JP2011078195A - モータ及びそれを備えたモータ駆動システム - Google Patents

Abstract

【課題】電源電圧に起因する電圧変動は平滑化できないがインバータ部のスイッチング素子のスイッチング動作時に生じる電圧変動を平滑化できるような容量のコンデンサを備えた電力変換装置によって駆動制御されるモータにおいて、該モータに供給される電力の脈動に起因する振動や騒音、損失の増加などを低減できるような構成を提供する。
【解決手段】三相交流モータ（4）を、交流電源（3）の電源電圧に起因する電力変動を平滑化可能なように、ｑ軸のインダクタンスがｄ軸のインダクタンスよりも所定以上、大きい構成とする。
【選択図】図２

Description

本発明は、コンバータ部及びインバータ部を有する電力変換装置によって駆動制御されるモータに関するものである。

従来より、交流電源の交流電力を整流するコンバータ部と、該コンバータ部の出力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ部と、を備えた電力変換装置によって駆動制御されるモータが知られている。従来、モータを駆動制御するための電力変換装置には、交流電源の電源電圧に起因する電圧変動を平滑化するために、上記コンバータ部の出力側に、電解コンデンサなどの比較的、容量の大きいコンデンサが設けられている。

一方、例えば特許文献１に開示されるように、電源電圧に起因する電圧変動を平滑化可能な静電容量の大きい電解コンデンサを、インバータ部のスイッチング素子のスイッチング動作時に生じる電圧変動のみを平滑化可能な小容量のコンデンサに変更することにより、整流部分の小型化やコスト低減などを図る構成が知られている。

特開２００２−５１５８９号公報

ところで、上述のように、平滑コンデンサを、インバータ部のスイッチング素子のスイッチング動作時に生じる電圧変動のみを平滑化可能な容量のコンデンサに変更した場合、このコンデンサでは、交流電源の電源電圧に起因する電圧変動を、平滑コンデンサのように平滑化することができない。そのため、その電圧変動がほぼそのままモータ側へ供給され、該モータでトルクの脈動が発生する。そうすると、モータの回転速度が変動して該モータでの振動や騒音が増大してしまう。

また、上述のような小容量のコンデンサを有する電力変換装置では、モータ側へ供給する電流も脈動するため、モータ巻線に発生する銅損も大幅に増加してしまう。さらに、このようにモータの電流が脈動すると、モータ内部に発生している磁束も脈動することになるので、鉄損も増加する。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、電源電圧に起因する電圧変動は平滑化できないがインバータ部のスイッチング素子のスイッチング動作時に生じる電圧変動は平滑化できるような容量のコンデンサを備えた電力変換装置によって駆動制御されるモータにおいて、該モータに供給される電力の脈動に起因する振動や騒音、損失の増加などを低減できるような構成を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明に係るモータ（4）では、交流電源（3）の電源電圧に起因する電力変動をモータ（4）側で吸収できるように、ｄｑ軸等価回路法で定義されるｑ軸のインダクタンスがｄ軸のインダクタンスに対して所定以上、大きくなるようにした。

具体的には、第１の発明では、交流電源（3）の交流電力を整流するコンバータ部（11）と、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、該スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって上記コンバータ部（11）の出力電力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ部（13）と、上記コンバータ部（11）の出力側に設けられ、上記交流電源（3）の電源電圧に起因する電圧変動は平滑化できないが、上記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作時に生じる電圧変動は平滑化可能な静電容量を有するコンデンサ（12a）と、を備えた電力変換装置（2）により駆動制御されるモータを対象とする。

そして、上記交流電源（3）の電源電圧に起因する電力変動を平滑化可能なように、ｑ軸のインダクタンスがｄ軸のインダクタンスよりも所定以上、大きいものとする。

以上の構成により、コンデンサ（12a）の静電容量が交流電源（3）の電源電圧に起因する電圧変動を平滑化できないような容量しかない場合でも、モータ（4）側でその電圧変動を吸収することができる。すなわち、モータ（4）内のｑ軸のインダクタンスがｄ軸のインダクタンスよりも所定以上、大きくなるように、該モータ（4）を構成することで、モータ（4）の内部に、上記電圧変動による電力変動を、ｑ軸のインダクタンスとｄ軸のインダクタンスとの差により定まる磁気随伴エネルギーとして蓄えることが可能となり、該モータ（4）によって電力変動を平滑化できる。よって、モータ（4）での振動や騒音の増大を防止できるとともに、銅損や鉄損などの損失の増大を防止できる。

上記第１の発明において、内部に複数の磁石（33）が埋設された回転子（31）を備えていて、該磁石（33）から生じる磁束が、モータ端子電圧が上記電力変換装置（2）の入力電圧以下となる所定の磁束になるように構成されているものとする（第２の発明）。

ここで、上記第１の発明のように、ｑ軸のインダクタンスをｄ軸のインダクタンスよりも大きくすると、モータ（4）の内部の磁束が大きくなる。磁石（33）が回転子（31）の内部に埋め込まれた埋込磁石型のモータ（ＩＰＭ）の場合には、回転子（31）内に、モータ（4）内部の磁束に加えて該回転子（31）の磁石（33）による磁束も生じているため、磁束の飽和やモータ端子電圧の増大などの問題が生じる。そうすると、モータ（4）の性能低下を招くとともに、モータ端子電圧が電力変換装置（2）の入力電圧を超えた場合にはモータ（4）が失速して停止する可能性もある。

これに対し、上述の構成のように、上記磁石（33）から生じる磁束が、モータ端子電圧がインバータ部の入力電圧以下となる所定の値になるように、モータ（4）を構成することで、回転子（31）内で磁束が飽和するのを抑制しつつ、モータ端子電圧が電力変換装置（2）の入力電圧を超えるのを防止できる。すなわち、上述のように、ｑ軸のインダクタンスをｄ軸のインダクタンスよりも所定以上、大きくすることによりモータ（4）の内部での磁束が増大しても、その分、上記磁石（33）の磁束を小さくすることで、モータ（4）内部での磁束の増大に起因する問題を解消することができる。

したがって、コンデンサ（12a）の静電容量が交流電源（3）の電源電圧に起因する電圧変動を平滑化できないような容量しかない場合でも、モータとしての機能を損なうことなく、モータ（4）の振動や騒音、損失の増大を防止することができる。

上記第１または第２の発明において、内部に複数の磁石（33）が埋設された回転子（31）は、該磁石（33）が、回転子（31）内のｑ軸の磁束が該磁石（33）の磁気抵抗により阻害されないような径方向位置に配置されているものとする（第３の発明）。

これにより、固定子（21）側から生じるｑ軸の磁束と該回転子（31）内の磁石（33）から生じる磁束とによって回転子（31）内でｑ軸の磁束が該磁石（33）の磁気抵抗により阻害されることなく、ｑ軸の磁束を大きくすることができる。したがって、モータとしての機能が損なわれることなく、上記第１の発明の構成を実現できる。

特に、上記第３の発明において、上記磁石（33）は、該磁石（33）における上記回転子（31）の軸心に最も近い部分が、該回転子（31）において磁極となる部分の径方向厚みの１／２以下の径方向位置に位置付けられるように、該回転子（31）内に配置されているのが好ましい（第４の発明）。こうすることで、回転子（31）の磁極表面積の１／２となる磁束の流出入面積と回転子（31）内部の磁束通過面積とが等しい面積となり、該回転子（31）の内部の磁束の飽和をより確実に且つ大幅に緩和することが可能となり、ｑ軸の磁束をさらに増大させることが可能となる。

また、上記第１から第４の発明のうちいずれか一つにおいて、内部に複数の磁石（33）が埋設された回転子（31）は、該複数の磁石（33）同士間での磁束の短絡を防止するための磁束バリア部（32b）を備えていて、該磁石（33）及び磁束バリア部（32b）がｑ軸の磁束の流れに沿うように設けられているものとする（第５の発明）。

これにより、回転子（31）内に、磁束の漏れが少ないｑ軸の磁束の流れを形成することができ、該ｑ軸の磁束を増大させることができる。したがって、モータ（4）内でのｑ軸のインダクタンスをｄ軸のインダクタンスに比べてより確実に大きくすることができ、上記第１の発明の構成をより確実に実現できる。

また、上記第１から第５の発明のうちいずれか一つにおいて、内部に複数の磁石（33）が埋設された回転子（31）は、該磁石（33）における回転子（31）の径方向の厚みが該回転子（31）と固定子（21）との間のエアギャップの４倍以上であるものとする（第６の発明）。

こうすることで、回転子（31）内のｄ軸の磁束の流れが阻害されるため、該ｄ軸の磁束を小さくすることができ、モータ（4）内のｄ軸のインダクタンスを小さくすることができる。したがって、この構成によっても、上記第１の発明の構成を実現できる。

また、上記第１から第６の発明のうちいずれか一つにおいて、上記複数の磁石（33）は、ｑ軸の磁束の流れに沿いつつ且つ一部の磁石（33）が上記回転子（31）の径方向に互いに並列になるように、該回転子（31）内に配置されているものとする（第７の発明）。

これにより、ｄ軸の磁束は回転子（31）内に径方向に並列に並んだ磁石（33）によって小さくなるとともに、ｑ軸の磁束はその流れに沿うように配置された磁石（33）によって大きくなる。したがって、ｑ軸のインダクタンスとｄ軸のインダクタンスとの差をより確実に大きくすることができ、モータ（4）で電力の変動をより確実に吸収することができる。

第８の発明は、モータ駆動システムに関する。具体的には、上記電力変換装置（2）と、第１から第７の発明のうちいずれか一つに記載のモータ（4）と、を備えているものとする。

以上の構成により、電力変換装置（2）側で電源電圧に起因する電力変動を吸収できない場合でも、モータ（4）側で電力変動を吸収することができ、低振動、低騒音及び高効率でモータ（4）を駆動させることができる。

本発明に係るモータ（4）によれば、電力変換装置（2）に、交流電源（3）の電源電圧に起因する電圧変動は平滑化できないが、インバータ部（13）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作時に生じる電圧変動は平滑化可能な静電容量を有するコンデンサ（12a）を用いた場合でも、モータ（4）側で電力変動を吸収することができる。したがって、従来よりも低振動、低騒音及び高効率で駆動するモータ（4）を実現できる。

また、第２の発明によれば、上記第１の発明のような構成にしても、モータ端子電圧が電力変換装置（2）の入力電圧を超えることがないので、モータ（4）が失速せずに正常に回転動作することができる。

また、第３の発明によれば、回転子（31）内のｑ軸の磁束を、磁石（33）の磁気抵抗によって阻害されることなく大きくすることができる。したがって、モータ（4）としての機能を損なうことなく該モータ（4）側で電力変動をより確実に吸収することができる。特に、第４の発明によれば、回転子（31）内でのｑ軸の磁束の飽和をより確実に且つ大幅に緩和することができ、ｑ軸の磁束の更なる増大を図れる。

また、第５の発明によれば、回転子（31）内に磁束の漏れが少ないｑ軸の磁束の流れを形成できるため、該ｑ軸の磁束を大きくすることができる。したがって、ｑ軸のインダクタンスを大きくしてモータ（4）内部に多くの電力を蓄えることが可能になる。

また、第６の発明によれば、回転子（31）内のｄ軸の磁束を小さくすることができるため、ｑ軸のインダクタンスとｄ軸のインダクタンスとの差を大きくすることができ、モータ（4）内に多くの電力を蓄えることが可能になる。

また、第７の発明によれば、回転子（31）内のｄ軸の磁束を小さくしつつ、ｑ軸の磁束を大きくすることができるため、モータ（4）内により多くの電力を蓄えることが可能になり、電力変動をより確実に平滑化することができる。

さらに、第８の発明に係るモータ駆動システム（1）によれば、従来よりも、低振動、低騒音及び高効率でモータ（4）を駆動させることができる。

図１は、本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの概略構成を示す回路図である。 図２は、三相交流モータの概略構成を示す断面図である。 図３は、（Ａ）電力が変動している場合、（Ｂ）モータによって平滑化した場合をそれぞれ概略的に示す波形図である。 図４は、エアギャップに対する磁石の厚みの倍数と、理想的なＬqとＬdとの差に対する比率と、の関係を示す図である。 図５は、その他の実施形態に係るモータの回転子の概略構成を示す断面図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものではない。

−モータ駆動システムの全体構成−
本発明の実施形態に係るモータ駆動システム（1）の概略構成を図１に示す。このモータ駆動システム（1）は、電力の変換を行う電力変換装置（2）と、該電力変換装置（2）に電力を供給する交流電源（3）と、該電力変換装置（2）によって駆動制御される三相交流モータ（4）と、を備えている。

上記電力変換装置（2）は、コンバータ回路（11）（コンバータ部）と、コンデンサ（12a）を有するコンデンサ回路（12）と、インバータ回路（13）（インバータ部）とを備えていて、単相の交流電源（3）から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、三相交流モータ（4）に供給するように構成されたものである。なお、この三相交流モータ（4）は、例えば、空気調和機の冷媒回路に設けられる圧縮機を駆動するためのものである。

上記コンバータ回路（11）は、上記交流電源（3）に接続され、交流の電圧を整流するように構成されている。このコンバータ回路（11）は、複数（本実施形態では４つ）のダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されてなるダイオードブリッジ回路であり、上記交流電源（3）に対して接続されている。

上記コンデンサ回路（12）は、上記コンバータ回路（11）とインバータ回路（13）との間に設けられている。このコンデンサ回路（12）は、例えばフィルムコンデンサなどによって構成されたコンデンサ（12a）を備えている。このコンデンサ（12a）は、インバータ回路（13）の後述するスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作時に生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有する。すなわち、上記コンデンサ（12a）は、上記コンバータ回路（11）によって整流された後の図３（Ａ）に示すような電圧（電源電圧に起因する電圧変動）を平滑化できない小容量のコンデンサである。

上記インバータ回路（13）は、上記コンバータ回路（11）の出力側に、上記コンデンサ（12a）に対して並列に接続されている。このインバータ回路（13）は、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）（例えば三相交流であれば６個）がブリッジ結線されてなる。すなわち、上記インバータ回路（13）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグを備えていて、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点がそれぞれ上記三相交流モータ（4）の各相の固定子コイル（23）に接続されている。

上記インバータ回路（13）は、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作によって、入力電圧を所定の周波数の三相交流電圧に変換して、上記三相交流モータ（4）へ供給するように構成されている。なお、本実施形態では、上記各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）に対して、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列に接続されている。

上記電力変換装置（2）は、上記インバータ回路（13）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）をスイッチング動作させるための制御回路（14）を備えている。この制御回路（14）は、上記交流電源（3）の電源電圧Ｖs、上記コンデンサ回路（12）の電圧Ｖdc、上記三相交流モータ（4）で検出される各相の電流ｉu，ｉv，ｉw及び角速度ωmに基づいて、上記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）に対してオンオフ信号を出力するように構成されている。

上記三相交流モータ（4）は、詳しくは後述するように、概略円筒状の固定子（21）と、その内側に配置される略円柱状の回転子（31）と、を備えている。この回転子（31）の内部には、複数の磁石（33）が埋設されている。すなわち、上記三相交流モータ（4）は、回転子（31）内に磁石（33）が埋設されたいわゆる埋込磁石型永久磁石同期電動機（ＩＰＭ）である。

−三相交流モータの構成−
ところで、上述のように、コンデンサ回路（12）内のコンデンサ（12a）が、インバータ回路（13）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって生じるリプル電圧しか平滑化できないような小容量のコンデンサの場合には、図３（Ａ）に示すような交流電源（3）の電源電圧に起因する電圧変動を平滑化できないため、電圧が脈動した状態で上記三相交流モータ（4）へ入力されることになる。

そうすると、上記三相交流モータ（4）に供給される電力も脈動しているため、トルクの脈動が発生して該三相交流モータ（4）の回転速度が変動し、該三相交流モータ（4）で発生する振動や騒音が増大する。しかも、三相交流モータ（4）へ流れる電流も脈動するため、実質的な実効電流の増加やピーク電流の増加により、該三相交流モータ（4）の巻線で発生する銅損が大幅に増加するとともに、三相交流モータ（4）の内部に発生する磁束も脈動して鉄損も大幅に増加する。

これに対し、本発明では、上記三相交流モータ（4）で電力の変動を吸収できるように、該三相交流モータ（4）を構成する。すなわち、上記電力の変動を吸収可能なように、モータ内でのｑ軸のインダクタンスがｄ軸のインダクタンスよりも所定以上、大きくなるように、上記三相交流モータ（4）を構成する。

まず、以下で、三相交流モータ（4）内にｑ軸のインダクタンスとｄ軸のインダクタンスとの差を設け、その差を所定以上にすることにより、上記電力の変動を吸収できる理由について説明する。

脈動している電力を平滑化するために必要な蓄電容量Ｗcは、平均必要電力をＰ、電源周波数をｆとすると、
Ｗc＝Ｐ／（２ｆ）／２×ｐｆ
となる。ここで、ｐｆは、或る時間内の電力の総和に対し、電力が平均値を上回った部分の電力と電力平均値との差の総和の割合を表している。このｐｆは、コンデンサ（12a）の容量がゼロの場合には約０．０７となる。

上式によれば、一般的な空調機において、例えば、Ｐ＝１［kW］、ｆ＝５０［Hz］を考えた場合、ｐｆ＝０．０７とすると、Ｗc＝０．３５［J］となる。

本実施形態において、上記三相交流モータ（4）は、回転子（31）内に磁石（33）が埋め込まれた埋込磁石型永久磁石同期電動機であるため、該磁石（33）によるトルク以外にも、固定子コイルのインダクタンス成分によって生じるリラクタンストルクを有する。このリラクタンストルクは、リラクタンスモータの磁気随伴エネルギーと同じなので、そのエネルギーＷLは、
ＷL＝Ｐn×１／２×（Ｌd−Ｌq）×ｉd×ｉq
で表される。

ここで、上記三相交流モータ（4）内のインダクタンス成分に蓄えることができるエネルギーＷLが、上記必要な蓄電容量Ｗcに対して、
ＷL≧Ｗc
であれば、上記電力の変動を上記三相交流モータ（4）で吸収することができる。

例えば、上述の平均必要電力Ｐ＝１［kW］のシステムの場合において、モータ電圧を１５０［V］、モータ電流位相を３０［deg］、モータ効率を９０［%］、モータ力率１、極対数２とすると、モータ電流Ｉは、
Ｉ＝１０００／０．９／１．０／（１５０×sqrt（３））＝４．２８［A］
となり、モータ電流を直流換算したときのｄ軸電流及びｑ軸電流は、それぞれ、
ｉd＝４．２８×sqrt（３）×sin（３０）＝３．７［A］
ｉq＝４．２８×sqrt（３）×cos（３０）＝６．４２［A］
となる。したがって、
ＷL＝２×１／２×（Ｌd−Ｌq）×３．７×６．４２≧０．３５
よって、
|Ｌd−Ｌq|≧０．１４７［H］
すなわち、ｑ軸のインダクタンスＬqとｄ軸のインダクタンスＬdとの差が、上記のような差であれば、上述のような条件下において、上記三相交流モータ（4）で電力の変動を吸収することができる。これにより、図３（Ｂ）に示すように、モータ（4）内での電力を平滑化することができる。ここで、平滑化とは、平均値に対して±１０％以内の電力変動を意味しており、効率等を考慮すると、５％以内の変動であるのが好ましい。

以下で、このような条件を満たす三相交流モータ（4）の具体的な構成について図２を用いて説明する。

既述のとおり、三相交流モータ（4）は、概略円筒状の固定子（21）と、その内側に配置される略円柱状の回転子（31）と、を備えている。固定子（21）は、複数の鋼板が積層されてなる固定子コア（22）と、該固定子コア（22）の一部に巻回された固定子コイル（23）と、を備えている。この固定子コア（22）は、略円筒状のコアバック部（22a）を有していて、その内周側に、内方に向かって突出する複数のティース部（22b）が設けられている。このティース部（22b）に上記固定子コイル（23）が巻回されている。

ここで、上記図２には、例示的に集中巻き型の固定子（21）が示されているが、この限りではなく、複数のティース部を跨ぐように固定子コイルが巻回された分布巻き型の固定子であってもよい。また、上記図２の例では、固定子（21）のスロット数を６としているが、この限りではなく、スロット数が７以上若しくは５以下であってもよい。

上記回転子（31）は、内部を回転軸（34）が挿通する略円筒状の回転子コア（32）と、該回転子コア（32）のスロット（32a）内に収納される略直方体状の複数の磁石（33）と、を備えている。この回転子コア（32）には、上記回転軸（34）の軸方向から視て該回転軸（34）を囲むように略矩形状に並んで８つのスロット（32a）が形成されている。これらのスロット（32a）は、２つのスロット（32a）が並列に並んで且つ各スロット（32a）が略円筒状の回転子コア（32）における円弧の弦となるように、該回転子コア（32）に形成されている。また、各スロット（32a）は、磁石（33）を収納可能な大きさに形成されているとともに、上記回転子コア（32）を軸方向に貫通するように形成されている。なお、後述するように、上記各スロット（32a）の両端部には、回転子コア（32）の径方向外方に向かって折曲した磁束バリア部（32b）が設けられている。

このように、上記磁石（33）を回転子（31）の径方向に２つ並んで配置することで、２つの磁石（33）によってｑ軸の磁束をより大きくすることができる一方、ｄ軸の磁束はより小さくすることができる。

また、上記図２に示すように、上記磁石（33）を回転子コア（32）の円弧の弦になるように配置することで、該磁石（33）はｑ軸の磁束の流れに沿うように配置されるため、磁束の漏れを少なくすることができ、ｑ軸の磁束を大きくすることができる。

上記スロット（32a）は、回転子（31）内でｑ軸の磁束が飽和しないような位置に設けられている。すなわち、従来のように磁石を回転子コアの外周面近くに配置するのではなく、磁石（33）の回転子外周側に位置する回転子コア（32）の径方向の厚みが大きくなって回転子（31）内でｑ軸の磁束が磁石（33）の磁気抵抗により阻害されないような回転子コア（32）内の位置に、磁石（33）を配置する。

特に、上記磁石（33）は、その上記回転子（31）の最も中心側に位置する部分が、該回転子（31）の磁極となる部分の径方向厚みの１／２以下の径方向位置に位置するように、回転子コア（32）内に配置されるのが好ましい。なお、上記磁極となる部分とは、本実施形態では回転子コア（32）に相当する。

以上のような構成にすることで、上記回転子（31）内での磁束の飽和を防止できるため、モータとしての機能を確保しつつ、ｑ軸の磁束を増大させることが可能となる。

上記回転軸（34）の軸方向から視て、上記各スロット（32a）の両端部には、内部に収納される磁石（33）同士の磁束が短絡するのを防止するための磁束バリア部（32b）が設けられている。具体的には、上記各スロット（32a）の両端部には、上記回転子コア（32）の径方向外方に向かって折曲する部分が設けられていて、当該部分が上記磁束バリア部（32b）として機能する。なお、この磁束バリア部（32b）は、各スロット（32a）の一部によって構成されるものに限らず、磁束の漏れを防止できるような部材によって構成されていてもよいし、複数に分割されていてもよい。

これにより、上記図２に示すように、磁石（33）が収納されるスロット（32a）及び磁束バリア部（32b）は、円弧を描くように回転子コア（32）に形成されるため、ｑ軸の磁束をより大きくすることができる。

ここで、三相交流モータ（4）内のｑ軸の磁束は、回転子（31）と固定子（21）との隙間、すなわちエアギャップｇによって理想的にはほぼ決まる一方、ｄ軸の磁束は、磁石（33）の厚みが大きいほど小さくなる点を考慮して、該磁石（33）は、エアギャップｇに対して所定の厚みを有するように構成されている。具体的には、図４に示すように、エアギャップｇに対する磁石（33）の厚みの倍数が大きくなるほど、ｑ軸のインダクタンスとｄ軸のインダクタンスとの差（図４では、エアギャップｇに対して磁石（33）の厚みが無限大に大きくなった場合のインダクタンスの理想的な差に対する割合）が大きくなるため、該インダクタンスの差が三相交流モータ（4）で電力の変動を吸収可能な値になるように、上記磁石（33）の厚みを決定する。特に、エアギャップｇに対して磁石（33）の厚みが４倍以上の場合には、上記理想的な差の８０％以上の値が得られることから、該磁石（33）の厚みがエアギャップｇに対して４倍以上であるのが好ましい。

ところで、上記三相交流モータ（4）におけるモータ端子電圧Ｖa及びモータ内部の磁束φは、それぞれ、下式によって表される。

Ｖa＝sqrt（（ωＬqＩq）^２＋ω^２×（φa＋ＬdＩd）^２）
φ＝sqrt（（ＬqＩq）^２＋（φa＋ＬdＩd）^２）
これらの式から分かるように、上述のようにＬqとＬdとの差を大きくすると、モータ内部の磁束φが大きくなり、回転子（31）の磁石（33）から発生する磁束φaと合わせると、磁束の飽和やモータ端子電圧Ｖaの上昇を招くことになる。モータ端子電圧Ｖaがインバータ部（13）の入力電圧を超えた場合には、上記三相交流モータ（4）が失速して停止する可能性がある。なお、上記各式中のＩdは、負の値であり、Ｌdを小さくした場合でも、φは大きくなる。

したがって、上記回転子（31）の磁石（33）から生じる磁束φaが、上記モータ端子電圧Ｖaがインバータ部（13）の入力電圧以下となる磁束になるように、該回転子（31）を構成する。具体的には、そのような磁束φaを生じる磁石を選定したり、上記回転子（31）の回転子コア（32）に設けられるスロット（32a）を磁石（33）に対して大きめ（磁石（33）の厚みに対して余裕を有するような寸法）に形成したりする。

上述のように、回転子コア（32）に設けるスロット（32a）を、磁石（33）に対して大きめに形成することで、該磁石（33）と回転子コア（32）との隙間に形成される空気層が磁気抵抗となり、結果として、該磁石（33）から生じる磁束φaを減じることになる。しかも、上述のように、スロット（32a）を磁石（33）に対して大きめに形成することで、該磁石（33）に厚み方向の寸法のバラツキがあっても該磁石（33）をスロット（32a）内に収納できるため、高精度に加工された磁石を用いる必要がなくなり、製造コストの低減を図れる。

なお、上述のように、上記磁石（33）から生じる磁束φaを、上記モータ端子電圧Ｖaがインバータ部（13）の入力電圧以下となる磁束にするのではなく、上記磁束φaとｑ軸のインダクタンス及びｄ軸のインダクタンスによる電機子反作用による磁束との和が、上記モータ端子電圧Ｖaがインバータ部（13）の入力電圧以下となる所望の磁束になるように、モータを構成してもよい。

−実施形態の効果−
以上より、上述の構成によれば、電力変換装置（2）によって駆動制御される三相交流モータ（4）を、ｑ軸のインダクタンスがｄ軸のインダクタンスよりも所定以上、大きくなるように構成して、上記電力変換装置（2）内のコンデンサ（12a）によって平滑化できないような電源電圧に起因する電力変動を、上記三相交流モータ（4）によって吸収するようにしたため、該三相交流モータ（4）での電力変動を抑制することができる。したがって、電力変動に起因する三相交流モータ（4）での振動や騒音、損失の増大を防止することができる。

詳しくは、上記三相交流モータ（4）において、回転子（31）内でｑ軸の磁束が磁石（33）の磁気抵抗により阻害されないように、磁石（33）を回転子（31）の回転軸（34）側に配置することで、回転子（31）内での磁束の飽和を抑制しつつ、上述のようなｑ軸のインダクタンスとｄ軸のインダクタンスとの差を実現することが可能になる。特に、上記磁石（33）を、回転子（31）の最も内方側に位置する部分が該回転子（31）において磁極となる部分の径方向厚みの１／２以下の位置に配置することで、回転子（31）内での磁束の飽和を大幅に緩和できるため、磁束の飽和によるモータ性能の低下を防止しつつ、ｑ軸の磁束の増大を図ることが可能になる。

また、上記回転子（31）内に、ｑ軸の磁束が形成されやすいように磁石（33）及び磁束バリア部（32b）を円弧状に設けることで、上述のようなｑ軸のインダクタンスとｄ軸のインダクタンスとの差をより確実に得ることができ、上記三相交流モータ（4）内で電力変動をより確実に平滑化することができる。

さらに、上記磁石（33）を、回転子（31）の径方向に２つ並べて配置することで、ｑ軸の磁束をより大きくすることができる一方、ｄ軸の磁束をより小さくすることができる。

また、上記磁石（33）の厚みを、回転子（31）と固定子（21）との間のエアギャップｇの４倍以上にすることで、ｑ軸のインダクタンスとｄ軸のインダクタンスとの差をより確実に大きくすることができる。

以上の構成において、上記磁石（33）から生じる磁束φaを、モータ端子電圧が電力変換装置（2）の入力電圧以下になるような値にすることで、回転子（31）内での磁束の飽和を抑制しつつ、モータ端子電圧が電力変換装置（2）の入力電圧を上回って三相交流モータ（4）が失速するのを防止できる。

《その他の実施形態》
上記実施形態については、以下のような構成としてもよい。

上記実施形態では、交流電源として単相の交流電源（3）を用いているが、この限りではなく、三相交流の交流電源を用いてもよい。当然のことながら、この場合には、６個のダイオードによってコンバータ回路を構成する必要がある。

また、上記実施形態では、磁石（33）を直方体状に形成しているが、この限りではなく、スロット（32a）及び磁束バリア部（32b）に沿って配置されるように、磁石を円弧状に形成してもよい。また、図５に示すように、回転子（41）において、複数の磁石（33）を、スロット（32a）及び磁束バリア部（32b）内に円弧状に配置してもよい。

また、上記実施形態では、磁石（33）を直方体状の均一な厚みとしているが、この限りではなく、磁石（33）が減磁しやすい部分を厚くするようにしてもよい。この場合には、例えば、固定子（21）で発生する磁界によって減磁する部分の磁石（33）を厚くする。さらに、上記磁石（33）の保磁力は均一でなくてもよい。この場合には、減磁しやすい部分の保磁力を増すことで減磁しにくい構造にすることができる。一方、減磁しにくい部分の保磁力を下げることによって、残留磁束密度を大きくして磁石（33）からの磁束密度を増大させることができ、モータトルクを増加させることができる。

以上説明したように、本発明は、電源電圧に起因する電圧変動は平滑化できないが、インバータ回路のスイッチング動作時に生じる電圧変動は平滑化可能な静電容量を有するコンデンサを備えた電力変換装置によってモータを駆動制御する場合に、特に有用である。

１ モータ駆動システム
２ 電力変換装置
３ 交流電源
４ 三相交流モータ（モータ）
１１ コンバータ回路（コンバータ部）
１２ａ コンデンサ
１３ インバータ回路（インバータ部）
２１ 固定子
３１、４１ 回転子
３２ 回転子コア
３２ａ スロット
３２ｂ 磁束バリア部
３３ 磁石
ｇ エアギャップ

Claims (8)

1. 交流電源（3）の交流電力を整流するコンバータ部（11）と、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、該スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって上記コンバータ部（11）の出力電力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ部（13）と、上記コンバータ部（11）の出力側に設けられ、上記交流電源（3）の電源電圧に起因する電圧変動は平滑化できないが、上記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作時に生じる電圧変動は平滑化可能な静電容量を有するコンデンサ（12a）と、を備えた電力変換装置（2）により駆動制御されるモータであって、
   上記交流電源（3）の電源電圧に起因する電力変動を平滑化可能なように、ｑ軸のインダクタンスがｄ軸のインダクタンスよりも所定以上、大きいことを特徴とするモータ。
2. 請求項１に記載のモータにおいて、
   内部に複数の磁石（33）が埋設された回転子（31）を備えていて、
   上記磁石（33）から生じる磁束が、モータ端子電圧が上記電力変換装置（2）の入力電圧以下となる所定の磁束になるように構成されていることを特徴とするモータ。
3. 請求項１または２に記載のモータにおいて、
   内部に複数の磁石（33）が埋設された回転子（31）は、該磁石（33）が、該回転子（31）内のｑ軸の磁束が該磁石（33）の磁気抵抗により阻害されないような径方向位置に配置されていることを特徴とするモータ。
4. 請求項３に記載のモータにおいて、
   上記磁石（33）は、該磁石（33）における上記回転子（31）の軸心に最も近い部分が、該回転子（31）において磁極となる部分の径方向厚みの１／２以下の径方向位置に位置付けられるように、該回転子（31）内に配置されていることを特徴とするモータ。
5. 請求項１から４のいずれか一つに記載のモータにおいて、
   内部に複数の磁石（33）が埋設された回転子（31）は、該複数の磁石（33）同士間での磁束の短絡を防止するための磁束バリア部（32b）を備えていて、該磁石（33）及び磁束バリア部（32b）がｑ軸の磁束の流れに沿うように設けられていることを特徴とするモータ。
6. 請求項１から５のいずれか一つに記載のモータにおいて、
   内部に複数の磁石（33）が埋設された回転子（31）は、該磁石（33）における回転子（31）の径方向の厚みが該回転子（31）と固定子（21）との間のエアギャップの４倍以上であることを特徴とするモータ。
7. 請求項１から６のいずれか一つに記載のモータにおいて、
   上記複数の磁石（33）は、ｑ軸の磁束の流れに沿いつつ且つ一部の磁石（33）が上記回転子（31）の径方向に互いに並列になるように、該回転子（31）内に配置されていることを特徴とするモータ。
8. 上記電力変換装置（2）と、
   請求項１から７のいずれか一つに記載のモータ（4）と、を備えていることを特徴とするモータ駆動システム。

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