JP4406875B2 - リニアモータ用通電制御回路 - Google Patents

Description

本発明は、電子部品などの搬送手段として使用されるリニアモータの通電制御を行うリニアモータ用通電制御回路に関する。

半導体デバイスや各種ディスプレイの製造設備においては、高精度の位置決めを必要とする部品の移動手段として、３相の可動コイル型又は可動磁石型ブラシレスリニアモータが使用されている。可動コイル型ブラシレスリニアモータは、例えば、固定子として相隣る磁極が交互に異なる極性となるように複数の界磁磁石を可動子の移動方向に配置し、電気角で２π／３ずつ位相をずらした３相のコイルを正弦波状の磁束密度分布を有する磁気空隙を介して界磁磁石に対向配置し、各コイルにホール素子を配置した基本構造を有する。ホール素子は界磁磁石の磁束の大きさと向きを検出し、それに対応する大きさと向きの正弦波駆動電流を各コイルに通電する。これにより、１２０°（２π／３）ずつ位相のずれた電流がコイルに入力されるので、一定の推力が得られる。また可動磁石型ブラシレスリニアモータは、例えばリニアスケールによって可動子（磁石）の磁極を検出し、駆動回路によって固定子（コイル）を所定の極性に磁化させ可動子（磁石）を直線運動させるものである。

上述したブラシレスリニアモータは、直流電流を通電制御回路を構成するインバータ回路に入力しそこで数ＫＨｚ〜数１０ＫＨｚのスイッチング周波数でパルス幅変調（ＰＷＭ）が行われ（パルス幅及び極性が制御されたゲート信号が各スイッチ素子に与えられ各スイッチ素子のオン・オフ制御が行われる）、所定の正弦波電流が可動コイル又は固定コイルに出力されることにより駆動される。リニアモータの高性能化のためには、通電制御回路から出力される電流のリップルを低減し、また周波数特性を向上することが必要であり、そのためにはインバータ回路のスイッチング周波数を高めることが必要とされる。しかるに、通電制御回路と負荷を接続するケーブルや負荷に高周波電流が流れると、ケーブルや負荷から外部に輻射するノイズが発生するので、スイッチ素子と出力端子との間に平滑回路を設けることが行われている。

例えば特許文献１には、２組のスイッチング素子を交互にオン・オフ制御することによりＰＷＭパルスを発生するスイッチ回路と負荷が接続される出力端子との間に平滑回路を設けると共に、平滑回路は各出力端子とスイッチ回路のＧＮＤとの間に接続することが記載されている。

この他にも、ノイズ低減を図るために、図８に示す通電制御回路が提案されている。この通電制御回路においては、直流電源Ｅ１に、例えばＮＰＮ型トランジスタからなる２つのスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を含むスイッチ回路１が接続され、スイッチ素子Ｓ１のエミッタとスイッチ素子Ｓ２のコレクタとの間に、インダクタＬ５とコンデンサＣ２からなる平滑回路５と、出力端子４ａ、４ｂが接続され、出力端子４ａ、４ｂ間には負荷（例えば可動コイル）６が接続されるとともに、負荷６とＧＮＤ間に直流電源Ｅ２が接続されている。各スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２のベースは、スイッチ制御回路２を介してフィードバック回路３に接続され、フィードバック回路３は電流検出器７を介して負荷６に接続されている。各スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２のコレクタとエミッタ間には、スイッチ素子を保護するためにダイオードＤ１、Ｄ２が接続されている。図８の回路構成によれば、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の中点と出力端子４ａ、４ｂ間に平滑回路５が設けられているので、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の中点と出力端子４間の輻射ノイズを低減することができる。

しかしながらスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２で使用する電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）などに内蔵されているダイオードは逆回復時間により、例えばスイッチ素子Ｓ１がオンからオフに切り替わる時にインダクタＬ５に蓄積された電気エネルギーは、ダイオードＤ１により電源側に回生される。この時スイッチ素子Ｓ２がオンすることにより、おおよそ逆回復時間分、ダイオードＤ１とスイッチ素子Ｓ２との間に短絡電流が流れ、大きな電力損失やノイズが発生する。これによりスイッチ素子の破損や不安定動作を招来するという欠点がある。そこで、図９に示すように、図８の回路構成に加えて、直流電源Ｅ１とスイッチ素子Ｓ１との間にインダクタＬ６とダイオードＤ５を並列に接続し、短絡電流の発生を防止することが提案されている。しかしながら、図９の通電制御回路によれば、インダクタＬ６とダイオードＤ５には出力電流と略同等の電流が流れるので、ここでの電力損失が生ずるという別の問題が発生する。

さらに、ＰＷＭ制御を行う通電制御回路では、消費電力を低減するために、２つのスイッチ素子の間に接続されたコイル（負荷）に蓄積された電気エネルギーを放電させる回生ダイオードを設け、コイルに流れる負荷電流が目標値よりも小さい時は、コイルより下流側のスイッチング素子を強制的に導通状態にして、コイルに蓄積された電気エネルギーを、そのスイッチング素子と回生ダイオードとコイルからなる閉回路に循環流通させることが提案されている（特許文献２参照）。

特開２００３−８８１７０号公報（第２〜３頁、図１、図２） 特開２００２−１１２５３６号公報（第３〜４頁、図１）

特許文献２に記載された回路構成によれば、消費電力を低減することはできるが、負荷電流の値が目標値よりも小さい時にコイルの下流側のスイッチング素子を強制的に導通状態にするための転流経路制御回路とそこから出力された制御信号をスイッチング素子に入力するためのＯＲ回路が必要となる。このように従来のＰＷＭ制御を行うインバータ回路は、消費電力の低減は可能であるが、回路が大型化し、またコストの増大を伴うので、実用性の点で難点がある。

従って本発明の目的は、コストの増大及び大型化を伴わずに、輻射ノイズと消費電力を低減することができるリニアモータ用通電制御回路を提供することである。

上記目的を達成するために、本発明のリニアモータ用通電制御回路は、コレクタ側が直流電圧源に接続される２つのスイッチ素子と各スイッチ素子に並列に接続されたダイオードを有するスイッチ回路と、前記スイッチ回路と端子間に負荷が接続される一対の出力端子との間に接続される平滑回路であって、磁気的に結合されかつ前記スイッチ素子のオン・オフの切り替え時に見掛け上漏れインダクタが形成される結合度を有する２つのインダクタと前記２つのインダクタの結線部に前記負荷と並列になるように接続されたコンデンサを含み、一方の前記インダクタは一方の前記スイッチ素子のエミッタ側に接続され、他方の前記インダクタは他方の前記スイッチ素子のコレクタ側に接続され、かつ前記２つのスイッチ素子と前記インダクタとが直列回路を構成する平滑回路と、一方の前記スイッチ素子のコレクタと他方の前記スイッチ素子のコレクタとの間及び一方の前記スイッチ素子のエミッタと他方の前記スイッチ素子のエミッタとの間にそれぞれ接続された回生用ダイオードと、前記スイッチ素子を交互にオン・オフ制御することによりＰＷＭパルスを発生するスイッチ制御回路と、前記一対の出力端子のうちＧＮＤ側の出力端子と前記コンデンサのＧＮＤ側端子との間に接続された直流電源を備え、前記スイッチ素子のオン・オフの切り替え時に、一方の漏れインダクタにより前記ダイオードの逆回復時間に起因する短絡電流が阻止されるか、あるいは前記各インダクタ及び漏れインダクタに蓄積された電気エネルギーが前記直流電圧源又は前記直流電源に回生されることを特徴とするものである。

本発明のリニアモータ用通電制御回路は、前記直流電圧源と前記スイッチ回路との間に平滑用コンデンサが接続されていることが好ましい。

本発明によれば、ＰＷＭパルスを発生するスイッチ回路と出力端子との間に、磁気結合されたインダクタを含む平滑回路が設けられているので、スイッチング周波数を高周波化することによる輻射ノイズを低減することができる。さらに磁気結合されたインダクタの漏れインダクタにより、スイッチ素子を保護するためのダイオードの逆回復時間に起因する短絡電流を阻止し、電力損失を低減することができる。しかも本発明によれば、インダクタンス、コイル及びダイオードといった受動部品を付加するだけなので、小型でかつ低コストのリニアモータ用通電制御回路を実現することができる。

以下本発明の詳細を添付図面により説明する。
図１は本発明のリニアモータ用通電制御回路の構成を示す図である。通電制御回路は、平滑コンデンサＣ１を介して直流電源Ｅ１に接続された、２個のスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２とダイオードＤ１、Ｄ２を含むスイッチ回路１と、スイッチ回路１の駆動を制御するスイッチ制御回路２と、電流検出器７を介してスイッチ制御回路２に制御信号を供給するフィードバック回路３と、各スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２と出力端子４ａ、４ｂとの間に接続される平滑回路５と、出力端子４ａ、４ｂ間に接続される負荷６と、出力端子４ｂとＧＮＤ間に接続される直流電源Ｅ２と、スイッチ素子Ｓ１のコレクタとスイッチ素子Ｓ２のコレクタの間に接続された回生ダイオードＤ３と、スイッチ素子Ｓ１のエミッタとスイッチ素子Ｓ２のエミッタの間に接続された回生ダイオードＤ４を有している。直流電源Ｅ１は、例えば商用交流電流を直流に変換するスイッチングレギュレータ（図示を省略）に接続されている。図１では、各スイッチ素子として、例えばＮＰＮ型トランジスタを使用した例を示す。

上記の通電制御回路によれば、スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２を交互にオン・オフすることにより、図２に示す原理でＰＷＭ制御が行われる。図２は、５０％の振幅変調を行った場合のタイミングチャートである。直流電源Ｅ１から所定の電圧を入力すると、スイッチ素Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２は、所定の周波数（ｆｓ）で同期して交互にオン・オフを繰り返す。ここで、デューティー比Ｄ＝Ｔａ／Ｔｂ（Ｔａ：時間幅、Ｔｂ：周期）とすると、出力電圧の平均値はデューティー比Ｄに比例するので、時間幅Ｔａを制御することにより、出力電圧を調整することができる。スイッチング周波数（ｆｓ）は、１／Ｔｂで与えられ、通常数ＫＨｚ〜数１００ＫＨｚの間に設定される。従って、ｔ０−ｔ１間では、スイッチ素子Ｓ１のデューティー比（Ｄａ）はスイッチ素子Ｓ２のデューティー比（Ｄｂ）に等しくなる。ｔ１−ｔ２及びｔ２−ｔ３間でのデューティー比の大小関係は、Ｄａ＞Ｄｂとなる。ｔ３−ｔ４、ｔ４−ｔ５及びｔ５−ｔ６間のデューティー比の大小関係は、Ｄａ＜Ｄｂとなる。

出力端子４ａとＧＮＤ間の出力電圧をＶoとすると、ｔ０〜ｔ６の間で、出力端子４ａとＧＮＤ間の電圧波形から直流電源Ｅ２の電圧波形［１／２・Ｖｉ］を差し引いた電圧波形を有する電流が出力端子４ａ、４ｂ間に流れる。従って、ｔ０−ｔ１間ではスイッチ素子Ｓ１のデューティー比Ｄａとスイッチ素子Ｓ２のデューティー比ＤｂがＤａ＝Ｄｂの関係にあるため、出力電圧（Ｖo）は入力電圧の１／２の値［１／２・Ｖｉ］となり負荷６には電流は流れない。Ｄａ＞Ｄｂの時は、Ｖo＞１／２・Ｖｉとなり、一方Ｄａ＜Ｄｂの時はＶo＜１／２・Ｖｉとなる。

スイッチ回路１と出力端子４ａ、４ｂの間に設けられた平滑回路５は、磁気的に結合された２つのインダクタＬ１、Ｌ２とコンデンサＣ２を含む。この平滑回路５を設けることにより、出力端子４ａ、４ｂ間の電圧はＧＮＤレベルに対して平滑化され、各スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を高周波でオン・オフ制御しても輻射ノイズの発生を低減することができる。

図１に示す通電制御回路によれば、スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２を交互にオン・オフすることにより、図３及び図４に示すような電流の流れが生じる。すなわちスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２のデューティー比がＤａ＜Ｄｂの場合は、スイッチ素子Ｓ１がオフでスイッチ素子Ｓ２がオンすると、図３に示すように、直流電源Ｅ２から負荷６→インダクタＬ２→スイッチ素子Ｓ２→ＧＮＤと流れる電流Ｉａ（図３に実線で示す）が発生する。ここで、例えばダイオードＤ１に流れる電流の向きが切り替わる時に、例えば１００ｎｓ程度の逆回復時間が発生するので、ダイオードＤ１に短絡電流が流れようとする。この時、磁気結合されたインダクタＬ２からインダクタＬ１へ誘導される起電力は、これらの結合度に応じて見掛け上形成される漏れインダクタＬ３により阻止され、ダイオードＤ１の逆回復時間に起因する短絡電流を阻止することができる。次に、スイッチ素子Ｓ１がオンで、スイッチ素子Ｓ２がオフの場合は、インダクタＬ１、Ｌ２及び漏れインダクタＬ３、Ｌ４に蓄積された電気エネルギーは、回生ダイオードＤ３→直流電源Ｅ１と流れる電流Ｉｂ（図３に破線で示す）が発生するので、電源側に回生され、もって電力損失を低減することができる。

一方、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２のデューティー比がＤａ＞Ｄｂの場合は、スイッチ素子Ｓ１がオンで、スイッチ素子Ｓ２がオフすると、図４に示すように、直流電源Ｅ１からスイッチ素子Ｓ１→インダクタＬ１→負荷６→インダクタＬ２→直流電源Ｅ２と流れる電流Ｉｃ（図４に実線で示す）が発生する。この時、磁気結合されたインダクタＬ１からインダクタＬ２へ誘導される起電力は、これらの結合度に応じて見掛け上形成される漏れインダクタＬ４に阻止され、ダイオードＤ２の逆回復時間に起因する短絡電流を阻止することができる。次に、スイッチ素子Ｓ１がオフで、スイッチ素子Ｓ２がオンの場合は、インダクタＬ１、Ｌ２及び漏れインダクタＬ３、Ｌ４に蓄積された電気エネルギーは、インダクタＬ１→直流電源Ｅ２→ＧＮＤと流れる電流Ｉｄ（図４に一点鎖線で示す）が発生するので、負荷側に回生され、もって電力損失を低減することができる。

なおダイオードの逆回復時間は、ダイオードに流れる電流が、順方向（Ｉ_Ｆ）から逆方向に切り替わると、一瞬大きな逆回復電流Ｉ_Ｒが流れることにより発生する。ここで順方向電流をｄｉ／ｄｔの電流変化でターンオフさせる場合の電流波形を模式的に示すと図５で表される。図５において、逆回復電流Ｉ_Ｒの９０％と５０％の２点で回復時のｄｉ／ｄｔを決定し、ｄｉ／ｄｔと時間軸との交点ｔ_ａとｔ_ｂとの差を求めるとその値が逆回復時間ｔ_ｒｒとなる。

図１に示す通電制御回路と図８に示す通電制御回路のスイッチ素子Ｓ２の電圧波形（Ｖ_Ｄ−Ｓ）、電流波形（Ｉ_Ｄ）及び電力損失（Ｖ_Ｄ−Ｓ＊Ｉ_Ｄ）を比較した結果を図６及び図１０により説明する。電圧波形、電流波形及び電力損失は、入力電圧（Ｅ１）＝ＤＣ１８０Ｖ、出力を１Ａとして測定した結果を表す。図７から、図１に示す通電制御回路においては、回生ダイオードを設けることにより、出力電流の極大値は小さく、短絡電流が確実に阻止され、その結果電力損失も僅かであることがわかる。一方、図７に示す通電制御回路によれば、出力電流の極大値は大きな値を示し、大きな短絡電流が流れ、よって電力損失が増大することがわかる。したがって図７と図１０との比較から、本発明によれば消費電力を低減できることがわかる。

図７は本発明の他の実施の形態に係わるリニアモータ用通電制御回路を示す回路図である。この通電制御回路は、図１に示す、直流電源Ｅ１、コンデンサＣ１、スイッチ回路１、スイッチ制御回路２、フィードバック回路３、回生ダイオードＤ３、Ｄ４、平滑回路５を含む回路ブロック１０を３組備え、各回路ブロック１０に負荷６ａ、６ｂ、６ｃ（Ｙ型結線されたコイル）を接続し、各負荷に直流電源Ｅ２を接続することにより構成されている。この通電制御回路によれば、図１の回路と同様に、ＰＷＭパルスを発生する３つのスイッチ回路１と出力端子との間に、各々磁気結合されたインダクタを含む平滑回路５が設けられているので、スイッチング周波数を高周波化することによる輻射ノイズを低減することができる。さらに磁気結合されたインダクタＬ１、Ｌ２の漏れインダクタＬ３、Ｌ４により、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２のダイオードＤ１、Ｄ２の逆回復時間に起因する短絡電流が阻止され、電力損失を低減することができる。この通電制御回路は、３相ブラシレスリニアモータの通電を制御する回路に好適である。

本発明の実施の形態に係わるリニアモータ用通電制御回路を示す回路図である。 図１の通電制御回路のタイミングチャートを示す図である。 図１の通電制御回路の電流モードを示す図である。 図１の通電制御回路の電流モードを示す図である。 ダイオードの逆回復時間が発生する時の電流波形を模式的に示す図である。 図１の通電制御回路におけるスイッチ素子の電圧波形、電流波形及び電力損失を示す図である。 本発明の他の実施の形態に係わるリニアモータ用通電制御回路を示す回路図である。 従来のリニアモータ用通電制御回路の一例を示す回路図である。 従来のリニアモータ用通電制御回路の他の例を示す回路図である。 従来の通電制御回路におけるスイッチ素子の電圧波形、電流波形及び電力損失を示す図である。

符号の説明

１：スイッチ回路
２：スイッチ制御回路
３：フィードバック回路
４ａ、４ｂ：出力端子
５：平滑回路
６、６ａ、６ｂ、６ｃ：負荷
７：電流検出器
１０：回路ブロック
Ｅ１、Ｅ２：直流電源
Ｓ１、Ｓ２：スイッチ素子
Ｌ１、Ｌ２：インダクタ、Ｌ３、Ｌ４：漏れインダクタ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６：コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２：ダイオード
Ｄ３、Ｄ４：回生ダイオード

Claims (2)

1. コレクタ側が直流電圧源に接続される２つのスイッチ素子と各スイッチ素子に並列に接続されたダイオードを有するスイッチ回路と、前記スイッチ回路と端子間に負荷が接続される一対の出力端子との間に接続される平滑回路であって、磁気的に結合されかつ前記スイッチ素子のオン・オフの切り替え時に見掛け上漏れインダクタが形成される結合度を有する２つのインダクタと前記２つのインダクタの結線部に前記負荷と並列になるように接続されたコンデンサを含み、一方の前記インダクタは一方の前記スイッチ素子のエミッタ側に接続され、他方の前記インダクタは他方の前記スイッチ素子のコレクタ側に接続され、かつ前記２つのスイッチ素子と前記インダクタとが直列回路を構成する平滑回路と、一方の前記スイッチ素子のコレクタと他方の前記スイッチ素子のコレクタとの間及び一方の前記スイッチ素子のエミッタと他方の前記スイッチ素子のエミッタとの間にそれぞれ接続された回生用ダイオードと、前記スイッチ素子を交互にオン・オフ制御することによりＰＷＭパルスを発生するスイッチ制御回路と、前記一対の出力端子のうちＧＮＤ側の出力端子と前記コンデンサのＧＮＤ側端子との間に接続された直流電源を備え、前記スイッチ素子のオン・オフの切り替え時に、一方の漏れインダクタにより前記ダイオードの逆回復時間に起因する短絡電流が阻止されるか、あるいは前記各インダクタ及び漏れインダクタに蓄積された電気エネルギーが前記直流電圧源又は前記直流電源に回生されることを特徴とするリニアモータ用通電制御回路。
2. 前記直流電圧源と前記スイッチ回路との間に平滑用コンデンサが接続されていることを特徴とする請求項１記載のリニアモータ用通電制御回路。

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