CN1070658C

CN1070658C - 电子换向型高效电动机

Info

Publication number: CN1070658C
Application number: CN97191613A
Authority: CN
Inventors: 皮乔·德菲里皮斯
Original assignee: Bitron SpA
Current assignee: Bitron SpA
Priority date: 1996-03-01
Filing date: 1997-02-26
Publication date: 2001-09-05
Anticipated expiration: 2017-02-26
Also published as: ES2216127T3; CN1207217A; PL182603B1; TR199801689T2; IT1285280B1; ITTO960148A1; WO1997032390A1; ATE259553T1; CA2247832C; EP0883926B1; CA2247832A1; PL328636A1; BR9707815A; US6163122A; EP0883926A1; JP2000505640A; JP3889445B2; DE69727553D1; ITTO960148A0; DE69727553T2

Abstract

一种电子换向型高效电动机，该电动机带有一个单定子装置和一个单转子装置，包括一个第一子电机(M1)和一个第二子电机(M2)，其中第一子电机(M1)由一个电压源(V_b)供电，并与一个用来测量从所述供电吸收的电流的传感器(R_FB)相连。第一子电机(M1)包括至少两个其特征在于串联连接的一个电感(L_f1)、一个电阻(R_f1)、感生电动势(E_f1)和一个开关(P)的绕组。第二子电机(M2)由一个电容器(C)供电，该电容器以一个受控电压(V_c)充电。为所述第一绕组的每一个提供了一个二极管(D)，使其诸极的一个连接到各自绕组的端部，各自绕组连接到开关(P)上，而剩余的极连接到如此以受控电压(V_c)充电的电容器(C)的端部之一上。而且，第一子电机(M1)是脉冲调制驱动的，并通过经二极管(D)以电压(V_c)充电电容器(C)，实现向该子电机(M2)供电的功能。

Description

电子换向型高效电动机

本发明涉及一种电子换向型高效电动机。

电子换向型高效电机，下文称为ECM，用脉冲调制且一般以超声波频率操作，伴随着非常大纹波电流脉冲的吸收。在供电电线中不使用昂贵和笨重的L-C滤波器，传导和辐射的电干扰级会大于当前规则所允许的。为了降低成本，所述滤波器可以用一个有源型的代替，以便能够隔离由电动机从电池电流吸收的电流。就成本和性能而论，一种已知和特别有效的工具是，在电池与ECM之间插入一个用根据从ECM产生的控制信息C_FB的R_FB进行电流控制的升压转换器，控制信息C_FB用已知的方法与一个输入的速度V_set相比较。所述转换器的特征在于用大于V_b的V_c操作，从电池吸收具有如希望的一样小的纹波的、基本上连续的电流(具有恒定的传输功率)，这是用已知方法通过选定电感器L和切换频率来实现的。电流i_b的波形表示在图2中，图2表示与操作有关的典型时间：1/T是切换频率，T_on和T_off是电子电源开关P(图1)的通断时间；还表示的是叠加在平均吸收电流上的纹波和由i_p与i_D之和组成的合成量i_b,i_D由电容器C积分以提供向ECM供电的i₂(来自基本上连续的V_c)。

本发明的目的在于，基本上根据从电池吸收的电流的波形实现图1电路的可操作性，同时通过取消电感L和开关P显著地减小成本和体积。虽然从操作的观点看不可能取消这些元件，但本发明提出了一种方案，该方案利用对于ECM的正常操作已经存在的ECM的某些开关和某些绕组，同样实现开关P和电感L的功能。

根据本发明用一种电子换向型高效电动机实现这一目的，该电动机包括一个单定子装置和一个单转子装置，其特征在于包括一个第一子电机和一个第二子电机，其中：

-所述第一子电机直接地由一个电压源供电，并与一个用来测量从所述供电线吸收的电流的传感器相连；所述第一子电机包括至少两个其特征在于串联连接的一个电感、一个电阻、一个感生电动势和一个开关的绕组。

-所述第二子电机唯一地由一个电容器供电，该电容器以一个受控电压充电；

-为所述第一绕组的每一个提供了一个二极管，使其诸极的一个连接到各自绕组的端部，各自绕组连接到所述开关上，而剩余的极连接到如此以受控电压充电的电容器的端部之一上；

-第一子电机是脉冲调制驱动的，以便象希望的那样低地从具有谐波量的所述电压源得到接近DC电流的吸收，并通过经所述二极管以该电压向所述电容器充电，所述第一子电机向所述第二子电机提供唯一的电源。

下文参照附图描述本发明的电机，在附图中：

图1是已知类型电动机的电路图；

图2表示通过图1电动机的电流波形；

图3是根据本发明的电动机的基本电路图；

图4和5是形成本发明的电动机的两种电磁结构；

图6是本发明的电动机的专用电路图；

图7表示本发明的电动机的相电动势；

图8是对应于图6的简化电路图；

图9是本发明电机的另一个电路图；

图10是波形图；

图11是本发明装有保护装置的电动机的电路图；

图12和13是另外的波形图；及

图14是用于本发明电动机的一个另外电路的电路图。

基本上根据本发明，图1的电感L和开关P集成进一种适当结构的ECM中，受到控制并被定尺寸，以便把有源滤波器的功能加到其电动机的功能上，从而用其本身覆盖图1电路的整个可操作性。本发明(图3)提出的ECM的第一特征在于，它作为两个子电机操作，这两个子电机机械地把其作用结合在ECM的同一转子处，而在电气上作为两个分离的电机操作和受到控制。第一个，下文称之为M1，由电池以电压V_b供电，而第二个，下文称之为M2，由通过如下描述的M1的操作把一个电容器C充电到电压C_c来供电。该方案由连接到电容器C上的快速二极管D实现，如图3中所示。还表示了输入速度V_set和霍尔位置传感器的信号。

第二特征在于，为了同时实现图1的电感L和开关P的功能，必须把子电机M1设计成一种带有两个或多个绕组(取决于被确定的相数和并联供电的绕组数)的单极结构，使绕组之间的磁耦合尽可能地松。为其正常PWM驱动已经提出的其绕组的电感和开关P提供了图1的L和P功能。

第三特征在于，子电机M2可能具有与子电机M1不同的相数和绕组数，在其绕组之间有任意的磁耦合，但与M1的绕组磁隔离。

第四特征在于，M2的驱动器完全独立于M1的驱动器。因此它可以是单极的、桥接的、线性的或PWM类型的，并且其特征在于，具有一种保证在所有的操作条件下由M1的操作感生的经二极管D的电流完全由M2吸收的控制功能(例如在V_c上的控制反馈)。不限制上述操作原理的一般性，为了更好地分类和为了提供主设计原理，将参考两相电池供电的永磁式单极无刷电动机。

通过非限制性实例，在图4和5中表示实现上述磁耦合条件的电磁结构。

特别是，对于相同的标称EMC操作条件和相同的极数，图5的结构具有较低的相电感和较小的去磁反作用(图4结构去磁反作用的1/3)。

实现所述原理(图1和图3)的专用电路表示在图6中。为了完成控制电子线路，除了已经描述的之外，它还包括在超过开关P2允许的VDSS的过电压时用于通过已知电路(箝位电路)完成一种保护的两个信号V_m2。后者与其他电路细节一起是已知的，而不形成本发明思想的部分，因此下文将不再提及。选择的两相结构例如是具有作为两个单相电机供电(以全半波)的四个单极绕组的已知类型。第一单相电机(包括相1和相3)包括子电机M2的作用，并以Vc供电。每相的电动势(e_F1、e_F2、e_F3、e_F4)表示在图7中，其中能看到他们的电相位相差90度。

磁结构，在子电机M1的每个绕组(在图4、5和6中标为相1和相3)中由电流产生磁通的位置必须是这样的，保证这些绕组的电感尽可能相互隔离以防止在以驱动顺序在一个绕组与下一个之间切换期间的吸收电流间隙(在两个之间存在互感时一个已知的问题)，并且保证与M2绕组的电感耦合是临界的。这通过非缠绕的隔离器齿(用T_d表示)的存在和在物理分开的齿上缠绕两相(相1和相3)来实现(见图4和5)。当所述M2绕组通过已知方法(例如，Hall位置传感器的适当译码)与永久电动势半波啮合时，还作为产生主动转矩的电动机操作。磁结构，在子电机M2的每个绕组(在图4、5和6中标为相2和相4)中由电流产生磁通的位置必须保证：在这种情况下，在他们之间有非常紧密的磁耦合，能够在切换期间以最小的损失经二极管D2传递存储的磁能量(从停止导电的绕组到开始导电的绕组)。这通过把所述相缠绕在相同齿上实现(见图4和5)。

当两个子电机并联操作以提供希望的机械功率时，这样定他们的尺寸一般是有益的：至少在标称条件下，把供给的机械功率和损失划分成相等的部分。

用于所述操作点的(n)的设计数据是：

P_mech(n)机械功率

RPM(n)速度

η(n)效率

V_b供给速度

已知用来构造电机所选的设计数据、几何形状和材料，用已知方法能预计铁损、通风损耗和摩擦损耗P_{fe、v、a(n)}。

选择R_FB的值，从而使跨过它的电压降作为第一近似认为可以忽略，从而为了简化计算，把二极管模拟为带有一个等于R_pi的串联电阻器的理想二极管(见图8)。

举例来说，对于图8的电机，能使用图6所示的等效方案，图8表示用来定两个电机尺寸的基本元件，这些元件是：

L_f1,M1的每个绕组的电感

R_f1,M1的每个绕组的电阻

E_f1，在M1的每个绕组的标称速度时每半波的平均电动势

R_p1，用于M1的每个绕组的电源开关(例如，MOSFET)的内电阻。

图8还表示用于M2的相应元件。

必须按如下设计两个子电机(M1)和(M2)。子电机M1的尺寸：

i_1(n)可以从下式得出

η(n)=P_mech(n)/V_b(n)i_1(n)所以i_1(n)=P_mech(n)/V_b(n)η_(n) (式1)

式1以及成本考虑和开关P1的其他已知操作方面一起能使其类型被确认，并因此R_p1有资格作为一个数据项。已经确认了i_1(n)和R_p1，就能得到E_f1(n)、E_f2(1000)和R_f1(n)。由已知的关系P_gap=P_mech+P_{fe、v、a(n)}=E·I，并且记住必须把功率相等地分配在电机M1与M2之间，对于M1：

E_f1(n)i_1(n)=[V_b(n)i_1(n)η(n)+P_{fe、v、a(n)}]/2因此

E_{f 1 (n)} = \frac{1}{2} [V_{b (n)} η (n) + P_{fe, v, a (n)}]

用式1代替i_1(n)给出：

E_{f 1 (n)} = \frac{1}{2} V_{b (n)} η (n) + {1 + P_{fe, v, a (n)} / P_{mech (n)}]

(式2a)由于P_{fe、v、a(n)}与P_mech(n)相比可忽略，(式2a)能重写成

E_{f 1 (n)} \approx \frac{1}{2} V_{b (n)} η (n)

(式2b)

由此能得到E_f1(1000)如下：

E_f1(1000)=[E_f1(n)/RPM(n)]·1000 (式3)

所以用已知公式能计算绕组的匝数和L_f1的值．为了得到R_f1(n)，能使用能量平衡，其中电机M1吸收总功率的50％。因此：

[F_{f 1 (n)} + (R_{f 1} + R_{p 1}) i_{l (n)}] i_{l (n)} = \frac{1}{2} V_{b (n)} i_{l (n)}

给出

F_{f 1 (n)} + (R_{f 1} + R_{p 1}) i_{l (n)} = \frac{1}{2} V_{b (n)}

由此R_f1=[V_b(n)/2-E_f1(n)]/i_1(n)-R_p1 (式4)子电机M2的尺寸：把T_on和T_off分别定义为开关P1的通断时间T=T_on+T_off,D=T_on/T,T_off/T=(1-D)。不管电容器C的电压V_c，能由总是有效的关系得到其充电电流：i₂=i₁ T_off/T=i₁(1-D)在正常操作点处的关系能写为i₂(n)=i_1(n)(1-D(n)) (式5)

现在能得到对于其各自特征元件在M1与M2之间的关系。记住相等功率的条件，那么：

E_f2(n)·i_2(n)=E_f1(n)·i_1(n)

所以E_f2(n)=E_f1(n)·i_1(n)/i₂(n)

并且最后

E_f2(n)=E_f1(n)/(1-D_(n)) (式6)

同时记住相等消耗功率的条件，那么：

R_f2(n)·i_2(n) ²=R_f1(n)·i_1(n) ²

所以R_f2(n)=R_f1(n)·(i_1(n)/i_2(n))²

并且最后R_f2(n)=R_f1(n)/(1-D_(n))² (式7)

唯一知道的是D_(n)，由下式能得到

Δi_1、Ton=Δi_1、Toff

由此，已经假定RD=Rp1

(V_b-[E_f1+(R_f1+R_p1)i₁])T_on/L_f1T

=(R_p1i1+V_c-[V_b-(E_f1+R_f1i₁)])T_off/L_f1T (式8)

代入A=V_b-[E_f1+(R_f1+R_p1)i₁]，那么：

D=(V_c-A)/V_c (式9)

所以，记住(式4)，

1-D_(n)=V_b(n)·V_c(n)/2 (式10)

由此看到已经固定V_b，由V_c(n)明确地定义(1-D_(n))。

三个保证条件以助于明确定义V_c(n)。这些条件是：

条件1

为了使电流不经子电机M1的该绕组循环，电机M1的电动势、由于电机M1的绕组之间和这些绕组与子电机M2的那些绕组之间的不希望耦合产生的运动部分E_f1(n)和变压器部分E_m1(n)之和，会对机械功率的产生产生不利影响，跨过连接到所述绕组上的电源开关P_1off的电压V_DS1(off)必须小于跨过电容器C的电压。仅以这种方式能相反地偏振二极管D_1(off)，并因此电流不能从中通过。因此必须满足如下条件(见图8和图9)：

V_c(n)≥V_DS1(off)=V_b(n)+E_f1(n)+E_m1(n) (条件1)条件2

当在其中连接到其上的子电机M2的该绕组是无源的时间间隔期间，出现跨过电源开关P2的最大电压V_DS2(off)时，那么：

V_DS2(off)=V_c(max)+E_f2(max)＝2V_c(max)；所以为了不超过电源开关P2的击穿电压V_DSS2，必须满足如下条件：

2V_c(max)≤V_DSS2 (条件2)条件3记住：

-在子电机M2绕组之间的耦合必须如所述的那样尽可能的高；

-在子电机M2绕组之间切换期间经D2发生的磁能量传递损耗越小，供电电压与瞬时过电压V_ts2(off,t)之差越大，供电电压在这种情况下是V_c，当电源开关P2断开时跨过电源开关P2出现瞬时过电压V_ts2(off,t)(所述箝位电路使之尽可能接近V_DSS2)；

-电容器C的成本随其额定电压升高而增大；显然V_c(n)必须尽可能地低(条件3)。

在实际中给出：

E_{f 1 (n)} + E_{m 1 (n)} \approx \frac{1}{2} V_{b (n)}

那么(见(条件1))

V_{c (n)} \approx \frac{3}{2} V_{b (n)}

(式11)由(式10)和(式11)同样得到如下：i_2(n)=i_1(n)/3 (式12.1)E_f2(n)=3E_f1(n) (式12.2)R_f2(n)=3²R_f1(n) (式12.3)R_p2(n)=3²R_p1(n) (式12.4)

从结构观点看，明确确定子电机M2尺寸的式12.1-12.4表示了感兴趣的方面，即对于两个子电机，能使用相同横截面的导线，对于两个子电机并联的导线根数不同。

如果l_m是对于两个子电机的所有绕组相同的平均匝长，s_c1是子电机M1每个绕组的导线横截面，而S_c2是子电机M2每个绕组的导线横截面，那么：

R_f1=ρ(l_mN_s1)/C_c1 (式13.1)

R_f2=ρ(l_mN_s2)/C_c2 (式13.2)

由(式12.2)给出，能推导出子电机M1每个绕组的匝数N_s1必须是子电机M2每个绕组的匝数N_s2的1/3：

N_s1=1/3·N_s2 (式13.3)

由(式12.3)和(式13.1-13.3)：

ρ(l_m·N_s2)/S_c2=3²ρ(l_m·N_s1)/S_c1=3²ρ(l_m·N_s2/3)/S_c1

所以

S_c1=3S_c2 (式14)

后者表示通过并联定位横截面与用于子电机M1绕组的单根导线横截面相同的三根导线能形成子电机M1的绕组。一种在固定频率处的PWM控制对策通常在图1所示类型的升压转换器上实现。给出，如在发明思想描述中所分类的那样，由作为感生电动势的位置的绕组实现图1电感器L的功能，上述之类的对策难以把电池电流纹波包含在预定的极限范围内。为此，采用的控制对策是磁滞类型的，仅作用在子电机M1的接通相上，并且按照已知的方法，把由ECM吸收的电流，如经电阻器R_FB测量的那样，保持在预定最大和最小值的范围内，以便使纹波尽可能象希望的一样小，与涉及所用切换装置的技术状态的技术限制相容。这自然意味着子电机M1的电源开关的切换频率没有设置，而直接与其电气参数(电感、电动势、供给电压)有关。方便的是，对于跨过电容器C的电压C_c使用一种控制对策，用于每个输出转矩和转动速度条件的电容器C满足所述的(条件1)，同时由已知方法把V_c与V_DS1(off)之差保持得象希望的那样小。所述对策使电池电流能够在子电机M1的绕组切换期间完全受到控制。如果在子电机M1的绕组切换期间发生切断相的电流下降得比接通相的电流增大得快，则电流不会低于最小设置值，如果相反当切断一相时的电流下降得比接通相的电流增大得慢，则这种控制把电流保持在预定极限范围内。为了得到这种条件，必须在切换期间使E_f1的平均值，称为E_f1,avg，是这样的以致于

V_b-E_f1,avg＞V_c-(V_b-E_f1,avg)由于

V_{c} \approx \frac{3}{2} V_{b},

所以必要的是E_f1,avg＜0.25V_b。

给出这通过简单地预先考虑切换来实现(对子电机M2的操作已经是必要的，并且容易完成)，所以无论如何吸收的电流纹波都是容易控制的。一个用来消除传导的和辐射的电气干扰的滤波器方便地设置在ECM供电线中(见图11)，并且比不采用本发明思想的ECM所需的成本低、尺寸小。保护电池供电的ECM的最简单方法是连接一个与操作继电器串联的功率二极管。除了成本高和体积大之外，这个二极管还引入一个电压降(一般为0.7伏特)，所以降低了EM效率(对于相同的吸收功率)。键控操作的操作继电器必须承受的接通电流如此之大以致于要求：不能接受的过大尺寸。根据图11所示的电路图，ECM不是由电池经电子控制单元ECU控制的继电器RL直接供电。一个低功率二极管D_p和一个镇流电阻器R_z如图11那样连接。给出控制继电器RL的电子控制单元是经D_p键控供电的，保护ECM免受极性颠倒。镇流电阻器R_z延长了当操作启动开关时，给电容器C和C_F充电的电流脉冲的持续时间，从而限制了电容器经受的dV／dt程度，并防止了破坏性电流通过开关。电子控制单元ECU测量跨过电阻器R_z的电压，并且仅当该电压，并因而是接通电流，不低于预定的安全值时，使继电器RL动作。

参照式(11)V_c≈3/2V_b，有一些其中必须使V_c＞3/2V_b的情形(例如，为了降低经电容器C的电流有效值，为了降低经子电机M2的开关的电流等等)。在这种情形下可能发生的是，在子电机M1的相转换期间，断开相中的电流下降得比接通相中的电流增大的快：电池电流将落到规定的公差带之外。

为了避免电池电流的下降，必须添加一个电子电路(图14)以控制切断相中的电流。如下面描述的那样，这通过以下方式实现：人为地延长子电机M1每一相的导通间隔，把同正常控制子电机M1的相的PWM信号求逻辑与的一个时钟信号送到相应MOSFET的门，以便把电池电流保持在规定的公差带内。以这样一个值控制相电流相对于时间的减小(斜率)，以避免电池电流落到上述的公差带之外。

当相电流到零时，逻辑线路保持MOSFET明确地断开。对于子电机M1的两相的一个(命名为1)将解释电路的动作，只要辅助电路用于其他。

参照图12和13，让相1断开。

V_D1=在MFT1的漏极处的电压

V_c=跨过电容器C的电压

clock=工作周期小于pwm信号的50％工作周期且频率值至少大于pwm信号频率的三倍的方波

hall=接通相1的Hall效应传感器信号

pwm=正常控制子电机M1的相以便把电池电流保持在规定公差带内的信号。

当HALL下降到<低>时，MFT1断开(瞬时)，V_D1变得高于V_c,b₁走到<高>，y₁走到<高>且q₁将锁住时钟，由同时钟一求与的pwm将控制out₁=clock:MFT1(见图12)。

当经相1的电流到零且q₁(锁住到时钟的)断开MFT1时，V_D1不能超过V_c,B₁走到<低>且当时钟到<低>时，y₁走到<低>；q₁将突然走到<低>，out₁将走到<低>并且将确定地断开MFT1(见图13)。

Claims

1．一种电子换向型高效电动机，包括一个单定子装置和一个单转子装置，其特征在于包括一个第一子电机(M1)和一个第二子电机(M2)，其中：

-所述第一子电机(M1)直接地由一个电压源(V_b)供电，并与一个用来测量从所述供电线吸收的电流的传感器(R_FB)相连；所述第一子电机(M1)包括至少两个其特征在于串联连接的一个电感(L_f1)、一个电阻(R_f1)、一个感生电动势(E_A)和一个开关(P)的绕组；

-所述第二子电机(M2)唯一地由一个电容器(C)供电，该电容器以一个受控电压(V_c)充电；

-为所述第一绕组的每一个提供了一个二极管(D)，使其诸极的一个连接到各自绕组的端部，各自绕组连接到开关(P)上，而剩余的极连接到以受控电压(V_c)充电的电容器(C)的端部之一上；

-第一子电机(M1)是脉冲调制驱动的，以便象希望的那样低地从具有谐波量的所述电压源(V_b)得到接近DC电流的吸收，并通过经二极管(D)以所述电压(V_c)向所述电容器(C)充电，所述第一子电机(M1)向所述第二子电机(M2)提供唯一的电源。

2．根据权利要求1所述的电动机，其特征在于所述第二子电机(M2)包括至少两个绕组，这两个绕组的特征在于包括串联连接的一个电感(L_f2)、一个电阻(R_f2)、一个感生电动势(E_f2)和一个开关(P2)。

3．根据权利要求1或2所述的电动机，其特征在于每个子电机(M1、M2)的绕组并联连接。

4．根据权利要求1或2所述的电动机，其特征在于包括与所述开关(P1、P2)并联连接的一个二极管(D2)。

5．根据权利要求2所述的电动机，其特征在于包括一个电子控制单元(ECU)，以根据如下信号控制多个电源开关(P)：

电容器(C)的受控电压(V_c)，在电压源(V_b)内循环的电流，跨过第二子电机(M2)的开关(P2)的电压，电动机的电影量(V_set、Hall)。

6．根据权利要求1所述的电动机，其特征在于所述电感器(L_f1)彼此电磁隔离，或者所述电感器(L_f1)的绕组感应地分离。

7．根据权利要求2所述的电动机，其特征在于所述第二子电机(M2)的电感器(L_f2)的数量等于第一子电机(M1)的电感器(L_f1)的数量。

8．根据权利要求2所述的电动机，其特征在于所述第二子电机(M2)的电感器(L_f2)的数量不同于第一子电机(M1)的电感器(L_f1)的数量。

9．根据权利要求2所述的电动机，其特征在于第二子电机(M2)的所述电感器(L_f2)电磁耦合在一起。

10．根据权利要求1或2所述的电动机，其特征在于第二子电机(M2)的所述电感器(L_f2)与第一子电机(M1)的所述电感器(L_f1)电磁地隔离。

11．根据权利要求1所述的电动机，其特征在于第二子电机(M2)的驱动器独立于第一子电机(M1)的驱动器。

12．根据权利要求11所述的电动机，其特征在于把第二子电机(M2)的驱动器选择为如下类型的之一：单极、桥接、线性、PWM。

13．根据权利要求6或10所述的电动机，其特征在于在提供有绕组的两个相邻的定子齿之间，插入一个不带有绕组的铁磁元件(T_d)。

14．根据权利要求13所述的电动机，其特征在于这样形成第一子电机(M1)的绕组，从而使各个相缠绕在由一个不带有绕组的铁磁元件(T_d)分离的不同齿上。

15．根据权利要求13所述的电动机，其特征在于这样形成第二子电机(M2)的绕组，从而使各个相缠绕在相同齿上。

16．根据权利要求6或10所述的电动机，其特征在于在提供有绕组的每个定子齿分开成叉形，在其端部之间插入一个不带有绕组的铁磁元件(T_d)。

17．根据权利要求16所述的电动机，其特征在于这样形成第一子电机(M1)的绕组，从而使各相缠绕在两个相邻齿的叉形端部，所述端部由不带有绕组的所述铁磁元件(T_d)分离。

18．根据权利要求1所述的电动机，其特征在于把电源选择为如下类型的之一：d.c电压发生器、蓄电池、整流的a.c电压发生器。

19．根据权利要求11所述的电动机，其特征在于所述驱动器是电流滞后型的，所述驱动器作用在所述第一子电机(M1)的绕组上，以把经所述电压源(V_b)循环的电流保持在要求的范围内。

20．根据权利要求19所述的电动机，其特征在于所述第一子电机(M1)的开关(P)的切换频率取决于所述第一子电机(M1)的电气参数。

21．根据权利要求1或5所述的电动机，其特征在于第一子电机(M1)由电压源(V_b)经一个设计成消除传导的和辐射的干扰的L-C滤波器供电，并且受电子控制单元(ECU)控制的且由一个键控电路操作的至少一个继电器(RL)、一个功率二极管(D_p)和一个电阻器(R₂)串联连接，并且整个与由继电器相交的电气支路并联地定位，所述电子控制单元(ECU)基于跨过所述电阻器(R_z)的电压作用，以在跨过所述电阻器(R_z)的电压落到低于一个预定值时，通过所述继电器(RL)的操作供给一个信号。

22．根据权利要求1或21所述的电动机，其特征在于如果给所述电容器(C)充电的受控电压值(V_c)等于跨过所述电压源(V_b)的电压值的1.5倍，则通过并联定位数量等于用于所述第二子电机(M2)的电感器(L_f2)的绕组导线数量的三倍、且具有相同横截面的多根导线，形成所述第一子电机(M1)的电感器(L_f1)的绕组。

23．根据权利要求1所述的电动机，其特征在于所述电动机是带有四个电感器绕组的单极两相电机，其中所述绕组的两个感应地彼此隔离以形成第一子电机(M1)，而另外两个感应地耦合在一起以形成第二子电机(M2)，所述第二子电机(M2)的驱动器经至少两个MOS晶体管作用，以便利用所述晶体管的寄生二极管进行能量恢复。

24．根据权利要求5所述的电动机，其特征在于电子控制单元(ECU)提供跨过电容器(C)的电压(V_c)的控制，以致于：

V_c≥V_b+E_f1+E_m1

这里V_b是供电电压；

E_f1是子电机(M1)绕组的每一个的每个半波的端部；

E_m1是由子电机(M1)绕组之间的不希望耦合感生的电动势。

25．根据权利要求1或21所述的电动机，其特征在于如果给所述电容器(C)充电的受控电压值(V_c)大于跨过所述电压源(V_b)的电压值的1.5倍，则提供一个电子电路以控制切断相中的电流。

26．根据权利要求25所述的电动机，其特征在于所述电子电路提供一个供给到相应MOSFET的门的pwm信号，以便人为地延长子电机M1的每一相的导电间隔。

27．根据权利要求25或26所述的电动机，其特征在于提供一个电子逻辑线路，以便一旦所述相中的电流达到零值就确定地切断所述pwm信号。