JP2015073388A - モータ制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】進角制御に優れたモータ制御回路を提供する。
【解決手段】モータ制御回路１００はＦＬＬ回路１５０の第１信号入力端子１５２に入力される目標周波数と第２信号入力端子１５４に入力されるＦＧ信号のフィードバック周波数を比較し、その周波数差に基づき駆動波形生成回路１６０および進角制御回路１７０を制御する。駆動波形生成回路１６０は正弦波信号生成回路１６４を備え、正弦波生成回路１６４で生成される正弦波信号は進角制御回路１７０から出力されるデジタル信号によって位相の制御を受ける。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータ制御回路に関し、特に進角制御を備えたモータ制御回路に関するものである。

モータの駆動巻線に流れる駆動電流と駆動巻線に誘起される誘起電圧との位相が一致したときにモータ出力トルクの効率は高くなる。しかし、ブラシレスＤＣモータなどの駆動制御では、モータの回転数に応じて駆動電流の位相に遅れが生じ駆動効率が低下する。そのため、モータの駆動巻線に印加する駆動電圧の位相を、たとえば、ホール信号の位相に対し意図的に進めることで、モータの出力トルクを増大させる進角制御が一般的に行われている。

またモータを制御する方式としてＰＬＬ（Phase Locked Loop）およびＦＬＬ (Frequency Locked Loop)の少なくとも一方を用いることが知られている。ＰＬＬすなわち位相同期制御方式は、モータ側から取り出された回転速度信号と目標値となる基準信号との位相同士を位相比較回路で比較し、両者の位相差に基づきモータの駆動回路部がモータの回転速度を制御する方式である。ＦＬＬすなわち周波数同期制御方式は、モータ側から取り出された回転速度信号と目標値となる基準信号との周波数同士を周波数比較回路で比較し、両者の周波数差に基づきモータの駆動回路部がモータの回転速度を制御する方式である。

特許文献１は、相電流検出用の抵抗を用いることなくホール素子やＦＧ（Frequency Generator）センサなどによってモータの回転数を検出し、モータの回転数に応じて安定した駆動制御を可能とする回転数検出回路を提供するとしている。特許文献２は、回転速度に応じた進角量を設定できるモータ駆動装置を提供するとしている。特許文献３は、モータの速度、位置およびトルクのいずれかをフィードバック制御するモータ制御装置を提供するとしている。特許文献４は、ＰＬＬまたはＦＬＬを使用した回転速度制御構成を使用したモータ制御装置を提供するとしている。特許文献５は、ＰＬＬとＦＬＬとの並列回路で構成された制御素子を有するモータの回転制御装置を提供するとしている。

特許文献１はモータの回転数検出回路、進角制御回路を示唆する。しかし、モータの目標回転指令信号の周波数または位相と、モータのフィードバック回転信号の周波数または位相とを比較し、その比較結果信号を進角制御に用いることまでは示唆していない。特許文献２は、上位機から通知される速度指令情報と速度を検出する速度検出手段から通知される速度検出情報との速度偏差に基づきモータを駆動する駆動電圧を調整する駆動制御信号を生成することについては示唆する。しかしモータの目標回転指令信号の周波数または位相と、モータのフィードバック回転信号の周波数または位相とを比較し、その比較結果信号を進角制御に用いることまでは示唆していない。特許文献３は、進角量をフィードバック制御演算部で算出した駆動値に基づき設定することは示唆する。しかし、フィードバック制御演算部は、モータの回転速度と外部から入力される速度指令の値を速度誤差とし、その速度誤差に基づきモータの駆動量を算出するものであって、モータの目標回転指令信号の周波数または位相と、モータの回転速度信号の周波数または位相とを比較することまでは示唆していない。特許文献４はモータの回転速度に同期したフィードバック周波数（または位相）と目標周波数（または位相）を比較し、その周波数差（または位相差）に基づいてモータの回転速度を制御することを示唆する。しかし、それらの差分の信号を進角制御に利用することは何ら示唆していない。特許文献５はＰＬＬおよびＦＬＬを用いてモータの回転数を制御することを示唆する。しかし、モータの目標回転指令信号とモータのフィードバック周波数信号とを比較すること、および進角制御については何ら示唆していない。

図１３は、特許文献１に開示された従来のモータドライバの一例を示す。モータドライバ５は、モータ５１の駆動制御を行う。モータドライバ５は回転数検出回路１、回転数検出回路１から出力される第１デジタル信号ｍ−Ｎｃを第１アナログ電圧信号Ｖｃに変換するＤ／Ａコンバータ５２、第１アナログ電圧Ｖｃをアナログ電流信号Ｉｃに変換する電圧／電流変換回路５３、アナログ電流信号Ｉｃに基づく第２アナログ電圧信号ＶＬＡを第２デジタル信号ｋ−Ｄに変換するＡ／Ｄコンバータ５４、第２デジタル信号ｋ−Ｄおよび内部クロック信号ｎ−Ｈｃに基づいてモータ５１の進角制御を行うための進角制御信号ＬＡＣを出力する進角制御回路５５、進角制御信号ＬＡＣに基づいてモータ５１の回転数に応じた進角制御を行うとともにモータ５１を駆動するための駆動信号Ｄを出力するドライブ部５６を備える。

回転数検出回路１は、エッジ検出回路１０、マスタークロック生成回路２０、周期分周部３０、内部クロックカウント部２を備える。回転数検出回路１はこうした回路部を組み合わせホール素子５７からホールコンパレータ（不図示）を介してホール信号Ｈの入力を受けホール信号Ｈの１周期ごとにモータ５１の回転数を検出し、その検出結果を内部クロックカウント部２の出力側から第１デジタル信号ｍ−Ｎｃとして出力する。

電圧／電流変換回路５３には抵抗Ｒ１,Ｒ２が接続されている。抵抗Ｒ１の一端に第１アナログ電圧信号Ｖｃが印加されると、その電圧はアナログ電流信号Ｉｃに変換され、さらに抵抗Ｒ２の一端で第２アナログ電圧信号（進角信号）ＶＬＡに変換され、Ａ／Ｄコンバータ５４に入力される。抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端はともに接地電位ＧＮＤに接続されている。第２アナログ電圧信号ＶＬＡはＡ／Ｄコンバータ５４でアナログ／デジタル変換され、第２デジタル信号ｋ−Ｄを出力する。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗比に基づき第１アナログ電圧信号Ｖｃと進角信号となる第２アナログ電圧信号ＶＬＡ（進角信号）の関係比が決定されている。

特許文献１に開示された進角制御はモータ５１の回転数に基づいて生成される周期信号の入力を受け、周期ごとにあらかじめ定めた期間内部クロック信号のパルス数を計数し、その計数値に基づき進角制御信号（第２デジタル信号ｋ−Ｄ）を生成するものである。すなわち、特許文献１はモータの回転数を検出して進角制御を行う方式を示唆する。

特開２０１０−２００５９９号公報 特開２００９−４４８６８号公報 特開２０１３−１３２２００号公報 特開平１０−８０１７１号公報 特表２００２−５１４０４０号公報

本発明のモータ制御回路は、上記特許文献に示唆された技術思想に鑑み特に相電流検出用の抵抗を用いることなく、進角制御の精度を高め、さらに電源電圧変動や負荷変動時の進角制御の精度を高めることを目的とする。

本発明のモータ制御回路は、モータの駆動巻線に流れる駆動電流と駆動巻線に発生する誘起電圧との位相関係を設定する進角制御を備える。進角制御は、目標周波数とモータの回転速度に同期したフィードバック周波数とを周波数比較回路に入力し、周波数比較回路から取り出した周波数差に基づきモータの進角制御を行う。周波数比較回路にはＦＬＬ（Frequency Locked Loop）回路を用いる。

また、本発明のモータ制御回路は、モータの駆動巻線に流れる駆動電流と駆動巻線に発生する誘起電圧との位相関係を設定する進角制御を備える。進角制御は、目標位相とモータの回転速度に同期したフィードバック位相とを位相比較回路に入力し、位相比較回路から取り出した周波数差に基づきモータの進角制御を行う。位相比較回路にはＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路を用いる。

また、本発明のモータ制御回路は、ＰＬＬ回路の前段または後段にＦＬＬ回路を直列に結合し、周波数差および位相差の少なくとも一方に基づき進角制御を行う。

本発明のモータ制御回路は、相電流検出用の相抵抗を用いることなく、目標周波数または目標位相と、モータからフィードバックされるデジタル信号の周波数または位相とを比較し、その周波数差または位相差に基づき進角制御を行うので、スイッチングノイズの影響を抑止することができる。

本発明の第１の実施形態にかかるモータ制御回路の概念図である。 本発明の第２の実施形態にかかるモータ制御回路図である。 本発明の第３の実施形態にかかるモータ制御回路図である。 本発明にかかる進角制御を説明するための減電圧・過電圧と駆動電流および進角制御量との関係、及び軽負荷・過負荷時と駆動電流および進角制御量との関係を示す図である。 本発明にかかる進角制御のフローの一例を示す図である。 本発明にかかる１２０度通電時におけるインバータのスイッチング状態を示す図である。 本発明にかかる１８０度通電時におけるインバータのスイッチング状態を示す図である。 本発明にかかる１２０度通電時における駆動巻線Ｕ相に印加される電圧と駆動巻線Ｕ相に流れる駆動電流の信号波形図である。 本発明にかかる１８０度通電時における駆動巻線Ｕ相に印加される電圧と駆動巻線Ｕ相に流れる駆動電流の信号波形図である。 本発明にかかる駆動波形生成回路で三角波信号と正弦波信号とによってＰＷＭ信号が生成される状態を進角０度と進角３０度進めた状態を模式的に示す図である。 本発明にかかる進角制御回路の特性図である。 本発明にかかる図１においてのおもなノードの信号波形図である。 従来のモータ制御回路図である。

（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態にかかり特にモータ制御回路の概念図を示す。モータ制御回路１００は、ＦＬＬ回路１５０、駆動波形生成回路１６０、進角制御回路１７０、ドライバ１８０ａ、モータ１８２、ＦＧ出力回路１８８を備える。なおモータ１８２はブラシレスＤＣモータであり、図示しない可動子（回転子）および駆動巻線を有する。

ＦＬＬ(Frequency Locked Loop)回路１５０は、一般的によく知られた周波数同期回路と称されるもので、モータ１８２側からフィードバックされたモータ回転数を周波数に変換した信号と目標周波数とを比較し、その周波数差に基づきモータの回転数を制御する。ＦＬＬ回路１５０には、第１信号入力端子１５２、第２信号入力端子１５４が設けられていて、第１信号入力端子１５２にはモータ１８２の回転数を制御するにあたり目標周波数を有するデジタル信号が入力される。デジタル信号はたとえば電圧制御型発振器で生成される。電圧制御型発振器としては、たとえば水晶発振子、セラミック共振子、可変容量キャパシタを用いたものを採用することができる。第２信号入力端子１５４にはモータ１８２の回転速度に応じた電圧がＦＧ出力回路１８８で所定の周波数に変換されたＦＧ信号（デジタル信号）が入力される。本発明では、ＦＧ出力回路１８８で生成されるデジタル信号の周波数および位相をそれぞれフィードバック周波数およびフィードバック位相と称する。ＦＧ出力回路１８８は当業者にはよく知られた、たとえばホール素子、エンコーダ、リゾルバなどを用いて構成することができる。ＦＬＬ回路１５０は、第１入力端子１５２、第２入力端子１５４の他に周波数比較回路１５６、ループフィルタ１５８を有する。ループフィルタ１５８は低域の周波数を通過させ高域の周波数を阻止するローパスフィルタで構成される。ループフィルタ１５８はモータの回転速度が急激に変化した場合や、モータ１８２で駆動される負荷の大きさが急激に変化した場合に対する応答性を決定する。

駆動波形生成回路１６０には、ＦＬＬ回路１５０のループフィルタ１５８から出力された積分信号が入力される。駆動波形生成回路１６０は、後段のドライバ１８０ａにドライブ信号を供給する。ドライブ信号はたとえば、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式を採用した場合には、パルスの幅が時間の経過とともに変化する信号である。駆動波形生成回路１６０はたとえば、ＰＷＭ信号を生成するために、三角波生成回路１６２、正弦波生成回路１６４、およびコンパレータ１６６を有する。三角波信号はたとえば、抵抗とキャパシタを用いてミラー積分回路を構成して生成するか、またはキャパシタを定電流で充放電して生成することができる。正弦波信号はホールコンパレータ１８６の切り替わりのエッジを検出して、所定のビット数の離散的なパルス信号を生成し、その離散的なパルス信号を元に擬似的な正弦波信号を生成する。三角波生成回路１６２で生成される三角波信号Ｖtriはコンパレータ１６６のたとえば、反転端子（−）に、正弦波生成回路１６４で生成される正弦波信号Ｖsineはその非反転端子（＋）にそれぞれ入力される。このとき、両者の振幅同士がコンパレータ１６６で比較され、両者の振幅の差に応じてＰＷＭ信号Ｖｐｍｗがコンパレータ１６６の出力から取り出される。ループフィルタ１５８から取り出された積分信号（直流電圧）は、正弦波生成回路１６４で生成される正弦波信号Ｖsineの振幅を調整する。正弦波信号はホールコンパレータ１８６の切り替わりのエッジを検出して、所定のビット数の離散的なパルス信号を生成し、その離散的なパルス信号を元に擬似的な正弦波信号を生成する。また、正弦波信号の振幅値を調整するにはＶ−Ｉ変換回路を設け、Ｖ−Ｉ変換回路で一端、電流に変換し変換した電流を抵抗値が異なる複数の抵抗で電圧に変換するとよい。正弦波信号Ｖsineは、三角波信号Ｖtriの振幅とはコンパレータ１６６で比較され、その比較結果によってデューティ比が調整されたＰＷＭ信号Ｖｐｍｗとして出力される。ＰＷＭ信号Ｖｐｍｗのデューティ比が調整されると、モータ１８２を駆動する駆動電流が制御され進角制御が行われる。なお、ＰＷＭ信号Ｖｐｍｗが進角制御回路１７０によって進角の制御を受けると、進角量０度のときはＰＷＭ信号Ｖｐｍｗ０、進角量３０度のときはＰＷＭ信号Ｖｐｍｗ３０で示すように両者の位相は変わってくる。駆動波形生成回路１６０のおもな働きはドライバ１８０ａを駆動することであるが、後述の進角制御回路１７０と同様に進角制御の機能も有している。

コンパレータ１６６から出力されるたとえばＰＷＭ信号Ｖｐｍｗはドライバ１８０ａに供給される。ドライバ１８０ａはたとえば、三相ドライバからなり、モータ１８２を駆動する。ドライバ１８０ａの詳細については後述する。

モータ１８２の回転数、回転速度はＦＧ（Frequency Generator）出力回路１８８で所定の周波数を有するデジタル信号（ＦＧ信号）に変換され、ＦＬＬ回路１５０の第２信号入力端子１５４を介して周波数比較回路１５６にフィードバックされる。

なお、図１にはＦＬＬ回路１５０を示し、周波数比較回路１５６で第１信号入力端子１５２に入力される目標周波数と第２信号入力端子に入力されるフィードバック周波数とを比較するようにした。しかし、ＦＬＬ回路１５０に替えてＰＬＬ回路を採用するか、またはＦＬＬ回路１５０とＰＬＬ回路１９０（図２，３参照）を直列または並列に結合してモータ制御回路１００を構成することもできる。ＦＬＬ回路１５０に替えてＰＬＬ回路１９０を採用した場合には、第１信号入力端子１５２と第２信号入力端子１５４は、それぞれ目標位相とフィードバック位相を比較するデジタル信号を受け入れる端子となる。

進角制御回路１７０にはＦＬＬ回路１５０のループフィルタ１５８から出力された積分信号すなわち直流電圧が印加されている。進角制御回路１７０は、駆動波形生成回路１６０とは別の進角制御の働きを有する。進角制御回路１７０は、ドライバ１８０ａに供給するＰＷＭ信号Ｖｐｍｗの位相を進めたり遅らせたりするために用意される。すなわち、本発明の進角制御回路１７０は正弦波生成回路１６４で生成された正弦波信号Ｖsineの信号の位相を制御する役目を担っている。正弦波信号Ｖsineの位相を制御するにはたとえば、ホールコンパレータ１８６から出力したデジタル信号の位相を調整する。

（第２の実施形態）
図２は、本発明の第２の実施形態にかかり、特に図１に示した本発明にかかるモータ制御回路の具体例を示す。

モータ制御回路１００Ａは、ＭＰＵ１１０、入力端子１１２、シュミットインバータ１１４、平滑回路１２０、基準クロック生成回路１３０、ソフトスタート回路１４０、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路１９０、ＦＬＬ回路(Frequency Locked Loop)１５０、積分アンプ１５９、駆動波形生成回路１６０、進角制御回路１７０、ドライバ１８０ａ、プリドライバ１８０ｂ、モータ１８２．ホール素子１８４、ホールコンパレータ１８６．ＦＧ（Frequency Generator）出力回路１８８を具備している。図１と同じ箇所には同じ符号を用いている。

図２において、ＭＰＵ１１０は本発明にかかるモータ制御回路１００Ａを駆動するための基準となる入力信号を出力する。入力信号は、たとえばパルスの振幅値を調整するパルス振幅変調（ＰＡＭ：Pulse Amplitude Modulation）方式、パルスの幅を調整するパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）またはこれらを組み合わせた方式で生成することができる。ＰＡＭ方式では入力信号の振幅値を調整してモータ１８２の回転数を設定する。また、ＰＷＭ方式では、入力信号のデユーティ比を調整してモータ１８２を所定の回転数で運転することができる。また、両者を組み合わせるならばモータ１８２の回転速度に応じて使い分けることができる。たとえば、比較的低速度の場合にはＰＡＭ方式を、比較的高速度の場合にはＰＷＭ方式をそれぞれ採用することができる。いずれにしてもＭＰＵ１１０は、モータ１８２の回転数を制御する入力信号を生成するために用意されている。なお、本書においてＭＰＵ１１０はマイコンと称し、ＭＰＵ（マイクロプロセッサユニット）の他にＤＳＰ、ＣＰＵはもちろんのこと、マイコンの中にはモータの回転速度が設定できる信号発生器も含まれる。

入力端子１１２は、ＭＰＵ１１０より供給されるたとえばＰＷＭ入力信号を受け入れるために用意されている。入力端子１１２は、モータ制御回路１００Ａが、たとえばＭＰＵ１１０、ホール素子１８４、モータ１８２、ホールコンパレータ１８６、ＦＧ出力回路１８８を除いた回路素子が半導体集積回路装置に内蔵されるときに、その半導体集積回路装置に設けた外部端子の１つである。

シュミットインバータ１１４は、入力端子１１２に入力されるたとえばＰＷＭ入力信号の状態が不安定になるという、いわゆるチャタリング（Chattering）を抑止するために用いる。チャタリングとは、ＰＷＭ入力信号が本来のレベルから逸脱し、オン・オフが細かく繰り返される事象を指す。こうした不具合状態を排除するために、ヒステリシス特性をもったシュミットインバータ１１４を採用し、後段の回路部が誤動作しないようにしている。なお、シュミットインバータ１１４には電源電圧ＶＲＥＧが印加されるが、電源電圧ＶＲＥＧは、たとえば電圧が５Ｖに制御された電源電圧であり、後述のプリドライバ、ドライバを除いては電源電圧５Ｖが供給されている。

平滑回路１２０は、シュミットインバータ１１４から出力されたたとえばＰＷＭ信号を平滑し、ほぼレベルが一定な直流電圧に変換するために用意されている。平滑回路１２０を構成するには、たとえば抵抗Ｒ１０とキャパシタＣ１０を１段または数段直列に接続すればよい。平滑回路１２０は、単に抵抗Ｒ１０、キャパシタＣ１０で構成せずにオペアンプを用いて構成してもよい。また、平滑する前のＰＷＭ信号を増幅した後に平滑回路１２０で直流電圧に変換してもよいし、入力端子１１２に印加されたＰＷＭ信号をたとえば図示しないオペアンプで増幅し、増幅した後に平滑回路１２０で直流電圧に変換するようにしてもよい。

基準クロック生成回路１３０は本発明のモータ制御回路１００Ａにおいて、目標周波数や目標位相を設定するための基準クロック信号を生成するために用意され、平滑回路１２０で生成される直流電圧に応動して設定される。すなわち、ＭＰＵ１１０で指定された入力信号に応動する。基準クロック生成回路１３０は、いわば印加される直流電圧によって、その発振周波数が制御される電圧制御型発振器（ＶＣＯ）で構成されている。ＶＣＯとしては、たとえば、水晶振動子やセラミック発振子を用いたものや、可変容量ダイオードなどを用いたものを採用することができ、その周波数器はたとえば２００Ｈｚ〜１ＫＨｚに選ばれる。

ソフトスタート回路１４０は、基準クロック生成回路１３０の動作スタート点を制御するために用意されている。すなわち、ソフトスタート回路１４０は、モータ制御回路１００Ａを緩やかに作動させるために用意されている。たとえば車載モータの回転を急に上昇させると、モータ制御回路１００Ａにラッシュ電流が流れノイズが発生する。また、モータ１８２を急加速、急ブレーキすると異常音を発生したりする。こうした不具合を防止するために、ソフトスタート回路１４０によってスタート基準クロック生成回路１３０を緩やかに作動させるようにしている。

ＰＬＬ回路１９０は、位相比較回路１９２、ループフィルタ１９４、ＶＣＯ１９６（電圧制御発振回路）及び分周器１９８で構成される。ＰＬＬ回路１９０は本発明では必ずしも必須の構成要件ではない。ＦＬＬ回路１５０を単独で構成してもかまわない。ＰＬＬ回路１９０はＦＬＬ回路１５０の代わりに用いることができる。この場合にはＰＬＬ回路１９０が単独でモータ制御回路１００Ａを構成する。図２にはＰＬＬ回路１９０の後段にＦＬＬ回路１５０を結合したものを示した。こうしたＰＬＬとＦＬＬの組み合わせは、構成はやや複雑なりコスト高につながるが、それぞれを単独で構成する場合に比べてモータの制御精度を高めることにつながる。図２には、ＰＬＬ回路１９０の後段にＦＬＬ回路１５０を結合したが、これらの順序は逆でもよく、ＦＬＬ回路１５０の後段にＰＬＬ回路１９０を結合してもよい。また、ＦＬＬ回路１５０とＰＬＬ回路１９０を直列ではなく並列に結合してモータ制御回路１００Ａを構成することもできる。この場合には、ＦＬＬ回路１５０から出力される周波数差に応じた出力信号とＰＬＬ回路１９０から出力される位相差に応じた出力信号とを加算した合成信号に基づき進角制御を行う。

ＰＬＬ回路１９０の一部を構成する位相比較回路１９２は、分周器１９８から入力される分周信号の位相と基準クロック生成回路１３０で生成された基準クロック信号の位相とを比較する。両者の位相差に応じた誤差信号がループフィルタ１９４で平滑され、平滑された直流電圧はＶＣＯ１９６に入力され、ＶＣＯ１９６の発振周波数を制御する。ＶＣＯ１９６は電圧制御型発振器であり、たとえば水晶発振子を用いて構成される。

ループフィルタ１９４は、ローパスフィルタ（低域通過フィルタ）である。ループフィルタ１９４は、たとえば２次特性を有するようにたとえば抵抗、キャパシタの時定数が設定される。

分周器１９８は、ＶＣＯ１９６で発振された発振信号を所定の分周比Ｎで分周し、分周された分周信号は基準クロック生成回路１３０で生成された基準クロック信号と位相比較回路１９２で比較され、ＶＣＯ１９６で発振された発振信号は基準クロック信号の位相に同期される。なお、ＰＬＬ１９０を採用することで回路構成が少し複雑になり、コスト高になることは免れない。しかし、ＶＣＯ１９６は後段のＦＬＬ回路１５０の目標周波数を定める入力信号を出力し、ＶＣＯ１９６に水晶発振子を用いた場合にはＦＬＬ回路１５０を周波数の変動差が極めて小さな発振信号で制御することができる。

ＦＬＬ回路１５０は、第１信号入力端子１５２、第２信号入力端子１５４を備える。第１信号入力端子１５２、第２信号入力端子１５４は、図１にも示している。第１信号入力端子１５２にはＶＣＯ１９６で生成された発振信号が入力される。第２信号入力端子１５４にはＦＧ出力回路１８８から取り出されたＦＧ信号が入力される。ＦＧ信号はモータ１８２の極数、回転数、回転速度に対応したデジタル信号で所定の周波数に設定される。

ＦＬＬ回路１５０は、さらに周波数比較回路１５６、ループフィルタ１５８を備える。周波数比較回路１５６はＶＣＯ１９６から第１信号入力端子１５２に印加される目標周波数と、ＦＧ出力回路１８８から第２信号入力端子１５４に印加されるフィードバック周波数とを比較する。なお、ＰＬＬ回路１９０を設けずにＦＬＬ回路１５０のみでモータ制御回路１００Ａを構成する場合には、第１信号入力端子１５２には基準クロック生成回路１３０から制御の基準となる目標周波数が印加されることになる。

ループフィルタ１５８は、周波数比較回路１５６から出力された周波数差を平滑する。ループフィルタ１５８の時定数はＰＬＬ回路１９０に用いたループフィルタ１９４のそれとは異なるが、ローパスフィルタである点では共通している。

積分アンプ１５９は、ループフィルタ１５８から取り出された電圧成分をさらに平滑し、所定のレベルまで増幅する。増幅された直流電圧には、ＦＧ出力回路１８８からフィードバックされたＦＧ信号の信号成分が含まれる。積分アンプ１５９から出力されるフィードバック信号Ｖｆｂは駆動波形生成回路１６０および進角制御回路１７０を制御するために利用するのが本発明の特徴の１つである。

駆動波形生成回路１６０は図１に示したものと同じであるので、詳細な説明は省略する。

進角制御回路１７０は、Ｖ−Ｉ変換回路１７２、ＡＤＣ１７４を備える。Ｖ−Ｉ変換回路１７２には端子１７６,１７８が用意されている。端子１７８はＡＤＣ１７４の入力側すなわちアナログ信号の入力端子の役割を兼ね備えている。端子１７６には抵抗Ｒ２０の一端が、端子１７８には抵抗Ｒ３０の一端がそれぞれ接続されている。抵抗Ｒ２０，Ｒ３０の他端はともに接地電位ＧＮＤに接続されている。

Ｖ−Ｉ変換回路１７２は、積分アンプ１５９に出力されるフィードバック信号Ｖｆｂを変換電流Ｉｓに変換するために用意されている。変換電流Ｉｓは、端子１７６に出力されるフィードバック変換電圧Ｖ１７６の大きさと抵抗Ｒ２０の大きさによって定められている。ここで、フィードバック変換電圧Ｖ１７６は、フィードバック信号Ｖｆｂに比例した電圧であり、フィードバック変換電圧Ｖ１７６はフィードバック信号Ｖｆｂに係数ｋを乗じた大きさで表すことができる。すなわち、Ｖ１７６＝ｋ・Ｖｆｂである。係数ｋが１に設定されると、フィードバック変換電圧Ｖ１７６とフィードバック信号Ｖｆｂは同じ大きさとなる。いずれにしても係数ｋは設計事項の１つであり、フィードバック信号Ｖｆｂの大きさ、抵抗Ｒ２０の大きさ、Ｖ−Ｉ変換回路１７２のダイナミックレンジ、ＡＤＣ１７４のダイナミックレンジを元にして決定すればよい。端子１７６に電圧Ｖ１７６が発生すると、その電圧に応じたアナログ電流は抵抗Ｒ２０の大きさに反比例した変換電流Ｉｓに変換され端子１７８を介して抵抗Ｒ３０に流れる。端子１７８に発生したアナログ電圧信号（進角信号）は電圧Ｖ１７８に変換されＡＤＣ１７４に入力される。電圧Ｖ１７８はＡＤＣ１７４でアナログ／デジタル変換され、デジタル信号Ｖｓを出力する。抵抗Ｒ２０と抵抗Ｒ３０との抵抗比に基づきフィードバック信号Ｖｆｂと電圧Ｖ１７８の関係比が決定されている。

プリドライバ１８０ｂは駆動波形生成回路１６０からＰＷＭ信号を受け、後段のドライバ１８０ａを駆動するために用意される。

ドライバ１８０ａは、プリドライバ１８０ｂからのＰＷＭ駆動信号を受け、モータ１８２を駆動する。ドライバ１８０ａは、三相ドライバ、三相インバータなどとも称される。ドライバ１８０ａは、ハイサイドトランジスタＱＵＨ，ＱＶＨ，ＱＷＨ、およびローサイドトランジスタＱＵＬ，ＱＶＬ，ＱＷＬを備える。なお、ドライバ１８０ａには参考のために相抵抗Ｒ４０を示した。相抵抗Ｒ４０は駆動巻線に流れる相電流を電圧し変換し、変換された電圧に基づき進角制御を行うことが知られている。本発明の一実施形態では相抵抗Ｒ４０は備えていないし、また、進角制御にも利用していない。相抵抗Ｒ４０を採用しないことによって、スイッチングノイズの影響を抑止することができる。なお、ドライバ１８０ａには電源電圧ＶＣＣが供給されている。電源電圧ＶＣＣは、車載用モータ制御回路の場合には１２Ｖまたは２４Ｖが一般的に使用される。

モータ１８２には本発明の一実施形態ではブラシレスＤＣモータを採用している。

ホール素子１８４は、モータ１８２がブラシレスＤＣモータである場合に可動子の位置を検出するために用意される。

ホールコンパレータ１８６は、ホール素子１８４に発生した電気角１２０度ずつずれたたとえば３つのデジタル信号を比較するために用意される。

ＦＧ出力回路１８８は、ホールコンパレータ１８６から出力される信号に基づき所定の周波数を有するデジタル信号をＦＬＬ回路１５０の第２信号入力端子１５４に入力する。ＦＧ出力回路１８８から出力されるＦＧ信号の周波数はモータ１８２の回転数や、モータ１８２の極数によって異なる。多極数になるほどまた、回転数に比例してその周波数は大きくなるが概ねその周波数は１ＫＨｚ以下である。

図２に示すモータ制御回路１００Ａに用いる電源電圧ＶＲＥＧは電源電圧ＶＣＣを元にして生成される定電圧源であり、電源電圧ＶＣＣの電源変動や温度の変化に影響を受けずにたとえば５Ｖに固定されている。このため、本発明の第２の実施形態では、電源電圧ＶＲＥＧを元に、シュミットインバータ１１４、基準クロック生成回路１３０、ソフトスタート回路１４０、ＦＬＬ回路１５０、ＰＬＬ回路１９０、積分アンプ１５９、駆動波形生成回路１６０、進角制御回路１７０などが作動されるので、電源電圧変動やモータの負荷変動の影響を受けずにモータの進角制御を行うことができる。

（第３の実施形態）
図３は、本発明にかかる第３の実施形態を示す。図３に示すモータ制御回路１００Ｂは、図２に示したモータ制御回路１００Ａの一部を変更したものである。図２との違いは、進角制御回路１７０にＤＡＣ１７９を設け、ＤＡＣ１７９を介してＦＧ出力回路１８８からのＦＧ信号をＶ−Ｉ変換回路１７２に印加するようにしたことである。ＤＡＣ１７９は、ＦＧ出力回路１８８から出力されるデジタル信号（ＦＧ信号）をアナログ信号に変換してＶ−Ｉ変換回路１７２に入力するために用意されている。図３に示す第３の実施形態は、積分アンプ１５９からの出力を進角制御に利用する方式ではない。しかし、積分アンプ１５９の出力は進角制御の機能も併せ有する駆動波形生成回路１６０を制御している。このため、周波数比較回路１５６または位相比較回路１９２から取り出される目標周波数とフィードバック周波数との周波数差、または目標位相とフィードバック位相との位相差に基づき進角制御を行うことになり、図３に示したモータ制御回路１００Ｂは本発明の技術的範囲に属すると解するのが妥当である。

図４は本発明にかかる進角制御を説明するために、インバータ１８０ａに供給する電源電圧ＶＣＣが変化したとき、およびモータ１８２で駆動される負荷（不図示）の大きさが変化したときのモータ１８２の駆動巻線に流れる駆動電流と進角すべき進角量を模式的に示したものである。

図４（ａ１），（ａ２）は、電源電圧ＶＣＣが変化したときを、図４（ｂ１），（ｂ２）は負荷が変化したときをそれぞれ示す。

図４（ａ１）の横軸には電源電圧ＶＣＣが標準時、減電圧時、過電圧時の３点を示し、その縦軸には駆動巻線に流れる駆動電流の大きさを示す。図４（ａ１）に示すようにモータ１８２の回転数は電源電圧ＶＣＣの変化に関係なく一定になるように制御されている条件下では、電源電圧ＶＣＣが標準時よりも低くなったとき、すなわち減電圧時では駆動電流は増加し、反対に高くなったときには、駆動電流は減少する。

図４（ａ２）の横軸には図４（ａ１）と同じように電源電圧ＶＣＣが標準時、減電圧時、過電圧時の３点を示している。その縦軸には進角量および進角制御すべき方向を示している。モータ１８２の回転数は電源電圧ＶＣＣの変化に関係なく一定になるように制御されている条件下では、電源電圧ＶＣＣが標準時よりも低くなったときには、駆動電流は増加するので進角量は進角方向Ｙ１で示すように標準時よりは進角量を増加させなければならない。もし、進角制御が電源電圧ＶＣＣの変化に対してなんら施されない場合には進角方向Ｙ０で示すように進角制御量は常に０であるので、モータ１８２の出力トルクの効率は低下したままとなる。電源電圧ＶＣＣが標準時よりも高くなったときには減電圧時とは逆のことを施すことになる。すなわち、駆動電流は減少するので、進角量は減電圧時とは反対に減少するように進角方向Ｙ２で示すように標準時よりは進角量を減少させなければならない。もし、進角制御を過電圧時になんら施されない場合には進角方向Ｙ０で示すように進角制御量は常に０であるので、モータ１８２の出力トルクの効率は低下したままとなる。

図４（ｂ１）の横軸にはモータ１８２の負荷が標準時、軽負荷時、過負荷時の３点を示し、その縦軸には駆動巻線に流れる駆動電流の大きさを示す。図４（ｂ１）に示すようにモータ１８２の回転数は電源電圧ＶＣＣの変化に関係なく一定になるように制御されている条件下では、負荷が標準時よりも軽くなったとき、すなわち軽負荷時では駆動電流は減少し、反対に過負荷時には駆動電流は増加する。

図４（ｂ２）の横軸には図４（ｂ１）と同じように標準時、軽負荷時、過負荷時の３点を示している。その縦軸には進角量および進角制御すべき方向を示している。モータ１８２の回転数が負荷の軽重に関係なく一定になるように制御されている条件下では、負荷が標準時よりも軽くなったときには、駆動電流は減少するので進角量は進角方向Ｙ３で示すように減少させなければならない。もし進角制御の対策がなんら施されていない場合には進角方向Ｙ０で示すように進角制御量は常に０であるので、モータ１８２の出力トルクの効率は低下したままとなる。負荷が標準時よりも重くなったときには軽負荷とは逆のことを施すことになる。すなわち、駆動電流は増加するので、進角量は進角方向Ｙ４で示すように標準時よりは進角量を減少させなければならない。もし、進角制御を過電圧時になんら施されない場合には進角方向Ｙ０で示すように進角制御量は常に０であるので、モータ１８２の出力トルクの効率は低下したままとなる。

図５は本発明にかかる進角制御フローの一例を示し説明の便宜上、図４に示した減電圧時および過負荷時における進角制御の手順を示す。減電圧時、過負荷時は図４から明らかであるように、駆動電流はいずれも増加する状態であるので、進角制御を施すときには進角制御量は標準時より増加させる方向で両者は共通している。

ステップ５０１は、標準時よりもドライバ１８０ａに供給される電源電圧ＶＣＣが減少した状態であることを示す。ステップ５０２はモータ１８２で駆動される負荷（不図示）が標準時よりも過負荷状態であることを示す。ステップ５０３は、ステップ５０１およびステップ５０２で示す状態ではモータ１８２の回転数は標準時よりも減少することを示す。ステップ５０４は、ステップ５０３でモータ１８２の回転数が減少することによって速度フィードバック信号Ｖｆｂが増加することを示す。ここで、速度フィードバック信号Ｖｆｂは積分アンプ１５９から出力される積分電圧（直流電圧）を指す。ステップ５０５は速度フィードバック信号Ｖｆｂが増加すると出力デューティ比が増加することを示す。ここで、出力デューティ比は、駆動波形生成回路１６０から出力され、プリドライバ１８０ｂを駆動するＰＷＭ信号のハイレベルとローレベルの比を示している。ステップ５０６は、ＰＷＭ信号の出力デューティ比が増加すると、モータ１８２の駆動巻線Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相（後述の図６参照）に流れる駆動電流が増加することを示す。ステップ５０７は、ステップ５０６で駆動電流が増加すると、モータ１８２の駆動巻線に誘起される誘起電圧と、駆動巻線に流れる駆動電流との位相ずれ量を補正するように進角量が増加することを示す。

進角制御は、図４に示すように減電圧時には進角方向Ｙ１であり、過負荷時には進角方向Ｙ４であり、いずれも標準時に比べて進角量は増加する方向となる。

図５には一例として減電圧時および過負荷時のときの進角制御のフローを示した。説明の便宜上過電圧時および軽負荷時での進角制御のフローについては図示しなかったが、端的にいえば図５のものとはすべての状態が逆となる。すなわち、過電圧時および軽負荷時は、ステップ５０３は「回転数増加」、ステップ５０４は「速度フィードバック信号Ｖｆｂ減少」、ステップ５０５は「出力デューティ比減少」、ステップ５０６は「駆動電流減少」、ステップ５０７は「位相ずれ量補正（進角量減少）」となる。

図６は、ブラシレスＤＣモータの１２０度通電に用いられるインバータ（ドライバ１８０ａ）のスイッチング状態を示す。なお、図６はインバータにおいて従前よく知られたものであるが本発明において後述の１８０度通電と違いを説明するためにあえて説明に供する。

図６は図２に示したドライバ１８０ａとそれによって駆動されるモータ１８２の三相巻線（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）を示す。図６はいわゆる三相ブリッジ（Ｕ，Ｖ，Ｗ）と称される３つのブリッジ回路を備える。それぞれのブリッジ回路は電源端子側に結合されるハイサイドトランジスタと接地電位側に結合されるローサイドトランジスタが対を成し１つのブリッジ回路を構成している。

図６には、モータ１８２の１回転を３６０度とし、モータ１８２の可動子がある位置にあるときを０度とし、その可動子が６０度ごとに同一方向に３６０度すなわち１回転するときの状態を６段階で示している、図６（１）〜（６）の共通事項であるが、ハイサイドトランジスタＱＵＨとローサイドトランジスタＱＵＬの共通接続点ａは駆動巻線Ｕの一端に接続されている。ハイサイドトランジスタＱＵＨは駆動巻線Ｕに駆動電流を供給するときのスイッチとして、ローサイドトランジスタＱＵＬは駆動巻線Ｕに流れ込んだ駆動電流を引き込むときのスイッチとして作用する。すなわち、共通接続点ａから駆動巻線Ｕ側に向かって駆動電流を供給するときスイッチとしてハイサイドトランジスタＱＵＨをオンさせ、駆動巻線Ｕ側から共通接続点ａに向かって駆動電流を引き込むときはローサイドトランジスタＱＵＬをオンさせる。

図６（１）〜（６）の共通事項であるが、ハイサイドトランジスタＱＶＨとローサイドトランジスタＱＶＬの共通接続点ｂは駆動巻線Ｖの一端に接続されている。ハイサイドトランジスタＱＶＨは駆動巻線Ｖに駆動電流を供給するときのスイッチとして、ローサイドトランジスタＱＶＬは駆動巻線Ｖに流れ込んだ駆動電流を引き込むときのスイッチとして作用する。すなわち、共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ側に向かって駆動電流を供給するときスイッチとしてハイサイドトランジスタＱＶＨをオンさせ、駆動巻線Ｖ側から共通接続点ｂに向かって駆動電流を引き込むときはローサイドトランジスタＱＶＬをオンさせる。

図６（１）〜（６）の共通事項であるが、ハイサイドトランジスタＱＷＨとローサイドトランジスタＱＷＬの共通接続点ｃは駆動巻線Ｗの一端に接続されている。ハイサイドトランジスタＱＷＨは駆動巻線Ｗに駆動電流を供給するときのスイッチとして、ローサイドトランジスタＱＷＬは駆動巻線Ｗに流れ込んだ駆動電流を引き込むときのスイッチとして作用する。すなわち、共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ側に向かって駆動電流を供給するときスイッチとしてハイサイドトランジスタＱＷＨをオンさせ、駆動巻線Ｗ側から共通接続点ｃに向かって駆動電流を引き込むときはローサイドトランジスタＱＷＬをオンさせる。

図６（１）は、モータ１８２の可動子が所定の位置に存在したときを０度とし、可動子を０度から６０度まで回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＶＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ａから駆動巻線Ｕ，Ｖを介してローサイドトランジスタＱＶＬに流れる。このとき、駆動巻線Ｗ相に流れる駆動電流を制御するハイサイドトランジスタＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＷＬから構成された回路ブリッジには駆動電流は流れていない。

図６（２）は、モータ１８２の可動子が図６（１）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から６０度〜１２０度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＷＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ａから駆動巻線Ｕ，Ｗを介してローサイドトランジスタＱＷＬに流れる。このとき、駆動巻線Ｖ相に流れる駆動電流を制御するハイサイドトランジスタＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＶＬから構成された回路ブリッジには駆動電流は流れない。図６（２）が図６（１）と共通することは、ともにハイサイドトランジスタＱＵＨがオン状態に置かれていることである。

図６（３）は、モータ１８２の可動子が図６（２）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から１２０度〜１８０度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＷＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ，Ｗを介してローサイドトランジスタＱＷＬに流れる。このとき、駆動巻線Ｕ相に流れる駆動電流を制御するハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬから構成された回路ブリッジには駆動電流は流れない。図６（３）が図６（２）と共通することは、ともにローサイドトランジスタＱＷＬがオン状態に置かれていることである。

図６（４）は、モータ１８２の可動子が図６（３）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から１８０度〜２４０度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ，Ｕを介してローサイドトランジスタＱＵＬに流れる。このとき、駆動巻線Ｗ相に流れる駆動電流を制御するハイサイドトランジスタＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＷＬから構成された回路ブリッジには駆動電流は流れない。図６（４）が図６（３）と共通することは、ともにハイサイドトランジスタＱＶＨがオン状態に置かれていることである。

図６（５）は、モータ１８２の可動子が図６（４）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から２４０度〜３００度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ，Ｕを介してローサイドトランジスタＱＵＬに流れる。このとき、駆動巻線Ｖ相に流れる駆動電流を制御するハイサイドトランジスタＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＶＬから構成された回路ブリッジには駆動電流は流れない。図６（５）が図６（４）と共通することは、ともにローサイドトランジスタＱＵＬがオン状態に置かれていることである。

図６（６）は、モータ１８２の可動子が図６（５）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から３００度〜３６０度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＶＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ，Ｖを介してローサイドトランジスタＱＶＬに流れる。このとき、駆動巻線Ｕ相に流れる駆動電流を制御するハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬから構成された回路ブリッジには駆動電流は流れない。図６（６）が図６（５）と共通することは、ともにハイサイドトランジスタＱＷＨがオン状態に置かれていることである。

図６に１２０度通電時の1回転（３６０度）時の各ハイサイドトランジスタおよび各ローサイドトランジスタのオン、オフ状態を示したように、ハイサイドトランジスタＱＵＨとローサイドトランジスタＱＵＬで構成されたブリッジ回路は、（３）１２０度〜１８０度の間および（６）３００度〜３６０度の間、完全にオフ状態に置かれる。同様に、ハイサイドトランジスタＱＶＨとローサイドトランジスタＱＶＬで構成されたブリッジ回路は、（２）６０度〜１２０度の間および（５）２４０度〜３００度の間、完全にオフ状態に置かれる。さらに、ハイサイドトランジスタＱＷＨとローサイドトランジスタＱＷＬで構成されたブリッジ回路は、（１）０度〜６０度の間および（４）１８０度〜２４０度の間、全にオフ状態に置かれる。

図７は、ブラシレスＤＣモータの１８０度通電に用いられるインバータ（ドライバ１８０ａ）のスイッチング状態を示す。なお、図７はインバータにおいて従前よく知られたものであるが本発明において前述の１２０度通電と違いを説明するためにあえて説明に供する。

図７は図２に示したドライバ１８０ａとそれによって駆動されるモータ１８２の三相巻線（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）を示す。図７はいわゆる三相ブリッジ（Ｕ，Ｖ，Ｗ）と称される３つのブリッジ回路を備える。それぞれのブリッジ回路は電源端子側に結合されるハイサイドトランジスタと接地電位側に結合されるローサイドトランジスタが対を成し１つのブリッジ回路を構成する。

図７には、モータ１８２の１回転を３６０度とし、モータ１８２の可動子がある位置にあるときを０度とし、その可動子が６０度ごとに同一方向に３６０度すなわち１回転するときの状態を６段階で示している、図７（１）〜（６）の共通事項であるが、ハイサイドトランジスタＱＵＨとローサイドトランジスタＱＵＬの共通接続点ａは駆動巻線Ｕの一端に接続されている。ハイサイドトランジスタＱＵＨは駆動巻線Ｕに駆動電流を供給するときのスイッチとして、ローサイドトランジスタＱＵＬは駆動巻線Ｕに流れ込んだ駆動電流を引き込むときのスイッチとして作用する。すなわち、共通接続点ａから駆動巻線Ｕ側に向かって駆動電流を供給するときスイッチとしてハイサイドトランジスタＱＵＨをオンさせ、駆動巻線Ｕ側から共通接続点ａに向かって駆動電流を引き込むときはローサイドトランジスタＱＵＬをオンさせる。

図７（１）〜（６）の共通事項であるが、ハイサイドトランジスタＱＶＨとローサイドトランジスタＱＶＬの共通接続点ｂは駆動巻線Ｖの一端に接続されている。ハイサイドトランジスタＱＶＨは駆動巻線Ｖに駆動電流を供給するときのスイッチとして、ローサイドトランジスタＱＶＬは駆動巻線Ｖに流れ込んだ駆動電流を引き込むときのスイッチとして作用する。すなわち、共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ側に向かって駆動電流を供給するときスイッチとしてハイサイドトランジスタＱＶＨをオンさせ、駆動巻線Ｖ側から共通接続点ｂに向かって駆動電流を引き込むときはローサイドトランジスタＱＶＬをオンさせる。

図７（１）〜（６）の共通事項であるが、ハイサイドトランジスタＱＷＨとローサイドトランジスタＱＷＬの共通接続点ｃは駆動巻線Ｗの一端に接続されている。ハイサイドトランジスタＱＷＨは駆動巻線Ｖに駆動電流を供給するときのスイッチとして、ローサイドトランジスタＱＷＬは駆動巻線Ｗに流れ込んだ駆動電流を引き込むときのスイッチとして作用する。すなわち、共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ側に向かって駆動電流を供給するときスイッチとしてハイサイドトランジスタＱＷＨをオンさせ、駆動巻線Ｗ側から共通接続点ｃに向かって駆動電流を引き込むときはローサイドトランジスタＱＷＬをオンさせる。

図７（１）は、モータ１８２の可動子が所定の位置に存在したときを０度とし、可動子を０度から６０度まで回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＵＨ，ＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＶＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ａから駆動巻線Ｕ，Ｖを介して共通接続点ｂすなわちローサイドトランジスタＱＶＬに流れる。また、共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ，Ｖ相を介して共通接続点ｂに流れ最終的にはローサイドトランジスタＱＶＬに流れる。このときには、ハイサイドトランジスタ、ローサイドトランジスタの違いはあるものの回路ブリッジＵ，Ｖ，Ｗのすべてに電流が流れていることである。この点は先に説明した１２０度通電とは異なる。

図７（２）は、モータ１８２の可動子が図７（１）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から６０度〜１２０度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＶＬ，ＱＷＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ａから駆動巻線Ｕ，Ｖを介して共通接続点ｂすなわちローサイドトランジスタＱＶＬに流れる。また、共通接続点ａから駆動巻線Ｕ，Ｗ相を介して共通接続点ｃに流れ最終的にはローサイドトランジスタＱＷＬに流れる。このときにも、図７（１）と同様にハイサイドトランジスタ、ローサイドトランジスタの違いはあるものの回路ブリッジＵ，Ｖ，Ｗのすべてに電流が流れている。図７（２）が図７（１）と共通することは、ハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＶＬがともにオン状態に置かれていることである。

図７（３）は、モータ１８２の可動子が図７（２）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から１２０度〜１８０度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＵＨ，ＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＷＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ａから駆動巻線Ｕ，Ｗを介してローサイドトランジスタＱＷＬに流れる。また、共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ，Ｗ相を介して共通接続点ｃに流れ最終的にはローサイドトランジスタＱＷＬに流れる。このときにも、図７（１），（２）と同様にハイサイドトランジスタ、ローサイドトランジスタの違いはあるものの回路ブリッジＵ，Ｖ，Ｗのすべてに電流が流れている。図７（３）が図７（２）と共通することは、ハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＷＬがともにオン状態に置かれていることである。

図７（４）は、モータ１８２の可動子が図７（３）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から１８０度〜２４０度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬ，ＱＷＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ，Ｕを介して共通接続点ａすなわちローサイドトランジスタＱＵＬに流れる。また、共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ，Ｗ相を介して共通接続点ｃに流れ最終的にはローサイドトランジスタＱＷＬに流れる。このときにも、図７（１），（２），（３）と同様にハイサイドトランジスタ、ローサイドトランジスタの違いはあるものの回路ブリッジＵ，Ｖ，Ｗのすべてに電流が流れている。図７（４）が図７（３）と共通することは、ハイサイドトランジスタＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＷＬがともにオン状態に置かれていることである。

図７（５）は、モータ１８２の可動子が図７（４）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から２４０度〜３００度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＶＨ，ＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ，Ｕを介して共通接続点ａすなわちローサイドトランジスタＱＵＬに流れる。また、共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ，Ｕ相を介して共通接続点ａに流れ最終的にはローサイドトランジスタＱＵＬに流れる。このときにも、図７（１），（２），（３），（４）と同様にハイサイドトランジスタ、ローサイドトランジスタの違いはあるものの回路ブリッジＵ，Ｖ，Ｗのすべてに電流が流れている。図７（５）が図７（４）と共通することは、ハイサイドトランジスタＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬがともにオン状態に置かれていることである。

図７（６）は、モータ１８２の可動子が図７（５）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から３００度〜３６０度回転させる場合を示す。 図７（６）はモータ１８２が1回転すなわち３６０度回転した状態を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬ，ＱＶＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ，Ｕを介して共通接続点ａすなわちローサイドトランジスタＱＵＬに流れる。また、共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ，Ｖ相を介して共通接続点ｂに流れ最終的にはローサイドトランジスタＱＶＬに流れる。このときにも、図７（１），（２），（３），（４），（５）と同様にハイサイドトランジスタ、ローサイドトランジスタの違いはあるものの回路ブリッジＵ，Ｖ，Ｗのすべてに電流が流れている。図７（６）が図７（５）と共通することは、ハイサイドトランジスタＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬがともにオン状態に置かれていることである。

図７に１８０度通電時の１回転（３６０度）時の各ハイサイドトランジスタおよび各ローサイドトランジスタのオン、オフ状態を示したように、ハイサイドトランジスタＱＵＨとローサイドトランジスタＱＵＬで構成されたブリッジ回路は、（１）０度〜６０度、（２）６０度〜１２０度、（３）１２０度〜１８０度の間、ハイサイドトランジスタＱＵＨがオン状態であり、（４）１８０度〜２４０度、（５）２４０度〜３００度、（６）３００度〜３６００度の間はローサイドトランジスタＱＵＬがオン状態であり、ブリッジ回路を構成するどちらかのトランジスタがオン状態に置かれる。このことは他の回路ブリッジでも同じである。たとえば、ハイサイドトランジスタＱＷＨとローサイドトランジスタＱＷＬで構成されたブリッジ回路では、（５）２４０度〜３００度、（６）３００度〜３６０度、（１）０度〜６０度の期間ではハイサイドトランジスタＱＷＨがオン状態であり、（２）６０度〜１２０度、（３）１２０度〜１８０度、（４）１８０度〜２４０度の間はローサイドトランジスタＱＷＬがオン状態であり、ブリッジ回路を構成するどちらかのトランジスタがオン状態に置かれていることが分かる。

上述のとおり１８０度通電による制御は各相がオフ時間なしで作動している。このため１８０度通電ではしばしば、同じ相のハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタが同時にオンしてしまうという不具合が生じうる。たとえば、ハイサイドトランジスタＱＵＨとローサイドトランジスタＱＵＬが同時にオンする場合である。こうした不具合が仮に生じると、電源と接地電位とがハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬを介して短絡してしまい、電源の破損およびトランジスタの劣化、破損につながる恐れがある。こうした不具合を解消するために、ハイサイドトランジスタＱＵＨとローサイドトランジスタＱＵＬが同時にオフするデッドタイムを設けることが一般的である。

図８は、図６に示した１２０度通電時での電源電圧ＶＣＣと電流波形を示す。図８（ａ）は駆動巻線Ｕ相に印加されるＵ相電圧を、図８（ｂ）は駆動巻線Ｕ相に流れるＵ相駆動電流をそれぞれ示す。図８（ａ）に示すＵ相電圧は図６（１）〜（６）から明らかになる。可動子が０度から１２０度の間は電源電圧ＶＣＣがハイサイドトランジスタＱＵＨを介してＵ相駆動巻線に供給されるがその電源電圧ＶＣＣは他の駆動巻線との直列回路に印加されるので、Ｕ相にはその１／２が生じるのでその大きさはＶＣＣ／２となる。可動子が（３）１２０度〜１８０度および(６)３００度〜３６０度の位置にあるときはＵ相駆動巻線には電源電圧ＶＣＣはまったく印加されないので、０となる。可動子の位置が（４）１８０度〜２４０度および（５）２４０度〜３００度の間にあるときにはＵ相駆動巻線には負の電圧が生じる。

図８（ｂ）は、図８（ａ）に示したＵ相電圧がＵ相駆動巻線に印加されるときのＵ相駆動電流を示す。Ｕ相駆動電流はＵ相電圧とほぼ同じ波形を示す。図８（ｂ）、符号Ｘで示すようにＵ相駆動電流の立ち上がり時または立下り時は極めて急峻であるため、ノイズ発生源となることが多い。このことは比較的静かな車の中で顕著に感じる。しかし、１２０度通電方式は、図８（ａ）に示すようにＵ相電圧は可動子の回転位置が（２）６０度〜１２０度の間、（５）２４０度〜３６０度の間に無通電期間が存在し、これがメリットとなることも知られている。すなわち、無通電期間が存在することにより、駆動巻線の位置のばらつきや着磁のばらつきが１８０度通電に比べて優れ、また制御が簡易であるため一般的によく採用されている。

図９は、図７に示した１８０度通電時での電圧と電流波形を示す。図９（ａ）は駆動巻線Ｕ相に印加されるＵ相電圧であり、図９（ｂ）は駆動巻線Ｕ相に流れるＵ相駆動電流を示す。図９（ａ）に示すＵ相電圧は図７（１）〜（６）から明らかになる。可動子が（１）０度〜６０度に位置するときは、Ｕ相駆動巻線には電源電圧ＶＣＣの１／３の大きさが生じる。可動子が（２）６０度〜１２０度に位置するときは、Ｕ相駆動巻線には電源電圧ＶＣＣの２／３の大きさが生じる。同様に（３）１２０度〜１８０度の間は、Ｕ相駆動巻線には電源電圧ＶＣＣの１／３の大きさが生じる。（４）１８０度〜２４０度、（５）２４０度〜３００度、および（６）３００度〜３６０度の間は図９に示すように負の電圧が生じる。いずれにしても、０度〜３６０度の間、すなわちモータの可動子の位置に関係なく常時、Ｕ相駆動巻線には正、負の電圧という違いはあるが、必ず電圧が生じていることになる。このことはＵ相駆動巻線に限らずＶ相およびＷ相の駆動巻線についても同じである。

図９（ｂ）は、図８（ａ）に示したＵ相電圧がＵ相駆動巻線に印加されるときのＵ相駆動電流を示す。Ｕ相駆動電流の波形はほぼ正弦波に近似し、電流の変化は緩やかに上昇しまた下降していることが分かる。このことは図８（ｂ）に示した１２０度通電時の電流波形とは異なることが分かる。こうした緩やかな電流波形はノイズ発生を抑止することにつながる。しかし１８０度通電方式は１２０度通電方式とは異なり、無通電期間が存在しないため、駆動巻線の位置のばらつきによって進角制御の精度が低下するおそれがあり、場合によっては制御不能に陥ることもありえる。また、ハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタとが同時にオンしない回路構成にしなければならず回路構成、回路制御が難しくなる。

図１０は、本発明にかかる駆動波形生成回路１６０で生成される三角波信号と正弦波信号とによってＰＷＭ信号が生成される状態を進角０度と進角制御で３０度進めた状態を模式的に示す。

図１０（ａ）は、図１に示した駆動波形生成回路１６０で生成される三角波信号Ｖｔｒｉと正弦波信号Ｖｓｉｎｅを示し、正弦波信号Ｖｓｉｎｅは進角量０度（実線）と進角量を３０度進めた場合（破線）を模式的に示す。三角波信号Ｖｔｒｉの位相および振幅は、本発明の一実施形態では固定するものとして示している。

図１０（ｂ）は、図１０（ａ）に示す正弦波信号Ｖｓｉｎｅの進角量が０度のときに、駆動波形生成回路１６０から出力されるＰＷＭ信号Ｖｐｍｗを示す。ＰＷＭ信号Ｖｐｍｗは、図１０（ａ）に示した三角波信号と正弦波信号（実線）とが比較されて両者の振幅の大小に応じてパルス幅が変化した信号である。

図１０（ｃ）は、図１０（ａ）に示す正弦波信号の進角量が３０度のときに、駆動波形生成回路１６０から出力されるＰＷＭ信号Ｖｐｍｗを示す。ＰＷＭ信号Ｖｐｍｗは、図１０（ａ）に示した三角波信号と正弦波信号（破線）とが比較されて両者の振幅の大小に応じてパルス幅が変化した信号を示している。

図１１は、本発明にかかる進角制御回路１７０の特性を示す。図１１を説明する前に図２に戻り進角制御回路１７０の回路動作を説明する。図２において、積分アンプ１５９から出力されるフィードバック信号Ｖｆｂと端子電圧Ｖ１７６との間に係数ｋが存在するようにＶ−Ｉ変換回路１７２の回路構成が成されているとき、Ｖ１７６＝ｋ・Ｖｆｂで表すことができる。係数ｋ＝１のときＶ１７６＝Ｖｆｂとなる。端子１７６に発生する電圧Ｖ１７６は抵抗Ｒ２０の大きさと相俟って、Ｖ−Ｉ変換回路１７２の出力となる変換電流Ｉｓの大きさを決定する。変換電流Ｉｓは抵抗Ｒ２０の抵抗値をｒ２０とすると、Ｉｓ＝Ｖ１７６／ｒ２０となる。変換電流Ｉｓは抵抗Ｒ３０と相俟って端子１７８に発生する電圧Ｖ１７８を決定する。端子１７８の電圧をＶ１７８、抵抗Ｒ３０の抵抗値をｒ３０とすると、Ｖ１７８＝Ｉｓ・ｒ３０となる。

ここで端子１７８に取り出されるアナログ進角制御電圧Ｖ１７８を上述に基づき整理すると、Ｖ１７８＝（ｒ３０／ｒ２０）・ｋ・Ｖｆｂとなることがわかる。すなわち、アナログ進角制御電圧Ｖ１７８の大きさには、フィードバック信号Ｖｆｂと抵抗Ｒ２０と抵抗Ｒ３０との抵抗比が関わっている。してみれば、抵抗Ｒ２０と抵抗Ｒ２０との抵抗比を決めることによって、フィードバック信号Ｖｆｂに対するアナログ進角制御電圧Ｖ１７８の変化する勾配を決めることができる。このことはフィードバック信号Ｖｆｂに対する進角量の変化量を制御することにほかならない。

上述に基づき再度図１１に戻りその特性を説明する。図１１（ａ）は、フィードバック信号ＶｆｂまたはＶ−Ｉ変換回路１７２に設けた端子１７６に取り出される進角制御電圧Ｖ１７６と進角量との関係を模式的に示している。図１１（ａ）の横軸にはＶ−Ｉ変換回路１７２に入力されるフィードバック信号Ｖｆｂ、または端子１７６のアナログ進角制御電圧Ｖ１７６を示し、その縦軸には進角量を示す。特性ｐ１はフィードバック信号Ｖｆｂまたは進角制御電圧Ｖ１７６がたとえば１Ｖから進角制御が始まる状態を示し、特性ｐ２は２Ｖから進角制御が始まる状態を示している。ここで、進角制御の開始点の電圧を決めるにあたっては、たとえば変換電流Ｉｓがフィードバック信号Ｖｆｂ、または端子１７６のアナログ進角制御電圧Ｖ１７６がたとえば１Ｖに達したときに流れるようにＶ−Ｉ変換回路１７２の回路構成を決めてもよい。すなわち、変換電流Ｉｓが流れるための閾値電圧を設け、フィードバック信号Ｖｆｂまたは端子１７６のアナログ進角制御電圧Ｖ１７６がその閾値電圧を超えたときに変換電流Ｉｓが流れるようにして進角制御を開始することができる。また、Ｖ−Ｉ変換回路１７２側には閾値電圧を設けずに、端子１７８に発生する電圧が所定の大きさを超えたときにＡＤＣ１７４を作動するようにしてもよい。

図１１（ｂ）には進角制御の傾きが調整される状態を示している。進角制御の傾き、すなわち、フィードバック信号Ｖｆｂに対する進角量の変化率は、前に述べたように抵抗Ｒ２０と抵抗Ｒ３０との抵抗比を選ぶことで所定の制御の傾きに設定することができる。特性ｐ３は抵抗２０の抵抗値ｒ２０に対して抵抗３０の抵抗値ｒ３０が比較的小さいとき、すなわち、進角制御勾配α１（＝ｒ３０／ｒ２０）が比較的小さく選ばれたときを示す。進角制御勾配α２（＝ｒ３０／ｒ２０）は進角制御勾配α１に比べて大きく選ばれたときを模式的に示す。

図１１に示すように本発明の進角制御回路１７０は、進角制御の開始点のフィードバック信号Ｖｆｂの大きさを設定できるとともに進角制御の勾配も設定できることが特徴の１つである。

端子１７８で生成される進角制御のアナログ電圧信号は、ＡＤＣ１７４で所定のビット数のデジタル信号に変換され駆動波形生成回路１６０を制御するように働く。駆動波形生成回路１６０には前に述べたように正弦波生成回路１６４が内蔵されていて、ＡＤＣ１７４から出力されるデジタル信号は正弦波信号の位相を制御するための離散的デジタル信号となる。

図１２は、図１、図２においての主なノードの信号波形を示す。図１２（ａ）は、三角波生成回路１６２で生成される三角波信号Ｖｔｒｉである。三角波信号Ｖｔｒｉは進角量０度、進角量３０度に関係なく本発明の一実施形態では一定に設定されている。もちろん三角波信号Ｖｔｒｉの振幅値、位相を制御してＰＷＭ信号Ｖｐｍｗのデューティ比を制御することもできる。その場合は正弦波信号Ｖｓｉｎｅの振幅値および位相は固定されることになる。

図１２（ｂ）は、正弦波生成回路１６４で生成される正弦波信号Ｖｓｉｎｅの進角量が０度と３０度進めた場合を模式的に示している。なお、本発明の一実施形態では正弦波信号Ｖｓｉｎｅの振幅値も制御され図示したものよりも大きい振幅のものや小さい振幅のものが存在するが図面が煩雑になるので図示していない。

図１２（ｃ）は、積分アンプ１５９に出力されるフィードバック信号Ｖｆｂが進角量０度と進角量を３０度進めた場合を模式的示している。フィードバック信号Ｖｆｂは進角量０度よりも進角量を３０度進めたときには大きくなるように回路構成が成されている。なお、進角制御量とフィードバック信号Ｖｆｂとの関係は設計事項であり、フィードバック信号Ｖｆｂと進角量は互いに反比例になるようにしてもよい。

本発明のモータ制御回路は電源電圧変動および負荷変動に対応できる進角制御を備えたモータの進角制御に好適であり、特に相抵抗を用いずに進角制御が行えるので特に耐ノイズ特性が要求される１８０度通電方式の進角制御に有用であるので、その産業上の利用可能性は極めて高い。

１００，１００Ａ，１００Ｂ モータ制御回路
１１０ ＭＰＵ（マイクロプロセッサユニット）
１２０ 平滑回路
１３０ 基準クロック生成回路
１４０ ソフトスタート回路
１５０ ＦＬＬ回路
１５２ 周波数比較回路
１５９ 積分アンプ
１６０ 駆動波形生成回路
１６２ 三角波生成回路
１６４ 正弦波生成回路
１６６ コンパレータ
１７０ 進角制御回路
１７２ Ｖ−Ｉ変換回路
１７４ ＡＤＣ
１７９ ＤＡＣ
１８０ａ ドライバ
１８０ｂ プリドライバ
１８２ モータ
１８４ ホール素子
１８６ ホールコンパレータ
１８８ ＦＧ出力回路
１９０ ＰＬＬ回路
１９２ 位相比較回路
１９６ ＶＣＯ
Ｖｆｂ フィードバック信号

Claims (19)

1. 可動子および複数の駆動巻線を有するモータを制御するモータ制御回路において、前記モータ制御回路は、前記駆動巻線に流れる駆動電流と前記駆動巻線に発生する誘起電圧との位相関係を設定する進角制御を備え前記進角制御は、目標周波数とモータの回転速度に同期したフィードバック周波数とを周波数比較回路に入力し、前記周波数比較回路から取り出した周波数差に基づき前記モータの前記進角制御を行うことを特徴とするモータ制御回路。
2. 前記周波数比較回路はＦＬＬ（Frequency Locked Loop）回路であることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御回路。
3. 可動子および複数の駆動巻線を有するモータを制御するモータ制御回路において、前記モータ制御回路は、前記駆動巻線に流れる駆動電流と前記駆動巻線に発生する誘起電圧との位相関係を設定する進角制御を備え前記進角制御は、目標位相とモータの回転速度に同期したフィードバック位相とを位相比較回路に入力し、前記位相比較回路から取り出した位相差に基づき前記モータの前記進角制御を行うことを特徴とするモータ制御回路。
4. 前記位相比較回路はＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路であることを特徴とする請求項３に記載のモータ制御回路。
5. 前記ＰＬＬ回路の前段または後段に請求項２に記載のＦＬＬ回路を直列に結合し、前記周波数差および前記位相差の少なくとも一方に基づき前記進角制御を行うことを特徴とする請求項４に記載のモータ制御回路。
6. 前記ＰＬＬ回路と請求項２に記載のＦＬＬ回路を並列に結合し、前記ＦＬＬ回路から取り出された周波数差および前記ＰＬＬ回路から取り出された前記位相差を加算した合成信号に基づき前記進角制御を行うことを特徴とする請求項４に記載のモータ制御回路。
7. 前記目標周波数はマイコンで指定されたデジタル速度指令信号に基づき生成される発振信号の周波数であり、前記フィードバック周波数は前記モータの回転速度をデジタル信号に変換したＦＧ（Frequency Generator）信号の周波数であることを特徴とする請求項１,２,５,６のいずれか１項に記載のモータ制御回路。
8. 前記目標位相はマイコンで指定されたデジタル速度指令信号に基づき生成される発振信号の位相であり、前記フィードバック位相は前記モータの回転速度をデジタル信号に変換したＦＧ（Frequency Generator）信号の位相であることを特徴とする請求項３〜６のいずれか１項に記載のモータ制御回路。
9. 前記デジタル速度指令信号は振幅値が制御されるパルス振幅値を調整するパルス振幅変調（ＰＡＭ：Pulse Amplitude Modulation）方式または、パルス幅が変調されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式またはこれらの組み合わせで生成されたものであることを特徴とする請求項７または８に記載のモータ制御回路。
10. 前記モータ制御回路は、前記デジタル速度指令信号が入力される入力端子と、前記入力端子に結合され前記デジタル速度指令信号を直流電圧に変換する積分回路と、前記積分回路で生成された前記直流電圧に応動して発振周波数が決定される基本クロック信号を生成する基本クロック信号生成回路とを備え、前記目標周波数および前記目標位相は前記基本クロック信号生成回路で生成された前記基本クロック信号から提供されることを特徴とする請求項９に記載のモータ制御回路。
11. 前記モータ制御回路は、さらに駆動信号生成回路を備え、前記駆動信号生成回路は、前記周波数差または前記位相差、および前記進角制御の制御量を加味したパルス幅変調信号（ＰＷＭ）を生成し、前記パルス幅変調信号（ＰＷＭ）に基づき前記モータ制御回路を制御することを特徴とする請求項１０に記載のモータ制御回路。
12. 前記駆動信号生成回路は、三角波信号を生成する三角波生成回路と、正弦波信号を生成する正弦波生成回路と、前記三角波生成回路および前記正弦波生成回路から各別に入力された信号のレベルを比較するコンパレータを備え、前記コンパレータは前記三角波信号および前記正弦波信号の振幅に応じたＰＷＭ信号を出力することを特徴とする請求項１１に記載のモータ制御回路。
13. 前記正弦波信号は、前記モータの回転数を検出するホールコンパレータから出力されるパルスの切り替わりエッジに基づき生成され、所定のビット数の擬似的なデジタル信号であることを特徴とする請求項１２に記載のモータ制御回路。
14. 前記ＰＬＬ回路の出力または前記ＦＬＬの出力から取り出したフィードバック信号に基づき、前記正弦波生成回路の振幅値および位相の少なくとも一方が調整されることによって前記ＰＷＭ信号のューティ比が制御され前記進角が制御されることを特徴とする請求項１２に記載のモータ制御回路。
15. 前記モータ制御回路はさらに、Ｖ−Ｉ変換回路、Ａ−Ｄ変換回路（ＡＤＣ）を備え、前記フィードバック信号は、前記Ｖ−Ｉ変換回路で電流に変換され、前記Ｖ−Ｉ変換回路で変換された電流はアナログ電圧に変換された後前記Ａ−Ｄ変換回路に入力され、前記Ａ−Ｄ変換回路の出力から取り出される所定ビット数のデジタル信号で前記正弦波生成回路の振幅値および位相の少なくともいずれか一方を制御することで前記進角制御を行うことを特徴とする請求項１４に記載のモータ制御回路。
16. 前記Ｖ−Ｉ変換回路には、前記Ｖ−Ｉ変変換回路の変換電流を設定する第１の抵抗と前記Ａ−Ｄ変換回路に入力するアナログ電圧の大きさを設定する第２の抵抗を有することを特徴とする請求項１５に記載のモータ制御回路。
17. 前記第１の抵抗は前記フィードバック信号の進角制御開始点を設定し、前記第２の抵抗は前記フィードバック信号に対する進角量の変化量を設定することを特徴とする請求項１６に記載のモータ制御回路。
18. 前記モータ制御回路は、１８０度通電方式に適用されることを特徴とする請求項１〜１７のいずれか1項に記載のモータ制御回路。
19. 前記モータ制御回路は、１２０度通電方式に適用されることを特徴とする請求項１〜１７のいずれか1項に記載のモータ制御回路。

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