CN1128090A - 无电刷直流电动机驱动控制方法及其装置以及电气机器 - Google Patents

无电刷直流电动机驱动控制方法及其装置以及电气机器 Download PDF

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Abstract

当以电压型变频器2，5，12，20来驱动无电刷DC电动机3，13时，借助将电压型变频器2，5，12，20之通电范围设定在较120°为大，且在180°以下的一定的范围。可以以简单且便宜的控制方式来达成无电刷直流电动机的高效率化以及扩大运转范围。

Description

无电刷直流电动机驱动控制方法 及其装置以及电气机器
技术领域
本发明涉及一种无电刷直流电动机驱动控制方法及其装置以及电气机器，更详细地说，则是有关于一种利用电压型变频器来驱动无电刷直流电动机的无电刷直流电动机驱动控制方法及其装置，以及以借助无电刷直流电动机驱动控制装置而被驱动控制的无电刷直流电动机为驱动源的电气机器。
背景技术
效率高于AC电动机的电动机，则已知有取代转子绕线而将永久磁铁安装在转子上，而消除因为电流流经转子绕线所导致的二次铜损的无电刷直流电动机。
该无电刷直流电动机，在数十KW以下的中小容量范围内，已知与AC电动机相比较，其效率改善效果特别好。
此外，在该容量范围的无电刷直流电动机驱动系统中，用以驱动无电刷直流电动机的变频器乃使用电压型变频器或是电流控制型变频器。在此，电流控制型变频器具有与电压型反相器相同的主电路构造，且能够控制变频器而使得电动机电流能够成为所希望的值。
利用上述电压型变频器而来驱动无电刷直流电动机的系统，则如空调机、吸尘机、洗衣机那样，乃被搭载在一要求省电(高效率化)，且被大量生产的机器上。因此，对于变频部的波形控制，则从容易控制的观点来看，乃采用一利用120°通电波形，且构造简单而便宜的系统。(参照“Microcomputer-Controlled Brushless Motor withoutaShaft-Mounted Position Sensor”，T.Endo等IPEC-Tokyo 183，PP.1477—1488，1983，“无电刷电动机的控制装置”永田等，特公平5-72197号公报，“P.M.Brushless Motor Drivers：A Self-Commu-tating system without Rotor-Position Sensors”，p.Ferraris等，Ninth Annual Symposium-Incremental Motion Control Systemsand Devices，PP.305—312 1980)。又用于检测出无电刷DC电动机的磁极位置的构造，从减低成本的观念来看，不使用旋转编码器等昂贵的旋转位置检测器，而利用检测电动机感应电压来检测磁极位置或是采用一利用霍尔元件等构造简单的磁极位置检测器。
利用上述电流控制型变频器来驱动无电刷DC电动机的系统，对于最重视高速转矩响应，低转矩波纹(ripple)的工具机产业用机器人的伺服电动机最为适合。
在该系统中，无电刷DC电动机的电流与转矩系一旋转位置的函数，且著眼于比例关系，而采用一根据控制电路来决定(计算)变频器的输出电压而能够使得电流波形成为所希望的波形的闭路系统。因此，乃采用用于检测电动机旋转位置的精密的检测器，用于精密控制电动机电流的电流检测器，以及能够进行高速处理的控制器，同而成为一昂贵的系统。又，由于变频器会对应于电动机的状态而瞬时地被控制，因此，变频器的输出电压会经常变化。在上述利用电压型变频器来驱动无电刷DC电动机的系统中，则不管各电气角是否正负有180度，只有在电气角120°范围内变频器的各相开关才会导通，而在剩下的电气角60°的期间(在1个周期内，电气角为120°的期间)则成为无控制状态。
因此，在无控制期间内，变频器无法输出所希望的电压，而导致变频器的直流电压利用率低。因而，由于直流电压利用率低会导致无电刷DC电动机的端子电压变小，而使得运转范围变得狭窄(最高旋转数变低)。
又，由于电动机端子电压变低，因此，在要得到与电动机端子电压未降低时同样的输出时，则不得不增加电动机电流，结果会导致电动机绕线电阻所造成的焦耳损失增加，而无法如所期待的那样提高无电刷DC电动机的效率。
更者，无电刷DC电动机转子的永久磁铁，则不管是否安装成使电气角约成为180°，由于只有可能使在电气角为120°范围内的电流朝所希望的方向流动，因此，磁通的利用率低。换言之，当要获得与磁通利用率未降低时相同的转矩时，则必须要增加电动机电流，由于电动机绕线电阻所造成的焦耳损失增加，因此，无法如所期待那样提高无电刷DC电动机的效率。
发明内容
本发明即是用于解决上述问题，其目的乃提供一种可以借助简单且便宜的控制来提高电压型变频器电压与电动机磁通的利用率，而达成无电刷DC电动机高效率化以及扩大运转范围的无电刷DC电动机驱动控制方法及其装置，以及以借助无电刷DC电动机驱动控制装置而被驱动控制的无电刷DC电动机为驱动源的电气机器。
权利要求1的无电刷DC电动机驱动控制方法，其主要系一借助电压型变频器来驱动无电刷DC电动机的无电刷DC驱动控制方法，其特征在于：将电压型变频器的通电范围设定在电气角较120°大，而在180°以下的一定范围内。
权利要求2的无电刷电动机驱动控制方法，将电压型变频器的输出调制成可以沿着通电范围的全部范围输出脉宽彼此相等的脉冲信号。
权利要求3的无电刷DC电动机驱动控制方法，无电刷DC电动机的转子系采用将永久磁铁配置在转子的内部。
权利要求4的无电刷DC电动机驱动控制方法，乃控制电压型变频器，而使得变频器输出电压的相位能够较变频器相对于一可以使得无电刷DC电动机电流与无电刷DC感应电压成为同相的无电刷DC电动机感应电压的输出电压的相位为领先。
权利要求5的无电刷DC电动机驱动控制方法，电压型变频器的通电范围的电气角度为180°。
权利要求6的无电刷DC电动机驱动控制方法，将其中一个端部被连接在电压型变频器的各相的输出端子的电阻另一端部彼此连接可获得第1中性点电压，又将无电刷DC电动机的各相的定子绕线的其中一个端部彼此连接可获得第2中性点电压，根据第1中性点电压与第2中性点电压的差，可以检测出无电刷DC电动机的转子的磁极位置。
权利要求7的无电刷DC电动机驱动控制方法，电压型变频器的通电范围，其中电气角度较120°为大，且未满180°。
权利要求8的无电刷DC驱动控制方法，电压型变频器的通电范围，其中电气角度在140°以上，且在170°以下。
权利要求9的无电刷DC电动机驱动控制装置，其主要系一借助电压型变频器来驱动无电刷DC电动机的无电刷DC电动机驱动控制装置，其特征在于：将电压型变频器的通电范围设定在电气角度较120°为大，而在180°以下的一定范围。
权利要求10的无电刷DC电动机驱动控制装置，更备有可将电压型变频器的输出调制成可以沿着通电范围的全部范围输出脉宽彼此相等的脉冲信号的调制装置。
权利要求11的无电刷DC电动机驱动控制装置，无电刷DC电动机的转子系采用将永久磁铁配置在转子的内部。
权利要求12的无电刷DC电动机驱动控制装置，更包括有可以控制电压型变频器的相位控制装置，而使得变频器的输出电压的相位能够较变频器相对于一可以使得无电刷DC电动机电流与无电刷感应电流成为同相位的无电刷DC电动机感应电压的输出电压的相位为领先。
权利要求13的无电刷DC电动机驱动控制装置，通电范围设定机构系一可将电压型变频器的通电范围设定在电气角度为180°。
权利要求14的无电刷DC电动机驱动控制装置，更包括有：将其中一个端部被连接在电压型变频器各相的输出端子的电阻的另一端部彼此连接可获得第1中性点电压，又将无电刷DC电动机各相的定子绕线的其中一个端部彼此连接可获得第2中性点电压，而将这些电压当作输出，且输出两中性点电压的电压差的电压差输出装置，以及根据电压差，而检测无电刷DC电动机转子的磁极位置的转子位置检测装置。
权利要求15的无电刷DC电动机驱动控制装置，通电范围设置装置系一将电压型变频器的通电范围设定在电气角度较120°为大，且未满180°。
权利要求16的无电刷DC电动机驱动控制装置，通电范围设定装置(18)(19)系一将电压型变频器的通电范围设定在电气角度在140°以上，且170°以下。
权利要求17的电气机器，其特征在于：将由权利要求9至14的任一权利要求的无电刷DC电动机驱动控制装置所驱动控制的无电刷DC电动机当作驱动源。
根据权利要求1的无电刷DC电动机驱动控制方法，由于在借助电压型变频器来驱动无电刷DC电动机时，将电压型变频器的通电范围设定在电气角在120°以上，180°以下之一定的范围内，因此无控制期间的电气角未满60°。结果，可以增加电动机端子电压，而扩大运转范围。又由于可以增加电动机端子电压，因此能够抑制电动机电流的增加量，更者，则可以抑制由电动机绕线所导致的焦耳损失的增加情况，而提高无电刷DC电动机的效率，更者，在被安装在无电刷DC电动机转子的永久磁铁的电气角较120°为大的范围内，可以使电流朝所希望的方向流动，更者则能够抑制磁通利用率的降低，而可以提高无电刷DC电动机的效率。
根据权利要求2的无电刷DC电动机控制方法，由于可以将电压型变频器的输出调制成可以在通电范围的全部范围内输出脉宽彼此相等的脉冲信号，因此不需要进行高精度的磁极位置检测动作，且能够简化控制情况。此外，若是与让脉宽变化而进行不等宽调制时相比较，则由于除了可以提高效率外，而加大基本波振幅，因此，可以提高无电刷DC电动机的最高旋转数。
根据权利要求3的无电刷DC电动机驱动控制方法，由于无电刷DC电动机转子系采用将永久磁铁配置在转子的内部，因此借助产生导因于磁铁的转矩以及因磁阻(reluctance)所造成的转矩，并不会让电动机电流增加，而能够使整体所产生的转矩增加。又与表面磁铁构造的无电刷DC电动机相比较，可以使电动机绕线的电感显著的增加，而能够达成较磁铁构造的无电刷DC电动机更高速的运转。更者，因为电动机绕线的电感大，因而减少由变频器低次高谐波成分所造成的电流波纹，更者则可以减少转矩波纹。
根据权利要求4的无电刷DC电动机驱动控制方法，由于控制电压型变频器，可以使变频器输出电压的相位较一能够使得无电刷DC电动机电流与无电刷DC电动机感应电压成为同一相位的变频器输出电压的相位为领先(前进)，因此可以有效地活用与永石磁铁所产生的磁通的方向在电气上偏离90°方向上的电感的影响，结果能够使得电流波形近似于正弦波，而更能提高电动机效率。更者，则可以有效地活用磁阻(reluctance)转矩以及衰减磁通效果。
根据权利要求5的无电刷DC电动机驱动控制方法，由于电压型变频器的通电范围的电气角度为180°，因此可以将无控制期间的电气角度设为0。又，由于通电范围为180，而不需要在较60°为小的范围内的通电范围进行控制，因此，当利用微电脑来控制时，则与通电范围较120°为大，而未满180°的情形相比较时，除了计时器的数目可减少1个外，中断处理亦可减少1次，使得控制以及构造得以简单化。当利用硬件来控制时，则与通电范围较120°为大，而未满180°的情形相比较，计时器的数目可以减少1个，而使得控制以及构造得以简单化。
根据权利要求6的无电刷DC电动机驱动控制方法，由于借助将一端部被连接到电压型变频器各相输出端子的电阻的另一端部彼此加以连接可得到第1中性点电极，而将无电刷DC电动机各相定子绕线的其中一端部彼此加以连接可得到第2中性点电压，根据第1中性点电压与第2中性点电压的差，可以检测出无电刷DC电动机转子的磁极位置，因此不管旋转速度，通电角度，电流振幅如何，则可在不设置电动机转子的磁极位置检测器的状态下检测出电动机转子的磁极位置。
根据权利要求7的无电刷DC电动机驱动控制方法，由于电压型变频器的通电范围设定在电气角较120°为大，且未满180°的范围内，因此可以使得用于检测电动机转子磁极位置的电位差信号或是积分信号得以稳定化，而能够提高可靠性。
根据权利要求8的无电刷DC电动机驱动控制方法，由于将电压型变频器的通电范围设定在140°以上，170°以下，因此，电动机效率，运转区域几乎不会损失，而能够使电位差信号或是积分信号更加稳定化，而更提高可靠性。
根据权利要求9的无电刷DC电动机驱动控制装置，由于当借助电压型变频器来驱动无电刷DC电动机时，借助通电范围设定装置，将电压型变频器的通电范围设定在电气角较120°为大，而在180°以下的一定范围内，因此可以将无控制期间设定在电气角未满60°。结果会增加电动机端子电压，而扩大运转范围。又由于加大电动机端子电压，可以抑制电动机电流的增加量，更者则可抑制由电动机绕线所造成的焦耳损失的增加情形，而提高无电刷DC电动机的效率。更者，相对于被安装在无电刷DC电动机转子的永久磁铁的电气角较120°为大的范围，可以使电流朝所希望的方向来流动，更者则可以抑制磁通利用率的降低情况，而提高无电刷DC电动机的效率。
根据权利要求10的无电刷DC电动机驱动控制装置，根据调制装置，可以将电压型变频器的输出调制成可在通电范围的全部范围输出脉宽彼此相等的脉冲信号，因此不需要进行高精度的磁极位置检测动作，且可简化控制情况。此外与使脉宽变化的不等幅调制情形相比较，除了可以提高效率外，由于可以加大基本波振幅，因此可以提高无电刷DC电动机的最高旋转数。
根据权利要求11的无电刷DC电动机驱动控制装置，由于无电刷DC电动机转子系采用将永久磁铁配置在转子的内部，因此借助产生由磁铁所造成的转矩，甚至由磁阻所造成的转矩，并不会使电动机电流增加而能够增加整体所产生的转矩，而与表面磁铁构造的无电刷DC电动机相比较，可以使电动机绕线的电感显著地增加，而能够达成较表面磁铁构造的无电刷DC电动机更高速的运转。更者，由于电动机绕线电感大，因此可以减少由变频器低次高谐波成分所造成的电流波纹，更者则能够减少转矩波纹。
根据权利要求12的无电刷DC电动机驱动控制装置，借助相位控制手段来控制电压型变频器，可以使得变频器输出电压的相位较一能够使得无电刷DC电动机电流与无电刷DC电动机感应电压成为同相位变频器的输出电压的相位为领先(前进)，藉此可以有效地利用与永久磁铁所产生磁通的方向在电气上呈90°偏离的方向上的电感的影响，结果可以使电流波形近似于正弦波。因此，除了能够减低转矩波纹外，亦能够提高电动机效率。又可以有效地利用磁阻转矩以及衰减磁通效果。
根据权利要求13的无电刷DC电动机驱动控制装置，借助通电范围设定手段，由于可以将电压型变频器通电范围设定在电气角度为180°的范围，因此可以将无控制期间设定成电气角为0°。又，由于通电范围为180°，而不需要在较60°为小的范围的通电范围内进行通电，因此当利用微电脑来控制时，则与通电范围较120°为大，且未满180°的情形相比较，除了计时器的数目可以减少1个外，中断处理亦减少1次，而能够使控制以及构造得以简单化。当利用硬件来控制时，则与通电范围较120°为大，且未满180°的情形相比较，计时器的数目可以减少1个，而能够使控制以及构造得以简单化。
根据权利要求14的无电刷DC电动机驱动控制装置，借助将其中一端部连接到电压型变频器各相的输出端子，而将另一个端部互相连接的电阻可以得到第1中性点电压，此外侧在无电刷DC电动机各相定子绕线的彼此连接的端部可以得到第2中性点电压，而根据电压差输出手段，将两中性点电压的电压差加以输出，根据电压差，可以借助转子位置检测机构检测出无电刷DC电动机转子的磁极位置。因此不管旋转速度，通电角度，电流振幅如何，均不必要特别设置用于检测电动机转子的磁极位置的检测器。
根据权利要求15的无电刷DC电动机驱动控制装置，由于通电范围设定手段系采用一将电压型变频器通电范围设定在电气角度为较120°为大，且未满180°，因此可以使用于检测电动机转子磁极位置的电位差信号或是积分信号得以稳定化，而能够提高可靠性。
根据权利要求16的无电刷DC电动机驱动控制装置，由于通电范围设定手段系采用一将电压型变频器通电范围设定在电气角在140°以上，且170°以下，因此几乎不会损及电动机效率，运转区域，而能够使电位差信号，或是积分信号得以更加稳定化，且可以更加提高可靠性。
根据权利要求17的电气机器，由于系将借助权利要求9至16的任一权利要求的无电刷DC电动机驱动控制而被驱动控制的无电刷DC电动机当作驱动源来使用，因此，根据作为驱动源的无电刷DC电动机的高效率化，可以减少消耗电力。
更者则加以详细地说明。
将以120°通电的电压型变频器来驱动无电刷DC电动机情形的理想的电流波形与所产生的转矩表示在图1中A—D。无电刷DC电动机，由于系一将直流电动机的机械式的整流子置换成变频器，因此，若是将3相(u、v、w)的各电流，依每120°汇合而成为直流来控制变频器时，则所产生之转矩，会如图1中D所示，而与直流电动机相同。
又，当以180°通电的电压型变频器来驱动无电刷DC电动机情形的电流波形以及所产生的转矩，则依发明人进行模拟的结果，成为图2中A、B所示。此时，由于电流系在180°期间流动，因而会产生各相电流重叠的部分，而进行与直流电动机不同的动作。结果，所产生的转矩的波纹会变大(参照图2中B)。
由上述的观点来看，120°通电的电压型变频器对于驱动无电刷DC电动机最为理想，而对于利用电动机感应电压检测来检测出磁极位置的无电刷DC电动机的驱动方法则只有120°通电的方法。
但是，发明人在利用120°通电的电压型变频器来驱动无电刷DC电动机时，则发现无法得到图1所示理想的波形，而会得到如图3A、B所示的波形，而与图2相同。特别是将图2中的B与图3中的B相比较时，则可知道其转矩波纹的振幅几乎相同。而此相必是依简单控制的电压型变频器并无法随心所欲(方形波形)地来控制电动机电流之故。因而可了解在以180°通电来运转时，会随着转矩波纹的增大而导致效率以及运转领域的降低。此外则知道可借助抑制焦耳损失的增加以及抑制磁通利用率的降低，可以提高DC电动机的效率。
又不限于180°通电，当为一进行超过120°范围通电的电压型变频器时，则由于必然会产生各相电流重复的部分，因此相必可以得到与180°通电的电压型变频器同样的特性。
更者，在120°通电的电压型变频器中，则电流波形会如图1中A—C所示那样愈是接近方形波，其特征变得愈佳，然而在180°通电的电压型变频器中，由于电流会在令部区间内流动，因此可推测电流波形愈是圆滑，其特性愈佳。
而本发明即是根据上述理论而获得。
附图概述
图1系表示以120°通电的电压型变频器来驱动无电刷DC电动机情况下的理想的电流波形与所产生的转矩的说明图。
图2系表示以180°通电的电压型变频器来驱动无电刷DC电动机情况下的电流波形与所产生转矩的模拟结果。
图3系表示以120°通电的电压型变频器来驱动无电刷DC电动机情况下的电流波形以及所产生转矩的说明图°
图4系表示本发明的无电刷DC电动机驱动控制装置之一实施例的概略图。
图5系表示概略地表示表面磁铁构造型的无电刷DC电动机的构造图。
图6系表示概略地表示埋入磁铁构造型的无电刷DC电动机的构造图。
图7系表示以电压型变频器来驱动图5构造的无电刷DC电动机，而将通电范围分别设定在120°、180°情况下的效率一旋转数特性，负载转矩一旋转数特性图。
图8系表示电压型变频器来驱动图6构造的无电刷DC电动机，而将通电范围分别设定在120°、150°、180°情况下的效率一旋转数特性、负载转矩一旋转数特性图。
图9系表示以电压型变频器来驱动图6构造的无电刷DC电动机，而借助控制电路对变频器实施等幅调制情形与实施不等幅调制情况下的效率一旋转数特性、负载转矩一旋转数特性图。
图10系表示不等幅调制与等幅调制的说明图。
图11系表示以180°通电、等幅调制波形的电压型变频器来驱动表面磁铁构造型的无电刷DC电动机情况下的电流波形图。
图12系表示以180°通电，等幅调制波形的电压型变频器来驱动埋入磁铁构造型的无电刷DC电动机情况下的电流波形图。
图13系表示使变频器输出电压的相位较一能够使无电刷DC电动机电流与无电刷DC电动机感应电压成为同相位的变频器输出电压的相位为(前进)，而将变频器输出电压外加到埋入磁铁构造型的无电刷DC电动机情况下的电压、电流波形图。
图14系表示概略地表示进行180°通电的无电刷DC电动机驱动控制装置的构造图。
图15系表示图14之微处理器内部构造图。
图16系表示详细地说明中断处理1处理内容的流程图。
图17系表示详细地说明中断处理2处理内容的流程图。
图18系表示图14无电刷DC电动机驱动控制装置各部分的信号波形，处理内容的说明图。
图19系表示进行150°通电的无电刷DC电动机驱动控制装置中之微处理器的内部构造图。
图20系表示详细地说明中断处理2′处理内容的流程图。
图21系表示详细地说明中断处理3处理内容的流程图。
图22系表示图19无电刷DC电动机驱动控制装置各部分的信号波形，处理内容的说明图。
图23系表示用于说明图14无电刷DC电动机驱动控制装置中的放大器，积分器以及根据零交越比较器(zerocross comparator)之位置检测动作的各部分的信号波形图。
图24系表示在采用180°通电情况下的电动机电流与位置检测器之积分信号的说明图。
图25系表示在采用120°通电情况下的电动机电流与位置检测器之积分信号的说明图。
图26系表示在采用130°通电情况下的电动机电流与位置检测器之积分信号的说明图。
图27系表示在采用140°通电情况下的电动机电流与位置检测器之积分信号的说明图。
图28系表示在采用150°通电情况下的电动机电流与位置检测器之积分信号的说明图。
图29系表示在采用160°通电情况下的电动机电流与位置检测器之积分信号的说明图。
图30系表示在采用170°通电情况下的电动机电流与位置检测器之积分信号的说明图。
图31系表示将输入电流彼此设定成相同，而将通电范围分别设定在120°、130°、140°、150°、180°情况下的无电刷DC电动机的运转区域图。
图32系表示将输入电流彼此设定成相同，而将通电范围分别设定在120°、130°、140°、150°、180°情况下的无电刷DC电动机的电动机效率图。
图33系表示位置检测器之其它构成例的说明图。
本发明的最佳实施方式
以下请参照所附之图面来详细说明本发明的实施例。
图4系表示本发明无电刷DC电动机驱动控制装置之一实施例。变频器(inverter)2的输出电压电压乃外加在无电刷DC电动机3。此外，借助无电刷DC电动机3的感应电压，或是无电刷DC电动机3各相的定子绕线实施Y结线可得到第2中性点电压以及将电阻依Y结线连接在变频器2各相输出端间可得到第1中性点电压，而将两者电压差当作输入而来自电动机位置检测电路4的输出信号则被供给到控制电路5，由控制电路5，可以产生一可将通电范围设定在超过120°，而在180°以下的一定范围的控制指令，且将之供给到变频器2。但是，当产生一至少通电范围设定在180°的控制指令，且将之供给到变流器2时，则不得不将上述电压差供给到电动机位置检测电路4，而当产生一可将通电范围设定在较180°为小的范围的控制指令，且将之供给到变频器2时，则可将上述感应电压，电压差的其中之一供给到电动机位置检测电路4。
因此，根据无电刷DC电动机3的感应电压，或是中性点电压彼此间的电压差，可以由电动机位置检测电路4得到电动机转子的磁极位置电信号，而根据磁极位置检测信号，在控制电路5中产生控制指令，使变频器2之开关(未图示)的通电范围设定在超过120°、而在180°以下的一定的通电范围。
图5系表示概略地表示表面磁铁构造型的无电刷DC电动机构造的概略图，在转子3a的表面一定位置则安装永久磁铁3b，又，定子3c则具有卷绕有未图示的定子绕线的多个沟3d。又图中以箭头表示的d轴，系一表示永久磁铁3b所产生之磁通的方向轴，q轴则为一在电气上与d轴呈90°偏离的轴。
图6系表示概略地埋入磁铁构造型的无电刷DC电动机构造的概略图。在未露出于转子3e表面的状态下安装永久磁铁3f。但是，在相邻永久磁铁3f彼此间则安装非磁性体3g，以防止在相邻永久磁铁3f彼此间产生磁通短路。此外，由于定子3c的构造与图5无电刷DC电动机相同，因此省略其说明。
图7A、B系表示由电压型变频器来驱动图5构造的无电刷DC电动机，而分别将通电范围设定在120°、180°情况下的效率一旋转数特性、负载转矩一旋转数特性的说明图。此外，图7中A系表示将负载转矩设定在20kg·cm状态下所得到的特性。又，图中，a系表示120°的情形，b系表示180°的情形。
由该些特性图可知，通过将通电范围设定在180°，除了可以提高效率外，亦能够提高最高旋转数，且能够增加在高速旋转领域中的负载转矩。
图8中A、B系表示由电压型变频器来驱动图6构造的无电刷DC电动机，而分别将通电范围设定在120°、150°、180°情况下的效率一旋转数特性、负载转矩-旋转数特性的说明图。此外，在图中的A系表示将负载转矩设定在20kg·cm状态下所得到的特性，又，图中，a系表示120°的情形，b系表示150°的情形，c系表示180°的情形。
由这些特性图可知，通过增加通电范围，除了可以提高效率外，亦能够提高最高旋转数，且能够增加在高速旋转领域中的负载转矩。
图9中A、B系表示由电压型变频器来驱动图6构造的无电刷DC电动机，而用控制电路对变频器2输出实施等幅调制与不等幅调制情况下的效率一旋转数特性、负载转矩一旋转数特性的说明图。此外，图9中A系表示当将负载转矩设定在20kg·cm，通电范围设定180°状态下所得到的特性。又，图中，a系表示不等幅调制的情形，b系表示等幅调制的情形。
又，所谓的不等幅调制，例如如图10中A所示，系一通过让脉宽变化可以等价地获得正弦波等的电压波形的方法，而所谓的等幅调制，则例如图10中B所示，系一完全不让脉宽度化的方法。
由该些特性图可知，通过采用等幅调制，除了可以提高效率外，亦能够提高最高旋转数，且能够增加在高速旋转领域中的负载转矩。
其他的电动机驱动控制方法，为了避免成为低次高谐波损失，振动增加的要因，一般乃采用正弦波调制等的不等幅的脉宽调制(PWM)方法，(参照“Frequency Depedency of Induction Motor Pa-rameters and Their Measuring method”K.Kawagishi等人IPEC-Tokyo，83，PP.202—213，1983。但是在应用到无电刷DC电动机时，由于调制信号波形与转子必须要同步化，不只需要高精度的磁极位置检测装置，其控制会变得复杂，而导致整体的成本上升。但是，在等幅调制中，则不会有该问题，而其基本波振幅则较不等幅调制的基本波振幅为高。又，由表示本发明人创见的图9可知，不会有一般所担心的效率降低的问题产生，且相反地能够提高效率。更者，对于振动，则当搭载于空气调节机之电气机器时，则为一不会造成问题的振动情况。
其次则详细比较表面磁铁构造型无电刷DC电动机与埋入磁铁构造型无电刷DC电动机来加以说明(参见图5以及图6)。
图5表示的表面磁铁构造型无电刷DC电动机，由于将永久磁铁3b配置在转子3a矽钢板的表面，因此空气间隙(转子矽钢板与定子矽钢板的距离)大，而定子绕线(未图示)的电感则变得比较小。于此相对，图6所示的埋入磁铁构造型无电刷DC电动机，由于永久磁铁3f被配置在转子3e的内部，因此在转子3e的表面会有矽钢板，而空气间隙小，定子绕线的电感则变得远较表面磁铁构造型无电刷DC电动机定子绕线的电感为大。
图11，图12分别系表示由180°通电等幅调制波形的电压型变频器来驱动表面磁铁构造的无电刷DC电动机以及埋入磁铁构造型的无电刷DC电动机情况下的电压，电流波形。两图的上段部分系表示电压波形、下段部分系表示电流波形。
由两图可知，定子绕线的电感效果，通过采用埋入磁铁构造型无电刷DC电动机，可以使得电动机电流接近正弦波，而能够减低由高谐波电流所造成的损失，而提高效率。更者，则可减低转矩波纹。
其次则比较表面磁铁构造型无电刷DC电动机与埋入磁铁构造型无电刷DC电动机的情形。
图5所示的表面磁铁构造型无电刷DC电动机，由于转子3a的矽钢板系呈圆柱状，不管转子3a的旋转位置如何，定子绕线之电感均为一定。与此相对，图6所示的埋入磁铁构造型无电刷DC电动机，由于在转子3e接近外周的部分交互地配置作为磁性体的矽钢板与非磁性体3g，因此，定子绕线电感会因转子3e旋转位置而异。具体地说，在进行定格运转时，表示磁铁构造型无电刷DC电动机的d轴电感，q轴电感均为3.2mH，而埋入磁铁构造型无电刷DC电动机的d轴电感为7.7mH，q轴电感为22.8mH。
在此，无电刷DC电动机的驱动控制方法，由于想要在最大极限下利用永久磁铁的磁通，因此一般乃配合能够使d轴的电压(马达感应电压)成为最大的相位而输出变频器电压，亦即，使电动机电流与电动机感应电压成为同相位那样地输出变频器电压。在图11中，变频器电压的相位乃相对于电动机感应电压的相位，在表面磁铁构造型无电刷DC电动机情况下前进29°。此外，此时为旋转速度为2858r.p.m.负载转矩20kg·cm，电动机电流114.0V，电动机电流7.20A的情形。又，至于刻度(scale)，电压为200V/div，电流为10A/div，横轴为2msec/div。又上述前进角度系根据电动机常数而变化。
但是，在埋入磁铁构造型无电刷DC电动机中，定子绕线的电感乃稍大，而成为如图12所示的电流波形。此外，图12系表示旋转速度2858r.p.m.负载转矩20kg·cm，电动机电压126.5V，电动机电流5.70A的情形。此外，至于刻度，电压为200V/div，电流为10A/div，横轴为2msec/div。在图12中，变频器电压的相位乃相对于电动机感应电压的相位前进70°。但是，该前进角度则是根据电动机常数而变化。与此相对，当在变频器电压的相位较上述变频器电压的相位为前进的状态下(相位前进角度为73°的状态)，将变频器电压外加在无电刷DC电动机时，可以得到图13的下段部分所示的电流波形。但是，图13为旋转速度2858r.p.m.负载转矩20kg·cm，电动机电压29.6V，电动机电流6.92A的情形。至于刻度，电压为200V/div，电流为10A/div，横轴为2msec/div。此外，图13的上段部分为电压波形。
若将图12与图13加以比较，则可以知道由q轴电感的效果可以使得电流波形非常接近正弦波。因此，转矩波纹减低效果以及效率提升效果可大幅地增加。又，通过让电压相位领先，则可以有效地利用埋入磁铁构造型无电刷DC电动机的其他特征，亦即“磁阻转矩”与“衰减磁通效果”。
图14系表示概略地表示用于进行180°通电的无电刷DC电动机驱动控制装置构造的说明图。图15系表示图14的微处理器18的内部构造图。在直流电源11端子间分别串联连接3对的切换晶体管12u1、12u2、12v1、12v2、12w1、12w2而构成变频器12，将各对切换晶体管的彼此连接点电压分别外加在无电刷DC电动机13的被Y连接的各相的定子绕线13u、13v、13w上。此外，则将各对切换晶体管彼此的连接点电压分别外加在被Y连接的电阻14u、14v、14w上。此外，在切换晶体管12u1、12u、12v1、12v2、12w1、12w2的集电极-发射极端子之间则分别连接有保护用晶体管12u1d，12u2d，12v1d，12v2d，12w1d，12w2d，。又，13e系表示无电刷DC电动机13的转子。又，u、v、w则分别对应于无电刷DC电动机13的u相，v相、w相。
上述被Y连接的定子绕线13u、13v、13w的中性点13d的电压，则经由电阻15a被供给到放大器15的反相输入端子，而被Y连接的电阻14u、14v、14w的中性点14d的电压，则直接地被供给到放大器15的正相输入端子。此外，通过将电阻15b连接在放大器15的输出端子与反相输出端子之间，可以当作差动放大器来动作。
从放大器15输出端子被输出的输出信号，则被供给到由电阻16a与电容器16b串联连接而成的积分器16。
来自积分器16的输出电压(电阻16a与电容器16b的连接点电压)，则被供给到一在反相输入端子供给有中性点13d的电压的零交越比较器17的正相输入端子上。
因此，从零交越比较器17输出端子输出磁极位置检测信号。换言之，由上述差动放大器、积分器16以及零交越比较器17而构成一用于检测无电刷DC电动机13转子13e的磁极位置的位置检测器。但是，亦可取代该构造的位置检测器而改采用由旋转编码器等所构成的位置检测器。
从位置检测器所输出的磁极位置检测信号则被供给到微处理器18的外部中断端子。微处理器18，则根据被供给外部中断端子的磁极位置检测信号而对相位补正计时器18a，周期测量计时器18b进行中断处理(参见图15中的中断处理1)。在此，相位补正计时器18a，则根据后述之计时值演算部19a来设定计时值。周期测量计时器18b，则将计时值供给到CPU19中的位置信号周期演算部19b。该位置信号周期演算部19b，则根据例如与电气角度60°呈对应的计时值，而根据电气角度值来算出电气角度每1周期的计时值。相位补正计时器18a，则将计数超过(count over)信号供给到CPU19中的180°通电变频器模式选择部19c，而进行中断处理(参照图15中中断处理2)。180°通电变频器模式选择部19c，则会从存储器18c读取该电压型态而加以输出。CPU19，则由位置信号周期演算部19b，根据计时值来进行演算而输出位置信号周期信号，且将之供给计时值演算部19a以及速度演算部19e。又相位量指令则被供给到计时值演算部19a，而根据相位量指令以及来自位置信号周期演算部19b的位置信号周期演算部而算出应设定在相位补正计时器18a的计时值。速度演算部19e，则根据来自位置信号周期演算部19b的位置信号周期信号而算出现在的速度，且将之供给到速度控制部19f。又速度指令亦被供给到速度控制部19f，而根据速度指令以及来自速度演算部19e的现在速度而输出电压指令。此外，由上述180°通电变频器模式选择部19c所输出的电压型态与自速度控制部19f所输出的电压指令则被供给到PWM(脉宽调制)调制部18d，而输出3相成分的PWM调制信号。该PWM调制信号则被供给到基极驱动电路20，该基极驱动电路20则输出应该被供给到上述切换晶体管12u1，12u2，12v1，12v2，12w1，12w2的各个基极端子的控制信号。此外，在上述说明中，CPU19各构成部只是表示可以达成该功能的功能部分，而在CPU19内部并非是以可以明确辨识该些构成部的状态而存在。
在此，则将与变频器模式呈对应的电压型态表示在表1，但是电压型态则是以各切换晶体管12u，12u2，12v1，12v2，12w1，12w2的ON-OFF状态来表示，“1”则对应于ON状态，而“0”则对应于OFF状态。
变频器模式     电压型态
12u1  12u2   12v1  12v2   12w1  12w2
    0     1     0     0     1     1     0
    1     1     0     0     1     0     1
    2     1     0     1     0     0     1
    3     0     1     1     0     0     1
    4     0     1     1     0     1     0
    5     0     1     0     1     1     0
其次请参照图18所示的波形图来说明图14的无电刷DC电动机驱动控制装置的动作。
在图18中，如(A)、(B)、(C)所示，由于无电刷DC电动机的u相，v相，w相的感应电压Eu，Ev，Ew，其相位分别依120°地偏离的状态而变化，而来自放大器15所输出的信号Vnm，如图18中(D)所示那样变化，积分器16，会使该信号的积分波形(1)式如图18中之(E)所示那样地变化。
Vn mdt……(1)
此外，该积分波形被供给到零交越比较器17，而会在积分波形的零交越点上升或是下降的激磁切换信号，则如图18中之(F)所示那样地被输出。根据该激磁切换信号的上升以及下降进行中断处理，而相位补正计时器18a会开始动作(参照图18中(G)的箭号的起点)。由于该相位补正计时器18a系根据计时值演算部19a而设定计时值，因此在计时动作进行到所设定之计时值时会进行计数超过指示(count over)(参照图18中(G)的箭号的终点)。因而，相位补正计时器18a在每次发生计数超过时会进行中断处理，而180度通电变频器模式选择部19c会使变频电动机前进1个步进数。亦即，如图18中(N)所示，变频电动机会依“1”“2”“3”“4”“5”“0”“1”，“2”…的顺序被选择。根据相位补正计时器18a的计数超过使得变频电动机前进1个步进数，而使得切换晶体管12u1，12u2，12v1，12v2，12w1，12w2的ON-OFF状态，会对应于各变频器模式而如图18中(H)—(M)所示那样地被控制。结果，可以在通电范围设定在180°的状态下达成无电刷DC电动机13的驱动，且能够使变频器电压的相位较电动机感应电压为领先(前进)。在此，可以由相位补正计时器18a来控制变频器电压相位的前进量。
图16系表示将上述中断处理1处理内容加以详细说明的流程图，在位置检测器的磁极位置检测信号(相当于上述激磁切换信号)的上升缘，下降缘接受外部中断要求。因此，在步骤sp1中，会根据来自外部的相位量(相位补正角)指令以及由位置信号周期演算部19b所得到的位置信号周期信号来演算相位补正计时器的计时值，在步骤sp2中，则将补正用的计时值设定在相位补正计时器18a，在步骤sp3中则让相位补正计时器18a开始动作。此外，在步骤sp4中，则让在前次中断处理1中开始的周期测量计时器18b停止作动，而在步骤sp5中读入周期测量计时值。但是，该步骤sp4、sp5的处理，由于系一用于检测激磁切换信号边缘周期的处理，在读入周期测量计时值后，为了要测量下一次的周期，周期测量计时器会被立即设定而开始动作。此外，在步骤sp6中，则对所存储的位置信号周期进行演算(例如算出每电气角1°的计数值)，在步骤sp7中，则根据信号位置周期演算结果来算出无电刷DC电动机13现在的旋转速度，在步骤sp8中，则根据来自外部的速度指令进行速度控制，而输出电压指令，且直接回到原来的处理。
具体地说，根据周期测量计时器18b实测的结果，若与磁极位置检测信号间隔对应的计数值为360时，则变频器输出电压1个周期的计数值，由于变频电动机的数目为6，因此成为360×6＝2160。此外，由于该值2160相当于260°，因此，1°单位之计数值成为2160/360＝6。若相位量指令为60°时，则与相位量指令对应的计数值即成为6×60＝360。因此，将该值360当作补正计时值而设定在相位补正计时器18a，而让相位补正计时器18a开始动作。
图17系表示详细说明上述中断处理2处理内容的流程图。借助中断处理1而开始的相位补正计时器，在计数超过时会接受中断处理2。在步骤sp1中，让事先被设定在存储器18c的变频器模式前进1个步进数，而在步骤sp2中，则输出与领先的变频器模式对应的电压型态，而回到原来的处理。因此，通过与以下比较例来比较可更加明白，当利用微处理器来实现上述控制时，除了计时器的数目可以减少1个外，中断处理亦能够减少1次。又当用硬件来实现上述控制时，则计时器的数目亦能够减少1个。
〔比较例〕
图19系表示在用于进行150°通电的无电刷DC电动机驱动控制装置中，在图14的微处理器18进行150°通电时的内部构成图，而与图15不同点即是取代180°通电变频器模式选择部19c，而改采用150°通电变频器模式选择部19c′，以及具有一通过相位补正计时器18a′的中断处理2′而开始作动，且将计数超过信号供给到CPU19′的150°通电变频器模式选择部19c′，而进行中断处理(参照图19中中断处理3)的第2相位补正计时数器18e，中断处理2′的内容，以及变频器模式的数目增加。此外，在该比较例中，在与图15的各构成部对应的构成部则赋予一附加“′”的参考符号。至于变频电路、无电刷DC电动机、被Y结线的电阻、位置检测器、基极驱动电路的构成以及相互连接关系，由于与图14构成相同，因此省略其图示以及说明。
又，上述第2相位计时器18e亦根据计时值演算部19a′来设定计时值。
在此则将与变频器模式对应的电压型态表示在表2。但是，电压型态系以各切换晶体管12u1，12u2，12v1，12v2，12w1，12w2的ON-OFF状态来表示，“1”系对应于ON状态，“0”系对应于OFF状态。
表2
变频器模式     电压型态
 12u1  12u2   12v1  12v2   12w1   12w2
    01234     11111     00000     00001     11100     10000     00111
    567891011     0000000     0111110     1111000     0000011     0001111     1100000
图22系表示该比较例动作构成各部分的波形图。(A)—(G)的波形乃与图18(A)—(G)的波形相同。此外，在图22中，由于加上(G′)，因此会因为中断处理2′而输出偶数的变频器模式的电压型态，因为中断处理3而输出奇数的变频器模式的电压型态，而能够在将通电期间设定在150°状态下达成无电刷DC电动机的驱动。
图20系表示详细说明中断处理2′处理内容的流程图。当在中断处理1′中开始作动的相位补正计时器18a′达到计数超过时刻，则会接受中断处理2′。而在步骤SP1中，令事先被设定在存储器18c′的变频器模式前进1个步进数，而在步骤sp2中，则输出与领先的变频器模式对应的电压型态，在步骤sp3中，则根据相位补正来演算第2相位补正计时器18e的值(30°单位的值)，在步骤sp4中，则将补正计时值设定在第2相位补正计时器18e，在步骤sp5中，则让第2相位补正计时器18e开始动作，而且回到原来的处理。
图21系表示详细说明中断处理3处理内容的流程图。当在中断处理2′中开始的第2相位补正计时器18e达到计数超过时刻，则会接受中断处理3。在步骤sp1中，则令被设定在存储器18c′的变频器模式前进1个步进数，在步骤sp2中，则输出与领先的变频器模式对应的电压型态，而且回到原来的处理。
以下则就根据图14的放大器15、积分器16以及零交越比较器17来检测磁极位置的情形来加以说明。
在通过检测电动机电压来检测磁极位置时，则在空气调节机等的电气机器所采用的利用在120°通电的上下臂OFF期间所出现的感应电压的磁极检测方法中，当在高负载，且电流增加时，则不可能检测出感应电压，而且不能够检测出磁极位置。
在此，用于决定是否能够检测出感应电压的条件式，若将到切断流经定子绕线的电流为止的期间设为t，将180°期间的变频器通电角度设为α〔rad〕，将输出频率设为f时则成为t＜(π－α)/(47f)。
由该条件可知，在采用180°通电时，可知道在理论上是不可能检测出感应电压。又当要求更大的转矩时，则必须要加大电流振幅，但是在加大电流振幅时，则由电动机电感所造成的残留电流亦会变大，在最坏的情况，由于在180°期间，流经定子绕线的电流不会切断，因此在180°期间，为了要确实地切断流经定子绕线的电流，则不得不限制电流振幅。因此，当加长高速旋转时间或是通电期间时，则无法加大电流振幅。
但是在采用图14所示的构成时，则呈Y连接的定子绕线13u，13v，13w的中性点13d的电压EN-0会成为EN-0＝(1/3){(Vu-0－Eu-0＋(Vv-0－Ev-0＋(Vw-0－Ew-0)，而成为变频器输出波形(参照图23中(A)、(B)、(C)与被包含在电动机感应电压波形(参照图23中之(D)、(E)、(F)中的3n次谐波成分(n为整数)的和(参照图23中(G))。
又，呈Y连接的电阻14u，14v，14w的中性点14d的电压VM-0则成为VM-0＝(1/3){(Vu-0－Vv-0＋Vw-0)(参照图23中(H))。
因此，通过取得两电压EN-0、VM-0的差EN-0－VM-0(参照图23中I)，可以取出在电动机感应电压波形中所包含的3n次谐波成分。因此，以上各式，由于与电流无关，因此不会受到上述条件式的限制，而适用于任意的通电期间。亦即，在高速旋转时，当要加长通电时间时，即使是加大电流振幅，亦不需要将特别使用磁极位置检测器，而能够检测出磁极位置，又在采用180°通电时，亦不需要特别使用磁极位置检测器，即能够检测出磁极位置。
又以上只是就在无电刷DC电动机进行稳定运转下的无电刷DC电动机的驱动控制情况加以说明。但是，在无电刷DC电动机停止时，由于不会产生感应电压，因此无法进行上述的驱动控制。而在让无电刷DC电动机开始运转时，则从外部强制的外加三相交流电压，通过同步运转让转子旋转。此外，若转子开始旋转时，由于会产生感应电压，因此可以进行上述无电刷DC电动机的驱动控制。
又当采用180°通电，而根据高速旋转、重负载的条件来驱动特殊规格的埋入磁铁构造型的无电刷DC电动机的情况下，电动机电流与位置检测器的积分信号则分别如图24中(A)、(B)所示。而当与采用120°通电情况下的电动机电流、位置检测器的积分信号(参照图25中(A)、(B))相比较时，可知在采用180°通电的情况下，其积分信号会大幅地变乱。当然，电位差信号亦会变乱。因此，即使是有稍微的负载变动、变频器一电动机驱动系统的共振情况产生时，则该变乱情况即会使得积分信号出现不会有零交越的点，而无法获得位置信号，遂使电动机失去控制。此外，图20中(A)所示的电流则与图2中(A)、图12中(B)，图13中(B)所示的电流波形同，而此是因为电动机规格不同所致。但是很少发生该种情况。
为了要解决此特殊情况下所产生的缺点，且提高无电刷DC电动机驱动控制装置的可靠性，最好将通电范围设定在较120°为大，且未满180°的范围。图26到图30系表示在通电范围分别为130°、140°、150°、160°、170°情况下的电动机电流以及积分信号，而由该些图可知，积分信号不会乱掉。又将输入电流设定为相同，而在将通电范围分别设定在120°、130°、140°、150°、180°情况下的压缩机(以无电刷DC电动机作为驱动源的压缩机)的运转区域，无电刷DC电动机的电动机效率则分别表示在图31、图32。由图31可知，在通电范围为140°—170°时，运转区域几乎不会改变，而由图32可知，电动机效率的降低程度不及1％。此时，几乎不会减少运转区域，且几乎不会降低电动机效率，而确实能防止上述缺点的发生，显著地提高可靠性。
又可取代由放大器15、积分器16、零交越比较器17所构成的位置检测电路，而如图33中(A)所示，使中性点13d(参照图14)的电压经由电阻115a供给到放大器115的正相输入端子，将中性点14d(参照图14)的电压直接供给放大器115的反相输入端子，且在放大器115的输出端子与反相输入端子之间并联连接电阻115b以及电容器116b。又如图33中(B)所示，相对于图33中(A)所示的构成，亦可采用在输出端子与反相输入端子之间附加上由连接电阻所构成的放大器117的构成方式。此外，放大器115的输出信号则经由电阻被供给到放大器117的反相输入端子。更者，如图33中(C)所示，亦可采用对调图33中(B)所示的放大器115、117的构成方式。又在采用图33中(C)的构成方式时，将中性点的电压经电阻供给到放大器117的反相输入端子，将中性点14d的电压直接供给到放大器117的正相输入端子。即使是采用该些构造，亦可达成与图14对应部分相同的作用。
又对于空气调节机、吸尘机、洗衣机等的电气机器，乃要求减少消耗电力，因而采用近年来受到重视的无电刷DC电动机以及变频器。通过将本发明的无电刷DC电动机驱动控制装置应用到该些电气机器，则较采用无电刷DC电动机以及变频器的已知电子机器相比较，可以更加减少消耗电力。
工业应用性
可以达成作为动力源而在各种用途所采用的无电刷DC电动机的高效率化以及扩大运转范围。

Claims (17)

1.一种无电刷DC电动机驱动控制方法，其主要系一通过电压型变频器(2)来驱动无电刷DC电动机(3)(13)的无电刷DC驱动控制方法，其特征在于：将电压型变频器(2)(5)(12)(20)的通电范围设定在电气角较120°大，而在180°以下的一定范围内。
2.如权利要求1的无电刷DC电动机驱动控制方法，将电压型变频器(2)(5)(12)(20)的输出调制成可以沿着通电范围的全部范围输出脉宽彼此相等的脉冲信号。
3.如权利要求1或2的无电刷DC电动机驱动控制方法，无电刷DC电动机(3)(13)的转子(3e)系采用将永久磁铁(3f)配置在转子(3e)的内部。
4.如权利要求3的无电刷DC电动机驱动控制方法，乃控制电压型变频器，而使得变频器输出电压的相位能够较变频器相对于一可以使得无电刷DC电动机电流与无电刷DC感应电压成为同相的无电刷DC电动机感应电压的输出电压的相位为领先。
5.如权利要求1至4的任一权利要求的无电刷DC电动机驱动控制方法，电压型变频器(2)(5)(12)(20)的通电范围电气角度为180°。
6.如权利要求1至5的任一权利要求的无电刷DC电动机驱动控制方法，将其中一个端部被连接在电压型变频器(2)(5)(12)(20)各相的输出端子的电阻(14u)(14v)(14w)的另一端部彼此连接可获得第1中性点电压，又将无电刷DC电动机(3)(13)各相的定子绕线(13u)(13v)(13w)的其中一个端部彼此连接可获得第2中性点电压，根据第1中性点电压与第2中性点电压的差，可以检测出无电刷DC电动机(3)(13)转子(3a)(3e)的磁极位置。
7.如权利要求6的无电刷DC电动机驱动控制方法，电压型变频器(2)(5)(12)(20)的通电范围，其中电气角度较120°为大，且未满180°。
8.如权利要求6的无电刷DC驱动控制方法，电压型变频器(2)(5)(12)(20)的通电范围，其中电气角度在140°以上，且在170°以下。
9.一种无电刷DC电动机驱动控制装置，其主要系一通过电压型变频器(2)(5)(12)(20)来驱动无电刷DC电动机(3)(13)的无电刷DC电动机驱动控制装置，其特征在于：该电压型变频器(2)(5)(12)(20)的通电范围设定在电气角较120°为大，而在180°以下的一定范围。
10.如权利要求9的无电刷DC电动机驱动控制装置，更备有可将电压型变频器(2)(5)(12)(20)的输出调制成可以沿着通电范围的全部范围输出脉宽彼此相等的脉冲信号的调制装置(18d)(18d′)。
11.如权利要求9或10的无电刷DC电动机驱动控制装置，无电刷DC电动机(3)(13)的转子(3e)系采用将永久磁铁(3f)配置转子(3e)的内部。
12.如权利要求10的无电刷DC电动机驱动控制装置，更包括有可以控制电压型变频器(2)(5)(12)(20)的相位控制装置(18a)(18a′)(18e)，而使得变频器的输出电压的相位能够较变频器相对于一可以使得无电刷DC电动机电流与无电刷感应电流成为同相位的无电刷DC电动机感应电压的输出电压的相位为领先。
13.如权利要求9至12的任一权利要求的无电刷DC电动机驱动控制装置，通电范围设定机构(18)(19)系一可将电压型变频器(2)(5)(12)(20)的通电范围设定在电气角度为180°。
14.如权利要求9至12的任一权利要求的无电刷DC电动机驱动控制装置，更包括有：将其中一个端部被连接在’电压型变频器(2)(5)(12)(20)各相的输出端子的电阻(14u)(14v)(14w)的另一端部彼此连接可获得第1中性点电压，又将无电刷DC电动机(3)(13)各相的定子绕线(13u)(13v)(13w)的其中一个端部彼此连接可获得第2中性点电压，而将该些电压当作输出，且输出两中性点电压的电压差的电压差输出装置(15)，以及根据电压差，而检测出无电刷DC电动机(3)(13)转子(3a)(3e)的磁极位置的转子位置检测装置。
15.如权利要求14的无电刷DC电动机驱动控制装置，通电范围设定装置(18)(19)系一将电压型变频器(2)(5)(12)(20)的通电范围设定在电气角度较120°为大，且未满180°。
16.如权利要求14的无电刷DC电动机驱动控制装置，通电范围设定装置(18)(19)系一将电压型变频器(2)(5)(12)(20)的通电范围设定在电气角度在140°以上，且170°以下。
17.一种电气机器，其特征在于：将由如权利要求9至14的任一权利要求的无电刷DC电动机驱动控制装置所驱动控制的无电刷DC电动机当作驱动源。
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