TWI544730B - Current mode synchronous rectification DC / DC converter - Google Patents

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Description

電流模式同步整流DC/DC轉換器
本發明係關於一種由輸入電壓產生所需之輸出電壓的電流模式同步整流DC/DC轉換器。
先前以來，作為熱損失較少、且在輸入輸出明顯差別較大之情形時效率較佳的穩壓電源之一，通常廣泛地使用一種切換型DC/DC轉換器(所謂切換調節器)，其藉由輸出電晶體之導通/斷開控制(能率(duty)控制)來驅動儲能元件(電容器或電感器等)，以此由輸入電壓產生所需之輸出電壓。
另外，關於要求較高的轉換效率之切換型DC/DC轉換器，為了極力降低整流元件之導通電阻而採用同步整流方式，即，使用同步整流電晶體而非二極體來作為整流元件，並與輸出電晶體互補(排他)地對其進行導通/斷開控制。
而且，關於要求對負載變動具有較高應答特性之切換型DC/DC轉換器，採用電流模式控制方式，其中除包含電壓反饋迴路外，亦包含電流反饋迴路。
圖8係表示電流模式同步整流DC/DC轉換器之一先前例之塊圖。本先前例中之DC/DC轉換器成為如下構成，即，包括：電壓反饋迴路，其產生與反饋電壓FB(圖8中，係輸出電壓VO之分壓電壓)與基準電壓REF之差分相對應之誤差電壓ERR；及電流反饋迴路，其產生與輸出電流I(圖8 中，係輸出電晶體201中流動之高端電流)對應之電流檢測電壓IDET；且，藉由使用有兩個迴路之反饋控制而對輸出電晶體201與同步整流電晶體202進行互補(排他)的導通/斷開控制。更具體地來說，本先前例中之DC/DC轉換器為如下構成，即，產生能率對應於上述誤差電壓ERR與斜坡電壓SLOPE或電流檢測電壓IDET之比較結果的脈寬調變信號PWM，根據該脈寬調變信號PWM而對輸出電晶體201與同步整流電晶體202進行互補(排他)的導通/斷開控制。
而且，本先前例中之DC/DC轉換器作為防止啟動時之湧入電流之機構，形成具備軟啟動功能之構成。更具體地來說，本先前例中之DC/DC轉換器為了使啟動時所產生之誤差電壓ERR不會過大而成為如下構成，即，在將使能信號EN切換為驅動容許時之邏輯位準(圖8中為高位準)後，使基準電壓REF緩慢地上升(參照圖9)。
另外，作為與本發明有關之先前技術之一例，可舉出專利文獻1(設有掃描反相器電路之驅動頻率的起動電路且用於無電極放電燈的可自由調光之電子鎮流器)。
[先行技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1]國際公開第2007/036995號小冊子
確實，若為上述先前例中之電流模式同步整流DC/DC轉換器，則因具備軟啟動功能故可有效地防止啟動時之湧入 電流。
然而，上述先前例中之DC/DC轉換器中存在如下問題：在直至基準電壓REF之電壓值到達穩定動作區域(=在將脈寬調變信號PWM之能率(duty)設定為最小值之狀態下可穩定地進行輸出之輸出電壓VO之目標值)之期間，輸出電壓VO會產生浮動(參照圖9)。
本發明係鑒於本申請案發明者所發現之上述問題點而成，其目的在於提供一種能抑制啟動時輸出電壓之浮動的電流模式同步整流DC/DC轉換器。
為了達成上述目的，本發明之電流模式同步整流DC/DC轉換器成為如下構成(第1構成)，即，包括：軟啟動功能部，其在啟動時將輸出電壓之目標值抑制為低於通常動作時；及輸出穩定化功能部，其在啟動時執行切換動作之開始待機與驅動頻率降低中之至少一者。
另外，包含上述第1構成的電流模式同步整流DC/DC轉換器亦可成為如下構成(第2構成)，即，包括：輸出電晶體及同步整流電晶體，其根據彼此互補的導通/斷開控制而由輸入電壓產生上述輸出電壓；基準電壓產生部，其產生特定的基準電壓；誤差放大器，其將與上述輸出電壓對應之反饋電壓與上述基準電壓之差分進行放大並產生誤差電壓；電流檢測部，其產生與輸出電流對應之電流檢測電壓；振盪器，其以相同之振盪頻率產生時脈信號及斜坡電壓；PWM比較器，其根據上述誤差電壓與上述斜坡電壓之 比較結果、及上述誤差電壓與上述電流檢測電壓之比較結果，產生脈寬調變信號；RS觸發器，其產生藉由上述時脈信號而設置、且藉由上述脈寬調變信號而重設之鎖存信號；及驅動器，其根據上述鎖存信號而產生上述輸出電晶體與上述同步整流電晶體之閘極電壓。
而且，包含上述第2構成之電流模式同步整流DC/DC轉換器亦可為如下構成(第3構成)，即，上述基準電壓產生部作為上述軟啟動功能部，在啟動時使上述基準電壓緩慢地上升。
而且，包含上述第3構成之電流模式同步整流DC/DC轉換器亦可為如下構成(第4構成)，即，上述振盪器作為上述輸出穩定化功能部，以與上述基準電壓對應之振盪頻率而產生上述時脈信號及上述斜坡電壓。
而且，包含上述第4構成之電流模式同步整流DC/DC轉換器亦可為如下構成(第5構成)，即，上述振盪器包括：放大部，其產生將上述基準電壓放大而得之第1電壓；偏移設定部，其使上述第1電壓產生偏移而產生第2電壓；帶隙電壓產生部，其產生帶隙電壓；緩衝器，其以與上述第2電壓及上述帶隙電壓中之任一較低的一者一致之方式產生第3電壓；電壓/電流轉換部，其將上述第3電壓轉換為電流信號；環形振盪器，其以與上述電流信號對應之振盪頻率而產生上述時脈信號；及斜坡電壓產生部，其由上述時脈信號而產生上述斜坡電壓。
而且，包含上述第5構成之電流模式同步整流DC/DC轉 換器亦可為如下構成(第6構成)，即，上述電壓/電流轉換部包含npn型雙極性電晶體，npn型雙極性電晶體之基極連接於上述緩衝器之輸出端，射極經由電阻而接地，集極連接於上述環形振盪器。
而且，包含上述第3至第6構成中之任一構成之電流模式同步整流DC/DC轉換器亦可為如下構成(第7構成)，即，包含屏蔽電路，其作為上述輸出穩定化功能部，在直至上述基準電壓到達特定的臨界電壓之期間屏蔽上述誤差電壓。
而且，包含上述第7構成之電流模式同步整流DC/DC轉換器亦可為如下構成(第8構成)，即，上述屏蔽電路包括：臨界電壓產生部，其產生上述臨界電壓；比較器，其對上述基準電壓與上述臨界電壓進行比較；及電晶體，其根據上述比較器之輸出而使上述誤差放大器之輸出端與接地端之間導通/切斷。
而且，包含上述第1至第8構成中之任一構成之電流模式同步整流DC/DC轉換器亦可為如下構成(第9構成)，即，上述電流檢測部包括：開關，其一端連接於上述輸出電晶體與上述同步整流電晶體之連接節點，另一端連接於上述電流檢測電壓之輸出端；及上拉電阻，其一端連接於上述電流檢測電壓之輸出端，另一端連接於電源電壓之施加端。
而且，包含上述第1至第9構成中之任一構成之電流模式同步整流DC/DC轉換器亦可為如下構成(第10構成)，即，包括：電感器，其一端連接於上述輸出電晶體與上述同步整流電晶體之連接節點，另一端連接於上述輸出電壓之輸 出端；及電容器，其一端連接於上述輸出電壓之輸出端，另一端連接於接地端；且使上述輸入電壓降壓而產生上述輸出電壓。
根據本發明，可提供一種能抑制啟動時輸出電壓之浮動的電流模式同步整流DC/DC轉換器。
<第1實施形態>
圖1係表示本發明之電流模式同步整流DC/DC轉換器之第1實施形態之塊圖。本實施形態之電流模式同步整流DC/DC轉換器係使用半導體裝置100(所謂切換電源IC)、外掛於其上之電感器L1、電容器C1及C2、以及電阻R1~R3而構成，使輸入電壓VI降壓而產生所需之輸出電壓VO。
在半導體裝置100中，將輸出電晶體101、同步整流電晶體102、誤差放大器103、基準電壓產生部104、PWM(Pulse Width Modulation，脈寬調變)比較器105、RS觸發器106、驅動器107、開關108、上拉電阻109、及振盪器110A集成化。另外，在半導體裝置100中，除上述之電路要素外，亦可適當納入其它保護電路(低輸入誤動作防止電路或溫度保護電路等)。
電感器L1之一端係連接於輸出電晶體101與同步整流電晶體102之連接節點。電感器L1之另一端係連接於輸出電壓VO之輸出端。電容器C1之一端係連接於輸出電壓VO之輸出端。電容器C1之另一端係連接於接地端。亦即，由電 感器L1與電容器C1而形成LC平滑電路，該LC平滑電路使輸出電晶體101與同步整流電晶體102之連接節點處出現之開關電壓SW平滑而產生輸出電壓VO。
電阻R1及R2串聯連接於輸出電壓VO之輸出端與接地端之間，彼此之連接節點作為反饋電壓FB(輸出電壓VO之分壓電壓)之引出端而連接於誤差放大器103之非反轉輸入端(+)。亦即，由電阻R1及R2而形成對輸出電壓VO進行分壓且產生反饋電壓FB之電阻分壓電路。
電阻R3與電容器C2串聯連接於誤差放大器103之輸出端與接地端之間。亦即，由電阻R3與電容器C2而形成誤差放大器103之相位補償電路。
輸出電晶體101與同步整流電晶體102根據彼此互補(排他)的導通/斷開控制而由輸入電壓VI產生輸出電壓VO。另外，本說明書中使用之「互補(排他)」這一說法，除輸出電晶體101與同步整流電晶體102之導通/斷開狀態完全反轉之情形外，亦包含自防止貫通電流之觀點出發而對輸出電晶體101與同步整流電晶體102之導通/斷開遷移時序賦予特定的延遲之情形。
輸出電晶體101之源極連接於輸入電壓VI之施加端。輸出電晶體101之汲極連接於電感器L1之一端。輸出電晶體101之閘極連接於驅動器107。同步整流電晶體102之源極連接於接地端。同步整流電晶體102之汲極連接於電感器L1之一端。同步整流電晶體102之閘極連接於驅動器107。
誤差放大器103將與輸出電壓VO對應之反饋電壓FB與基 準電壓REF之差分進行放大並產生誤差電壓ERR。誤差放大器103之非反轉輸入端(+)連接於反饋電壓FB之施加端。誤差放大器103之反轉輸入端(-)連接於基準電壓REF之施加端。誤差放大器103之輸出端連接於PWM比較器105之非反轉輸入端(+)，另一方面，經由電阻R3及電容器C2亦連接於接地端。
基準電壓產生部104產生與輸出電壓VO之目標值相當的基準電壓REF並將其輸出至誤差放大器103之反轉輸入端(-)。而且，本實施形態之電流模式同步整流DC/DC轉換器中，基準電壓產生部104為如下構成：在DC/DC轉換器啟動時(例如使能信號EN之高位準遷移時)，使基準電壓REF由零值緩慢地上升。藉由採用此種構成，基準電壓產生部104作為在DC/DC轉換器啟動時將輸出電壓VO之目標值(=基準電壓REF)抑制為低於通常動作時之軟啟動功能部而發揮功能。
PWM[Pulse Width Modulation]比較器105根據誤差電壓ERR與斜坡電壓SLOPE之比較結果、及誤差電壓ERR與電流檢測電壓IDET之比較結果，產生脈寬調變信號PWM。PWM比較器105之非反轉輸入端(+)連接於誤差電壓ERR之施加端(誤差放大器103之輸出端)。PWM比較器105之第1反轉輸入端(-)連接於斜坡電壓SLOPE之施加端(振盪器110A之第1輸出端)。PWM比較器105之第2反轉輸入端(-)連接於電流檢測電壓IDET之施加端(開關108與上拉電阻109之連接節點)。PWM比較器105之輸出端連接於RS觸發 器106之重設輸入端(R)。
RS觸發器106產生藉由時脈信號CLK而設置、且藉由脈寬調變信號PWM而重設之鎖存信號FF。RS觸發器106之設置輸入端(S)連接於時脈信號CLK之施加端(振盪器110A之第2輸出端)。RS觸發器106之重設輸入端(R)連接於脈寬調變信號PWM之施加端(PWM比較器105之輸出端)。RS觸發器106之輸出端(Q)連接於驅動器107，另一方面，亦連接於開關108之控制端。
驅動器107根據鎖存信號FF而分別產生輸出電晶體101及同步整流電晶體102之閘極電壓，使輸出電晶體101與同步整流電晶體102互補(排他)地導通/斷開。
開關108之一端係連接於開關電壓SW之施加端(輸出電晶體101與同步整流電晶體102之連接節點)。開關108之另一端係作為電流檢測電壓IDET之輸出端而連接於PWM比較器105之第2反轉輸入端(-)。開關108之控制端係連接於鎖存信號FF之施加端(RS觸發器106之輸出端)。即，開關108係與輸出電晶體101同步地受到切換控制。更具體地來說，開關108係在輸出電晶體101導通時被導通，且在輸出電晶體101斷開時被斷開。上拉電阻109之一端係作為電流檢測電壓IDET之輸出端而連接於PWM比較器105之第2反轉輸入端(-)。上拉電阻109之另一端係連接於電源電壓VCC之施加端。因此，電流檢測電壓IDET在輸出電晶體101導通時與開關電壓SW一致，且在輸出電晶體101斷開時與電源電壓VCC一致。如此，藉由開關108與上拉電阻 109而形成電流檢測部，該電流檢測部產生與流動於輸出電晶體101中之輸出電流I對應之電流檢測電壓IDET(相當於輸出電晶體101導通時獲得之開關電壓SW)。另外，在本實施形態中，例舉了對流動於輸出電晶體101中之輸出電流I進行監控之構成，但本發明之構成並不限定於此，亦可形成為對流動於電感器L1中之電感電流、或流動於負載中之負載電流進行監控之構成。
振盪器110A係以相同之振盪頻率fa產生矩形波狀的時脈信號CLK與鋸齒狀的斜坡電壓SLOPE。而且，本實施形態之電流模式同步整流DC/DC轉換器中，振盪器110A被設為以與基準電壓REF對應之振盪頻率fa來產生時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE之頻率可變型。藉由採用此種構成，振盪器110A作為在DC/DC轉換器啟動時執行切換動作之驅動頻率降低之輸出穩定化功能部而發揮作用。另外，關於振盪器110A之電路構成及具體之動作，將在下文中詳細描述。
首先，對包含上述構成之電流模式同步整流DC/DC轉換器之基本動作(DC/DC轉換動作)進行說明。
誤差放大器103將反饋電壓FB與基準電壓REF之差分進行放大而產生誤差電壓ERR。PWM比較器105對誤差電壓ERR與斜坡電壓SLOPE進行比較，產生脈寬調變信號PWM。此時，若誤差電壓ERR為高於斜坡電壓SLOPE之高電位，則脈寬調變信號PWM之邏輯位準成為高位準；若相反，則成為低位準。即，誤差電壓ERR越為高電位，則脈 寬調變信號PWM之一週期中所占之高位準期間越長；相反，誤差電壓ERR越為低電位，則脈寬調變信號PWM之一週期中所占之高位準期間越短。
而且，PWM比較器105中，輸入有與輸出電流I對應之電流檢測電壓IDET，形成將電壓反饋迴路與電流反饋迴路組合而成之多重反饋迴路。輸出電晶體101導通後，伴隨輸出電流I之增大，輸出電晶體101上之電壓降(=輸出電流I×輸出電晶體101之導通電阻Ron)亦增大，電流檢測電壓IDET降低。此處，若電流檢測電壓IDET低於誤差電壓ERR，則脈寬調變信號PWM立即成為低位準，輸出電晶體101斷開。其後，若藉由時脈信號CLK而再次設置鎖存信號FF，則脈寬調變信號PWM成為高位準，輸出電晶體101導通。
驅動器107根據鎖存信號FF而分別產生輸出電晶體101與同步整流電晶體102之閘極電壓，使輸出電晶體101與同步整流電晶體102互補(排他)地導通/斷開。
如此，在電流模式同步整流DC/DC轉換器中，根據輸出電壓VO與輸出電流I之監控結果，進行輸出電晶體101與同步整流電晶體102之導通/斷開控制。因此，即便在誤差電壓ERR無法追隨於陡峭的負載變動之情形時，亦可根據流動於電晶體101中之輸出電流I之監控結果，對輸出電晶體101及同步整流電晶體102進行導通/斷開控制，因此能有效地抑制輸出電壓VO之變動。即，若是電流模式同步整流DC/DC轉換器，則無需使電容器C1大容量化，因此亦能 避免不必要的成本上漲或電容器C1之大型化。
其次，對包含上述構成之電流模式同步整流DC/DC轉換器之軟啟動控制進行說明。
在DC/DC轉換器剛啟動後輸出電壓VO為零，因此誤差電壓ERR變得極大，脈寬調變信號PWM之能率過大，電感器L1或電容器C1中流動有過大的湧入電流。
因此，在本實施形態之電流模式同步整流DC/DC轉換器中，基準電壓產生部104為如下構成：在DC/DC轉換器啟動時，使基準電壓REF由零值緩慢地上升。藉由採用此種構成，可防止誤差電壓ERR變得過大，從而可逐漸提高脈寬調變信號PWM之能率，因此能防止流向電感器L1或電容器C1之湧入電流於未然。
接下來，對包含上述構成之電流模式同步整流DC/DC轉換器啟動時之輸出穩定化控制進行說明。
圖2係表示振盪器110A之一構成例之電路圖。如圖2所示，本構成例中之振盪器110A包括：運算放大器A1、偏移設定部A2、帶隙電壓產生部A3、運算放大器A4、npn型雙極性電晶體A5、環形振盪器A6、斜坡電壓產生部A7、電阻A8(電阻值：Ra)、電阻A9(電阻值：Rb)、及電阻A10(電阻值：Rc)。
運算放大器A1之非反轉輸入端(+)連接於基準電壓REF之施加端。運算放大器A1之反轉輸入端(-)連接於電阻A8與電阻A9之連接節點。運算放大器A1之輸出端連接於偏移設定部A2之輸入端。即，藉由運算放大器A1與電阻 A8、A9而形成放大部，該放大部產生將基準電壓REF放大而得之第1電壓Va(={(Ra+Rb)/Rb}×REF)。
偏移設定部A2使第1電壓Va產生負的偏移Voffset而產生第2電壓Vb(=Va-Voffset，其中Vb≧0)。另外，偏移Voffset亦可根據欲將時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE之振盪頻率fa維持為最低值之期間而適當設定。
帶隙電壓產生部A3產生不依賴於電源變動或周圍溫度之固定的帶隙電壓VBG。
運算放大器A4之第1非反轉輸入端(+)連接於帶隙電壓VBG之施加端。運算放大器A4之第2非反轉輸入端(+)連接於第2電壓Vb之施加端。運算放大器A4之反轉輸入端(-)連接於運算放大器A4之輸出端(第3電壓Vc之輸出端)。即，藉由運算放大器A4而形成緩衝器，該緩衝器以與第2電壓Vb及帶隙電壓VBG中之任一較低的一者一致之方式產生3電壓Vc。
npn型雙極性電晶體A5之基極連接於運算放大器A4之輸出端。npn型雙極性電晶體A5之射極經由電阻A10而連接於接地端。npn型雙極性電晶體A5之集極連接於環形振盪器A6，且流動有用以設定振盪頻率fa之電流信號Ia(={Vc-Vth(A5)}/Rc)。即，藉由npn型雙極性電晶體A5及電阻A10而形成電壓/電流轉換部，該電壓/電流轉換部將第3電壓Vc轉換為電流信號Ia。另外，使用雙極性電晶體而非MOS場效電晶體來作為形成電壓/電流轉換部之電晶體，由此可減少元件不均，進行更高精度的電壓/電流轉換。
環形振盪器A6以與電流信號Ia成正比之振盪頻率fa來產生時脈信號CLK。另外，在直至第3電壓Vc超過npn型雙極性電晶體A5之導通臨界電壓Vth(A5)之期間，npn型雙極性電晶體A5斷開，因此供給至環形振盪器A6之電流信號Ia成為零值。此期間，環形振盪器A6以特定的最低頻率進行振盪。
斜坡產生部A7由時脈信號CLK而產生斜坡電壓SLOPE。由此，能以相同之振盪頻率fa來產生時脈信號CLK與斜坡電壓SLOPE。
圖3係表示第1實施形態之啟動波形之時序圖，自上方起，依次示意性表示使能信號EN、基準電壓REF、第1電壓Va、第2電壓Vb、第3電壓Vc、振盪頻率fa、開關電壓SW、及輸出電壓VO之動作。
於時刻t11，若使能信號EN遷移至高位準(動作容許時之邏輯位準)，則基準電壓產生部104中基準電壓REF開始上升，振盪器A1中第1電壓Va開始上升。另一方面，第2電壓Vb係自第1電壓Va僅降低負的偏移Voffset，因此維持為零值。於此時間點，第2電壓Vb低於帶隙電壓VBG，因此輸出第2電壓Vb(=0V)作為第3電壓Vc。因此，npn型雙極性電晶體A5斷開，環形振盪器A6中未流動電流信號Ia，因此時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE之振盪頻率fa(進而是開關電壓SW之振盪頻率)被設定為特定的最低值。
於時刻t11，第1電壓Va開始上升後，於時刻t12，若第1電壓Va之絕對值大於偏移電壓Voffset之絕對值，則第2電 壓Vb開始上升。然而，在直至第3電壓Vc(=第2電壓Vb)超過npn型雙極性電晶體A5之導通臨界電壓Vth(A5)之期間，npn型雙極性電晶體A5斷開，環形振盪器A6中未流動電流信號Ia，因此時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE之振盪頻率fa繼續被設定為特定的最低值。
於時刻t12，第2電壓Vb開始上升後，於時刻t13，若第3電壓Vc(=第2電壓Vb)超過npn型雙極性電晶體A5之導通臨界電壓Vth(A5)，則npn型雙極性電晶體A5之導通度逐漸變大。因此，於時刻t13以後，供給至環形振盪器A6之電流信號Ia逐漸增大，因此時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE之振盪頻率fa逐漸變高。
於時刻t13，振盪頻率fa開始上升後，於時刻t14，若第2電壓Vb超過帶隙電壓VBG，則輸出帶隙電壓VBG作為第3電壓Vc。因此，於時刻t14以後，供給至環形振盪器A6之電流信號Ia被固定為與帶隙電壓VBG對應之電流值(={VBG-Vth(A5)}/Rc)，因此時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE之振盪頻率fa被固定為與帶隙電壓VBG對應之振盪頻率(即，通常動作時之振盪頻率)。
如此，在第1實施形態中，採用如下構成：在電流模式同步整流DC/DC轉換器之軟啟動期間內，以低於通常動作時之振盪頻率fa啟動之後，逐漸提高該振盪頻率fa。根據此種構成，可有效地抑制在基準電壓REF較低時所產生之輸出電壓VO之浮動，使輸出電壓VO更快地轉移至穩定狀態。
<第2實施形態>
圖4係表示電流模式同步整流DC/DC轉換器之第2實施形態之塊圖。第2實施形態之基本構成與上述第1實施形態相同，因此對於與第1實施形態相同之電路要素，標註與圖1相同的符號且省略重複的說明，以下，對第2實施形態中特有之電路要素進行重點說明。
首先，第2實施形態之電流模式同步整流DC/DC轉換器具有頻率固定型的振盪器110B來代替頻率可變型的振盪器110A。振盪器110B只要為將形成圖2之振盪器110A的電路要素中之運算放大器A1、偏移設定部A2、電阻A8及A9去除而得之電路構成即可。
而且，第2實施形態之電流模式同步整流DC/DC轉換器具有屏蔽電路(比較器111、臨界電壓產生部112、N通道型MOS場效電晶體113)作為啟動時執行切換動作之開始待機之輸出穩定化功能部，該屏蔽電路在直至基準電壓REF到達特定的臨界電壓VTH之期間，屏蔽誤差電壓ERR。
比較器111對施加至反轉輸入端(-)之基準電壓REF、與施加至非反轉輸入端(+)之臨界電壓VTH進行比較，產生屏蔽信號MSK。屏蔽信號MSK係在基準電壓REF低於臨界電壓VTH時成為高位準，且在基準電壓REF高於臨界電壓VTH時成為低位準。
臨界電壓產生部112產生臨界電壓VTH並將其施加至比較器111之非反轉輸入端(+)。另外，臨界電壓VTH根據預先使輸出電晶體101與同步整流電晶體102之切換動作開始 待機之期間而適當設定即可。
N通道型MOS場效電晶體113之汲極連接於誤差放大器103之輸出端。N通道型MOS場效電晶體113之源極連接於接地端。N通道型MOS場效電晶體113之閘極連接於屏蔽信號MSK之施加端(比較器111之輸出端)。因此，N通道型MOS場效電晶體113係在屏蔽信號MSK為低位準時斷開，且在屏蔽信號MSK為高位準時導通。即，N通道型MOS場效電晶體113作為根據屏蔽信號MSK而使誤差放大器103之輸出端與接地端之間導通/切斷之開關元件而發揮功能。
圖5係表示第2實施形態之啟動波形之時序圖，自上方起，依次示意性表示使能信號EN、基準電壓REF、屏蔽信號MSK、開關電壓SW、及輸出電壓VO之動作。
於時刻t21，若使能信號EN遷移至高位準(動作容許時之邏輯位準)，則基準電壓產生部104中基準電壓REF開始上升。於此時間點，基準電壓REF低於臨界電壓VTH，因此屏蔽信號MSK成為高位準。因此，N通道型MOS場效電晶體113導通，誤差電壓ERR降低至零值，因此脈寬調變信號PWM始終成為低位準，輸出電晶體101及同步整流電晶體102之切換動作維持停止狀態。
於時刻t21，基準電壓REF開始上升後，於時刻t22，若基準電壓REF超過臨界電壓VTH，則屏蔽信號MSK遷移至低位準。結果，N通道型MOS場效電晶體113斷開，將誤差電壓ERR輸入至PWM比較器105中，因此輸出電晶體101及同步整流電晶體102之切換動作開始。
如此，在第2實施形態中，採用如下構成：在電流模式同步整流DC/DC轉換器之軟啟動期間內，在直至基準電壓REF之電壓值到達穩定動作區域(=在將脈寬調變信號PWM之能率設定為最小值之狀態下可穩定輸出之輸出電壓VO之目標值)之期間，屏蔽誤差電壓ERR而使輸出電晶體101與同步整流電晶體102之切換動作開始待機。根據此種構成，可避免在基準電壓REF較低時所產生之輸出電壓VO之浮動，從而可順利地逐步提昇輸出電壓VO。
<第3實施形態>
圖6係表示電流模式同步整流DC/DC轉換器之第3實施形態之塊圖。第3實施形態係將上述第1實施形態與第2實施形態組合而成之構成。即，第3實施形態之電流模式同步整流DC/DC轉換器包含圖1之頻率可變型的振盪器110A，並且包含圖4之屏蔽電路(比較器111、臨界電壓產生部112、N通道型MOS場效電晶體113)。
圖3係表示第3實施形態之啟動波形之時序圖，自上方起，依次示意性表示使能信號EN、基準電壓REF、第1電壓Va、第2電壓Vb、第3電壓Vc、振盪頻率fa、屏蔽信號MSK、開關電壓SW、及輸出電壓VO之動作。
於時刻t31，若使能信號EN遷移至高位準(動作容許時之邏輯位準)，則基準電壓產生部104中基準電壓REF開始上升，振盪器A1中第1電壓Va開始上升。另一方面，第2電壓Vb自第1電壓Va僅降低負的偏移Voffset，因此維持為零值。於此時間點，第2電壓Vb低於帶隙電壓VBG，因此輸 出第2電壓Vb(=0V)作為第3電壓Vc。因此，npn型雙極性電晶體A5斷開，環形振盪器A6中未流動電流信號Ia，因此時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE之振盪頻率fa(進而是開關電壓SW之振盪頻率)被設定為特定的最低值。而且，於此時間點，基準電壓REF低於臨界電壓VTH，因此屏蔽信號MSK成為高位準。因此，N通道型MOS場效電晶體113導通，誤差電壓ERR降低至零值，因此脈寬調變信號PWM始終成為低位準，輸出電晶體101及同步整流電晶體102之切換動作維持停止狀態。
於時刻t31，當第1電壓Va開始上升後，於時刻t32，若第1電壓Va之絕對值大於偏移電壓Voffset之絕對值，則第2電壓Vb開始上升。然而，在直至第3電壓Vc(=第2電壓Vb)超過npn型雙極性電晶體A5之導通臨界電壓Vth(A5)之期間，npn型雙極性電晶體A5斷開，環形振盪器A6中未流動電流信號Ia，因此時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE之振盪頻率fa繼續被設定為特定的最低值。而且，於此時間點，基準電壓REF亦低於臨界電壓VTH，因此輸出電晶體101及同步整流電晶體102之切換動作亦維持停止狀態。
於時刻t32，當第2電壓Vb開始上升後，於時刻t33，若第3電壓Vc(=第2電壓Vb)超過npn型雙極性電晶體A5之導通臨界電壓Vth(A5)，則npn型雙極性電晶體A5之導通度逐漸變大。因此，於時刻t33以後，供給至環形振盪器A6之電流信號Ia逐漸增大，因此時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE之振盪頻率fa逐漸變高。然而，於此時間點，基準 電壓REF亦低於臨界電壓VTH，因此輸出電晶體101及同步整流電晶體102之切換動作亦維持停止狀態。
於時刻t31，當基準電壓REF開始上升後，於時刻t34，若基準電壓REF超過臨界電壓VTH，則屏蔽信號MSK遷移至低位準。結果，N通道型MOS場效電晶體113斷開，將誤差電壓ERR輸入至PWM比較器105，因此輸出電晶體101及同步整流電晶體102之切換動作開始。於此時間點，第2電壓Vb低於帶隙電壓VBG，因此，以後，時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE之振盪頻率fa會對應於伴隨第2電壓Vb之上升所引起的電流信號Ia之增大而逐漸變高。
於時刻t34，當輸出電晶體101及同步整流電晶體102之切換動作開始後，於時刻t35，若第2電壓Vb超過帶隙電壓VBG，則輸出帶隙電壓VBG作為第3電壓Vc。因此，於時刻t35以後，供給至環形振盪器A6之電流信號Ia被固定為與帶隙電壓VBG對應之電流值(={VBG-Vth(A5)}/Rc)，因此時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE之振盪頻率fa被固定為與帶隙電壓VBG對應之振盪頻率(即，通常動作時之振盪頻率)。
如此，在第3實施形態中，係將第1實施形態之構成與第2實施形態之構成加以組合而實施，因此當然具有上述之作用、效果(抑制輸出電壓VO之浮動)，而且可極力縮短切換動作之開始待機期間或驅動頻率降低期間，使輸出電壓VO更快地轉移至穩定狀態。
<其它變形例>
另外，在上述實施形態中，舉例說明了將本發明應用於降低輸入電壓而產生所需之輸出電壓的降壓型DC/DC轉換器之構成，但本發明之應用對象並不限定於此，本發明亦可應用於升壓型或升降壓型DC/DC轉換器。
而且，除上述實施形態外，本發明之構成可在不脫離發明主旨之範圍內進行各種變更。即，應瞭解，上述實施形態之所有方面均為例示而並無限制性，而且本發明之技術範圍係藉由專利申請範圍而非上述實施形態之說明所表示，其包含與專利申請範圍均等之含義及範圍內的所有變更。
[產業上之可利用性]
本發明係一項可較佳地利用於實現電流模式同步整流DC/DC轉換器之穩定啟動的技術。
100‧‧‧半導體裝置
101‧‧‧輸出電晶體(P通道型MOS場效電晶體)
102‧‧‧同步整流電晶體(N通道型MOS場效電晶體)
103‧‧‧誤差放大器
104‧‧‧基準電壓產生部
105‧‧‧PWM比較器
106‧‧‧RS觸發器
107‧‧‧驅動器
108‧‧‧開關
109‧‧‧上拉電阻
110A‧‧‧振盪器(頻率可變型)
110B‧‧‧振盪器(頻率固定型)
111‧‧‧比較器
112‧‧‧臨界電壓產生部
113‧‧‧N通道型MOS場效電晶體
A1‧‧‧運算放大器
A2‧‧‧偏移設定部
A3‧‧‧帶隙電壓產生部
A4‧‧‧運算放大器
A5‧‧‧npn型雙極性電晶體
A6‧‧‧環形振盪器
A7‧‧‧斜坡電壓產生部
A8~A10‧‧‧電阻
C1、C2‧‧‧電容器
L1‧‧‧電感器
R1~R3‧‧‧電阻
圖1係表示電流模式同步整流DC/DC轉換器之第1實施形態之塊圖。
圖2係表示振盪器110A之一構成例之電路圖。
圖3係表示第1實施形態之啟動波形之時序圖。
圖4係表示電流模式同步整流DC/DC轉換器之第2實施形態之塊圖。
圖5係表示第2實施形態之啟動波形之時序圖。
圖6係表示電流模式同步整流DC/DC轉換器之第3實施形態之塊圖。
圖7係表示第3實施形態之啟動波形之時序圖。
圖8係表示電流模式同步整流DC/DC轉換器之一先前例之塊圖。
圖9係表示先前之啟動波形之時序圖。
100‧‧‧半導體裝置
101‧‧‧輸出電晶體(P通道型MOS場效電晶體)
102‧‧‧同步整流電晶體(N通道型MOS場效電晶體)
103‧‧‧誤差放大器
104‧‧‧基準電壓產生部
105‧‧‧PWM比較器
106‧‧‧RS觸發器
107‧‧‧驅動器
108‧‧‧開關
109‧‧‧上拉電阻
110A‧‧‧振盪器(頻率可變型)
C1、C2‧‧‧電容器
CLK‧‧‧時脈信號
EN‧‧‧使能信號
ERR‧‧‧誤差電壓
FB‧‧‧反饋電壓
FF‧‧‧鎖存信號
I‧‧‧輸出電流
IDET‧‧‧電流檢測電壓
L1‧‧‧電感器
PWM‧‧‧脈寬調變信號
R1~R3‧‧‧電阻
REF‧‧‧基準電壓
SLOPE‧‧‧斜坡電壓
SW‧‧‧開關電壓
VI‧‧‧輸入電壓
VO‧‧‧輸出電壓

Claims (7)

  1. 一種電流模式同步整流DC/DC轉換器，其特徵在於包括：軟啟動功能部，其在啟動時將輸出電壓之目標值抑制為低於通常動作時；輸出穩定化功能部，其在啟動時執行切換動作之驅動頻率降低；輸出電晶體及同步整流電晶體，其根據彼此互補的導通/斷開控制而由輸入電壓產生上述輸出電壓；基準電壓產生部，其產生特定的基準電壓；誤差放大器，其將與上述輸出電壓對應之反饋電壓與上述基準電壓之差分進行放大並產生誤差電壓；電流檢測部，其產生與輸出電流對應之電流檢測電壓；振盪器，其以相同之振盪頻率產生時脈信號及斜坡電壓；比較器，其根據上述誤差電壓與上述斜坡電壓之比較結果、及上述誤差電壓與上述電流檢測電壓之比較結果，產生脈衝信號；RS觸發器，其產生藉由上述時脈信號而設置、且藉由上述脈衝信號而重設之鎖存信號；及驅動器，其根據上述鎖存信號而產生上述輸出電晶體及上述同步整流電晶體之閘極電壓；上述基準電壓產生部作為上述軟啟動功能部，在啟動 時使上述基準電壓緩慢地上升；該電流模式同步整流DC/DC轉換器包含屏蔽電路，該屏蔽電路作為上述輸出穩定化功能部，在直至上述基準電壓到達特定的臨界電壓之期間屏蔽上述誤差電壓；且在啟動時，對應於上述基準電壓之緩慢上升，使上述時脈信號及上述斜坡電壓的振盪頻率緩慢地上升。
  2. 如請求項1之電流模式同步整流DC/DC轉換器，其中上述屏蔽電路包括：臨界電壓產生部，其產生上述臨界電壓；比較器，其對上述基準電壓與上述臨界電壓進行比較；及電晶體，其根據上述比較器之輸出而使上述誤差放大器之輸出端與接地端之間導通/切斷。
  3. 如請求項1或2之電流模式同步整流DC/DC轉換器，其中上述振盪器作為上述輸出穩定化功能部，以與上述基準電壓對應之振盪頻率產生上述時脈信號及上述斜坡電壓。
  4. 如請求項3之電流模式同步整流DC/DC轉換器，其中上述振盪器包括：放大部，其產生將上述基準電壓放大而得之第1電壓；偏移設定部，其使上述第1電壓產生偏移而產生第2電壓；帶隙電壓產生部，其產生帶隙電壓； 緩衝器，其以與上述第2電壓及上述帶隙電壓中之任一較低的一者一致之方式產生第3電壓；電壓/電流轉換部，其將上述第3電壓轉換為電流信號；環形振盪器，其以與上述電流信號對應之振盪頻率產生上述時脈信號；及斜坡電壓產生部，其由上述時脈信號產生上述斜坡電壓。
  5. 如請求項4之電流模式同步整流DC/DC轉換器，其中上述電壓/電流轉換部包含npn型雙極性電晶體，該npn型雙極性電晶體之基極連接於上述緩衝器之輸出端，射極經由電阻而接地，集極連接於上述環形振盪器。
  6. 如請求項1或2之電流模式同步整流DC/DC轉換器，其中上述電流檢測部包括：開關，其一端連接於上述輸出電晶體與上述同步整流電晶體之連接節點，另一端連接於上述電流檢測電壓之輸出端；及上拉電阻，其一端連接於上述電流檢測電壓之輸出端，另一端連接於電源電壓之施加端。
  7. 如請求項1或2之電流模式同步整流DC/DC轉換器，其包括：電感器，其一端連接於上述輸出電晶體與上述同步整流電晶體之連接節點，另一端連接於上述輸出電壓之輸出端；及 電容器，其一端連接於上述輸出電壓之輸出端，另一端連接於接地端；且使上述輸入電壓降壓而產生上述輸出電壓。
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