JP2001224194A - 永久磁石同期モータの回転制御方法 - Google Patents
永久磁石同期モータの回転制御方法Info
- Publication number
- JP2001224194A JP2001224194A JP2000038080A JP2000038080A JP2001224194A JP 2001224194 A JP2001224194 A JP 2001224194A JP 2000038080 A JP2000038080 A JP 2000038080A JP 2000038080 A JP2000038080 A JP 2000038080A JP 2001224194 A JP2001224194 A JP 2001224194A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- magnetic flux
- permanent magnet
- motor
- cycle
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 モータ電流の連続性を確保し、また、負荷が
変動した場合も回転速度の変動を抑制できる方法を提供
する。 【解決手段】 永久磁石同期モータはインバータによっ
て供給され常時通電する三相交流電源で駆動され、該モ
ータの回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイルと鎖交
する磁束を求め、該磁束の周波数と前記モータに供給さ
れる前記三相交流電源の周波数を比較し、比較結果に応
じて前記インバータにより供給される三相交流電源の電
圧を増減させ、永久磁石同期モータの回転数が負荷の軽
重に係わらず変動しないようにする。
変動した場合も回転速度の変動を抑制できる方法を提供
する。 【解決手段】 永久磁石同期モータはインバータによっ
て供給され常時通電する三相交流電源で駆動され、該モ
ータの回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイルと鎖交
する磁束を求め、該磁束の周波数と前記モータに供給さ
れる前記三相交流電源の周波数を比較し、比較結果に応
じて前記インバータにより供給される三相交流電源の電
圧を増減させ、永久磁石同期モータの回転数が負荷の軽
重に係わらず変動しないようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般家庭用電気冷
蔵庫、エアコン、洗濯機等に使用される永久磁石同期モ
ータの回転制御方法に関する。
蔵庫、エアコン、洗濯機等に使用される永久磁石同期モ
ータの回転制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】永久磁石同期モータは回転子を永久磁石
で構成し、その周囲に固定子コイルを配設し、これに転
流回路を設けて固定子側コイルの電流切り換えを行って
回転磁界を作っている。しかし、モータを一定方向に回
転させるためには回転子の磁極の位置に対応してコイル
を励磁する必要がある。そのため、永久磁石同期モータ
では永久磁石の回転子の位置検出が必要となる。
で構成し、その周囲に固定子コイルを配設し、これに転
流回路を設けて固定子側コイルの電流切り換えを行って
回転磁界を作っている。しかし、モータを一定方向に回
転させるためには回転子の磁極の位置に対応してコイル
を励磁する必要がある。そのため、永久磁石同期モータ
では永久磁石の回転子の位置検出が必要となる。
【０００３】従来、家庭用電気冷蔵庫、エアコン、洗濯
機等に使用される永久磁石同期モータでは、その回転制
御方法として主に１２０度通電方式が広く用いられてい
る。１２０度通電方式では通常、永久磁石同期モータの
回転子の位置を検出するためセンサーを設け、このセン
サーの信号によって通電を切り換えて回転を制御してい
る。しかし、例えばコンプレッサの場合には高温高圧中
に封止してあり、位置センサーを取り付けるのが困難な
ため、モータの回転中に通電しない期間を設け、この間
に非通電コイルと回転子磁石の位置関係により生じる誘
起電圧を検出し、これを位置信号として用いて制御して
いる。図１は１２０度通電方式の駆動波形を示した図で
ある。
機等に使用される永久磁石同期モータでは、その回転制
御方法として主に１２０度通電方式が広く用いられてい
る。１２０度通電方式では通常、永久磁石同期モータの
回転子の位置を検出するためセンサーを設け、このセン
サーの信号によって通電を切り換えて回転を制御してい
る。しかし、例えばコンプレッサの場合には高温高圧中
に封止してあり、位置センサーを取り付けるのが困難な
ため、モータの回転中に通電しない期間を設け、この間
に非通電コイルと回転子磁石の位置関係により生じる誘
起電圧を検出し、これを位置信号として用いて制御して
いる。図１は１２０度通電方式の駆動波形を示した図で
ある。
【０００４】図１において、ＤＣ電源からインバータに
よってパルス状の出力（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を生成し、それぞ
れ駆動コイルＬu 、Ｌv 、Ｌw に電流を流して励磁す
る。各相には（ｕ）、（ｖ）、（ｗ）に示すような波形
の出力が供給され、各相は電圧が印加される期間、電
圧が印加されないＯＦＦ期間、及び他の相から電流が
流れ込む期間をそれぞれ有する。矢印は電圧が印加さ
れる相から他の相に電流が流れ込むことを表している。
また、期間に印加される電圧波形は、図１の（ｃ）に
示されているように複数のパルス状波形から構成されて
おり、デューティ比を調整することにより、所望の電圧
値を得ることができる。そして、電圧が印加されていな
い期間、即ち、非通電コイルとなるときに回転子の永
久磁石との位置関係によりコイルに誘起電圧が生じるた
め、これを検出し位置信号として用いる。
よってパルス状の出力（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を生成し、それぞ
れ駆動コイルＬu 、Ｌv 、Ｌw に電流を流して励磁す
る。各相には（ｕ）、（ｖ）、（ｗ）に示すような波形
の出力が供給され、各相は電圧が印加される期間、電
圧が印加されないＯＦＦ期間、及び他の相から電流が
流れ込む期間をそれぞれ有する。矢印は電圧が印加さ
れる相から他の相に電流が流れ込むことを表している。
また、期間に印加される電圧波形は、図１の（ｃ）に
示されているように複数のパルス状波形から構成されて
おり、デューティ比を調整することにより、所望の電圧
値を得ることができる。そして、電圧が印加されていな
い期間、即ち、非通電コイルとなるときに回転子の永
久磁石との位置関係によりコイルに誘起電圧が生じるた
め、これを検出し位置信号として用いる。
【０００５】図２は位置信号を検出して永久磁石同期モ
ータを制御する従来の制御装置の構成の概要を示した図
である。交流電源１はコンバータ２によって直流に変換
され、さらにインバータ３により図１に示すパルス状波
形に変換されて永久磁石同期モータ４に供給される。回
転位置検出器５は各相の非通電コイルに生じる前記誘起
電圧を検出して位置検出信号をＰＷＭ信号発生器６に供
給し、ＰＷＭ信号発生器６はこの信号に基づいてインバ
ータ３を制御する。Ｕ、Ｖ、Ｗ各相で生じる誘起電圧は
それぞれ１２０度の位相差を持っている。
ータを制御する従来の制御装置の構成の概要を示した図
である。交流電源１はコンバータ２によって直流に変換
され、さらにインバータ３により図１に示すパルス状波
形に変換されて永久磁石同期モータ４に供給される。回
転位置検出器５は各相の非通電コイルに生じる前記誘起
電圧を検出して位置検出信号をＰＷＭ信号発生器６に供
給し、ＰＷＭ信号発生器６はこの信号に基づいてインバ
ータ３を制御する。Ｕ、Ｖ、Ｗ各相で生じる誘起電圧は
それぞれ１２０度の位相差を持っている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来の１２０度通電方
式では、図１（ｂ）に示すようにモータ電流の不連続性
によってトルクリップルが生じ、これによる騒音及び振
動が発生し、また、矩形波電流のエッジに含まれている
高調波成分によってモータの鉄損が増加し、モータの効
率を低下させるという問題を有する。さらに、尖った形
状の電流が流れるのでピーク電流値が増加し、インバー
タ容量が増加するという問題を有している。また、モー
タの回転速度は負荷によって変動するが、負荷によって
モータの回転速度が変動しないことが求められる。
式では、図１（ｂ）に示すようにモータ電流の不連続性
によってトルクリップルが生じ、これによる騒音及び振
動が発生し、また、矩形波電流のエッジに含まれている
高調波成分によってモータの鉄損が増加し、モータの効
率を低下させるという問題を有する。さらに、尖った形
状の電流が流れるのでピーク電流値が増加し、インバー
タ容量が増加するという問題を有している。また、モー
タの回転速度は負荷によって変動するが、負荷によって
モータの回転速度が変動しないことが求められる。
【０００７】従って本発明の目的は、モータ電流の連続
性を確保し、また、負荷が変動した場合も回転速度の変
動を抑制できる方法を提供することである。
性を確保し、また、負荷が変動した場合も回転速度の変
動を抑制できる方法を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明方法によれば、永
久磁石同期モータはインバータによって供給され常時通
電する三相交流電源で駆動され、該モータの回転子の永
久磁石の磁束が固定子のコイルと鎖交する磁束を求め、
該磁束の周波数と前記モータに供給される前記三相交流
電源の周波数を比較し、比較結果に応じて前記インバー
タにより供給される三相交流電源の電圧を増減させ、永
久磁石同期モータの回転数が負荷の軽重に係わらず変動
しないようにしたものである。
久磁石同期モータはインバータによって供給され常時通
電する三相交流電源で駆動され、該モータの回転子の永
久磁石の磁束が固定子のコイルと鎖交する磁束を求め、
該磁束の周波数と前記モータに供給される前記三相交流
電源の周波数を比較し、比較結果に応じて前記インバー
タにより供給される三相交流電源の電圧を増減させ、永
久磁石同期モータの回転数が負荷の軽重に係わらず変動
しないようにしたものである。
【０００９】また、本発明方法によれば、前記磁束の位
相に所定の進み角を加え、該進み角を加えた位相となる
よう前記インバータを制御し、前記三相交流電源の出力
を前記磁束の位相から所定の角度進んだ位相とすること
によって、永久磁石同期モータの回転数が負荷の軽重に
係わらず変動しないようにしたものである。また、本発
明方法によれば、前記磁束の周期と前記モータに供給さ
れる前記三相交流電源の周期を比較し、その結果に応じ
て該周期から２つ後の周期に対応する前記インバータに
より供給される三相交流電源の電圧を増減させ、永久磁
石同期モータの回転数が回転角の負荷の軽重に係わらず
変動しないようにしたものである。
相に所定の進み角を加え、該進み角を加えた位相となる
よう前記インバータを制御し、前記三相交流電源の出力
を前記磁束の位相から所定の角度進んだ位相とすること
によって、永久磁石同期モータの回転数が負荷の軽重に
係わらず変動しないようにしたものである。また、本発
明方法によれば、前記磁束の周期と前記モータに供給さ
れる前記三相交流電源の周期を比較し、その結果に応じ
て該周期から２つ後の周期に対応する前記インバータに
より供給される三相交流電源の電圧を増減させ、永久磁
石同期モータの回転数が回転角の負荷の軽重に係わらず
変動しないようにしたものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】図３は本発明が適用される常時通
電している三相交流波形、例えば１８０度通電方式によ
る永久磁石同期モータの駆動電圧波形を示した図であ
る。ＤＣ電源からインバータによって三相（Ｕ、Ｖ、
Ｗ）交流出力を生成し、それぞれ駆動コイルＬu 、Ｌv
、Ｌw に電流を流して励磁する。Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の
出力波形は、図３（ｂ）の(u) 、(v) 、(w) に示す正弦
波となり、モータ電流の不連続性はなくなり常時通電状
態となる。なお、上記三相交流出力はインバータにより
生成されたパルス状波形よりなる出力、いわゆる疑似三
相交流出力である。
電している三相交流波形、例えば１８０度通電方式によ
る永久磁石同期モータの駆動電圧波形を示した図であ
る。ＤＣ電源からインバータによって三相（Ｕ、Ｖ、
Ｗ）交流出力を生成し、それぞれ駆動コイルＬu 、Ｌv
、Ｌw に電流を流して励磁する。Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の
出力波形は、図３（ｂ）の(u) 、(v) 、(w) に示す正弦
波となり、モータ電流の不連続性はなくなり常時通電状
態となる。なお、上記三相交流出力はインバータにより
生成されたパルス状波形よりなる出力、いわゆる疑似三
相交流出力である。
【００１１】図４は図３に示した１８０度通電方式によ
る駆動波形を用いた、本発明の方法が適用される永久磁
石同期モータの制御装置の構成の概要を示すブロック図
で、１は交流電源、２はコンバータ、３はインバータ、
４は永久磁石同期モータ、５は回転位置検出器、７は回
転制御部で、正弦波ＰＷＭ発生器７１、周波数比較器７
２、位相調整器７３を有している。なお。７の回転数制
御部はマイコンで構成することができる。
る駆動波形を用いた、本発明の方法が適用される永久磁
石同期モータの制御装置の構成の概要を示すブロック図
で、１は交流電源、２はコンバータ、３はインバータ、
４は永久磁石同期モータ、５は回転位置検出器、７は回
転制御部で、正弦波ＰＷＭ発生器７１、周波数比較器７
２、位相調整器７３を有している。なお。７の回転数制
御部はマイコンで構成することができる。
【００１２】次に図４を参照して本発明の方法による永
久磁石同期モータの回転制御の動作を説明する。交流電
源１はコンバータ２によって直流に変換され、インバー
タ３により図３に示す三相交流波形に変換されて永久磁
石同期モータ４に供給される。そして、三相交流波形の
うちの１相（図ではＵ相）の電圧Ｖ、電流Ｉが回転位置
検出器５に導かれ、回転位置が検出される。
久磁石同期モータの回転制御の動作を説明する。交流電
源１はコンバータ２によって直流に変換され、インバー
タ３により図３に示す三相交流波形に変換されて永久磁
石同期モータ４に供給される。そして、三相交流波形の
うちの１相（図ではＵ相）の電圧Ｖ、電流Ｉが回転位置
検出器５に導かれ、回転位置が検出される。
【００１３】図の制御装置において、ある回転数で永久
磁石同期モータ４を駆動したい場合、その回転数に対応
した上記三相交流出力の周波数を指令周波数として設定
すると、この設定値に基づく周波数の出力がインバータ
から出力される（図示なし）。本発明では、図４のイン
バータ３、永久磁石同期モータ４、回転位置検出器５、
及び回転制御部７で閉ループを構成し、ここにＰＬＬ
（位相同期ループ）の方法を適用して回転制御を行う。
上記三相交流出力で永久磁石同期モータを駆動する場
合、指令周波数ｆ0 とモータの回転数ｎとの関係はモー
タの極数によって異なってくる。モータの極数が２の場
合、ｆ0 ：ｎ＝１：１であるが、極数が４の場合ｆ0 ：
ｎ＝２：１となる。この指令周波数は周波数比較器７２
にも入力し、該比較器７２から所定の出力電圧が正弦波
ＰＷＭ発生器７１に出力され、この出力を受けて正弦波
ＰＷＭ発生器７１はインバータ３を制御する。インバー
タ３は正弦波ＰＷＭ発生器７１からの信号を受けて所定
の振幅及び指令周波数を有する出力電圧を永久磁石同期
モータ４に供給する。一方、回転位置検出器５は永久磁
石同期モータ４の回転位置、即ち、永久磁石の回転子が
回転して固定子に対して特定の相対位置に来たときのタ
イミングを検出する。後述するように、このタイミング
は回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイルと鎖交する
磁束φを用いて検出する。この磁束φは正弦波であり、
その周波数ｆφと回転子の回転数ｎの関係はモータの極
数によって異なってくる。例えばモータの極数が２の場
合、ｆφ：ｎ＝１：１であるが、極数が４の場合ｆφ：
ｎ＝２：１となる。従って、正弦波の磁束φが、例えば
零クロス点を通過したタイミングを位置信号として検出
すると、モータの極数が２の場合はモータが１回転する
間に出力される位置信号は２となり、モータの極数が４
の場合はモータが１回転する間に出力される位置信号は
４となる。そのため、この位置信号をパルスで発生させ
ると、パルスの間隔から磁束φの周期と位相、及びモー
タの回転周期が得られ、さらに磁束φの周波数ｆφ及び
モータの回転数ｎを求めることができる。
磁石同期モータ４を駆動したい場合、その回転数に対応
した上記三相交流出力の周波数を指令周波数として設定
すると、この設定値に基づく周波数の出力がインバータ
から出力される（図示なし）。本発明では、図４のイン
バータ３、永久磁石同期モータ４、回転位置検出器５、
及び回転制御部７で閉ループを構成し、ここにＰＬＬ
（位相同期ループ）の方法を適用して回転制御を行う。
上記三相交流出力で永久磁石同期モータを駆動する場
合、指令周波数ｆ0 とモータの回転数ｎとの関係はモー
タの極数によって異なってくる。モータの極数が２の場
合、ｆ0 ：ｎ＝１：１であるが、極数が４の場合ｆ0 ：
ｎ＝２：１となる。この指令周波数は周波数比較器７２
にも入力し、該比較器７２から所定の出力電圧が正弦波
ＰＷＭ発生器７１に出力され、この出力を受けて正弦波
ＰＷＭ発生器７１はインバータ３を制御する。インバー
タ３は正弦波ＰＷＭ発生器７１からの信号を受けて所定
の振幅及び指令周波数を有する出力電圧を永久磁石同期
モータ４に供給する。一方、回転位置検出器５は永久磁
石同期モータ４の回転位置、即ち、永久磁石の回転子が
回転して固定子に対して特定の相対位置に来たときのタ
イミングを検出する。後述するように、このタイミング
は回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイルと鎖交する
磁束φを用いて検出する。この磁束φは正弦波であり、
その周波数ｆφと回転子の回転数ｎの関係はモータの極
数によって異なってくる。例えばモータの極数が２の場
合、ｆφ：ｎ＝１：１であるが、極数が４の場合ｆφ：
ｎ＝２：１となる。従って、正弦波の磁束φが、例えば
零クロス点を通過したタイミングを位置信号として検出
すると、モータの極数が２の場合はモータが１回転する
間に出力される位置信号は２となり、モータの極数が４
の場合はモータが１回転する間に出力される位置信号は
４となる。そのため、この位置信号をパルスで発生させ
ると、パルスの間隔から磁束φの周期と位相、及びモー
タの回転周期が得られ、さらに磁束φの周波数ｆφ及び
モータの回転数ｎを求めることができる。
【００１４】一方、磁束φの周波数ｆφは通常は上記指
令周波数ｆ0 と等しくなるので、周波数ｆφを周波数比
較器６２に出力して指令周波数ｆ0 と比較する。例えば
永久磁石同期モータの負荷が重い場合、周波数ｆφはわ
ずかに減少して指定周波数ｆ 0 より小さくなり、比較結
果はマイナス（−）となる。その場合には周波数比較器
６２は比較結果に対応した所定の値だけ出力電圧を上昇
させ、出力を高めて指定周波数ｆ0 に近づけるようにす
る。そして、上記動作を繰り返し、負荷に対応した出力
電圧を出力して指定周波数ｆ0 に対応した回転数で回転
子を回転させるようにする。また、永久磁石同期モータ
の負荷が軽い場合、周波数ｆφはわずかに増加して指定
周波ｆ0 より大きくなるので比較結果はプラス（＋）と
なる。その場合には周波数比較器７２は比較結果に対応
した所定の値だけ出力電圧を減少させ、出力を低めて指
定周波数ｆ0 に近づけるようにする。そして、先に述べ
たと同様に上記動作を繰り返し、負荷に対応した出力電
圧を出力して指定周波数ｆ 0 に対応した回転数で回転子
を回転させるようにする。なお、上記説明では周波数ｆ
φが指令周波数ｆ0 と等しい場合について説明したが、
モータの極数や磁極の配置によってｆφとｆ0 が等しく
なくても、一定の関係にあればよい。
令周波数ｆ0 と等しくなるので、周波数ｆφを周波数比
較器６２に出力して指令周波数ｆ0 と比較する。例えば
永久磁石同期モータの負荷が重い場合、周波数ｆφはわ
ずかに減少して指定周波数ｆ 0 より小さくなり、比較結
果はマイナス（−）となる。その場合には周波数比較器
６２は比較結果に対応した所定の値だけ出力電圧を上昇
させ、出力を高めて指定周波数ｆ0 に近づけるようにす
る。そして、上記動作を繰り返し、負荷に対応した出力
電圧を出力して指定周波数ｆ0 に対応した回転数で回転
子を回転させるようにする。また、永久磁石同期モータ
の負荷が軽い場合、周波数ｆφはわずかに増加して指定
周波ｆ0 より大きくなるので比較結果はプラス（＋）と
なる。その場合には周波数比較器７２は比較結果に対応
した所定の値だけ出力電圧を減少させ、出力を低めて指
定周波数ｆ0 に近づけるようにする。そして、先に述べ
たと同様に上記動作を繰り返し、負荷に対応した出力電
圧を出力して指定周波数ｆ 0 に対応した回転数で回転子
を回転させるようにする。なお、上記説明では周波数ｆ
φが指令周波数ｆ0 と等しい場合について説明したが、
モータの極数や磁極の配置によってｆφとｆ0 が等しく
なくても、一定の関係にあればよい。
【００１５】図４において、回転位置検出器５は磁束φ
の位相も検出し、これを位相調整器７３に出力する。磁
束φの位相は負荷の状況に応じて少しずれている。そこ
で、位相調整器７３にｎ度、例えば３０度の進み角指令
を入力しておき、検出された磁束φの位相を入力し、ｎ
度進めた位相となるように正弦波ＰＷＭ発生器７１に信
号を出力し、正弦波ＰＷＭ発生器７１は磁束φの位相を
ｎ度進めた位相の三相交流出力をモータ４に供給するよ
うインバータ３を制御する。上記進み角ｎは適宜変更す
ることができるように構成されている。以下に、進み角
操作をどのようにするかを説明する。
の位相も検出し、これを位相調整器７３に出力する。磁
束φの位相は負荷の状況に応じて少しずれている。そこ
で、位相調整器７３にｎ度、例えば３０度の進み角指令
を入力しておき、検出された磁束φの位相を入力し、ｎ
度進めた位相となるように正弦波ＰＷＭ発生器７１に信
号を出力し、正弦波ＰＷＭ発生器７１は磁束φの位相を
ｎ度進めた位相の三相交流出力をモータ４に供給するよ
うインバータ３を制御する。上記進み角ｎは適宜変更す
ることができるように構成されている。以下に、進み角
操作をどのようにするかを説明する。
【００１６】まず、従来の１２０度通電方式の駆動波形
の場合の進み角制御について説明する。図５は図１に示
した１２０度通電方式の駆動波形の場合の進み角制御を
説明するための図である。図において、（ａ）は回転位
置検出器で検出された位置信号であり、（ｂ）は進み角
が０度の場合にコイルに印加される電圧の波形であり、
（ｃ）は進み角がｎ度の場合にコイルに印加される電圧
の波形である。（ｂ）において期間の電圧は「Ｈ」で
あり、期間及びの電圧は「Ｌ」である。この場合、
（ａ）の位置信号のパルスが出力された直後の期間の出
力電圧波形をｎ度進ませる。この様に制御することによ
って負荷の変動に対して出力を対応させ、回転数を所定
の値に保つことができる。
の場合の進み角制御について説明する。図５は図１に示
した１２０度通電方式の駆動波形の場合の進み角制御を
説明するための図である。図において、（ａ）は回転位
置検出器で検出された位置信号であり、（ｂ）は進み角
が０度の場合にコイルに印加される電圧の波形であり、
（ｃ）は進み角がｎ度の場合にコイルに印加される電圧
の波形である。（ｂ）において期間の電圧は「Ｈ」で
あり、期間及びの電圧は「Ｌ」である。この場合、
（ａ）の位置信号のパルスが出力された直後の期間の出
力電圧波形をｎ度進ませる。この様に制御することによ
って負荷の変動に対して出力を対応させ、回転数を所定
の値に保つことができる。
【００１７】図６は本発明が適用される図３に示した１
８０度通電方式の駆動波形の場合の進み角制御を説明す
るための図である。図において、（ａ）は回転位置検出
器で検出された位置信号であり、（ｂ）は進み角が０度
の場合にコイルに印加される電圧の波形であり、（ｃ）
は進み角がｎ度の場合にコイルに印加される電圧の波形
である。１８０度通電方式の場合には転流そのものがな
いため、位置信号を検出するとその時点で出力電圧の位
相を進み角制御分ずらした位相に変更する。例えば、ｎ
度の進み角を設定した場合、位置信号が入力した時点で
正弦波の電圧出力を強制的にｎ度の位相にずらす操作を
行う。このため一時的に正弦波の形状が連続しない形と
なるが、その後は連続した正弦波に戻る。
８０度通電方式の駆動波形の場合の進み角制御を説明す
るための図である。図において、（ａ）は回転位置検出
器で検出された位置信号であり、（ｂ）は進み角が０度
の場合にコイルに印加される電圧の波形であり、（ｃ）
は進み角がｎ度の場合にコイルに印加される電圧の波形
である。１８０度通電方式の場合には転流そのものがな
いため、位置信号を検出するとその時点で出力電圧の位
相を進み角制御分ずらした位相に変更する。例えば、ｎ
度の進み角を設定した場合、位置信号が入力した時点で
正弦波の電圧出力を強制的にｎ度の位相にずらす操作を
行う。このため一時的に正弦波の形状が連続しない形と
なるが、その後は連続した正弦波に戻る。
【００１８】なお、上記進み角制御は、図４の周波数比
較器７２による制御と併用することもできる。図７は図
４に示す回転位置検出器５の構成を詳細に示した図であ
る。回転位置検出器５は積分器５１、５４、比例器５
２、５３、加算器５５、及び周波数、位相検出器５６を
有している。
較器７２による制御と併用することもできる。図７は図
４に示す回転位置検出器５の構成を詳細に示した図であ
る。回転位置検出器５は積分器５１、５４、比例器５
２、５３、加算器５５、及び周波数、位相検出器５６を
有している。
【００１９】図７の回転位置検出器５の動作を以下に説
明する。交流電源１はコンバータ２によって直流に変換
され、インバータ３により図３に示す三相交流波形に変
換されて永久磁石同期モータ４に供給される。そして、
三相交流波形のうちの１相（図ではＵ相）の電圧Ｖ、電
流Ｉが回転位置検出器５に導かれる。このうち電圧Ｖは
積分器５１を介して加算器５５に入力する。一方、電流
Ｉは比例器５２を介して、及び比例器５３、積分器５４
を介して加算器５５に入力する。加算器５５の出力は後
で述べるように回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイ
ルと鎖交する磁束φを表している。磁束φは正弦波形で
あるので、磁束φが特定の値となるタイミング、例えば
零クロスするタイミングを位置信号として検出すれば、
図４の説明で述べたように磁束φの周期と周波数ｆφ、
及び位相を求めることができる。周波数・位相検出器５
６は磁束φを入力し、磁束φの周期と周波数ｆφ、及び
位相を出力する。そして、周波数ｆφは図４の比較器７
２に、位相は位相調整器７３にそれぞれ入力する。
明する。交流電源１はコンバータ２によって直流に変換
され、インバータ３により図３に示す三相交流波形に変
換されて永久磁石同期モータ４に供給される。そして、
三相交流波形のうちの１相（図ではＵ相）の電圧Ｖ、電
流Ｉが回転位置検出器５に導かれる。このうち電圧Ｖは
積分器５１を介して加算器５５に入力する。一方、電流
Ｉは比例器５２を介して、及び比例器５３、積分器５４
を介して加算器５５に入力する。加算器５５の出力は後
で述べるように回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイ
ルと鎖交する磁束φを表している。磁束φは正弦波形で
あるので、磁束φが特定の値となるタイミング、例えば
零クロスするタイミングを位置信号として検出すれば、
図４の説明で述べたように磁束φの周期と周波数ｆφ、
及び位相を求めることができる。周波数・位相検出器５
６は磁束φを入力し、磁束φの周期と周波数ｆφ、及び
位相を出力する。そして、周波数ｆφは図４の比較器７
２に、位相は位相調整器７３にそれぞれ入力する。
【００２０】次に、どのように磁束φを求めるかについ
て説明する。鎖交磁束φは永久磁石同期モータ４の無負
荷誘起電圧（以下、「Ｅ0 」と記す）より９０度進んで
いるため、Ｅ0 を求めて積分することによって磁束φを
得ることができる。図８は永久磁石同期モータ４の１相
の等価回路を示した図である。図８において、無負荷時
に電圧Ｖが印加されると電流Ｉが永久磁石同期モータ４
のコイル抵抗分Ｒa 、コイルのインダクタンス分Ｘs を
流れ、無負荷誘起電圧Ｅ0 が発生する。この回路のベク
トルを描くと図９のようになる。このベクトル図からＥ
0 を求めると、以下のようになる。
て説明する。鎖交磁束φは永久磁石同期モータ４の無負
荷誘起電圧（以下、「Ｅ0 」と記す）より９０度進んで
いるため、Ｅ0 を求めて積分することによって磁束φを
得ることができる。図８は永久磁石同期モータ４の１相
の等価回路を示した図である。図８において、無負荷時
に電圧Ｖが印加されると電流Ｉが永久磁石同期モータ４
のコイル抵抗分Ｒa 、コイルのインダクタンス分Ｘs を
流れ、無負荷誘起電圧Ｅ0 が発生する。この回路のベク
トルを描くと図９のようになる。このベクトル図からＥ
0 を求めると、以下のようになる。
【００２１】 Ｅ0 ＝Ｖ−Ｒa ・Ｉ−ｊＸs ・Ｉ （１） これを積分すると回転子の永久磁石の磁束が固定子のコ
イルと鎖交する磁束φが求められる。即ち、 ∫Ｅ0dt ＝∫Ｖdt−Ｒa ・∫Ｉdt−Ｘs ・Ｉ＝φ （２） となる。そのため、上記三相交流電源の１相の電圧Ｖ、
電流Ｉから式（２）の各要素を演算して求め、これを加
算すれば∫Ｅ0dt 、即ち、鎖交磁束φを求めることがで
きる。
イルと鎖交する磁束φが求められる。即ち、 ∫Ｅ0dt ＝∫Ｖdt−Ｒa ・∫Ｉdt−Ｘs ・Ｉ＝φ （２） となる。そのため、上記三相交流電源の１相の電圧Ｖ、
電流Ｉから式（２）の各要素を演算して求め、これを加
算すれば∫Ｅ0dt 、即ち、鎖交磁束φを求めることがで
きる。
【００２２】まず、上記式（２）の「∫Ｖdt」は電圧Ｖ
を積分器５１で積分することにより求めることができ
る。「Ｘs ・Ｉ」は電流Ｉに比例器５２でＸs を掛ける
ことにより求めることができる。「Ｒa ・∫Ｉdt」は電
流Ｉに比例器５３でＲa を掛け、次に積分器５４でＩを
積分することにより求めることができる。次に、これら
演算して求めた結果を加算器５５で加算することにより
∫Ｅ0dt 、即ち、鎖交磁束φを求めることができる。
を積分器５１で積分することにより求めることができ
る。「Ｘs ・Ｉ」は電流Ｉに比例器５２でＸs を掛ける
ことにより求めることができる。「Ｒa ・∫Ｉdt」は電
流Ｉに比例器５３でＲa を掛け、次に積分器５４でＩを
積分することにより求めることができる。次に、これら
演算して求めた結果を加算器５５で加算することにより
∫Ｅ0dt 、即ち、鎖交磁束φを求めることができる。
【００２３】次に、永久磁石同期モータの負荷の増減に
対して該モータの回転を安定させるための飛び越し制御
について図１０を参照して説明する。図１０において、
（ａ）は飛び越し制御しない場合を示した図であり、
（ｂ）は飛び越し制御する場合を示した図である。永久
磁石同期モータを例えばコンプレッサ用モータに用いた
場合、そのモータが１回転する間の負荷分布は一様では
ない。従って、回転する角度によって負荷が異なり、負
荷が重い角度における回転速度は遅くなり、負荷が軽い
角度における回転速度は速くなる。そのため、例えば永
久磁石同期モータが４極である場合、先に説明した永久
磁石が回転することによって固定子の１相のコイルに生
じる無負荷誘起電圧から得た磁束φの波形は図１０
（ａ）の右側に示され波形のようになる。この場合４極
であるので、モータが１回転する間にｔ１、ｔ２で表す
２周期分の波形が得られる。そして、次に１回転する間
にｔ３、ｔ４で表す２周期分の波形が得られる。磁束φ
の波形からわかるように、負荷の軽重によって回転角度
によって回転速度が変化している。図においてはｔ１と
ｔ３では負荷が重いため回転速度が遅くなって周期が長
くなっており、ｔ２とｔ４では負荷が軽い又は重くない
ため回転速度は遅くなっていない。これは左側の円形で
表わしてあり、負荷が重い角度（０〜π）は円が大き
く、軽い角度（π〜２π）は円が小さく表わしてある。
対して該モータの回転を安定させるための飛び越し制御
について図１０を参照して説明する。図１０において、
（ａ）は飛び越し制御しない場合を示した図であり、
（ｂ）は飛び越し制御する場合を示した図である。永久
磁石同期モータを例えばコンプレッサ用モータに用いた
場合、そのモータが１回転する間の負荷分布は一様では
ない。従って、回転する角度によって負荷が異なり、負
荷が重い角度における回転速度は遅くなり、負荷が軽い
角度における回転速度は速くなる。そのため、例えば永
久磁石同期モータが４極である場合、先に説明した永久
磁石が回転することによって固定子の１相のコイルに生
じる無負荷誘起電圧から得た磁束φの波形は図１０
（ａ）の右側に示され波形のようになる。この場合４極
であるので、モータが１回転する間にｔ１、ｔ２で表す
２周期分の波形が得られる。そして、次に１回転する間
にｔ３、ｔ４で表す２周期分の波形が得られる。磁束φ
の波形からわかるように、負荷の軽重によって回転角度
によって回転速度が変化している。図においてはｔ１と
ｔ３では負荷が重いため回転速度が遅くなって周期が長
くなっており、ｔ２とｔ４では負荷が軽い又は重くない
ため回転速度は遅くなっていない。これは左側の円形で
表わしてあり、負荷が重い角度（０〜π）は円が大き
く、軽い角度（π〜２π）は円が小さく表わしてある。
【００２４】このような場合、回転速度が遅いｔ１の周
期を回転位置検出器５で検出し、これに対応して矢印
に示すように次の周期ｔ２に対応するインバータの出力
電圧を高めたとしても、次の周期ｔ２における負荷は軽
くなるため出力電圧を高めなくとも回転数は回復する。
反対に回転速度が速くなっているｔ２の周期を回転位置
検出器５で検出し、これに対応して矢印に示すように
次の周期ｔ３に対応するインバータの出力電圧を低める
と、次の周期ｔ３における負荷は重くなるため回転数は
より低下してしまう。
期を回転位置検出器５で検出し、これに対応して矢印
に示すように次の周期ｔ２に対応するインバータの出力
電圧を高めたとしても、次の周期ｔ２における負荷は軽
くなるため出力電圧を高めなくとも回転数は回復する。
反対に回転速度が速くなっているｔ２の周期を回転位置
検出器５で検出し、これに対応して矢印に示すように
次の周期ｔ３に対応するインバータの出力電圧を低める
と、次の周期ｔ３における負荷は重くなるため回転数は
より低下してしまう。
【００２５】そこで、本発明では以下に説明する飛び越
し制御を行う。図１０（ｂ）を参照して飛び越し制御に
ついて説明する。図において、回転速度が遅いｔ１の周
期を回転位置検出器５で検出し、これに対応して次の周
期ｔ２ではなく、矢印に示すようにｔ２を飛び越して
周期ｔ３に対応するインバータの出力電圧を高める。同
様に回転速度が速いｔ２の周期を回転位置検出器５で検
出し、これに対応して次の周期ｔ３ではなく、矢印に
示すようにｔ３を飛び越して周期ｔ４に対応するインバ
ータの出力電圧を低める。このように制御するこによっ
て、負荷に対応した出力を供給し、回転速度を所望の速
度にすることができる。
し制御を行う。図１０（ｂ）を参照して飛び越し制御に
ついて説明する。図において、回転速度が遅いｔ１の周
期を回転位置検出器５で検出し、これに対応して次の周
期ｔ２ではなく、矢印に示すようにｔ２を飛び越して
周期ｔ３に対応するインバータの出力電圧を高める。同
様に回転速度が速いｔ２の周期を回転位置検出器５で検
出し、これに対応して次の周期ｔ３ではなく、矢印に
示すようにｔ３を飛び越して周期ｔ４に対応するインバ
ータの出力電圧を低める。このように制御するこによっ
て、負荷に対応した出力を供給し、回転速度を所望の速
度にすることができる。
【００２６】図１１は上記飛び越し制御を行うための構
成を示した図である。図４の構成とは回転制御部７の構
成が異なるだけで、その他の構成は同じである。回転位
置検出器５で検出された磁束φの周期Ｔφは切り換えス
イッチＳＷを介して周波数比較器７２ａ、７２ｂに入力
される。このとき、磁束φの周期Ｔφの１周期毎にＳＷ
が切り換えられ、１回転の前半の磁束φの周期Ｔφａは
比較器７２ａに入力し、後半の周期Ｔφｂは比較器７２
ｂに入力される。そして、これらの周期は指令周波数の
周期とそれぞれ比較され、その差に応じて出力電圧の振
幅をそれぞれ変化させる。即ち、前半の周期を指令周波
数の周期と比較した結果に応じて次の周期に対応するイ
ンバータの出力電圧の振幅を変化させており、同様に後
半の周期に対する出力電圧の振幅は後半の周期を指令周
波数の周期と比較した結果に応じて変化させるため、図
１０（ｂ）に示す飛び越し制御とすることができる。
成を示した図である。図４の構成とは回転制御部７の構
成が異なるだけで、その他の構成は同じである。回転位
置検出器５で検出された磁束φの周期Ｔφは切り換えス
イッチＳＷを介して周波数比較器７２ａ、７２ｂに入力
される。このとき、磁束φの周期Ｔφの１周期毎にＳＷ
が切り換えられ、１回転の前半の磁束φの周期Ｔφａは
比較器７２ａに入力し、後半の周期Ｔφｂは比較器７２
ｂに入力される。そして、これらの周期は指令周波数の
周期とそれぞれ比較され、その差に応じて出力電圧の振
幅をそれぞれ変化させる。即ち、前半の周期を指令周波
数の周期と比較した結果に応じて次の周期に対応するイ
ンバータの出力電圧の振幅を変化させており、同様に後
半の周期に対する出力電圧の振幅は後半の周期を指令周
波数の周期と比較した結果に応じて変化させるため、図
１０（ｂ）に示す飛び越し制御とすることができる。
【００２７】
【発明の効果】本発明によれば、常時通電している三相
交流波形により永久磁石同期モータを駆動するようにし
たので、騒音や振動の発生を抑え、また高調波成分を抑
え効率を向上させることができる。また、ＰＬＬの方法
を適用して回転制御を行うことにより、負荷の軽重に対
してモータの回転速度の変動を抑制することができる。
その際、飛び越し制御を行うことにより、よりきめの細
かい制御を行うことができる。
交流波形により永久磁石同期モータを駆動するようにし
たので、騒音や振動の発生を抑え、また高調波成分を抑
え効率を向上させることができる。また、ＰＬＬの方法
を適用して回転制御を行うことにより、負荷の軽重に対
してモータの回転速度の変動を抑制することができる。
その際、飛び越し制御を行うことにより、よりきめの細
かい制御を行うことができる。
【００２８】さらに、進み角制御を行うことにより、負
荷の変動に対して回転速度の変動を抑えることができ
る。
荷の変動に対して回転速度の変動を抑えることができ
る。
【図１】１２０度通電方式の駆動波形を示した図であ
る。
る。
【図２】永久磁石同期モータの従来の制御装置の構成の
概要を示した図である。
概要を示した図である。
【図３】本発明が適用される１８０度通電方式の駆動波
形を示した図である。
形を示した図である。
【図４】本発明の方法が適用される永久磁石同期モータ
の制御装置の構成の概要を示す図である。
の制御装置の構成の概要を示す図である。
【図５】１２０度駆動波形の場合の進み角制御を説明す
るための図図である。
るための図図である。
【図６】１８０度駆動波形の場合の進み角制御を説明す
るための図図である。
るための図図である。
【図７】図４の回転位置検出器の構成を詳細に示した図
である。
である。
【図８】永久磁石同期モータの１相の等価回路を示した
図である。
図である。
【図９】永久磁石同期モータの１相のベクトル図であ
る。
る。
【図１０】飛び越し制御を説明するための図である。
【図１１】飛び越し制御を行うための構成を示した図で
ある。
ある。
１…交流電源 ２…コンバータ ３…インバータ ４…永久磁石同期モータ ５…回転位置検出器 ５１、５４…積分器 ５２、５３…比例器 ５５…加算器 ５６…周波数、位相検出器 ６…ＰＷＭ信号発生器 ７…回転制御部 ７１…正弦波ＰＷＭ発生器 ７２…周波数比較器 ７３…位相調整器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高橋 勲 新潟県長岡市北山町４丁目463番地 Ｆターム(参考） 5H560 AA02 BB04 BB12 DA13 DA19 DC01 DC03 EB01 GG04 SS07 TT07 XA06 XA12 XA15 XB09
Claims (4)
- 【請求項１】 インバータによって供給され常時通電す
る三相交流電源で駆動される永久磁石同期モータにおい
て、該モータの回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイ
ルと鎖交する磁束を求め、該磁束の周波数と前記モータ
に供給される前記三相交流電源の周波数を比較し、比較
結果に応じて前記インバータにより供給される三相交流
電源の電圧を増減させる、永久磁石同期モータの回転制
御方法。 - 【請求項２】 インバータによって供給され常時通電す
る三相交流電源で駆動される永久磁石同期モータにおい
て、該モータの回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイ
ルと鎖交する磁束を求め、該磁束の周期と前記モータに
供給される前記三相交流電源の周期を比較し、その結果
に応じて該磁束の比較した周期から２つ後の周期に対応
する前記インバータにより供給される三相交流電源の電
圧を増減させる、永久磁石同期モータの回転制御方法。 - 【請求項３】 前記磁束の周期と前記モータに供給され
る前記三相交流電源の周期を比較する比較器を２つ設
け、前記磁束の周期を１つおきに一方の比較器入力し、
前記磁束の残りの１つおきの周期を他方の比較器に入力
し、前記モータに供給される前記三相交流電源の周期と
それぞれ比較し、それぞれの結果に応じて比較した磁束
の周期の次の周期に対応する前記インバータにより供給
される三相交流電源の電圧を増減させる、請求項２に記
載の永久磁石同期モータの回転制御方法。 - 【請求項４】 インバータによって供給され常時通電す
る三相交流電源で駆動される永久磁石同期モータにおい
て、該モータの回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイ
ルと鎖交する磁束を求め、該磁束の位相に所定の進み角
を加え、該進み角を加えた位相となるよう前記インバー
タを制御し、前記三相交流電源の出力を前記磁束の位相
から所定の角度進んだ位相とする、永久磁石同期モータ
の回転制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000038080A JP3908431B2 (ja) | 2000-02-09 | 2000-02-09 | 永久磁石同期モータの回転制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000038080A JP3908431B2 (ja) | 2000-02-09 | 2000-02-09 | 永久磁石同期モータの回転制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001224194A true JP2001224194A (ja) | 2001-08-17 |
| JP3908431B2 JP3908431B2 (ja) | 2007-04-25 |
Family
ID=18561875
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000038080A Expired - Fee Related JP3908431B2 (ja) | 2000-02-09 | 2000-02-09 | 永久磁石同期モータの回転制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3908431B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004201425A (ja) * | 2002-07-25 | 2004-07-15 | Daikin Ind Ltd | モータ温度推定装置及び圧縮機内部状態推定装置 |
| JP2015073388A (ja) * | 2013-10-03 | 2015-04-16 | ローム株式会社 | モータ制御回路 |
| US20230031142A1 (en) * | 2019-10-08 | 2023-02-02 | Borgwarner Gateshead Limited | Method and apparatus for controlling electric motors |
-
2000
- 2000-02-09 JP JP2000038080A patent/JP3908431B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004201425A (ja) * | 2002-07-25 | 2004-07-15 | Daikin Ind Ltd | モータ温度推定装置及び圧縮機内部状態推定装置 |
| JP2015073388A (ja) * | 2013-10-03 | 2015-04-16 | ローム株式会社 | モータ制御回路 |
| US20230031142A1 (en) * | 2019-10-08 | 2023-02-02 | Borgwarner Gateshead Limited | Method and apparatus for controlling electric motors |
| US11843313B2 (en) * | 2019-10-08 | 2023-12-12 | Borgwarner Gateshead Limited | Method and apparatus for controlling electric motors |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3908431B2 (ja) | 2007-04-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP1083649B1 (en) | Motor system capable of obtaining high efficiency and method for controlling a motor | |
| JP4053968B2 (ja) | 同期電動機駆動装置及び冷凍冷蔵庫及び空気調和機 | |
| US6400107B1 (en) | Motor control device capable of driving a synchronous motor with high efficiency and high reliability | |
| JP3690341B2 (ja) | ブラシレスｄｃモータ駆動方法およびその装置 | |
| JP2018121521A (ja) | 制御装置 | |
| US5473240A (en) | Motor control using third harmonic stator voltage signal | |
| WO2001020767A1 (en) | Low ripple permanent magnet motor control | |
| EP3637613B1 (en) | Motor driving apparatus | |
| JP7280170B2 (ja) | モータ制御装置、モータ制御方法、ハイブリッドシステム、昇圧コンバータシステム、電動パワーステアリングシステム | |
| JP7094859B2 (ja) | モータ制御装置及びモータ制御方法 | |
| JP3908431B2 (ja) | 永久磁石同期モータの回転制御方法 | |
| JP3515047B2 (ja) | Ｄｃブラシレスモータ装置 | |
| Ozturk | Direct torque control of permanent magnet synchronous motors with non-sinusoidal back-EMF | |
| JP2000232797A (ja) | ブラシレスモータの駆動装置 | |
| JP2004350472A (ja) | Ｄｃブラシレスモータの制御装置 | |
| JP2001224198A (ja) | 永久磁石同期モータの起動方法 | |
| JP2001224197A (ja) | 永久磁石同期モータの回転子位置検出方法 | |
| JP5403338B2 (ja) | 同期機 | |
| JP2010288331A (ja) | インバータ装置 | |
| JP4052442B2 (ja) | モータの制御装置、モータ、電気機器及びモータの制御方法 | |
| Vinayaka et al. | Analysis of BLDC motor performance using space vector pulse width modulation | |
| KR20210073596A (ko) | 무브러시 영구 자석 모터의 제어 방법 | |
| JPH08196096A (ja) | インバータ装置 | |
| JP2003209988A (ja) | ブラシレスモータ駆動システム、ブラシレスモータ駆動方法、及びコンピュータプログラム | |
| JP2001275390A (ja) | インバータ制御方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040615 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050531 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050607 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20050907 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20050914 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20060620 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060919 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20061002 |
|
| A911 | Transfer of reconsideration by examiner before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20061024 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20061219 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070118 |
|
| R150 | Certificate of patent (=grant) or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110126 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110126 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120126 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130126 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130126 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140126 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |