状態になる期間を与え る前記第 1パルス幅とは異なる値の第 2パルス幅に設定した制御ノ、。ルス信号を発 生し、 前記他方のスィツチング素子の駆動手段に与える^ 2設定手段とを備えた ことを特徴とする。
この発明によれば、 低速動作に適したスィツチング素子を含むスィツチング回 路において対向するスィツチング素子毎に異なるパルス幅の制御パルス信号を発 生することができる。
つぎの発明は、 上記の発明において、 前記パルス幅制御手段は、 第 1パルス幅 に設定した制御パルス信号を発生する設定手段と、 前記第 1パルス幅を延長した 第 2パルス幅の制御パルス信号を出力する延長手段と、 外部からの指令に従!/、前 記対向するスイッチング素子それぞれを駆動する駆動手段に対し、 それぞれのス ィツチング素子を導通状態にするパルス幅を持つ制御パルス信号として、 前記第 1パルス幅を持つ制御パルス信号と前記第 2パルス幅を持つ制御パルス信号とを 切り替えて出力する切替手段とを備えたことを特徴とする。
この発明によれば、 低速動作に適したスィツチング素子を含むスィツチング回 路において対向するスイッチング素子に対し、 外部からの指令に従って、 異なる パルス幅の制御パルス信号を与えることができる。
つぎの発明は、 上記の発明において、 前記パルス幅制御手段は、 前記対向する スィツチング素子の一方が導通状態になる期間を与える第 1パルス幅に設定した 制御パルス信号を発生し、 前記一方のスィツチング素子の駆動手段に与える第 1 設定手段と、 前記対向するスィツチング素子の他方が導通状態になる期間を与え る前記第 1パルス幅とは異なる値の第 2パルス幅に設定した制御パルス信号を発 生し、 前記他方のスイッチング素子の駆動手段に与える第 2設定手段とを備え、 さらに、 前記第 1スィツチング回路において対向するスィツチング素子のそれぞ れを導通状態にする期間を与えるパルス幅を設定する設定手段を備え、 前記第 1 スィツチング回路において対向するスィツチング素子のそれぞれを駆動する駆動 手段は、 前記放電開始の検出信号を受けて、 前記設定手段が設定したパルス幅を もつ駆動パルス信号を発生しそれぞれのスィツチング素子を駆動することを特徴 とする。
この発明によれば、 高速動作に適したスィツチング素子を含むスィツチング回 路において対向するスィツチング素子のそれぞれを駆動する駆動手段は、 適切に 設定されたパルス幅をもつ駆動パルス信号を発生しそれぞれのスイツチング素子 を駆動することができるので、 素子の負荷バランスを採ることができる。
つぎの発明は、 上記の発明において、 前記パルス幅制御手段は、 第 1パルス幅 に設定した制御パルス信号を発生する第 1設定手段と、 前記第 1パルス幅を延長 した第 2パルス幅の制御パルス信号を出力する延長手段と、 外部からの指令に従 い前記対向するスィツチング素子それぞれを駆動する駆動手段に対し、 それぞれ のスイッチング素子を導通状態にするパルス幅を持つ制御パルス信号として、 前 記第 1パルス幅を持つ制御パルス信号と前記第 2パルス幅を持つ制御パルス信号 とを切り替えて出力する切替手段とを備え、 さらに、 前記第 1スイッチング回路 において対向するスイッチング素子のそれぞれを導通状態にする期間を与えるパ ルス幅を設定する第 2設定手段を備え、 前記第 1スィツチング回路において対向 するスイッチング素子のそれぞれを駆動する駆動手段は、 前記放電開始の検出信 号を受けて、 前記第 2設定手段が設定したパルス幅をもつ駆動パルス信号を発生 しそれぞれのスィツチング素子を駆動することを特徴とする。 この発明によれば、 高速動作に適したスィツチング素子を含むスィツチング回 路において対向するスィツチング素子のそれぞれを駆動する駆動手段は、 適切に 設定されたパルス幅をもつ駆動パルス信号を発生しそれぞれのスィッチング素子 を駆動することができるので、 素子の負荷バランスを採ることができる。
つぎの発明は、 上記の発明において、 前記制御パルス信号のパルス幅を放電開 始前に外部から変更設定を行う手段を備えたことを特徴とする。
この発明によれば、 制御パルス信号のパルス幅を放電開始前に外部から変更設 定することができるので、 少なくとも低速動作に適するスィツチング素子のオン 動作期間を外部から任意に設定することができる。
つぎの発明は、 電極と前記電極に所定間隔を置いて対向配置される他方の電極 としての被加工物との間である極間での放電開始に応答して、 第 1パルス幅の制 御パルス信号を発生する第 1パルス幅制御手段、 および前記第 1パルス幅とは異 なる値の第 2パルス幅の制御パルス信号を発生する第 2パルス幅制御手段と、 前 記第 1パルス幅の制御パルス信号を受けて前記極間に放電パノレス電流を供給する スィツチング回路であって、 低速動作に適したスィツチング素子を含む第 1スィ ツチング回路と、 前記第 2パルス幅の制御パルス信号を受けて前記極間に放電パ ルス電流を供給するスィツチング回路であって、 高速動作に適したスィツチング 素子を含む第 2スイッチング回路と、 前記極間での放電開始時の放電状態が、 正 常放電状態と即放電状態と短絡状態とのいずれであるかを判別する放電状態判別 手段と、 前記放電状態判別手段の判別結果が、 正常放電状態を示すときは前記第 1パルス幅制御手段に出力指示を出し、 即放電状態ないしは短絡状態を示すとき は前記第 2パルス幅制御手段に出力指示を出す電流パルス選択手段とを備えたこ とを特徴とする。
この発明によれば、 大電流を印加する正常放電時では、 低速動作に適したスィ ツチング回路を動作させ、 繰り返す周波数が高くなる短絡ゃ即放電時では、 高速 動作に適したスイッチング回路を動作させることができる。 したがって、 大電流 かつ高周波数に対応したワイヤ放電加工を効率よく行うことができる。 また、 特 性の異なるスイッチング素子を用いるので、 素子数を低減でき、 その結果、 発熱 量を減らすことができる。 さらに、 低損失側のスイッチング回路の繰り返し周波 数を 1ノ2〜173に押さえることができるので、 より大電流かつ低損失の素子 (例えば I G B T等） が使用できる。
つぎの発明によれば、 電極と前記電極に所定間隔を置いて対向配置される他方 の電極としての被加工物との間である極間での放電開始に応答して、 第 1パルス 幅の制御パルス信号を発生する第 1パルス幅制御手段、 および前記第 1パルス幅 とは異なる値の第 2パルス幅の制御パルス信号を発生する第 2パルス幅制御手段 と、 前記第 1パルス幅の制御パルス信号を受けて前記極間に放電パルス電流を供 給するスイッチング回路であって、 低速動作に適したスイッチング素子を含む第 1スィツチング回路と、 前記第 2パルス幅の制御パルス信号を受けて前記極間に 放電パルス電流を供給するスィツチング回路であって、 高速動作に適したスィッ チング素子を含む第 2スィツチング回路と、 前記極間での放電開始時の放電状態 、 正常放電状態と即放電状態と短絡状態とのいずれであるかを判別する放電状 態判別手段と、 前記放電状態判別手段の判別結果が即放電状態ないしは短絡状態 を示すとき、 前記第 1パルス幅制御手段に出力停止指示を出す電流パルス停止手 段とを備えたことを特徴とする。
この発明によれば、 大電流を印加する正常放電時では、 高速動作に適したスィ ツチング回路と低速動作に適したスィツチング回路の両回路を動作させ、 繰り返 す周波数が高くなる短絡ゃ即放電時では、 高速動作に適したスイッチング回路の みを動作させることができる。 したがって、 大電流かつ高周波数に対応したワイ ャ放電加工を効率よく行うことができる。 また、 特性の異なるスイッチング素子 を用いるので、 素子数を低減でき、 その結果、 発熱量を減らすことができる。 さ らに、 低損失側のスィツチング回路の繰り返し周波数を 1 Z 2〜1 Z 3に押さえ ることができるので、 より大電流かつ低損失の素子 （例えば I G B T等） が使用 できる。
-つぎの発明によれば、 上記の発明において、 前記制御パルス信号のパルス幅を 放電開始前に外部から変更設定を行う手段を備えたことを特徴とする。
この発明によれば、 制御パルス信号のパルス幅を放電開始前に外部から変更設 定することができるので、 少なくとも低速動作に適するスィツチング素子のオン 動作期間を外部から任意に設定することができる。 図面の簡単な説明
第 1図は、 定格容量の異なるスィツチング素子のスィツチング応答時間に関す る特性データの一覧を示す図であり、 第 2図は、 従来の放電加工用電源装置の構 成例を示す回路図であり、 第 3図は、 第 2図に示す加工放電用電源部のスィッチ ング素子を駆動制御する電源制御回路の構成を示すプロック図であり、 第 4図は、 第 3図に示す電源制御回路による従来の放電加工用電源装置の動作原理を説明す る図であり、 第 5図は、 この発明の実施の形態 1である放電加工用電源装置の主 な構成を示す回路図であり、 第 6図は、 第 5図に示す放電加工用電源装置のスィ ツチング素子を駆動制御する電源制御回路の構成を示すプロック図であり、 第 7 図は、 第 6図に示す電源制御回路による放電加工用電源装置の動作原理を説明す る図であり、 第 8図は、 第 6図に示す電源制御回路によって動作する放電加工用 電源装置の各部の動作波形を示す図であり、 第 9図は、 第 1図に示したスィッチ ング素子を用いた場合の発熱量と加工速度との関係を説明する図であり、 第 1 0 図は、 この発明の実施の形態 2である放電加工用電源装置が備える電源制御回路 の構成を示すプロック図であり、 第 1 1図は、 第 1 0図に示す電源制御回路によ る放電加工用電源装置の動作原理を説明する図であり、 第 1 2図は、 第 1 0図に 示す電源制御回路によって動作する放電加工用電源装置の各部の動作波形を示す 図であり、 第 1 3図は、 この発明の実施の形態 3である放電加工用電源装置が備 える電源制御回路の構成を示すブロック図であり、 第 1 4図は、 この発明の実施 の形態 4である放電加工用電源装置が備える電源制御回路の構成を示すブロック 図であり、 第 1 5図は、 第 1 4図に示す電源制御回路による放電加工用電源装置 の動作原理を説明する図であり、 第 1 6図は、 第 1 4図に示す電源制御回路が出 力するゲート · ドライブ信号と放 ロェ用電源装置における極間電流との関係を 説明する図であり、 第 1 7図は、 この発明の実施の形態 5である放電加工用電源 装置が備える電源制御回路の構成を示すブロック図であり、 第 1 8図は、 この発 明の実施の形態 6である放電加工用電源装置が備える電源制御回路の構成を示す ブロック図であり、 第 1 9図は、 この発明の実施の形態 7である放電加工用電源、 装置が備える電源制御回路の構成を示すブロック図であり、 第 2 0図は、 第 1 9 図に示す電源制御回路による放電加工用電源装置の動作原理を説明する図であり、 第 2 1図は、 この発明の実施の形態 8である放 m¾i1ェ用電源装置が備える電源制 御回路の構成を示すプロック図であり、 第 2 2図は、 第 2 1図に示す電源制御回 路による放電加工用電源装置の動作原理を説明する図である。 発明を実施するための最良の形態
以下に添付図面を参照して、 この発明にかかる放電加工用電源装置の好適な実 施の形態を詳細に説明する。
実施の形態 1 .
第 5図は、 この発明の実施の形態 1である放電加工用電源装置の主な構成を示 す回路図である。 第 6図は、 第 5図に示す放電加工用電源装置のスイッチング素 子を駆動制御する電源制御回路の構成を示すプロック図である。
第 5図において、 電極 Eと被加工物 Wは、 放電加工部に適宜な間隔を置いて配 置されている。 電極 Eと被加工物 Wとの間には、 放電開始時に外部から直流電圧 (極間電圧） が印加できるようになつている。 なお、 電極 Eと被加工物 Wとの間 には、 浮遊容量 C 1が存在している。
この電極 Eと被加工物 Wとに対し、 可変の直流電源 V Iと、 スイッチング素子 S 1 a , S i b , S 2 a , S 2 bと、 ダイオード D 1 , D 2とが配置されている。 ここで、 スィツチング素子 S 1 a , S i bには、 大電流 '低損失に適した素子 (例えば I G B T) が用いられる。 また、 スィツチング素子 S 2 a , S 2 bには、 高速動作に適した素子 （例えば F E T) が用いられる。 直流電源 V 1の正極端には、 並列接続されたスィツチング素子 S 2 a, S 1 a の一方の信号電極とダイオード D 2のカソード電極とが接続されている。 また、 直流電源 V 1の負極端には、 並列接続されたスィツチング素子 S l b, S 2 bの 一方の信号電極とダイォード D 1のァノード電極とが接続されている。
並列接続されたスィツチング素子 S 2 a, S 1 aの他方の信号電極は、 ダイォ 一ド D 1のカソード電極と共に被加工物 Wに接続されている。 この接続ラインに は浮遊ィンダクタンス L 1が存在している。 また、 並列接続されたスイッチング 素子 S i b, S 2 bの他方の信号電極は、 ダイオード D 2のァノード電極と共に 電極 Eに接続されている。 この接続ラインには浮遊インダクタンス L 2が存在し ている。
第 6図に示すように、 スイッチング素子 S 1 a, S i b, S 2 a、 S 2 bを駆 動制御する電源制御回路は、 電極 Eと被加工物 Wとの間である極間 （W— E) 1 05に放電電流が流れるのを検出する放電検出回路 3と、 放電検出回路 3から開 始指令パルス信号 PKを受ける発振制御回路 4と、 発振制御回路 4から制御パル ス信号 PCが並列に入力されるドライブ回路 5 a, 5 b, 6 a, 6 bとを備えて いる。 スイッチング素子 S 1 a, S i bは、 ドライブ回路 5 a, 5 b力、ら駆動/ ルス信号 PD 1を受けて、 またスイッチング素子 S 2 a、 S 2 bは、 ドライブ回 路 6 a， 6 bから駆動パルス信号 PD 2を受けて、 それぞれ極間 （W— E) 10 5に加工パルス信号 P Sを印加するようになっている。
放電検出回路 3は、 例えば、 基準電圧 21と、 コンパレータ 22と、 極間電圧 VWEを分圧する抵抗素子 23， 24の直列回路とを備えている。 抵抗素子 23， 2 4の直列回路での分圧電圧をコンパレータ 22の正相入力端 （+ ) に与え、 基準 ¾Η 21をコンパレータ 22の逆相入力端 （一） に与え、 極間電圧 VWEが初期値か ら基準電圧 21以下に降下したとき、 コンパレータ 22の出力レベルが反転する ことで極間での放電開始を検出する。
ドライブ回路 5 a, 5 bは、 例えば、 制御パルス信号 PCが入力されるバッフ ァ 25と、 バッファ 25の出力が抵抗素子 26を介して入力され 2っトランジス タ 2 7， 2 8の直列回路からなるドライバと、 ドライバの出力端とスイッチング 素子 S l a , S i bの制御端とを接続する抵抗素子 2 9とで構成される。 ドライ ブ回路 6 a , 6 bは、 例えば、 制御パルス信号 P Cが入力されるバッファ 3 0と、 ノ ッファ 3 0の出力端とスィツチング素子 S 2 a , S 2 bの制御端とを接続する 抵抗素子 3 1とで構成される。
次に、 第 5図〜第 9図を参照して、 実施の形態 1による放電加工用電源装置の 動作について説明する。 なお、 第 7図は、 第 6図に示す電源制御回路による放電 加工用電源装置の動作原理を説明する図である。 第 8図は、 第 6図に示す電源制 御回路による放電加工用電源装置の各部の動作波形を示す図である。 第 9図は、 第 1図に示したスィツチング素子を用いた場合の発熱量と加工速度との関係を説 明する図である。
まず、 第 5図、 第 6図に示されている符号の意味を説明する。 第 5図において、 浮遊容量 C 1から被加工物 Wに向かう電流 IWE0は、 放電開始電流である。 スイツ チング素子 S 1 a ( S i b ) を一方の信号電極から他方の信号電極に向かう電流 IWE1は、 放電加工電流である。 スイッチング素子 S 2 a ( S 2 b ) を一方の信号 電極から他方の信号電極に向かう電流 IWE2は、 放電維持電流である。 被加工物 W 力 ら電極 Eに向かう電流 IWEは、 極間電流である。 また、 VWEは、 極間電圧である。 また、 第 6図において、 t k， t c , t dは、 それぞれ、 各回路にて入力を受 けて所望の信号を発生出力する処理に要する時間 （遅延時間） を示している。 t s 1は、 スィツチング素子 S l a , S I bでの遅延時間を示している。 t s 2は、 スィツチング素子 S 1 a , S 1 bでの遅延時間を示している。 t r 1は、 放電が 発生した時点 （時刻 t O ) から大電流の放電加工電流 IWE1が極間に現れるまでの 遅延時間である。 t r 2は、 放電が発生した時点 （時刻 t 0 ) から放電維持電流 IWE2が極間に現れるまでの遅延時間である。
さて、 第 5図〜第 7図において、 極間に図示していない別の電源装置から所定 の極間電圧 VWEを印カ卩し、 極間が放電できる状態にする。 これによつて回路中の浮 遊容量 C 1によるコンデンサ放電が発生し、 放電開始電流 IWE0が極間に現れる。 極間電圧 VWEは、 急激に低下し、 放電開始時刻 t 0から時間 t k経過後に最低の放 電電圧 Vaで安定する （第 7図 （1) ) 。
放電検出回路 3は、 極間電圧 VWEが基準電圧 21よりも低くなることをコンパレ ータ 21によって検出して極間に放電が発生したことを検知すると、 その検知し た時点 （放電開始時刻 t 0) から遅延時間 t k後に発振制御回路 4に発振開始指 令パルス信号 PKを出力する。 発振開始指令パルス信号 PKは、 極間電圧 VWEが消 滅するまでの間出力される （第 7図 （2) ) 。 発振制御回路 4は、 発振開始指令 パルス信号 PKを受けて、 極間の加工状態によって予め設定されているパルス幅 の制御パルス信号 P Cを遅延時間 t c後にドライブ回路 5 a， 5 b, 6 a, 6 b に出力する （第 7図 （3) ) 。
これによつて、 ドライブ回路 5 a, 5 bは、 遅延時間 t d後に所定パルス幅を 持つ駆動パルス信号 PD 1をスィツチング素子 S 1 a, S i bに出力しオン駆動 する （第 7図 （4) ) 。 スイッチング素子 S l a, S i bは、 遅延時間 t s i後 に、 一定期間 t 1 (o n) だけオン動作状態になる （第 7図 （5) ) 。 スィッチ ング素子 S 1 a , S i bを流れる電流 IWE1は、 浮遊ィンダクタンス L 1， L 2を 通って極間に現れるので、 一定期間 t l (on) 内、 ある傾きを持って上昇を続 け、 一定期間 t 1 (on) の終了と同時に下降に転ずる （第 7図 （8) ) 。
また、 ドライブ回路 6 a， 6 bは、 遅延時間 t d後に所定パルス幅を持つ駆動 パルス信号 PD 2をスイッチング素子 S 2 a, S 2 bに出力しオン駆動する （第 7図 （ 6 ) ) 。 スィツチング素子 S 2 a， S 2 bは、 遅延時間 t s 2後に、 一定 期間 t 2 (o n) だけオン動作状態になる （第 7図 （7) ) 。 スイッチング素子 S 2 a, S 2 bを流れる電流 IWE2は、 浮遊ィンダクタンス L 1 , L 2を通って極 間に現れるので、 一定期間 t 2 (o n) 内、 ある傾きを持って上昇を続け、 一定 期間 t 2 (on) の終了と同時に下降に転ずる （第 7図 （8) ) 。
ここで、 スィツチング素子 S 1 a, S 1 bは、 大電流 ·低損失に適した素子で あるので、 遅延時間 t s 1は大きく、 オン動作状態にある期間 （t 1 (on) ) も大きくする必要がある。 一方、 スイッチング素子 S 2 a, S 2 bは、 高速動作 に適した素子であるので、 遅延時間 t s 1は小さく、 オン動作状態にある期間 (t 2 (o n) ) も小さくてよい。 したがって、 第 7図 （5) (7) に示すよう に、 スィツチング素子 S l a, S i の遅延時間 t s 1と、 スィツチング素子 S 2 a, S 2 bの遅延時間 t s 2とは、 t s l> t s 2となっている。
また、 第 7図 （4) (6) に示すように、 駆動パルス信号 PD1, PD2のノ ルス幅は、 P D 1〉 P D 2となっている。 なお、 駆動パルス信号 P D 1のパルス 幅は、 発振制御回路 4が出力する制御パルス信号 P Cのパルス幅と同じパルス φ; を持っているが、 終了時刻は外部から変更設定できるようになつている。 一方、 駆動パルス信号 PD 1のパルス幅は、 その役割から固定値を用いてよい。
その結果、 第 7図 （8) に示すように、 極間電流 I Eとして、 最初に時間 t r 2 (t k+t c + t d+ t s 2=t r 2) の経過後にスィツチング素子 S 2 a, S 2 bを流れる電流 IME2が現れ、 その後、 時間 t r 1 (t k+ t c+ t d + t s l = t r 1) の経過後にスィツチング素子 S l a, S i を流れる電流 IME1が現れ ることになる。 この電流 IME2は、 従来例で説明した放電維持電流 IWE22に対応し、 電流 IME1は、 従来例で説明した大電流の放動卩ェ電流 IWE11に対応していることが 解る。
そして、 スイッチング素子 S 1 a, S 1 bがオン動作状態にある期間 （t 1 (on) ) と、 スイッチング素子 S 2 a， S 2 bがオン動作状態にある期間 （t 2 (o n) ) との時間位置と大きさを調節することによって、 第 7図 （8) に示 すように、 放電維持電流 IWE2と放電加工電流 IWE1とが大きな重なり部分を持つよ . うに発生させることができる。
第 8図では、 以上説明した極間電流 IWEに関わる部分の動作波形が抜き出して示 されている。 第 8図において、 所定の極間電圧 VWEが極間に印加されると （1) 、 放電開始電流 IWE0が流れ （2) 、 放電検出回路 3が極間電圧 VWEの低下を検出した 放電開始時刻 t 0に開始指令パルス信号 PKを出力する （3) 。 放電開始時刻 t 0から時間 t r 2を経過した時点は、 放電開始電流 IWE0がピーク値を過ぎた当た りになっている （9) 。 放電開台時刻 t 0から時間 t r 2を経過した時点で、 スィツチング素子 S 2 a , S 2 bが駆動パルス信号 P D 2によつて一定期間 t 2 (o n) だけオン動作状態 になり （4) 、 放電維持電流 IW2が流れる （5) 。 この放電維持電流 IW2は、 放電 開始電流 IWE0がピーク値を過ぎてある値に降下した当たりで放電開始電流 IWE0と 入れ替わる形で流れ始める （9) 。
発振制御回路 4が出力する制御パルス信号 P Cは、 予め設定したパルス幅を持 ち （6) 、 駆動パルス信号 PD 1はそれと同じパルス幅を持って発生する （7) 。 放電開始時刻 t 0から時間 t r 1を経過した時点で、 スィツチング素子 S 1 a , S 1 bが駆動パルス信号 PD 1によって一定期間 t 1 (on) だけオン動作状態 になり （7) 、 大電流の放電加工電流 IW1が流れる （8) 。 この放電加工電流 IW1 は、 放電維持電流 IW2が下降に転じた当たりで放電維持電流 IW2と入れ替わる形で 流れ始める （9) 。
第 8図 （9) に示すように、 極間電流 IWEは、 従来例と同様に （第 4図 （10) 参照） 、 IWE=IWE0 + IWE2 + IWE1となる力 相互の重なり部分が従来例よりも相当 に増加している。 したがって、 極間電流 IWEが途切れないようにすることができる だけでなく、 大きな重なり部分を持つことによって加工エネルギーを増加させる ことができるので、 同一の放電周波数で比較すると加工効率が向上することにな る。
ここで、 スイッチング素子 S l a， S i b, S 2 a, S 2 bに具体的な素子を 適用して説明する。 まず、 スイッチング素子 S l a, S i bには、 大電流を流す ために電流容量の大きな素子として、 第 1図に示すスイッチング素子 I GBTを 選定したとすると、 遅延時間 t s iは、 約 600 n sとなる。 次に、 スィッチン グ素子 S 2 a， S 2 bは、 次のようにして定める。
すなわち、 コンデンサ放電による放電開始電流 IWE0のパルス幅は、 360 n s 程度である。 放電開始時刻 t 0から放電維持電流 IWE2が極間に現れるまでの遅延 時間 t r 2は、 スィツチング素子 S 2 a, S 2 bに第 1図に示すスィツチング素 子 FET2を使用すると、 従来例と同様に 410 n s程度である。 この値は、 放 電開始電流 IWEOのパルス幅よりも大きい。 これでは、 極間電流に途切れが生ずる。 そこで、 スィツチング素子 S 2 a, S 2 bには、 放電を維持できる電流だけを 流すために電流容量の小さい素子として、 第 1図に示すスイッチング素子 FET 1を選定する。 この場合の遅延時間 t s 2は、 F E T 2のそれよりも 60 n s短 い約 25 n sとなる。 これを用いると、 遅延時間 t r 2は、 350 n sに短縮で きる。 この時間は、 放電開始電流 IWE0のパノレス幅 360 n sよりも短い。
したがって、 スイッチング素子 S 2 a, S 2 bに第 1図に示すスイッチング素 子 FET 1を使用することによって、 放電開始電流 IWE0出力後、 放電加工電流 IWE1が現れるまでの遅延時間の期間中をスィツチング素子 S 2 a, S 2 bが発生 する放電維持電流 IWE2により隙間無く補うことができるので、 極間電流 IWEが途 切れることなく極間の導電路を維持することができる。
また、 放電維持電流 IWE2は、 大電流の放電加工電流 IWE1よりも、 おおよそ t s 1 - s 2 = 575 n s早く極間に現れるので、 放電維持電流 IWE2のパルス幅 が 575 n s以上となるように、 スイッチング素子 S 2 a, S 2 bのオン動作状 態である一定時間 t 2 ( 0 n)を設定しておけば、 放電維持電流 IWE2と大電流の放 口ェ電流 IWE1は、 時間的に連続した出力電流波形とすることができる。
次に、 第 9図を参照してこの発明の意義を具体的に説明する。 なお、 第 9図に おける横軸は、 加工速度 [mmVm i n] である。 縦軸は、 発熱量 [W] である。 第 9図において、 特性 36は、 上述したスイッチング素子 S 1 a， S i b, S 2 a, S 2 bを従来例と同様に単一特性のスィツチング素子で構成し、 大容量の素 子として第 1図に示すスィツチング素子 4 ( I G B T) を使用した場合の特性図で ある。 特性 37は、 上述したスイッチング素子 S 1 a, S i b, S 2 a, S 2 b を従来例と同様に単一特性のスィツチング素子で構成し、 小容量の素子として第 1図に示すスィツチング素子 1 (F E T 1 ) を使用した場合の特性図である。 特性 38は、 上述したスイッチング素子 S 1 a , S i b, S 2 a, S 2bをこの発明 による異なる特·生のスィツチング素子で構成し、 第 1図に示すスィツチング素子 1 (FET 1) とスイッチング素子 4 (I GBT) とを組み合わせて使用した場合 の特性図である。 特性 39は、 上述したスィツチング素子 S 1 a, S i b, S 2 a, S 2 bを従来例と同様に単一特性のスイッチング素子で構成し、 小容量の素 子として第 1図に示すスィツチング素子 1 (F E T 2 ) を使用した場合の特性図で ある。
上述したスイッチング素子 S 1 a, S i b, S 2 a, S 2 b 単一のスィッチ ング素子で構成した場合でも、 大容量の素子として第 1図に示すスィツチング素 子 4 (I GBT) .を使用した場合では、 比較的少ない素子数で済ますことができる。 しカゝし、 大容量スイッチング素子のみの回路では、 素子の特性上動作が充分に速 くないため、 放電開始電流 IWE0が流れて極間電流が継続している間に放電加工電 流 IWE1をできるだけ早く印加することができず、 放電加工電流 IWE1出力時には、 極間状態が絶縁回復 （導電路がなく開放状態） してしまうことになる。 このよう な極間状態では、 従来例と同様に、 直流電源 VIの高電圧が極間に印加された状 態となり、 この高電圧によって新たな放電が発生し、 予備放電なく突然大電流を 極間に流すことになる。 放電が安定せず、 特性 36に示すように、 200 [mm2 /m i n] 程度までの加工速度しか得られず、 加工速度を向上することができな レ、。
一方、 上述したスイッチング素子 S 1 a， S i b, S 2 a, S 2bを第 1図に 示すスィツチング素子 1 (F ET 1 ) で構成した場合には、 このスィツチング素子 1 (FET1) は高速応答の素子であるので、 放電開始電流 IWE0が流れて極間電 流が継続している間に放電加工電流 IWE1をできるだけ早く印加することができ、 上記のような問題は起こらない。 し力 し、 スイッチング素子 1 (FET1)のみの 回路では、 素子の電流容量が少ないため、 そのまま大電流の放電加工電流 IWE1を 出力するにはかなり多数の素子を並列に構成する必要がある。 また、 大電流を必 要とする高速加工領域では、 スィツチング素子の ON抵抗が大きく最大電流容量 が小さい。 そのため、 特性 37に示すように発熱量が大きくなり、 素子の冷却に コストがかかるという問題がある。
これに対し、 この発明では、 上述したようにスイッチング素子 S l a, S i b, S 2 a , S 2 bを異なる特个生のスィッチン f、素子で構成する。 例えば、 第 1図に 示すスイッチング素子 1 ( F E T 1 ) とスイッチング素子 4 ( I G B T) とを組み 合わせて使用するようにした。 その結果、 上記した問題が解決され、 少ないスィ ツチング素子数で特性 3 8に示すように高速応答かつ大電流低損失な放電加工電 源装置を実現することができる。 ·
なお、 特性 3 9は、 従来例で説明した第 1図のスイッチング素子 2 ( F E T 2 ) を使用した回路構成における加工速度と発熱量との関係を示すが、 この発明 によって得られる特性 3 8との比較から、 この発明では、 3 0 0 mm2/m i nの 加工速度時での発熱量が約 2 Z 3と大幅に低減できたことが解る。
このように、 実施の形態 1によれば、 放電加工における予備放電から加工電流 投入までの遅延時間の期間中、 極間に形成された導電路を消滅させることなく安 定的に維持し続け得るようにしたので、 加工電流投入失敗による加工効率の低下 が防止できる。 電極線の不要な断線も抑制することができる。 そたがって、 加工 効率や加工速度を向上させることができる。
また、 予備放電から滑らかに加工電流を投入することができるので、 加工面の 荒れを抑制し、 加工精度や加工品質を向上させることができる。 さらに、 スイツ チング応答時間の比較的低速な大容量素子も使用できるようになったので、 素子 数が低減できる。 その結果、 電源装置自体も小型化が図れ、 安価に提供できる。 加えて、 単一のスィツチング回路では実現できない大電流かつ高周波スィッチン グ動作が両立可能となるので、 太線ワイヤ電極を使用した高速加工が可能となる。 実施の形態 2 .
第 1 0図は、 この発明の実施の形態 2である放電加工用電源装置が備える電源 制御回路の構成を示すブロック図である。 なお、 第 1 0図では、 実施の形態 1
(第 6図） に示した構成と同一ないしは同等である構成部分には、 同一の符号が 付されている。 ここでは、 この実施の形態 2に関わる部分を中心に説明する。
すなわち、 この実施の形態 2による電源制御回路は、 実施の形態 1 (第 1図） に示した放電加工用電源装置におけるスィツチング素子 S 1 a， S i b , S 2 a , S 2 bを駆動制御する回路である。 この実施の形態 2では、 スィツチング素子 S l a , S 1 bと、 スィツチング素子 S 2 a , S 2 bとの特性関係として、 実施の 形態 1と同様に速度差が大きくても良いが、 その速度差が小さい場合でも適用で きるようになっている。
構成要素は、 第 1 0図に示すように、 実施の形態 1 (第 6図） に示した構成を 全て持っている。 異なる点は、 ドライブ回路 6 a , 6 bの入力パルス信号が、 放 電検出回路 3が出力する開始指令パルス信号 P Kに変更されていることである。 なお、 説明の便宜.から、 ドライブ回路 6 a , 6 bからスイッチング素子 S 2 a , S 2 bに与える駆動パルス信号には、 実施の形態 1 (第 6図） と同様の表記 P D 2を用いている。
次に、 第 1 0図〜第 1 2図を参照して、 実施の形態 2による放電加工用電源装 置の動作について説明する。 なお、 第 1 1図は、 第 1 0図に示す電源制御回^に よる放電加工用電源装置の動作原理を説明する図である。 第 1 2図は、 第 1 0図 に示す電源制御回路によって動作する放電加工用電源装置の各部の動作波形を示 す図である。
第 1 0図、 第 1 1図において、 極間に図示していない別の電源装置からある極 間電圧 VWEを印加し、 極間が放電できる状態にする。 これによつて回路中の浮遊容 量 C 1によるコンデンサ放電が発生し、 放電開始電流 IWE0が極間に現れる。 極間 電圧 VWEは急激に低下し、 放電開始時刻 t 0から時間 t k経過後に最低の放電電圧 V aで安定する （第 1 1図 （1 ) ) 。
放電検出回路 3は、 極間電圧 VWEが基準電圧 2 1よりも低くなることをコンパレ ータ 2 1によって検出して極間に放電が発生したことを検知すると、 その検知し た時点 （放電開始時刻 t 0 ) から遅延時間 t k後に発振制御回路 4とドライブ回 路 6 a , 6 bとに発振開始指令パルス信号 P Kを出力する。 発振開始指令パルス 信号 P Kは、 極間電圧 VWEが消滅するまでの間出力される （第 1 1図 （2 ) ) 。 発振制御回路 4は、 発振開始指令パルス信号 P Kを受けて、 極間の加工状態に よって予め設定されているパルス幅の制御パルス信号 P Cを遅延時間 t c後にド ライブ回路 5 a, 5 bに出力する （第 11図 （3) ) 。
これによつて、 ドライブ回路 5 a, 5 bは、 遅延時間 t k+ t c + t d後に所 定パルス幅を持つ駆動パルス信号 PD 1をスィツチング素子 S 1 a， S 1 bに出 力しオン駆動する （第 1 1図 （4) ) 。 スイッチング素子 S 1 a, S 1 bは、 遅 延時間 t s 1後に、 一定期間 t 1 (o n) だけオン動作状態になる （第 1 1図 (5) ) 。 スイッチング素子 S l a, S 1 bを流れる電流 IWE1は、 浮遊インダク タンス L I, L 2を通って極間に現れるので、 一定期間 t l (o n) 内、 ある傾 きを持って上昇を続け、 一定期間 t l (o n) の終了と同時に下降に転ずる （第 1 1図 （8) ) 。
一方、 ドライブ回路 6 a, 6 bは、 遅延時間 t k+ t d後に所定パルス幅を持 つ駆動パルス信号 PD 2をスィツチング素子 S 2 a, S 2 bに出力しオン駆動す る （第 1 1囪 （6) ) 。 スィツチング素子 S 2 a , S 2 bは、 遅延時間 t s 2後 に、 一定期間 t 2 (on) だけオン動作状態になる （第 1 1図 （7) ) 。 スイツ チング素子 S 2 a, S 2 bを流れる電流 IWE2は、 浮遊ィンダクタンス L 1 , L 2 を通って極間に現れるので、 一定期間 t 2 (o n) 内、 ある^ [頃きを持って上昇を 続け、 一定期間 t 2 (o n) の終了と同時に下降に転ずる （第 1 1図 （8) ) 。 駆動パルス信号 P D 1 , PD 2のパルス幅は、 実施の形態 1と同様に、 P D 1 >PD 2となっている （第 1 1図 （4) (6) ) 。 駆動パルス信号 PD 1のパル ス幅は、 発振制御回路 4が出力する制御パルス信号 P Cのパルス幅と同じパルス 幅を持っているが、 終了時刻は外部から変更設定できる。 一方、 駆動パルス信号 PD 1のパルス幅は、 その役割から固定値を用いてよい。
また、 スィツチング素子 S l a, S i bの遅延時間 t s 1と、 スィツチング素 子 S 2 a , S 2 bの遅延時間 t s 2とは、 実施の形態 1と同様に、 t s 1 > t s 2となっている （第 11図 （5) (7) ) 。
この実施の形態 2では、 スィツチング素子 S 2 a , S 2 bは、 発振制御回路 4 での遅延時間 t cを省略したタイミングでオン動作を行うので、 スィツチング素 子 S l a, S i bよりも少なくとも遅延時間 t cの分だけ速くオン動作状態にな る。 したがって、 極間には、 電流 IWE2が電流 IWE1よりも遅延時間 t cの分だけ速 く現れる。
その結果、 第 11図 （8) に示すように、 極間電流 IMEとして、 最初に時間 t r 2 ( t k+ t d+ t s 2= t r 2) の経過後にスイッチング素子 S 2 a， S 2 b を流れる電流 IME2が現れ、 その後、 時間 t r 1 (t k+ t c + t d+ t s l = t r 1) の経過後にスイッチング素子 S l a, S I bを流れる電流 IMElが現れるこ とになる。 この電流 IME2は、 従来例で説明した放電維持電流 IWE22に対応し、 電流 IME1は、 従来例で説明した大電流の放動 tlェ電流 IWE11に対応していることが解る。 そして、 スィツチング素子 S l a, S I bがオン動作状態にあ.る期間 （t 1 (o n) ) と、 スイッチング素子 S2 a, S 2 bがオン動作状態にある期間 （t 2 (o n) ) との時間位置と大きさを調節することによって、 第 11図 （8) に 示すように、 放電維持電流 IWE2と放電加工電流 IWE1とが大きな重なり部分を持つ ように発生させることができる。
第 12図では、 以上説明した極間電流 IWEに関わる部分の動作波形が抜き出して 示されている。 実施の形態 1 (第 8図） と同様の特性 得られている。 異なる点 は、 スイッチング素子 S 2 a, S 2b力 スイッチング素子 S I a, S I より も少なくとも遅延時間 t cの分だけ速くオン動作状態になるので、 放電維持電流 IWE2が極間に現れる遅延時間 t r 2が、 実施の形態 1 (第 8図） の場合よりも短 くなつていることである。
したがって、 実施の形態 1と同様に、 極間電流 IWEは、 IWE=IWE0 + IWE2 + IWE1 となり、 相互の重なり部分が従来例よりも相当に増カ卩している。 極間電流 IWEが途 切れないようにすることができるだけでなく、 大きな重なり部分を持つことによ つて加工エネルギーを増加させることができるので、 同一の放電周波数で比較す ると加工効率が向上することになる。
ここで、 理解を容易にするため、 具体的な値を用いて説明する。 従来例と同様 に、 スィツチング素子 S l a, S i b, S 2 a, S 2 bを単一特性の素子で構成 した場合、 放電開始時刻 t 0から放動ロェ電流 IWE1が極間に現れるまでの遅延時 間 t r 1は、 通常 41 O n s程度であり、 コンデンサ放電による放電開始電流 IWE0のパルス幅は 360 n s程度である。 したがって、 この場合には、 極間電流 が途切れてしまう可能性のある期間が 50 n s程度ある。 従来例では、 この期間 は放電維持愈流 （第 2図， 第 3図の IWE22) が流れ、 極間電流が途切れることを防 いでいた。
これに対し、 この実施の形態 2では、 発振制御回路 4の遅延時間 t cは 100 n s程度であるが、 この遅延時間 t c分が短縮されるので、 放電維持電流 IWE2が 極間に現れるまでの遅延時間 t r 2は、 410n s— 100 n s = 310n sにな る。 遅延時間 t r 2 = 310 n sは、 放電開始電流 IWE0を与えるコンデンサ放電 のパルス幅 360 n sよりも短レ、。 そのため、 放電開始電流 IWE0の発生後、 放電 加工電流 IWE1が現れるまでの遅延時間の期間中、 この放電維持電流 IWE2が流れ るので、 極間電流が途切れることなく極間の導電路が維持される。 このとき、 t r l- t r 2 = 410 n s-310 n s = 100 n sであるので、 スィツチング 素子 S 2 a, S 2 bをオンさせる一定時間 t 2 ( 0 n)は、 放電維持電流 IWE2のパ ノレス幅が 150n s程度以上になるように設定しておけば充分である。
ところで、 この実施の形態 2では、 スイッチング素子 S 2 a， S 2 bは、 スィ ツチング素子 S 1 a, S 1 bと同じ電気的特性の素子を用いても良いが、 電気的 特性の異なる素子を用いるとより効果的である。 例えば、 スイッチング素子 S 1 a , S 1 bに第 1図の FET2を用い、 スイッチング素子 S 2 a， S 2 bに第 1 図の FET 1を用いた場合、 スイッチング素子 S 1 a, S 1 bの遅延時間 t s 1 は、 t s l = 172n sとなり、 スィツチング素子 S 2 a , S 2 bの遅延時間 t s 2は、 t s 2 = 75n sとなる。
第 10図に示した回路では、 上述したようにスイッチング素子 S 2 a, S 2 b はスイッチング素子 S 1 a, S 1 bよりも遅延時間 t c分速くオンするが、 この 場合は、 さらに t s 1— t s 2 = 172 n s— 75 n s = 97 n s速くオンする ことができる。 スイッチング素子 S 2 a， S 2 bのオン時間 t 2 ( 0 n)は、 予め 設定された一定の時間であるが、 放電加工電流 IWE1を流すスイッチング素子 S 1 a, S I bのオン時間 t 1 (o n)ほど長くする必要はない。
具体的には、 スィツチング素子 S 1 a , S i bのオン時間 t 1 (o n)は、 最大 では 1500 n s程度にもなるが、 スイッチング素子 S 2 a, S 2 bのオン時間 t 2 (o n)は 150 n s程度で良い。 また、 出力電流のピーク値は、 オン時間に 比例するため、 放電維持電流 IWE2のピーク値は、 放電加工電流 IWE1の最大ピーク 値よりも格段に低くできるので、 スィツチング素子 S 2 a, S 2 bの電流容量は、 スィツチング素子 S 1 a, S i bの電流容量よりも小さくて良い。
したがって、 スイッチング素子 S 2 a, S 2 bには、 第 1図の FET1のよう に電流容量が小さくてもより高速応答のスィツチング素子を用いることができる。 スィツチング素子 S l a, S 1 bは、 逆にスィツチング応答時間の遅い素子を用 いることができ、 その応答時間は、 スイッチング素子 S 2 a， S 2 bによって放 電開始電流 I E0と放動ロェ電流 IWE1との遅延時間の期間中、 極間の導電路を維持 することができる範囲であれば良い。
また、 第 1図に示すように、 一般的に同じ定格電圧でも電流容量の小さいスィ ツチング素子の方がゲート入力容量が小さくなる傾向にある。 つまり、 駆動に必 要な電力も少なくて済むようになってくる。 そのため、 スイッチング素子 S 2 a, S 2 bの駆動は、 放電検出回路 3の出力信号 （開始指令パルス信号） PKで直接 行っても良い。 この場合には、 ドライブ回路 6 a, 6 bは削除するので、 ドライ ブ回路 6 a , 6 bでの遅延時間 t dの分も 縮できることになる。
さらに、 スイッチング素子 S 1 a， S 1 bをオフしたままスイッチング素子 S 2 a, S 2 bのみを使用すれば、 従来よりもパルス幅の短い電流波形で放電加工 することもできる。 第 1図に示した最小パルス幅で比較すると、 FET2では、 472 n sであるが、 FET1のみの使用では 210η sまで半減できる。
このように、 実施の形態 2によれば、 実施の形態 1と同様の作用効果が得られ るのに加えて、 使用できるスイッチング素子の選択範囲を広くすることができる。 実施の形態 3.
第 13図は、 この発明の実施の形態 3である放電加工用電源装置が備える電源 制御回路の構成を示すブロック図である。 なお、 第 10図では、 実施の形態 2 (第 10図） に示した構成と同一ないしは同等である構成部分には、 同一の符号 が付されている。 ここでは、 この実施の形態 3に関わる部分を中心に説明する。 . すなわち、 この実施の形態 3による電源制御回路は、 実施の形態 1 (第 1図） に示した放電加工用電源装置におけるスィツチング素子 S l a, S i b, S 2 a, S 2 bを駆動制御する回路である。 構成要素は、 第 13図に示すように、 実施の 形態 2 (第 10図） に示した構成に加えて、 ドライブ回路 7 a, 7 bと、 数値制 御装置 8と、 切替器' 9とが追加されている。
ドライブ回路 7 a, 7 bの入力信号は、 ドライブ回路 6 a， 6 bと同様に、 放 電検出回路 3が出力する開始指令パルス信号 PKである。 ドライブ回路 6 aの出 力 （駆動パルス信号 PD 2) とドライブ回路 7 aの出力 （駆動パルス信号 PD 3) が一組として切替器 9に入力されている。 また、 ドライブ回路 6 bの出力 (駆動パルス信号 P D 2 ) とドライブ回路 7 a b出力 （駆動パルス信号 P D 3 ) がー組として切替器 9に入力されている。
切替器 9は、 外部の数値制御装置 8からの指示に従って、 ドライブ回路 6 aの 出力 （駆動パルス信号 PD 2) とドライブ回路 7 aの出力 （駆動パルス信号 PD 3) のいずれか一方を選択してスイッチング素子 S 2 aに与え、 ドライブ回路 6 bの出力 （駆動パルス信号 PD 2) とドライブ回路 7 a b出力 （駆動パルス信号 PD 3) のいずれか一方を選択してスィツチング素子 S 2 bに与えるように動作 する。
ここで、 ドライブ回路 6 a， 7 aで生成するスイッチング素子 S 2 aをオン駆 動する時間は、 予め設定されている一定時間であるが、 ドライブ回路 6 aとドラ イブ回路 7 aでは、 その一定時間が異なった設定になっている。 したがって、 ス ィツチング素子 S 2 aのオン駆動についてドライブ回路 6 aとドライブ回路 7 a を切替器 9によって切り替えることによって、 スイッチング素子 S 2 aのオン時 間を変更することができる。
これと同様に、 ドライブ回路 6 a, 7 aで生成するスイッチング素子 S 2 aを ォン駆動する時間も互レ、に異なる時間になっている。.切替器 9によつ'
ング素子 S 2 bのオン時間を変更することができる。 し力も、 切替器 9は、 外部 の数値制御装置 8からの指令により動作するようにしてあるので、 数値制御装置 8によりスィツチング素子 S 2 a, S 2 bのオン時間を可変制御することができ ' る。
そして、 第 13図では、 1つのスイッチング素子に対して 2つのドライブ回路 を設けているが、 さらにオン時間の設定が異なる 3以上のドライブ回路を設けて、 スィツチング素子のオン時間を細かく可変できるようにすることができる。
このように、 この実施の形態 3によれば、 実施の形態 2と同様の作用効果が得 られるのに加えて、 高速動作用スイッチング素子の駆動時間を任意に可変制御す ることができる。
実施の形態 4.
第 14図は、 この発明の実施の形態 4である放電加工用電源装置が備える電源 制御回路の構成を示すブロック図である。 なお、 第 14図では、 実施の形態 2 (第 10図） に示した構成と同一ないしは同等である構成部分には、 同一の符号 が付されている。 ここでは、 この実施の形態 4に関わる部分を中心に説明する。 すなわち、 この実施の形態 4による電源制御回路は、 実施の形態 1 (第 1図） に示した放電加工用電¾1装置におけるスィツチング素子 S l a, S i b, S 2 a, S 2 bを駆動制御する回路である。 この実施の形態 4では、 低損失のスィッチン グ素子 S 1 a， S i bを互いに異なるオン動作時間でもってオン .オフ制御して 各種の環流ループを形成する環流ドライブ方式の構成例 （その 1) が示されてい る。
' 構成要素としては、 第 14図に示すように、 実施の形態 2 (第 10図） に示し た構成において、 発振制御回路 4に代えて発振制御回路 4 a, 4 bが設けられ、 それに伴い、 数値制御装置 （NC) 8と、 加工電流オン時間設定回路 1 1 a， 1 1 bとが追加されている。
放電検出回路 3の出力 （^始指令パルス信号 PK) は、 発振制御回路 4 a, 4 bと、 スイッチング素子 S 2 aの駆動回路 6 a (つまり第 10図に示すドライブ 回路 6 a) と、 スイッチング素子 S 2 bの駆動回路 6 b (つまり第 10図に示す ドライブ回路 6 b) とに入力されている。
スイッチング素子 S 2 aの駆動回路 6 a (以下単に 「駆動回路 6 a」 という） は、 放電検出回路 3から開始指令パルス信号 PKが入力されると、 それに応答し て、 スイッチング素子 S 2 aに対しゲート ' ドライブ信号 G 2 aを出力する。 ス イッチング素子 S 2 bの駆動回路 6 b (以下単に 「駆動回路 6 b」 という） は、 放電検出回路 3から開始指令パルス信号 P Kが入力されると、 それに応答して、 スィツチング素子 S 2 bに対しゲート · ドライブ信号 G 2 bを出力する。
加工電流オン時間設定回路 11 aは、 数値制御装置 （NC) 8の指示に従って 加工電流オン時間を設定し、 その設定値を発振制御回路 4 aに与える。 発振制御 回路 4 aは、 放電検出回路 3から開始指令パルス信号 PKが入力されると、 それ に応答して、 加工電流オン時間設定回路 11 aが指定した加工電流オン時間をパ ルス幅とする制御パルス信号 P 1を発生し、 スィツチング素子 S 1 aの駆動回路 5 a (つまり第 10図に示すドライブ回路 5 a) に与える。 スイッチング素子 S l aの駆動回路 5 a (以下単に 「駆動回路 5 a」 という） は、 スィツチング素子 S l aに対しゲート · ドライブ信号 Gl aを出力する。
また、 加工電流オン時間設定回路 11 bは、 数値制御装置 （NC) 8の指示に 従って加工電流オン時間設定回路 11 aとは異なる値の加工電流オン時間を設定 し、 その設定値を発振制御回路 4 bに与える。 発振制御回路 4 bは、 放電検出回 路 3から開始指令パルス信号 PKが入力されると、 それに応答して、 加工電流ォ ン時間設定回路 11 bが指定した加工電流オン時間をパルス幅とする制御パルス 信号 P 2を発生し、 スイッチング素子 S 1 bの駆動回路 5 b (つまり第 10図に 示すドライブ回路 5 b) に与える。 スイッチング素子 S 1 bの駆動回路 5 b (以 下単に 「駆動回路 5 b」 という） は、 スイッチング素子 S 1 bに対しゲート ' ド ライブ信号 Gl bを出力する。
ここでは、 制御パルス信号 P I, P 2のパルス幅は、 P 1く P 2となっている 力 動作中に、 P 1く P 2の場合と P 1 > P 2の場合とが入れ替わるようになつ ている。
次に、 第 1 4図〜第 1 6図を参照して、 実施の形態 4による放電加工用電源装 置の動作について説明する。 なお、 第 1 5図は、 第 1 4図に示す電源制御回路に よる放電力卩ェ用電源装置の動作原理を説明する図である。 第 1 6図は、 第 1 4図 に示す電源制御回路が出力するゲートドライブ信号と放電加工用電源装置におけ る極間電流との関係を説明する図である。
第 1 4図、 第 1 5図において、 極間が放電開始できる状態となったとき、 加工 電流オン時間設定回路 1 1 aにて設定された加工電流オン時間をパルス幅とする 制御パルス信号 P 1が発振制御回路 4 aから駆動回路 5 aに出力される。 駆動回 路 5 aは、 入力された制御パルス信号 P 1のパルス幅分だけスィツチング素子 S 1 aをオン駆動する。 一方、 同時に、 加工電流オン時間設定回路 1 1 bにて設定 された加工電流オン時間をパルス幅とする制御パルス信号 P 2が発振制御回路 4 bから駆動回路 5 bに出力される。
このとき、 制御パルス信号 P 2のパルス幅は、 制御パルス信号 P 1よりも微少 時間△ tだけ長く設定してある。 すなわち、 P 2 = P 1 + Δ tとしてある。 駆動 回路 5 bは、 入力された制御パルス信号 P 2のパルス幅分だけスィツチング素子 S i bをオン駆動するので、 スィツチング素子 S 1 bは、 スィツチング素子 S 1 aよりも微少時間 Δ tだけ長い時間オン動作状態になる。 但し、 制御パルス信号 P 1 , P 2の立ち上りのタイミングは、 同時であるので、 駆動回路 5 a , 5 bの 出力によって駆動されるスイッチング素子 S I a , S 1 bは同時にオン動作を行 う。
スイッチング素子 S 1 a , S 1 bが同時にオン動作を行うことによって、 放電 加工電流 IWEは、 第 1 5図に示すループ 1の経路にて極間に流れる。 このとき、 放 電加ェ電流 IWEは、 時間の経過に比例して、 V Gをスイッチング素子のゲート電位 とすると、 （V 1— V G) / ( L 1 + L 2 )の傾きを持って上昇していく。 その過程 で、 制御パルス信号 P 2は、 高レベルを維持し制御パルス信号 P 1のみが低レべ ルになる。 駆動回路 5 aは、 制御パルス信号 P 1が低レベルになるので、 スイツ チング素子 S 1 aをオフ状態にする。 一方、 パルス信号 P 2は高レベルを維持し 続けているので、 駆動回路 5 bは、 スイッチング素子 S 1 bのオン動作状態を維 持し続けている。
上昇を続けていた放動ロェ電流 IWEは、 スィツチング素子 S 1 aがオフしたこと によって直流電源 V 1からの供給を断たれて下降に転じるが、 回路中の浮遊ィン ダクタンス L I, L2の誘導作用により、 第 15図に示す —プ 2 Aの経路を一 VG/(L 1 +L 2)の傾きを持って流れ続けようとする。 この過程で、 制御パル ス信号 P 2が低レベルになるので、 駆動回路 5 bは、 スィツチング素子 S 1 bを オフ状態にする。
ここで、 回路中の浮遊ィンダクタンス L 1， L 2の誘導エネルギーが消滅する 前に制御パルス信号 P 2が低レベルになっていれば、 — VG/(L 1 + L 2)の傾 きを持って下降している残存した放電加工電流 IWEは、 第 15図に示すループ 3の 経路を流れ、 一（V 1 +VG)Z(L 1 + L 2)の傾きを持って急峻に直流電源 V 1 へと帰還し、 回生される。 この結果、 放 Μ¾Ιェ電流 IWEは第 15図に示すような台 形波となる。 以上が、 P 2 = P 1 + Δ tでの動作 （パターン 1の動作） である。 このような台形波形では、 パルス幅を微少時間 Δ tだけ延長した分、 スィッチ ング素子 S 1 bでの定常損失が増大することになるが、 実施の形態 2と同様にス ィツチング素子 S 2 a、 S 2 bが高速動作を行うので、 スィツチング素子 S 1 a， S 1 bには I GBT等の素子が使用できる。 そのため、 損失を最小限に留めるこ とができる。 I GBTには、 一般に、 MOS— FET等に構造的に存在するオン 抵抗がないため、 定常状態 (オン状態）での損失が少なく、 パルス幅延長による損 失増大が効果的に抑制できる。 また、 微少時間 Δ tの延長期間中にはスィッチン グ素子 S 2 a, S 2 bは既にオフ状態になっているため、 高速応答の MOS— F ETを使用していても微少時間 Δ tの延長による損失の増大は発生しない。
また、 上記の動作説明では、 Ρ 2 = Ρ 1+Δ 1:としているが、 動作中に制御パ ルス信号 P l， Ρ 2の関係を入れ替えて、 Ρ 1 =Ρ 2 + Δ tとなるよう交互に発 振制御をしても良い。 この場合には、 上記の動作説明における微少時間 Δ tの期 間中のスイッチング素子 S 2 a, S 2 bのオン、 オフの動作が逆転し、 第 15図 に示すループ 2 Aで示した経路がループ 2 Bの経路になるだけで、 同じ様に第 1 5図示す台形波が得られる。 以上が、 P l=P 2 + A tでの動作 （パターン 2の 動作） である。
第 1 6図において、 （1) は、 ゲート ' ドライブ信号 G 1を示している。 (2) は、 ゲート ' ドライブ信号 G 2を示している。 （3) は、 極間電流 IWEを示 している。 図中、 左側のゲート ' ドライブ信号 G1, &2の関係が？ 2 = 1 + A t (パターン 1) の場合である。 右側のゲート ' ドライブ信号 Gl, G2の関 係が P 1=P 2 +厶 t (パターン 2) の場合である。 極間信号 IWEとしては、 どち らも同様波形の台形波になっている。
このような台形波形で還流ループの経路を固定している場合、 スィツチング素 子 S l a, S i bでは、 スイッチング損失と定常損失の割合に差が生じるため、 損失のバランスが不均衡となる。 しかし、 スイッチング素子 S l a, S i bのそ れぞれに個別に発振制御回路と加工電流オン時間設定回路とを備えたため、 還流 ループを交互に切り替えることができ、 スイッチング素子の負荷電流による損失 を集中させずにバランスよく分配させることができる。
この実施の形態 4によれば、 .環流ドライブ方式を採用したので、 間欠放電 1パ ルス当たりの投入エネルギーを大きくすることができ、 大電流を必要とする太線 ワイヤ電極を用いた放動ロェが可能となる。
実施の形態 5.
第 1 7図は、 この発明の実施の形態 5である放電加工用電源装置が備える電源 制御回 ¾の構成を示すブロック図である。 なお、 第 1 7図では、 実施の形態 4 (第 14図） に示した構成と同一ないしは同等である構成部分には、 同一の符号 が付されている。 ここでは、 この実施の形態 5に関わる部分を中心に説明する。 すなわち、 この実施の形態 5による電源制御回路は、 実施の形態 1 (第 1図） に示した放電加工用電源装置におけるスィツチング素子 S 1 a， S i b, S 2 a, S 2 bを駆動制御する回路である。 この実施の形態 5では、 低損失のスィッチン グ素子 S l a, S i bを互いに異なるオン動作時間でもってオン ·オフ制御して 各種の環流ループを形成する環流ドライブ方式の構成例 （その 2) が示されてい る。
構成要素としては、 第 17図に示すように、 実施の形態 4 (第 14図） に示し た構成において、 発振制御回路 4 bと加工電流オン時間設定回路 11 bとを省略 し、 代わりに、 パルス幅延長回路 13と切替回路 14とが設けられている。
数値制御装置 （NC) 8の出力は、 発振制御回路 4 aと加工電流オン時間設定 回路 11 aとに与えられる他に、 パルス幅延長回路 13と切替回路 14とにも与 えられている。 発振制御回路 4 aの出力 （制御パルス信号 P 1) は、 パルス幅延 長回路 13と切替回路 14とに与えられている。 パルス幅延長回路 13は、 入力 された制御パルス信号 P 1のパルス幅を数値制御装置 （NC) 8からの指示に従 つて延長した制御パルス信号 P 2を生成し、 切替回路 14に出力する。 切替回路 14は、 入力される制御パルス信号 P 1, P 2の出力先 (スィツチング素子 S 1 a， S i b) を数^ ί直制御装置 （NC) 8からの指示に従って切り替えるようにな つている。
つまり、 発生する制御パルス信号 P 1, P 2は、 パルス幅が常に P 1 < P 2の 関係にあるが、 切替器 14の作用によって実質的に実施の形態 4と同様の動作が 行えるようになつている。
次に、 第 17図を参照して、 実施の形態 5による放電加工用電源装置の動作に ついて説明する。 第 17図において、 極間が放電開始できる状態となったとき、 加工電流オン時間設定回路 11 aにて設定された加工電流オン時間をパルス幅と する制御パルス信号 P 1が発振制御回路 4 aからパルス幅延長回路 13と切替回 路 14とに出力される。
延長回路 13は、 数値制御装置 8からの指令値によつて発振制御回路 4 aから 出力された制御パルス信号 P 1のパルス幅を延長した制御パルス信号 P 2を切替 回路 14に出力する。 切替回路 14は、 数値制御装置 8からの指令に従って、 入 力された制御パルス信号 P 1 , P 2それぞれの出力先を駆動回路 5 a , 5 bのど ちらかに切り替えて出力する。 例えば、 制御パルス信号 P 1は、 駆動回路 5 aに 出力し、 制御ノ^レス信号 P 2は、 駆動回路 5 bに出力したとする。
駆動回路 5 aは、 入力された制御パルス信号 P 1のパルス幅分だけ、 スィツチ ング素子 S 1 aをオン駆動する。 一方、 同時に駆動回路 5 bは、 入力された制御 パルス信号 P 2のパルス幅分だけ、 スィツチング素子 S 1 bをオン駆動する。 こ のとき、 延長回路 1 3による制御パルス信号 P 1の延長時間を Δ tとすると、 制 御パルス信号 P 1と制御パルス信号 P 2との関係は、 実施の形態 4にて説明した のと同様に、 Ρ 2 - Ρ 1 + Δ 1:となる。
この場合、 スィツチング素子 S 1 bがスィツチング素子 S 1 aよりも延長時間 厶 tだけ長い時間オン動作状態になるが、 切替回路 1 4によって駆動回路 5 a , 5 bに出力する制御パルス信号 P 1 , P 2の関係を逆転することによって、 スィ ツチング素子 S 1 aをスィツチング奉子 S 1 bよりも延長時間 Δ tだけ長い時間 オン動作状態にすることもできる。 なお、 実施の形態 4にて説明したように、 こ の延長時間 Δ tは、 数値制御装置 8の指令によつて任意に可変制御することがで きることは言うまでもない。
このように、 実施の形態 5によれば、 パルス幅延長回路 1 3を設けたので、 実 施の形態 4 (第 1 4図） にて示した加工電流オン時間設定回路 1 1 bと発振制御 回路 4 bとを削除することができ、 簡素な構成で実施の形態 4と同様の作用効果 が得られる。
実施の形態 6 .
第 1 8図は、 この発明の実施の形態 6である放電加工用電源装置が備える電源 制御回路の構成を示すブロック図である。 なお、 第 1 8図では、 実施の形態 4
(第 1 4図） に示した構成と同一ないしは同等である構成部分には、 同一の符号 が付されている。 ここでは、 この実施の形態 6に関わる部分を中心に説明する。 すなわち、 この実施の形態 5による電源制御回路は、 実施の形態 1 (第 1図） に示した放電加工用電 |g装置におけるスィツチング素子 S 1 a， S i b , S 2 a , 52 bを駆動制御する回路である。 この実施の形態 6では、 低損失のスィッチン グ素子 S l a, S i bを互いに異なるオン動作時間でもってオン ·オフ制御して 各種の環流ループを形成する環流ドライブ方式の構成例 （その 3) が示されてい る。
構成要素としては、 第 18図に示すように、 実施の形態 4 (第 14図） に示し た構成において、加工電流オン時間設定回路 12 a, 12 bが追加されている。 数値制御装置 (NC) 8の出力は、 発振制御回路 4 a, 4 bと加工電流オン時 間設定回路 1 1 a， 1 1 bとに与えられる他に、 加工電流オン時間設定回路 12 a, 12 bにも与えられている。
加工電流オン時間設定回路 12 aは、 数値制御装置 （NC) 8の指示に従って 加工電流オン時間を設定し、 その設定値を駆動回路 6 aに出力する。 駆動回路 6 aは、 放電検出回路 3から開始指令パルス信号 PKが入力されると、 それに応答 して、 加工電流オン時間設定回路 12 aが指定した加工電流オン時間をパルス幅 とするゲート · ドライブ信号 G 2 aを発生し、 スィツチング素子 S 2 aをオン駆 動する。
加工電流オン時間設定回路 12 bは、 数値制御装置 （NC) 8の指示に従って 加工電流オン時間設定回路 1 2 aとは異なる値の加工電流オン時間を設定し、 そ の設定値を駆動回路 6 に出力する。 駆動回路 6 bは、 放電検出回路 3から開始 指令パルス信号 PKが入力されると、 それに応答して、 加工電流オン時間設定回 路 12 bが指定した加工電流オン時間をパルス幅とするゲート · ドライブ信号 G 2 bを発生し、 スィツチング素子 S 2 bをオン駆動する。
この構成によれば、 スィツチング素子 S 2 a, S 2 bに対する駆動回路 6 a，
6 bにも個別に加工電流オン時間設定回路 12 a, 12 bをそれぞれ設けたので、 実施の形態 4にて説明した低損失側の環流ドライブに加えて、 高速動作側におい て環流ドライブが可能である。 すなわち、 スィツチング素子 S 1 a、 S 1 bをォ フ動作状態にしたまま ィツチング素子 S 2 a, S 2 bのみを使用する場合に、 スイッチング素子 S 2 a, S 2 bのオン時間を変えて素子の負荷バランスを採る ことができる。 その結果、 高速動作側のスイッチング素子のみを使用する場合で も、 ある程度出力電流エネルギーが調節可能となり、 放電電流許容値の小さい φ 0. 2 mm以下の細線ワイヤ使用時や、 大電流を投入できない仕上加工時におい ても加工電流エネルギーを適切に調整できる。
なお、 加工電流オン時間設定回路 12 a, 12 bによる駆動回路 6 a, 6 bに 対するオン時間設定によって、 ドライブ応答動作に遅延が生じることはない。 こ の実施の形態 6では、 実施の形態 4への適用例を示したが、 実施の形態 5にも同 様に適用できることは言うまでもない。
実施の形態 7.
第 1 9図は、 この発明の実施の形態 7である放電加工用電源装置が備える電源 制御回路の構成を示すブロック図である。 なお、 第 1 9図では、 実施の形態 4 (第 14図） に示した構成と同一ないしは同等である構成部分には、 同一の符号 が付されている。 ここでは、 この実施の形態 7に関わる部分を中心に説明する。 すなわち、 この実施の形態 7による電源制御回路は、 実施の形態 1 (第 1図） に示した放電加工用電源装置におけるスィツチング素子 S l a, S i b, S 2 a, S 2 bを駆動制御する回路である。 この実施の形態 7では、 放電開始時の放電状 態 （正常放電、 即放電、 短絡） に応じて極間に供給する電流パルスを、 電流ピー クの大きいものと小さいものとに切り替える場合の構成例 （その 1) が示されて いる。
第 1 9図に示すように、 接続関係は第 14図に示した接続関係とは異なる部分 があるが、 構成要素としては、 実施の形態 4 (第 14図） に示した構成において、 放電状態判別回路 15と電流パルス選択回路 16とが追加されている。
第 1 9図において、 放電検出回路 3の出力は、 発振制御回路 4 a, 4 bに与え られるとともに、 放電状態判別回路 15にも与えられている。 放電状態判別回路 15の出力は、 電流パルス選択回路 16に与えられ、 電流パルス選択回路 16の 出力は、 発振制御回路 4 a , 4 bに与えられている。 発振制御回路 4 a, 4 b、 数値制御装置 8と、 加工電流オン時間設定回路 1 l a, l i bとの接続関係は、 第 1 4図で示した構成と同様であるが、 発振制御回路 4 bの出力 （制御パルス信 号 P 2 ) は、 駆動回路 5 a , 5 bに与えられ、 発振制御回路 4 aの出力 （制御パ ルス信号 P 1 ) は、 駆動回路 6 a , 6 bに与えられている。 実施の形態 4 (第 1 4図） にて説明したように、 発振制御回路 4 bは、 パルス幅の広い制御パルス信 号 B Pを発生し、 発振制御回路 4 aは、 パルス幅の狭い制御パルス信号 S Pを発 生する。
放電状態判別回路 1 5は、 放電検出回路 3が検出した予備放電の情報を処理す ることによって極間の放電状態が、 大電流を印加する正常放電状態である力 繰 り返す周波数が高く.なる即放電状態もしくは短絡状態であるかを判別する。 電流 パルス選択回路 1 6は、 放電状態判別回路 1 5の判別結果を受けて、 発振制御回 路 4 a , 4 bのどちらに発振指令を出力するかを選択する。 具体的には、 電流パ ルス選択回路 1 6は、 放電状態判別回路 1 5の判別結果が、 正常放電状態を示す ときは、 発振制御回路 4 bに発振指令を出力し、 即放電状態もしくは短絡状態を 示すときは、 発振制御回路 4 aに発振指令を出力するようになっている。
次に、 第 1 9図、 第 2 0図を参照して、 実施の形態 7による放電加工用電源装 置の動作について説明する。 なお、 第 2 0図は、 第 1 9図に示す電源制御回路に よる放 ¾¾Πェ用電源装置の動作原理を説明する図である。 ここで、 第 2 0図にお いて、 t dは、 無負荷時間である。 （1 ) は、 放電状態判別回路 1 5が正常放電 状態、 即放電状態、 短絡状態の各状態の判別を行う電圧波形の例である。 ここで は、 無負荷時間 t dの長さに応じて判別する例が示されている。 （2 ) は、 スィ ツチング素子 S 2 a , S 2 bの駆動する制御パルス信号 S Pの発生タイミングを 示している。 （3 ) は、 スイッチング素子 S l a , S 1 bの駆動する制御パルス 信号 B Pの発生タイミングを示している。 （4 ) は、 極間に供給される電流パル スの波形を示している。
まず、 加工電流オン時間設定回路 1 1 a、 1 1 bには、 それぞれ数値制御装置 8を通じ、 ワイヤ放動卩ェの加工条件の 1パラメータとして予め制御パルス信号 S P , B Pのパルス幅が設定されている。 前述したように、 制御パルス信号 S P , B Pのパルス幅は、 B P > S Pという関係で設定されている。 これは、 加工速度 やワイャ断線防止の観点から定められる。
放電状態判別回路 1 5は、 放電検出回路 3が検出した予備放電の間隔が広く、 無負荷時間 t dが t d〉 1 μ s〜 2 μ s程度と長レ、場合は、 正常放電が発生した と判定する。 一方、 放電状態判別回路 1 5は、 放電検出回路 3が検出した予備放 電の間隔が狭く、 無負荷時間が t dく 1 μ s〜 2 ju sと短い場合は、 短絡もしく は即放電が発生したと判断する。
電流パルス選択回路 1 6は、 放電状態判別回路 1 5の判別結果が即放電状態も しくは短絡状態を示すときは、 発振制御回路 4 aに発振指令を出力する。 その結 果、 パルス幅の狭い制御パルス信号 S Pによって高速動作用のスイッチング素子 S 2 a , S 2 bを駆動するグート · ドライブ信号 G 2 a , G 2 bが発生し、 スィ ツチング素子 S 2 a , S 2 bが制御パルス信号 S Pのノ、。ルス幅内オン動作を行レ、、 即放電状態もしくは短絡状態にある極間に、 第 2 0図 （4 ) に示すように、 電流 ピークの小さい電流パルスが供給される。
また、 電流パルス選択回路 1 6は、 放電状態判別回路 1 5の判別結果が正常放 電状態を示すときは、 発振制御回路 4 bに発振指令を出力する。 その結果、 パル ス幅の広い制御パルス信号 B Pによって低損失動作用のスィツチング素子 S 1 a , S 1 bを駆動するゲート · ドライブ信号 G l a , G l bが発生し、 スイッチング 素子 S l a， S l bが制御パルス信号 B Pのパルス幅内オン動作を行い、 正常放 電状態にある極間、 第 2 0図 （4 ) に示すように、 電流ピークの大きい電流パノレ スが供給される。
このように、 極間には、 正常放電が発生した場合には、 パルス幅の広い制御パ ルス信号 B Pによつて大電流ピークが供給され、 短絡もしくは即放電が発生した 場合には、 パルス幅の狭い制御パルス信号 S Pによって小電流ピークが供給され る。 このとき、 大電流ピーク供給時には、 低損失特性に優れるスイッチング素子 S 1 a、 S I bが選択され、 小電流ピーク供給時には高速動作特性に優れるスィ ツチング素子 S 2 a、 S 2 bが選択される。 前述したように、 ワイヤ放電加工では、 放電周波数の高い状態においては、 正 常放電の発生比率が 1 / 3〜 1 Z 2程度であるので、 放電周波数が 1 0 0 k H z であっても、 大電流ピークの必要な正常放電の発生周波数は 5 0 k H z以下とな る。 そこで、 実施の形態 7では、 極間の放電開始時での放電状態に応じて供給す る電流パルスを切り替える場合に、 高周波動作に不適である正常放電の発生時に は、 低損失であるスイッチング素子 S 1 a、 S 1 bを使用して大電流ピークを供 給できるようにした。 一方、 短絡ゃ即放電といった無負荷時間が極端に短く放霉 サイクルが高いが放電現象的には大電流ピークが印加できない状態においては、 高速動作に優れ高周波動作に対応可能なスィツチング素子 S 2 a、 S 2 bを使用 して小電流ピークを供給できるようにした。
したがって、 大電流力、つ高速動作を両立した高速加工が実現可能となる。 また 特性の異なるスィツチング回路を組み合わせて使用するので、 スィツチング素子 の数を少なくすることができ、 発熱量を少なくすることができる。 さらに、 低損 失側のスィツチング回路の繰り返し周波数を 1 / 2〜 1 Z 3に押さえることがで きるので、 より大電流力、つ低損失の素子 （I G B T等） が使用可能となる。
実施の形態 8 .
第 2 1図は、 この発明の実施の形態 8である放電加工用電源装置が備える電源 制御回路の構成を示すブロック図である。 なお、 第 2 1図では、 実施の形態 7 (第 1 9図） に示した構成と同一ないしは同等である構成部分には、 同一の符号 が付されている。 ここでは、 この実施の形態 7に関わる部分を中心に説明する。 すなわち、 この実施の形態 8による電源制御回路は、 実施の形態 1 (第 1図） に示した放電加工用電源、装置におけるスィツチング素子 S l a , S i b , S 2 a , S 2 bを駆動制御する回路である。 この実施の形態 8では、 放電開始時の放電状 態 （正常放電、 即放電、 短絡） に応じて極間に供給する電流パルスを、 電流ピー クの大きいものと小さいものとに切り替える場合の構成例 （その 2 ) が示されて いる。
第 2 1図に示すように、 実施の形態 7 (第 1 9図） に示した構成において、 電 流パルス選択回路 1 6に代えて、 電流パルス停止回路 1 7が設けられている。 但 し、 電流パルス停止回路 1 7の出力は、 発振制御回路 4 bにのみ与えられている。 電流パルス停止回路 1 7は、 放電状態判別回路 1 5の判別結果が、 即放電状態も しくは短絡状態を示すときは、 発振制御回路 4 bに発振停止指令を出力するよう になっている。 電流パルス停止回路 1 7は、 放電状態判別回路 1 5の判別結果が 正常放電の場合には何もしない。
次に、 第 2 1図、 第 2 2図を参照して、 実施の形態 8による放電加工用電源装 置の動作について説明する。 なお、 第 2 2図は、 第 2 1図に示す電源制御回路に よる放電 ¾]ェ用電源装置の動作原理を説明する図である。 第 2 2図での各項目の 内容は、 第 2 0図にて説明した通りである。
放電状態判別回路 1 5は、 放電検出回路 3が検出した予備放電の間隔が広く、 無負荷時間 t dがセ （1〉1 5〜2 3程度と長い場合は、 正常放電が発生した と判定する。 一方、 放電状態判別回路 1 5は、 放電検出回路 3が検出した予備放 電の間隔が狭く、 無負荷時間が t dく 1 μ s〜2 μ sと短い場合は、 短絡もしく は即放電が発生したと判断する。
電流パルス停止回路 1 7は、 放電状態判別回路 1 5の判別結果が、 即放電状態 もしくは短絡状態を示すときに、 発振制御回路 4 bに発振停止指令を出力する。 したがって、 放電検出回路 3が検出した予備放電の状態が正常放電であるときは、 発振制御回路 4 a， 4 bは、 実施の形態 4 (第 1 4図） にて説明したように順次 動作するので、 低損失のスィツチング素子 S l a , S i bと高速動作に優れるス ィツチング素子 S 2 a , S 2 bとが順次に駆動される。
—方、 放電検出回路 3が検出した予備放電の状態が即放電状態もしくは短絡状 態であるときは、 発振制御回路 4 aのみが動作し、 高速動作に優れるスィッチン グ素子 S 2 a , S 2 bのみが駆動される。
その結果、 第 2 2図に示すように、 極間に正常放電が発生した場合には、 制御 パルス信号 B Pによる大電流ピークと制御パルス信号 S Pによる小電流ピークと が供給される。 一方、 極間に短絡もしくは即放電が発生した場合には、 制御パル ス信号 S Pによる小電流ピークが供給される。
このように、 実施の形態 8では、 極間の放電開始時での放電状態に応じて供給 する電流パルスを切り替える場合に、 高周波動作に不適である正常放電の発生時 には、 低損失であるスィツチング素子 S 1 a、 S i bを使用して大電流ピークを 供給することと、 高速応答に優れるスイッチング素子 S 2 a、 S 2 bを使用して 小電流ピークを供給することとを順次に選択するようにした。 一方、 短絡ゃ即放 電といつた無負荷時間が極端に短く放電サイクルが高レ、が放電現象的には大電流 ピークが印加できない状態においては、 低損失のスイッチング素子 S 1 a , S 1 bの動作を停止し、 高速動作に優れ高周波動作に対応可能なスィツチング素子 S 2 a、 S 2 bのみを使用して小電流ピークを供給できるようにした。
したがって、 大電流かつ高速動作を両立した高速加工が実現することに加え、 アーク切れのない安定した高速加工が可能となる。 また、 実施の形態 7と同様の 作用効果が得られる。 産業上の利用可能性
この発明は、 大電流で、 かつ高速にワイヤ放電加工を行うワイヤ放電加工装置 の放 @¾ロェ用電源装置として用いるのに好適である。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 電極と前記電極に所定間隔を置いて対向配置される他方の電極としての被カロ ェ物との間である極間に放電パルス電流を供給するスィツチング回路を備える放 ¾¾ェ用電源装置において、
前記極間での放電開始の検出信号に応答して所定パルス幅の制御パルス信号を 発生するパルス幅制御手段を備えるとともに、
前記スィツチング回路は、
前記制御パルス信号を並列に受ける 2つのスィツチング回路であって、 高速動 作に適したスイッチング素子を含むスイッチング回路と、 低速動作に適したスィ ッチング素子を含むスィッチング回路とで構成される、
ことを特 ί敷とする放動ロェ用電源装置。
2 . 前記スイッチング回路は、
前記極間での放電開始の検出信号を受ける第 1スイッチング回路と、 前記放電 開始に応答して発生する所定パルス幅の制御パルス信号を受ける第 2スィッチン グ回路とで構成され、
前記第 1スィツチング回路は、 高速動作に適したスィツチング素子と低速動作 に適したスィッチング素子とのレ、ずれか一方を含むスィッチング回路であり、 前記第 2スィツチング回路は、 低速動作に適したスィツチング素子を含むスィ ツチング回路である、
ことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の放動口ェ用電源装置。
3 . 前記第 1スイッチング回路は、 高速動作に適したスイッチング素子を含むス ィツチング回路である場合には、 前記放電開始の検出信号が前記高速動作に適し たスィツチング素子の制御端に直接印加されることを特徴とする請求の範囲第 2 項に記載の放電加工用電源装置。
4 . 前記第 1スイッチング回路は、
•前記放電開始の検出信号を受けてパルス幅が互いに異なる駆動パルス信号を発 生する複数の駆動回路と、
外部からの指令に基づき前記複数の駆動回路のいずれか一つが出力する駆動パ ルス信号を選択して前記スィツチング素子の制御端に印加する選択回路と、 を備えたことを特徴とする請求の範囲第 2項に記載の放動ロェ用電源装置。
5 . 前記スイッチング回路は、
前記放電開始の検出信号を受ける第 1スイッチング回路と、 前記制御パルス信 号を受ける第 2スイッチング回路とで構成され、
前記第 1スィツチング回路は、 高速動作に適したスィツチング素子を含むスィ ツチング回路であり、
前記第 2スィツチング回路は、 低速動作に適したスィツチング素子を含むスィ ツチング回路であり、
前記パルス幅制御手段は、 前記発生する制御パルス信号のパルス幅を前記第 2 スィツチング回路において対向するスィツチング素子間で互いに異なる値に制御 する、
ことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の放動口ェ用翁源装置。
6 . 前記パルス幅制御手段は、
前記対向するスィツチング素子の一方が導通状態になる期間を与える第 1パル ス幅に設定した制御パルス信号を発生し、 前記一方のスィツチング素子の駆動手 " 段に与える第 1設定手段と、
5 前記対向するスィツチング素子の他方が導通状態になる期間を与える前記第 1 パルス幅とは異なる値の第 2パルス幅に設定した制御パルス信号を発生し、 前記 他方のスィツチング素子の駆動手段に与える第 2設定手段と、 を備えたことを特徴とする請求の範囲第 5項に記載の放動ロェ用電源装置。
7 . 前記パルス幅制御手段は、
第 1パルス幅に設定した制御パルス信号を発生する設定手段と、
前記第 1パルス幅を延長した第 2パルス幅の制御パルス信号を出力する延長手 段と、
外部からの指令に従い前記対向するスイッチング素子それぞれを駆動する駆動 手段に対し、 それぞれのスィツチング素子を導通状態にするパルス幅を持つ制御 パルス信号として、 前記第 1パルス幅を持つ制御パルス信号と前記第 2パルス幅 を持つ制御パルス信号とを切り替えて出力する切替手段と、
を備えたことを特徴とする請求の範囲第 5項に記載の放 ¾¾1ェ用電源装置。
8 . 前記パルス幅制御手段は、
前記対向するスィツチング素子の一方が導通状態になる期間を与える第 1パル ス幅に設定した制御パルス信号を発生し、 前記一方のスイッチング素子の駆動手 段に与える第 1設定手段と、
前記対向するスィツチング素子の他方が導通状態になる期間を与える前記第 1 パルス幅とは異なる値の第 2パルス幅に設定した制御パルス信号を発生し、 前記 他方のスイッチング素子の駆動手段に与える第 2設定手段と、 を備え、 さらに、 前記第 1スィツチング回路において対向するスィツチング素子のそれぞれを導 通状態にする期間を与えるパノレス幅を設定する第 3設定手段を備え、
前記第 1スィツチング回路において対向するスィツチング素子のそれぞれを駆 動する駆動手段は、 前記放電開始の検出信号を受けて、 前記第 3設定手段が設定 したパルス幅をもつ駆動パルス信号を発生しそれぞれのスィツチング素子を駆動 する、
ことを特徴とする請求の範囲第 5項に記載の放 ロ工用 源装置。
9 . 前記パルス幅制御手段は、
第 1パルス幅に設定した制御パルス信号を発生する第 1設定手段と、 前記第 1パルス幅を延長した第 2パルス幅の制御パルス信号を出力する延長手 段と、
外部からの指令に従い前記対向するスィツチング素子それぞれを駆動する駆動 手段に対し、 それぞれのスィツチング素子を導通状態にするパルス幅を持つ制御 パルス信号として、 前記第 1パルス幅を持つ制御パルス信号と前記第 2パルス幅 を持つ制御パルス信号とを切り替えて出力する切替手段と、 を備え、 さらに、 前記第 1スィツチング回路において対向するスィツチング素子のそれぞれを導 通状態にする期間を与えるパルス幅を設定する第 2設定手段を備え、
前記第 1スィツチング回路において対向するスィツチング素子のそれぞれを駆 動する駆動手段は、 前記放電開始の検出信号を受けて、 前記第 2設定手段が設定 したパルス幅をもつ駆動パルス信号を発生しそれぞれのスィツチング素子を駆動 する、
ことを特徴とする請求の範囲第 5項に記載の放 ¾¾]ェ用電源装置。
1 0 . 前記制御パルス信号のパルス幅を放電開始前に外部から変更設定を行う手 段を備えたことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の放動ロェ用電源装置。
1 1 . 電極と前記電極に所定間隔を置いて対向配置される他方の電極としての被 加工物との間である極間での放電開始に応答して、 第 1パルス幅の制御パルス信 号を発生する第 1パルス幅制御手段、 および前記第 1パルス幅とは異なる値の第 2パルス幅の制御パルス信号を発生する第 2パルス幅制御手段と、
前記第 1パルス幅の制御パルス信号を受けて前記極間に放電パルス電流を供給 するスイッチング回路であって、 低速動作に適したスイッチング素子を含む第 1 スイッチング回路と、
前記第 2パルス幅の制御パルス信号を受けて前記極間に放電パルス電流を供給 するスィツチング回路であって、 高速動作に適したスィツチング素子を含む第 2 スイッチング回路と、
前記極間での放電開始時の放電状態が、 正常放電状態と即放電状態と短絡状態 との 、ずれであるかを判別する放電状態判別手段と
前記放電状態判別手段の判別結果が、 正常放電状態を示すときは前記第 1パル ス幅制御手段に出力指示を出し、 即放電状態ないしは短絡状態を示すときは前記 第 2ノ、。ルス幅制御手段に出力指示を出す電流パノレス選択手段と、
を備えたことを特徴とする放動ロェ用電源装置。
1 2 . 前記制御パルス信号のパルス幅を放電開始前に外部から変更設定を行う手 段を備えたことを特徴とする請求の範囲第 1 1項に記載の放 1¾ェ用電源装置。
1 3 . 電極と前記電極に所定間隔を置いて対向配置される他方の電極としての被 加工物との間である極間での放電開始に応答して、 第 1パルス幅の制 ^パルス信 号を発生する第 1パルス幅制御手段、 および前記第 1パルス幅とは異なる値の第 2パルス幅の制御パルス信号を発生する第 2パルス幅制御手段と、
前記第 1 ノ ルス幅の制御パルス信号を受けて前記極間に放電パルス電流を供給 するスィツチング回路であって、 低速動作に適したスィツチング素子を含む第 1 スィツチング回路と、
前記第 2パルス幅の制御パルス信号を受けて前記極間に放電パルス電流を供給 するスイッチング回路であって、 高速動作に適したスィッチング素子を含む第 2 スィツチング回路と、
前記極間での放電開始時の放電状態が、 正常放電状態と即放電状態と短絡状態 とのいずれであるかを判別する放電状態判別手段と、
前記放電状態判別手段の判別結果が即放電状態ないしは短絡状態を示すとき、 前記第 1パルス幅制御手段に出力停止指示を出す電流パルス停止手段と、
を備えたことを特徴とする放動ロェ用電源装置。
1 4 . 前記制御パルス信号のパルス幅を放電開始前に外部から変更設定を行う手 段を備えたことを特徴とする請求の範囲第 1 3項に記載の放 m¾ロェ用電源装置。
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