JP3889445B2 - 電子整流型の高能率電気モータ - Google Patents

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Description

発明の背景
発明の分野
本発明は、電子整流型の高能率電気モータに関する。
従来技術の説明
電子整流型の高能率電気装置(以後ECMと呼ばれる)は、パルス変調で一般的に超音波周波数において動作し、非常に高いリップル電流パルスを吸収する。高価で大型のL−Cフィルタを給電ラインにおいて使用しない場合、伝達および放射された電気的妨害のレベルは電流調整により許容されたものよりも大きくなり得る。コストを減少するために、前記フィルタは、バッテリ電流から電気モータによって吸収された電流が結合しないようにすることができる能動型フィルタの1つで置換することができる。コストおよび性能の両方に関して既知の特に有効な構成は、ECMから生じた制御情報CFBに基づいてRFBによって電流制御されたステップアップ変換器をバッテリとECMとの間に介在させたものであり、それは既知の方法によって速度入力Vsetと比較される。前記変換器は、Vbより大きいVcで動作し、既知の方法によってインダクタLおよびスイッチング周波数の大きさを設定することによって達成された、リップルが所望されるように小さい(一定の供給された電力の)基本的に連続的な電流をバッテリから吸収することが特徴として挙げられる。電流ibの波形が図2に示されており、それは動作に関連した典型的な時間を示しており、そこにおいて、1/Tはスイッチング周波数であり、TonおよびToffは電子パワースイッチP(図1参照)のオンおよびオフ時間であり、また、平均吸収電流に重畳されたリップルと、ipとiDとの合計であるibとが示されており、この後者はキャパシタCによって積分され、それによってECMを給電する(基本的に連続的なVcからの)i2を供給する。
発明の概要
本発明の目的は、バッテリから吸収された電流の波形に関して基本的に図1に示された構成の実施可能性を達成し、一方で、インダクタンスLおよびスイッチPを排除することによってコストおよび体積を著しく減少することである。これらの素子を除去することは動作上の観点から見て不可能であるが、本発明はスイッチPおよびインダクタンスLの機能を実行するために、その通常動作のために既に存在しているECMの所定のスイッチおよび所定の巻線を使用する解決方法を提案する。
この目的は、本発明に従って単一のステータ装置と、単一のロータ装置とを具備している電子整流型の高能率電気モータによって達成され、この電子整流型の高能率電気モータは、第1の電気サブマシンおよび第2の電気サブマシンを具備しており、そこにおいて、
前記第1のサブマシンは電圧源によって直接給電され、前記給電から吸収された電流を測定するセンサに結合され、インダクタンスと、抵抗と、誘導された起電力によって特徴付けられた少なくとも2個の巻線と、直列接続されたスイッチとを具備し、
前記第2の電気サブマシンは制御された電圧で充電されているキャパシタによって特有に給電され、
前記第1の巻線のそれぞれに対して、スイッチに接続されたそれぞれの巻線の端部に一方の極が接続され、キャパシタの端部の1つに他方の極が接続されており、それによって制御された電圧でキャパシタを充電するダイオードが設けられており、
第1のサブマシンはパルス変調で駆動され、それによって高調波成分が所望された程度に低い前記電圧源から厳密なDC電流を吸収し、ダイオードを介して前記電圧で前記キャパシタを充電することによって、前記第1のサブマシンは前記第2のサブマシンに特有の電力供給を行うことを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
本発明によるマシンは、添付図面に関して以下に説明される。
図1は、既知の型式の電気モータの電気的概略図である。
図2は、図1のモータを通る電流の波形を示している。
図3は、本発明による電気モータの基本的な電気的概略図である。
図4および図5は、本発明の電気モータを形成する2つの電磁構造である。
図6は、本発明の電気モータに特定の構成の概略図である。
図7は、本発明のモータの位相emfを示している。
図8は、図6の構成に対応する簡略化された概略図である。
図9は、本発明のマシンの別の構成の電気的概略図である。
図10は波形図である。
図11は、保護装置を設けられた本発明のモータの電気的概略図である。
図12および図13は別の波形図である。
図14は、本発明の電気モータのための付加的な回路の電気的概略図である。
実施例
本発明によれば、図1のインダクタンスLおよびスイッチPは、適切に構成されたECMに集積され、その電気モータ機能に能動フィルタの機能を加えるために制御および構成されており、それによってそれ自体で図1の概略図の行う動作全体をカバーする。本発明により提案されたECMの第1の特徴(図3参照)は、それが2個のサブマシンとして動作し、それによってECMの同じロータにおけるそれらの貢献力を機械的に結合しているが、電気的に動作し、2個の別個のマシンとして制御されることである。以後M1と呼ばれる第1のサブマシンが電圧Vbのバッテリによって給電され、一方、以後M2と呼ばれる第2のサブマシンが後述されるようなM1の動作により電圧Ccに充電されたキャパシタCによって給電される。この方式は、図3のようにキャパシタCに接続された高速ダイオードDによって完成される。速度入力Vsetおよびホール位置センサの信号もまた示されている。
第2の特徴は、図1のインダクタンスLおよびスイッチPの機能も実行するために、サブマシンM1が、できる限りルーズに電磁結合している2以上の巻線(決定される位相の数および並列に給電される巻線の数に依存する)を有する単極構造を有して設計されなければならないことである。それらの通常のPWM駆動のために既に提案された巻線のインダクタンスとスイッチPによって、図1のLおよびPの機能が与えられる。
第3の特徴は、サブマシンM2がサブマシンM1とは異なる数の位相および巻線を有することができ、それに応じてそれらの間に電磁結合があるが、M1の巻線から磁気的に結合が阻止されていることである。
第4の特徴は、M2の駆動装置がM1の駆動装置から全く独立していることである。それ故、それは単極、ブリッジング、線形あるいはPWM型であってもよく、あらゆる動作状況の下でもダイオードDを介してM1の動作によって誘導された電流がM2により全て吸収されることを確実にする制御機能(例えば、Vcでの制御フィードバック等)を有していることを特徴とする。上述の動作の原理の一般原理を制限することなしに、明確にし、主要な設計原理を提供するために、永久磁石タイプの二相バッテリ給電単極ブラシレスモータが参照される。
上述の電磁結合状態を実行する2個の電磁構造が例示として図4および図5において示されているが、これに限定されるものではない。
特に、同じ公称のECMの動作状態ならびに同じ極数である場合、図5の構造は位相のインダクタンスが低く、減磁反応が少ない(図4の構造のものの1/3)。
(図1および図3の)前記原理を達成する特定の構成が図6に示されている。電子制御装置を完成するために、既に説明したものに加えて、それは既知の回路(クランプ回路)によって動作し、スイッチP2により許容されたVDSSを超過する過電圧における保護を行うために2つの信号Vm2を含んでいる。別の回路の詳細と共にこれらの後者は知られているため本発明の一部を構成するものではなく、それ故これ以上言及しない。選択された二相構造は、例えば4個の単極の巻線を有し、(全半波で)2個の単相のマシンとして給電される既知のタイプのものである。(位相1および位相3から成る)第1の位相のマシンは、サブマシンN2の役割をカバーし、Vcで給電される。各位相(eF1、eF2、eF3、eF4)のemfが図7に示されており、そこにおいて、それは90度の電気角度だけ位相が異なることがわかる。
磁気構造、すなわち、サブマシンM1の各巻線における電流によって発生された(図4、図5、図6において位相1および位相3として示された)磁束のシート(seat)は、これらの巻線のインダクタンスができる限り互いに結合されないようにされ、それによって駆動シーケンス中のある巻線と隣の巻線との間でのスイッチング中に電流のギャップの吸収(相互のインダクタンスが2つの巻線の間に存在している時の既知の問題)を防ぎ、また、M2の巻線との誘導的結合が最低であることが確実となるようなものでなければならない。これは、巻線状でないデカプラのティース(図4においてTdによって示されている)の存在と、物理的に別個のティース上で2つの位相(位相1および位相3)を巻回することによって達成される(図4および図5参照)。前記M2の巻線はまた、それらが既知の方法(例えば、ホール位置センサを適切にデコーディング)によって適切なemf半波を適切に結合する際にアクチブなトルクを発生する電気モータとしても動作する。磁気構造、すなわち、サブマシンM2の各巻線中の電流によって発生された磁束のシート(seat)(図4、図5、図6において位相2ならびに位相4として示されている)は、この場合において、(導電を開始する巻線に対する導電を停止する巻線からの)蓄積された磁気エネルギがダイオードD2を介して最小の損失でスイッチング中に移動できるようにするために、それらの間での堅密な電磁結合が行われることを確実にしなければならない。これは、同じティース上で前記位相を巻回することによって達成される(図4および図5参照)。
所望の機械力を提供する際に2つのサブマシンが並列に動作する場合、少なくとも公称状態の下では、供給された機械力および損失の両方が等しい部分に分割されるようにそれらの大きさを定めることが一般的に有効である。
前記動作点(n)に対する設計データは次のようなものである。
mech(n) 機械力
RPM(n) 速度
η(n) 効率
b 給電電圧
設計データ、幾何学的形態、ならびにマシンを構成するために選択された鉄等の材料を知ることによって、既知の方法によって冷却および摩擦損失Pfe,v,a(n)を予測することができる。
FBの値は、第1の近似の際に電圧降下が無視できるように選択され、それによってダイオードが直列でRpiに等しい抵抗器を有する理想的なダイオードとしてシミュレートされるようにして計算が簡単にされる(図8参照)。
例として、図8のマシンに対して、図6に示された方式と等価な方式を使用することができ、そこにおいて、2つのマシンを設計するための次のような基本的な素子、すなわち、
f1 M1の各巻線のインダクタンス
f1 M1の各巻線の抵抗
f1 M1の各巻線の公称速度での半波当りの平均的emf
p1 M1の各巻線のパワースイッチ(例えばMOSFET)の内部抵抗が示されている。
図8は、M2の対応する素子を示している。2個のサブマシン(M1)および(M2)は以下のように設計されなければならない。サブマシンM1の設計に対して:
η(n)=Pmech(n)/Vb(n)1(n)
から直ちに得られる第1の要素はi1(n)であり、従って、
1(n)=Pmech(n)/Vb(n)(n) (式1)
となる。
式1は、コストおよびスイッチP1の別の既知の動作特徴と共に、そのタイプを識別できるようにし、それによってRp1をデータのアイテムとして識別されるようにする。i1(n)およびRp1を識別すると、Ef1(n)、Ef1(1000)およびRf1(n)が得られる。既知の関数Pgap=Pmech+Pfe,v,a=E・Iから、また電力がマシンM1およびM2の間で等しく分配されなければならないことを考えると、M1に対して、
f1(n)=[Vb(n)i(n)η(n)+Pfe,v,a(n)]/2
となり、従って、
f1(n)1(n)=1/2[Vb(n)η(n)+Pfe,v,a(n)/i1(n)
となり、式1によってi1(n)を置換すると、
f1(n)=1/2Vb(n)η(n)[1+Pfe,v,a(n)/Pmech(n)] (式2a)
となる。Pfe,v,a(n)はPmech(n)と比較すると無視できるので、式2aは次のように書き換えられることができ、近似的に次式が成立する。
f1(n)=1/2Vb(n)η(n) (式2b)
この式から、Ef1(1000)が次のようにして得られる。
f1(1000)=[Ef1(n)/RPM(n)]・1000 (式3)
従って、既知の式を使用して、巻線の巻回数およびLf1の値を計算することができる。Rf1(n)を得るためにエネルギバランスを使用することができ、そこにおいて、マシンM1は全電力の50%を吸収する。従って、
[Ef1(n)+(Rf1+Rp1)i1(n)]i1(n)=1/2Vb(n)1(n)
となり、これによって次の式が与えられ、
f1(n)+(Rf1+Rp1)i1(n)=1/2Vb(n)
これによって次の式が与えられる。
f1=[Vb(n)/2−Ef1(n)]/i1(n)−Rp1 (式4)
サブマシンM2の設計:
スイッチP1がそれぞれオンおよびオフする時間としてTonおよびToffを次のように定める。
T=Ton+Toff,D=Ton/T、Toff/T=(1−D)
キャパシタCを横切る電圧Vcに関わらず、その充電電流は常に次のような有効な関係から得られる。
2=i1off/T=i1(1−D)
これは公称の動作点においては次のように書き換えられる。
2(n)=i1(n)(1−D(n)) (式5)
M2とM1の間のそれらのそれぞれの特性の成分の要素に対する関係が得られる。等しい電力状態を考慮すると、
f2(n)・i2(n)=Ef1(n)・i1(n)
従って、
f2(n)=Ef1(n)・i1(n)/i2(n)
となり、最終的に次のような式となる。
f2(n)=Ef1(n)/(1−D(n)) (式6)
等しく放散される電力の状態も考慮すると、
f2(n)・i2(n)2=Rf1(n)・i1(n) 2
となり、従って、
f2(n)=Rf1(n)・(i1(n)/i2(n)2
となり、最終的に次のような式となる。
f2(n)=Rf1(n)/(1−D(n)2 (式7)
今や未知であるのはD(n)だけであり、それは次のようにして得られる。
Δi1,Ton=Δi1,Toff
この式から、RD=Rp1であると仮定すると、
(Vb−[Ef1+(Rf1+Rp1)i1])Ton/Lf1
=(Rp1i1+Vc−[Vb−(Ef1+Rf11)])Toff/Lf1T (式8)
A=Vb−[Ef1+(Rf1+Rp1)i1]を代入すると、
D=(Vc−A)/Vc (式9)
となり、従って、式4を考慮すると、
1−D(n)=Vb(n)・Vc(n)/2 (式10)
となり、この式から、固定のVbを使用すると、(1−D(n))がVc(n)によって明確に決定される。
c(n)を明確に決定するために、次の3つの条件が役に立つ。
条件1
emfを有するサブマシンM1の巻線を電流が循環しないようにするために、運動部分Ef1(n)および変換器部分Em1(n)の合計は、サブマシンM1の巻線間の不所望な結合ならびにサブマシンM2のこれらおよびその他の巻線の間の不所望な結合のために、機械力の成長にはネガティブに働き、前記巻線に接続された電力スイッチP1(off)を横切る電圧VDS1(off)は、キャパシタCを横切る電圧より小さくなければならない。この方法でのみダイオードD1(off)は逆極性を与えられ、従って電流はそこを通ることができない。それ故、次の条件が満たされる(図8および図9参照)。
c(n)≧VDS1(off)=Vb(n)+Ef1(n)+Em1(n) (条件1)
条件2
接続されたサブマシンM2の巻線がアクチブでない期間中にスイッチP2を横切る最大電圧VDS2(off)が生じる場合、次の式が導かれ、
DS2(off)=Vc(max)+Ef2(max)=2Vc(max)
従って、電力スイッチP2の破壊電圧VDSS2が超過しないようにするために、次の条件が満たされなければならない。
2Vc(max)<VDSS2 (条件2)
条件3
前述した次のことが考慮されなければならない。
上述のように、サブマシンM2の巻線間の結合はできる限り高くなければならず、
サブマシンM2の巻線間でのスイッチング中にD2を通して生じる磁気エネルギの伝達は散逸が少なく、電力スイッチP2が開いたときにそれを横切って現れる供給電圧(この場合にはVc)と(前記クランプ回路によってできる限りVDSS2に近くなるように生成された)過渡的な過電圧Vts2(off,t)との間の差が大きく、
キャパシタCのコストはその規格電圧と共に増加するため、Vc(n)は可能な限り低くなければならないことである(条件3)。
実際に当てはめてみると、
f1(n)+Em1(n) 1/2Vb(n)
となり、従って(条件1参照)近似的に次式が得られる。
c(n)=3/2Vb(n) (式11)
式10および式11から、次の式も導かれる。
2(n)=i1(n)/3 (式12.1)
f2(n)=3Ef1(n) (式12.2)
f2(n)=32f1(n) (式12.3)
p2(n)=32p1(n) (式12.4)
サブマシンM2の大きさを明確に決定する式12.1乃至式12.4は、構造上の観点からの興味深い特徴、すなわち、2つのサブマシンに対して同じ断面のワイヤを使用でき、また、2つのサブマシンに対して並列で異なる数のワイヤを有していることを示している。
mが2つのサブマシンの全ての巻線に対する同一の平均的巻回長である場合、Sc1をサブマシンM1の各巻線のワイヤの断面、Sc2をサブマシンM2の各巻線のワイヤの断面とすると、次の式が導かれる。
f1=ρ(1ms1)/Cc1 (式13.1)
f2=ρ(1ms2)/Cc2 (式13.2)
式12.2から、サブマシンM1の各巻線の巻回数Ns1がサブマシンM2の各巻線の巻回数Ns2の1/3でなければならないことが推定され、従って、
s1=1/3・Ns2 (式13.3)
となる。
式12.3および式13.1乃至13.3から次の式が導かれ、
ρ(1m・Ns2)/Sc2=32ρ(1m・Ns1)/Sc1
=32ρ(1m・Ns2/3)/Sc1
従って、
c1=3Sc2 (式14)
となる。
この後者は、サブマシンM1の巻線に使用された単一のワイヤの断面と同一の断面の3本のワイヤを並列に配置することによってサブマシンM1の巻線を形成できることを示している。固定周波数でのPWM制御方法は通常、図1に示されたタイプのステップアップ変換器上で実行される。そのように仮定すると、本発明の説明において明らかにされたように、図1のインダクタLの機能は誘導されたemfのシートである巻線によって実行され、上述のような方法によって、予め定められた制限内でバッテリ電流リップルを含むことを困難にする。この理由から、取入れられた制御方法はヒステリシス型であり、それは既知の方法に従ってサブマシンM1と同位相においてのみ動作し、使用されたスイッチング装置の現在の技術に関連した技術的制限と両立できる程度にリップルを小さくできるような予め定められた最大値および最小値内で、抵抗器RFBを通して測定されたように電流がECMによって吸収されることを維持する。これは当然、サブマシンM1の電力スイッチのスイッチング周波数が設定されていないが、その電気パラメータ(インダクタンス、emf、供給電圧)に直接関係していることを意味している。都合のよいことに、それぞれ与えられたトルクおよび回転速度状態が前記条件1を満足させ、一方で既知の方法VcとVDS1(off)との間の差を所望された程度まで小さく維持するために、キャパシタCを横切る電圧Vcに対してある制御方法が使用される。前記方法によって、サブマシンM1の巻線間のスイッチング中にバッテリ電流が十分に制御されることができる。サブマシンM1の巻線間のスイッチング中に、スイッチ・オフされた位相における電流がスイッチ・オンされた位相における電流の増加よりも急激に減少した場合、電流は最小の設定値以下に下がる。反対に、1つの位相がスイッチ・オフされたときに電流がスイッチ・オンされた位相の電流の増加よりもゆっくりと減少する場合、制御によってそれを予め定められた制限内に留める。この状態を得るために、スイッチング時間中にEf1の平均値、すなわちEf1,avgが次式のようなものである必要があり、
b−Ef1,avg>Vc−(Vb−Ef1,avg
cは近似的に3/2Vbであるので、Ef1,avg<0.25Vbであることが必要である。
これが単にスイッチングを前もって考慮することによって達成されるとすると(既にサブマシンM2の動作のために必要であり、容易に実行される)、吸収された電流リップルは任意の場合に容易に制御できる。伝達され放射された電気的干渉を排除するためのフィルタは、ECM給電ライン(図11参照)中に都合よく位置され、そのコストおよび寸法は本発明を実施しないECMに必要なコストおよび寸法よりも相当に小さいものである。電池給電式ECMを保護する最も簡単な方法は、動作リレーと直列に電力ダイオードを接続することである。コストがかかり、大型であることに加えて、このダイオードは電圧降下(典型的に0.7ボルト)を導き、従って(等しく吸収された電力の)EM効率を減少する。キー操作される操作リレーは、要求に応じた非常に高いスイッチ・オン電流、すなわち許容不可能な過大な値に耐えなければならない。
図11に示された概略図によると、ECMは代りに電子制御装置ECUによって制御されたリレーRLを介してバッテリによって直接給電されている。低電力ダイオードDpおよびバラスト抵抗器Rzは、図11に示されているように接続されている。リレーRLを制御する電子制御装置がDpを介してキーによって給電されているとすると、ECMは極性の反転に対して保護される。バラスト抵抗器Rzは、開始スイッチが動作されたときにキャパシタCおよびCFを充電する電流パルスの継続期間を延長し、それによってキャパシタが受けるdV/dtの範囲を制限し、スイッチを破壊電流が通過することを防ぐ。電子制御装置ECUは、抵抗器Rzを横切る電圧を測定し、この電圧のときにのみリレーRL、従ってスイッチ・オン電流を予め定められた安全ベルト以下に下げる。
式11、すなわちVcが3/2Vbに近似的に等しいことを参照すると、Vc>3/2Vbであることが必要な場合が幾つかある(例えば、キャパシタCを通るrms電流を低下させる、あるいはサブマシンM2のスイッチを通る電流を低下させる等)。サブマシンM1の位相間での整流中にそのようなことが発生した場合において、スイッチ・オフされた位相中の電流は、スイッチ・オンされた位相中の電流の増加よりも速く減少し、バッテリ電流は前述の許容範囲以下になる。
バッテリ電流の降下を防ぐために、スイッチ・オフされた位相中の電流を制御するための電子回路(図14)を付加する必要がある。これは、後述するように、サブマシンM1の各位相の伝導の期間を人工的に延長し、バッテリ電流を上述の許容範囲内に維持するためにサブマシンM1の位相を通常に制御するpwm信号と論理的にアンド処理されたクロック信号を対応するMOSFETのゲートに供給することによって達成される。位相電流対時間(スロープ)の減少は、バッテリ電流が上述の許容範囲以下になるのを防ぐようなある値に制御される。
論理装置は、位相電流がゼロに到達するときに確実にMOSFETをオフ状態に維持する。回路の動作は、サブマシンM1の2つの位相の一方(位相1とする)に対して説明され、他方に対しては相補形回路が使用される。
図12および図13を参照して、位相1をスイッチ・オフにする。
D1=MFT1のドレインにおける電圧
c=キャパシタCを横切る電圧
クロック=デューティサイクルの値がpwm信号のデューティサイクルの50%以下であり、周波数の値がpwm信号の周波数の少なくとも3倍以上である方形波
ホール=位相1をスイッチ・オンするホール効果センサ信号
pwm=バッテリ電流を前述の許容範囲内に維持するためにサブマシンM1の位相を正常に制御する信号
ホール信号が<low>まで低下したとき、MFT1は(瞬間的に)オフにスイッチされ、VD1はVcよりも大きくなり、b1は<high>となり、y1は<high>となり、q1はクロックをラッチし、out1=クロック:MFT1はクロック1でアンド処理されたpwmによって制御される(図12参照)。
位相1を通る電流がゼロに到達し、(クロックにラッチされた)q1がMFT1をスイッチ・オフするとき、VD1はVcよりも大きくなることはできず、B1は<low>となり、clockが<low>になったとき、y1は<low>となる。突然q1が<low>になった場合、out1は<low>まで下がり、MET1は決定的にスイッチ・オフされる(図13参照)。

Claims (27)

  1. 単一のステータ装置と、単一のロータ装置とを具備し、第1の電気サブマシン(M1)および第2の電気サブマシン(M2)を具備している電子整流型の高能率電気モータにおいて、
    前記第1のサブマシン(M1)は電圧源(Vb)によって直接給電され、前記給電電源から吸収された電流を測定するセンサ(RFB)に結合され、インダクタンス(Lf1)、抵抗(Rf1)および誘導された起電力(Ef1)によって特徴付けられた少なくとも2個の巻線と、巻線に直列に接続されたスイッチ(P)とを具備し、
    前記第2の電気サブマシン(M2)は制御された電圧(Vc)で充電されるキャパシタ(C)によって特有に給電され、
    前記第1の巻線のそれぞれに対してダイオード(D)が設けられ、その一方の極はそれぞれの巻線のスイッチ(P)に接続された端部に接続され、他方の極は制御された電圧(Vc)で充電されるキャパシタ(C)の端部の1つに接続されており、
    第1のサブマシン(M1)はパルス変調で駆動され、それによって高調波成分が所望された程度に低い前記電圧源から厳密なDC電流を吸収し、ダイオード(D)を介して前記電圧(Vc)で前記キャパシタ(C)を充電することによって、前記第1のサブマシン(M1)は前記第2のサブマシン(M2)に特有の電力供給を行うことを特徴とする電子整流型の高能率電気モータ。
  2. 前記第2のサブマシン(M2)は少なくとも2個の巻線を具備し、インダクタンス(Lf2)、抵抗(Rf2)、誘起された起電力(Ef2)および直列に接続されたスイッチ(P2)によって特徴付けられている請求項1記載のモータ。
  3. 各サブマシン(M1、M2)の巻線は並列に接続されている請求項1または2記載のモータ。
  4. 前記スイッチ(P1、P2)と並列に接続されたダイオード(D2)を具備している請求項1または2記載のモータ。
  5. キャパシタ(C)の制御された電圧(Vc)、電圧源(Vb)内で循環している電流、第2のサブマシン(M2)のスイッチ(P2)を横切る電圧、およびモータのシネマティック量(Vset、Hall)の信号に基づいて複数の電力スイッチ(P)を制御するように構成された電子制御装置(ECU)を具備している請求項2記載のモータ。
  6. 前記インダクタ(Lf1)は互いに電磁的結合が阻止され、前記インダクタ(Lf1)の巻線は誘導的に分離されている請求項1記載のモータ。
  7. 前記第2のサブマシン(M2)のインダクタ(Lf2)の数は第1のサブマシン(M1)のインダクタ(Lf1)の数と等しいことを特徴とする請求項2記載のモータ。
  8. 前記第2のサブマシン(M2)のインダクタ(Lf2)の数は第1のサブマシン(M1)のインダクタ(Lf1)の数と異なっていることを特徴とする請求項2記載のモータ。
  9. 第2のサブマシン(M2)の前記インダクタ(Lf2)は電磁的に共に結合されている請求項2記載のモータ。
  10. 第2のサブマシン(M2)のインダクタ(Lf2)は第1のサブマシン(M1)の前記インダクタ(Lf1)との電磁的結合を阻止されている請求項1または2記載のモータ。
  11. 第2のサブマシン(M2)の駆動装置は第1のサブマシン(M1)の駆動装置とは独立している請求項1記載のモータ。
  12. 第2のサブマシン(M2)の駆動装置はユニポーラ型、ブリッジ型、リニア型あるいはPWM型の1つとして選択されている請求項11記載のモータ。
  13. 巻線を設けられた2個の隣接したステータ・ティース間には巻線のない強磁性素子(Td)が介在している請求項6または10記載のモータ。
  14. 第1のサブマシン(M1)の巻線は、それぞれの位相が巻線のない強磁性素子(Td)によって分離された異なるティース上に巻回されて形成されている請求項13記載のモータ。
  15. 第2のサブマシン(M2)の巻線はそれぞれの位相が同じティース上に巻回されるように形成されている請求項13記載のモータ。
  16. 巻線を設けられた各ステータ・ティースは二股に分離され、それらの端部の間には巻線のない強磁性素子(Td)が介在している請求項6または10記載のモータ。
  17. 第1のサブマシン(M1)の巻線はそれぞれの位相が2個の隣接したティースの二肢状の端部に巻回されるように形成され、前記端部は巻線のない前記強磁性素子(Td)によって分離されている請求項16記載のモータ。
  18. 電源は直流電圧発生器、蓄電バッテリ、整流された交流電圧発生器の1つとして選択される請求項1記載のモータ。
  19. 前記駆動装置は電流ヒステリシス型であり、電流が要求された範囲内で電圧源(Vb)を通って循環することを維持するために前記第1のサブマシン(M1)の巻線に対して動作する請求項11記載のモータ。
  20. 前記第1のサブマシン(M1)のスイッチ(P)のスイッチング周波数は前記第1のサブマシン(M1)の電気的パラメータに依存している請求項19記載のモータ。
  21. 第1のサブマシン(M1)は伝導および放射された干渉を除去するように設計されたL−Cフィルタと、電子制御装置(ECU)によって制御されキー回路によって動作されている少なくとも1つのリレー(RL)とを介して電圧源によって給電されており、電力ダイオード(Dp)と抵抗器(Rz)は直列に接続され、それらは全てリレーによって遮断される電気ブランチに並列に配置されており、前記電子制御装置(ECU)は前記抵抗器(Rz)の両極間の電圧に基づいて動作し、それによって前記抵抗器(Rz)の両極間の電圧が予め定められた値より低くなる瞬間に前記リレー(RL)の動作によって信号を供給することを特徴とする請求項1または5記載のモータ。
  22. 前記キャパシタ(C)が充電される制御された電圧(Vc)の値が前記電圧源(Vb)を横切る電圧の値の1.5倍と等しい場合、前記第1のサブマシン(M1)のインダクタ(Lf1)の巻線は前記第2のサブマシン(M2)のインダクタ(Lf2)の巻線に使用されたワイヤと同じ断面を有し、その数の3倍と等しい数のワイヤを並列に配置することによって形成される請求項1または21記載のモータ。
  23. 前記モータは4個のインダクタ巻線を有する単極2相電気マシンであり、前記巻線の2つは互いに誘導的に分離されて第1のサブマシン(M1)を形成し、巻線の別の2つは互いに誘導的に結合されて第2のサブマシン(M2)を形成し、前記第2のサブマシン(M2)の駆動装置は少なくとも2つのMOSトランジスタを介して動作してエネルギを再生するためにそれらのトランジスタの寄生ダイオードを使用する請求項1記載のモータ。
  24. 電子制御装置(ECU)はキャパシタ(C)の両端間の電圧(Vc)を制御し、それは次の式によって表わされ、
    c≧Vb+Ef1+Em1
    ここにおいて、
    bは供給電圧であり、
    f1はサブマシン(M1)の各巻線の半波毎の端部であり、
    m1はサブマシン(M1)の巻線間の不所望な結合のために誘導された起電力である請求項5記載のモータ。
  25. 前記キャパシタ(C)が充電される制御された電圧(Vc)の値が前記電圧源(Vb)を横切る電圧の値の1.5倍より大きい場合、スイッチ・オフされた位相で電流を制御する電子回路が設けられている請求項1記載のモータ。
  26. 前記電子回路は、サブマシンM1の各位相の導電状態の期間を人為的に延長するために対応するMOSFETのゲートに与えられるpwm信号を供給する請求項25記載のモータ。
  27. 前記位相の電流の値がゼロに到達するとき前記pwm信号を決定的にスイッチ・オフする電気論理装置が設けられている請求項25または26記載のモータ。
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Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19919035A1 (de) * 1999-04-27 2000-11-02 Bosch Gmbh Robert Elektronisch kommutierbarer Motor
GB0116423D0 (en) * 2001-07-05 2001-08-29 Crookes William M Improved electric motor
US6404176B1 (en) * 2001-07-31 2002-06-11 Hewlett-Packard Company Push-pull auto transformer
DE10207565A1 (de) * 2002-02-22 2003-09-04 Pierburg Gmbh Motoransteuerung für einen EC-Motor
DE10335907A1 (de) * 2003-08-06 2005-03-03 Robert Bosch Gmbh Spannungshochsetzteller
US7365468B2 (en) * 2004-07-20 2008-04-29 Bluway Systems, Llc Motor stator having transposed winding layers
US8903577B2 (en) 2009-10-30 2014-12-02 Lsi Industries, Inc. Traction system for electrically powered vehicles
US7598683B1 (en) 2007-07-31 2009-10-06 Lsi Industries, Inc. Control of light intensity using pulses of a fixed duration and frequency
US8604709B2 (en) 2007-07-31 2013-12-10 Lsi Industries, Inc. Methods and systems for controlling electrical power to DC loads
ITBO20070776A1 (it) * 2007-11-23 2009-05-24 Spal Automotive Srl Unita' di ventilazione in particolare per autoveicoli.
EP2317631A1 (en) * 2009-11-03 2011-05-04 Electrolux Home Products Corporation N.V. Electric household appliance with an electronic device for controlling a universal electric motor
DE102016001196B4 (de) * 2016-02-03 2018-05-30 Audi Ag Schaltungsanordnung und Bordnetz für ein Kraftfahrzeug
EP4009522A1 (en) * 2020-12-01 2022-06-08 Base Field Power Limited Pulse control device for electromagnetic devices based on inductance

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3188545A (en) * 1962-12-21 1965-06-08 Raymond Corp Motor control systems
DE2361645B2 (de) * 1972-12-12 1976-10-28 Pioneer Electronic Corp., Tokio Elektronische ueberstromschutzschaltungsanordnung
DE2311904C2 (de) * 1973-03-09 1975-03-20 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Anordnung zur Drehzahlregelung eines mit einer elektronischen Kommutierungseinrichtung ausgestatteten Gleichstrommotors
DE2419432C3 (de) * 1974-04-23 1985-05-09 Papst-Motoren GmbH & Co KG, 7742 St Georgen Kollektorloser Gleichstrommotor mit einem Stator und mit einem permanentmagnetischen Rotor
US3913000A (en) * 1973-05-29 1975-10-14 Hughes Aircraft Co Two-phase solid state power converter
US3893007A (en) * 1973-07-06 1975-07-01 Nippon Denso Co Vehicle starter protective system
JPS5225208A (en) * 1975-08-20 1977-02-25 Hitachi Ltd Driving circuit for brushless dc motor
JPS576591A (en) * 1980-06-11 1982-01-13 Japan Servo Co Ltd Direct current brushless motor and drive controller thereof
GB2113028B (en) * 1981-12-31 1986-09-03 Burroughs Corp Data disc rotating systems
US4506203A (en) * 1982-10-13 1985-03-19 Ltv Aerospace And Defense Company Small deadband servocontrol system
DE3405942A1 (de) * 1984-02-18 1985-08-22 Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart Blockierungsschutzanordnung fuer elektronisch kommutierte gleichstrommotoren
JPH0750993B2 (ja) * 1989-09-08 1995-05-31 株式会社セコー技研 回生制動のできるリラクタンス型電動機
GB2243504B (en) * 1990-03-07 1994-08-31 Matsushita Electric Ind Co Ltd Drive apparatus for brushless motor
EP0528046A1 (en) * 1991-03-07 1993-02-24 Kabushikigaisha Sekogiken High-speed motor
US5406189A (en) * 1992-12-08 1995-04-11 Alliedsignal Inc. Low input harmonic induced multiple use AC synchronous generator starter converter

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