WO1995027328A1

WO1995027328A1 - Procede de regulation de l'excitation d'un moteur a courant continu sans balais, dispositif conçu a cet effet, machine electrique pourvue de ce dispositif

Info

Publication number: WO1995027328A1
Application number: PCT/JP1995/000639
Authority: WO
Inventors: Hiroyuki Yamai; Kazunobu Ooyama; Taizou Kimura
Original assignee: Daikin Industries, Ltd.
Priority date: 1994-03-31
Filing date: 1995-03-30
Publication date: 1995-10-12
Also published as: TW297963B; US5804939A; EP0707378A4; CN1068999C; KR100371965B1; EP0707378A1; CN1128090A; ES2171185T3; EP0707378B1; DE69524032T2; MY129463A; DE69524032D1

Description

明細書ブラシレス D Cモータ駆動制御方法およびその装置および電気機器技術分野この発明はブラシレス D Cモータ駆動制御方法およびその装置および電気機器に関し、さらに詳細にいえば、電圧形インバ一タを用いてブラシレス D Cモータを駆動するブラシレス D Cモータ駆動制御方法およびその装置、およびブラシレス D Cモータ駆動制御装置により駆動制御されるブラシレス D Cモ一夕を駆動源とする電気機器に関する。背景技術

A Cモータに比べて高効率なモータとして、回転子巻線に代えて回転子に永久磁石を装着することにより、回転子巻線に電流が流れることに起因する二次銅損を皆無にしたブラシレス D Cモータが知られている。

このブラシレス D Cモータは、数十 k W以下の中小容量範囲で A Cモ一夕に比べ、特に効率改善効果が大きいことが知られている。

そして、この容量範囲のブラシレス D Cモ一夕駆動システムにおいては、ブラシレス D Cモータを駆動するためのインバー夕として、電圧形インバー夕または電流制御形インバー夕が用いられる。ここで、電流制御形インバ一タは、電圧形インバータと同じ主回路構成を有し、かつモ —夕電流が望みの値になるようにィンバ一夕を制御するものである。上記電圧形ィンバータを用いてブラシレス D Cモータを駆動するシステムは、主に、空気調和機、電気掃除機、電気洗濯機等のように、省電力化（卨効率化）が要求され、かつ大量に生産される機器に搭載される。このため、インバ一タ部の波形制御として、制御の容易さの観点から、 120° 通電波形を採用し、かつ構成が簡単で安価なシステムが採用されている（ "M i c r o c om p u t e r— C o n t r o l l e d B r u s h l e s s Mo t o r w i t h o u t a S h a f t— M o u n t e d P o s i t i o n S e n s o r" , T. E n d o他， I P E C -T o k y o ' 83, p p. 1477 - 1488, 1 983、「ブラシレスモータの制御装置」永田他，特公平 5— 721 97号公報、 P . M. B r u s h l e s s Mo t o r D r i v e s ： A S e l f - C omm u t a t i n g S y s t e m w i t h o u t R o t o r— P o s i t i o n S e n s o r s " , P. F e r r a r i s 他， N i n t h A n n u a 1 S y m p o s i um— I n c r e m e n t a 1 Mo t i o n C o n t r o l S y s t e m s a n d e v i c e s, p p. 305 - 31 2, 980参照） ₀ また、ブラシレス D Cモータの磁極位置検出を行なうための構成として、コスト低減の観点から、ロータリーエンコーダ等の高価な回転位置センサは使用せず、モータ誘起電圧検出による磁極位置検出、またはホール素子等を用いた簡単な構成の磁極位置検出センサが採用されている。

上記電流制御形ィンバータを用いてブラシレス D Cモータを駆動するシステムは、主に、高速なトルク応答、低トルクリプルが要求性能として最も重要視される、工作機械、産業用ロボット fflのサーボモータ等に適用される。

このシステムにおいては、ブラシレス D Cモー夕の電流とトルクと力《回転位置の関数で、かつ比例関係にあることに着目し、電流波形が望みの波形になるようにインバー夕の出力電圧を制御回路により決定（演算）する閉ループ構成を採用している。したがって、モータの回転位置を検出する精密なセンサと、モー夕電流を精密に制御するための電流検出器および高速処理可能なコントローラとを採用し、高価なシステム構成である。また、インバータがモ一夕の状態に応じて瞬時に制御されているのであるから、インバー夕の出力電 i£は常時変化している。上記従来の電圧形ィンバ一タを fflいてブラシレス D Cモータを駆動するシステムにおいては、正魚それぞれの電気角が 1 8 ϋ。あるにも拘らず、電気角 1 2 0。分だけしかィンバ一夕の各相スィツチを導通させておらず、残余の電気角 6 0 ° の期間（1周期では電気角 1 2 0。の期間）が無制御になっている。

したがって、無制御期間においてはインバー夕が望みの電 |£を出力することができず、インバ一夕の直流電圧利 ffl率が低い。そして、直流電圧利用率が低いことに起因してブラシレス D Cモータの端子電圧が小さくなり、運転範囲が狭くなつてしまう（最高回転数が低くなつてしまう） o

また、モー夕端子電圧が低くなつているのであるから、モータ端子電圧が低くなつていない場合と同じ出力を得るためには、モー夕電流を增加させなければならなくなり、この結果、モータ巻線抵抗によるジユール損が増加し、ブラシレス D Cモータの効率を期待されるほどは向上させることができない。

さらに、ブラシレス D Cモータの回転子の永久磁石は電気角で約 1 8

0。になるように装着されているにも拘らず、電気角で 1 2 0。分し力、電流を望む方向に流すことができないため、磁束の利用率が低い。換言すれば、磁束の利用率が低下しない場合と同じトルクを得るためにはモータ電流を增加させる必要があり、モータ巻線抵抗によるジユール損が増加するので、ブラシレス D Cモータの効率を期待されるほどは向上させることができない。発明の開示この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、簡単かつ安 ffi な制御で電圧形インバータ電圧とモータ磁束との利用率を高め、ブラシレス D Cモ一夕の高効率化および運転範囲の拡大を達成することができるブラシレス D Cモー夕駆動制御方法およびその装置を提供すること、およびブラシレス D Cモータ駆動制御装置により駆動制御されるブラシレス D Cモータを駆動源とする電気機器を提供することを目的としている。

請求項 1 のブラシレス D Cモータ駆動制御方法は、電圧形ィンバ一夕の通電幅を、電気角で 1 2 0 ° より大きく、 1 8 0。以下の所定幅に設定する方法である。

請求項 2のブラシレス D Cモータ駆動制御方法は、電圧形ィンバ一夕の出力を、通電幅の全範囲にわたって互に等しいパルス幅のパルス信号を出力するように変調する方法である。

請求項 3のブラシレス D Cモー夕駆動制御方法は、ブラシレス D Cモ一夕の回転子として、永久磁石が回転子の内部に配置されてなるものを採用する方法である。

請求項 4のブラシレス D Cモータ駆動制御方法は、ブラシレス D Cモ一夕電流とブラシレス D Cモータ誘起電圧とが同相になる、ブラシレス D Cモータ誘起電圧に対するィンバ一夕出力電圧の位相よりも、ィンバ一夕出力電圧の位相を進めるように電圧形ィンバータを制御する方法であ ₀

請求項 5のブラシレス D Cモータ駆動制御方法は、電圧形インバー夕の通電幅を電気角で 1 8 0 ° に設定する方法である。請求 ¾ 6のブラシレス D Cモータ駆動制御方法は、電圧形ィンバ一夕の各相の出力端子に一方の端部が接続された抵抗の他方の端部を互に接続して第 1屮性点電圧を得るとともに、ブラシレス D Cモータの各相の固定子巻線の一方の端部を互に接統して第 2中性点電圧を得、第 1中性点電圧と第 2屮性点電圧との差に基づいてブラシレス D Cモータの回転子の磁極位置を検出する方法である。

請求項 7のブラシレス D Cモータ駆動制御方法は、電圧形ィンバ一夕の通電幅を電気角で 1 2 0 ° より大きく、かつ 1 8 0 ° 未満に設定する方法である。

請求項 8のブラシレス D Cモータ駆動制御方法は、電圧形インバー夕の通電幅を電気角で 1 4 ϋ ° 以上、かつ 1 7 0 ° 以下に設定する方法で

¾ ο ο

請求; rj¾ 9のブラシレス D Cモータ駆動制御装置は、電圧形ィンバ一夕の通電幅を、電気角で 1 2 0 ° より大きく、 1 8 0。以下の所定幅に設定する通電幅設定手段を含んでいる。

請求項 1 0のブラシレス D Cモータ駆動制御装置は、電圧形ィンバー夕の出力を、通電幅の全範囲にわたって互に等しいパルス幅のパルス信号を出力するように変調する変調手段をさらに含んでいる。

請求 ¾ 1 1のブラシレス D Cモータ駆動制御装韙は、ブラシレス D C モ一夕の回転子として、永久磁石が回転子の内部に配置されてなるものを採用している。

請求項 1 2のブラシレス D Cモー夕駆動制御装置は、ブラシレス D C モー夕電流とブラシレス D Cモータ誘起電圧とが同相になる、ブラシレス D Cモータ誘起電圧に対するィンバータ出力電圧の位相よりも、インバー夕出力電圧の位相を進めるように電圧形ィンバ一夕を制御する位相制御手段をさらに含んでいる。請求: ¾ 1 3のブラシレス D Cモータ駆動制御装置は、通電幅設定手段として、電圧形インバ一夕の通電幅を電気角で 1 8 0 ° に設定するものを採用している。

請求項 1 4のブラシレス D Cモータ駆動制御装置は、電圧形ィンバー夕の各相の出力端子に一方の端部が接銃され、かつ他方の端部が互に接続された抵抗と、抵抗の他方の端部において得られる第 1中性点電圧と、ブラシレス D Cモータの各相の固定子巻線の互に接続された端部において得られる第 2中性点電圧とを入力として両中性点電圧の差電圧を出力する差電圧出力手段と、差電圧に基づいてブラシレス D Cモータの回転子の磁極位置を検出する回転子位置検出手段とをさらに含んでいる。請求： ¾ 1 5のブラシレス D Cモータ駆動制御装置は、通電幅設定手段として、電圧形ィンバ一夕の通電幅を電気角で 1 2 0 ° より大きく、かつ 1 8 0 ° 未満に設定するものを採用している。

請求項 1 6のブラシレス D Cモータ駆動制御装置は、通電蝠設定手段として、電圧形ィンバ一夕の通電幅を電気角で 1 4 0。以上、かつ 1 7 0 ° 以下に設定するものを採 fflしている。

請求： ¾ 1 7の電気機器は、請求孭 9から請求 ¾ 1 6の何れかのブラシレス D Cモータ駆動制御装置により駆動制御されるブラシレス D Cモー夕を駆動源として採用している。

請求項 1のブラシレス D Cモータ駆勤制御方法であれば、ブラシレス D Cモータを電圧形ィンバ一夕で駆動するに当って、電圧形ィンバ一夕の通電幅を、電気角で 1 2 0 ° より大きく、 1 8 0。以下の所定幅に設定するのであるから、無制御期間を電気角で 6 0 ° 未満にすることができる。この結果、モータ端子電圧を大きくし、運転範囲を広くすることができ、また、モータ端子電圧を大きくできるのでモー夕電流の増加量を抑制することができ、ひいてはモータ巻線によるジュ一ル損の増加を抑制してブラシレス D Cモー夕の効率を高めることができ、さらに、ブラシレス D Cモータの回転子に装着されている永久磁石の電気角で 1 2 0 ° より大きい範囲に対して電流を望む方向に流すことができ、ひいては磁束利用率の低下を抑制することができ、ブラシレス D Cモータの効率を高めることができる。

請求項 2のブラシレス D Cモータ駆動制御方法であれば、電圧形ィンバー夕の出力を、通電幅の全範囲にわたって互に等しいパルス幅のパルス信号を出力するように変調するのであるから、高精度な磁極位置検出を行なう必要がなく、しかも制御を簡 Φ化できる。そして、パルス幅を変化させる不等幅変調を行なう場合と比較して、効率を高めることができるとともに、基本波振幅を大きくできるので、ブラシレス D Cモータの最高回転数を高めることができる。

詰求 ¾ 3のブラシレス D Cモータ駆動制御方法であれば、ブラシレス D Cモータの回転子として、永久磁石が回転子の内部に配置されてなるものを採用しているので、磁石に起因するトルクのみならずリラク夕ンスに起因するトルクを発生させることにより、モータ電流を増加させることなく、全体としての発生トルクを大きくすることができる。また、表面磁石構造のブラシレス D Cモータと比較して、モータ巻線のィンダクタンスを著しく大きくすることができ、表面磁石構造のブラシレス D Cモ一夕よりも高速の運転を達成することができる。さらに、モータ巻線のィンダクタンスが大きいことに起因して、ィンバータ低次高調波成分による電流リプルを小さくすることができ、ひいてはトルクリプルを小さくすることができる。

請求項 4のブラシレス D Cモータ駆動制御方法であれば、ブラシレス D Cモータ電流とブラシレス D Cモータ誘起電圧とが同相になる、ブラシレス D Cモータ誘起電圧に対するィンバー夕出力電圧の位相よりも、ィンバ一夕出力電圧の位相を進めるように電圧形ィンバ一タを制御するのであるから、永久磁石が発生する磁束の方向と電気的に 9 0 ° ずれた方向のィンダクタンスの影響を有効に活用することができ、この結果、電流波形を正弦波に近似させることができる。したがって、トルクリブルをさらに低減することができるとともに、モータ効率をさらに高めることができる。また、リラクタンストルクおよび弱め磁束効粜を有効に活用することができる。

請求項 5のブラシレス D Cモータ駆動制御方法であれば、 ' 圧形ィンバー夕の通電幅が電気角で 1 8 0 ° であるから、無制御期間を電気角で 0 ° にすることができる。また、通電幅が 1 8 0 ° であり、 6 0。よりも小さい範囲での通電幅の制御を行なう必要がないので、マイクロコンピュー夕を用いて制御を行なう場合には、通電蝠が 1 2 0。よりも大きく、 1 8 0 ° 未満である場台と比較して、タイマの数を 1つ減少させることができるとともに、割込み処理を 1つ減少させることができ、制御および構成を簡単化することができる。ハードウユアを用いて制御を行なう場合には、通電幅が 1 2 0 ° よりも大きく、 1 8 0。未満である場台と比較して、タイマカウンタの数を 1だけ減少させることができ、制御および構成を簡単化することができる。

請求項 6のブラシレス D Cモータ駆動制御方法であれば、電圧形ィンバー夕の各相の出力端子に一方の端部が接続された抵抗の他方の端部を互に接続して第 1中性点電圧を得るとともに、ブラシレス D Cモー夕の各相の固定子巻線の一方の端部を互に接続して第 2中性点電圧を得、第 1中性点電圧と第 2中性点電圧との差に基づいてブラシレス D Cモータの回転子の磁極位置を検出するのであるから、回転速度、通電角、電流振幅に拘らず、しかも、特別にモータ回転子の磁極位置検出用のセンサを設けることなく、モータ回転子の磁極位置を検出することができる。請求项 7のブラシレス D Cモータ駆動制御方法であれば、電圧形ィンバータの通電幅を電気角で 1 2 0 ° より大きく、かつ 1 8 0。未満に設定するのであるから、モータ回転子の磁極位置検出のための電位差信号、あるいは積分信号を安定化することができ、信頼性を高めることができ請求項 8のブラシレス D Cモータ駆動制御方法であれば、電圧形ィンバータの通電幅を電気角で 1 4 0 ° 以上、かつ 1 7◦。以下に設定するのであるから、モータ効率、運転エリアを殆ど損なうことなく、電位差信号、あるいは積分信号を一層安定化することができ、信頼性を一層高めることができる。

請求 ¾ 9のブラシレス D Cモータ駆動制御装置であれば、ブラシレス D Cモータを電圧形ィンバ一夕で駆動するに当って、通電幅設定手段により、電圧形ィンバ一夕の通電幅を、電気角で 1 2 ϋ ° より大きく、 1 8 0。以下の所定幅に設定するのであるから、無制御期問を電気角で 6 ◦。未満にすることができる。この結巣、モータ端子電圧を大きくし、運転範囲を広くすることができ、また、モータ端子電圧を大きくできるのでモータ電流の增加量を抑制することができ、ひいてはモータ巻線によるジユール損の増加を抑制してブラシレス D Cモータの効率を高めることができ、さらに、ブラシレス D Cモータの回転子に装着されている永久磁石の電気角で 1 2 0。より大きい範四に対して電流を望む方向に流すことができ、ひいては磁朿利用率の低下を抑制することができ、ブラシレス D Cモータの効率を高めることができる。

請求項 1 0のブラシレス D Cモータ駆動制御装置であれば、変調手段により、電圧形インバータの出力を、通電幅の全範囲にわたって互に等しいパルス幅のパルス信号を出力するように変調するのであるから、高精度な磁極位置検出を行なう必要がなく、しかも制御を簡単化できる。そして、パルス幅を変化させる不等幅変調を行なう場合と比較して、効率を高めることができるとともに、基本波振幅を大きくできるので、ブラシレス D Cモータの最高回転数を高めることができる。

請求項 1 1のブラシレス D Cモータ駆動制御装置であれば、ブラシレス D Cモータの回転子として、永久磁石が回転子の内部に配置されてなるものを採 fflしているので、磁石に起因するトルクのみならずリラクタンスに起因するトルクを発生させることにより、モータ電流を増加させることなく、全体としての発生トルクを大きくすることができる。また、表面磁石構造のブラシレス D Cモータと比較して、モータ巻線のィンダクタンスを著しく大きくすることができ、表面磁石構造のブラシレス D Cモータよりも高速の運転を達成することができる。さらに、モータ巻線のィンダク夕ンスが大きいことに起因して、ィンバ一タ低次高調波成分による電流リプルを小さくすることができ、ひいてはトルクリプルを小さくすることができる。

請求： ¾ 1 2のブラシレス D Cモータ駆動制御装置であれば、位相制御手段により、ブラシレス D Cモー夕電流とブラシレス D Cモータ誘起電 lifとが同相になる、ブラシレス D Cモータ誘起電压に対するィンバータ出力電圧の位相よりも、ィンバ一夕出力電圧の位相を進めるように電圧形ィンバータを制御するのであるから、永久磁石が発生する磁束の方向と電気的に 9 0 ° ずれた方向のインダクタンスの影響を有効に活用することができ、この結粜、電流波形を正弦波に近似させることができる。したがって、トルクリプルをさらに低減することができるとともに、モ一夕効率をさらに高めることができる。また、リラクタンストルクおよび弱め磁束効果を有効に活用することができる。

請求 ¾ 1 3のブラシレス D Cモータ駆動制御装置であれば、通電幅設定手段により、電圧形インバー夕の通電幅を電気角で 1 8 0。に設定するのであるから、無制御期を電気角で 0 ° にすることができる。また、通電幅が 1 8 0 ° であり、 6 0 ° よりも小さい範囲での通電幅の制御を行なう必要がないので、マイクロコンピュー夕を用いて制御を行なう場合には、通電幅が 1 2 0 ° よりも大きく、 1 8 0 ° 未満である埸台と比較して、タイマの数を 1つ減少させることができるとともに、割込み処理を 1つ減少させることができ、制御および構成を簡単化することができる。ハードウユアを用いて制御を行なう場合には、通電幅が 1 2〇° よりも大きく、 1 8 0 ° 未満である場台と比較して、タイマカウン夕の数を 1だけ減少させることができ、制御および構成を簡単化することができる。

請求項 1 4のブラシレス D Cモータ駆動制御装置であれば、電圧形ィンバー夕の各相の出力端了-に一方の端部が接続され、かつ他方の端部が互に接続された抵抗を設けることにより第 1中性点電圧を得、ブラシレス D Cモータの各相の固定子巻線の互に接続された端部において得られる第 2中性点電圧を得、差電圧出力手段により、両中性点電圧の差電圧を出力し、差電圧に基づいて回転子位置検出手段によりブラシレス D C モータの回転子の磁極位置を検出することができる。したがって、回転速度、通電角、電流振幅に拘らず、しかも、特別にモータ回転子の磁極位置検出用のセンサを設けることなく、モータ回転子の磁極位置を検出することができる。

請求項 1 5のブラシレス D Cモータ駆動制御装置であれば、通電幅設定手段として、電圧形ィンバ一夕の通電幅を電気角で 1 2 0 ° より大きく、かつ 1 8 0。未満に設定するものを採用しているので、モータ回転子の磁極位置検出のための電位差信号、あるいは積分信号を安定化することができ、信頼性を高めることができる。

請求項 1 6のブラシレス D Cモータ駆動制御装置であれば、通電幅設定手段として、 ¾圧形インバー夕の通電幅を電気角で 1 4 0 ° 以上、かつ 1 7 0 ° 以下に設定するものを採用しているので、モータ効率、運転エリアを殆ど損なうことなく、電位差信号、あるいは積分信号を一層安定化することができ、 ί言頼性を一層高めることができる。

請求項 1 7の電気機器であれば、請求项 9から請求項 1 6の何れかのブラシレス D Cモータ駆動制御装置により駆動制御されるブラシレス D Cモータを駆動源として採用しているのであるから、駆動源としてのブラシレス D Cモータの高効率化に起因して消費電力の低減化を達成することができる。

さらに詳細に説明する。

ブラシレス D Cモータを 1 2 0 ° 通電の電圧形ィンバー夕で駆動した埸合の理想的な電流波形と発生トルクは図 1中 A〜 Dに示すとおりである。ブラシレス D Cモータは直流電動機の機械的な整流子をインバー夕に置き換えたものであるから、三相（U、 V、 W) それぞれの電流を 1 2 0。毎に槃ぎ合せて ifi流になるようにインバー夕を制御すれば、発生トルクは図 1中 Dに示すように、直流電動機と同様になる。

また、ブラシレス D Cモー夕を 1 8 0 ° 通電の電圧形インバー夕で駆動した場合の電流波形および発生トルクについて本願発明者が行なつたシミュレーション結架は図 2屮 A , Bに示すとおりになる。この場合には、電流が 1 8 0 ° 期問流れるので、各相の電流が重複する部分が発生し、 ^流電動機とは異なる動作を行なう。この結 ¾、発生トルクのリブルが火きくなつてしまう（図 2中 B参照）。

上記の観点から、従来は、 1 2 0。通電の電圧形インバー夕がブラシレス D Cモ一夕の駆動に理想的であると考えられ、モータ誘起電圧検出による磁極位置検出を用いたブラシレス D Cモー夕の駆動方法には 1 2 0 ° 通電の方法しかなかった。し力、し、本願発明者がブラシレス D Cモータを 1 2 0 ° 通電の電圧形ィンバ一夕で駆動したところ、図 1に示すような理想的な波形を得ることができず、図 3 A , Bに示す波形が得られ、図 2と同様であることを見出した。特に、図 2中 Bと図 3中 Bとを比較すると、トルクリプルの振幅はほぼ同程度であることが分る。これは、簡単な制御の電圧形インバータではモータ電流を思い通り（方形波形）に制御できないことに起因すると思われる。したがって、 1 8 0 ° 通電で運転した場台に懸念されるトルクリプルの増大に伴なう効率および運転領域の低下はみられないことが判明し、むしろ、ジュール損の増加の抑制および磁束利用率の低下の抑制によりブラシレス D Cモータの効率を高めることができることが判明した。

また、 1 8 0 ° 通電に限らず、 1 2 0 ° を越える範囲での通電を行なわせる電圧形ィンバ一夕であれば、各相の電流が重複する部分が必然的に発生するので、 1 8 0。通電の電圧形インバータと同様の特性が得られると思われる。

さらに、 1 2 0 ° 通電の電圧形インバー夕においては、電流波形を図 1中 A〜Cに示すように方形波に近付ければ特性がよくなるのに対して, 1 8 0。通電の電圧形インバータにおいては、もともと全区間で電流が流れているため電流波形を滑らかにするほど特性がよくなると思われる _t この発明は上記の知見に基づいてなされたものである。図面の簡^な説明図 1はブラシレス D Cモータを 1 2 0 ° 通電の電圧形ィンバ一夕で駆動した場台の理想的な電流波形と発生トルクを示す図である。

図 2はブラシレス D Cモータを 1 8◦。通電の電圧形ィンバータで駆動した場合の電流波形および発生トルクのシミュレーション結果を示す図である。

図 3はブラシレス D Cモータを 1 20° 通電の電圧形ィンバ一夕で駆動した場合の電流波形および発生トルクを示す図である。

図 4はこの発明のブラシレス D Cモータ駆動制御装置の一実施例を示す概略図である。

図 5は表面磁石構造のブラシレス D Cモータの構成を概略的に示す図 'あ。

図 6は埋込磁石構造のブラシレス D Cモータの構成を概略的に示す図である。

図 7は図 5の構成のブラシレス D Cモ一夕を電圧形ィンバ一タで駆動し、通電幅をそれぞれ 12 ϋ° 、 18 ϋ° に設定した場合における効率一回転数特性、負荷トルク -回転数特性をそれぞれ示す図である。図 8は図 6の構成のブラシレス D Cモータを電圧形ィンバ一夕で駆動し、通電幅をそれぞれ 1 20。、 1 50。、 180。に設定した場合における効率一回転数特性、负荷トルク一回転数特性をそれぞれ示す図である。

図 9は図 6の構成のブラシレス D Cモータを電圧形ィンバータで駆動し、制御回路によりインバー夕を等幅変調した場合と、不等幅変調した場合とにおける効率一回転数特性、負荷トルク一回転数特性をそれぞれ示す図である。

図 10は不等幅変調と等幅変調とを説明する図である。

図 1 1は表面磁石構造のブラシレス DCモータを、 180° 通電、等幅変調波形の電圧形ィンバ一夕で駆動した場合の電圧、電流波形を示す図である。

図 12は埋込磁石構造のブラシレス D Cモータを、 180° 通電、等幅変調波形の電^形ィンバー夕で駆動した場合の電圧、電流波形を示す図である。

図 1 3はブラシレス D Cモータ電流とブラシレス D Cモータ誘起電圧とが同になるィンバ一タ出力電圧の位相よりも、ィンバ一夕出力電圧の位相を進めてィンバ一夕出力電圧を埋込磁石構造のブラシレス D Cモ一夕に印加した場合の電圧、電流波形を示す図である。

図 1 4は 1 8 0 ° 通電を行なわせるためのブラシレス D Cモータ駆動制御装置の構成を概略的に示す図である。

1¾) 1 5は図 1 4のマイク口プロセッサの内部構成を示す図である。図 1 6は割込処理 1の処理内容を詳細に説明するフローチヤ一トであ図 1 7は割込処理 2の処理内容を詳細に説明するフローチヤ一トであ o

図 1 8は図 1 4のブラシレス D Cモ一夕駆動制御装置の各部の信号波形、処理内容を示す図である。

図 1 9は 1 5 0 ° 通電を行なわせるためのブラシレス D C乇一夕駆動制御装置のうち、マイクロプロセッサの内部構成を示す図である。

図 2 0は割込処理 2 'の処理内容を詳細に説明するフローチヤ一卜でめる o

図 2 1は割込処理 3の処理内容を詳細に説明するフローチヤ一トであ

O 0

図 2 2は図 1 9のブラシレス D Cモータ駆動制御装置の各部の信号波形、処理内容を示す図である。

図 2 3は図 1 4のブラシレス D Cモ一夕駆動制御装置における増幅器. 積分器およびゼロクロスコンパレータによる位置検出動作を説明するための、各部の信号波形を示す図である。図 24は 180° 通電を採用した場台における、モータ電流と位置検出器の積分信号とを示す図である。

図 25は 120° 通電を採用した場台における、モータ電流と位置検出器の積分信号とを示す図である。

図 26は 130° 通電を採用した場合における、モー夕電流と位置検出器の積分信号とを示す図である。

図 27は 140° 通電を採用した場合における、モータ電流と位置検出器の積分 ii号とを示す図である。

図 28は 150。通電を採用した場台における、モー夕電流と位置検出器の積分信号とを示す図である。

図 29は 160° 通電を採用した場合における、モー夕電流と位置検出器の積分信号とを示す図である。

図 30は 170° 通電を採用した場台における、モー夕電流と位置検出器の積分信号とを示す図である。

図 31は入力電流を互いに同一に設定して通電幅をそれぞれ 1 20° 、 130。、 140。、 1 50° 、 180° に設定した場合のブラシレス D Cモータの運転ェリァを示す図である。

図 32は入力電流を互いに同一に設定して通電幅をそれぞれ 120° 、 130。、 140。、 150° 、 180° に設定した場合のブラシレス D Cモータのモータ効率を示す図である。

図 33は位置検出器の他の構成例を示す図である。発明を实施するための最良の形態以下、突施例を示す添付図面によってこの発明を詳細に説明する。図 4はこの発明のブラシレス D Cモータ駆動制御装置の一実施例を示す概略図であり、ィンバ一タ 2の出力電圧をブラシレス D Cモータ 3に印加している。そして、ブラシレス D Cモ一夕 3の誘起電圧、またはブラシレス D Cモータ 3の各相の固定子巻線を Y結線することにより得られる笫 2巾性点電圧とインバー夕 2 各相の出力端子間に抵抗を Y結線することにより得られる第 1中性点電圧との差電圧を入力とするモー夕位置検出回路 4からの出力信号を制御回路 5に供給し、制御回路 5により、電気的な通電幅を、 1 2 0 ° を越え、 1 8 0 ° 以下の所定幅とすべく制御指令を生成してィンバ一夕 2に供給している。但し、少なくとも通電蝠を 1 8 0 ° に設定すべく制御指令を生成してィンバータ 2に供給する場合には、上記差電圧をモ一夕位置検出回路 4に供給しなければならないが、通電幅を 1 8 0 ° よりも小さく設定すべく制御指令を生成してインバ一タ 2に供給する場台には、上記誘起電圧、差電圧の何れをモ一夕位置検出回路 4に供給してもよい。

したがって、ブラシレス D Cモータ 3の誘起電圧、または中性点電圧同上の差電圧に基づいてモータ位置検出回路 4によりモータ回転子の磁極位置検出信号を得、磁極位置検出信号に基づいて制御回路 5において制御指令を生成し、インバータ 2のスィッチ（図示せず）を、 1 2 0 ° を越え、 1 8 0 ° 以下の所定の通電幅となるように制御する。

図 5は表面磁石構造のブラシレス D Cモー夕の構成を概略的に示す図であり、回転子 3 aの表面所定位置に永久磁石 3 bが装着されてある。また、固定子 3 cは、図示しない固定子巻線が巻回された多数のスロット 3 dを有している。また、図巾矢印で示された d $ihは、永久磁石 3 b が発生する磁束の方向を示す由であり、 q軸は d軸と電気的に 9 0 ° ずれた軸である。

図 6は埋込磁石構造のブラシレス D Cモータの構成を概略的に示す図であり、回転子 3 eの表面に露呈しない状態で永久磁石 3 f が装着されてある。但し、隣合う永久磁石： f 同士の間には非磁性体 3 gが装着されてあり、隣合う永久磁石 3 f 同士の間で磁束短絡が生じることを防止している。尚、固定子: cの構成は図 5のブラシレス DCモータと同様であるから、説明を省略する。

図 7中 A、 Bは図 5の構成のブラシレス D Cモータを電圧形インバ一タで駆動し、通電幅をそれぞれ 1 20° 、 180° に設定した場合における効率 -回転数特性、负荷トルク一回転数特性をそれぞれ示す図である。尚、図 7中 Aにおいては、負荷トルクを 20 k g ♦ c mに設定した状態で特性を得ている。また、図中、 aが 1 20° の場合を、 b力 '18 0。の場合をそれぞれ示している。

これらの特性図から明らかなように、通電幅を 180° に設定することにより、効率を高めることができるとともに、最高回転数を高めることができ、しかも高速回転領域における魚荷トルクを大きくすることができる。

図 8中 A、 Bは図 6の構成のブラシレス D Cモータを電圧形インバ一夕で駆動し、通電幅をそれぞれ 120。、 1 50。、 180° に設定した場合における効率一回転数特性、 f¾荷トルク一回転数特性をそれぞれ示す図である。尚、図 8中 Aにおいては、負荷トルクを 20 k g · c m に設定した状態で特性を得ている。また、図中、 aが 120° の場合を、 b力《1 50。の場合を、 c力《180。の場合をそれぞれ示している。これらの特性図から明らかなように、通電幅を大きく設定することにより効率を高めることができるとともに、最高回転数を高めることができ、しかも高速回転領域における魚荷トルクを大きくすることができる。図 9中 A、 Bは、図 6の構成のブラシレス D Cモータを電圧形インバ —夕で駆動し、制御回路 5によりインバータ 2の出力を等幅変調した場合と、不等幅変調した場合とにおける効率一回転数特性、負荷トルク一回転数特性をそれぞれ示す図である。尚、図 9中 Aにおいては、負荷トルクを 20 k g · c mに設定し、通電幅を 18 ϋ° に設定した状態で特性を得ている。また、図中、 aが不等幅変調の場合を、 bが等幅変調の場合をそれぞれ示している。

また、不等幅変調とは、例えば、図 1 0中 Aに示すように、パルス幅を変化させることにより等価的に正弦波等の電) JI波形を得る方法であり、等幅変調とは、例えば、図 1 0中 Bに示すように、パルス幅を全く変化させない方法である。

これらの特性図から明らかなように、等幅変調を採 fflすることにより効率を高めることができるとともに、最高回転数を高めることができ、しかも高速回転領域における負荷トルクを大きくすることができる。さらに説明する。

他のモータ等の駆動制御方法としては、低次高調波が損失、振動の増加の要因になるとして、一般的に、正弦波変調等の不等幅なパルス幅変調（PWM) 方法が採 fflされている（ "F r e q u e n c y D e p e n d e n c y o f I n d u c t i o n Mo t o r P a r a m e t e r s a n d T h e i r Me a s u r i n g Me t h o d 、 K. K a wa g i s h i他、 I P E C— T o k y o ' 83, p p. 20 2 - 21 3, 1 83参照）。し力、し、ブラシレス D Cモー夕に適用する場合には、変調信号波形と回転子との同期化が必要になるので、高精度な磁極位置検出手段が必要になるのみならず、制御が複雑になり、全体としてコストアップを招いてしまう。し力、し、等幅変調ではこのような不都合がなく、基本波振幅が不等幅変調の基本波振幅に比べて高い。また、本願発明者の知見を示す図 9から明らかなように、一般に懸念されている効率低下が認められず、かえって効率を高めることができた。さらに、振動に関しても、空気調和機等の電気機器に搭載した場合に殆ど問題にならない程度の振動であった。

次いで、表面磁石構造のブラシレス D Cモー夕と埋込磁石構造のブラシレス D Cモータとを詳細に対比説明する（図 5および図 6参照）。図 5に示す表面磁石構造のブラシレス. D Cモータは、问転子 3 aのケィ素鋼板の表面に永久磁石 3 bが配置されているので、エアギャップ (回転子ゲイ素鋼板と固定子ゲイ素綱板との距離）が大きく、固定子巻線（図示せず）のインダクタンスは比較的小さくなる。これに対して、図 6に示す埋込磁石構造のブラシレス D Cモータは、永久磁石 3 f が回転子 3 eの内部に配置されているため、回転子 3 eの表面にゲイ素鋼板があり、エアギャップが小さく、固定子巻線のインダクタンスは表面磁石構造のブラシレス D Cモ一夕の固定子巻線のィンダクタンスに比べて格段に大きくなる。

図 1 1、図 1 2は、それぞれ表面磁石構造のブラシレス D Cモータ、埋込磁石構造のブラシレス D Cモ一夕を、 1 8 0。通電、等幅変調波形の電圧形インバー夕で駆動した場台の電圧、電流波形を示している。尚、両図共に、上段が電圧波形を、下段が電流波形をそれぞれ示している。両図から明らかなように、固定子巻線のィンダクタンスの効果により、埋込磁石構造のブラシレス D Cモータを採用することによりモータ電流が正弦波に近づき、高調波電流による損失が低減され、効率が向上していることが分る。さらに、トルクリプルも低減される。

表面磁石構造のブラシレス D Cモータと埋込磁石構造のブラシレス D Cモータとをさらに対比説明する。

図 5に示す表面磁石構造のブラシレス D Cモータは、回転子 3 aのケィ素鋼板が円柱状であるから、回転子 3 aの回転位置に拘らず固定子巻線のインダクタンスが一定である。これに対して、図 6に示す埋込磁石構造のブラシレス D Cモータは、回転子 3 eの外周に近い部分に磁性体であるゲイ素鋼板と非磁性体 3 gが交互に配置されるため、固定子巻線のィンダクタンスが回転子： eの回転位置により異なる。具体的には、例えば、定格運転時、表面磁石構造のブラシレス D Cモータの d軸インダク夕ンス、 q ^インダクタンスカ <共に 3. 2mHであるのに対して、埋込磁石構造のブラシレス D Cモータの d軸インダクタンスが 7. 7 m H、 q軸インダクタンスが 22. 8mHである。

ここで、ブラシレス D Cモータの駆勤制御方法としては、永久磁石の磁束を最大限に利用したいのであるから、 d$由の電圧（モータ誘起電圧）が最大になる位相に合せてインバータ電圧を出力すること、即ち、モータ電流とモータ誘起電压とが同相になるようにィンバータ電圧を出力することが一般的である。図 1 1においては、インバ一タ電圧の位相は、モータ誘起電圧の位相に対して、表面磁石構造のブラシレス D Cモータで 29。進んでいる。そして、回転速度が 2858 r . p. m. 、負荷トルクが 20 k g ♦ c m、モータ電圧が 1 14. 0V、モータ電流が 7. 20Aの場合である。また、スケールは、電圧が S O OVZd i v, 、電流が 10 A/d i v. 、横軸が 2 m s e c / d i v . である。また、上記進み角はモータ定数により変化する。

しかし、埋込磁石構造のブラシレス D Cモータにおいては、固定子巻線のインダクタンスが若干大きく、図 12に示すような電流波形になる。尚、図 12は回転速度が 2858 r. p. m. 、 ί¾荷トルクが 2◦ k g , c m、モータ電圧が: I 26. 5 V、モータ電流が 5. 76 Aの場合である。そして、スケールは、電圧が 200 V/d i v. 、電流が 1〇 A / ά i v. 、横軸が 2 m s e c "d i v. である。図 12の場合には、インバー夕電圧の位相は、モータ誘起電圧の位相に対して 70° 進んでいる。但し、この進み角はモータ定数により変化する。これに対して、ィンバ一タの電圧の位相を上記ィンバー夕電圧の位相よりも進めた状態 (位相進み角が 73° の状態）でインバー夕の電圧をブラシレス D Cモ一夕に印加した場合には、図 1 3の下段に示す電流波形が得られる。但し、図 13は回転速度が 2858 r . p. m. 、負荷トルクが 20 k g ♦ c m、モータ電圧が 89, 6V、モータ電流が 6. 92 Aの場 ^である。そして、スケールは、電圧が 200 V/ d i v. 、電流が 1 ϋ A/ d i v. 、横軸が 2 m s e c Zd i v. である。尚、図 1 3の上段は電圧波形である。

図 1 2と図 1 3とを比較すれば、 q軸インダクタンスの効果によって電流波形が非常に正弦波に近くなつていることが分る。したがって、トルクリプル低減効果および効率向上効果がさらに増大する。また、電圧位相を進めることにより、埋込磁石構造のブラシレス D Cモータの別の特徵である「リラクタンストルク」と「弱め磁束効果」を有効に利用することができる。

図 14は 180° 通電を行なわせるためのブラシレス D Cモータ駆動制御装置の構成を概略的に示す図、図 15は図 14のマイクロプロセッサ 18の内部構成を示す図であり、直流電源 1 1の端子間に 3対のスィツチングトランジスタ 12 u l, 12 u 2, 12 V 1 , 12 v 2, 12 w 1 , 1 2 w 2をそれぞれ直列接続してィンバ一タ 12を構成し、各対のスィツチングトランジスタ同士の接続点電 Ifをブラシレス D Cモータ 1 3の、 Y接続された各相の固定子巻線 1 3 u， 1 3 V , 1 3wにそれぞれ印加している。そして、各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点電圧を Y接続された抵抗 14 u, 14 v. 14 wにもそれぞれ印加している。尚、スイッチングトランジスタ 12 u l, 12 u 2, 12 V 1 , 1 2 V 2, 1 2 w 1 , 1 2 w 2のコレクタ—ェミッタ端子間にそれぞれ保護用のダイオード 12 u 1 d, 12 u 2 d, 12 v 1 d, 12 v 2 d, 1 2 w 1 d, 1 2 w 2 dが接続されている。尚、 1 3 eがブラシレス D Cモ一夕 1 3の回転子を示している。また、添え字 u , v， wは、それぞれブラシレス D Cモータ 1 3の u相、 V相、 w相に対応させている o

上記 Y接続された固定子巻線 1 3 u , 1 3 v . 1 3 wの中性点 1 3 d の電圧が抵抗 1 5 aを介して増幅器 1 5の反転人力端子に供給され、 Y 接続された抵抗 1 4 u， 1 4 v . 1 4 wの中性点 1 4 dの電圧がそのまま増幅器 1 5の非反転入力端子に供給されている。そして、増幅器 1 5 の出力端子と反転入力端子との間に抵抗 1 5 bを接続することにより、差動增幅器として動作させるようにしている。

増幅器 1 5の出力端子から出力される出力信号は、抵抗 1 6 aとコンデンサ 1 6 bとを Q!l列接続してなる積分器 1 6に供給されている。

積分器 1 6からの出力信号（抵抗 1 6 aとコンデンサ 1 6 bとの接統点電圧）は、反転人力端子に屮性点 1 3 dの ig圧が供給されたゼロクロスコンパレータ 1 7の非反転入力端子に供給されている。

したがって、ゼロクロスコンパレータ 1 7の出力端子から磁極位置検出信号が出力される。換言すれば、上記差動増幅器、積分器 1 6およびゼロクロスコンパレータ 1 7で、ブラシレス D Cモータ 1 3の回転子 1 3 eの磁極位置を検出する位置検出器が構成される。但し、この構成の位置検出器に代えて、口一タリ一エンコーダ等からなる位置検出器を採用してもよい。

位置検出器から出力される磁極位置検出信号はマイクロプロセッサ 1 8の外部割込端子に供給される。マイクロプロセッサ 1 8においては、外部割込端子に供給された磁極位置検出信号により位相補正タイマ 1 8 a、周期測定夕イマ 1 8 bに対する割込処理（図 1 5中、割込処理 1を参照）を行なう。ここで、位相捕正タイマ 1 8 aは、後述するタイマ値演算部 1 9 aによりタイマ値が設定される。周期測定タイマ 1 8 bは、タイマ値を C P U 1 9に含まれる位置信号周期演算部 1 9 bに供給する。この位置信号周期演算部 1 9 bは、例えば、電気角 6 0。に対応する夕ィマ値に基づいて電気角値に基づいて電気角 1周期当りのタイマ値を算出する。位相補正イマ 1 8 aは、カウントオーバ一信号を C P U 1 に含まれる 1 8 0。通電ィンバ一夕モード選択部 1 9 cに供給し、割込処理（図 1 5中、割込処理 2を参照）を行なう _ό 1 8 0。通電インバータモ一ド選択部 1 9 cは、メモリ 1 8 cから該当する電圧パターンを読み出して出力する。 C P U 1 9においては、位置信号周期演算部 1 9 b によりタイマ値に基づく演算を行なつて位置信号周期信号を出力して、タイマ値演算部 1 9 aおよび速度演算部 1 9 eに供袷する。タイマ値演算部 1 9 aには位相量指令も供給されており、位相量指令および位置信号周期演算部 1 9 bからの位置信号周期信号に-基づいて、位相補正タイマ 1 8 aに設定すべきタイマ値を算出する。速度演算部 1 9 eは位置信号周期演算部 1 9 bからの位置信号周期信号に基づいて現在の逨度を算出し、速度制御部 1 9 f に供給する。速度制御部 1 9 f には、速度指令も供給されており、逨度指令および速度演算部 1 9 eからの現在速度に基づいて電圧指令を出力する。そして、上記 1 8 0。通電インバータモ一ド選択部 1 9 cから出力される電圧パターンと速度制御部 1 9 f から出力される電圧指令が P WM (パルス幅変調）変調部 1 8 dに供給され、 3相分の P WM変調信号を出力する。この P WM変調 ί言号はベース駆動回路 2 0に供給され、ベース駆動回路 2 0が、上記スイッチングトランジス夕 1 2 u l， 1 2 u 2 , 1 2 V 1 , 1 2 v 2 , 1 2 w 1 , 1 2 w 2 のそれぞれのベース端子に供給すべき制御信号を出力する。尚、以上の説明において、 C P U 1 9に含まれる各構成部は、該当する機能を達成するための機能部分を構成部として示しているだけであり、 C P U 1 9 の内部にこれらの構成部が明確に認識できる状態で存在しているわけではない。

ここで、ィンバータモードに対応する電圧パターンを表 1に示す。但し、電圧パターンは、各スイッチングトランジスタ 1 2 u l , 1 2 u 2, 12 V 1 , 12 V 2, 12 w 1 , 12 w 2の 0 N— 0 F F状態で示してあり、 "1" が ON状態に対応し、 "0" が 0 F F状態に対応する。

表 1

次いで、図 18に示す波形図を参照して図 14のブラシレス D Cモー夕駆動制御装置の動作を説明する。

図 18中、（A) (B) (C) に示すように、ブラシレス D Cモータの u相、 V相、 w相誘起電圧 E u, E v， E w力位相が順次 120° ずつずれた状態で変化するので、増幅器 1 5から出力される信号 V n m が図 1 8中（D) に示すように変化し、積分器 16によるこの信号の積分波形（1) 式が図 18中（E) に示すように変化する。 V nmd (1) そして、この積分波形がゼロクロスコンパレ一夕 17に供給されることにより、積分波形のゼロクロス点において立上り、または立下る励磁切換信号が、図 18中（F) に示すように出力される。この励磁切換信号の立上りおよび立下りにより割込処理.1が行なわれ、位相補正タイマ 18 aがスタートする（図 18中（G) の矢印の起点を参照）。この位相袖正タイマ 18 aはタイマ値演算部 1 9 aによりタイマ値が設定されているのであるから、設定されたタイマ値だけ計時動作を行なつた時点でカウントオーバーする {図 18中（G) の矢印の終点を参照）。そして、位相補正タイマ 18 aのカウントォ一バーが発生する毎に割込処理 2が行なわれ、 1 80度通電ィンバータモ一ド選択部 19 cがィンバー夕モードを 1ステップ進める。即ち、図 18中（N) に示すように、ィンバ一夕モード力く " 1" "2" "3" "4" "5" "0" "1 " "2" • · ·の順に選択される。そして、位相補正タイマ 18 aのカウントォ一バーによってィンバ一夕モードを 1ステップ進めることにより、各ィンバ—夕モ— ドに対応してスィッチングトランジスタ 12 u l， 12 u 2, 1 2 V 1 , 1 2 V 2, 12 w 1 , 1 2 w 2の 0 N— 0 F F状態が、図 18中、（H) 〜（M) に示すように制御される。この結果、通電期間を ] 80。に設定した状態でのブラシレス D Cモータ 13の駆動を達成することができ、かつィンバ一夕電圧の位相をモータ誘起電圧よりも進めた状態にできる。ここで、位相補正タイマ 18 aによりインバー夕電圧の位相の進み量を制御できる。

図] 6は上記割込処理 1の処理内容を詳細に説明するフローチヤ一トであり、位置検出器の磁極位置検出信号（上記励磁切換信号に相当する）の立上りエツジ、立下りエツジのそれぞれで外部割込要求が受け付けられる。そして、ステップ S P 1において外部からの位相量（位相補正角）措令および位置信号周期演算部 1 9 bにより得られた位置信号周期信号に基づいて位相 fi正タイマのタイマ値を演算し、ステップ S P 2において位相捕正タイマ 18 aに補正用の夕イマ値をセットし、ステップ S P 3において位相補正タイマ 18 aをスタートさせる。そして、ステップ S P4において前回の割込処理 1でスター卜した周期測定タイマ 18 b をストップさせ、ステップ S P 5において周期測定タイマ値を読み込む (記憶する）。但し、このステップ S P4、 S P 5の処理は、励磁切換信号のエツジの周期を検出するための処理であるから、周期測定タイマ値の読み込み後、次回の周期測定のために、周期測定タイマは直ちにリセットされ、スタートされる。そして、ステップ S P 6において記億した位置信号周期の演算（例えば、電気角 1° 当りのカウント数の算出）を行ない、ステップ S P 7において位置信号周期演算結¾に基づいてブラシレス D Cモータ 1 3の現在の回転速度を演算し、ステップ S P 8において外部からの速度指令に従うよう速度制御を行なって電圧指令を出力し、そのまま元の処理に戻る。

J¾休的には、例えば、周期測定タイマ 18 bによる実測の結果、磁極位置検出信号の間隔に対応するカウント値が 360であれば、ィンバー夕出力電圧 1周期のカウント値は、ィンバータモ一ドの数が 6であるから、 360 X6 = 2160になる。そして、この値 2160が 360° に相当するのであるから、 1。分のカウント値が 2160Z360 = 6 になる。ここで、位相量指令が 60° であれば、位相量指令に対応するカウント値（タイマ値）は 6 X 60 == 360になる。したがって、この値 360を補正タイマ値として位相補正タイマ 18 aにセットし、位相補正タイマ 18 aをスタートさせる。

図 17は上記割込処理 2の処理内容を詳細に説明するフローチヤ一卜であり、割込処理 1でスタートした位相補正タイマが力ゥントオーバ一することにより割込処理 2が受け付けられる。ステップ S P 1において予めメモリ 18 cに設定されているィンバ一夕モードを 1ステツプ進め、ステップ S P 2において、進められたィンバ一タモ一ドに対応する電圧パターンを出力し、そのまま元の処理に戻る。

したがって、以下の比較例と比較することにより明らかになるように，マイクロコンピュータを用いて上記制御を実現する場合に、タイマの数を 1つ少なくすることができるとともに、割込処理を 1つ少なくすることができる。また、ハードウユアにより上記制御を実現する場合には、タイマカウン夕の数を 1つ少なくすることができる。

【比較例】

図 19は 1 50° 通電を行なわせるためのブラシレス D Cモ一夕駆動制御装置のうち、図 14のマイクロプロセッサ 18において 1 50。通電を行なわせた場合の内部構成を示す図であり、図 15と異なる点は、 180。通電ィンバ一夕モード選択部 1 9 cに代えて 1 5◦。通電ィンバー夕モード選択部 19 c 'を採用した点、位相補正タイマ 18 a 'による割込処理 2 ' によりスタートさせられ、カウントオーバー信号を C PU 19 - に含まれる 1 50° 通電ィンバ一夕モード選択部 19 c に供給して割込処理（図 1 9中、割込処理 3を参照）を行なわせる第 2位相補正タイマ 18 eをさらに有している点、割込処理 2 'の内容、およびインバー夕モードの数が増加させられた点のみである。尚、この比較例においては、図 1 5の各構成部と対応する構成部に、が付加された参照符号を付与している。また、インバ一タ回路、ブラシレス D C モータ、 Y結線された抵抗、位置検出器、ベース駆動回路の構成および相互接続については、図 14の構成と同一であるから図示および説明を省略してある。

尚、上記第 2位相^ ΓΕタイマ 18 eもタイマ値演算部 19 a ' により夕イマ値が設定される。ここで、インバー夕モードに対応する電圧パターンを表 2に示す。但し電圧パターンは、各スイッチングトランジスタ 1 2 u l, 1 2 u 2, 12 V 1 , 12 V 2 , 1 2 w 1 , 1 2w2の ON— O F F状態で示してあり、 "1" が ON状態に対応し、が O F F状態に対応する。

表 2

図 22はこの比較例の動作を示す構成各部の波形図であり、（A)

(G) までの波形は図 18の（A) （G) の波形と同一である。そして、図 22中、（G ' ) が付加されていることに起因して、割込処理 2 'により偶数のィンバータモードの電圧パターンが出力され、割込処理 3により奇数のィンバータモ一ドの電圧パターンが出力され、通電期間を 1 50。に設定した状態でのブラシレス D Cモータの駆動を達成することができる。図 2 0は割込処理 2 'の処理内容を詳細に説明するフローチヤ一トであり、割込処理 1 'でスタートした位相補正タイマ 1 8 a 'がカウントオーバーすることにより割込処理 2 'が受け付けられる。ステップ S P 1において予めメモリ 1 8 c ' に設定されているィンバ一夕モードを 1 ステツプ進め、ステップ S P 2において、進められたィンバ一夕モードに対応する電圧パターンを出力し、ステップ S P 3において、位相補正量に基づいて第 2位相補正タイマ 1 8 eの値（3 0。分の値）を演算し、ステップ S P 4において、第 2位相補正タイマ 1 8 eに補正タイマ値をセッ卜し、ステップ S P 5において第 2位相お β正タイマ 1 8 eをスター卜させ、そのまま元の処理に戻る。

図 2 1 は割込処理 3の処理内容を詳細に説明するフローチヤ一トであり、割込処理 2 -でスタートした第 2位相補正タイマ 1 8 eがカウントオーバーすることにより割込処理 3が受け付けられる。ステップ S P 1 において予めメモリ 1 8 c ' に設定されているィンバ一タモ一ドを 1ステツプ進め、ステップ S P 2において、進められたィンバ一夕モードに対応する電圧パターンを出力し、そのまま元の処理に戻る。

図 1 4における増幅器 1 5、積分器 1 6およびゼロクロスコンパレ一夕 1 7による磁極位置検出についてさらに詳細に説明する。

モ一夕電圧を検出することによる磁極位置検出において、空気調和機等の電気機器で採用される 1 2 0。通電の上下アームオフ期間に現れる誘起電圧を用いる磁極検出方法は、高負荷で、かつ電流が増加すると、誘起電圧を検出することが不可能になってしまい、磁極位置検出を行なうことも不可能になってしまう。

ここで、誘起電圧検出の可否を決定する条件式は、固定子巻線に流れる電流が切れるまでの時間を t、 1 8 0 ° 期間のインバー夕通電角を α [ r a d ] 、出力周波数を f とすれば、 t < ( π - a ) / (4 f )

となる。

この条件から明らかなように、 180° 通電を採用した場合には、原理上、誘起電圧の検出が不可能であることが分る。また、より大きなトルクが要求される場台には、電流振幅を大きくすることが必要になるのである力 <、電流振幅を大きくすれば、モータインダクタンスによる残留電流が大きくなり、最悪の埸合には、 180° 期間において固定子巻線に流れる電流が切れなくなってしまうので、 180。期間において固定子巻線に流れる電流が確実に切れるようにするために電流振幅を制限しなければならなくなる。したがって、高速回転時ゃ通電期間を長くした場合には、電流振幅を大きくすることができなくなる。

しかし、図 14に示す構成を採用した場合には、 Y結線した固定子巻線 13 u， 13 V , 13 wの中性点 1 3 dの電圧 E _N— _Q力く、

E _N— ₀= (1/3) { (V _u — o - E _u— _{0 )} + (V _v 一 ₀— E _v 一 0) + (V_w一 ₀ - E_w—o) )

となり、インバ一夕出力波形 {図 23中（A) (B) (C) 参照 } とモ —夕誘起電圧波形（図 23中（D) (E) (F) 参照）に各々含まれる 3 n次調波成分（nは整数）の和 {図23中（G) 参照 } になる。

また、 Y結線された抵抗 14 u, 14 V , 14wの中性点 14 dの電圧 ^VM_ 0が、

^VM- 0 = ^{( 1 3) (V} u - 0 ^{+ V}v - 0 ^{+ V}w- 0⁾

になる {図 23中（H) 参照）。

したがって、両電圧 E _N一 o、 V_M一◦の差 E _N—o— V_M一◦ (図

23中 I参照）を得ることにより、モータ誘起電圧波形に各々含まれる 3 n次調波成分を取出すことができる。そして、以上の各式は電流に依存していないので、上記条件式の制約が全くなく、任意の通電期間に適用できる。即ち、高速回転時、通電期間を長くした場合に、電流振幅を大きくしても特別に磁極位匿センサを fflいることなく磁極位置検出を達成することができ、また、 1 80° 通電を採用した場合にも特別に磁極位置センサを用いることなく磁極位置検出を達成することができる。また、以上には、ブラシレス D Cモータが定常連転を行なっている状態におけるブラシレス D Cモータの駆動制御についてのみ説明した。しかし、ブラシレス D Cモータの停止時には、誘起電圧が発生していないので、上述の駆動制御を行なうことができない。したがって、ブラシレス D Cモータの運転を開始させるに当っては、外部から強制的に三相交流電圧を印加して同期運転により回転子を回転させる。そして、回転子が IHJ転を始めれば誘起電圧が発するので、上述のブラシレス D Cモー夕の駆動制御を行なうことができる。

また、 1 80° 通電を採用し、特殊な仕様の埋込磁石構造のブラシレス D Cモータを高速回転 ·重負荷の条件で駆動した場合には、モーダ電流と位置検出器の積分信号とがそれぞれ図 24中（A) (B) に示すとおりであり、 1 20° 通電を採用した場合におけるモー夕電流、位蘆検出器の積分信号 {図2 5中（A) (B) 参照）と比較してみると、 1 8 0° 通電を採用した場合には、積分信号が大きく乱れていることが分かる。もちろん、電位差信号も乱れている。したがって、僅かな負荷変動、ィンバ一夕 ·モータの駆動系の共振などが生じた場合には、この乱れが原因となって積分信号が零クロスしないボイン卜が現れ、位置信号が得られなくなってモータが脱調することがある。なお、図 24中（A) に示すモータ電流と、図 2屮（A) 、図 1 2屮（B) 、図 1 3屮（B) に示す電流波形が相違しているが、これは、モータ仕様が異なることによる。ただし、このような不都合が発生するのは希である。

このような特殊な場合に生じる不都合を解消してブラシレス D Cモー夕駆動制御装置の信頼性を高めるためには、通電幅を 1 20° よりも大きく、かつ 180° 未满に設定すればよい。図 26から図 30は、通電幅がそれぞれ 1 30。、 140。、 1 50。、 ] 60 、 1 70。の場合のモータ電流および積分信号を示している。これらの図から明らかなように、積分信号の乱れがなくなつている。また、入力電流を互いに同 —に設定して通電幅をそれぞれ 1 20° 、 130° 、 140° 、 1 50 ° 、 1 80。に設定した場合の圧縮機（ブラシレス D Cモータを駆動源とする圧縮機）の運転エリア、ブラシレス D Cモータのモー夕効率を図 31、図 32にそれぞれ示している。図 3 ]から明らかなように、通電幅が 140° 〜 170。の場台には、運転エリァが殆ど変わらず、また図 32から明らかなようにモータ効率の低下は 1 ¾；未満である。したがつて、通電幅を 14 ϋ° 〜 170° に設定することが好ましい。この場合には、運転エリアを殆ど減少させることなく、モータ効率をも殆ど低下させることなく、上述の不都台の発生を確実に防止して、信頼性を著しく高めることができる。

また、増幅器 15、積分 ¾ 16、ゼロクロスコンパレータ 17からなる位置検出冋路に代えて、図 33中（Α) に示すように、中性点 1 3 d (図 14参照）の電圧を抵抗 1 15 aを介して増幅器 1 15の非反転入力端子に供給し、中性点 14 d (図 14参照）の電圧をそのまま増幅器 1 15の反転入力端子に供給し、増幅器 1 15の出力端子と反転入力端子との間に抵抗 1 1 5 bおよびコンデンサ 1 ] 6 bを並列接続してなる構成を採用することが可能である。また、図 33中（B) に示すように、図 33中（A) に示す構成に対して、出力端子と反転入力端子との間に抵抗を接続してなる増幅器 1 17を付加してなる構成を採用してもよい。なお。増幅器 1 1 5の出力信号が抵抗を介して増幅器 1 1 7の反転入力端子に供給されている。さらに、図 33巾（C) に示すように、図 33 中（B ) に示す增幅 ¾ 1 1 5 , 1 1 7を入れ代えた構成を採用してもよい。また、図 3 3中（C ) の構成を採用した場合において、中性点 1 3 dの電圧を抵抗を介して増幅器 1 1 7の反転入力端子に供給し、中性点 4 dの電圧を直接増幅器 1 ] 7の非反転入力端子に供給してもよい。これら何れの構成を採用した場台にも、図 1 4の対応部分と同様の作用を達成することができる。

また、空気調和機、電気掃除機、電気洗濯機等の電気機器においては消費電力の低減が要求され、近年では注目を浴びているブラシレス D C モータやインバー夕が採用されつつある。そして、これらの電気機器に対してこの発明のブラシレス D Cモー夕駆動制御装置を適用することにより、ブラシレス D Cモータゃィンバ一夕を採用した従来の電気機器と比較して消費電力を一層低減することができる。産業上の利用可能性動力源として種々の用途に採用されるブラシレス D Cモータの高効率化、運転範囲の拡大を達成できる。

Claims

請求の範囲

1. ブラシレス D Cモータ（3) ( 1 3) を電圧形インバー夕（2) (5) (12) (20) で駆動するブラシレス D C —夕駆動制御方法であって、電圧形インバ一タ（2) (5) ( 1 2) (20) の通電幅を、電気角で 120° より大きく、 180° 以下の所定幅に設定することを特徴とするブラシレス D Cモータ駆動制御方法。

2. 電圧形インバ一夕（2) (5) (12) (20) の出力を、通電幅の全範囲にわたつて互に等しいパルス幅のパルス信号を出力するように変調する請求項 1に記載のブラシレス D Cモー夕駆動制御方法。

3. ブラシレス D Cモータ（3) ( 1 3) の回転子（3 e ) として、永久磁石（3 f ) が回転子（3 e) の内部に配匿されてなるものを採用する請求項 1または請求項 2に記載のブラシレス D Cモータ駆動制御方

4. ブラシレス D Cモータ電流とブラシレス D Cモー夕誘起電圧とが同相になる、ブラシレス D Cモータ誘起電圧に対するィンバ一夕出力電圧の位相よりも、ィンバータ出力電圧の位相を進めるように電圧形ィンバー夕（2) (5) (12) (20) を制御する請求項 3に記載のブラシレス DCモータ駆動制御方法。

5. 電圧形インバー夕（2) (5) (12) (20) の通電幅が電気角で 180。である請求項 1から請求項 4の何れかに記載のブラシレス D Cモータ駆動制御方法。

6. 電圧形インバ一タ（2) (5) (1 2) (20) の各相の出力端子に一方の端部が接続された抵抗（14 u) (14 v) (14 w) の他方の端部を互に接続して第 1中性点電圧を得るとともに、ブラシレス D Cモータ（3) (13) の各相の固定子巻線（13 u) (13 V ) (13w) の一方の端部を互に接続して第 2中性点電圧を得、第 1中性点電圧と第 2中性点電圧との差に基づいてブラシレス DCモータ（3)

(1 3) の回転子（3 a) (3 e) の磁極位置を検出する請求項 1から請求項 5の何れかに ^載のブラシレス D Cモーダ駆動制御方法。

7. 電圧形インバ一タ（2) (5) (12) (20) の通電幅が電気角で

1 20。より大きく、かつ 180。未満である請求項 6に記載のプラシレス D Cモータ駆動制御方法。

8. 電圧形インバータ（2) (5) (12) (20) の通電幅が電気角で 140° 以上、かつ 17◦。以下である請求 ¾6に記載のブラシレス D Cモー夕駆動制御方法。

9. ブラシレス D Cモー夕（3) ( 13) を電圧形インバータ（2) (5) (1 2) (20) で駆動するブラシレス DCモ一夕駆動制御装置であって、電圧形インバ一タ（2) (5) (12) (20) の通電幅を、電気角で 1 20° より大きく、 180。以下の所定幅に設定する通電幅設定手段（18) (19) を含むことを特徴とするブラシレス DCモー夕駆動制御装置。

10. 電圧形インバータ（2) (5) (12) (20) の出力を、通電幅の全範囲にわたって互に等しいパルス幅のパルス信号を出力するように変調する変調手段（ 18 d) (18 d ' ) をさらに含む請求項 9 に記載のブラシレス D Cモータ駆動制御装置。

1 1. ブラシレス D Cモータ（3) (13) の回転子（3 e) として、永久磁石（3 f ) が回転子（3 e) の内部に配置されてなるものを採用する請求项 9または請求项 1◦に記載のブラシレス D Cモー夕駆動制御装置。

1 2. ブラシレス D Cモータ電流とブラシレス DCモータ誘起電圧とが同相になる、ブラシレス D Cモータ誘起電圧に対するィンバ一夕出カ電 i の位相よりも、ィンバ—夕出力電 Hの位相を進めるように電圧形インバータ（2) (5) ( 1 2) (20) を制御する位相制御手段（1 8 a ) (18 a ' ) ( 18 e ) をさらに含む請求； ¾ 1 ϋに記載のブラシレス D Cモータ駆動制御装置。

13. 通電幅設定手段（18) (19) 力く、電圧形インバー夕（2) (5) (12) (20) の通電幅を電気角で 180° に設定するものである請求项 9から請求; ¾12の何れかに記載のブラシレス D Cモータ駆勅制御装置。

14. 電圧形インバー夕（2) (5) (12) (20) の各相の出力端子に一方の端部が接続され、かつ他方の端部が互に接続された抵抗 ( 14 u ) ( 14 V ) ( 14 w) と、抵抗（ 14 u ) ( 14 v ) ( 14 w) の他方の端部において得られる第 1中性点電圧と、ブラシレス D C モータ（3) (13) の各相の固定子巻線（13 u) ( 13 V ) (13 w) の互に接続された端部において得られる第 2中性点電圧とを入力として両中性点電压の差電圧を出力する差電圧出力手段（15) と、差電圧に基づいてブラシレス D Cモータ（3) (1 3) の回転子（3 a) (3 e) の磁極位置を検出する回転子位置検出手段（16) (17) とをさらに含む請求項 9から請求項 1 3の何れかに記載のブラシレス D C モータ駆動制御装置。

1 5. 通電幅設定手段（18) (1 9) 力《、電圧形インバー夕（2) (5) (12) (2 ϋ) の通電幅を電気角で 120° より大きく、かつ 180° 未満に設定するものである請求項 14に記載のブラシレス D C モータ駆動制御装置。

1 6. 通電幅設定手段（18) ( 1 9) 力く、電圧形ィンバータ（2) (5) (12) (2◦) の通電幅を電気角で 140° 以上、かつ 17〇。以下に設定するものである請求項 14に記載のブラシレス D Cモータ駆動制御装匿。

1 7 . 請求項 9から請求項 1 6の何れかのブラシレス D Cモータ駆動制御装置により駆動制御されるブラシレス D Cモータを駆動源として採用することを特徴とする電気機器。