WO1998056148A1

WO1998056148A1 - Circuit de reproduction de porteuse

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Publication number: WO1998056148A1
Application number: PCT/JP1998/002203
Authority: WO
Inventors: Akihiro Horii; Kenichi Shiraishi
Original assignee: Kabushiki Kaisha Kenwood
Priority date: 1997-06-06
Filing date: 1998-05-20
Publication date: 1998-12-10
Also published as: DE69838481D1; CN1144433C; EP0993160B1; DE69838481T2; CN1259253A; EP0993160A4; JP3080601B2; EP0993160A1; US6693978B1; CA2291135A1; CA2291135C; JPH10341263A

Description

明細書

搬送波再生回路

技術分野

本発明はデジタル変調方式の放送受信機等に用いる搬送波再生回路に関し、さらに詳細には受信位相シフトキーィング変調信号から搬送波を再生する搬送波再生回路に関する。

背景技術

本明細書において、スキャンニングの語は復調用搬送波再生のための周波数掃引の意味で使用し、スキャンニング周波数幅の語は放送受信機においてカバ一しなければならない受信信号の中心周波数変動範囲の意味で使用する。例えばデジタル衛星放送受信機では土

1 . 5 M H z程度である。

衛星放送受信機においては、電源投入後搬送波のスキヤンエングを行う。この過程でフレーム同期信号が受信された場合にフレーム同期状態と見做して、スキャンニングを停止し、搬送波のトラツキング状態に入って、再生搬送波としている。

従来の搬送波再生回路の構成を第 5から 7図に示す。第 5図に示した従来の搬送波再生回路について説明する。第 5図に示す搬送波再生回路では、位相シフトキーング変調された受信波は所定周波数の中間周波数に周波数変換されて直交検波回路 1 Aに入力され、復調用の再生搬送波を出力する電圧制御発振器（以下、 V C Oとも記す） 1 2 0の発振出力と該発振出力を 9 0度移相回路 1 2 1 につて 9 0度移相された出力とが直交検波回路 1 Aに供給されて、中間周波数に周波数変換された受信信号が直交検波回路 1 Aによって I 軸、 Q軸それぞれのベースバンド信号に検波される。それぞれの軸のベースバンド信号は各別に、 AZD変換器 2、 3 に供給されてデジタル値の離散信号に変換され、デジタルフィル夕 8、 9を通過させて帯域制限され、帯域制限されたベースバンド信号 D I、 DQは位相誤差検出回路 1 2 2に供給されると共に、パラレル Zシリアル変換回路 1 2 3にも供給されて、パラレル Zシリァル変換回路 1 2 3においてベースバンド信号 D I、 D Qがシリアルデータに変換されて送出される。

ベースバンド信号 D I、 D Qを受けた位相誤差検出回路 1 2 2においてベースバンド信号 D I、 D Qに基づく位相誤差が検出され、検出された位相誤差に基づく位相誤差データが定常状態に留まっているか否かが位相誤差監視回路 1 2 4において検出され、位相誤差監視回路 1 2 4において位相誤差データが定常状態に留まっていると検出されたとき S YN C信号が A F C回路 1 2 5に送出され、このとき搬送波同期としていた。

一方、 S YN C信号を受ける A F C回路 1 2 5に S YN C信号が送出されてくるまで A F C回路 1 2 5からスキヤンニング出力が送出され、位相誤差データと共に加算器 1 2 6に供給されて加算される。加算器 1 2 6からの加算出力は D/ A変換器 1 2 7に供給されてアナログ信号に変換され、ループフィルタ 1 2 8に供給されて平滑化される。ループフィルタ 1 2 8からの出力電圧は電圧制御電圧として電圧制御発振器 1 2 0に供給されて電圧制御発振器 1 2 0の発振周波数が制御されて、搬送波のスキャンニングが行われる。. この間において S YN C信号が出力されてくると A F C回路 1 2 5から出力されるスキヤンニング出力の送出は停止されて搬送波同期と確定され、位相誤差デ一夕に基づくトラッキング状態に制御されて. 搬送波の再生が行われる。

第 6図は第 5図に示したパラレルシリアル変換回路 1 2 3に代わって、フレーム同期回路 1 2 9を設けた場合の例である。この例の場合は、フレーム同期回路 1 2 9から出力される S Y N C信号を受ける A F C回路 1 2 5に S Y N C信号が送出されてくるまで、 A F C回路 1 2 5からスキャンニング出力が送出され、位相誤差デ一夕と共に加算器 1 2 6 に供給されて加算される。加算器 1 2 6から出力される加算出力は D / A変換器 1 2 7に供給されてアナログ信号に変換され、ル一プフィル夕 1 2 8に供給されて平滑化される。

平滑化されたループフィル夕からの出力電圧は電圧制御電圧として電圧制御発振器 1 2 0に供給されて電圧制御発振器 1 2 0の発振周波数が制御されてスキヤンニングが行われる。この間において S Y N C信号が出力されると A F C回路 1 2 5から出力されるスキヤンニング出力は停止されて搬送波同期とされ、位相誤差データに基づくトラッキング状態に制御されて、搬送波の再生が行われることは第 5図の場合と同様である。

第 7図に示す搬送波再生回路は第 6図に示す搬送波再生回路に準同期検波回路 1を適用した場合の例である。第 7図に示す搬送波再生回路では、位相シフトキ一ング変調された受信波は所定周波数の中間周波数に周波数変換されて準同期検波回路 1に入力され、中間周波数に周波数変換された受信信号が準同期検波回路 1によって I 軸、 Q軸それぞれのベースバンド信号に変換される。 . 加算器 1 2 6からの出力はデジタルフィル夕からなるループフィル夕 1 3 0に供給され、ループフィルタ 1 3 0からの出力は数値制御発振器（図面においては N C Oと記してある） 6および 7に供給されて、数値制御発振器 6の発振出力と A / D変換器 2からの出力とが乗算器 4において乗算され、数値制御発振器 7の発振出力と A Z D変換器 3からの出力とが乗算器 5において乗算されて直交検波される。ここで、数値制御発振器 6の発振出力と数値制御発振器 7 の発振出力とは位相が 9 0度異ならせてある。

乗算器 4、 5から出力されるべ一スバンド信号 D I 、 D Qはデジタルフィル夕 8 、 9に供給されて帯域制限され、位相誤差検出回路 1 2 2と、フレーム同期回路 1 2 9 とに供給されて、フレーム同期回路 1 2 9からベースバンド信号 D I 、 D Qがシリアルデ一夕に変換されて送出される。

ベースバンド信号 D I 、 D Q受けた位相誤差検出回路 1 2 2において検出される位相誤差に基づく位相誤差データと A F C回路 1 2 5からのスキヤンニング出力とは加算器 1 2 6において加算され、加算出力はル一プフィルタ 1 3 0に供給されて、ループフィル夕 1 3 0からの出力は発振周波数制御データとして数値制御発振器 6、 7に供給されて発振周波数が制御され、スキヤンニングが行われる。この間に、フレーム同期回路 1 2 9において、受信データ系列中のフレームデ一夕の先頭を示す一定周期ごとの同期パターンの繰返しが確認されたとき、フレーム同期が取れていると判断されて S Y N C信号が A F C回路 1 2 5に送出され、このとき搬送波同期とされて、 A F C回路 1 2 5はスキャンニング出力の送出が停止され、位相誤差データに基づくトラッキング状態に制御されて、搬送^の再生が行われる。

しかしながら、上記した従来の搬送波再生回路においては、位相誤差監視回路から出力される S Y N C信号によって搬送波のスキヤ W

- 5 - ' ンニングを停止させる場合、低 C / Nにおいては搬送波同期検出に対する信頼性が悪いという問題点があった。

また、上記した従来の搬送波再生回路においては、フレーム同期回路にて検出した S Y N C信号によって搬送波のスキャンニングを停止させる場合、 S Y N C信号の検出に通常数十フレームの期間を必要とし、搬送波同期検出までに要する期間が長いという問題点があった。この結果、 A F Cによるスキャンニング期間が長いという問題が生ずる。

本発明は、搬送波同期検出に至るまでの期間が短縮されて、搬送波再生が早期に行える搬送波再生回路を提供することを目的とする。発明の開示

本発明にかかる搬送波再生回路は、受信位相シフトキ一イング変調信号から搬送波を再生する搬送波再生回路であって、変調波中心周波数に対して所定周波数差を有する搬送波を供給したときにおける復調ベースバンド信号を受信する受信手段と、復調用搬送波の周波数を変更させるための発振周波数を順次変更させる変更手段とを備え、該受信手段は、前記復調ベースバンド信号に基づいて、該変更手段の起動及び停止を指示する指示信号を該変更手段へ送信して該変更手段の動作を制御することを特徴とする。

本発明にかかる搬送波再生回路は、受信位相シフトキ一イング変調信号から搬送波を再生する搬送波再生回路であって、変調波中心周波数に対して所定周波数差を有する搬送波を供給したときに.おける復調べ一スパンド信号の信号点配置の分散値が単位時間当り予め定めた閾値を超える回数に基づき受信 C N比を判定する受信 C N比判定手段と、該受信 C N比判定手段によって判定された受信 C N比に基づき 1ステツプにて変化させる周波数幅を設定する周波数幅変換手段と、周波数幅変換手段によって設定された周波数幅に基づいて発振周波数を順次変更し復調用搬送波として送出する発振手段と、前記受信 C N比判定手段によって判定された受信 C N比に基づく閾値以下に前記回数が低下したことを検出して前記周波数幅に基づく前記発振手段による発振周波数の変更を停止させる検出手段とを備えたことを特徴とする。

本発明にかかる搬送波再生回路は、変調波中心周波数に対して所定周波数差を有する搬送波を供給したときにおける復調ベースバンド信号の信号点配置の分散値が単位時間当り予め定めた閾値を超える回数に基づき受信 C N比が受信 C N判定手段によって判定され、判定された受信 C N比に基づき 1ステップにて変化させる周波数幅が周波数幅変換手段によって設定され、設定された周波数幅に基づいて発振手段の発振周波数が順次変更されて復調用搬送波として送出され、受信 C N比判定手段によって判定された受信 C N比に基づく閾値以下に前記回数が低下したことが検出されたとき前記周波数幅に基づく前記発振手段による発振周波数の変更が停止させられる。したがって、フレーム同期を検出して発振手段による前記周波数幅に基づく発振周波数の変更が停止させる場合よりも時間的に早く、搬送波再生がなされる。

図面の簡単な説明

第 1図は、本発明の実施の一形態にかかる搬送波再生回路の構成を示すプロック図である。

第 2図は、本発明の実施の一形態にかかる搬送波再生回路の作用の説明に供する特性図である。第 3図は、本発明の実施の一形態にかかる搬送波再生回路の作用の説明に供する特性図である。

第 4図は、本発明の実施の一形態にかかる搬送波再生回路の作用の説明に供すフローチヤ一トである。

第 5図は、従来の搬送波再生回路の構成を示すブロック図である。第 6図は、従来の搬送波再生回路の他の構成を示すプロック図である。

第 7図は、従来の搬送波再生回路のさらに他の構成を示すブロック図である。

発明を実施するための最良の形態

以下、本発明にかかる搬送波再生回路を実施の一形態によって説明する。第 1図は本発明の実施の一形態にかかる搬送波再生回路の構成を示すブロック図であり、準同期検波方式の場合を例示している。

ここで本明細書において、スキャンニングステップ周波数幅の語は、スキャンエングする場合において、 1ステップのスキャンニングにて変化させる周波数幅の意味で使用する。本発明の実施の一形態にかかる搬送波再生回路を用いた衛星放送受信機においても、従来の場合と同様に電源投入後スキヤンニングを行う。

本発明の実施の一形態にかかる搬送波再生回路では、位相シフトキーング変調された受信波は所定周波数の中間周波数に周波数変換され、準同期検波回路 1 に入力されて準同期検波回路 1におい; r I 軸、 Q軸それぞれのべ一スバンド信号に変換される。それぞれの軸のべ一スバンド信号は各別に、 A Z D変換器 2、 3においてデジ夕ル値の離散信号に変換され、復調用搬送波を出力する数値制御発振器 6の発振出力、数値制御発振器 6の発振出力を 9 0度移相した数値制御発振器 7の発振出力と A / D変換器 2 、 3によって変換された I軸、 Q軸それぞれのベースバンド信号とが乗算器 4 、 5にて乗算されて、復調される。

乗算器 4 、 5からの出力されるベースバンド信号 D I 、 D Qはデジタルフィルタ 8 、 9によって帯域制限され、デジタルフィル夕 8 、 9から出力されるべ一スバンド信号 D I 、 D Qはフレーム同期回路 1 0、受信位相検出回路 1 1および位相誤差検出回路 1 2に供給される。ベ一スバンド信号 D I 、 D Qを受けたフレーム同期回路 1 0 から、ベースバンド信号 D I 、 D Qがシリアルデ一夕に変換されて送出されると共に、送信側、受信側にて既知であるフレーム先頭を示すデータ系列が捕捉される。

フレーム同期を示すデ一夕系列の捕捉後、フレーム同期回路 1 0 から、フレームの先頭を示すフレームパルスが出力され、フレームパルスは受信位相検出回路 1 1および後段の信号処理回路へ供給される。また、フレーム同期回路 1 0から、フレームパルスから生成される夕イミング信号によって伝送フレーム構成情報が書き込まれているヘッダがベースバンド復調信号から抽出され、変調方式、変調方式の切り替え等の識別をする変調識別信号が出力され、位相誤差検出回路 1 2へ供給される。変調識別信号および受信位相検出回路 1 1からの出力である受信位相データは搬送波が同期し、フレーム同期が確定後、低 C / Nまで安定に復調するために用いられる。

さらに、フレーム同期回路 1 0から、受信データ系列中のフレームデータの先頭を示す一定周期ごとの同期パターンの繰返しが確認されたとき、すなわちフレームパルスの一定周期ごとの繰返しが確認されたときフレーム同期が取れていると判断されて S Y N C信号が送出される。

位相誤差検出回路 1 2において検出された位相誤差に基づく位相誤差データは加算器 2 1 に供給されて後記の A F C回路 2 0からの出力と加算され、加算出力はデジタルフィル夕からなるループフィルタ 1 3に供給されて平滑処理され、平滑処理された出力は発振周波数制御信号として数値制御発振器 6、 7へ供給される。

次に、本発明の実施の一形態にかかる搬送波再生回路における A F C回路 2 0によるスキャンニングについて説明する。本発明の実施の一形態にかかる搬送波再生回路における A F C回路 2 0によるスキャンニングは、ベースバンド信号 D I 、 D Qから C N比を実質的に求めて、求められた C N比に基づくスキャンニングステップ周波数幅および搬送波同期閾値を設定して、スキャンニングステップ周波数幅に基づくスキャンニンダ行い、このスキャンニングによつて搬送波同期閾値内に入ったとき搬送波の同期検出と判定してスキャンニングを停止させるのである。

本発明の実施の一形態にかかる搬送波再生回路における A F C回路 2 0によるスキャンニングについてさらに詳細に説明する。デジタルフィル夕 8、 9によって帯域制限されたベースバンド信号 D I 、 D Qは C N比を実質的に求めるために信号点配置変換回路 1 4にも供給されて、信号点配置変換回路 1 4において信号点配置変換テーブルが参照されてベースバンド信号 D I 、 D Qから信号点配置デー夕が求められる。求められた信号点配置データは分散値計算回路 1 5に供給されて信号点配置データの分散値が求められる。

次に、信号点配置変換テーブルについて説明する。 Q P S K変調の場合、受信信号（D I、 D Q) は、（ 0、 0 ) 、（ 0、 1 ) 、

( 1、 1 ) 、（ 1、 0 ) が基準位置であり、（ 0、 0 ) を第 1象限に、（ 0、 1 ) を第 2象限に、（ 1、 1 ) を第 3象限に、（ 1、 0 ) を第 4象限に対応させ、（ 0、 1 ) を 9 0度時計方向に、（ 1、 1 ) を 1 8 0度時計方向に、（ 1、 0 ) を 9 0度反時計方向に回動させることによって第 1象限に集めて、第 1象限に集められた受信信号 (D I、 DQ) を信号点配置デ一夕に変換する。また、 8 P S K変調の場合も同様であって、予め定めた象限に他の象限の受信信号を集めて信号点配置データに変換する。

信号点配置変換回路 1 4によって求められた信号点配置デ一夕から分散値計算回路 1 5において信号点配置デ一夕の分散値が求められ、求められた分散値は予め定めた基準値 Aと比較され、予め定めた所定の単位期間中における基準値 A以上の分散値の発生回数が計数されて、前記単位期間内における基準値 A以上の分散値の発生回数の総数 D S M Sの値が求められる。この総数 D S M Sの値は分散値が前記単位期間中に基準値 A以上となる頻度を示している。

分散値計算回路において得られた総数 D S M Sの値は CZN判定回路 1 6および搬送波同期判定回路 1 8に供給される。

次に、第 2図および第 3図について説明する。第 2図は変調波中心周波数と再生搬送波の周波数との周波数差と、総数 D S M Sと、 CZNとの関係を示す図であり、第 3図は総数 D S M Sと、 CZN と、総数 D S M Sの閾値との関係を示す図であり、第 2図および第 3図は実験によって求められたものである。第 2図は、総数 D S M Sの値を求めるための基準値 Aを 1 0 0 0とし、前記単位時間中に基準値 Aを超えた総数 D S M Sの値を、変調波中心周波数と再生搬送波との周波数差を変調波中心周波数を基準として、 CZN= 1 9 d Bの場合と CZN= 1 2 d Bの場合と C/N= 1 1 d Bの場合について示したものである。第 3図は上記基準値 Aを 1 0 0 0とし、第 3図の曲線 aは周波数差 Δ f = 1 MH zの場合の総数 D S M Sと CZNとの関係を示し、第 3図の曲線 bは周波数差 Δ f = 0 MH z の場合の CZNと総数 D S M Sの閾値との関係を示したものである。

C/N判定回路 1 6には、変調波中心周波数と再生搬送波の周波数との周波数差△ f が Δ ί = 1 ΜΗ ζの場合における、総数 D S M Sの値との関係を CZNに対応して示した第 3図の曲線 aの曲線に示すテーブルを備えており、総数 D S M Sの値に基づいて受信信号の CZNが判定され、受信信号に対して判定された CZNは搬送波同期閾値変換回路 1 7およびスキャンニングステップ周波数幅変換回路 1 9へ送出される。

搬送波同期閾値変換回路 1 7には、変調波中心周波数と再生搬送波の周波数との周波数差 Δ f が Δ f = 0の場合の CZNに対する総数 D S M Sの値との関係を示す第 3図の曲線 bの曲線に示すテープルを備えており、総数 D S M Sの値と CZN判定回路 1 6において判定された CZNとに基づいて、総数 D S M Sの閾値が得られ、総数 D S M Sの閾値は搬送波同期判定回路 1 8へ送出され、総数 D S M Sの値が総数 D S M Sの閾値以下に低下したとき搬送波同期判定回路 1 8において搬送波同期と判定されて、搬送波同期信号が A F C回路 2 0へ送出される。，

C/N判定回路 1 6によって判定された C/Nを受けてスキャンニングステップ周波数幅変換回路 1 9では、 CZNに基くスキャンニングステップ周波数幅データに変換されて、変換されたスキャンニングステップ周波数幅デ一夕が A F C回路 2 0に供給されてスキヤンニングステップ周波数幅データに基づく 1ステツプづっスキヤンニングをするべく、出力が加算器 2 1に供給されて位相誤差検出回路 1 7から出力される位相誤差データと加算されて、ループフィルタ 1 3を介して数値制御発振器 6 、 7へ送出される。一方、搬送波同期判定回路 1 8から搬送波同期信号が供給されたときは A F C 回路 2 0の出力によるスキャンニングが停止される。

上記において、 C / Nおよび搬送波同期を判定するために、 A F C回路 2 0に予め定めたデータ（第 2図における A点に対応するデ一夕）を供給し、加算器 2 1 を介した出力によって数値制御発振器 6および 7の発振周波数を制御し、 A Z D変換器 2 、 3からの出力と乗算器 4 、 5にて乗算して復調し、デジタルフィル夕 8 、 9を介して送出させる。

デジタルフィルタ 8 、 9からの出力されるべ一スバンド信号 D I 、 D Qに基づく信号点配置から分散値が計算されて、総数 D S M Sの値が求められ、このときにおける総数 D S M Sの値を受けて、総数 D S M Sの値が予め定めた閾値以下か否かが判別され、閾値以下でないと判別されたときには、 A F C回路 2 0に予め定めたデータ

(第 2図における B点に対応するデータ）を供給し同様に総数 D S M Sの値を求められる。

ここで、仮に A点または B点の何れか一方のみであれば、 Δ f = 0を挾む所定周波数範囲、例えば ± 5 0 0 k H z未満の範囲内おいては総数 D S M Sに対する値からは C Nを判定することができない。例えば総数 D S M Sが 2 0 0のとき C Z Nが 1 I d Bか 1 2 d Bか否かの判定はできない。また、周波数差△ f = 0の絶対周波数は送信側または中継器等の条件、さらに受信機の周波数変換器等の条件によって変動する。このため上記 A点および B点に対応する 2点のデータを採り、この間を 1 MH z以上に採るのである。

そこで 2点 A、 Bを例えば相対的に 1 MH z以上離すことによつてどちらか一方は周波数差 Δ f が 5 0 0 k H z以上とすることができて、 2点 A、 Bのサンプル点のうち周波数差△ f が 5 0 0 k H z 以上であるのは、第 2図において破線（C、 D) で示すように総数 D S M Sの値の大きい方である。このように総数 D S M Sの値の大きい方を採ることによって CZNを判定することができる。以下、 C/N= l l d Bの場合をもとに説明すると、第 2図の破線に示されるように周波数差が Δ f が ± 5 0 0 k H Z以上離れている場合に大きい方の総数 D S M Sの値から受信 CZNが判定される。

第 3図の曲線 aが周波数差 Δ f が 1 MH Zの場合の総数 D S M S の値対 CZNを示し、第 3図の曲線 bが周波数差△ f が 1 MH Zの場合の総数 D S M Sの値対 CZNを示している。大きい方の総数 D S M Sの値が 2 6 0のとき、総数 D S M Sの値 2 6 0から E点を介して、第 3図の曲線 aの周波数差△ f が 1 MH zの場合における C /N= 1 I d Bが求められ、 CZN= l l d Bに対応して周波数差 Δ f が 0 MH Zの場合における F点を介して、第 3図の曲線 bの周波数差△ f が 0 M H zの場合における総数 D S M Sの閾値が 1 5 0 であると求められる。

したがって、スキャンニングステップ周波数幅変換回路 1 9から AF C回路 2 0に受信 CZNに応じた最適なスキャンニングステツプ周波数幅が与えられ、また搬送波同期閾値変換回路 1 7から搬送波同期判定回路 1 8に CZNに応じた最適の、搬送波同期を検出するための総数 D S M Sの閾値が与えられて、スキャンニンダステツプ周波数幅にてスキヤンニングが行われ、総数 D S M Sが総数 D S M Sの閾値以下に低下したとき同期と判別されて、スキャンニングが停止させられる。

次に搬送波が同期に至るまでの過程を第 4図に示すフローチヤ一トに基づいて説明する。

電源投入後、前記 A点、 B点での総数 D S M Sの値を求める。 A F C回路 2 0に復調出力の中心周波数が前記 A点付近になるようなデ一夕がセッ卜され（ステップ S 1 ) 、数値制御発振器 6、 7の発振出力によって復調され、デジタルフィル夕 8、 9によって帯域制限されたベースバンド復調信号 D I、 D Qに基づいて総数 D S M S の値が計算されて前記 A点における総数 D S M Sの値が得られる

(ステップ S 2 ) 。このとき、前記 A点での総数 D S M Sの値が、搬送波同期とみなせる予め定めた値以下であるか否かがチエツクされる（ステップ S 3 ) 。

ステツプ S 3において前記 A点での総数 D S M Sの値が予め定めた値以下であると判定されたときは搬送波同期がとれたと判定されて、後記のステップ S 1 5から実行される。ステップ S 3において前記 A点での総数 D S M Sの値が予め定めた値以下でないと判定されたときは前記 A点の場合と同様に A F C回路 2 0に前記 B点付近となるようなデータがセットされ（ステップ S 4 ) 、前記 B点での総数 D S M Sの値が計算される（ステップ S 5 ) 。ステップ S. 5において求めた前記 B点においても総数 D S M Sの値が、搬送波同期とみなせる予め定めた値以下であるか否かがチェックされる（ステップ S 6 ) 。ステップ S 6において前記 B点での総数 D S M Sの値が予め定めた値以下であると判定されたときは搬送波同期がとれたと判定されて、後記のステップ S 1 5から実行される。ステップ S 6において前記 A点での総数 D S M Sの値と前記 B点での総数 D S M Sの値との大きい方の総数 D S M Sの値から受信信号の Cノ Nが判定され

(ステップ S 7 ) 、ステップ S 7において判定された C / Nに基づいて搬送波同期閾値が設定される（ステップ S 8 ) 。ステップ S 7 における C Z Nの判定は第 3図の曲線 aに基づき、ステップ S 8における総数 D S M Sの閾値設定は第 3図の曲線 bに基づきなされることは既に説明したとおりである。

ステップ S 8に続いて、判定された C Z Nによってスキャンニングステップ周波数幅が設定され（ステップ S 9 ) 、 A F C回路 2 0 においてスキャンニング周波数が設定され（ステップ S 1 0 ) 、スキャンニングが開始される。次いで、総数 D S M Sの値が総数 D S M Sの閾値以下か否かがチェックされる（ステップ S 1 1 ) 。

ステップ S 1 1において総数 D S M Sの値が総数 D S M Sの閾値以下でないと判別されたときは、スキャンニングステップ周波数幅デ一夕だけスキャンニングデ一夕が増加させられて（ステップ S 1 3 ) 、スキャンニングが 1周したか否かがチェックされる（ステツプ S 1 4 ) 。スキャンニングが 1周していないと判別されたときはステップ S 1 4に続いてステップ S 1 0から再び実行される。ステップ S 1 4においてスキャンニングが 1周したと判別されたときはステップ S 1から実行される。

ステップ S 1 1 において総数 D S M Sの値が総数 D S M Sの閾値以下であると判別されたときは搬送波同期信号が出力されて（ステップ S 1 5 ) 、 A F C回路 2 0の出力によるスキヤンニングが停止させられ（ステップ S 1 6 ) 、続いてフレーム同期回路 1 0から S Y N C信号が出力されているか否かがチェックされる（ステップ S 1 7 ) 。

ステツプ S 1 7において、 S Y N C信号が出力されていると判別されたときはステップ S 1 7が繰り返して実行される。ステップ S 1 7において、 S Y N C信号が出力されていないと判別されたときはステップ S 1 7に続いてステップ S 1 3から実行される。

なお、上記した本発明の実施の一形態にかかる搬送波再生回路において、準同期検波回路 1 を用いた場合を例示したが、直交検波回路 1 Aを用いた場合にも同様に適用することができる。

産業上の利用可能性

以上説明したように本発明にかかる搬送波再生回路によれば、ベ —スパンド復調信号に基づく演算結果から搬送波の同期検出が行えて、フレーム同期回路のフレーム同期判定を利用した搬送波再生における搬送波同期検出よりも早く搬送波同期検出が行えて、搬送波再生ができるという効果が得られ、早く受信希望信号を捜すことができる。

Claims

請求の範囲

. 受信位相シフトキ一イング変調信号から搬送波を再生する搬送波再生回路であって、変調波中心周波数に対して所定周波数差を有する搬送波を供給したときにおける復調べ一スバンド信号を受信する受信手段と、復調用搬送波の周波数を変更させるための発振周波数を順次変更させる変更手段とを備え、該受信手段は、前記復調ベースバンド信号に基づいて、該変更手段の起動及び停止を指示する指示信号を該変更手段へ送出して該変更手段を制御することを特徴とする搬送波再生回路。

. 受信位相シフトキーイング変調信号から搬送波を再生する搬送波再生回路であって、変調波中心周波数に対して所定周波数差を有する搬送波を供給したときにおける復調ベースバンド信号の信号点配置の分散値が単位時間当り予め定めた閾値を超える回数に基づき受信 C N比を判定する受信 C N比判定手段と、該受信 C N 比判定手段によって判定された受信 C N比に基づき 1ステップにて変化させる周波数幅を設定する周波数幅変換手段と、該周波数幅変換手段によって設定された周波数幅に基づいて発振周波数を順次変更し復調用搬送波として送出する発振手段と、前記受信 C N比判定手段によって判定された受信 C N比に基づく閾値以下に前記回数が低下したことを検出して前記周波数幅に基づく前記発振手段による発振周波数の変更を停止させる検出手段とを備えたことを特徴とする搬送波再生回路。 . . 受信 C N比判定手段は変調波中心周波数に対して所定周波数差を有する搬送波を供給したときにおける復調ベースバンド信号を信号点配置データに変換する信号点配置変換手段と、信号点配置データから分散値を求める分散値計算手段と、分散値が単位時間当り予め定めた閾値を超える回数を求める計数手段とを備え、計数手段の計数値に基づいて受信 C N比を判定することを特徴とする請求の範囲第 2項記載の搬送波再生回路。

. 受信 C N比判定手段は変調波中心周波数に対して所定周波数差を有する周波数の異なる 2つの搬送波を供給したときのそれぞれにおける復調ベースバンド信号を信号点配置デ一夕に変換する信号点配置変換手段と、前記 2つの搬送波に対する信号点配置デ一夕から分散値を求める分散値計算手段と、前記 2つの搬送波に対する分散値が単位時間当り予め定めた閾値を超える回数を求める計数手段とを備え、計数手段の前記 2つの搬送波に対する計数値に基づいて受信 C N比を判定することを特徴とする請求の範囲第 2項記載の搬送波再生回路。