JP3889445B2 - 電子整流型の高能率電気モータ - Google Patents

Description

発明の背景
発明の分野
本発明は、電子整流型の高能率電気モータに関する。
従来技術の説明
電子整流型の高能率電気装置（以後ＥＣＭと呼ばれる）は、パルス変調で一般的に超音波周波数において動作し、非常に高いリップル電流パルスを吸収する。高価で大型のＬ−Ｃフィルタを給電ラインにおいて使用しない場合、伝達および放射された電気的妨害のレベルは電流調整により許容されたものよりも大きくなり得る。コストを減少するために、前記フィルタは、バッテリ電流から電気モータによって吸収された電流が結合しないようにすることができる能動型フィルタの１つで置換することができる。コストおよび性能の両方に関して既知の特に有効な構成は、ＥＣＭから生じた制御情報Ｃ_FBに基づいてＲ_FBによって電流制御されたステップアップ変換器をバッテリとＥＣＭとの間に介在させたものであり、それは既知の方法によって速度入力Ｖ_setと比較される。前記変換器は、Ｖ_bより大きいＶ_cで動作し、既知の方法によってインダクタＬおよびスイッチング周波数の大きさを設定することによって達成された、リップルが所望されるように小さい（一定の供給された電力の）基本的に連続的な電流をバッテリから吸収することが特徴として挙げられる。電流ｉ_bの波形が図２に示されており、それは動作に関連した典型的な時間を示しており、そこにおいて、１／Ｔはスイッチング周波数であり、Ｔ_onおよびＴ_offは電子パワースイッチＰ（図１参照）のオンおよびオフ時間であり、また、平均吸収電流に重畳されたリップルと、ｉ_pとｉ_Dとの合計であるｉ_bとが示されており、この後者はキャパシタＣによって積分され、それによってＥＣＭを給電する（基本的に連続的なＶ_cからの）ｉ₂を供給する。
発明の概要
本発明の目的は、バッテリから吸収された電流の波形に関して基本的に図１に示された構成の実施可能性を達成し、一方で、インダクタンスＬおよびスイッチＰを排除することによってコストおよび体積を著しく減少することである。これらの素子を除去することは動作上の観点から見て不可能であるが、本発明はスイッチＰおよびインダクタンスＬの機能を実行するために、その通常動作のために既に存在しているＥＣＭの所定のスイッチおよび所定の巻線を使用する解決方法を提案する。
この目的は、本発明に従って単一のステータ装置と、単一のロータ装置とを具備している電子整流型の高能率電気モータによって達成され、この電子整流型の高能率電気モータは、第１の電気サブマシンおよび第２の電気サブマシンを具備しており、そこにおいて、
前記第１のサブマシンは電圧源によって直接給電され、前記給電から吸収された電流を測定するセンサに結合され、インダクタンスと、抵抗と、誘導された起電力によって特徴付けられた少なくとも２個の巻線と、直列接続されたスイッチとを具備し、
前記第２の電気サブマシンは制御された電圧で充電されているキャパシタによって特有に給電され、
前記第１の巻線のそれぞれに対して、スイッチに接続されたそれぞれの巻線の端部に一方の極が接続され、キャパシタの端部の１つに他方の極が接続されており、それによって制御された電圧でキャパシタを充電するダイオードが設けられており、
第１のサブマシンはパルス変調で駆動され、それによって高調波成分が所望された程度に低い前記電圧源から厳密なＤＣ電流を吸収し、ダイオードを介して前記電圧で前記キャパシタを充電することによって、前記第１のサブマシンは前記第２のサブマシンに特有の電力供給を行うことを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
本発明によるマシンは、添付図面に関して以下に説明される。
図１は、既知の型式の電気モータの電気的概略図である。
図２は、図１のモータを通る電流の波形を示している。
図３は、本発明による電気モータの基本的な電気的概略図である。
図４および図５は、本発明の電気モータを形成する２つの電磁構造である。
図６は、本発明の電気モータに特定の構成の概略図である。
図７は、本発明のモータの位相ｅｍｆを示している。
図８は、図６の構成に対応する簡略化された概略図である。
図９は、本発明のマシンの別の構成の電気的概略図である。
図１０は波形図である。
図１１は、保護装置を設けられた本発明のモータの電気的概略図である。
図１２および図１３は別の波形図である。
図１４は、本発明の電気モータのための付加的な回路の電気的概略図である。
実施例
本発明によれば、図１のインダクタンスＬおよびスイッチＰは、適切に構成されたＥＣＭに集積され、その電気モータ機能に能動フィルタの機能を加えるために制御および構成されており、それによってそれ自体で図１の概略図の行う動作全体をカバーする。本発明により提案されたＥＣＭの第１の特徴（図３参照）は、それが２個のサブマシンとして動作し、それによってＥＣＭの同じロータにおけるそれらの貢献力を機械的に結合しているが、電気的に動作し、２個の別個のマシンとして制御されることである。以後Ｍ１と呼ばれる第１のサブマシンが電圧Ｖ_bのバッテリによって給電され、一方、以後Ｍ２と呼ばれる第２のサブマシンが後述されるようなＭ１の動作により電圧Ｃ_cに充電されたキャパシタＣによって給電される。この方式は、図３のようにキャパシタＣに接続された高速ダイオードＤによって完成される。速度入力Ｖ_setおよびホール位置センサの信号もまた示されている。
第２の特徴は、図１のインダクタンスＬおよびスイッチＰの機能も実行するために、サブマシンＭ１が、できる限りルーズに電磁結合している２以上の巻線（決定される位相の数および並列に給電される巻線の数に依存する）を有する単極構造を有して設計されなければならないことである。それらの通常のＰＷＭ駆動のために既に提案された巻線のインダクタンスとスイッチＰによって、図１のＬおよびＰの機能が与えられる。
第３の特徴は、サブマシンＭ２がサブマシンＭ１とは異なる数の位相および巻線を有することができ、それに応じてそれらの間に電磁結合があるが、Ｍ１の巻線から磁気的に結合が阻止されていることである。
第４の特徴は、Ｍ２の駆動装置がＭ１の駆動装置から全く独立していることである。それ故、それは単極、ブリッジング、線形あるいはＰＷＭ型であってもよく、あらゆる動作状況の下でもダイオードＤを介してＭ１の動作によって誘導された電流がＭ２により全て吸収されることを確実にする制御機能（例えば、Ｖ_cでの制御フィードバック等）を有していることを特徴とする。上述の動作の原理の一般原理を制限することなしに、明確にし、主要な設計原理を提供するために、永久磁石タイプの二相バッテリ給電単極ブラシレスモータが参照される。
上述の電磁結合状態を実行する２個の電磁構造が例示として図４および図５において示されているが、これに限定されるものではない。
特に、同じ公称のＥＣＭの動作状態ならびに同じ極数である場合、図５の構造は位相のインダクタンスが低く、減磁反応が少ない（図４の構造のものの１／３）。
（図１および図３の）前記原理を達成する特定の構成が図６に示されている。電子制御装置を完成するために、既に説明したものに加えて、それは既知の回路（クランプ回路）によって動作し、スイッチＰ2により許容されたＶＤＳＳを超過する過電圧における保護を行うために２つの信号Ｖ_m2を含んでいる。別の回路の詳細と共にこれらの後者は知られているため本発明の一部を構成するものではなく、それ故これ以上言及しない。選択された二相構造は、例えば４個の単極の巻線を有し、（全半波で）２個の単相のマシンとして給電される既知のタイプのものである。（位相１および位相３から成る）第１の位相のマシンは、サブマシンＮ2の役割をカバーし、Ｖ_cで給電される。各位相（ｅ_F1、ｅ_F2、ｅ_F3、ｅ_F4）のｅｍｆが図７に示されており、そこにおいて、それは９０度の電気角度だけ位相が異なることがわかる。
磁気構造、すなわち、サブマシンＭ１の各巻線における電流によって発生された（図４、図５、図６において位相１および位相３として示された）磁束のシート(seat)は、これらの巻線のインダクタンスができる限り互いに結合されないようにされ、それによって駆動シーケンス中のある巻線と隣の巻線との間でのスイッチング中に電流のギャップの吸収（相互のインダクタンスが２つの巻線の間に存在している時の既知の問題）を防ぎ、また、Ｍ２の巻線との誘導的結合が最低であることが確実となるようなものでなければならない。これは、巻線状でないデカプラのティース（図４においてＴ_dによって示されている）の存在と、物理的に別個のティース上で２つの位相（位相１および位相３）を巻回することによって達成される（図４および図５参照）。前記Ｍ２の巻線はまた、それらが既知の方法（例えば、ホール位置センサを適切にデコーディング）によって適切なｅｍｆ半波を適切に結合する際にアクチブなトルクを発生する電気モータとしても動作する。磁気構造、すなわち、サブマシンＭ２の各巻線中の電流によって発生された磁束のシート（seat)（図４、図５、図６において位相２ならびに位相４として示されている）は、この場合において、（導電を開始する巻線に対する導電を停止する巻線からの）蓄積された磁気エネルギがダイオードＤ2を介して最小の損失でスイッチング中に移動できるようにするために、それらの間での堅密な電磁結合が行われることを確実にしなければならない。これは、同じティース上で前記位相を巻回することによって達成される（図４および図５参照）。
所望の機械力を提供する際に２つのサブマシンが並列に動作する場合、少なくとも公称状態の下では、供給された機械力および損失の両方が等しい部分に分割されるようにそれらの大きさを定めることが一般的に有効である。
前記動作点（ｎ）に対する設計データは次のようなものである。
Ｐ_mech(n) 機械力
ＲＰＭ（ｎ） 速度
η（ｎ） 効率
Ｖ_b 給電電圧
設計データ、幾何学的形態、ならびにマシンを構成するために選択された鉄等の材料を知ることによって、既知の方法によって冷却および摩擦損失Ｐ_fe,v,a(n)を予測することができる。
Ｒ_FBの値は、第１の近似の際に電圧降下が無視できるように選択され、それによってダイオードが直列でＲ_piに等しい抵抗器を有する理想的なダイオードとしてシミュレートされるようにして計算が簡単にされる（図８参照）。
例として、図８のマシンに対して、図６に示された方式と等価な方式を使用することができ、そこにおいて、２つのマシンを設計するための次のような基本的な素子、すなわち、
Ｌ_f1 Ｍ１の各巻線のインダクタンス
Ｒ_f1 Ｍ１の各巻線の抵抗
Ｅ_f1 Ｍ１の各巻線の公称速度での半波当りの平均的ｅｍｆ
Ｒ_p1 Ｍ１の各巻線のパワースイッチ（例えばＭＯＳＦＥＴ）の内部抵抗が示されている。
図８は、Ｍ２の対応する素子を示している。２個のサブマシン（Ｍ１）および（Ｍ２）は以下のように設計されなければならない。サブマシンＭ１の設計に対して：
η（ｎ）＝Ｐ_mech(n)／Ｖ_b(n)ｉ_1(n)
から直ちに得られる第１の要素はｉ_1(n)であり、従って、
ｉ_1(n)＝Ｐ_mech(n)／Ｖ_b(n)ｎ_(n) （式１）
となる。
式１は、コストおよびスイッチＰ1の別の既知の動作特徴と共に、そのタイプを識別できるようにし、それによってＲ_p1をデータのアイテムとして識別されるようにする。ｉ_1(n)およびＲ_p1を識別すると、Ｅ_f1（ｎ）、Ｅ_f1(1000)およびＲ_f1(n)が得られる。既知の関数Ｐ_gap＝Ｐ_mech＋Ｐ_fe,v,a＝Ｅ・Ｉから、また電力がマシンＭ１およびＭ２の間で等しく分配されなければならないことを考えると、Ｍ１に対して、
Ｅ_f1(n)＝［Ｖ_b(n)ｉ_i(n)η_(n)＋Ｐ_fe,v,a(n)］／２
となり、従って、
Ｅ_f1(n)ｉ_1(n)＝１／２［Ｖ_b(n)η（ｎ）＋Ｐ_fe,v,a(n)／ｉ_1(n)］
となり、式１によってｉ_1(n)を置換すると、
Ｅ_f1(n)＝１／２Ｖ_b(n)η（ｎ）［１＋Ｐ_fe,v,a(n)／Ｐ_mech(n)］ （式２ａ）
となる。Ｐ_fe,v,a(n)はＰ_mech(n)と比較すると無視できるので、式２ａは次のように書き換えられることができ、近似的に次式が成立する。
Ｅ_f1（ｎ）＝１／２Ｖ_b(n)η（ｎ） （式２ｂ）
この式から、Ｅ_f1(1000)が次のようにして得られる。
Ｅ_f1（１０００）＝［Ｅ_f1(n)／ＲＰＭ（ｎ）］・１０００ （式３）
従って、既知の式を使用して、巻線の巻回数およびＬ_f1の値を計算することができる。Ｒ_f1(n)を得るためにエネルギバランスを使用することができ、そこにおいて、マシンＭ１は全電力の５０％を吸収する。従って、
［Ｅ_f1(n)＋（Ｒ_f1＋Ｒ_p1）ｉ_1(n)］ｉ_1(n)＝１／２Ｖ_b(n)ｉ_1(n)
となり、これによって次の式が与えられ、
Ｅ_f1（ｎ）＋（Ｒ_f1＋Ｒ_p1）ｉ_1(n)＝１／２Ｖ_b(n)
これによって次の式が与えられる。
Ｒ_f1＝［Ｖ_b(n)／２−Ｅ_f1(n)］／ｉ_1(n)−Ｒ_p1 （式４）
サブマシンＭ２の設計：
スイッチＰ1がそれぞれオンおよびオフする時間としてＴ_onおよびＴ_offを次のように定める。
Ｔ＝Ｔ_on＋Ｔ_off，Ｄ＝Ｔ_on／Ｔ、Ｔ_off／Ｔ＝（１−Ｄ）
キャパシタＣを横切る電圧Ｖ_cに関わらず、その充電電流は常に次のような有効な関係から得られる。
ｉ₂＝ｉ₁Ｔ_off／Ｔ＝ｉ₁（１−Ｄ）
これは公称の動作点においては次のように書き換えられる。
ｉ₂（ｎ）＝ｉ_1(n)（１−Ｄ（ｎ）） （式５）
Ｍ２とＭ１の間のそれらのそれぞれの特性の成分の要素に対する関係が得られる。等しい電力状態を考慮すると、
Ｅ_f2(n)・ｉ_2(n)＝Ｅ_f1(n)・ｉ_1(n)
従って、
Ｅ_f2(n)＝Ｅ_f1(n)・ｉ_1(n)／ｉ₂（ｎ）
となり、最終的に次のような式となる。
Ｅ_f2(n)＝Ｅ_f1(n)／（１−Ｄ_(n)） （式６）
等しく放散される電力の状態も考慮すると、
Ｒ_f2(n)・ｉ₂（ｎ）²＝Ｒ_f1(n)・ｉ_1(n) ²
となり、従って、
Ｒ_f2(n)＝Ｒ_f1(n)・（ｉ_1(n)／ｉ_2(n)）²
となり、最終的に次のような式となる。
Ｒ_f2(n)＝Ｒ_f1(n)／（１−Ｄ_(n)）² （式７）
今や未知であるのはＤ_(n)だけであり、それは次のようにして得られる。
Δｉ_1,Ton＝Δｉ_1,Toff
この式から、ＲＤ＝Ｒｐ１であると仮定すると、
（Ｖb−［Ｅ_f1＋（Ｒ_f1＋Ｒ_p1）ｉ₁］）Ｔ_on／Ｌ_f1Ｔ
＝（Ｒ_p1i1＋Ｖ_c−［Ｖ_b−（Ｅ_f1＋Ｒ_f1ｉ₁）］）Ｔ_off／Ｌ_f1Ｔ （式８）
Ａ＝Ｖ_b−［Ｅ_f1＋（Ｒ_f1＋Ｒ_p1）ｉ₁］を代入すると、
Ｄ＝（Ｖ_c−Ａ）／Ｖ_c （式９）
となり、従って、式４を考慮すると、
１−Ｄ_(n)＝Ｖ_b(n)・Ｖ_c(n)／２ （式１０）
となり、この式から、固定のＶ_bを使用すると、（１−Ｄ_(n)）がＶ_c(n)によって明確に決定される。
Ｖ_c(n)を明確に決定するために、次の３つの条件が役に立つ。
条件１
ｅｍｆを有するサブマシンＭ１の巻線を電流が循環しないようにするために、運動部分Ｅ_f1(n)および変換器部分Ｅ_m1(n)の合計は、サブマシンＭ１の巻線間の不所望な結合ならびにサブマシンＭ２のこれらおよびその他の巻線の間の不所望な結合のために、機械力の成長にはネガティブに働き、前記巻線に接続された電力スイッチＰ_1(off)を横切る電圧Ｖ_DS1(off)は、キャパシタＣを横切る電圧より小さくなければならない。この方法でのみダイオードＤ_1(off)は逆極性を与えられ、従って電流はそこを通ることができない。それ故、次の条件が満たされる（図８および図９参照）。
Ｖ_c(n)≧Ｖ_DS1(off)＝Ｖ_b(n)＋Ｅ_f1(n)＋Ｅ_m1(n) （条件１）
条件２
接続されたサブマシンＭ２の巻線がアクチブでない期間中にスイッチＰ２を横切る最大電圧Ｖ_DS2(off)が生じる場合、次の式が導かれ、
Ｖ_DS2(off)＝Ｖ_c(max)＋Ｅ_f2（max)＝２Ｖ_c(max)
従って、電力スイッチＰ2の破壊電圧Ｖ_DSS2が超過しないようにするために、次の条件が満たされなければならない。
２Ｖ_c(max)＜Ｖ_DSS2 （条件２）
条件３
前述した次のことが考慮されなければならない。
上述のように、サブマシンＭ２の巻線間の結合はできる限り高くなければならず、
サブマシンＭ２の巻線間でのスイッチング中にＤ2を通して生じる磁気エネルギの伝達は散逸が少なく、電力スイッチＰ2が開いたときにそれを横切って現れる供給電圧（この場合にはＶ_c）と（前記クランプ回路によってできる限りＶ_DSS2に近くなるように生成された）過渡的な過電圧Ｖ_ts2(off,t)との間の差が大きく、
キャパシタＣのコストはその規格電圧と共に増加するため、Ｖ_c(n)は可能な限り低くなければならないことである（条件３）。
実際に当てはめてみると、
Ｅ_f1(n)＋Ｅ_m1(n) １／２Ｖ_b(n)
となり、従って（条件１参照）近似的に次式が得られる。
Ｖ_c(n)＝３／２Ｖ_b(n) （式１１）
式１０および式１１から、次の式も導かれる。
ｉ_2(n)＝ｉ_1(n)／３ （式１２．１）
Ｅ_f2(n)＝３Ｅ_f1(n) （式１２．２）
Ｒ_f2(n)＝３²Ｒ_f1(n) （式１２．３）
Ｐ_p2(n)＝３²Ｒ_p1(n) （式１２．４）
サブマシンＭ２の大きさを明確に決定する式１２．１乃至式１２．４は、構造上の観点からの興味深い特徴、すなわち、２つのサブマシンに対して同じ断面のワイヤを使用でき、また、２つのサブマシンに対して並列で異なる数のワイヤを有していることを示している。
１_mが２つのサブマシンの全ての巻線に対する同一の平均的巻回長である場合、Ｓ_c1をサブマシンＭ１の各巻線のワイヤの断面、Ｓ_c2をサブマシンＭ２の各巻線のワイヤの断面とすると、次の式が導かれる。
Ｒ_f1＝ρ（１_mＮ_s1）／Ｃ_c1 （式１３．１）
Ｒ_f2＝ρ（１_mＮ_s2）／Ｃ_c2 （式１３．２）
式１２．２から、サブマシンＭ１の各巻線の巻回数Ｎ_s1がサブマシンＭ２の各巻線の巻回数Ｎ_s2の１／３でなければならないことが推定され、従って、
Ｎ_s1＝１／３・Ｎ_s2 （式１３．３）
となる。
式１２．３および式１３．１乃至１３．３から次の式が導かれ、
ρ（１_m・Ｎ_s2）／Ｓ_c2＝３²ρ（１_m・Ｎ_s1）／Ｓ_c1
＝３²ρ（１_m・Ｎ_s2／３）／Ｓ_c1
従って、
Ｓ_c1＝３Ｓ_c2 （式１４）
となる。
この後者は、サブマシンＭ１の巻線に使用された単一のワイヤの断面と同一の断面の３本のワイヤを並列に配置することによってサブマシンＭ１の巻線を形成できることを示している。固定周波数でのＰＷＭ制御方法は通常、図１に示されたタイプのステップアップ変換器上で実行される。そのように仮定すると、本発明の説明において明らかにされたように、図１のインダクタＬの機能は誘導されたｅｍｆのシートである巻線によって実行され、上述のような方法によって、予め定められた制限内でバッテリ電流リップルを含むことを困難にする。この理由から、取入れられた制御方法はヒステリシス型であり、それは既知の方法に従ってサブマシンＭ１と同位相においてのみ動作し、使用されたスイッチング装置の現在の技術に関連した技術的制限と両立できる程度にリップルを小さくできるような予め定められた最大値および最小値内で、抵抗器Ｒ_FBを通して測定されたように電流がＥＣＭによって吸収されることを維持する。これは当然、サブマシンＭ１の電力スイッチのスイッチング周波数が設定されていないが、その電気パラメータ（インダクタンス、ｅｍｆ、供給電圧）に直接関係していることを意味している。都合のよいことに、それぞれ与えられたトルクおよび回転速度状態が前記条件１を満足させ、一方で既知の方法Ｖ_cとＶ_DS1(off)との間の差を所望された程度まで小さく維持するために、キャパシタＣを横切る電圧Ｖ_cに対してある制御方法が使用される。前記方法によって、サブマシンＭ１の巻線間のスイッチング中にバッテリ電流が十分に制御されることができる。サブマシンＭ１の巻線間のスイッチング中に、スイッチ・オフされた位相における電流がスイッチ・オンされた位相における電流の増加よりも急激に減少した場合、電流は最小の設定値以下に下がる。反対に、１つの位相がスイッチ・オフされたときに電流がスイッチ・オンされた位相の電流の増加よりもゆっくりと減少する場合、制御によってそれを予め定められた制限内に留める。この状態を得るために、スイッチング時間中にＥ_f1の平均値、すなわちＥ_f1,avgが次式のようなものである必要があり、
Ｖ_b−Ｅ_f1,avg＞Ｖ_c−（Ｖ_b−Ｅ_f1,avg）
Ｖ_cは近似的に３／２Ｖ_bであるので、Ｅ_f1,avg＜０．２５Ｖ_bであることが必要である。
これが単にスイッチングを前もって考慮することによって達成されるとすると（既にサブマシンＭ２の動作のために必要であり、容易に実行される）、吸収された電流リップルは任意の場合に容易に制御できる。伝達され放射された電気的干渉を排除するためのフィルタは、ＥＣＭ給電ライン（図１１参照）中に都合よく位置され、そのコストおよび寸法は本発明を実施しないＥＣＭに必要なコストおよび寸法よりも相当に小さいものである。電池給電式ＥＣＭを保護する最も簡単な方法は、動作リレーと直列に電力ダイオードを接続することである。コストがかかり、大型であることに加えて、このダイオードは電圧降下（典型的に０．７ボルト）を導き、従って（等しく吸収された電力の）ＥＭ効率を減少する。キー操作される操作リレーは、要求に応じた非常に高いスイッチ・オン電流、すなわち許容不可能な過大な値に耐えなければならない。
図１１に示された概略図によると、ＥＣＭは代りに電子制御装置ＥＣＵによって制御されたリレーＲＬを介してバッテリによって直接給電されている。低電力ダイオードＤ_pおよびバラスト抵抗器Ｒ_zは、図１１に示されているように接続されている。リレーＲＬを制御する電子制御装置がＤ_pを介してキーによって給電されているとすると、ＥＣＭは極性の反転に対して保護される。バラスト抵抗器Ｒ_zは、開始スイッチが動作されたときにキャパシタＣおよびＣ_Fを充電する電流パルスの継続期間を延長し、それによってキャパシタが受けるｄＶ／ｄｔの範囲を制限し、スイッチを破壊電流が通過することを防ぐ。電子制御装置ＥＣＵは、抵抗器Ｒ_zを横切る電圧を測定し、この電圧のときにのみリレーＲＬ、従ってスイッチ・オン電流を予め定められた安全ベルト以下に下げる。
式１１、すなわちＶ_cが３／２Ｖ_bに近似的に等しいことを参照すると、Ｖ_c＞３／２Ｖ_bであることが必要な場合が幾つかある（例えば、キャパシタＣを通るｒｍｓ電流を低下させる、あるいはサブマシンＭ２のスイッチを通る電流を低下させる等）。サブマシンＭ１の位相間での整流中にそのようなことが発生した場合において、スイッチ・オフされた位相中の電流は、スイッチ・オンされた位相中の電流の増加よりも速く減少し、バッテリ電流は前述の許容範囲以下になる。
バッテリ電流の降下を防ぐために、スイッチ・オフされた位相中の電流を制御するための電子回路（図１４）を付加する必要がある。これは、後述するように、サブマシンＭ１の各位相の伝導の期間を人工的に延長し、バッテリ電流を上述の許容範囲内に維持するためにサブマシンＭ１の位相を通常に制御するｐｗｍ信号と論理的にアンド処理されたクロック信号を対応するＭＯＳＦＥＴのゲートに供給することによって達成される。位相電流対時間（スロープ）の減少は、バッテリ電流が上述の許容範囲以下になるのを防ぐようなある値に制御される。
論理装置は、位相電流がゼロに到達するときに確実にＭＯＳＦＥＴをオフ状態に維持する。回路の動作は、サブマシンＭ１の２つの位相の一方（位相１とする）に対して説明され、他方に対しては相補形回路が使用される。
図１２および図１３を参照して、位相１をスイッチ・オフにする。
Ｖ_D1＝ＭＦＴ1のドレインにおける電圧
Ｖ_c＝キャパシタＣを横切る電圧
クロック＝デューティサイクルの値がｐｗｍ信号のデューティサイクルの５０％以下であり、周波数の値がｐｗｍ信号の周波数の少なくとも３倍以上である方形波
ホール＝位相１をスイッチ・オンするホール効果センサ信号
ｐｗｍ＝バッテリ電流を前述の許容範囲内に維持するためにサブマシンＭ１の位相を正常に制御する信号
ホール信号が＜ｌｏｗ＞まで低下したとき、ＭＦＴ1は（瞬間的に）オフにスイッチされ、Ｖ_D1はＶ_cよりも大きくなり、ｂ₁は＜ｈｉｇｈ＞となり、ｙ₁は＜ｈｉｇｈ＞となり、ｑ₁はクロックをラッチし、ｏｕｔ₁＝クロック：ＭＦＴ1はクロック１でアンド処理されたｐｗｍによって制御される（図１２参照）。
位相１を通る電流がゼロに到達し、（クロックにラッチされた）ｑ₁がＭＦＴ1をスイッチ・オフするとき、Ｖ_D1はＶ_cよりも大きくなることはできず、Ｂ₁は＜ｌｏｗ＞となり、ｃｌｏｃｋが＜ｌｏｗ＞になったとき、ｙ₁は＜ｌｏｗ＞となる。突然ｑ₁が＜ｌｏｗ＞になった場合、ｏｕｔ₁は＜ｌｏｗ＞まで下がり、ＭＥＴ1は決定的にスイッチ・オフされる（図１３参照）。

Claims (27)

1. 単一のステータ装置と、単一のロータ装置とを具備し、第１の電気サブマシン（Ｍ１）および第２の電気サブマシン（Ｍ２）を具備している電子整流型の高能率電気モータにおいて、
   前記第１のサブマシン（Ｍ１）は電圧源（Ｖ_b）によって直接給電され、前記給電電源から吸収された電流を測定するセンサ（Ｒ_FB）に結合され、インダクタンス（Ｌ_f1）、抵抗（Ｒ_f1）および誘導された起電力（Ｅ_f1）によって特徴付けられた少なくとも２個の巻線と、巻線に直列に接続されたスイッチ（Ｐ）とを具備し、
   前記第２の電気サブマシン（Ｍ２）は制御された電圧（Ｖ_c）で充電されるキャパシタ（Ｃ）によって特有に給電され、
   前記第１の巻線のそれぞれに対してダイオード（Ｄ）が設けられ、その一方の極はそれぞれの巻線のスイッチ（Ｐ）に接続された端部に接続され、他方の極は制御された電圧（Ｖ_c）で充電されるキャパシタ（Ｃ）の端部の１つに接続されており、
   第１のサブマシン（Ｍ１）はパルス変調で駆動され、それによって高調波成分が所望された程度に低い前記電圧源から厳密なＤＣ電流を吸収し、ダイオード（Ｄ）を介して前記電圧（Ｖ_c）で前記キャパシタ（Ｃ）を充電することによって、前記第１のサブマシン（Ｍ１）は前記第２のサブマシン（Ｍ２）に特有の電力供給を行うことを特徴とする電子整流型の高能率電気モータ。
2. 前記第２のサブマシン（Ｍ２）は少なくとも２個の巻線を具備し、インダクタンス（Ｌ_f2）、抵抗（Ｒ_f2）、誘起された起電力（Ｅ_f2）および直列に接続されたスイッチ（Ｐ２）によって特徴付けられている請求項１記載のモータ。
3. 各サブマシン（Ｍ１、Ｍ２）の巻線は並列に接続されている請求項１または２記載のモータ。
4. 前記スイッチ（Ｐ１、Ｐ２）と並列に接続されたダイオード（Ｄ２）を具備している請求項１または２記載のモータ。
5. キャパシタ（Ｃ）の制御された電圧（Ｖ_c）、電圧源（Ｖ_b）内で循環している電流、第２のサブマシン（Ｍ２）のスイッチ（Ｐ２）を横切る電圧、およびモータのシネマティック量（Ｖ_set、Ｈａｌｌ）の信号に基づいて複数の電力スイッチ（Ｐ）を制御するように構成された電子制御装置（ＥＣＵ）を具備している請求項２記載のモータ。
6. 前記インダクタ（Ｌ_f1）は互いに電磁的結合が阻止され、前記インダクタ（Ｌ_f1）の巻線は誘導的に分離されている請求項１記載のモータ。
7. 前記第２のサブマシン（Ｍ２）のインダクタ（Ｌ_f2）の数は第１のサブマシン（Ｍ１）のインダクタ（Ｌ_f1）の数と等しいことを特徴とする請求項２記載のモータ。
8. 前記第２のサブマシン（Ｍ２）のインダクタ（Ｌ_f2）の数は第１のサブマシン（Ｍ１）のインダクタ（Ｌ_f1）の数と異なっていることを特徴とする請求項２記載のモータ。
9. 第２のサブマシン（Ｍ２）の前記インダクタ（Ｌ_f2）は電磁的に共に結合されている請求項２記載のモータ。
10. 第２のサブマシン（Ｍ２）のインダクタ（Ｌ_f2）は第１のサブマシン（Ｍ１）の前記インダクタ（Ｌ_f1）との電磁的結合を阻止されている請求項１または２記載のモータ。
11. 第２のサブマシン（Ｍ２）の駆動装置は第１のサブマシン（Ｍ１）の駆動装置とは独立している請求項１記載のモータ。
12. 第２のサブマシン（Ｍ２）の駆動装置はユニポーラ型、ブリッジ型、リニア型あるいはＰＷＭ型の１つとして選択されている請求項１１記載のモータ。
13. 巻線を設けられた２個の隣接したステータ・ティース間には巻線のない強磁性素子（Ｔ_d）が介在している請求項６または１０記載のモータ。
14. 第１のサブマシン（Ｍ１）の巻線は、それぞれの位相が巻線のない強磁性素子（Ｔ_d）によって分離された異なるティース上に巻回されて形成されている請求項１３記載のモータ。
15. 第２のサブマシン（Ｍ２）の巻線はそれぞれの位相が同じティース上に巻回されるように形成されている請求項１３記載のモータ。
16. 巻線を設けられた各ステータ・ティースは二股に分離され、それらの端部の間には巻線のない強磁性素子（Ｔ_d）が介在している請求項６または１０記載のモータ。
17. 第１のサブマシン（Ｍ１）の巻線はそれぞれの位相が２個の隣接したティースの二肢状の端部に巻回されるように形成され、前記端部は巻線のない前記強磁性素子（Ｔ_d）によって分離されている請求項１６記載のモータ。
18. 電源は直流電圧発生器、蓄電バッテリ、整流された交流電圧発生器の１つとして選択される請求項１記載のモータ。
19. 前記駆動装置は電流ヒステリシス型であり、電流が要求された範囲内で電圧源（Ｖ_b）を通って循環することを維持するために前記第１のサブマシン（Ｍ１）の巻線に対して動作する請求項１１記載のモータ。
20. 前記第１のサブマシン（Ｍ１）のスイッチ（Ｐ）のスイッチング周波数は前記第１のサブマシン（Ｍ１）の電気的パラメータに依存している請求項１９記載のモータ。
21. 第１のサブマシン（Ｍ１）は伝導および放射された干渉を除去するように設計されたＬ−Ｃフィルタと、電子制御装置（ＥＣＵ）によって制御されキー回路によって動作されている少なくとも１つのリレー（ＲＬ）とを介して電圧源によって給電されており、電力ダイオード（Ｄ_p）と抵抗器（Ｒ_z）は直列に接続され、それらは全てリレーによって遮断される電気ブランチに並列に配置されており、前記電子制御装置（ＥＣＵ）は前記抵抗器（Ｒ_z）の両極間の電圧に基づいて動作し、それによって前記抵抗器（Ｒ_z）の両極間の電圧が予め定められた値より低くなる瞬間に前記リレー（ＲＬ）の動作によって信号を供給することを特徴とする請求項１または５記載のモータ。
22. 前記キャパシタ（Ｃ）が充電される制御された電圧（Ｖ_c）の値が前記電圧源（Ｖ_b）を横切る電圧の値の１．５倍と等しい場合、前記第１のサブマシン（Ｍ１）のインダクタ（Ｌ_f1）の巻線は前記第２のサブマシン（Ｍ２）のインダクタ（Ｌ_f2）の巻線に使用されたワイヤと同じ断面を有し、その数の３倍と等しい数のワイヤを並列に配置することによって形成される請求項１または２１記載のモータ。
23. 前記モータは４個のインダクタ巻線を有する単極２相電気マシンであり、前記巻線の２つは互いに誘導的に分離されて第１のサブマシン（Ｍ１）を形成し、巻線の別の２つは互いに誘導的に結合されて第２のサブマシン（Ｍ２）を形成し、前記第２のサブマシン（Ｍ２）の駆動装置は少なくとも２つのＭＯＳトランジスタを介して動作してエネルギを再生するためにそれらのトランジスタの寄生ダイオードを使用する請求項１記載のモータ。
24. 電子制御装置（ＥＣＵ）はキャパシタ（Ｃ）の両端間の電圧（Ｖ_c）を制御し、それは次の式によって表わされ、
    Ｖ_c≧Ｖ_b＋Ｅ_f1＋Ｅ_m1
    ここにおいて、
    Ｖ_bは供給電圧であり、
    Ｅ_f1はサブマシン（Ｍ１）の各巻線の半波毎の端部であり、
    Ｅ_m1はサブマシン（Ｍ１）の巻線間の不所望な結合のために誘導された起電力である請求項５記載のモータ。
25. 前記キャパシタ（Ｃ）が充電される制御された電圧（Ｖ_c）の値が前記電圧源（Ｖ_b）を横切る電圧の値の１．５倍より大きい場合、スイッチ・オフされた位相で電流を制御する電子回路が設けられている請求項１記載のモータ。
26. 前記電子回路は、サブマシンＭ１の各位相の導電状態の期間を人為的に延長するために対応するＭＯＳＦＥＴのゲートに与えられるｐｗｍ信号を供給する請求項２５記載のモータ。
27. 前記位相の電流の値がゼロに到達するとき前記ｐｗｍ信号を決定的にスイッチ・オフする電気論理装置が設けられている請求項２５または２６記載のモータ。

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