CN102570807A - 电流模式同步整流dc/dc转换器 - Google Patents

电流模式同步整流dc/dc转换器 Download PDF

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Abstract

本发明的电流模式同步整流DC/DC转换器包含：软启动功能部(图1中，是在启动时使基准电压REF缓慢地上升的基准电压生成部(104))，在启动时将输出电压VO的目标值抑制为低于通常动作时；及输出稳定化功能部(图1中，是以与基准电压REF对应的振荡频率生成时脉信号CLK与斜坡电压SLOPE的频率可变型的振荡器(110A))，在启动时执行等待切换动作的开始与驱动频率降低中的至少一方。

Description

电流模式同步整流DC/DC转换器
技术领域
本发明涉及一种由输入电压生成所需的输出电压的电流模式同步整流DC/DC转换器。
背景技术
一直以来，作为热损失较少、且在输入输出明显差别较大情况下的效率较佳的稳压电源之一，通常广泛地使用一种切换型DC/DC转换器(所谓切换调节器(switchingregulator))，其通过输出晶体管的导通/断开控制(功率(duty)控制)来驱动储能元件(电容器或电感器等)，以此由输入电压生成所需的输出电压。
另外，对于要求较高的转换效率的切换型DC/DC转换器，为了极力降低整流元件的导通电阻而采用同步整流方式，即，使用同步整流晶体管而非二极管作为整流元件，并与输出晶体管互补地(排他地)对其进行导通/断开控制。
而且，关于要求对负载变动具有较高应答特性的切换型DC/DC转换器，采用电流模式控制方式，其中除包含电压反馈回路外，也包含电流反馈回路。
图8是表示电流模式同步整流DC/DC转换器的一个先前例的框图。本先前例中的DC/DC转换器成为如下构成，即，包含：电压反馈回路，生成与反馈电压FB(图8中，是输出电压VO的分压电压)与基准电压REF的差分相对应的误差电压ERR；及电流反馈回路，生成与输出电流I(图8中，是输出晶体管201中流动的高端电流)对应的电流检测电压IDET；且，通过使用有两个回路的反馈控制而对输出晶体管201与同步整流晶体管202进行互补的(排他的)导通/断开控制。更具体地来说，本先前例中的DC/DC转换器为如下构成，即，生成功率对应于所述误差电压ERR与斜坡电压SLOPE或电流检测电压IDET的比较结果的脉宽调制信号PWM，根据该脉宽调制信号PWM而对输出晶体管201与同步整流晶体管202进行互补的(排他的)导通/断开控制。
而且，本先前例中的DC/DC转换器作为防止启动时的冲击电流(rush current)的机构，形成具备软启动功能的构成。更具体地来说，本先前例中的DC/DC转换器为了使启动时所生成的误差电压ERR不会过大而成为如下构成，即，在将使能信号EN切换为驱动容许时的逻辑电平(图8中为高电平)后，使基准电压REF缓慢地上升(参照图9)。
另外，作为与本发明有关的先前技术的一例，可举出专利文献1(设有扫描反相器电路的驱动频率的起动电路的用于无电极放电灯的可自由调光的电子镇流器)。
先行技术文献：
专利文献：
专利文献1：国际公开第2007/036995号小册子
发明内容
[发明所要解决的问题]
确实，如果是所述的先前例中的电流模式同步整流DC/DC转换器，则因具备软启动功能可有效地防止启动时的冲击电流。
然而，所述先前例中的DC/DC转换器中存在如下问题：在直至基准电压REF的电压值到达稳定动作区域(＝在将脉宽调制信号PWM的功率设定为最小值的状态下可稳定地进行输出的输出电压VO的目标值)的期间，输出电压VO会产生起伏(参照图9)。
本发明是鉴于本案发明者所发现的所述问题点而成，其目的在于提供一种能抑制启动时输出电压的起伏的电流模式同步整流DC/DC转换器。
[解决问题的技术手段]
为了达成所述目的，本发明的电流模式同步整流DC/DC转换器成为如下构成(第1构成)，即，包含：软启动功能部，在启动时将输出电压的目标值抑制为低于通常动作时；及输出稳定化功能部，在启动时执行等待切换动作的开始与驱动频率降低中的至少一方。
另外，包含所述第1构成的电流模式同步整流DC/DC转换器也可成为如下构成(第2构成)，即，包含：输出晶体管与同步整流晶体管，根据彼此互补的导通/断开控制而由输入电压生成所述输出电压；基准电压生成部，生成特定的基准电压；误差放大器(error amplifier)，将与所述输出电压对应的反馈电压与所述基准电压的差分进行放大并生成误差电压；电流检测部，生成与输出电流对应的电流检测电压；振荡器，以相同的振荡频率生成时脉信号和斜坡电压；PWM比较器，根据所述误差电压与所述斜坡电压的比较结果、及所述误差电压与所述电流检测电压的比较结果，生成脉宽调制信号；RS触发器，生成通过所述时脉信号而设置、且通过所述脉宽调制信号而重设的锁存信号；及驱动器，根据所述锁存信号而生成所述输出晶体管与所述同步整流晶体管的栅极电压。
而且，包含所述第2构成的电流模式同步整流DC/DC转换器也可为如下构成(第3构成)，即，所述基准电压生成部作为所述软启动功能部，在启动时使所述基准电压缓慢地上升。
而且，包含所述第3构成的电流模式同步整流DC/DC转换器也可为如下构成(第4构成)，即，所述振荡器作为所述输出稳定化功能部，以与所述基准电压对应的振荡频率而生成所述时脉信号和所述斜坡电压。
而且，包含所述第4构成的电流模式同步整流DC/DC转换器也可为如下构成(第5构成)，即，所述振荡器包含：放大部，生成将所述基准电压放大而得的第1电压；偏移设定部，使所述第1电压产生偏移而生成第2电压；带隙电压生成部，生成带隙电压；缓冲器，以与所述第2电压及所述带隙电压中的任一较低的一方一致的方式生成第3电压；电压/电流转换部，将所述第3电压转换为电流信号；环形振荡器，以与所述电流信号对应的振荡频率而生成所述时脉信号；及斜坡电压生成部，由所述时脉信号而生成所述斜坡电压。
而且，包含所述第5构成的电流模式同步整流DC/DC转换器也可为如下构成(第6构成)，即，所述电压/电流转换部包含npn型双极性晶体管，npn型双极性晶体管的基极连接于所述缓冲器的输出端，发射极经由电阻而接地，集电极连接于所述环形振荡器。
而且，包含所述第3至第6技术方案中任一构成的电流模式同步整流DC/DC转换器也可为如下构成(第7构成)，即，包含屏蔽电路，其作为所述输出稳定化功能部，在直至所述基准电压到达特定的临界电压的期间屏蔽所述误差电压。
而且，包含所述第7构成的电流模式同步整流DC/DC转换器也可为如下构成(第8构成)，即，所述屏蔽电路包含：临界电压生成部，生成所述临界电压；比较器，对所述基准电压与所述临界电压进行比较；及晶体管，根据所述比较器的输出而使所述误差放大器的输出端与接地端之间导通/切断。
而且，包含所述第1至第8技术方案中任一构成的电流模式同步整流DC/DC转换器也可为如下构成(第9构成)，即，所述电流检测部包含：开关，一端连接于所述输出晶体管与所述同步整流晶体管的连接节点，另一端连接于所述电流检测电压的输出端；及上拉电阻，一端连接于所述电流检测电压的输出端，另一端连接于电源电压的施加端。
而且，包含所述第1至第9技术方案中任一构成的电流模式同步整流DC/DC转换器也可为如下构成(第10构成)，即，包含：电感器，一端连接于所述输出晶体管与所述同步整流晶体管的连接节点，另一端连接于所述输出电压的输出端；及电容器，一端连接于所述输出电压的输出端，另一端连接于接地端；且使所述输入电压降压而生成所述输出电压。
[发明的效果]
根据本发明，可提供一种能抑制启动时输出电压的起伏的电流模式同步整流DC/DC转换器。
附图说明
图1是表示电流模式同步整流DC/DC转换器的第1实施方式的框图。
图2是表示振荡器110A的一构成例的电路图。
图3是表示第1实施方式的启动波形的时序图。
图4是表示电流模式同步整流DC/DC转换器的第2实施方式的框图。
图5是表示第2实施方式的启动波形的时序图。
图6是表示电流模式同步整流DC/DC转换器的第3实施方式的框图。
图7是表示第3实施方式的启动波形的时序图。
图8是表示电流模式同步整流DC/DC转换器的一先前例的框图。
图9是表示先前的启动波形的时序图。
[符号的说明]
100    半导体装置
101    输出晶体管(P通道型MOS场效应晶体管)
102    同步整流晶体管(N通道型MOS场效应晶体管)
103    误差放大器
104    基准电压生成部
105    PWM比较器
106    RS触发器
107    驱动器
108    开关
109    上拉电阻
110A   振荡器(频率可变型)
110B    振荡器(频率固定型)
111     比较器
112     临界电压生成部
113     N通道型MOS场效应晶体管
L1      电感器
C1、C2  电容器
R1～R3  电阻
A1      运算放大器
A2      偏移设定部
A3      带隙电压生成部
A4      运算放大器
A5      npn型双极性晶体管
A6      环形振荡器
A7      斜坡电压生成部
A8～A10 电阻
具体实施方式
<第1实施方式>
图1是表示本发明的电流模式同步整流DC/DC转换器的第1实施方式的框图。本实施方式的电流模式同步整流DC/DC转换器是使用半导体装置100(所谓切换电源IC)、外挂于其上的电感器L1、电容器C1和C2、及电阻R1～R3而构成，使输入电压VI降压而生成所需的输出电压VO。
在半导体装置100中，将输出晶体管101、同步整流晶体管102、误差放大器103、基准电压生成部104、PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)比较器105、RS触发器106、驱动器107、开关108、上拉电阻109、及振荡器110A集成化。另外，在半导体装置100中，除所述的电路要素外，也可适当纳入其它保护电路(低输入误动作防止电路或温度保护电路等)。
电感器L1的一端连接于输出晶体管101与同步整流晶体管102的连接节点。电感器L1的另一端连接于输出电压VO的输出端。电容器C1的一端连接于输出电压VO的输出端。电容器C1的另一端连接于接地端。也就是说，由电感器L1与电容器C1而形成LC平滑电路，该LC平滑电路使输出晶体管101与同步整流晶体管102的连接节点处出现的开关电压SW平滑而生成输出电压VO。
电阻R1及R2串联连接于输出电压VO的输出端与接地端之间，彼此的连接节点作为反馈电压FB(输出电压VO的分压电压)的引出端而连接于误差放大器103的非反转输入端(+)。也就是说，由电阻R1及R2而形成对输出电压VO进行分压且生成反馈电压FB的电阻分压电路。
电阻R3与电容器C2串联连接于误差放大器103的输出端与接地端之间。也就是说，由电阻R3与电容器C2而形成误差放大器103的相位补偿电路。
输出晶体管101与同步整流晶体管102根据彼此互补的(排他的)导通/断开控制而由输入电压VI生成输出电压VO。另外，本说明书中使用的「互补的(排他的)」这一说法，除输出晶体管101与同步整流晶体管102的导通/断开状态完全反转的情况外，也包含从防止贯通电流的观点出发而在输出晶体管101与同步整流晶体管102的导通/断开迁移时序赋予特定的延迟的情况。
输出晶体管101的源极连接于输入电压VI的施加端。输出晶体管101的漏极连接于电感器L1的一端。输出晶体管101的栅极连接于驱动器107。同步整流晶体管102的源极连接于接地端。同步整流晶体管102的漏极连接于电感器L1的一端。同步整流晶体管102的栅极连接于驱动器107。
误差放大器103将与输出电压VO对应的反馈电压FB与基准电压REF的差分进行放大并生成误差电压ERR。误差放大器103的非反转输入端(+)连接于反馈电压FB的施加端。误差放大器103的反转输入端(-)连接于基准电压REF的施加端。误差放大器103的输出端连接于PWM比较器105的非反转输入端(+)，另一方面，经由电阻R3及电容器C2也连接于接地端。
基准电压生成部104生成与输出电压VO的目标值相当的基准电压REF并将其输出至误差放大器103的反转输入端(-)。而且，本实施方式的电流模式同步整流DC/DC转换器中，基准电压生成部104为如下构成：在DC/DC转换器启动时(例如使能信号EN的高电平迁移时)，使基准电压REF由零值缓慢地上升。通过采用这样的构成，基准电压生成部104作为在DC/DC转换器启动时将输出电压VO的目标值(＝基准电压REF)抑制为低于通常动作时的软启动功能部而发挥功能。
PWM[Pulse Width Modulation]比较器105根据误差电压ERR与斜坡电压SLOPE的比较结果、及误差电压ERR与电流检测电压IDET的比较结果，生成脉宽调制信号PWM。PWM比较器105的非反转输入端(+)连接于误差电压ERR的施加端(误差放大器103的输出端)。PWM比较器105的第1反转输入端(-)连接于斜坡电压SLOPE的施加端(振荡器110A的第1输出端)。PWM比较器105的第2反转输入端(-)连接于电流检测电压IDET的施加端(开关108与上拉电阻109的连接节点)。PWM比较器105的输出端连接于RS触发器106的重设输入端(R)。
RS触发器106生成通过时脉信号CLK而设置、且通过脉宽调制信号PWM而重设的锁存信号FF。RS触发器106的设置输入端(S)连接于时脉信号CLK的施加端(振荡器110A的第2输出端)。RS触发器106的重设输入端(R)连接于脉宽调制信号PWM的施加端(PWM比较器105的输出端)。RS触发器106的输出端(Q)连接于驱动器107，另一方面，也连接于开关108的控制端。
驱动器107根据锁存信号FF而分别生成输出晶体管101与同步整流晶体管102的栅极电压，使输出晶体管101与同步整流晶体管102互补的(排他的)导通/断开。
开关108的一端连接于开关电压SW的施加端(输出晶体管101与同步整流晶体管102的连接节点)。开关108的另一端作为电流检测电压IDET的输出端而连接于PWM比较器105的第2反转输入端(-)。开关108的控制端连接于锁存信号FF的施加端(RS触发器106的输出端)。即，开关108是与输出晶体管101同步地受到切换控制。更具体地来说，开关108是在输出晶体管101导通时被导通，且在输出晶体管101断开时被断开。上拉电阻109的一端作为电流检测电压IDET的输出端而连接于PWM比较器105的第2反转输入端(-)。上拉电阻109的另一端连接于电源电压VCC的施加端。因此，电流检测电压IDET在输出晶体管101导通时与开关电压SW一致，在输出晶体管101断开时与电源电压VCC一致。这样，通过开关108与上拉电阻109而形成电流检测部，该电流检测部生成与流动于输出晶体管101中之输出电流I对应的电流检测电压IDET(相当于输出晶体管101导通时获得的开关电压SW)。另外，在本实施方式中，例举了对流动于输出晶体管101中之输出电流I进行监控的构成，但本发明的构成并不限定于此，也可形成为对流动于电感器L1中的电感电流、或流动于负载中的负载电流进行监控的构成。
振荡器110A以相同的振荡频率fa生成矩形波状的时脉信号CLK与锯齿状的斜坡电压SLOPE。而且，本实施方式的电流模式同步整流DC/DC转换器中，振荡器110A设为以与基准电压REF对应的振荡频率fa而生成时脉信号CLK与斜坡电压SLOPE的频率可变型。通过采用这样的构成，振荡器110A作为在DC/DC转换器启动时执行切换动作的驱动频率降低的输出稳定化功能部而发挥作用。另外，关于振荡器110A的电路构成及具体的动作，将在以下详细描述。
首先，对包含所述构成的电流模式同步整流DC/DC转换器的基本动作(DC/DC转换动作)进行说明。
误差放大器103将反馈电压FB与基准电压REF的差分进行放大而生成误差电压ERR。PWM比较器105对误差电压ERR与斜坡电压SLOPE进行比较，生成脉宽调制信号PWM。此时，如果误差电压ERR为高于斜坡电压SLOPE的高电位，则脉宽调制信号PWM的逻辑电平成为高电平，如果相反，则成为低电平。即，误差电压ERR越为高电位，则脉宽调制信号PWM的一周期中所占的高电平期间越长，相反，误差电压ERR越为低电位，则脉宽调制信号PWM的一周期中所占的高电平期间越短。
而且，PWM比较器105中，输入有与输出电流I对应的电流检测电压IDET，形成将电压反馈回路与电流反馈回路组合而成的多重反馈回路。输出晶体管101导通后，伴随输出电流I的增大，输出晶体管101中的电压降(＝输出电流I×输出晶体管101的导通电阻Ron)也增大，电流检测电压IDET降低。此处，如果电流检测电压IDET低于误差电压ERR，则脉宽调制信号PWM立即成为低电平，输出晶体管101断开。其后，如果通过时脉信号CLK而再次设置锁存信号FF，则脉宽调制信号PWM成为高电平，输出晶体管101导通。
驱动器107根据锁存信号FF而分别生成输出晶体管101与同步整流晶体管102的栅极电压，使输出晶体管101与同步整流晶体管102互补的(排他的)导通/断开。
这样，在电流模式同步整流DC/DC转换器中，根据输出电压VO与输出电流I的监控结果，进行输出晶体管101与同步整流晶体管102的导通/断开控制。因此，即便在误差电压ERR无法追随于陡峭的负载变动的情况下，也可根据流动于晶体管101中的输出电流I的监控结果，对输出晶体管101及同步整流晶体管102进行导通/断开控制，因此能有效地抑制输出电压VO的变动。即，如果是电流模式同步整流DC/DC转换器，则无需使电容器C1大容量化，所以也能避免不必要的成本上涨或电容器C1的大型化。
其次，对包含所述构成的电流模式同步整流DC/DC转换器的软启动控制进行说明。
在DC/DC转换器刚启动后输出电压VO为零，因此误差电压ERR变得极大，脉宽调制信号PWM的功率过大，电感器L1或电容器C1中流动有过大的冲击电流。
因此，在本实施方式的电流模式同步整流DC/DC转换器中，基准电压生成部104为如下构成：在DC/DC转换器启动时，使基准电压REF由零值缓慢地上升。通过采用这样的构成，可防止误差电压ERR变得过大，从而可逐渐提高脉宽调制信号PWM的功率，因此能防止流向电感器L1或电容器C1的冲击电流于未然。
接下来，对包含所述构成的电流模式同步整流DC/DC转换器启动时的输出稳定化控制进行说明。
图2是表示振荡器110A的一构成例的电路图。如图2所示，本构成例中的振荡器110A包含：运算放大器A1、偏移设定部A2、带隙电压生成部A3、运算放大器A4、npn型双极性晶体管A5、环形振荡器A6、斜坡电压生成部A7、电阻A8(电阻值：Ra)、电阻A9(电阻值：Rb)、及电阻A10(电阻值：Rc)。
运算放大器A1的非反转输入端(+)连接于基准电压REF的施加端。运算放大器A1的反转输入端(-)连接于电阻A8与电阻A9的连接节点。运算放大器A1的输出端连接于偏移设定部A2的输入端。即，通过运算放大器A1与电阻A8、A9而形成了放大部，该放大部生成将基准电压REF放大而得的第1电压Va(＝{(Ra+Rb)/Rb}×REF)。
偏移设定部A2使第1电压Va产生负的偏移Voffset而生成第2电压Vb(＝Va-Voffset，其中Vb≥0)。另外，偏移Voffset也可根据欲将时脉信号CLK及斜坡电压SLOPE的振荡频率fa维持于最低值的期间而适当设定。
带隙电压生成部A3生成不依赖于电源变动或周围温度的固定的带隙电压VBG。
运算放大器A4的第1非反转输入端(+)连接于带隙电压VBG的施加端。运算放大器A4的第2非反转输入端(+)连接于第2电压Vb的施加端。运算放大器A4的反转输入端(-)连接于运算放大器A4的输出端(第3电压Vc的输出端)。即，通过运算放大器A4而形成缓冲器，该缓冲器以与第2电压Vb和带隙电压VBG中的任一较低的一方一致的方式生成3电压Vc。
晶体管A5的基极连接于运算放大器A4的输出端。晶体管A5的发射极经由电阻A10而连接于接地端。晶体管A5的集电极连接于环形振荡器A6，且流动有用以设定振荡频率fa的电流信号Ia(＝{Vc-Vth(A5)}/Rc)。即，通过晶体管A5与电阻A10而形成电压/电流转换部，该电压/电流转换部将第3电压Vc转换为电流信号Ia。另外，使用双极性晶体管而非MOS场效应晶体管来作为形成电压/电流转换部的晶体管，由此可减少元件不均，进行更高精度的电压/电流转换。
环形振荡器A6以与电流信号Ia成正比的振荡频率fa而生成时脉信号CLK。另外，在直至第3电压Vc超过晶体管A5的导通临界电压Vth(A5)的期间，晶体管A5断开，因此供给到环形振荡器A6的电流信号Ia成为零值。此期间，环形振荡器A6以特定的最低频率进行振荡。
斜坡生成部A7由时脉信号CLK而生成斜坡电压SLOPE。由此，能以相同的振荡频率fa而生成时脉信号CLK与斜坡电压SLOPE。
图3是表示第1实施方式的启动波形的时序图，自上方起，依次示意性表示使能信号EN、基准电压REF、第1电压Va、第2电压Vb、第3电压Vc、振荡频率fa、开关电压SW、及输出电压VO的动作。
在时刻t11，如果使能信号EN迁移至高电平(动作容许时的逻辑电平)，则基准电压生成部104中基准电压REF开始上升，振荡器A1中第1电压Va开始上升。另一方面，第2电压Vb是自第1电压Va仅降低负的偏移Voffset，因此维持为零值。在此时间点，第2电压Vb低于带隙电压VBG，因此输出第2电压Vb(＝0V)作为第3电压Vc。因此，晶体管A5断开，环形振荡器A6中未流动电流信号Ia，因此时脉信号CLK及斜坡电压SLOPE的振荡频率fa(进而是开关电压SW的振荡频率)被设定为特定的最低值。
在时刻t11，第1电压Va开始上升后，在时刻t12，如果第1电压Va的绝对值大于偏移电压Voffset的绝对值，则第2电压Vb开始上升。但是，在直至第3电压Vc(＝第2电压Vb)超过晶体管A5的导通临界电压Vth(A5)的期间，晶体管A5断开，环形振荡器A6中未流动电流信号Ia，因此时脉信号CLK及斜坡电压SLOPE的振荡频率fa继续被设定为特定的最低值。
在时刻t12，第2电压Vb开始上升后，在时刻t13，如果第3电压Vc(＝第2电压Vb)超过晶体管A5的导通临界电压Vth(A5)，则晶体管A5的导通度逐渐变大。因此，在时刻t13以后，供给到环形振荡器A6的电流信号Ia逐渐增大，因此时脉信号CLK及斜坡电压SLOPE的振荡频率fa逐渐变高。
在时刻t13，振荡频率fa开始上升后，在时刻t14，如果第2电压Vb超过带隙电压VBG，则输出带隙电压VBG作为第3电压Vc。因此，在时刻t14以后，供给到环形振荡器A6的电流信号Ia被固定为与带隙电压VBG对应的电流值(＝{VBG-Vth(A5)}/Rc)，因此时脉信号CLK及斜坡电压SLOPE的振荡频率fa被固定为与带隙电压VBG对应的振荡频率(即，通常动作时的振荡频率)。
这样，在第1实施方式中，采用如下构成：在电流模式同步整流DC/DC转换器的软启动期间中，以低于通常动作时的振荡频率fa启动之后，逐渐提高该振荡频率fa。根据这样的构成，可有效地抑制在基准电压REF较低时所产生的输出电压VO的起伏，使输出电压VO更快地转移至稳定状态。
<第2实施方式>
图4是表示电流模式同步整流DC/DC转换器的第2实施方式的框图。第2实施方式的基本构成与上述第1实施方式相同，因此对于与第1实施方式相同的电路要素，标注与图1相同的符号且省略重复的说明，以下，对第2实施方式中特有的电路要素进行重点的说明。
首先，第2实施方式的电流模式同步整流DC/DC转换器具有频率固定型的振荡器110B来代替频率可变型的振荡器110A。振荡器110B只要为将形成图2的振荡器110A的电路要素中的运算放大器A1、偏移设定部A2、电阻A8及A9去除而得的电路构成即可。
而且，第2实施方式的电流模式同步整流DC/DC转换器具有屏蔽电路(比较器111、临界电压生成部112、N通道型MOS场效应晶体管113)作为启动时执行等待切换动作的开始的输出稳定化功能部，该屏蔽电路在直至基准电压REF到达特定的临界电压VTH的期间，屏蔽误差电压ERR。
比较器111对施加到反转输入端(-)的基准电压REF、与施加到非反转输入端(+)的临界电压VTH进行比较，生成屏蔽信号MSK。屏蔽信号MSK在基准电压REF低于临界电压VTH时成为高电平，在基准电压REF高于临界电压VTH时成为低电平。
临界电压生成部112生成临界电压VTH并将其施加到比较器111的非反转输入端(+)。另外，临界电压VTH根据等待输出晶体管101与同步整流晶体管102的切换动作开始的期间而适当设定即可。
晶体管113的漏极连接于误差放大器103的输出端。晶体管113的源极连接于接地端。晶体管113的栅极连接于屏蔽信号MSK的施加端(比较器111的输出端)。因此，晶体管113在屏蔽信号MSK为低电平时断开，在屏蔽信号MSK为高电平时导通。即，晶体管113作为根据屏蔽信号MSK而使误差放大器103的输出端与接地端之间导通/切断的开关元件而发挥功能。
图5是表示第2实施方式的启动波形的时序图，自上方起，依次示意性表示使能信号EN、基准电压REF、屏蔽信号MSK、开关电压SW、及输出电压VO的动作。
在时刻t21，如果使能信号EN迁移至高电平(动作容许时的逻辑电平)，则基准电压生成部104中基准电压REF开始上升。在此时间点，基准电压REF低于临界电压VTH，因此屏蔽信号MSK成为高电平。因此，晶体管113导通，误差电压ERR降低至零值，因此脉宽调制信号PWM始终成为低电平，输出晶体管101及同步整流晶体管102的切换动作维持停止状态。
在时刻t21，基准电压REF开始上升后，在时刻t22，如果基准电压REF超过临界电压VTH，则屏蔽信号MSK迁移至低电平。结果，晶体管113断开，将误差电压ERR输入至PWM比较器105中，因此输出晶体管101及同步整流晶体管102的切换动作开始。
这样，在第2实施方式中，采用如下构成：在电流模式同步整流DC/DC转换器的软启动期间中，在直至基准电压REF的电压值到达稳定动作区域(＝在将脉宽调制信号PWM的功率设定为最小值的状态下可稳定输出的输出电压VO的目标值)的期间，屏蔽误差电压ERR而等待输出晶体管101与同步整流晶体管102的切换动作开始。根据这样的构成，可避免在基准电压REF较低时所产生的输出电压VO的起伏，从而可顺利地逐步提升输出电压VO。
<第3实施方式>
图6是表示电流模式同步整流DC/DC转换器的第3实施方式的框图。第3实施方式是将上述第1实施方式与第2实施方式组合而成的构成。即，第3实施方式的电流模式同步整流DC/DC转换器包含图1的频率可变型的振荡器110A，并且包含图4的屏蔽电路(比较器111、临界电压生成部112、N通道型MOS场效应晶体管113)。
图3是表示第3实施方式的启动波形的时序图，自上方起，依次示意性表示使能信号EN、基准电压REF、第1电压Va、第2电压Vb、第3电压Vc、振荡频率fa、屏蔽信号MSK、开关电压SW、及输出电压VO的动作。
在时刻t31，如果使能信号EN迁移至高电平(动作容许时的逻辑电平)，则基准电压生成部104中基准电压REF开始上升，振荡器A1中第1电压Va开始上升。另一方面，第2电压Vb自第1电压Va仅降低负的偏移Voffset，因此维持为零值。在此时间点，第2电压Vb低于带隙电压VBG，因此输出第2电压Vb(＝0V)作为第3电压Vc。因此，晶体管A5断开，环形振荡器A6中未流动电流信号Ia，因此时脉信号CLK及斜坡电压SLOPE的振荡频率fa(进而是开关电压SW的振荡频率)被设定为特定的最低值。而且，在此时间点，基准电压REF低于临界电压VTH，因此屏蔽信号MSK成为高电平。因此，晶体管113导通，误差电压ERR降低至零值，因此脉宽调制信号PWM始终成为低电平，输出晶体管101及同步整流晶体管102的切换动作维持停止状态。
在时刻t31，当第1电压Va开始上升后，在时刻t32，如果第1电压Va的绝对值大于偏移电压Voffset的绝对值，则第2电压Vb开始上升。但是，在直至第3电压Vc(＝第2电压Vb)超过晶体管A5的导通临界电压Vth(A5)的期间，晶体管A5断开，环形振荡器A6中未流动电流信号Ia，因此时脉信号CLK及斜坡电压SLOPE的振荡频率fa继续被设定为特定的最低值。而且，在此时间点，基准电压REF也低于临界电压VTH，因此输出晶体管101及同步整流晶体管102的切换动作也维持停止状态。
在时刻t32，当第2电压Vb开始上升后，在时刻t33，如果第3电压Vc(＝第2电压Vb)超过晶体管A5的导通临界电压Vth(A5)，则晶体管A5的导通度逐渐变大。因此，在时刻t33以后，供给到环形振荡器A6中的电流信号Ia逐渐增大，因此时脉信号CLK及斜坡电压SLOPE的振荡频率fa逐渐变高。但是，在此时间点，基准电压REF也低于临界电压VTH，因此输出晶体管101及同步整流晶体管102的切换动作也维持停止状态。
在时刻t31，当基准电压REF开始上升后，在时刻t34，如果基准电压REF超过临界电压VTH，则屏蔽信号MSK迁移至低电平。结果，晶体管113断开，将误差电压ERR输入至PWM比较器105，因此输出晶体管101及同步整流晶体管102的切换动作开始。在此时间点，第2电压Vb低于带隙电压VBG，因此，以后，时脉信号CLK与斜坡电压SLOPE的振荡频率fa会对应于伴随第2电压Vb的上升所引起的电流信号Ia的增大而逐渐变高。
在时刻t34，当输出晶体管101及同步整流晶体管102的切换动作开始后，在时刻t35，如果第2电压Vb超过带隙电压VBG，则输出带隙电压VBG作为第3电压Vc。因此，在时刻t35以后，供给到环形振荡器A6的电流信号Ia被固定为与带隙电压VBG对应的电流值(＝{VBG-Vth(A5)}/Rc)，因此时脉信号CLK及斜坡电压SLOPE的振荡频率fa被固定为与带隙电压VBG对应的振荡频率(即，通常动作时的振荡频率)。
这样，在第3实施方式中，是将第1实施方式的构成与第2实施方式的构成加以组合而实施，因此当然具有上述的作用、效果(抑制输出电压VO的起伏)，而且可极力缩短等待切换动作的开始期间或驱动频率降低期间，使输出电压VO更快地转移至稳定状态。
<其它变形例>
另外，在所述实施方式中，例举说明了将本发明应用于降低输入电压而生成所需的输出电压的降压型DC/DC转换器的构成，但本发明的应用对象并不限定于此，本发明也可应用于升压型或升降压型DC/DC转换器。
而且，除所述实施方式外，本发明的构成可在不脱离发明主旨的范围内进行种种变更。即，应了解，所述实施方式的所有方面均为例示而并无限制性，而且本发明的技术范围是通过权利要求书而非所述实施方式的说明所表示，其包含与权利要求书均等的含义及范围内的所有变更。
本发明是一项可较佳地利用于实现电流模式同步整流DC/DC转换器的稳定启动的技术。

Claims (10)

1.一种电流模式同步整流DC/DC转换器，其特征在于包含：
软启动功能部，在启动时将输出电压的目标值抑制为低于通常动作时；及
输出稳定化功能部，在启动时执行等待切换动作的开始与驱动频率降低中的至少一方。
2.根据权利要求1所述的电流模式同步整流DC/DC转换器，其特征在于包含：
输出晶体管与同步整流晶体管，根据彼此互补的导通/断开控制而由输入电压生成所述输出电压；
基准电压生成部，生成特定的基准电压；
误差放大器，将与所述输出电压对应的反馈电压与所述基准电压的差分进行放大并生成误差电压；
电流检测部，生成与输出电流对应的电流检测电压；
振荡器，以相同的振荡频率生成时脉信号和斜坡电压；
PWM比较器，根据所述误差电压与所述斜坡电压的比较结果、及所述误差电压与所述电流检测电压的比较结果，生成脉宽调制信号；
RS触发器，生成通过所述时脉信号而设置、且通过所述脉宽调制信号而重设的锁存信号；及
驱动器，根据所述锁存信号而生成所述输出晶体管与所述同步整流晶体管的栅极电压。
3.根据权利要求2所述的电流模式同步整流DC/DC转换器，其特征在于：
所述基准电压生成部作为所述软启动功能部，在启动时使所述基准电压缓慢地上升。
4.根据权利要求3所述的电流模式同步整流DC/DC转换器，其特征在于：
所述振荡器作为所述输出稳定化功能部，以与所述基准电压对应的振荡频率生成所述时脉信号和所述斜坡电压。
5.根据权利要求4所述的电流模式同步整流DC/DC转换器，其特征在于：
所述振荡器包含：
放大部，生成将所述基准电压放大而得的第1电压；
偏移设定部，使所述第1电压产生偏移而生成第2电压；
带隙电压生成部，生成带隙电压；
缓冲器，以与所述第2电压及所述带隙电压中的任一较低的一方一致的方式生成第3电压；
电压/电流转换部，将所述第3电压转换为电流信号；
环形振荡器，以与所述电流信号对应的振荡频率生成所述时脉信号；及
斜坡电压生成部，由所述时脉信号生成所述斜坡电压。
6.根据权利要求5所述的电流模式同步整流DC/DC转换器，其特征在于：
所述电压/电流转换部包含npn型双极性晶体管，该npn型双极性晶体管的基极连接于所述缓冲器的输出端，发射极经由电阻而接地，集电极连接于所述环形振荡器。
7.根据权利要求3至6中任一项所述的电流模式同步整流DC/DC转换器，其特征在于包含屏蔽电路，该屏蔽电路作为所述输出稳定化功能部，在直至所述基准电压到达特定的临界电压的期间屏蔽所述误差电压。
8.根据权利要求7所述的电流模式同步整流DC/DC转换器，其特征在于：
所述屏蔽电路包含：
临界电压生成部，生成所述临界电压；
比较器，对所述基准电压与所述临界电压进行比较；及
晶体管，根据所述比较器的输出而使所述误差放大器的输出端与接地端之间导通/切断。
9.根据权利要求1至6中任一项所述的电流模式同步整流DC/DC转换器，其特征在于：
所述电流检测部包含：
开关，一端连接于所述输出晶体管与所述同步整流晶体管的连接节点，另一端连接于所述电流检测电压的输出端；及
上拉电阻，一端连接于所述电流检测电压的输出端，另一端连接于电源电压的施加端。
10.根据权利要求1至6中任一项所述的电流模式同步整流DC/DC转换器，其特征在于包含：
电感器，一端连接于所述输出晶体管与所述同步整流晶体管的连接节点，另一端连接于所述输出电压的输出端；及
电容器，一端连接于所述输出电压的输出端，另一端连接于接地端；且使所述输入电压降压而生成所述输出电压。
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