JP2018121521A - 制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電気モーターのための電気制御装置を提供すること。【解決手段】電気モーター用の制御システムは、励磁電流をモーターの異なる巻線に任意の所与の時に提供するための手段を含む。さらに、励磁電流の振幅が、励磁電流の巻線への適用のタイミングおよび持続時間の変化とは無関係である。これは、モーターの改善された制御を可能にし、高い機械的および／または電気的速度でのモーターの操作を容易にする。【選択図】図３

Description

本発明は、電気モーター用の電気制御装置に関する。特に、本発明は、交流モーターの制御および動作を改善するためのシステムに関し、その交流モーターでは、永久磁石または確実に励起された電磁石が、固定電気巻線の存在下で動く。これらのモーターは、（いくつかは、永久磁石の代わりに確実に励起された電磁石が使われ得るが）永久磁石交流（ＰＭＡＣ）モーターと総称される。ＰＭＡＣモーターは、例えば、高速ハイブリッドターボチャージャまたは他の高速電気装置などで見られ得る。

従来型のＰＭＡＣモーターは、固定電気巻線の存在下で永久磁石の運動を利用する。固定子巻線は、磁石が巻線に対して回転または移動する際に磁石に起電力をかけるために、振動するか、または断続的な電流（すなわち、ＡＣまたはＰＷＭ）によって励起される必要がある。かかるモーターは、通常、ブラシレス交流永久磁石モーターまたは永久磁石同期モーター（ＰＭＳＭ）と呼ばれる。かかるモーターは、異なる構造および制御方法論をもつブラシレス直流永久磁石モーターと違うということに留意することは重要である。

ブラシレスＡＣ永久磁石モーターは、最も機械的に単純でコンパクト、かつ効率的なタイプのモーターの１つである。しかし、電気モーターの歴史を通して、実用的な実施形態は、通常、モーターを制御するタスクを単純化する好都合な動作特性を与えるために、単純さ、コンパクトさ、および効率を妥協する設計特徴を組み込んできた。妥協の例には、
１．モーターの固有の特性からの速度を制限するための弱め界磁
２．始動トルクおよび低速での予測可能性を改善するためのヘリカル磁石
３．モータートルクが、電磁石に電力を供給する直流信号によって調整できるようにするための永久磁石よりむしろ電磁石
４．平滑な交流電流（振動する）入力を前提として、モーターのトルク出力を円滑にするような方法で選択された固定子巻線の分散
５．モーター定数（電流入力とトルク出力との間の関係）が機械的手段によって調整できるようにする可変空隙（特に、「軸方向磁束」タイプのモーターにおいて）、ならびに
６．入力交流信号の形状に対するモーターの感度を弱めるための弱い磁石または受動励起された（金属）材料の使用
を含む。

電気モーターは、通常、２００Ｈｚ（例えば、電気自動車＝２０Ｈｚ〜１００Ｈｚ、自動車の始動モーター＝３０Ｈｚ〜５０Ｈｚ、英国の発電所の発電機＝５０Ｈｚ、標準的なポンプモーター＝５０Ｈｚ、屋内電気器具＝１０Ｈｚ〜５０Ｈｚ、コンベヤおよび滑車＝１Ｈｚ〜５０Ｈｚ）未満の速度で動作する。

高速用途では、通常、前述したリストから番号６の設計手法；受動励起された材料の使用を好んできた。例には、ＪＲ Ｂｕｍｂｙ、Ｅ Ｓｐｏｏｎｅｒ、＆Ｍ Ｊａｇｉｅｌａ、「Ｓｏｌｉｄ Ｒｏｔｏｒ Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍａｃｈｎｉｅｓ ｆｏｒ ｕｓｅ ｉｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ−Ａｓｓｉｓｔｅｄ Ｔｕｒｂｏｃｈａｒｇｅｒｓ」、Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＸＶＩＩ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｍａｃｈｉｎｅｓ （ＩＣＥＭ）、２００６；およびＳ Ｃａｌｖｅｒｌｙ、「Ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅｄ ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｒｅｌｕｃｔａｎｃｅ ｍａｃｈｉｎｅ ｆｏｒ ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ ｔｕｒｂｏ−ｇｅｎｅｒａｔｏｒｓ」、Ｍａｇ． Ｓｏｃ． Ｓｅｍｉｎａｒ ｏｎ Ｍｏｔｏｒｓ ａｎｄ Ａｃｔｕａｔｏｒｓ ｆｏｒ Ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ、２００２を含む。

前述した設計特徴を取り込むと、モーターのサイズ、重さ、費用、およびエネルギー効率を著しく増加させる。さらに、任意の選択した設計に対して、モーターのサイズ、重さ、および費用は、通常、トルク出力に比例する。高速で動作するモーターは、低トルクで同等の電力を供給できるため、装置および送電は、しばしば、可能であれば高速モーターに適合するように指定される。しかし、高速は、モーター制御に関連する課題を悪化させる傾向がある。

特定の関心の１つの応用領域がターボ機械である。音速の壁の近づく速度で、ガスで動作するこれらの装置は、１，５００Ｈｚを超える速度で回転する。ターボ機械は、航空宇宙および天然ガス発電においては良く知られているが、それらは、自動車エンジン（ターボチャージャ）、産業プロセス（コンプレッサおよび熱回収システム）、屋内電気器具（電気掃除機）、ならびにビル暖房および換気において、次第に見られるようになっている。固定容積型ポンプおよび膨張室と比較して、ターボ機械の人気の高まりにより、高速モーターに対するさらなる需要が生み出され、高速モーターが供給できる場合に効率送電の費用を削減または除外する見通しが提供される。本発明に対する特定の関心は、自動車のターボチャージャの電化であり、それは、前述した特許（Ｂ Ｒｉｃｈａｒｄｓ、「Ｔｕｒｂｏｃｈａｒｇｅｒ ｃｏｎｃｅｐｔ」、英国特許第０６２４５９９．７号、２００６）の主題である。

ターボ機械は、１，５００Ｈｚを超える速度で動作する必要があり、いくつかの自動車用途では、２，５００Ｈｚを上回る速度を必要とする。２００Ｈｚ未満の典型的なモーター速度は、この用途には適していない。弱い磁石または受動的に磁化された材料を使用する設計上の妥協は、１，５００Ｈｚに迫る速度を達成できるが、これらは、比較的低出力密度である。典型的な２０ｋＷのターボコンプレッサは、約１５ｃｍ×１５ｃｍ×１０ｃｍの形状で、定常状態において約１．６Ｎｍのトルク入力を必要とする。同じ速度で動作する典型的な受動励起された電気モーターは、必要なトルクを十分に大規模なモーターから供給できた。しかし、かかるモーターは、大規模なローター慣性を有したであろう。モーターが、一時的な加速中にそれ自身の慣性を克服するための過剰なトルクを提供するために、さらにサイズが増大するにつれ、そのモーターの慣性が、生成された余分なトルクに比例して増加し、収穫逓減（ｄｉｍｉｎｉｓｈｉｎｇ ｒｅｔｕｒｎｓ）を与える。それに反して、強い永久磁石をもつモーターは、同じ容積から１０倍のトルクを達成でき、加速用になお十分なトルクを提供しながら、モーターを小さく（２Ｎｍに対して約１０ｃｍ×１０ｃｍ×１０ｃｍ）できる。制御装置を制御する問題は、そのままである。

前述した設計上の利点および高速機械に対する新たな用途のために、この３０年間、これまで以上に制御が難しいモーターに向かう全体的な傾向がある。この傾向は、これまで以上に洗練された制御方式を可能にする電子機器およびコンピュータの広範な改善と同期し、それに依存している。

従来型のブラシレス永久磁石モーターは、一般に、ＤＣまたはＡＣタイプのいずれかである。ブラシレスＤＣモーターは、「粗い（ｒｏｕｇｈ）」電圧入力を受け入れ、電流の流れを、モーター巻線のインダクタンスおよび抵抗によって内部で平滑にする。ブラシレスＡＣモーター（同期モーターとも呼ばれる）は、制御装置によって与えられる平滑な正弦波（または正弦波に近い）電流を必要とする。どちらも、「粗い」波形の電流を受け入れるように設計されていない。

ブラシレス永久磁石モーターを制御するための従来型の手法は、パルス幅変調（ＰＷＭ）である。この手法の例（特にＰＭＡＣに関連する）は、欧州特許２，１５９，９０９に示されている。本文書では、モーターへの平滑な正弦波電圧入力をシミュレートするために高速ＰＷＭを利用する。これは、モーターの位置および平滑な操作の正確な制御（特に低速での）を可能にする。

ブラシレスＤＣ永久磁石モーターも、モーターの入力電圧の振幅および位相を制御するためにＰＷＭを使用する。ブラシレスＤＣとブラシレスＡＣ永久磁石機械との間の本質的な違いは、ブラシレスＡＣモーターは、正弦波信号を合成するためにそのＰＷＭ制御装置を追加で必要とし、他方、ＤＣは、ＰＷＭ出力が「粗い」電圧波形であることを許可することである。どちらの場合（ＤＣまたはＡＣ）にも、ＰＷＭは、固定の振幅および周波数のモーター制御信号を生成し、その信号を各整流において適用する。必要な信号の供給、例えば、「粗い」（ＤＣ）または正弦波（ＡＣ）は、モーターに供給されるパルスの数および持続時間を変化させることにより達成される。これは、一般に、使用されるモーターで必要とされる理想的な波形入力に近づけようとするために、モーターの整流ごとにいくつかのパルスを提供することを伴う。ＰＷＭによって供給される全体の振幅（または電圧）は、それ故、任意の所与の位相に対してモーターに供給されるパルスの数および持続時間を変化させることによって制御される。

しかし、ＰＷＭ制御装置の使用は計算集約的であり、制御装置に、モーターの回転周波数を越えて、少なくとも１０倍（通常は１００倍以上）の周波数で動作させる。これは、例えば、自動車のターボチャージャコンプレッサが、少なくとも１５，０００Ｈｚの内部動作周波数の制御装置を必要とすることを意味する。これは、低出力論理回路についてはうまく実現可能であるが、それは、今日、高出力電子回路で達成できるものの限界に近づく。

後述する本願の発明によって具体化され得る制御装置は、「粗い」波形の電流を生成し、特殊な設計のモーターを必要（または対応する）とする。

提案されたモーターは、ブラシレス永久磁石タイプであり、典型的なブラシレスＡＣまたはブラシレスＤＣ永久磁石モーターのいずれとも異なる特性を有する。このモーターの特性は、当技術分野で周知であるが、特性のこの選択および組合せは独自である。特に、このモーターは、電流の「粗い」波形を受け入れるその能力（または、発電機の場合は、「粗い」波形を生成する傾向）を強化する特性を有し、有利な方法で、本発明を具体化する制御装置と共に使用され得る。その特性は、以下のとおりである：
ａ．強い永久磁石特性をもつ材料で作られ、軸回転に対応する角度寸法にわたって一定の厚さを有するような方法で成形され、間隔なしでローターの周囲に分散されているローター磁石（その設計特徴の全てが、磁石の縁部に近い巻線によって経験される電磁場を、強度において、磁石の中心近くで経験される電磁場に類似させる）
ｂ．モーターと、位相を構成する直列または並列接続された巻線の任意の集合が、モーターの磁石から生じている同一の（軸回転にわたって変化するが、どこでもいつでも互いに同等である）電磁場をどこでも受けるような巻線パターン、によって提供される電気位相接続の数で割り切れる歯（固定子巻線が周囲に巻き付けられている金属元素）の数（軸のどの回転角においても、位相内の全ての巻線が補完的であり、互いに弱める働きをしないように）
ｃ．ｂが実施可能であるように選択された磁石（極）の数
ｄ．対立する両極性の隣接する磁石間のインタフェースが巻線ループのスパン内を通過するローターの回転角度が、制御装置がその巻線ループにわたって最大電流を維持する位相角（振動周期の割合）と正確に合致するように選択された磁石の角度の厚さ（アーク長）および巻線ピッチ（単一の巻線ループによってかけられる歯の数）、ならびに
ｅ．モーターが準拠する必要のある電流および電圧仕様などの他の考慮事項によって許可される範囲で、直列よりもむしろ並列で接続されている巻線を形成している個々のワイヤーループに対する優先によって達成される最小限の巻線インダクタンス（大きな内部インダクタンスは、かかる変換がモーター速度に応じた範囲で、制御装置によって生成される信号を平滑にし、かつ遅延させる傾向があり、従って、制御装置内で適合するのが困難であるという事実を認めて）。

これらの特徴は、学問的な意味で個別には周知であるが、典型的な市販用に構築された電気モーターで組み合わせて使用されると信じられておらず、また、広く考えられているか、または理解されている制御装置に対するこれらの設計特徴の影響ではない。実際、モーター設計およびモーター制御の両方の１つの機構内での融合は、業界内では特殊である。特徴のこの組合せは、発電機制御装置の設計に影響を及ぼす独自の特徴を備えた発電機を作成するために使用できることも理解されるであろう。特に、発電機は、ＤＣ整流に役立つ出力を提供するであろう。

パワーエレクトロニクスを用いて高電気速度駆動を提供できる制御装置を提供することが本発明の目的である。本明細書に記載する制御方法は、従来型のパルス幅変調方式と実質的に異なり、それは、１つのスイッチングプロセスから波形全体を合成する。パルス幅変調制御装置は、連続するパルスを平滑な交流波形にするために、高インダクタンスの出力負荷を必要とする。矩形波電圧入力を有するブラシレスＤＣモーターは、同様に高インダクタンスを必要とする。高インダクタンスに対するこの要求も、特に高い機械的および電気的速度において、モーターの性能における制約であり得る。

本発明によれば、励磁電流を任意の所与の時にモーターの異なる巻線に供給するための手段を含む交流電気モーター用の制御システムが提供され、そこでは、励磁電流の振幅が、励磁電流供給のタイミングおよび持続時間とは無関係に変化する。

好ましい実施形態では、供給手段は、（「総電流」に対応する）電流振幅をモーター巻線に提供するための励磁電流供給フィードバックループ、およびモーター巻線に供給される励磁電流のタイミングおよび持続時間を制御するための励磁電流供給フィードバックループとは別の整流フィードバックループを含む。前記励磁電流は、総電流であり得る。電流供給フィードバックループは、目標のモーター速度を示すための入力、ならびにモーターの目標速度に対応する電流振幅およびモーター速度信号を提供するための手段を含み得る。電流供給フィードバックループは、電流振幅を調整するための調整フィードバックループをさらに含み得る。

センサーの形式であり得る手段が、モーター速度および／またはモーターの角度位置を示す信号を提供するために提供され得る。角度位置指示は、粗いかまたは量子化された測定値であり得、必ずしも細かい角度測定値ではない。この手段は、モーター巻線内に誘導された電流を示す整流信号または電流であり得る。

整流フィードバックループは、角度位置信号に基づき、モーター巻線に対する電流パルスのタイミングおよび持続時間を制御する働きをし得る。モーターの動きは、位置信号に対応する各相巻線において逆起電力を生じる。整流フィードバックループは、対応する相巻線に対して検知された逆起電力の振幅が、複数の相巻線のうちの他のものについて検知された逆起電力よりも大きい場合、電流パルスを所与の相巻線に提供する。整流フィードバックループは、信号を平滑にするため、および／または前記所与の巻線への電流の供給と角度位置信号との間の同期化を容易にするため、検知された逆起電力をフィルタリングするためのフィルタを含み得る。フィルタは、前記同期化を容易にするため、検知された逆起電力に対して位相シフトを導入する働きをし得る。モーターは、１２０度の相対角変位における３つの相巻線を含み得る。また、電流供給と角度位置センサーとの間の同期化を容易にするため、モーター位置を検知するために使用される逆起電力が、個々の相巻線からではなく、それらの組合せ（例えば、２つの相巻線にわたる逆起電力の合計または差）から測定され得、それは、個々の位相に存在する逆起電力からの既知の位相オフセットを伴い得る。

代替実施形態では、モーター速度および／またはモーターの角度位置を示す信号を提供するためのセンサーが、ホール効果センサーまたはモーターの出力軸に関連する光学センサーであり得る。

本発明によれば、交流電気モーターのための制御システムがさらに提供され、その制御システムは、電気モーターに供給される電流のタイミングおよび持続時間を制御する働きをする整流回路、およびモーターに電流を供給するための電力供給を含み、整流回路は、操作上、電力供給とは無関係である。

本発明によれば、前に定義したような制御システムを含む永久磁石モーターがさらに提供され、そのモーターは、連続する板磁石を磁石間に間隔なしで提供するように、ローターの周囲に配置された複数の永久磁石を含む。かかるモーターで利用される永久磁石は、モーターの制御が磁力を変化させる能力に頼らない、任意の磁化された材料であり得ることが理解され得る。モーターは、各スロットが単一の電流パルスによってエネルギー供給され得るように、いくつかのスロット内に磁気面の周囲に配置された複数の巻線を含み得る。

さらに、永久磁石モーターの理想的な配置では、モーターのローターの周囲に配置された磁石の数で割られた、モーターの周囲に配置されたスロットの数が、電流の位相数の倍数であると定められている。モーターの巻線数がこの比率を達成するように調整され得ることが理解され得る。

本発明によれば、前述したような制御システムを含む内燃エンジン用の強制誘導システムもさらに提供される。かかる強制誘導システムは、スーパーチャージャであり得るか、またはターボチャージャであり得る。本発明の例示的な態様では、強制誘導システムは、内燃エンジン用であり、本システムは、コンプレッサ、タービン、発電機、電気モーターおよび制御システムを含む。前記態様では、コンプレッサは、エンジン内へのガスの圧力を増大する働きをし、エンジン排ガスによって駆動され、かつ、電気モーターに電気的に接続された発電機を駆動するように配置されたタービンから機械的に切り離されている。その結果として、コンプレッサは、電気モーターによって駆動され、従って、コンプレッサは、少なくとも部分的に、電気的接続を介し、タービンの出力トルクによって駆動される。かかる態様では、電気モーターは、前述した制御システムによって制御される。

本発明のさらなる態様では、電力を生成するための発電機が提供され、その発電機は、モーターの周囲に均等かつ連続して分散された複数の永久磁石を有するローター；複数の巻線を有する固定子であって、固定子巻線に対するローターの回転が複数の位相シフトされた矩形波形を生成する、固定子；ならびに、その固定子巻線から電流を引き出すように配置された整流回路を含む制御回路であって、前記制御回路が、ローターの回転とは無関係に、電流を巻線から引き出すタイミングおよび持続時間を制御する制御回路を含む。

代替または追加の態様では、連続する永久磁石シェルを提供するように磁石間の間隔なしで互いに接触した複数の永久磁石を含む永久磁石発電機が提供される。かかる永久磁石発電機は、各相巻線が単一の励磁電流によって相補的にエネルギー供給され得、かつ互いに弱める働きをしないように、発電機または永久磁石シェルの周囲のいくつかのスロット内に配置された複数の相巻線を含み得る。さらに、複数の相巻線がスロット内に並列接続で個別に配置されるように、かつ、磁石の数で割られたスロット数が励磁電流の位相数の倍数になるように、前記発電機が配置され得る。

本発明の実施形態は、整流とは無関係に、モーター速度（トルク）の変化を提供するという点で有利である。これは、総電流を、その電流を適切なモーター相巻線に向かわせる整流とは無関係に、モーターに対して供給することによって達成される。総電流は、ＰＷＭ方式を用いて調整でき、そのＰＷＭ出力を平滑にするため、電流供給制御装置と整流制御装置との間のインダクタンスに対する要求があり得る。しかし、ＰＷＭ電流供給制御装置の周波数およびその電流供給制御装置の出力を調整するために必要とされ得るインダクタンスは、モーターのインダクタンスおよび回転速度からは本質的に独立しているパラメータである。これは、ＰＷＭ信号の周波数は、従来技術の配置におけるように、モーターの動作周波数よりも高い必要はないことを意味する。電流供給制御装置とモーターとの間に位置する、整流制御装置は、ＰＷＭを実施しない。むしろ、整流制御装置は、単に、モーターの角度位置に従って、電流を正しい巻線に向かわせる。整流制御装置は、ＰＷＭを実施しないため、その設計は、相対的に単純で、高モーター動作速度を達成できる。また、整流制御装置はＰＷＭを実施しないため、モーターは高インダクタンスを示す必要がなく、その効率（特に、高い電気的／機械的速度における）が、それ故、改善される。これは、高いモーター速度は、整流を提供するための１つの統合された高出力電気制御装置を必要とせずに可能であり、また、全電流を単一のステップで調整するということを意味する。

本発明は、ここでさらに、添付の図を参照して、例として説明する。

従来型のモーターの波形図である。 図１ａの従来型のモーターの構造を表す。 代替の従来型モーターの波形図である。 本発明の実施形態で使用できるモーターの波形図である。 図２ａのモーターの構造を表す。 本発明を具体化する制御回路の機能ブロック回路図である。 図３の回路の詳細を示すブロック図である。 本発明の実施形態で利用される三相モーター（ａ、ｂ、およびｃと名付けられた）における理想的な逆起電力を示す波形図である。 ２つの位相にわたる全逆起電力（ａとｂ、ｂとｃ、ａとｃ）の測定から導出された相間逆起電力である。 図５ｂの相間波形のフィルタ処理した波形図である。 本発明を具体化する制御回路で使用され得る低域通過フィルタの回路図である。 相間逆起電力信号に作用するする３つの比較操作からのバイナリ出力である（例えば、Ｖａ−ｂ＞Ｖｂ−ｃの場合Ｃ１＝１）。 本発明を具体化する制御回路によって導出され得る個々の位相への電流の整流の波形図である。 図２のモーターが発電機として利用される場合に生成される相電流の波形図である。 図８ａに示す整流した相電流の波形図である。 従来型の発電機からの整流した相電流の波形図である。

図１ａは、図１ｂに示すように、従来技術の同期ＡＣモーターにおける各相巻線に供給される必要のある理想的な電流１０（または、逆に言えば、従来技術の同期ＡＣ発電機によって生成される電流）を示す。後で説明するように、理想的な正弦波電流１０は（整流周波数１６と共に）、このタイプの従来技術のモーターに対して最適であり、かかる従来技術のモーターを駆動する際に、可能な限り正弦波パターンに近い表現１２を提供するために注意および努力が払われる。この理想的な波形を達成するために一般的に使用される１つの技術がパルス幅変調（ＰＷＭ）である。ＰＷＭは、いくつかの電流パルス１２を、持続時間を変化させる装置に提供することを伴う。平均パルス幅およびパルスのタイミング（スイッチング周波数１４）を変化させることにより、正弦波に近づく全体的な電流が生成できる。平均パルス幅を制御することにより振幅が変化し、パルスのタイミングを変更することにより整流が制御される。一般に、電流パルス１２は、複数の位相で、最も優先的に、１２０度だけ異なる３つの異なる位相で適用される。

図１ｂは、軸２４に取り付けられた四極永久磁石ローター２２を有する従来技術のブラシレスＡＣモーターを示す。このタイプのモーター２０では、モーターは、その周囲に間隔を空けて４つの磁極を有する。磁極は、３６０度に広がった４つの永久磁石２６、２８、３０、３２によって提供されるが、各磁石は６０度に及ぶだけで、その隣接する磁石から３０度のデッドスペースによって分離されている。磁石２６、２８、３０、３２は、モーターの周りに「がっしりした（ｂｌｏｃｋｙ）」北−南−北−南の磁場を自然に生成する。

三相電圧の巻線３４が磁石の周りにどのように分散されるかの例を図１ｂに示す。明確にするため、巻線３４の１つのループだけが示されている。巻線３４が、磁石２８に隣接したスロット３６から現れて、磁石３０の縁部に隣接したスロット３６を通過することが見られ得る。この巻線パターンは、モーターの磁石に対する相対位置および巻線の方向に応じて、巻線内に異なる磁場を生じる。巻線パターンを変化させることにより、モーターの特性が調整され得ることが当然、理解され得る。

従来型のモーターは、磁石によって自然に生じるような「がっしりした」オン／オフ励磁を壊すように分散された巻線を有する。典型的なモーター巻線パターンのこの例では、１５個のスロット３６は、入力電圧の各位相が５つのスロットの周りに巻かれるように、巻線３４に対して利用可能である。５は、ローター上の磁極の数（４）の倍数でないため、１つの位相の５つのコイル全てが、全ての磁石によって同じ方法で同時に励起されることは不可能である。むしろ、同じ位相の様々なコイルが異なる時に異なる量だけ励起される。さらに、５つのコイルは、固定子の周りに均等に広がっているのではなく、図１ｂに示すように分散されている。この機械が発電機の場合、各コイルで生成されるポテンシャル（その全ては、一１つの位相に対して直列に接続される）が、ローターが動くにつれて、おおよそ互いに独立して変化し、コイルの分散が、全ポテンシャルがほぼ正弦波パターンで上下するように選択される。

従来型のブラシレスＤＣモーターでは、図４に示すような６つのＩＧＢＴ（Ａ＋、Ａ−、Ｂ＋、Ｂ−、Ｃ＋、Ｃ−）が、整流（タイミング）および電圧調整（量）の両方を制御するために使用される。電圧調節は、図１ｃに示すように、パルス幅変調（ＰＷＭ）によって実施される。定電圧振幅のパルス１２ａは、モーターに供給され、矩形波電圧１０ａを形成する。この場合、電圧１０ａの振幅は、パルスの数およびそれらの持続時間または幅（デューティサイクル）によって決定される。モーターのインダクタンスおよび抵抗は、電流の固有の調整を提供する。しかし、モーターのインダクタンスおよび抵抗は、効率を低下させ、モーターを超高電気的／機械的速度用途に対して不適切にする。

加えて、ＰＷＭ制御装置のオン−オフ切替えから相対的安定した低電流を生成することは、高インダクタンスを示すために、ＤＣブラシレスモーターの巻線３４を必要とする。
さらに、整流を制御する同一のＩＧＢＴに対してこの種のＰＷＭ制御を実施することは、ＩＧＢＴのスイッチング周波数１４が整流１６のスイッチング周波数よりも著しく高く、かつモーター軸の回転速度と比較してさらに高い必要があるということを意味する。これは、その方法を高電気速度で実行不可能にする。例えば、ＰＷＭモーター制御装置内のＩＧＢＴスイッチング周波数は、通常、結果として生じるＰＷＭ出力を平滑にするため、十分に高いインダクタンスをもつモーターに対する整流周波数より、少なくとも１０倍高いであろう。さらに、超低インダクタンスおよび高効率を必要とする、本発明の好ましい実施形態で提案されたタイプのモーターでは、ＩＧＢＴスイッチング周波数１４は、整流周波数１６よりも少なくとも１００倍高い必要があるだろう。本発明の実施形態で望まれる高動作速度のために、この制御方法は非実現的になる。

逆に、本発明によって採用されるモーター４０は、１２スロット設計を使用する。このモーターの表現を図２ｂに示す。このモーターでは、４つの磁石４１〜４４が、いかなるデッドスペースもなく、ローター４６の全３６０度に広がって、連続する永久磁石シェルを作成し、そのため、モーターは、１５スロットモーターと比較して、所与のサイズに対して（一般に）５０％もっと強力である。１２個のスロット４８および３つの位相５０は、位相あたり４つのコイルまたはスロットを可能にし、それは、ローター上の４つの磁極に対応する。それ故、各コイル５０は、常に、磁石４１〜４４によって完全に励起できる。任意の１つの位相におけるコイル５０は、時計回り−反時計回り−時計回り−反時計回りに巻かれ、そのため、北−南−北−南の磁場を強化し、最大電流を、固定子を通して駆動するか（発電機の場合）、または、所与の電流から最大トルクを作成する（モーターの場合）。しかし、発電機として、この機械は、対処するのが難しい矩形波出力を供給するであろう。同様にモーター４０として、軸４７の平滑な回転は、供給するのが難しい矩形波電流入力６０を必要とする。これらの理由のため、本明細書に記載するこの１２スロット機械の特徴をもつモーターは、ほとんどの従来技術の適用において人気のある選択ではない。このモーターがそのコンパクトさおよび効率のために選択され、次いで、従来技術のＰＷＭ制御装置を用いて駆動された場合、結果は、非平滑な（時間とともに変化する）モーター出力および追加の電気損失となり、モーターの固有の利益を無効にするであろう。

図２ａは、矩形波入力に対して設計されたモーター４０（図２ｂ）に対して、各相巻線５０に理想的に与える必要のある電流６０を示す。加えて、間隔６６は、固定子形状に応じて、かつ、ローターの磁極がコイルによってエネルギー供給されていない永久磁石に位置合わせされていない場合にローターの非理想的な励磁を防ぐために、必要である。これらの間隔６６の間、電流は異なる位相によって与えられる。電流の適用または除去の間の関連する切替えポイント６８は、整流タイミングであり、ローターの極が、巻線によってエネルギー供給された磁石の影響に入るか、またはそこから出る場合に理想的に生じる。

高速および高効率を達成するために、巻線５０の抵抗およびインダクタンスは、図１ｂの従来技術のモーターなどの典型的なＤＣブラシレスモーターにおけるよりもずっと小さい。モーターの作動中のいつでも、１つの位相５０は正電極（電流が流れ込む）に接続され、１つの位相は負電極（電流が流れ出す）に接続され、そして１つの位相はフローティング（電流なし）である。モーターの性能を最大限にするために、電流は、その位相が他の位相と比較して最大の逆起電力を示す場合、各位相５０に注入されるべきであり、その位相が最小の逆起電力を示す場合は、各位相から戻されるべきである。整流タイミング６８は、正確に制御される必要がある。逆起電力が理想的な場合、整流タイミング６８は、三相電圧を比較することにより取得できる（例えば、ある位相が最大の逆起電力を示す場合、その相電流は「オン」に切り替えられる）。

理想的には、振幅６２は、整流周波数６４に関して、無関係に変化する必要がある。図３は、本発明の主要な実施形態を示し、使用される制御装置８０を詳述する。この制御装置８０の原理の特徴は、それが、整流とは別に電力に対処するということである。この制御方式は、モーター８４へ流れる総電流ｉ１ ８２の制御と、モーター８４の位相コネクタ上のその電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ ８６ａ〜ｃの整流との間の論理的分離によって達成される。

総電流８２は、総電流８２を調整する２つの比例積分（ＰＩ）フィードバック制御ループ８８、９０を有する。内側のループ８８は、電流振幅を直接制御し、外側のループ９０は、モーター８４のトルク要求（速度／目標速度の不整合）に応じて電流を調整する。

内側のループ８８は、総電流８２の振幅を提供するデューティサイクル９２、および現在の総電流８２を、外側のループ９０によって要求される電流と比較する（振幅）調整器９４を含む。外側のループ９０によって要求される総電流８２が、現在供給されている総電流よりも大きい場合、電流は、デューティサイクル９２により、所望の電流に合致するように調整される。内側のループ８８は、電流振幅を調整するための調整フィードバックループと見なすことができることが理解できる。

外側のループ９０も、速度目標９６をモーター９８の現在の速度と比較し、速度目標９６まで加速するために必要な総電流８２を判断する（速度）調整器９４を含む。電流要件が制御装置８０およびモーター８４の能力の範囲内であることを確実にするために、飽和チェック１００が提供される。モーターの速度は、モーター速度９８ならびにそのモーター（および磁石）の角度位置を判断するために、モーターから取得された逆起電力信号Ｖｗ、Ｖｖ、Ｖｕ １０４を分析し、それらを変換するＦ／Ｖ変換器１０２によって提供される。総電流８２を調整するために使用されるコンポーネント（内側および外側のフィードバック制御ループ８８、９０）は、電流振幅をモーター８４巻線に提供するための電流供給フィードバックループと見なされ得る。

モーター内の巻線を通過している強永久磁石によって生成された逆起電力信号の使用は、その逆起電力が、モーターの固定子巻線の各位相接続にわたる見かけの電気抵抗における振動変化として現れるため、好都合である。これは、固定子に対するローターの瞬時位置の指示、従って、固定子の電気励起のための適切なタイミングを与える。この方法により、モーターの位相接続は、モーター制御装置の出力（モーターの固定子巻線を励起するための振動電流）、ならびにその入力（整流パターンを判断するための逆起電力）のうちの１つを搬送する。

本発明は、モーターの速度および位置を判断するために逆起電力信号を利用するが、モーターを監視し、基準信号を生成するための代替方法が利用され得る。代替例は、たぶん、モーター軸上のマーキングまたは形状（例えば、コンプレッサブレード）に対応する光学タイプまたは電磁妨害（ホール効果）センサータイプの、外部ローター位置センサーの使用；粗いセンサーによって定期的に調整またはリセットされる（例えば、モーター軸回転につき１回）、制御装置内部の時間管理装置の使用；モーター巻軸内に誘導された電流（モーターに行く全電流ではなく）に関して、整流電流の測定値、またはそれを示す信号；ならびに、ローターの位置および必要な整流に関して、これが、本当の最適な整流タイミングとの同時発生から外れ得ること（例えば、ローターが、電気励起に関して「スリップ」し得る）を予期することなく、または心配することなく、推測をする、純粋に内部の回路および時間管理の使用を含む。

この二段階のアプローチは、モーター８４が超低内部インダクタンスに対して最適に設計され、それ故、電流８２が短い時間スケールで厳しく制御されない限り、損傷に対して極めて敏感であるので、過電流状態を防ぐために実施される。速度９６を制御するため、制御システム８０は、モーター速度９８を取得するために、モーター逆起電力１０４の周波数を測定する。電流指令９０を内側のループ８８に設定することにより、制御システムはトルクを制御できる。モーター８６が加速する必要がある場合、制御装置９０は、トルクを増加させるために、電流指令を増加させる。

総電流８２の整流は、単独で実施され、モーター８６の右側に示す。整流パターン１１０は、位相コネクタ上に表示された逆起電力１０４を追跡することによって測定されるようなモーター位置に受動的に対応する。好ましい実施形態は、逆起電力を測定するために相間電圧を使用する。これは、通常、モーターの典型的な特性（以下を参照）に基づき、最適な電流整流タイミングに対して９０度だけ同相で先行する。好ましい実施形態は、従って、測定された相間電圧において９０度の位相シフトを生じる低域通過フィルタ１１２を実施する。この低域通過フィルタ１１２は、加えて、タイミングが電流整流制御信号としての使用に適するように、逆起電力信号１０４から誤りを取り除き、同時に位相角を調整する。

整流パターン１１０が決定されると、それはＩＧＢＴモジュール１１４に提供される。総電流８４は、次いで、必要な電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ ８６ａ〜ｃをモーター８４に供給するために、必要な整流パターン１１０内でＩＧＢＴモジュール１１４によって調整できる。コンポーネント１１０、１１２および１１４の組合せは、モーター巻線に供給される励磁電流のタイミングおよび持続時間を制御するための整流フィードバックループとして機能する。

図４は、デューティサイクル９２およびＩＧＢＴモジュール１１４を強調表示する。デューティサイクル９２は、「ＤＣ／ＤＣ電流源」部品として機能し、制御された総アンペア数８２のほぼ直流を生成する。デューティサイクルは、２つのＩＧＢＴ １２０、１２２を有し、そのＩＧＢＴのオン／オフを切り替えることにより、総電流８２が調整できる。デューティサイクル９２は、ＩＧＢＴモジュール１１４に接続され、それは、６脚インバータとして三相信号に対して作動する。モーターの高基本周波数のために、このＩＧＢＴモジュール１１４は、整流を制御するだけで、（より従来型の制御レイアウトで行う必要があったように）電力を制御するために電流の総計の流れを遮断する必要は少しもない。「インバータ」部品は、デジタル制御装置（図示せず）からの整流信号およびデューティサイクル９２によって生成された総電流８２を入力として受け取る。

出力として、ＩＧＢＴモジュール１１４は、ＰＭモーターを駆動するために矩形波電流信号を生成する。ＩＧＢＴモジュール１１４の機能は、図２ａに示す単純な切替えパターンを用いて、デューティサイクル９２から得られるどんな総電流８２でも、モーター８４に直接供給することである。電流８６ａ〜ｃの各位相に対して、２つのＩＧＢＴが提供される。電流ｉｕ ８６ａに対する整流パターンが、総電流８２の必要な整流パターン１１０への供給のオン／オフを切り替えるＩＧＢＴ １１６ａ、１１６ｂによって提供される。同様のＩＧＢＴ １１８ａ、１１８ｂ、１２０ａ、１２０ｂが、電流ｉｖ ８６ｂ、ｉｗ ８６ｃの各追加の位相に対して同じ機能を実行する。従って、各位相によって供給される電流は、正、負、またはゼロのいずれかであり得る。

この手法の主要な利点は、ＩＧＢＴが非実用的な高周波数で動作する必要性を取り除くことである。それは、また、モーター８６が低インダクタンスで構築できるようにする。最後に、この手法は、モーターの相巻線から、通常はＰＷＭ制御に関連する外乱を除去する。これは、逆起電力信号１０４をさらに明瞭にし、整流タイミング１１０の正確さを改善する。高電気速度において、制御装置８０の効率は、整流タイミング１１０に対して極めて敏感である。それ故、相巻線から外乱を除去する追加の特徴は、この手法の効率をさらに改善する。

モーター８６によって生成された逆起電力信号１０４を図５ａに示す。３つの逆起電力信号１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃは、入力電流の３つの位相８６ａ、８６ｂ、８６ｃに対応する。図５ａに示す逆起電力は、理想化されている。実際には、逆起電力信号１０４は、しばしば不安定で歪でおり、モーターの角度位置の判断およびそれ故、整流タイミングの判断を困難にする。さらに、実際のモーター制御では、迅速な相電流変化のために、整流自体が逆起電力１０４を乱す。この外乱は、逆起電力波形の形状を変形させることができ、それは、それらの間の比較をもはや信頼できないものにする。さらに、制御装置の配線の実地の問題に起因して、単一の逆起電力１０４ａの測定は困難である。

本実施形態では、図５ｂに示すように、逆起電力１０４の相間電圧１３０を測定することにより（制御装置が、電流をモーターに与えるために使用される同じワイヤーを監視できるようにする）、逆起電力信号の信頼性がさらに改善される。しかし、相間電圧１３０（逆起電力の）は、相電圧（逆起電力の）１０４と一致しない。例えば、図５ａにおける位相Ａおよび位相Ｂの交差ポイント（ポイント１としてマーク付け）は、図５ｂにおける位相Ａ−Ｂのゼロ交差ポイント（ポイント２としてマーク付け）となるだろう。相間交差ポイントは、モーターに供給される電流を次の対応する位相に切り替えるための最適位置を決定するので、この位置の決定は、モーターの効率的な使用を確実にするために重大である。相間電圧は、２つの相電圧間の差であり、従って、これらの２つの信号間の位相における差は、以下のように計算できる：
位相Ａの電圧：ｓｉｎ（ｘ）
位相Ｂの電圧：ｓｉｎ（ｘ−ｐｉ／３）（三相モーターにおける１２０度の位相オフセット）
位相Ａ−Ｂ：ｓｉｎ（ｘ）−ｓｉｎ（ｘ−ｐｉ／３）＝ｓｑｒｔ（３）ｓｉｎ（ｘ＋ｐｉ／６）（ｓｉｎ（ｘ）より３０度進んだ波形）

相間交差ポイント（図５ａにおけるポイント１）は、もはや容易に決定された位置（図５ｂにおけるポイント２）内ではない。信頼できる信号を取得するために、三相逆起電力は、従って、比較が実行される前に、フィルタ処理される。低域通過フィルタ１１２設計を図６に示す。フィルタ１１２に対する伝達関数は、

である。増大するモーター速度および電気周波数とともに、このフィルタ１１２の動きが純粋な積分に近づき、このフィルタによって生じる時間差が、９０度の遅れに近づく。フィルタ処理された相間信号１４０の表現を図５ｃに示す。

表１は、モーターの異なる速度でフィルタによって与えられる位相シフトの角度を示す。広範なモーター速度（２００Ｈｚ〜２０００Ｈｚ）に対して、位相シフトが９０度に極めて近いことがわかる。

前述のように、理想的な切替えタイミングは、相電圧信号間の交差ポイントを判断することにより取得される。しかし、制御装置は、フィルタ処理された相間電圧信号を使用し、それは、合計で６０度、位相電圧に遅れている（３０度−９０度）。整流イベントは、６０度ごとに生じるので（図５ｃを参照）、どの交差ポイントがどの相電流信号と関連しているかのマッピングは、相電圧が使用された場合に適用されるようなマッピングとは異なるが、これらのフィルタ処理された相間電圧が使用できる。

図５ｃは、考慮された９０度の位相シフトをもつフィルタ処理された相間電圧を示す。図５ａおよび図５ｂのポイント１およびポイント２を一致させると、図５ｃでの対応するポイントは、位相Ｂ−Ｃおよび位相Ｃ−Ａ間の交差ポイントであるポイント３とマークされている。図５ｃは、一定の位相シフトにもかかわらず、電流切替えのための整流タイミング１１０が、なお、フィルタ処理された相間電圧の振幅を比較することによって判断できることを示す。

相間電圧フィルタによって生成された３つの電圧信号は、次いで、周知の電子部品を用いて比較できる。比較の結果は、図７ａに見られるように、整流出力を生成するために、解読できる。Ｃ１ １５２は、フィルタ処理されたＶａ−ｂとＶｂ−ｃとの間の比較結果である。Ｃ２ １５４は、Ｖｂ−ｃとＶｃ−ａに対するものである。Ｃ３ １５６は、Ｖｃ−ａとＶａ−ｂに対するものである。モーターへの電流の整流パターンを制御する６つのＩＧＢＴ １１６ａ、１１６ｂ、１１８ａ、１１８ｂ、１２０ａ、１２０ｂは、図７ｂの一番下のグラフに示すように、信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３によって完全かつ最適に制御できる。Ａ＋ ＩＧＢＴ １１６ａのスイッチがオンにされると、正電流が位相Ａ １１６ａに注入される。Ａ− １１６ｂがオンにされると、負電流が位相Ａ １１６ｂに注入される。図７ａの波形Ｃ１（１５２）と図７ｂのＡ＋およびＡ−の波形を比較することにより、Ｃ１ １５２が負から正に切り替わるポイントがπ／６で生じる。π／６のこのポイントは、Ａ＋電流１１６ａを提供するためにＩＧＢＴ １１６ａを切り替える必要があるポイントに対応する。同様に、Ｃ１が正から負に変わるポイント７π／６は、スイッチ１１６ｂによるＡ− １１６ｂの切替えポイントに対応する。

このようにして、制御装置８０は、モーターの位相接続８６ａ〜ｃに振動電流信号を与え、それらの絶対値の合計が、それらが構成された一定の（総電流８２）信号に常に等しくなるような方法で、その波形が形成され広がっている（位相オフセット）。この多相整流パターン１１０は、制御装置の出力であり、モーターの固定子巻線内の利用可能な位相接続ポイントに送信される。整流部品を含めて、この制御装置８０は、機械的よりもむしろ電気的であり、それは、モーターに内蔵された摩擦またはスライド式機械スイッチに比べて、効率および信頼性を向上させ、潜在的に高速で動く。

制御装置８０は、モーター８４を発電機として作動させるために使用され得ることも理解され得る。かかる実施形態では、発電機のローターの固定子に対する動きは、電流をその固定子の巻線内で流れさせる。かかる実施形態における整流回路は、電流をその巻線から取り除き、三相電力信号を（前述の例において）生成する。制御装置８０がモーター８４を発電機として作動させる場合、制御装置８０は、電流源とは無関係に、前述したのと同じ方法で作動し続ける。しかし、モーター８４が発電機として作動される場合、電流源は、本質的に反転され、従って、電流の流れの方向も反転されて、電流を整流回路およびモーター８４から流れ出させる。モーターまたは発電機の配置に起因して、かかる出力は、ＤＣ信号または電流である。このＤＣ電流を正と負の設定ポイント間で変化させることにより、制御装置は、モーターから発電機へモーターへの迅速かつ途切れのない遷移を可能にする。

発電機として作動させる場合、前記電力信号は、次いで、ＤＣ電流を生成するために整流器を通過させることができる。好都合に、本発明の発電機実施形態によって生成される整流パターンは、図８に示すような、および同様に図７ａに示すような、一連の矩形波形である。図８ａから分かり得るように、（モーター４０の形式の）発電機は、３つの相電流信号１８０（図７ｂのＡとＢとの間の比較）、１８２（図７ｂのＢとＣとの間の比較）および１８４（図７ｂのＣとＡとの間の比較）を生成する。生成された３つの位相信号１８０、１８２、１８４の各々は、正相電流１８０ａから、ゼロの正味相電流平坦域１８０ｃ、１８０ｇならびに正、負、および正味ゼロの平坦域の間の段階的機能１８０ｂ、１８０ｄ、１８０ｆ、１８０ｈを経て、負相電流１８０ｅに変化する信号を生成する。波形の正確な形は、この理想化された標準的な表現から変化する可能性があることが理解できる。

本明細書に記載する発電機のタイプは、個々の発電機位相から矩形波出力１８０、１８２、１８４を生成し、それらは、ＤＣに整流される場合、平滑な１９０（調波（ｈａｒｍｏｎｉｃ）を除いて）である。整流されたＤＣ電流の表現を図８ｂに示す。調波１９２は、１つの矩形波位相出力１８０から次の１８２（各段階機能間隔における）への遷移中に生じ得る。しかし、調波１９２が除去されると、全般的な信号１９０は、図８ｃに示すような、整流された三相正弦波信号よりも平滑である。（信号１９０は、整流された三相正弦波信号１９４に特有の１０％よりもむしろ、ほぼ０％だけ変化する）。多数の産業用途では当然、調波をフィルタ処理することができるが、正弦波信号を整流することによって生じたバルク変動を許容できないため、これは望ましい。さらに、熟練した読者であれば、矩形波入力を整流する場合に生成されるタイプの短期間の調波をフィルタ処理するためのいくつかの方法が存在することが理解されるであろう。

機械が純粋に発電機稼働のために設計されている場合、制御装置は、本明細書に記載する完全な制御装置よりもむしろ、整流器に単純化できる。どんな制御方法が発電機用に使用されていても、本明細書に記載する特徴の特定の組合せにより、ＤＣ電力出力信号を生成するのに適した発電機が作成されるであろう。

１０、６０ 電流
１０ａ 電圧
１２ 電流パルス
１２ａ 定電圧振幅のパルス
１４ スイッチング周波数
１６、６４ 整流周波数
２０、４０ モーター
２２ 四極永久磁石ローター
２４ 軸
２６、２８、３０、３２ 磁石
３４ 巻線
５０ 位相
３６ スロット
６２ 振幅
６６ 間隔
６８ 切り替えポイント

Claims (10)

1. 複数の個々の相巻線を含む永久磁石電気回転機のための制御システムであって、
   前記電気回転機の前記個々の相巻線に供給する、または前記個々の相巻線から引き出される励磁電流の振幅を制御するための電流供給フィードバックループと、
   前記電流供給フィードバックループとは独立に動作する整流フィードバックループであって、前記電気回転機の角度位置に依存し、前記相巻線の各々に供給される、または前記相巻線の各々から引き出される前記励磁電流のタイミングおよび持続時間を制御するように動作する整流フィードバックループと
   を備え、
   前記電気回転機の回転が、位置信号に対応する各相巻線における逆起電力を生成し、
   対応する前記相巻線についての前記逆起電力の振幅が、前記複数の相巻線の他の1つについて検出される前記逆起電力よりも大きいときに、前記整流フィードバックループが、前記励磁電流の電流パルスを所与の相巻線に提供する、または前記励磁電流の電流パルスを前記所与の相巻線から引き出し、
   前記整流フィードバックループは、前記逆起電力をフィルタリングするためのフィルタを含み、前記フィルタは、前記電流パルスおよび前記角度位置の信号を同期させるために、前記逆起電力に対して位相シフトを導入する、制御システム。
2. 前記逆起電力は、異なる相巻線で生成される前記逆起電力の相間電圧である、請求項1に記載の制御システム。
3. 前記電流供給フィードバックループは、過電流状態を防ぐための飽和チェックをさらに含む、請求項1または2に記載の制御システム。
4. 前記励磁電流が、矩形波電流信号である、請求項1に記載の制御システム。
5. 電気回転機の周囲のいくつかのスロット内に配置された複数の相巻線であって、各位相での前記相巻線が、単一の励磁電流により励起されるときに補完的であり、互いに弱める働きをしないような、複数の相巻線と、
   複数の永久磁石と、
   制御システムとを備え、前記制御システムが、
   前記電気回転機に励磁電流を供給するため、または前記電気回転機から励磁電流を受け取るための電力供給と、
   前記電力供給とは独立に動作する整流回路であって、前記相巻線の各々に送られる、または前記相巻線の各々から引き出される前記励磁電流の供給のタイミングおよび持続時間を制御するように動作する整流回路とを備え、
   前記電力供給は、パルス幅変調手法を用いて電流振幅を調整するための電流供給制御装置を備え、前記電流振幅は、前記相巻線の各々に供給され、または前記相巻線の各々から引き出され、
   前記電気回転機の回転が各相巻線における逆起電力を生成し、
   前記整流回路は、所与の前記相巻線についての前記逆起電力の振幅が、前記複数の相巻線の他の1つについての前記逆起電力よりも大きいときに、前記励磁電流の電流パルスを前記所与の相巻線に送る、または前記励磁電流の電流パルスを前記所与の相巻線から引き出す整流フィードバックループを備え、
   前記整流フィードバックループは、前記逆起電力をフィルタリングするためのフィルタを備え、前記フィルタは、前記電流パルスおよび角度位置を同期させるために、前記逆起電力に対して位相シフトを導入する、永久磁石電気回転機。
6. 電流供給フィードバックループが、前記電流振幅を調整するための調整フィードバックループをさらに備える、請求項5に記載の永久磁石電気回転機。
7. 前記電気回転機の速度および/または前記電気回転機の角度位置を示す信号を提供するための手段をさらに備える、請求項5または6に記載の永久磁石電気回転機。
8. 前記整流フィードバックループは、前記角度位置の信号に依存して、前記巻線への電流または前記巻線からの電流のタイミングおよび持続時間を制御するために動作する、請求項7に記載の永久磁石電気回転機。
9. 各相巻線の前記逆起電力が、前記角度位置の信号に対応する請求項8に記載の永久磁石電気回転機。
10. 前記電気回転機の速度および/または前記電気回転機の角度位置を示し、制御手段により測定される信号は、前記巻線で誘導される電流を示す整流信号である、請求項5に記載の永久磁石電気回転機。

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