ES2216127T3 - Motor electrico de tipo de conmutacion electronica, de alto rendimiento. - Google Patents
Motor electrico de tipo de conmutacion electronica, de alto rendimiento.Info
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Abstract
UN MOTOR ELECTRICO DE ALTO RENDIMIENTO DEL TIPO DE CONMUTACION ELECTRONICA QUE TIENE UNA SOLA UNIDAD DE ESTATOR Y UNA SOLA UNIDAD DE ROTOR, QUE COMPRENDE UNA PRIMERA SUB-MAQUINA ELECTRICA (M1) Y UNA SEGUNDA SUB-MAQUINA ELECTRICA (M2), DONDE LA PRIMERA SUB-MAQUINA (M1) ESTA ALIMENTADA POR UNA FUENTE DE CORRIENTE (V B ) Y ESTA ASOCIADA CON UN SENSOR (R F0 ) PA RA MEDIR LA CORRIENTE ABSORBIDA DE DICHA FUENTE DE ALIMENTACION. LA PRIMERA SUB-MAQUINA (M1) COMPRENDE AL MENOS DOS DEVANADOS CARACTERIZADOS POR UNA INDUCTANCIA (L F1 ), UNA RESISTENCIA (R F1 ), UNA FUERZA ELECTROMOTRIZ INDUCIDA (E F1 ) Y UN CONMUTADOR (P) CONECTADO EN SERIE. LA SEGUNDA SUB-MAQUINA ELECTRICA (M2) ESTA ALIMENTADA POR UN CONDENSADOR (C), QUE ESTA CARGADO A UNA TENSION CONTROLADA (V C ). PARA CADA UNO DE DICHOS PRIMEROS DEVANADOS SE SUMINISTRA UN DIODO (D) QUE TIENE UNO DE SUS POLOS CONECTADO AL EXTREMO DEL DEVANADO RESPECTIVO, QUE ESTA CONECTADO AL CONMUTADOR (P) Y EL RESTO DE LOS POLOS CONECTADOS A UNO DE LOS EXTREMOS DEL CONDENSADOR (C) DE DICHA FORMA CARGADO A UNA TENSION CONTROLADA (V C ). ADEMAS, LA P RIMERA SUB-MAQUINA (M1) ESTA EXCITADA POR MODULACION DE IMPULSOS Y REALIZA LA FUNCION DE SUMINISTRO ELECTRICO PARA LA SUB-MAQUINA (M2) CARGANDO EL CONDENSADOR (C) A UNA TENSION (V C ) VIA LOS DIODOS (D).
Description
Motor eléctrico de tipo de conmutación
electrónica, de alto rendimiento.
La presente invención se refiere a un motor
eléctrico del tipo de conmutación electrónica, de alto
rendimiento.
Los aparatos eléctricos de tipo de conmutación
electrónica, de alto rendimiento, que a continuación se designarán
como ECM, funcionan con modulación de impulsos y en general a
frecuencias ultrasónicas, con absorción de impulsos de corrientes de
alta oscilación.
Sin utilización de un filtro L-C
costoso y voluminoso en la línea de alimentación, los niveles de
alteraciones eléctricas radiados y conducidos serían superiores a lo
permitido en las normas de regulación de la corriente eléctrica. A
efectos de reducir costes, dicho filtro puede ser sustituido por uno
de tipo óptimo capaz de desacoplar la corriente absorbida por el
motor eléctrico de la corriente de la batería. Una implementación
conocida y especialmente efectiva, en términos de coste y
rendimiento, consiste en interponer entre la batería y el ECM un
convertidor de amplificación controlado por corriente por medio de
R_{FB} en base a la información de control C_{FB} que se origina
en el ECM, que se compara con una velocidad de entrada V_{set} por
métodos conocidos.
Dicho convertidor se caracteriza por funcionar a
V_{c} superior que V_{b} y por absorber de la batería una
corriente esencialmente continua (de potencia suministrada
constante) con una oscilación tan reducida como se desee, conseguida
al dimensionar el inductor L y la frecuencia de conmutación por
métodos conocidos. La forma de onda de la corriente i_{b} se
aprecia en la figura 2, mostrando los tiempos típicos asociados con
el funcionamiento: 1/T es la frecuencia de conmutación, T_{on} y
T_{off} son los tiempos de conexión y desconexión del interruptor
de potencia electrónico P (figura 1); asimismo se han mostrado las
oscilaciones superpuestas en la corriente media absorbida y la
composición de i_{b}, consistiendo en la suma de i_{P} e i_{D}
estando esta última integrada por el condensador C para proporcionar
i_{2} (a partir de V_{set} esencialmente continua) que activa el
ECM.
El documento
EP-A-528046 da a conocer varias
realizaciones, en las que los arrollamientos del motor actúan en
combinación con sus conmutadores y diodos como convertidores
amplificadores para cargar condensadores que alimentan otros
arrollamientos.
No obstante, en la presente solicitud, el único
suministro de potencia de los arrollamientos de la segunda
submáquina es suministrado por condensadores cargados por la primera
submáquina. No son necesarios otros suministros de potencia.
El objeto de la presente invención consiste en
lograr la operatividad del esquema de la figura 1, esencialmente en
términos de la forma de onda de la corriente absorbida de la
batería, reduciendo simultáneamente de manera significativa coste y
volumen al eliminar la inductancia L y la conmutación P. Dado que no
es posible eliminar estos componentes desde el punto de vista
operativo, la invención propone una solución que utiliza ciertos
conmutadores y ciertos arrollamientos del ECM, que se encuentran
presentes para su funcionamiento normal, para llevar a cabo asimismo
la función de conmutador P y de inductancia L.
Este objetivo se consigue según la invención
mediante un motor eléctrico de tipo de conmutación electrónica, de
alto rendimiento, que comprende una unidad de estator única y una
unidad de rotor única, caracterizado por comprender una primera
submáquina eléctrica y una segunda submáquina eléctrica, en el
que:
- dicha primera submáquina está alimentada
directamente por una fuente de voltaje y es asociada a un sensor
para la medición de la corriente absorbida de dicha alimentación,
comprendiendo dicha primera submáquina como mínimo dos
arrollamientos caracterizándose por una inductancia, una
resistencia, una fuerza electromotriz inducida y un conmutador
conectados en serie;
- dicha segunda submáquina eléctrica es
alimentada de manera exclusiva por un condensador que es cargado a
un voltaje controlado;
- para cada uno de dichos primeros arrollamiento
se dispone un diodo, que tiene uno de sus polos conectado al extremo
del arrollamiento correspondiente, que está conectado a dicho
conmutador, y el polo restante conectado a uno de los extremos del
condensador cargado de este modo como voltaje controlado;
- la primera submáquina es accionada con
modulación de impulsos para obtener una absorción de corriente muy
próxima a corriente continua desde dicha fuente de voltaje y, al
cargar dicho condensador a dicho voltaje a través de los diodos,
dicha primera submáquina proporciona el suministro de potencia único
para dicha segunda submáquina.
La máquina según la presente invención se
describe a continuación con referencia los dibujos adjuntos, en los
cuales:
- la figura 1 es un esquema eléctrico de un motor
eléctrico de tipo conocido;
- la figura 2 muestra formas de onda de la
corriente que pasa por el motor de la figura 1;
- la figura 3 es un esquema eléctrico básico del
motor eléctrico de acuerdo con la invención;
- las figuras 4 y 5 muestran dos estructuras
electromagnéticas que forman el motor eléctrico de la invención;
- la figura 6 es un esquema específico del motor
eléctrico de la invención;
- la figura 7 muestra las emfs de fase del motor
de la invención;
- la figura 8 es una vista esquemática
simplificada que corresponde a la de la figura 6;
- la figura 9 es otro esquema eléctrico de la
máquina de la invención;
- la figura 10 es un diagrama de forma de
onda;
- la figura 11 es un esquema eléctrico del motor
de la invención dotado de dispositivos de protección;
- las figuras 12 y 13 son diagramas adicionales
de forma de onda; y
- la figura 14 es un esquema eléctrico de un
circuito adicional para el motor eléctrico de esta invención.
Esencialmente, de acuerdo con la invención, la
inductancia L y el conmutador P de la figura 1 están integrados en
un ECM estructurado de forma adecuada, controlado y dimensionado
para añadir a su función de motor eléctrico la función de filtro
activo, cubriendo por lo tanto por sí mismo la operatividad global
de esquema de la figura 1. La primera característica del ECM
propuesto por la invención (figura 3) es que funciona como dos
submáquinas que combinan mecánicamente sus aportaciones al mismo
rotor del ECM, mientras eléctricamente funcionan y son controladas
como dos máquinas separadas. La primera, designada a continuación
como M1, está activada por la batería a un voltaje V_{b}, mientras
que la segunda, que se designará a continuación como M2, es activada
por un condensador C cargado a un voltaje C_{c} por el
funcionamiento de M1 tal como se describirá a continuación. El
esquema se completa por los diodos rápidos D conectados al
condensador C igual que en la figura 3. La entrada de velocidad
V_{set} y las señales de los sensores de posición Hall también se
han mostrado.
La segunda característica es que, a efectos de
llevar a cabo también la función de la inductancia L y el
interruptor P de la figura 1, la submáquina M1 debe ser diseñada con
una estructura unipolar con dos o más arrollamientos (dependiendo
del número de fases a determinar y el número de arrollamientos a
alimentar en paralelo) con el acoplamiento magnético entre ellos lo
más libre posible. Las inductancias de los arrollamientos y los
conmutadores P que ya se han propuesto para su activación normal PWM
proporcionan las funciones L y P de la figura 1.
La tercera característica es que la submáquina M2
puede tener un número distinto de fases y de arrollamientos con
respecto a la submáquina M1, con cualquier acoplamiento magnético
entre ellas, pero desacopladas magnéticamente de los arrollamientos
de M1.
La cuarta característica es que el controlador de
M2 es totalmente independiente del de M1. Por lo tanto, puede ser de
tipo unipolar, de puente, lineal o de tipo PWM y se caracteriza por
tener una función de control (por ejemplo, una realimentación de
control en V_{c}) que asegura que en todas las condiciones
operativas la corriente inducida por el funcionamiento de M1 a
través de los diodos D es totalmente absorbida por M2. Sin limitar
el carácter general del principio de funcionamiento antes
mencionado, a efectos de mayor claridad y para proporcionar los
principios de diseño principales, se hará referencia a un motor sin
escobillas unipolar de dos fases accionado por batería de tipo de
imán permanente.
En las figuras 4 y 5 se han mostrado, a modo de
ejemplo no limitativo, dos estructuras electromagnéticas que
implementan las condiciones de acoplamiento magnético antes
mencionadas.
En particular, para las mismas condiciones
operativas nominales ECM y el mismo número de polos, la estructura
de la figura 5 tiene una inductancia de fase más baja y una reacción
de demagnetización menor (1/3 de la de la estructura de la figura
4).
El esquema específico que consigue los principios
indicados (figuras 1 y 3) se ha mostrado en la figura 6. Para
completar la electrónica de control, además de la ya descrita,
comprende dos señales V_{m2} para conseguir por circuitos
conocidos (circuitos de fijación de amplitud) una protección a
sobrevoltajes que superan el VDSS permitido por los conmutadores P2.
Estos últimos, junto con otros detalles de circuito, son conocidos y
no forman parte del concepto inventivo, y por lo tanto no se hará
referencia a ellos a continuación. La estructura elegida de dos
fases es, por ejemplo, de tipo conocido con cuatro arrollamientos
unipolares alimentados como dos máquinas de fase única (semionda
completa). La primera máquina de fase única (que consiste en la FASE
1 y FASE 3) hace la función de submáquina N2 y está alimentada en
V_{c}. Las emfs de cada fase (e_{F1}, e_{F2}, e_{F3},
e_{F4}) se muestran en la figura 7, donde se puede apreciar que se
encuentran desfasados en 90 grados eléctricos.
La estructura magnética, en lugar en el que se
encuentra el flujo magnético generado por las corrientes de cada
arrollamiento de la submáquina M1 (identificadas en la figuras 4, 5
y 6 como FASE 1 y FASE 3), debe ser tal que asegure que las
inductancias de estos arrollamientos se acoplan mutuamente en el
mayor grado posible para impedir intersticios de corriente absorbida
durante la conmutación entre un arrollamiento y el siguiente en la
secuencia de activación (problema conocido cuando existe inductancia
mutua entre los dos) y que los acoplamientos inductivos con los
arrollamientos de M2 son marginales. Esto se consigue por la
presencia de dientes desacopladores no arrollados (indicados por
T_{d}) y arrollando las dos fases (FASE 1 y FASE 3) sobre dientes
físicamente separados (ver figuras 4 y 5). Dichos arrollamientos de
M2 funcionan también como motor eléctrico generando un par activo,
al acoplarse de manera adecuada con las semiondas emf pertinentes
por métodos conocidos (por ejemplo, por decodificación adecuada de
detectores de posición Hall). La estructura magnética, lugar del
flujo generado por las corrientes de cada arrollamiento de la
submáquina M2 (identificado en las figuras 4, 5 y 6 como FASE 1 y
FASE 4), debe asegurar en este caso un acoplamiento magnético muy
íntimo entre ellos para posibilitar que la energía magnética
almacenada (de los arrollamientos que dejan de conducir a los que
empiezan a conducir) se transfiera durante la conmutación con
pérdidas mínimas a través de los diodos D2 (funcionamiento
conocido). Esto se consigue al arrollar dichas fases sobre los
mismos dientes (figuras 4 y 5).
Al funcionar las dos submáquinas en paralelo
proporcionando la potencia mecánica deseada, es en general ventajoso
dimensionarlas de manera tal que, como mínimo, en condiciones
nominales, tanto la potencia mecánica suministrada como las pérdidas
sean divididas en partes iguales.
Los datos de diseño para dicho punto de
funcionamiento (n) son los siguientes:
P_{mech(n)} potencia mecánica
RPM(n) velocidad
\eta(n) rendimiento
V_{b} voltaje de alimentación
Conociendo estos datos de diseño, la geometría y
los materiales escogidos para la construcción de la máquina, el
hierro, ventilación y pérdidas de fricción P_{fe,v,a(n)} se
pueden determinar previamente por métodos conocidos.
El valor de R_{FB} se escoge de manera tal que
la caída de voltaje en el mismo se puede considerar despreciable en
una primera aproximación, de manera que al simplificar los cálculos
el diodo se simula como un diodo ideal con una resistencia igual a
R_{pi} en serie (ver figura 8).
A título de ejemplo, para la máquina de la figura
8, se puede utilizar el esquema equivalente mostrado en la figura 6,
que muestra los componentes esenciales para dimensionar las dos
máquinas, los cuales son:
L_{f1} inductancia de cada arrollamiento de
M1
R_{f1} resistencia de cada arrollamiento de
M1
E_{f1} emf media por semionda a la velocidad
nominal de cada arrollamiento de M1
R_{P1} resistencia interna del conmutador de
potencia (por ejemplo, MOSFET) para cada arrollamiento de M1.
La figura 8 muestra también los correspondientes
elementos para M2.
Las dos submáquinas (M1) y (M2) deben ser
diseñadas del modo siguiente. El dimensionado de la submáquina
M1:
El primer elemento que se puede obtener
inmediatamente es i_{1(n)} de la fórmula
\eta(n) =
P_{mech(n)}/V_{b(n)}i_{1(n)}
por lo
tanto
(ec.1)i_{1(n)} =
P_{mech(n)}/
V_{b(n)}n_{(n)}
La ecuación 1, junto con consideraciones de coste
y otros aspectos operativos conocidos del conmutador P1, posibilita
la identificación de tipo y por lo tanto la calificación de R_{P1}
como elemento de datos. Una vez identificados i_{1(n)} y
R_{P1}, se pueden obtener E_{f1}(n),
E_{f1(1000)} y R_{f1(n)}. De la relación conocida
P_{gap} = P_{mech} + P_{fe,v,a} = E\cdotI y recordando que
la potencia tiene que ser distribuida igualmente entre las máquinas
M1 y M2, para M1:
E_{f1(n)}i_{1(n)}
= [V_{b(n)}i_{1(n)}\eta_{(n)} +
P_{fe,v,a(n)}]/2
por lo
tanto
E_{f1(n)} = \
^{1}/_{2}[V_{b(n)}\eta_{(n)} +
P_{fe,v,a(n)}/i_{1(n)}]
que, sustituyendo i_{1(n)} por la
ecuación 1, se
obtiene:
(ec.2a)E_{f1(n)} = \
^{1}/_{2} V_{b(n)}\eta_{(n)} [1 + P_{fe,v,a(n)}/
P_{mech(n)}]
Dado que P_{fe,v,a(n)} es despreciable
en comparación con P_{mech(n)}, la ecuación 2a puede ser
expresada del modo siguiente:
(ec.2b)E_{f1(n)}
\approx \ ^{1}/_{2}
V_{b(n)}\eta_{(n)}
a partir de la cual E_{f1(1000)} se
puede obtener de la manera
siguiente:
(ec.3)E_{f1(1000)} =
[E_{f1(n)}/RPM(n)]\cdot
1000
Por lo tanto, utilizando las fórmulas conocidas,
se pueden calcular el número de espiras del arrollamiento y el valor
de L_{f1}. Para obtener R_{f1(n)} se puede utilizar
equilibrio de energía en el que la máquina M1 absorbe el 50% de la
potencia total. Por lo tanto:
[E_{f1(n)} +
(R_{f1} + R_{P1})i_{1(n)}]i_{1(n)} = \ ^{1}/_{2}
V_{b(n)}i_{1(n)}
proporcionando
E_{f1(n)} + (R_{f1} +
R_{P1})i_{1(n)} = \ ^{1}/_{2}
V_{b(n)}
de la
cual
(ec.4)R_{f1} =
[V_{b(n)}/2 - E_{f1(n)}]/i_{1(n)} -
R_{P1}
Dimensionado de la submáquina M2:
Definiendo T_{on} y T_{off} como los tiempos
de puesta en marcha y paro de los conmutadores P1,
respectivamente,
T = T_{on} + T_{off}, D =
T_{on}/T, T_{off}/T =
(1-D)
Independientemente del voltaje V_{c} a través
del condensador C, su corriente de carga puede ser obtenida a partir
de la relación siempre válida:
i_{2} = i_{1}T_{off}/T =
i_{1}(1-D)
la que en el punto operativo nominal se puede
escribir
como
(ec.5)i_{2}(n) =
i_{1(n)}(1-D(n))
Las relaciones entre M2 y M1 para sus elementos
caracterizantes respectivos se pueden obtener a continuación.
Recordando la condición de igual potencia, entonces:
E_{f2}\cdot i_{2(n)}
= E_{f1(n)}\cdot
i_{1(n)}
por lo
tanto
E_{f2} =
E_{f1(n)}\cdot
i_{1(n)}/i_{2(n)}
y
finalmente
(ec.6)E_{f2} =
E_{f1(n)}/(1-D_{(n)})
Recordando asimismo la condición de igual
potencia disipada, entonces:
R_{f2(n)}\cdot
i_{2(n)} \ ^{2} = R_{f1(n)}\cdot i_{1(n)} \
^{2}
por lo
tanto
R_{f2(n)} =
R_{f1(n)}\cdot(i_{1(n)}/i_{2(n)}) \
^{2}
y
finalmente
(ec.7)R_{f2(n)} =
R_{f1(n)}/(1-D_{(n)})^{2}
La única incógnita es D_{(n)}, que se puede
obtener de la ecuación
\Delta i_{1,Ton} = \Delta
i_{1,Toff}
de la cual, suponiendo RD =
Rp1
(ec.8)(V_{b} -
[E_{f1} + (R_{f1} + R_{P1}) i_{1}]) T_{on} / L_{f1}T = (R_{P1i1} +
V_{c}- [V_{b} - (E_{f1} + R_{f1}i_{1})]) T_{off}/
L_{f1}T
Poniendo A = V_{b} - [E_{f1} + (R_{f1} +
R_{P1})i_{1}], resulta:
(ec.9)D = (V_{c} -
A)/V_{c}
Por lo tanto, recordando la ecuación 4,
(ec.10)1 - D_{(n)} =
V_{b(n)} \cdot
V_{c(n)}/2
de la cual se puede apreciar que, habiendo fijado
V_{b}, (1-D_{(n)}) queda definido de manera
inambigua por V_{c(n)}. Las tres condiciones siguientes
ayudan a definir V_{c(n)} de manera no ambigua. Estas
condiciones
son:
Condición
1
A efectos de que la corriente no circule por el
arrollamiento de la submáquina M1, que con su emf, la suma de la
parte de movimiento E_{f1(n)} y la parte de transformador
E_{m1(n)} debido al acoplamiento no deseable entre los
arrollamientos de la submáquina M1 y entre éstos y los de la
submáquina M2, daría una aportación negativa al desarrollo de
potencia mecánica, el voltaje V_{DS1(off)} en el conmutador
de potencia P_{1(off)} conectado a dicho arrollamiento debe
ser menor que el voltaje en el condensador C. Solamente de esta
manera puede ser polarizado el diodo D_{1(off)} de forma
inversa y por lo tanto la corriente no puede atravesarlo. La
siguiente condición debe ser satisfecha (ver figuras 8 y 9):
(cond.1)V_{c(n)} \geq
V_{DS1(off)} = V_{b(n)} + E_{f1(n)} +
E_{m1(n)}
Condición
2
Dado que el voltaje máximo V_{DS2(off)}
en el conmutador de potencia P2 tiene lugar durante el intervalo de
tiempo en el que dicho arrollamiento de la submáquina M2 conectado a
la misma es inactivo, entonces:
V_{DS2(off)} =
V_{c(max)} + E_{f2(max)} =
2V_{c(max)};
por lo tanto, a efectos de que el voltaje de
ruptura V_{DSS2} del interruptor de potencia P2 no supere la
siguiente condición, se debe
satisfacer:
(cond.2)2V_{c(max)}
<
V_{DSS2}
Condición
3
Recordando que:
- el acoplamiento entre los arrollamientos de la
submáquina M2 debe ser, tal como se ha indicado, lo más elevado
posible;
- la transferencia de energía magnética, que
tiene lugar a través de D2 durante la conmutación entre los
arrollamientos de la submáquina M2, es menos disipante cuanto mayor
es la diferencia entre el voltaje de alimentación, que en este caso
es V_{c}, y el sobrevoltaje transitorio V_{te2(off, t)}
(que se ha hecho lo más próximo posible a V_{DSS2} mediante los
circuitos limitadores de amplitud) que aparece en el conmutador de
potencia P2 cuando se abre;
- el coste del condensador C aumenta con su
potencia nominal; es evidente que V_{c(n)} debe ser lo más
bajo posible (condición 3).
Dado que, en la práctica:
E_{f1(n)} +
E_{m1(n)} \approx \ ^{1}/_{2}
V_{b(n)}
entonces (ver (condición
1))
(ec.11).V_{c(n)}
\approx 3/2
V_{b(n)}
A partir de la ecuación 10 y ecuación 11, se
obtienen las siguientes:
(ec.12.1)i_{2(n)} =
i_{1(n)}/3
(ec.12.2)E_{f2(n)} =
3E_{f1(n)}
(ec.12.3)R_{f2 (n)} = 3^{2}
R_{f1(n)}
(ec.12.4)P_{p2(n)} =
3^{2}
R_{P1(n)}
Las ecuaciones 12.1-12.4, que
determinan de manera no ambigua el dimensionado de la submáquina M2,
muestran un interesante aspecto desde el punto de vista
constructivo, es decir que para los dos submáquinas se puede
utilizar cable de la misma sección transversal, con un número
distinto de cables en paralelo para las dos submáquinas.
Si l_{m} es la longitud de espira media
idéntica para todos los arrollamientos de las dos submáquinas,
S_{c1} es la sección transversal del conductor de cada
arrollamiento de la submáquina M1 y S_{c2} es la sección
transversal de cable de cada arrollamiento de la submáquina M2,
entonces:
(ec.13.1)R_{f1} = \rho
(l_{m}
N_{s1})/C_{c1}
(ec.13.2)R_{f2} = \rho
(l_{m}
N_{s2})/C_{c2}
Dado que de la (ecuación 12.2) se puede deducir
que el número de espiras N_{s1} de cada arrollamiento de la
submáquina M1 debe ser 1/3 del número N_{s2} de cada arrollamiento
de la submáquina M2:
(ec. 13.3)N_{s1} = 1/3 \cdot
N_{s2}
De las (ec. 12.3) y (ec.
13.1-13.3):
\rho(l_{m} \cdot
N_{s2})/S_{c2} = 3^{2} \rho(l_{m} \cdot N_{s1})/S_{c1} =
3^{2} \rho(l_{m} \cdot
N_{s2}/3)/S_{C1}
por lo
tanto
(ec. 14)S_{c1} =
3S_{c2}
Esta última muestra que el arrollamiento de la
submáquina M1 se puede formar colocando en paralelo tres cables de
sección transversal idéntica a la del cable único utilizado para el
arrollamiento de la submáquina M1. Se implementa normalmente en
convertidores amplificadores del tipo mostrado en la figura 1, una
estrategia de control PWM a frecuencia fija. Dado que, tal como se
ha aclarado en la descripción de la idea inventiva, la función del
inductor L de la figura 1 es llevada a cabo por arrollamientos que
son el asiento de la emf inducida, una estrategia tal como la
anteriormente mencionada haría difícil las oscilaciones de la
corriente de batería dentro de límites predeterminados. Por esta
razón, la estrategia de control adoptada es del tipo de histéresis
que actúa solamente en la fase de la submáquina M1 y, de acuerdo con
métodos conocidos, mantiene la corriente absorbida por el ECM,
medida a través de la resistencia R_{FB}, dentro de valores
predeterminados máximo y mínimo tales que hacen las oscilaciones lo
más reducidas según deseo compatibles con las limitaciones técnicas
relativas al estado de la técnica de los dispositivos de conmutación
utilizados. Esto significa naturalmente que la frecuencia en
conmutación de los conmutadores de potencia de la submáquina M1 no
se ha determinado, pero está directamente relacionada con sus
parámetros eléctricos (inductancia, emf, voltaje de
alimentación).
De forma conveniente se utiliza una estrategia de
control para el voltaje V_{c} aplicado al condensador C que para
cada condición de par suministrado y velocidad de rotación satisface
dicha (condición 1), manteniendo simultáneamente la diferencia entre
V_{c} y D_{DS1(Off)} tan pequeña como se desee por
métodos conocidos. Dicha estrategia posibilita que la corriente de
batería sea controlada por completo durante la conmutación entre
arrollamientos de la submáquina M1. Si durante la conmutación entre
arrollamientos de la submáquina M1 ocurre que la corriente en la
fase que es desconectada disminuye más rápidamente que el incremento
de corriente en la fase en la que es conectada, la corriente
desciende por debajo del valor mínimo predeterminado. Si en
contraste, cuando una fase es desconectada la corriente disminuye
más lentamente que el incremento de corriente en la fase que es
conectada, el control la mantiene dentro de los límites
predeterminados. Para obtener esta condición es necesario que
durante el tiempo de conmutación el valor promedio de E_{f1},
conocido como E_{f1,avg}, es tal que
V_{b} - E_{f1,avg} >
V_{c} - (V_{b} -
E_{f1,avg})
Dado que V_{c} \approx 3/2 V_{b},
necesariamente E_{f1,avg} < 0,25 V_{b}.
Dado el hecho de que esto se consigue simplemente
anticipando la conmutación (ya necesario para el funcionamiento de
la submáquina M2 e implementado fácilmente), la oscilación de
corriente absorbida es, por lo tanto, fácilmente controlable en
cualquier caso.
Un filtro para eliminar las alteraciones
conducidas y eléctricas radiadas es dispuesto convenientemente en la
línea de alimentación ECM (ver figura 11) y es de coste y
dimensiones mucho menores que las requeridas para un ECM que no
implementa la idea de la invención. La manera más simple de proteger
un ECM accionado por batería consiste en conectar un diodo de
potencia en serie con el relevador operativo. Además de ser costoso
y voluminoso, este diodo introduce una caída de voltaje (típicamente
0,7 voltios) y, por lo tanto, reduce la eficacia EM (para igual
potencia absorbida). El relevador operativo, que es accionado por
tecla, tiene que resistir una corriente de conexión tan elevada que
requeriría un sobredimensionamiento inaceptable. De acuerdo con el
esquema mostrado en la figura 11, en vez de ello el ECM recibe la
potencia directamente por la batería a través del relevador RL
controlado por la unidad de control electrónico ECU. Un diodo de
baja potencia D_{p} y una resistencia de equilibrado R_{z} están
conectados tal como se ha mostrado en la figura 11. Dado que la
unidad de control electrónico que controla el relevador RL está
activada por tecla a través de D_{p}, el ECM está protegido contra
inversión de polaridad. La resistencia de compensación R_{z}
prolonga la duración del impulso de corriente que carga los
condensadores C y C_{F} cuando se acciona el conmutador de
arranque, limitando de esta manera el valor de dV/dt al cual están
sometidos los condensadores e impidiendo el paso de corrientes
destructivas a través del conmutador. La unidad de control
electrónico ECU mide el voltaje a través de la resistencia R_{z} y
activa el relevador RL solamente cuando este voltaje, y por lo tanto
la corriente de conmutación, cae por debajo de un nivel de seguridad
predeterminado.
Haciendo referencia a la ecuación (11) V_{c}
\approx 3/2 V_{b}, hay algunos casos (por ejemplo para bajar la
corriente rms a través del condensador C, para bajar la corriente a
través de los conmutadores de la submáquina M2, etc.) en los que es
necesario que se cumpla V_{c} > 3/2 V_{b}. En este caso
podría ocurrir que durante la conmutación entre las fases de la
submáquina M1, la corriente en la fase que es desconectada disminuye
más rápidamente que el incremento de corriente en la fase que es
conectada: la corriente de batería caerá fuera de la banda de
tolerancia prescrita.
Para evitar la caída de la corriente de la
batería es necesario añadir un circuito electrónico (figura 14) para
controlar la corriente de cada fase que es desconectada. Esto se
consigue, tal como se describe más adelante, prolongando
artificialmente el intervalo de conducción de cada fase de la
submáquina M1, alimentando a la puerta del correspondiente MOSFET
una señal de reloj lógicamente añadida con la señal pwm que
normalmente controla las fases de la submáquina M1 para mantener la
corriente de la batería dentro de la banda de la tolerancia
prescrita. La disminución de la corriente de fase con respecto al
tiempo (pendiente) es controlada en un valor tal que evite que la
corriente de batería pueda caer fuera de la anteriormente
mencionada.
El programa mantiene el MOSFET definitivamente
desconectado cuando la corriente de fase alcanza cero. El
comportamiento del circuito se explicará para una de las dos fases
(designada 1) de la submáquina M1, a condición de que se utilicen
circuitos complementarios para el otro u otros.
Haciendo referencia a las figuras 12 y 13, se
desconectará la fase 1.
- V_{D1}=
- voltaje en el drenaje de MFT1
- V_{C}=
- voltaje en el condensador C
- reloj=
- honda cuadrada con un valor de ciclo de servicio menor de 50% del ciclo de servicio de la señal pwm y valor de frecuencia, como mínimo superior a tres veces la frecuencia de la señal pwm
- hall=
- señal del sensor de efecto Hall que conmuta en fase 1
- pwm=
- señal que controla normalmente las fases de la submáquina M1 para mantener la corriente de la batería dentro de la banda de tolerancia prescrita
Cuando el sensor HALL baja a valor <bajo>,
se desconecta MFT1 (momentáneamente), V_{D1} resulta mayor que
V_{C}, b_{1} pasa a valor <alto>, y_{1} pasa a
<alto> y q_{1} retendrá el reloj, out_{1}=reloj:MFT1 será
controlado por pwm añadido con el reloj uno (ver figura 12).
Cuando la corriente por la fase 1 alcanza cero y
q_{1} (retenido a la señal de reloj) desconecta MFT1, V_{D1} no
puede superar V_{c}, B_{1} pasa a <bajo> y cuando la señal
de reloj pasa a <bajo>, y_{1} pasa a <bajo>; de manera
repentina q_{1} pasará a <bajo>, out_{1} bajará a
<bajo> y MFT1 será desconectado definitivamente (ver figura
13).
Claims (27)
1. Motor eléctrico del tipo de conmutación
electrónica de alto rendimiento, que comprende un estator único y
rotor único, caracterizado por comprender una primera
submáquina eléctrica (M1) y una segunda submáquina eléctrica (M2),
en las que:
- dicha primera submáquina (M1) es alimentada
directamente por una fuente de voltaje (V_{b}), y está asociada
con un sensor (R_{FB}) para medir la corriente absorbida desde
dicha alimentación, comprendiendo dicha primera submáquina (M1) como
mínimo dos arrollamientos, caracterizado por una inductancia
(L_{f1}), una resistencia (R_{f1}), una fuerza electromotriz
inducida (E_{f1}) y un conmutador (P) conectados en serie;
- dicha segunda submáquina eléctrica (M2) es
alimentada únicamente por un condensador (C) que es cargado a un
voltaje controlado (V_{c});
- para cada uno de dichos primeros arrollamientos
se dispone un diodo (D) que tiene uno de sus polos conectado al
extremo del respectivo arrollamiento, que está conectado al
conmutador (P), y el polo restante conectado a uno de los extremos
del condensador (C), cargado, por lo tanto, a un voltaje controlado
(V_{c});
- la primera submáquina (M1) es activada con
modulación de impulsos para obtener una forma de absorción de
corriente aproximadamente corriente continua desde dicha fuente de
voltaje (V_{b}), y cargando dicho condensador (C) a dicho voltaje
(V_{c}) con intermedio de los diodos (D), dicha primera submáquina
(M1) proporciona el único suministro de potencia para dicha segunda
submáquina (M2).
2. Motor, según la reivindicación 1,
caracterizado porque dicha segunda submáquina (M2) comprende
como mínimo dos arrollamientos, caracterizándose por una
inductancia (L_{f2}), una resistencia (R_{f2}), una fuerza
electromotriz inducida (E_{f2}) y un conmutador (P2) conectados en
serie.
3. Motor, según las reivindicaciones 1 y 2,
caracterizado porque los arrollamientos de cada submáquina
(M1, M2) están conectados en paralelo.
4. Motor, según la reivindicación 1 ó 2,
caracterizado por comprender un diodo (D2) conectado en
paralelo con dicho conmutador (P1, P2).
5. Motor, según la reivindicación 2,
caracterizado por comprender una unidad de control
electrónico (ECU) dispuesto para controlar una serie de conmutadores
de potencia (P) en base a las siguientes señales:
voltaje controlado (V_{c}) del condensador (C),
voltaje circulante dentro de la fuente de voltaje (V_{b}), voltaje
en los conmutadores (P2) de la segunda submáquina (M2),
cantidades cinemáticas del motor (V_{set},
Hall).
6. Motor, según la reivindicación 1,
caracterizado porque dichos inductores (L_{f1}) son
desacoplados electromagnéticamente entre sí o los arrollamientos de
dichos inductores (L_{f1}) son separados inductivamente.
7. Motor, según la reivindicación 2,
caracterizado porque el número de inductores (L_{f2}) de
dicha segunda submáquina (M2) es igual al número de inductores
(L_{f1}) de la primera submáquina (M1).
8. Motor, según la reivindicación 2,
caracterizado porque el número de inductores (L_{f2}) de
dicha segunda submáquina (M2) es distinto del número de inductores
(L_{f1}) de la primera submáquina (M1).
9. Motor, según la reivindicación 2,
caracterizado porque dichos inductores (L_{f2}) de la
segunda submáquina (M2) están acoplados electromagnéticamente entre
sí.
10. Motor, según la reivindicación 1 ó 2,
caracterizado porque dichos inductores (L_{f2}) de la
segunda submáquina (M2) son desacoplados electromagnéticamente de
dichos inductores (L_{f1}) de la primera submáquina (M1).
11. Motor, según la reivindicación 1,
caracterizado porque el controlador de la segunda submáquina
(M2) es independiente del controlador de la primera submáquina
(M1).
12. Motor, según la reivindicación 11,
caracterizado porque el controlador de la segunda submáquina
(M2) es escogido entre los tipos siguientes: unipolar, de puente,
lineal, PWM.
13. Motor, según la reivindicación 6 ó 10,
caracterizado porque entre dos dientes adyacentes del estator
dotados de arrollamientos se ha interpuesto un elemento
ferromagnético (T_{d}) sin arrollamientos.
\newpage
14. Motor, según la reivindicación 13,
caracterizado porque los arrollamientos de la primera
submáquina (M1) están formados de manera tal que las respectivas
fases están arrolladas sobre dientes separados por un elemento
ferromagnético (T_{d}) sin arrollamientos.
15. Motor, según la reivindicación 13,
caracterizado porque los arrollamientos de la segunda
submáquina (M2) están formados de manera tal que las fases
respectivas están arrolladas sobre los mismos dientes.
16. Motor, según la reivindicación 6 ó 10,
caracterizado porque cada diente de estator dotado de
arrollamientos es partido en horquilla entre los extremos de la cual
está interpuesto un elemento ferromagnético (T_{d}) sin
arrollamien-
tos.
tos.
17. Motor, según la reivindicación 16,
caracterizado porque los arrollamientos de la primera
submáquina (M1) están formados de manera tal que las respectivas
fases son arrolladas sobre los extremos en horquilla de dos dientes
adyacentes, estando dichos extremos separados por dicho elemento
ferromagnético (T_{d}) sin arrollamientos.
18. Motor, según la reivindicación 1,
caracterizado porque la fuente de potencia se escoge entre
una de las siguientes: generador de voltaje de corriente continua,
batería de almacenamiento, generador de voltaje de corriente alterna
rectificada.
19. Motor, según la reivindicación 11,
caracterizado porque dicho controlador es del tipo de
histéresis de corriente, actuando dicho controlador sobre los
arrollamientos de dicha primera submáquina (M1) para mantener la
corriente en circulación por dicha fuente de voltaje (V_{b})
dentro de una gama de valores requerida.
20. Motor, según la reivindicación 19,
caracterizado porque la frecuencia de conmutación de los
conmutadores (P) de dicha primera submáquina (M1) depende de los
parámetros eléctricos de dicha primera submáquina (M1).
21. Motor, según la reivindicación 1 ó 5,
caracterizado porque la primera submáquina (M1) es alimentada
por la fuente de voltaje (D_{b}) a través de un filtro
L-C diseñado para eliminar las alteraciones
conducida y radial, y como mínimo un relevador (RL) que está
controlado por la unidad de control electrónico (ECU) y puede
funcionar por un circuito de tecla, estando un diodo de potencia
(P_{p}) y la resistencia (R_{z}) conectados en serie y
dispuestos globalmente en paralelo con la rama eléctrica
interceptada por el relevador, actuando dicha unidad de control
electrónico (ECU) en base del voltaje aplicado a dicha resistencia
(R_{z}) para alimentar una señal por el funcionamiento de dicho
relevador (RL) en el momento en el que el voltaje en dicha
resistencia (R_{z}) desciende por debajo de un valor
predetermina-
do.
do.
22. Motor, según la reivindicación 1 ó 21,
caracterizado porque el valor del voltaje controlado
(V_{c}) en el que dicho condensador (C) es cargado, es igual a 1,5
veces el valor del voltaje en dicha fuente de voltaje (V_{b}),
estando formados los arrollamientos de los inductores (L_{f1}) de
dicha primera submáquina (M1) colocando en paralelo un número de
conductores igual a tres veces el número de conductores utilizados
para los arrollamientos de los inductores (L_{f2}) de dicha
segunda submáquina (M2) y poseyendo la misma sección
transversal.
23. Motor, según la reivindicación 1,
caracterizado porque dicho motor es una máquina eléctrica
unipolar de dos fases con cuatro arrollamientos inductores, en el
que dos de dichos arrollamientos están separados inductivamente
entre sí para formar la primera submáquina (M1) y los otros dos
están acoplados inductivamente entre sí para formar la segunda
submáquina (M2), actuando el controlador de dicha segunda submáquina
(M2) a través, como mínimo, de dos transistores MOS a efectos de
utilizar los diodos parásitos de dichos transistores para
recuperación de ener-
gía.
gía.
24. Motor, según la reivindicación 5,
caracterizado porque la unidad de control electrónico (ECU)
proporciona control del voltaje (V_{c}) en el condensador (C), de
manera tal que:
V_{c} \geq V_{b} + E_{f1} +
E_{m1}
en la
que
V_{b} es el voltaje de alimentación
E_{f1} es el valor final por semionda de cada
uno de los arrollamientos de la submáquina (M1)
E_{m1} es la emf inducida debido a acoplamiento
no deseable entre los arrollamientos de la submáquina (M1).
25. Motor, según la reivindicación 1 ó 21,
caracterizado porque si el valor del voltaje controlado
(V_{c}) al que se carga dicho condensador (C) es superior a 1,5
veces el valor del voltaje sobre dicha fuente de voltaje (V_{b}),
se dispone un circuito electrónico para controlar la corriente en la
fase desconectada.
\newpage
26. Motor, según la reivindicación 25,
caracterizado porque dicho circuito electrónico proporciona
una señal pwm alimentada a la puerta del correspondiente MOSFET para
prolongar artificialmente el intervalo de conducción de cada fase de
la submáquina M1.
27. Motor, según las reivindicaciones 25 y 26,
caracterizado por la disposición de una programación lógica
para desconectar definitivamente dicha señal pwm una vez que la
corriente de dicha fase alcanza valor cero.
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