TWI419483B - 數位同調接收裝置 - Google Patents

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TWI419483B
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Nobukazu Koizumi
Takeshi Hoshida
Takahito Tanimura
Hisao Nakashima
Koji Nakamuta
Noriyasu Nakayama
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Fujitsu Ltd
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Description

數位同調接收裝置 發明領域
此處討論之實施例是一數位同調接收器。
 發明背景
隨網際網路交通之增加，幹線系統之光學通訊系統中的較大容量被需求，並且研究與發展被進行於能夠發送超出每個波長有100[G位元/秒]之信號的一光學發送接收器上。但是，於光學通訊中，當每波長之位元率被增加時，因為對於光學信號雜訊比(OSNR)、發送路徑中之波長散射、極化波模式散射、或因一非線性效應之波形失真或其類似者之承受力減少，故信號品質之下降成為較大。
因此，近年來，於發送路徑中具有OSNR承受力以及波形承受力之數位同調接收系統引起了注意(例如，參看D. Ly-Gagnon，2006年之IEEE JNT，24卷，第12-21頁)。同時，依據數位同調接收系統，相對於用在相關技術中藉由指定光強度之導通/關閉為二進制信號的直接檢測之系統，一光強度以及相位資訊經由同調接收系統被抽取。接著，被抽取強度以及相位資訊藉由一ADC(類比/數位轉換器)被量化並且藉由一數位信號處理電路被解調變(例如，參看F. M. Gardner，“用於取樣接收器之BPSK/QPSK時序-誤差檢測器”，IEEE Trans. Commun.，COM-34卷，第423-429頁，1986年5月)。
但是，依據相關技術，當數位同調接收器中之本地光頻率相對於自發送器被發送的光學光之頻率而變化時，該光學信號不能在數位同調接收器中以良好的精確性數位地被解調變。因此，通訊品質惡化之問題發生。
 發明概要
因此，本發明實施例之一論點之目的是改進通訊品質。
依據本發明之一論點，一數位同調接收裝置包括用以接收光信號的接收器、用以輸出固定頻率之本地光信號的第一振盪器、用以混合自該第一振盪器之本地光信號輸出與藉由該接收器所接收的光信號之混合單元、用以輸出一取樣頻率之一取樣信號的第二振盪器，該第二振盪器回應於一頻率控制信號之輸入而改變該取樣頻率、用以藉由同步於該取樣信號將該混合光信號取樣而將該混合光信號轉換成為數位信號的轉換器、用以調整藉由該轉換器所轉換的數位信號之波形失真的波形調整器、用以調整藉由波形調整器所調整之數位信號的相位之相位調整器、用以解調變藉由該相位調整器所調整的數位信號之解調變器、用以檢測藉由該相位調整器所調整的數位信號之相位的相位檢測器、以及用以依據該被檢測相位信號而輸出一頻率控制信號至該第二振盪器的控制信號輸出單元。
圖式簡單說明
第1圖是展示數位同調接收器組態範例1之方塊圖；第2圖是展示該數位同調接收器組態範例2之方塊圖；第3圖是展示該數位同調接收器組態範例3之方塊圖；第4圖是展示該數位同調接收器組態範例4之方塊圖；第5圖是展示在第1至3圖中展示之相位控制電路特定範例1的方塊圖；第6圖是展示在第1至3圖中展示之相位控制電路特定範例2的方塊圖；第7圖是展示一相位調整器特定範例1之方塊圖；第8圖是展示該相位調整器特定範例2之方塊圖；第9圖是展示一第一DLF特定範例之方塊圖；第10圖是展示一第二DLF特定範例之方塊圖；第11圖是展示在第1至3圖中展示之相位控制電路特定範例3的方塊圖；第12圖是展示在第1至3圖中展示之相位控制電路特定範例4的方塊圖；第13圖是展示一補償電路特定範例1之方塊圖；第14圖是展示該補償電路特定範例2之方塊圖；第15圖是展示在第4圖中被展示之相位控制電路特定範例1的方塊圖；第16圖是展示在第4圖中展示之相位控制電路特定範例2的方塊圖；第17圖是展示在第4圖中展示之相位控制電路特定範例3的方塊圖；第18圖是展示在第4圖中展示之相位控制電路特定範例4的方塊圖；第19圖是展示一頻率/相位補償電路特定範例1之方塊圖；第20圖是展示該頻率/相位補償電路特定範例2的方塊圖；第21圖是展示在第1至3圖中展示之相位控制電路特定範例5的方塊圖；第22圖是展示在第1至3圖中展示之相位控制電路特定範例6的方塊圖；第23圖是展示被使用於相位檢測單元之相位檢測器組態範例的方塊圖；第24圖是展示藉由靈敏度修正型式之相位檢測器(單邊修正)的靈敏度修正圖形；第25圖是展示藉由靈敏度修正型式之相位檢測器(雙邊修正)的靈敏度修正圖形；第26圖是展示靈敏度監視相位檢測器組態範例(單邊監視)之方塊圖；第27圖是展示靈敏度監視相位檢測器組態範例(雙邊監視)之方塊圖；第28圖是展示靈敏度選擇修正型式之相位檢測單元組態範例的方塊圖；第29圖是展示分集相加型式之相位檢測單元組態範例1的方塊圖；第30圖是展示分集相加型式之相位檢測單元組態範例2的方塊圖；第31圖是展示分集相加型式之相位檢測單元組態範例3的方塊圖；第32圖是展示分集相加型式之相位檢測單元組態範例4的方塊圖；第33圖是展示等化濾波器特定範例(極化波散射等化)之方塊圖；第34圖是展示等化濾波器特定範例(波長散射等化)之方塊圖；第35圖是展示數位同調接收器修改範例1之方塊圖；第36圖是展示數位同調接收器修改範例2之方塊圖；第37圖是展示一頻率差量檢測器特定範例之方塊圖；第38圖是展示一頻率補償器特定範例之方塊圖；第39圖是展示一光學發送系統特定範例之方塊圖；第40圖是展示一傅立葉轉換單元及一反向傅立葉轉換單元特定範例之方塊圖；以及第41圖展示在第40圖中展示之電路操作圖形。
 詳細說明
此處之後，這數位同調接收器之較佳實施例將參考附圖而詳細地被說明。
(由於頻率變動之通訊品質下降)
首先，將說明由於本地光源之頻率變動引起之通訊品質下降。於一組態中，其中波長散射補償藉由數位同調接收器之一波形失真補償器被進行，成比例於將於波形失真補償器中被補償之波長散射數量之尺度，本地光源之頻率變動被轉換成為取樣相位變動之一現象產生。
接著將明確地說明這現象。自光學發送器被發送的發送信號可以，例如，藉由下面的表示式(1)被表示。於下面的表示式(1)中，s(t)代表用以產生發送信號的一調變信號。j是代表一虛數。t是代表時間。ω0 是代表光之載波頻率。
[表示式1]
s(t)exp(jω0 t)　…(1)
發送路徑散射之一轉移函數可以，例如，藉由下面的表示式(2)被表示。於下面表示式(2)中，D指示波長散射。VL 指示光速率。ω是代表基頻帶之分別頻率。
[表示式2]
由於波長散射而失真之接收信號可藉由下面的表示式(3)被表示。
[表示式3]
^S指示發送調變信號之一頻域表示。該本地光可藉由下面的表示式(4)被表示。於下面的表示式(4)中，Δω指示在信號光以及本地光之間的頻率差量。
[表示式4]
exp[j(ω0 -Δω)t]　…(4)
在展示於表示式(4)中的本地光以及信號光被混合之後於同調接收之後的信號可如下面表示式(5)被表示。
[表示式5]
於數位同調接收器中，由表示式(5)表示之信號藉由ADC被量化以進行數位信號處理。下面的表示式(6)代表在數位信號處理電路之波形補償電路中的散射補償被進行之情況中發送路徑散射之一反向轉移函數。於下面的表示式(6)中，ΔD指示發送路徑散射以及於波形補償電路中所補償的散射補償數量之一偏移量。
[表示式6]
下面的表示式(7)代表在波長散射補償之後的信號。
[表示式7]
於表示式(7)中，當考慮ΔD=0時，在波形補償之後的信號可藉由下面的表示式(8)被表示。
[表示式8]
自表示式(8)中，因為信號光與本地光之頻率漂移以及波長散射補償，應了解，2πVL DΔω/ω0 2 之延遲被產生。以這方式，成比例於波長散射數量之尺度將於波形失真補償器中被補償，本地光源之頻率變動將被轉換成為取樣相位變動，而影響隨後階段中的數位解調變之精確度。
(ADC取樣頻率控制處理之影響)
同時，在位元率是等於或較大於數十個十億位元/秒(Gbit/s)的數位同調接收系統中，ADC取樣頻率同時也成為等於或較大於數十個GHz。因此，於其中數位信號處理電路是使用一低價CMOS(互補金屬氧化物半導體)程序被構成之情況中，ADC取樣信號之一串列平行轉換被進行，因而操作頻率成為大約數百個MHz，並且數位信號處理於平行接收信號上被進行。以這方式，於ADC中進行高速取樣之情況中，電路尺度成為較大的。
(實施例)
第1圖是展示數位同調接收器組態範例1之方塊圖。如第1圖之展示，依據一實施例之數位同調接收器100具有PBS111、本地光源112、PBS113、混合電路121、混合電路122、光電轉換器131至134、頻率可變振盪器140、數位轉換單元150、以及數位信號處理電路160。數位同調接收器100被組態以轉換來自光學發送路徑之信號光以及一本地光之檢測結果成為數位信號以進行一數位處理的一種數位同調接收器。
經由光學發送路徑被傳送之信號光被輸入至PBS111(極化分光器)。該PBS111將輸入的信號光分離於分別的極化軸(其被設定為H軸以及V軸)。該PBS111將H軸上分別的信號光(水平極化波)輸出至混合電路121。同時，該PBS111也將V軸上分別的信號光(垂直極化波)輸出至混合電路122。
本地光源112產生將被輸出至PBS113之本地光。PBS113分別地將自本地光源112被輸出之本地光分離於分別的極化軸(其被設定為H軸以及V軸)。該PBS113將H軸上分別的本地光輸出至混合電路121。同時，PBS113也將V軸上分別的本地光輸出至混合電路122。
混合電路121(90°光學混合)依據自PBS111被輸出於H軸上之信號光以及自PBS113被輸出的本地光而進行檢測。混合電路121將對應至信號光之一I頻道中的一振幅以及一相位之一光學信號輸出至光電轉換器131。同時，混合電路121也將對應至信號光一Q頻道中的一振幅以及一相位之一光學信號輸出至光電轉換器132。
混合電路122(90°光學混合)依據自PBS111被輸出於V軸上的信號光以及自PBS113被輸出之本地光而進行檢測。混合電路122將對應至信號光I頻道中的振幅以及相位的一光學信號輸出至光電轉換器133。同時，混合電路122也將對應至信號光Q頻道中之振幅以及相位的一光學信號輸出至光電轉換器134。
各個光電轉換器131以及光電轉換器132將自混合電路121被輸出至數位轉換單元150所輸出之光信號予以光電轉換。各個光電轉換器133以及光電轉換器134將自混合電路122被輸出至數位轉換單元150所輸出之光信號予以光電轉換。
頻率可變振盪器140(振盪單元)產生將被輸出至數位轉換單元150之一可變頻率時脈。同時，該頻率可變振盪器140也依據數位信號處理電路160之控制而改變所產生的時脈之頻率。
數位轉換單元150具有ADC151至154。ADC151數位地取樣自光電轉換器131被輸出之信號。同樣地，ADC152至154分別數位地取樣自光電轉換器132至134被輸出之信號。同時，各個ADC151至154也同步於自頻率可變振盪器140輸出之時脈而進行數位取樣。各個ADC151至154將數位地被取樣之信號輸出至數位信號處理電路160。
數位信號處理電路160具有波形失真補償電路161(波形失真補償單元)、相位控制電路162、以及適應性等化型式解調變電路163(解調變單元)。波形失真補償電路161、相位控制電路162以及適應性等化型式解調變電路163可藉由一DSP(數位信號處理器)或彼此不同的DSP被實施。
波形失真補償電路161補償自ADC151至154被輸出之信號的波形失真(於光學發送路徑中被產生的失真)。更明確地，於波形失真補償電路161中，依據一傳輸特性變動(例如，溫度變動)而改變的半靜態發送路徑波形失真成分被補償。波形失真補償電路161將其中波形失真被補償之分別的信號輸出至相位控制電路162。波形失真補償電路161可藉由一電路區塊被構成或可具有多數個分開波形失真補償電路方塊之一串聯連接組態。
相位控制電路162進行自波形失真補償電路161被輸出之分別信號上的一數位相位補償。相位控制電路162將被補償的分別信號輸出至適應性等化型式解調變電路163。相位控制電路162可藉由用以平行地處理來自波形失真補償電路161之分別信號的電路被構成或可藉由對應來自波形失真補償電路161之分別信號的多數個電路被構成。同時，依據自波形失真補償電路161被輸出之分別信號的相位，相位控制電路162也控制藉由頻率可變振盪器140輸出之時脈的頻率。
適應性等化型式解調變電路163進行自相位控制電路162被輸出之分別信號上的解調變。同時，適應性等化型式解調變電路163也在解調變之前進行自相位控制電路162被輸出的分別信號上之適應性等化型式波形失真補償。更明確地，適應性等化型式解調變電路163補償於發送路徑中被產生且以高速波動的波形失真成分。適應性等化型式解調變電路163可藉由一電路區塊被構成或可具有多數個適應等化電路方塊之一串聯連接組態。
例如，於其中ADC151至154以等於或較高於幾十個GHz進行數位取樣之情況中，此一組態可被採用，而提供使用來自頻率可變振盪器140輸出之時脈作為參考的複合PLL(相位-鎖定迴路)。同時，第1圖中所展示之數位同調接收器100也可應付對於每個極化波軸多工發送信號之一極化波多工發送系統以及不進行發送信號之極化波多工的一非極化波多工發送。
以這方式，當數位同調接收器100檢測波形失真補償電路161隨後階段中的信號相位時，由於本地光源112之頻率變動於波形失真補償電路161中被產生的相位變動可被檢測。同時，藉由補償在適應性等化型式解調變電路163之前階段中被檢測的頻率變動以精確地進行在適應性等化型式解調變電路163中之數位解調變，其可能改進通訊品質。
同時，依據於波形失真補償電路161隨後階段中之被檢測的信號相位，數位同調接收器100也控制數位轉換單元150中之取樣相位。更明確地，數位同調接收器100控制利用頻率可變振盪器140所振盪之時脈頻率。以這組態，當電路尺度之擴大被壓制時，其可能於數位轉換單元150中進行高速取樣。同時，光學信號之調變頻率及數位同調接收器100中之取樣頻率的偏移與漫遊被補償，並且其可能降低波形失真補償電路161中之相位補償數量。
同時，數位同調接收器100之適應性等化型式解調變電路163也補償以較高於波形失真補償電路161中被補償的波形失真之速率波動的波形失真以進行解調變。例如，波形失真補償電路161補償在溫度變動或其類似者之下改變的半靜態特性之波形失真。以這組態，當於波形失真補償電路161中補償由於發送光源之頻率與在溫度變動或其類似者之下產生的本地光源112之頻率漂移之相位變動時，其可能在適應性等化型式解調變電路163中進行高精確性之波形失真補償以及解調變。
第2圖是展示數位同調接收器組態範例2之方塊圖。在第2圖中，相似於第1圖中所展示之組態的部件以相似參考符號被指示，並且其之說明被省略。如於第2圖之展示，數位同調接收器100可具有一固定頻率振盪器211以及一DDS212(直接數位合成器)以取代展示於第1圖中之頻率可變振盪器140。
固定頻率振盪器211(振盪單元)產生將被輸出至DDS212之固定頻率時脈。依據自固定頻率振盪器211被輸出的時脈，DDS212產生將被供應至數位轉換單元150之一時脈作為一取樣控制時脈。同時，DDS212也改變將依據數位信號處理電路160之控制而被產生的時脈頻率。各個ADC151至154同步於自DDS212輸出之時脈而進行數位取樣。
以這方式，數位同調接收器100控制利用DDS供應之取樣控制時脈的頻率。以這組態，當電路尺度中之擴大被壓制時，其可能於數位轉換單元150中進行高速率取樣。
第3圖是展示數位同調接收器之一組態範例3之方塊圖。在第3圖中，相似於第1圖中展示的組態之部件被指定相似之參考符號，並且其說明將被省略。如於第3圖之展示，於非極化波多工系統之情況中，數位同調接收器100可具有一極化波控制器311之組態以取代在第1圖中被展示的PBS111、PBS113、混合電路122、光電轉換器133與134以及ADC153與154。
本地光源112將所產生的本地光輸出至極化波控制器311。極化波控制器311控制自本地光源112被輸出的本地光之極化波因而成為數位同調接收器100所接收的信號光之極化波(例如，H軸)。極化波控制器311將其中極化波被控制的本地光輸出至混合電路121。經由光學發送路徑被傳送的信號光以及自該極化波控制器311被輸出的本地光被輸入至混合電路121。此一組態可被採用以取代第3圖中所展示之頻率可變振盪器140，固定頻率振盪器211以及DDS212(參看第2圖)被提供。極化波控制器311可被應用至取代本地光經由光學發送路徑被傳送的信號光。
第4圖是展示數位同調接收器之一組態範例4的方塊圖。在第4圖中，相似於第1圖中被展示之組態的部件被指定相似之參考符號，並且其之說明被省略。如於第4圖之展示，數位同調接收器100可具有固定頻率振盪器411以及頻率/相位補償電路412以取代頻率可變振盪器140。
固定頻率振盪器411將固定頻率時脈輸出至數位轉換單元150。各個ADC151至154同步於自固定頻率振盪器411被輸出的時脈而進行數位取樣。相位控制電路162檢測自波形失真補償電路161被輸出之分別信號的相位以及將頻率控制信號及相位控制信號輸出至頻率/相位補償電路412。
頻率/相位補償電路412(頻率/相位補償單元)被提供至數位信號處理電路160。頻率/相位補償電路412進行在自ADC151至154被輸出的信號上的頻率補償以及相位補償以補償該取樣相位。更明確地，依據自相位控制電路162被輸出的頻率控制信號以及相位控制信號，頻率/相位補償電路412補償自ADC151至154被輸出的信號之取樣相位。頻率/相位補償電路412將於其中取樣相位被補償之信號輸出至波形失真補償電路161。
以這方式，數位同調接收器100依據被檢測的相位在被轉換成為數位信號之信號上進行頻率補償以及相位補償。以這組態，其可能抑制在數位轉換單元150中來自取樣相位變動之數位處理上的影響。因此，例如，即使當數位轉換單元150進行藉由同步於固定頻率振盪器411振盪的時脈之取樣的此一組態被採用時，其可能抑制在數位轉換單元150中來自取樣相位變動之數位處理上的影響。
(相位控制電路之特定範例)
第5圖是展示在第1至3圖中被展示之相位控制電路之一特定範例1的方塊圖。在第5圖中，關於在第1圖中被展示之數位同調接收器100的組態之一部件，對於I與Q頻道以及H與V軸之分別的信號整體地被展示。如於第5圖之展示，相位控制電路162具有一相位調整器511(PHA：相位調整器)、一相位檢測單元512(PD：相位檢測器)、一第一DLF513(數位迴路濾波器)、以及一第二DLF514。
相位調整器511(相位補償單元)依據自第一DLF513被輸出之相位控制信號補償自波形失真補償電路161被輸出之信號的相位。相位調整器511將其中相位被補償之信號輸出至隨後的階段(適應性等化型式解調變電路163)。相位檢測單元512檢測自相位調整器511被輸出的信號相位。相位檢測單元512將指示相位之被檢測的相位信號輸出至第一DLF513。
第一DLF513進行自相位檢測單元512被輸出的相位信號上之一信號處理。藉由第一DLF513被進行之信號處理，例如，是雜訊移除(低通濾波器)。第一DLF513將接受該信號處理之信號作為相位控制信號而輸出至相位調整器511。同時，第一DLF513也將接受該信號處理之信號輸出至第二DLF514。
第二DLF514進行於自第一DLF513被輸出的信號上之一信號處理。藉由第二DLF514被進行之信號處理，例如，是自相位成分轉成為頻率成分之轉換。第二DLF514將接受該信號處理之信號作為頻率控制信號而輸出至頻率可變振盪器140。依據自第二DLF514被輸出之頻率控制信號，頻率可變振盪器140改變將輸出之時脈的頻率。
以這方式，相位檢測單元512被提供至相位調整器511之隨後的階段並且檢測藉由相位調整器511被補償的信號之相位。以這組態，因控制成為於其中相位調整器511形成之相位補償自相位檢測單元512返回至相位調整器511之一反饋控制，其可容易地進行在相位調整器511中之補償處理。因此，相位調整器511中之相位補償可精確地被進行，並且可能改進通訊品質。
於第5圖中展示之相位控制電路162組態被應用至第2圖中展示之數位同調接收器100之情況中，第二DLF514將頻率控制信號輸出至DDS212。依據自第二DLF514被輸出之頻率控制信號，DDS212改變將產生的時脈頻率。
第6圖是展示第1至3圖中所展示之相位控制電路之一特定範例2的方塊圖。在第6圖中，相似於第5圖中所展示之組態的一組態被指定相同的參考符號，並且其之說明被省略。如於第6圖之展示，相位檢測單元512可將指示相位之被檢測的相位信號輸出至第一DLF513以及第二DLF514。於此情況中，第二DLF514進行自相位檢測單元512被輸出之相位信號上的信號處理。
第7圖是展示相位調整器特定範例1之方塊圖。展示在第7圖中之相位調整器511是時域補償型式相位調整器之一特定範例。如於第7圖之展示，相位調整器511具有一分支位置調整選擇器710、一延遲元件721至72n、一分支係數計算單元730、乘法運算單元741至74n以及加法器單元750。
自相位調整器511前階段被輸出的信號以及藉由將輸入至相位調整器511之相位控制信號除以取樣週期所得到的整數部份被輸入至分支位置調整選擇器710。分支位置調整選擇器710依據輸入整數部份而切換延遲元件721至72n之連接路徑。
例如，分支位置調整選擇器710切換連接路徑，因而自相位調整器511前階段(波形失真補償電路161)被輸出的信號被輸入至延遲元件721。同時，分支位置調整選擇器710也切換連接路徑，因而延遲元件721之輸出被連接到延遲元件722之輸入，延遲元件722之輸出被連接到延遲元件723之輸入，…，以及延遲元件72(n-1)之輸出被連接到延遲元件72n之輸入。
各個延遲元件721至72n延遲以及輸出所輸入信號。藉由將輸入至相位調整器511之相位控制信號除以取樣週期所得到的小數部分(較小於1個取樣之相位)被輸入至分支係數計算單元730。依據輸入小數部分，分支係數計算單元730計算乘法運算單元741至74n之分別的分支係數。
例如，分支係數計算單元730藉由取樣一過濾波形，例如，一sinc函數，而利用小數部分之輸入相位以計算分支係數。另外地，分支係數計算單元730依據其中小數部分以及分別的分支係數是彼此相關的一列表而決定分別的分支係數。小數部分以及分別的分支係數是彼此相關的該列表先前地被儲存，例如，在數位同調接收器100之記憶體中。分支係數計算單元730分別將被計算之分別分支係數輸出至乘法運算單元741至74n。
延遲元件721至72n之輸出信號以及自分支係數計算單元730輸出之分支係數，分別地被輸入至乘法運算單元741至74n。各個乘法運算單元741至74n將因此被輸入之輸出信號乘以將被輸出至加法器單元750的分支係數。加法器單元750相加自乘法運算單元741至74n所輸出之分別的輸出信號而被輸出至隨後階段。
於信號相對於相位調整器511以N個平行被輸入之情況中，延遲元件721至72n被省略，並且在相位控制信號整數部份之最大寬度的輸入選擇器以及具有藉由分支係數計算單元730計算的相同分支係數之FIR(有限脈衝響應)濾波器以N個片段方式平行地被操作。於此情況中，輸入選擇器由分支數目提供。
第8圖是展示相位調整器之一特定範例2之方塊圖。在第8圖中展示之相位調整器511是頻域補償型式相位調整器之一特定範例。如於第8圖之展示，相位調整器511具有一傅立葉轉換單元811、一旋轉量轉換單元812、一乘法運算單元813、以及一反向傅立葉轉換單元814。傅立葉轉換單元811將輸入至相位調整器511之信號進行傅立葉轉換(FFT：快速傅立葉轉換)而被轉換成為頻域之信號。傅立葉轉換單元811將已接受傅立葉轉換之信號輸出至乘法運算單元813。
旋轉量轉換單元812在自第一DLF513被輸出之相位控制信號上進行旋轉量轉換處理並且將經由該旋轉量轉換處理所得到的相位移係數輸出至乘法運算單元813。乘法運算單元813將自該傅立葉轉換單元811被輸出的信號乘以自該旋轉量轉換單元812輸出的相位移係數並且將相乘的信號輸出至反向傅立葉轉換單元814。反向傅立葉轉換單元814將自乘法運算單元813被輸出的信號進行反向傅立葉轉換(IFFT：反向FFT：反向快速傅立葉轉換)而被輸出至隨後階段(適應性等化型式解調變電路163)。
第9圖是展示第一DLF之一特定範例之方塊圖。如於第9圖之展示，第一DLF513具有一低通濾波器911(LPF：低通濾波器)、乘法電路912、加法器電路913、延遲元件914、乘法電路915、低通濾波器916、以及加法器電路917。自相位檢測單元512被輸出之相位信號，被輸入至低通濾波器911。低通濾波器911抽取該輸入相位信號之一低頻成分並且將該抽取的信號輸出至乘法電路912以及乘法電路915。
乘法電路912將自低通濾波器911輸出的信號乘以一係數b而被輸出至加法器電路913。加法器電路913將自乘法電路912輸出的信號與自延遲元件914輸出的信號相加而將該被相加的信號作為一積分項輸出至延遲元件914以及加法器電路917。延遲元件914將自加法器電路913輸出的信號延遲第一DLF之一個操作時脈並且將該延遲的信號輸出至加法器電路913。
乘法電路915將自低通濾波器911輸出的信號乘以一係數a而被輸出至低通濾波器916。低通濾波器916抽取自乘法電路915輸出的信號之低頻成分並且將該抽取信號作為一比例項而輸出至加法器電路917。加法器電路917將來自加法器電路913之積分項輸出信號與來自低通濾波器916之比例項輸出信號相加。加法器電路917將被相加的信號作為相位控制信號而輸出至相位調整器511。
以此組態，輸入至第一DLF513之相位信號作為具有係數a與b之比例項及積分項之總和地被轉換成為相位控制信號。係數a與b，例如，依據數位同調接收器100之設計以及發送模式被決定。
低通濾波器911作為一降頻濾波器地操作以供處理平行的分別信號之分別相位信號(I和Q頻道以及H與V軸)。例如，作為一簡單範例，低通濾波器911輸出分別相位信號的平均或總和。其同時也可採用省略低通濾波器911之組態。
低通濾波器916被提供以供抑制相位信號之高頻雜訊成分。於一些情況中，本地光源112之頻率變動可具有等於或較高於幾百個kHz的成分。因此，為了使控制迴路延遲最小化，供用於抑制高頻雜訊之低通濾波器916僅被插入至比例項。其同時也可採用省略低通濾波器916之組態。
第10圖是展示第二DLF之特定範例之方塊圖。如於第10圖之展示，第二DLF514具有乘法電路1011、加法器電路1012、延遲元件1013、乘法電路1014、加法器電路1015、以及低通濾波器1016。輸入至第二DLF514的相位信號(相位控制信號輸入)被輸入至乘法電路1011以及乘法電路1014。
乘法電路1011將輸入信號乘以一係數B而被輸出至加法器電路1012。加法器電路1012將自乘法電路101輸出的信號與自延遲元件1013輸出的信號相加並且將被相加之信號作為積分項輸出至延遲元件1013以及加法器電路1015。延遲元件1013將自加法器電路1012輸出的信號延遲第二DLF之一個操作時脈且將該延遲信號輸出至加法器電路1012。
乘法電路1014將輸入信號乘以一係數A並且將相乘的信號作為比例項而輸出至加法器電路1015。加法器電路1015將自加法器電路1012輸出之積分項信號與自乘法電路1014輸出之比例項信號相加而輸出至低通濾波器1016。低通濾波器1016抽取自加法器電路1015輸出的信號的低頻成分並且將該抽取信號作為頻率控制信號而輸出至頻率可變振盪器140。
以此組態，輸入至第二DLF514之信號作為具有係數A和B之比例項和積分項總和而被轉換成為頻率控制信號。係數A和B，例如，依據數位同調接收器100之設計以及發送模式被決定。
例如，如於第6圖之展示，於其中自相位檢測單元512輸出之相位信號直接地被輸入至第二DLF514之情況中，低通濾波器可被提供於乘法電路1011以及乘法電路1014之前階段中。在乘法電路1011以及乘法電路1014前階段中被提供之低通濾波器將進行對於相位信號以及相位資訊之降頻濾波器的整體操作。同時，低通濾波器1016也是被置放在來自頻率可變振盪器140之時脈輸出上用以避免高頻雜訊的低通濾波器。其同時也可採用省略低通濾波器1016之組態。
第11圖是展示在第1至3圖中所展示之相位控制電路之特定範例3的方塊圖。在第11圖中，相似於在第5圖中被展示的組態之組態被指定相同的參考符號，並且其之說明將被省略。於其中波形失真補償電路161是用以進行在頻域中之波形失真補償的電路之情況中，如於第11圖之展示，其中波形失真補償電路161以及相位調整器511是整體地被構成之補償電路1111可被提供以取代在第5圖中所展示之波形失真補償電路161以及相位調整器511。取代在第11圖中所展示之頻率可變振盪器140，提供固定頻率振盪器211以及DDS212(參看第2圖)之組態可被採用。
第12圖是展示在第1至3圖中所展示之相位控制電路之特定範例4的方塊圖。在第12圖中，相似於在第6圖中被展示的組態之一組態被指定相同的參考符號，並且其之說明將被省略。於其中波形失真補償電路161是用以進行在頻域中之波形失真補償的電路之情況中，如於第12圖之展示，取代在第6圖中被展示之波形失真補償電路161以及相位調整器511，其中波形失真補償電路161以及相位調整器511是整體地被構成的補償電路1111可被提供。取代被展示在第12圖中之頻率可變振盪器140，提供固定頻率振盪器211以及DDS212(參看第2圖)之組態可被採用。
第13圖是展示補償電路之一特定範例的方塊圖。展示在第11和12圖中之補償電路1111，例如，如於第13圖之展示，被提供具有傅立葉轉換單元1311、旋轉量轉換單元1312、乘法運算單元1313、乘法運算單元1314、以及反向傅立葉轉換單元1315。
傅立葉轉換單元1311在輸入至補償電路1111之信號上進行傅立葉轉換而被轉換成為頻域之信號。傅立葉轉換單元1311將接受該傅立葉轉換之信號輸出至乘法運算單元1313。旋轉量轉換單元1312在自第一DLF513輸出之相位控制信號上進行旋轉量轉換處理並且將經由該旋轉量轉換處理所得到的相位移係數輸出至乘法運算單元1314。
乘法運算單元1313將自傅立葉轉換單元1311輸出的信號乘以在頻域中之波形失真修正係數並且將該相乘的信號輸出至乘法運算單元1314。在乘法運算單元1313中相乘的波形失真修正係數是依據接收信號之波形失真被決定的係數並且是先前地被儲存，例如，被儲存在數位同調接收器100之記憶體中。
乘法運算單元1314將自乘法運算單元1313輸出的信號乘以自旋轉量轉換單元1312輸出的相位移係數並且將該相乘的信號輸出至反向傅立葉轉換單元1315。反向傅立葉轉換單元1315將自乘法運算單元1314輸出的信號進行反向傅立葉轉換而被輸出至隨後階段(適應性等化型式解調變電路163)。其中乘法運算單元1314被提供在乘法運算單元1313前階段中之一組態也可被採用。亦即，用於相乘波形失真修正係數以及相位移係數之順序是無所差異。
以這方式，波形失真補償電路161以及相位調整器511可被實現，其是藉由補償電路1111以將波形失真修正係數與將利用第一DLF513被轉換之相位控制信號轉換成為在頻域中之分別頻率的旋轉量所得到的相位移係數予以相乘而被實現。以這組態，波形補償以及相位補償可藉由進行一次的傅立葉轉換而被進行。因此，其可實現微型化以及升高電路速率。
第14圖是展示補償電路之特定範例2之方塊圖。在第14圖中，相似於在第13圖中被展示的組態之組態被指定相同的參考符號，並且其之說明將被省略。波形失真補償電路161是用以補償信號波長散射之散射補償器，並且於其中在頻域之波形失真補償目標是波長散射之情況中，補償電路1111可具有被展示在第14圖中之組態。此處，補償電路1111具有省略了在第13圖中被展示之乘法運算單元1313的組態。
傅立葉轉換單元1311將已接受傅立葉轉換之信號輸出至乘法運算單元1314。旋轉量轉換單元1312(旋轉量轉換器)於自第一DLF513輸出之相位控制信號以波長散射補償數量進行旋轉量轉換處理並且將經由旋轉量轉換處理所得到的旋轉量(波長散射以及相位轉移係數)輸出至乘法運算單元1314。在其中旋轉量轉換處理於旋轉量轉換單元1312中被進行之波長散射數量是依據接收信號之波長散射被決定的係數並且是先前地被儲存，例如，儲存在數位同調接收器100之記憶體中。
乘法運算單元1314將傅立葉轉換單元1311乘以自旋轉量轉換單元1312輸出的旋轉量並且將相乘的信號輸出至反向傅立葉轉換單元1315。以這方式，藉由其中以表示式(6)被表示之波長散射補償係數具有1.0振幅並且僅具有相位角度資訊之狀態的使用，藉由利用相位補償處理之相位移係數上的相位角度資訊而進行波長散射數量之旋轉量轉換，則在頻域中的乘法運算可一次地被進行。
旋轉量轉換單元1312之處理可以，例如，利用下面的表示式(9)被表示。於下面的表示式(9)中，Δτ指示在時域之一相位控制數量。
[表示式9]
以這方式，於其中波形失真補償電路161補償波長散射之情況中，補償電路1111具有旋轉量轉換單元1312以供將波長散射補償數量以及相位控制信號轉換成為具有分別的頻率之旋轉量。接著，由於補償電路1111將信號與藉由旋轉量轉換單元1312被轉換之旋轉量相乘，其可藉由一次地進行複數乘法運算而完成波形補償以及相位補償。因此，其可能實現微型化以及提升電路之速率。
第15圖是展示在第4圖中被展示之相位控制電路之特定範例1的方塊圖。在第15圖中，相似於在第5圖中被展示的組態之組態被指定相同的參考符號，並且其之說明將被省略。如於第15圖之展示，第二DLF514將已接受信號處理之信號作為頻率控制信號而輸出至頻率/相位補償電路412。
依據自第二DLF514輸出之頻率控制信號，頻率/相位補償電路412補償來自數位轉換單元150之信號的取樣相位。頻率/相位補償電路412將其中取樣相位被補償的信號輸出至波形失真補償電路161。波形失真補償電路161補償來自頻率/相位補償電路412的信號之波形失真。
在第15圖中被展示之組態中，此一組態之補償電路1111可取代波形失真補償電路161以及相位調整器511被採用，於補償電路1111中波形失真補償電路161以及相位調整器511是整體地被構成(參看第11至14圖)。
第16圖是展示在第4圖中被展示之相位控制電路一特定範例2的方塊圖。在第16圖中，相似於在第15圖中被展示的組態之組態被指定相同的參考符號，並且其之說明被省略。如於第16圖之展示，相位檢測單元512可將指示相位之檢測的相位信號輸出至第一DLF513以及第二DLF514。於此情況中，第二DLF514在自該相位檢測單元512輸出之相位信號上進行信號處理。
在第16圖中被展示之組態中，取代波形失真補償電路161以及相位調整器511之一組態可被採用，其中波形失真補償電路161以及相位調整器511是整體地被構成之補償電路1111被提供(參看第11至14圖)。
第17圖是展示在第4圖中被展示的相位控制電路一特定範例3之方塊圖。在第17圖中，相似於被展示在第15圖中之組態的組態被指定相同的參考符號，並且其之說明被省略。如於第17圖之展示，相位控制電路162可具有省略了被展示在第15圖中之組態的相位調整器511之組態。第一DLF513將已接受信號處理之信號作為相位控制信號而輸出至頻率/相位補償電路412。
頻率/相位補償電路412依據來自第二DLF514之頻率控制信號而進行取樣相位之補償並且同時也依據自第一DLF513輸出的相位控制信號而補償自波形失真補償電路161輸出的信號相位。頻率/相位補償電路412將已接受補償之信號輸出至波形失真補償電路161。以這方式，在波形失真補償電路161前階段中同時也包括於波形失真補償電路161中被產生的相位變動之補償被進行。
第18圖是展示在第4圖中被展示之相位控制電路特定範例4的方塊圖。在第18圖中，相似於在第17圖中被展示之組態的組態被指定相同的參考符號，並且其之說明被省略。如於第18圖之展示，相位檢測單元512可將指示相位之被檢測的相位之信號輸出至第一DLF513以及第二DLF514。於此情況中，第二DLF514在自相位檢測單元512輸出之相位信號上進行信號處理。
第19圖是展示頻率/相位補償電路之特定範例1的方塊圖。在第19圖中被展示之頻率/相位補償電路412是時域補償型式數位頻率/相位補償電路之特定範例。此處，假設固定頻率振盪器411之振盪頻率被設定為稍微地較高於接收信號。如於19第圖之展示，頻率/相位補償電路412具有頻率相位轉換器1910、平行轉換單元1920、分支係數計算單元1930、以及N個片段之FIR濾波器1940。
頻率相位轉換器1910將第二DLF514之輸出自頻率轉換成為相位以供使用第二DLF514之輸出(頻率控制信號)作為相位控制信號。頻率相位轉換器1910是，例如，一積分器。藉由頻率相位轉換器1910被轉換成為相位的信號之整數部份被輸出至平行轉換單元1920並且同時也被扣除作為其中控制在頻率相位轉換器1910中被結束之樣本數目。
依據自頻率相位轉換器1910輸出的信號之整數部份，平行轉換單元1920將輸入至頻率/相位補償電路412之信號轉換成為平行信號。更明確地，藉由使用自頻率相位轉換器1910輸出之整數部份作為控制信號，平行轉換單元1920進行平行轉換1至N(於其中整數部份是“0”之情況)或1至N+1(於其中整數部份是“1”之情況)而被輸出至隨後階段。
以參考號碼1921代表之先前時間的最新資料之M個片段(N-1-M)至(N-1)被保持於其中自頻率相位轉換器1910輸出之整數部份是“0”的情況中。同時，由於平行轉換1至N+1在平行轉換單元1920中被進行，先前時間的最新資料之M個片段(N-M)至N也被保持於其中自頻率相位轉換器1910輸出之整數部份是“1”的情況中。
同時，平行轉換單元1920也產生用於平行轉換單元1920隨後階段中進行信號處理之一時脈。更明確地，平行轉換單元1920產生數位轉換單元150之取樣時脈的1/N(於其中整數部份是“0”之情況)或1/(N+1)(於其中整數部份是“1”之情況)時脈而被輸出至隨後階段。於其中平行轉換1至N+1被進行之情況中，平行轉換單元1920產生時脈，因而平行轉換單元1920隨後階段之一時脈時間成為N+1個取樣時間。
藉由頻率相位轉換器1910被轉換成為相位的小數部分被輸出至分支係數計算單元1930。依據自頻率相位轉換器1910輸出之小數部分，分支係數計算單元1930計算分別的分支係數，其成為用於N個片段之FIR濾波器1940(0至N-1)的取樣位置。分支係數計算單元1930輸出被計算之分別的分支係數至分別對應的FIR濾波器1940。利用分支係數計算單元1930之處理包括等效於平行轉換單元1920的一潛伏期調整。
例如，於其中在接收信號以及固定頻率振盪器411之間的頻率差量是小的情況中，有關於N個片段之FIR濾波器1940的分支係數可被設定為相同。
N個片段之FIR濾波器1940(0至N-1)之各者依據自分支係數計算單元1930輸出的分支係數而補償自平行轉換單元1920輸出之分別信號。各個FIR濾波器1940(0至N-1)輸出該補償信號至隨後階段作為N個樣本平行資料。
同時，也如展示在第17以及18圖之組態中，於其中第一DLF513之輸出(相位控制信號)同時也被輸入至頻率/相位補償電路412的情況中，用於將第一DLF513輸出相加至頻率相位轉換器1910輸出之加法器電路1950可被提供。
第20圖是展示頻率/相位補償電路之一特定範例2之方塊圖。在第20圖中，相似於在第19圖中展示之組態的組態被指定相同的參考符號，並且其之說明被省略。如於第20圖之展示，取代被展示在第19圖中之分支係數計算單元1930以及FIR濾波器1940，頻率/相位補償電路412可具有傅立葉轉換單元2011、旋轉量轉換單元2012、乘法運算單元2013、以及反向傅立葉轉換單元2014。
平行轉換單元1920將已接受平行轉換之平行資料(N+1個資料)輸出至傅立葉轉換單元2011。傅立葉轉換單元2011將自平行轉換單元1920輸出的信號進行傅立葉轉換以被轉換進入頻域。更明確地，於其中自頻率相位轉換器1910輸出之整數部份是“0”的情況中，傅立葉轉換單元2011藉由僅使用第1至第N個輸入而進行處理。
同時，也於其中自頻率相位轉換器1910輸出之整數部份是“1”並且FFT區段已開始的情況中，傅立葉轉換單元2011使用被輸入至FFT之第1至第(N+1)個輸入作為連續的樣本。接著，直至FFT區段結束，傅立葉轉換單元2011使用所有自平行轉換單元1920輸出的信號。最後的FFT輸入是第1至第(N-1)個。
於其中FFT區段是在這之後開始的情況中，傅立葉轉換單元2011使用第2至第(N+1)個輸入以開始FFT並且隨後使用第1至第N個輸入。於其中FFT區段是將結束的情況中，傅立葉轉換單元2011使用第1至第N個輸入，並且FFT窗口結束。傅立葉轉換單元2011將已接受傅立葉轉換之信號輸出至乘法運算單元2013。
旋轉量轉換單元2012進行自頻率相位轉換器1910輸出之小數部分上之旋轉量轉換處理並且將經由旋轉量轉換處理所得到的移位係數輸出至乘法運算單元2013。利用旋轉量轉換單元2012之處理包括等效於平行轉換單元1920之一潛伏期調整以及傅立葉轉換單元2011。
乘法運算單元2013將自傅立葉轉換單元2011輸出的信號乘以自旋轉量轉換單元2012輸出的移位係數並且將該相乘信號輸出至反向傅立葉轉換單元2014。反向傅立葉轉換單元2014將自乘法運算單元2013輸出的信號進行反向傅立葉轉換以被輸出至隨後階段(波形失真補償電路161)。
自頻率相位轉換器1910輸出之小數部分的相位移Δτ成為頻域中之一旋轉量係數exp(jωΔτ)。因此，輸入信號之傅立葉轉換結果乘以旋轉量係數以進行反向傅立葉轉換因而相位移被實現。於傅立葉轉換單元2011、乘法運算單元2013、以及反向傅立葉轉換單元2014中之頻域處理不僅可作為頻率/相位補償共同地被使用，同時也可以，例如，作為用於波長散射之補償處理。
第21圖是在第1至3圖中展示相位控制電路之特定範例5的方塊圖。在第21圖中，相似於在第5圖中展示之組態的組態被指定相同的參考符號，並且其之說明被省略。如於第21圖之展示，相位控制電路162除了展示在第5圖中的組態之外，亦可被提供一相位檢測單元2111。相位檢測單元512檢測自波形失真補償電路161輸出至相位調整器511的信號相位。相位檢測單元512將指示相位之被檢測的相位信號輸出至第一DLF513。
相位檢測單元2111檢測自相位調整器511輸出的信號相位。相位檢測單元2111將指示相位之檢測的相位信號輸出至第二DLF514。第一DLF513進行自相位檢測單元512輸出之相位信號上的信號處理並且將接受該信號處理之信號輸出至相位調整器511。第二DLF514進行自相位檢測單元2111輸出的相位信號上之信號處理。第二DLF514將接受該信號處理之信號作為頻率控制信號輸出至頻率可變振盪器140。
以這方式，相位檢測單元512可具有在第5圖展示之組態中藉由相位調整器511被補償之前檢測信號相位之組態。於此情況中，控制成為一前饋控制，於其中藉由相位檢測單元512之相位檢測結果被輸出至相位調整器511之隨後階段。取代在第21圖中展示之頻率可變振盪器140的此一組態可被採用，其中固定頻率振盪器211以及DDS212(參看第2圖)被提供。
第22圖是展示在第1至3圖被展示之相位控制電路特定範例6的方塊圖。在第22圖中，相似於展示在第6圖中之組態的組態被指定相同的參考符號，並且其之說明被省略。如於第22圖之展示，相位控制電路162之相位檢測單元512檢測自波形失真補償電路161輸出至相位調整器511的信號相位。
以這方式，相位檢測單元512可具有於第6圖展示的組態中藉由相位調整器511被補償之前的檢測信號相位之組態。於此情況中，控制成為前饋控制，於其中藉由相位檢測單元512之相位檢測結果被輸出至相位調整器511之隨後階段。取代在第22圖中展示之頻率可變振盪器140的此一組態可被採用，其中固定頻率振盪器211以及DDS212(參看第2圖)被提供。
(相位檢測單元之組態範例)
第23圖是展示被使用於相位檢測單元512之相位檢測器的組態範例之方塊圖。在第23圖中被展示之相位檢測器2300是一賈德勒(Gardner)系統相位檢測器(例如，參看如上所述之F. M. Gardner之“用於取樣接收器之BPSK/QPSK時序-誤差檢測器”)。如於第23圖之展示，相位檢測器2300具有延遲元件2311、延遲元件2312、減法運算單元2313、乘法運算單元2314、延遲元件2321、延遲元件2322、減法運算單元2323、乘法運算單元2324、以及加法器單元2330。例如，接受2x過取樣之信號被輸入至相位檢測器2300。
輸入至相位檢測器2300的信號之I頻道成分(H_i或V_i)被輸入至延遲元件2311以及減法運算單元2313。延遲元件2311將輸入信號予以延遲1/2符號並且將該延遲信號輸出至延遲元件2312以及乘法運算單元2314。延遲元件2312將自該延遲元件2311輸出的信號予以延遲1/2個符號以被輸出至減法運算單元2313。
減法運算單元2313將自延遲元件2312輸出的信號減去輸入至相位檢測器2300的信號以被輸出至乘法運算單元2314。自減法運算單元2313輸出的信號是在偏移1個符號的信號之間的差量。該乘法運算單元2314將自延遲元件2311輸出之偏移1/2個符號的信號乘以在自減法運算單元2313輸出之偏移1個符號的信號之間的差量以被輸出至加法器單元2330。
輸入至相位檢測器2300之信號的Q頻道成分(H_q或V_q)被輸入至延遲元件2321以及減法運算單元2323。延遲元件2321將輸入信號予以延遲1/2個符號並且將該延遲信號輸出至延遲元件2322以及乘法運算單元2324。延遲元件2322將自延遲元件2321輸出的信號予以延遲1/2個符號以被輸出至減法運算單元2323。
減法運算單元2323將自延遲元件2322輸出的信號減去輸入至相位檢測器2300的信號以被輸出至乘法運算單元2324。自減法運算單元2323輸出的信號是在偏移1個符號的信號之間的差量。乘法運算單元2324將自延遲元件2321輸出之偏移1/2個符號的信號乘以在自減法運算單元2323輸出之偏移1個符號的信號之間的差量以被輸出至加法器單元2330。
加法器單元2330將自乘法運算單元2314輸出的信號與自乘法運算單元2324輸出的信號相加以被輸出至隨後階段。加法器單元2330中之處理依據一符號率(=1/2向下取樣)被進行。以這組態，自加法器單元2330輸出的信號成為一相位信號，其中偏移1/2個符號相位之信號是一個0交越點。
此處，同時也是可理解的，在第23圖中展示之賈德勒系統相位檢測器2300可被使用作為相位檢測單元512，因為被展示在表示式(6)及(7)中之波長散射補償誤差(ΔD)以及極化波模式散射，因而相位檢測靈敏度改變。尤其是，依據極化波模式散射在相位檢測靈敏度中之改變具有關於光纖之極化波轉動狀態的相依性。
第24圖是展示藉由靈敏度修正型式之相位檢測器的靈敏度修正(單邊修正)之圖形。在第24圖中，水平軸代表輸入至相位檢測器之信號的相位。垂直軸代表自相位檢測器輸出的相位信號之振幅。關係2410代表於其中相位檢測器不存在而靈敏度下降的情況中，在信號的相位以及相位信號的振幅之間的關係。關係2420代表於其中相位檢測器存在而靈敏度下降之情況中，在信號的相位以及相位信號的振幅之間的關係。
一般，如於關係2410之展示，相位檢測器藉由使用0交點作為中心點而線性地檢測大約±0.15至0.2個符號範圍的相位。但是，因為利用表示式(6)及(7)被表示之波長散射補償誤差(ΔD)以及極化波模式散射佈，藉由相位檢測結果之一斜度被指示的相位檢測靈敏度降低。因此，如於關係2410之展示，相位檢測結果具有不同於一相位檢測結果預期數值之斜度。
這靈敏度降低不利地影響第一DLF513以及第二DLF514被塞入其中之相位控制迴路。因此，一相位移數量x被設定在一範圍，其中相位檢測器線性地進行相位檢測，並且輸入信號之相位檢測結果α依據x相位移信號之相位檢測結果β而被更正(單邊修正)。修正係數是成比例於1/(β-α)，但是由於電流相位是接近於原點，修正係數可成比例於1/β。
第25圖是展示藉由靈敏度修正型式之相位檢測器的靈敏度修正(雙邊修正)之圖形。在第25圖中，相似於在第24圖中被展示之部件的部件被指定相同的參考符號，並且其之說明將被省略。輸入信號之相位檢測結果可依據x與-x相位移信號之相位檢測結果β以及γ而被修正(雙邊修正)。由於電流相位是接近於原點，修正係數被假定以成比例於2/(β-γ)。用於修正數值之比例係數依據相位移數量x被決定並且可被決定以為經由修正係數之乘法運算的相位檢測結果預期數值之斜度。同時，單邊修正之β以及雙邊修正之(β-γ)也可被設定為負的數值。
第26圖是展示靈敏度監視相位檢測器(單邊監視器)之一組態範例之方塊圖。如於第26圖之展示，靈敏度監視相位檢測器2600具有一相位檢測器2611以及一靈敏度監視單元2620。輸入至靈敏度監視相位檢測器2600之一支路信號被輸入至該靈敏度監視單元2620。相位檢測器2611檢測輸入信號之相位並且將指示相位之被檢測的相位信號(在第24以及25圖中之α)輸出至隨後階段。
靈敏度監視單元2620具有一x相位移單元2621以及一相位檢測器2622(一第二相位檢測器)。x相位移單元2621將輸入信號之相位移動移位數量x。例如，x相位移單元2621產生一信號，於其中相位經由一樣本間插補或其類似者而被移動該移位數量x。該x相位移單元2621將被移位之信號的相位輸出至相位檢測器2622。
相位檢測器2622檢測自x相位移單元2621被輸出的信號之相位。相位檢測器2622是具有相似於相位檢測器2611之一靈敏度下降特性的相位檢測器。相位檢測器2622將指示相位之被檢測的相位信號作為靈敏度監視數值(在第24以及25圖中)而輸出至隨後階段。
同時，於其中平行信號被輸入至靈敏度監視相位檢測器2600之情況中，一平均單元2612(Σ)在相位檢測器2611隨後階段中被提供之一組態可被採用，並且自相位檢測器2611輸出之分別信號的相位信號可藉由平均單元2612被平均。同時，於其中在H軸及V軸上之分別信號被輸入至靈敏度監視相位檢測器2600之情況中，一極化波分集相加可在平均單元2612中被進行。
同時，於其中平行信號被輸入至靈敏度監視相位檢測器2600之情況中，例如，此一組態也可被採用，其中在x相位移單元2621前階段中一向下取樣單元2623被提供，並且向下取樣依據一靈敏度變動速率被進行。由於靈敏度監視單元2620可在隨著光學發送路徑狀態變動之間影響相位檢測靈敏度(極化特性狀態變動或其類似者)之狀態而操作之速率被操作，因而靈敏度監視單元2620可採用進行向下取樣之組態。
同時，於其中平行信號被輸入至靈敏度監視相位檢測器2600之情況中，在相位檢測器2622隨後階段中被提供一平均單元2624(Σ)之一組態可被採用，其中自相位檢測器2622被輸出的分別信號之相位信號可利用平均單元2624被平均。同時，於其中於H軸及V軸上之分別信號被輸入至靈敏度監視相位檢測器2600之情況中，極化波分集相加可在平均單元2624中被進行。同時，在靈敏度監視單元2620輸出階段中被提供一低通濾波器2625之一組態也可被採用，並且靈敏度監視數值之寬域雜訊被抑制。
以這方式，靈敏度監視單元2620將信號之相位予以移位並且檢測被相位移的信號之相位，因而可監視相位檢測器2611之檢測靈敏度。同時，x相位移單元2621也在其中相位檢測器2611線性地檢測相位之範圍中將相位予以移位。以這組態，相位檢測器2611之檢測靈敏度可精確地被監控。
第27圖是展示一靈敏度監視相位檢測器(雙邊監視器)之組態範例之方塊圖。在第27圖中，相似於在第26圖中被展示之組態的組態被指定相同的參考符號，並且其之說明將被省略。如於第27圖之展示，除了在第26圖中被展示的組態之外，靈敏度監視相位檢測器2600之靈敏度監視單元2620也具有-x相位移單元2711(第二相位移單元)、一相位檢測器2712(第三相位檢測器)、以及一減法運算單元2713。
相位檢測器2622將相位信號輸出至減法運算單元2713。-x相位移單元2711將輸入信號之相位移動一個移位數量-x(在移位數量x之相對方向)。例如，-x相位移單元2711產生一信號，於其中相位經由樣本間插補或其類似者而被移位-x之移位數量。-x相位移單元2711將被相位移之信號輸出至相位檢測器2712。
相位檢測器2712檢測自-x相位移單元2711輸出的信號之相位。相位檢測器2712是具有相似於相位檢測器2611之一靈敏度下降特性的相位檢測器。相位檢測器2712將指示相位之被檢測的相位信號輸出至減法運算單元2713。減法運算單元2713將自相位檢測器2622輸出之信號的相位減去自相位檢測器2712輸出之信號的相位。減法運算單元2713將指示相減結果之信號作為相位信號而輸出至隨後階段。
以這方式，靈敏度監視單元2620計算在其中相位被移位x的信號以及其中相位被移位-x的信號之分別的相位之間的一差量，因而其可監視相位檢測器2611之有關於相位兩個方向之變動的檢測靈敏度。同時，-x相位移單元2711也在其中相位檢測器2611線性地檢測相位的一範圍中移動相位。以這組態，其可精確地監視靈敏度監視相位檢測器2600之檢測靈敏度。
第28圖是展示靈敏度選擇修正型式之相位檢測單元之一組態範例的方塊圖。如於第28圖之展示，一相位檢測單元2800具有等化濾波器2811至281N、靈敏度監視相位檢測器2821至282N、選擇單元2830、選擇開關2840、靈敏度修正係數產生單元2850、以及乘法運算單元2860。相位檢測單元2800是一靈敏度選擇型式相位檢測單元並且可被應用，例如，至相位檢測單元512。
等化濾波器2811至281N是等化濾波器，其具有相互不同的等化特性(乘法運算係數以及其類似者)。被包括在信號之H軸中的I頻道成分(H_i)及Q頻道成分(H_q)以及被包括在信號之V軸中的I頻道成分(V_i)及Q頻道成分(V_q)被輸入至分別的等化濾波器2811至281N中。等化濾波器2811進行在分別的輸入信號上之等化處理以被輸出至靈敏度監視相位檢測器2821。同樣地，等化濾波器2812至281N分別地進行在分別的輸入信號上之等化處理以分別地被輸出至靈敏度監視相位檢測器2822至282N。
各個靈敏度監視相位檢測器2821至282N，例如，是被展示在第26或27圖中之靈敏度監視相位檢測器2600。靈敏度監視相位檢測器2821依據自等化濾波器2811輸出之分別信號而檢測信號之相位並且將指示相位之被檢測的相位信號輸出至選擇開關2840。同時，靈敏度監視相位檢測器2821也將靈敏度監視數值輸出至選擇單元2830。
同樣地，各個靈敏度監視相位檢測器2822至282N依據自等化濾波器2812至281N輸出的分別信號而檢測信號之相位並且將指示相位之被檢測的信號相位輸出至選擇開關2840。同時，各個靈敏度監視相位檢測器2822至282N也輸出靈敏度監視數值至選擇單元2830。
依據自靈敏度監視相位檢測器2821至282N輸出的靈敏度監視數值，選擇單元2830選擇靈敏度監視相位檢測器2821至282N之一者。更明確地，選擇單元2830選擇輸出在靈敏度監視相位檢測器2821至282N之間的絕對值是最大的靈敏度監視數值之靈敏度監視相位檢測器。於靈敏度監視相位檢測器之選擇中，為了避免雜訊之影響，靈敏度監視數值之最大數值檢測可具有磁滯性。
選擇是可依據靈敏度監視數值之絕對值而定，因為良好的相位檢測可依據取決於光學發送路徑之極化波模式散射狀態之一負靈敏度被進行。選擇單元2830通知所選擇的靈敏度監視相位檢測器之選擇開關2840。同時，選擇單元2830也將在自靈敏度監視相位檢測器2821至282N輸出的靈敏度監視數值之間的最大靈敏度監視數值輸出至靈敏度修正係數產生單元2850。
選擇開關2840將在自靈敏度監視相位檢測器2821至282N輸出的分別相位信號之間自選擇單元2830被通知之靈敏度監視相位檢測器輸出的相位信號輸出至乘法運算單元2860。
靈敏度修正係數產生單元2850具有一倒數計算單元2851以及一乘法運算單元2852。倒數計算單元2851計算自選擇單元2830輸出的靈敏度監視數值之倒數以被輸出至乘法運算單元2852。乘法運算單元2852將自倒數計算單元2851輸出的信號乘以一係數並且將乘法運算結果作為靈敏度修正係數而輸出至乘法運算單元2860。於乘法運算單元2852中相乘的係數是等效於在靈敏度監視相位檢測器2821至282N中之一相位移數量x的係數(參看第26或27圖)。
乘法運算單元2860將自選擇開關2840輸出的相位信號乘以自乘法運算單元2852輸出的靈敏度修正係數。乘法運算單元2860將相乘的相位信號輸出至隨後階段。依據該組態，靈敏度修正係數產生單元2850進行用於靈敏度監視數值的倒數以及係數乘法運算之計算，但是一列表參考組態可被採用，其靈敏度監視數值依據其中靈敏度監視數值以及靈敏度修正係數是彼此相關之一列表被轉換成為靈敏度修正係數。於該列表中，彼此相關的靈敏度監視數值以及靈敏度修正係數是先前被儲存，例如，儲存在數位同調接收器100之記憶體中。
以這方式，相位檢測單元2800藉由具有相互不同的等化特性之等化濾波器2811至281N平行地進行在輸入信號上之等化處理並且檢測接受該等化處理之分別信號的相位。同時，依據靈敏度監視相位檢測器2821至282N之分別檢測靈敏度的監視結果，相位檢測單元2800選擇靈敏度監視相位檢測器2821至282N之一者並且將指示藉由所選擇之相位檢測器被檢測的相位之相位信號輸出。
以這組態，檢測靈敏度在靈敏度監視相位檢測器2821至282N之間是最佳的相位檢測器之檢測結果可在相位調整器511中被使用。例如，靈敏度監視數值之絕對值在靈敏度監視相位檢測器2821至282N之間是最大的相位檢測器之檢測結果在相位調整器511中被使用。以這組態，相位依據其靈敏度下降是最小的相位檢測器之檢測結果被補償，並且其可進一步地精確檢測信號之相位。因此，其亦可進一步地改進通訊品質。
同時，相位檢測單元2800也在藉由靈敏度監視相位檢測器2821至282N的分別監視結果之間產生靈敏度修正係數，該係數成比例於藉由選擇單元2830所選擇的相位檢測器之監視器結果的倒數。接著，相位檢測單元2800將藉由選擇開關2840輸出之相位乘以靈敏度修正係數。以這組態，在所選擇的相位檢測器中之靈敏度下降被更正，並且其可進一步地精確檢測信號之相位。因此，其可進一步地改進通訊品質。
第29圖是展示分集相加型式之相位檢測單元組態範例1的方塊圖。在第29圖中被展示之相位檢測單元2900具有H軸相位檢測器2911(第一相位檢測器)、V軸相位檢測器2912(第二相位檢測器)、以及加法器單元2920。相位檢測單元2900是分集相加型式相位檢測單元並且可被應用，例如，至相位檢測單元512。
被包括在信號之H軸中的I頻道成分(H_i)以及Q頻道成分(H_q)被輸入至H軸相位檢測器2911。H軸相位檢測器2911檢測輸入信號之相位並且將指示相位之被檢測的相位信號輸出至加法器單元2920。被包括在信號之V軸中的I頻道成分(V_i)以及Q頻道成分(V_q)被輸入至V軸相位檢測器2912。V軸相位檢測器2912檢測輸入信號之相位並且將指示相位之被檢測的相位信號輸出至加法器單元2920。
加法器單元2920將自H軸相位檢測器2911輸出的相位信號與自V軸相位檢測器2912輸出的相位信號相加。加法器單元2920將相加結果作為相位信號而輸出至隨後階段。
以這方式，相位檢測單元2900檢測於H軸(第一極化波)及V軸(第二極化波)上之分別信號的相位並且將被檢測的分別相位相加，因而其消除相位檢測結果之極化波相依性。同時，其也可抑制相位檢測結果之雜訊。
第30圖是展示分集相加型式之相位檢測單元組態範例2的方塊圖。在第30圖中，相似於在第28圖中被展示之組態的組態被指定相同的參考符號，並且其之說明將被省略。被展示在第30圖中之相位檢測單元3000具有等化濾波器2811至281N、相位檢測器3011至301N及3021至302N、加法器單元3031至303N、以及組合單元3040。相位檢測單元3000是分集相加型式相位檢測單元並且可被應用，例如，至相位檢測單元512。
被包括在信號之H軸中的I頻道成分(H_i)及Q頻道成分(H_q)以及被包括在信號之V軸中的I頻道成分(V_i)及Q頻道成分(V_q)被輸入至各個等化濾波器2811至281N。分別的等化濾波器2811至281N進行在輸入的分別信號上之等化處理。
等化濾波器2811將於H軸上接受等化處理之信號輸出至相位檢測器3011以及將於V軸上接受等化處理之信號輸出至相位檢測器3021。同樣地，等化濾波器2812至281N分別地將於H軸上接受等化處理之信號輸出至相位檢測器3012至301N，以及分別地將於V軸上接受等化處理之信號輸出至相位檢測器3022至302N。
相位檢測器3011檢測來自等化濾波器2811於H軸上之信號的相位並且將指示相位之被檢測的相位信號輸出至加法器單元3031。同樣地，相位檢測器3012至301N分別地檢測來自等化濾波器2812至281N於H軸上之信號的相位並且分別地將指示相位之被檢測的相位信號輸出至加法器單元3032至303N。
相位檢測器3021檢測來自等化濾波器2811於V軸上之信號的相位並且將指示相位之被檢測的相位信號輸出至加法器單元3031。同樣地，相位檢測器3022至302N分別地檢測於V軸上來自等化濾波器2812至281N之信號的相位，並且分別地將指示相位之被檢測的相位信號輸出至加法器單元3032至303N。
加法器單元3031將自相位檢測器3011及相位檢測器3021輸出之分別的相位信號相加並且將相加結果輸出至組合單元3040。同樣地，加法器單元3032至303N分別地將自相位檢測器3012至301N以及相位檢測器3022至302N輸出之分別的相位信號相加並且將相加結果輸出至組合單元3040。組合單元3040進行自加法器單元3031至303N輸出之分別的相位信號之分集組合。組合單元3040將接受該分集組合之相位信號輸出至隨後階段。
以這方式，相位檢測單元3000進行藉由相位檢測器3012至301N以及3022至302N檢測的相位之分集相加並且將相加結果作為相位信號而輸出。以這組態，即使當相位檢測器具有靈敏度下降時，其仍可精確地檢測信號之相位。因此，由於信號之相位精確地被補償，並且於適應性等化型式解調變電路163中之數位解調變精確地被進行，因而其可進一步地改進通訊品質。
第31圖是展示分集相加型式之相位檢測單元之組態範例3的方塊圖。在第31圖中，相似於在第28圖中展示之組態的組態被指定相同的參考符號，並且其之說明將被省略。如於第31圖之展示，相位檢測單元3100具有臨界決定單元3110、AND電路3121至312N、以及取代選擇單元2830之組合單元3130、選擇開關2840、靈敏度修正係數產生單元2850、以及在第28圖中展示之乘法運算單元2860。
相位檢測單元3100是分集相加型式相位檢測單元之組態範例並且可被應用，例如，至相位檢測單元512。靈敏度監視相位檢測器2821將指示相位之被檢測的相位信號輸出至AND電路3121並且同時也將靈敏度監視數值輸出至臨界決定單元3110。同樣地，分別的靈敏度監視相位檢測器2822至282N分別地將指示相位之被檢測的相位信號輸出至AND電路3122至312N，並且將靈敏度監視數值輸出至臨界決定單元3110。
臨界決定單元3110進行自靈敏度監視相位檢測器2821至282N輸出之分別的靈敏度監視數值上的臨界決定。更明確地，臨界決定單元3110決定自靈敏度監視相位檢測器2821輸出的靈敏度監視數值是否超出預定臨界並且將該決定結果輸出至AND電路3121。
例如，於其中自該靈敏度監視相位檢測器2821輸出之靈敏度監視數值超出預定臨界之情況中，臨界決定單元3110將“1”輸出至AND電路3121，並且於其中靈敏度監視數值是等於或較小於預定臨界之情況中，臨界決定單元3110將“0”輸出至AND電路3121。同樣地，臨界決定單元3110決定來自靈敏度監視相位檢測器2822至282N之靈敏度監視數值是否超出預定臨界並且將決定結果輸出至分別的AND電路3122至312N。
於其中自臨界決定單元3110輸出之決定結果是“1”之情況，AND電路3121將自靈敏度監視相位檢測器2821輸出之相位信號輸出至組合單元3130。另一方面，於其中自臨界決定單元3110輸出之決定結果是“0”之情況，AND電路3121不輸出自靈敏度監視相位檢測器2821輸出之相位信號。
同樣地，於其中自臨界決定單元3110輸出之決定結果是“1”之情況中，分別的AND電路3122至312N分別地將自靈敏度監視相位檢測器2822至282N輸出的相位信號輸出至組合單元3130。另一方面，於其中自臨界決定單元3110輸出之決定結果是“0”之情況中，則AND電路3122至312N不輸出自靈敏度監視相位檢測器2822至282N輸出之相位信號。
組合單元3130進行自AND電路3121至312N輸出之分別相位信號的分集組合。組合單元3130將接受分集組合之相位信號輸出至隨後階段。在臨界決定單元3110中之臨界可被設定為靈敏度監視相位檢測器2821至282N之最大靈敏度監視數值的X%、監視數值平均的Y%、或一固定臨界值。
以這方式，相位檢測單元3100監視靈敏度監視相位檢測器2821至282N之分別的檢測靈敏度並且進行在藉由決定該監控分別檢測靈敏度超出臨界之相位檢測器所檢測的相位上之分集組合。接著，相位檢測單元3100將分集組合結果作為相位信號而輸出至隨後階段。以這組態，其可不用考慮來自其靈敏度是明顯地下降之相位檢測器的檢測結果，並且其因此可進一步地精確檢測信號相位。因此，其可進一步地改進通訊品質。
第32圖是展示分集相加型式之相位檢測單元組態範例4的方塊圖。在第32圖中，相似於在第31圖中展示之組態的組態被指定相同的參考符號，並且其之說明將被省略。如於第32圖之展示，除了被展示在第31圖中的組態之外，相位檢測單元3200亦具有靈敏度修正係數產生單元3211至321N及乘法運算單元3221至322N。
相位檢測單元3200是分集相加型式相位檢測單元之組態範例並且可被應用，例如，至相位檢測單元512。靈敏度監視相位檢測器2821將靈敏度監視數值輸出至臨界決定單元3110以及靈敏度修正係數產生單元3211。同樣地，各個靈敏度監視相位檢測器2822至282N將靈敏度監視數值輸出至臨界決定單元3110以及靈敏度修正係數產生單元3212至321N。
於其中自臨界決定單元3110輸出的決定結果是“1”之情況中，AND電路3121將自靈敏度監視相位檢測器2821輸出的相位信號輸出至乘法運算單元3221。同樣地，於其中自臨界決定單元3110輸出的決定結果是“1”之情況中，分別的AND電路3122至312N將自靈敏度監視相位檢測器2822至282N分別地輸出之相位信號分別地輸出至乘法運算單元3222至322N。
靈敏度修正係數產生單元3211依據自靈敏度監視相位檢測器2821輸出的靈敏度監視數值而產生靈敏度修正係數並且將被產生的靈敏度修正係數輸出至乘法運算單元3221。同樣地，依據自靈敏度監視相位檢測器2822至282N分別地輸出之靈敏度監視數值，靈敏度修正係數產生單元3212至321N產生靈敏度修正係數並且分別地將靈敏度修正係數輸出至乘法運算單元3222至322N。各個靈敏度修正係數產生單元3211至321N具有一組態，例如，相似於在第28圖中被展示之靈敏度修正係數產生單元2850。
乘法運算單元3221將自AND電路3121輸出之相位信號乘以自靈敏度修正係數產生單元3211輸出的靈敏度修正係數。乘法運算單元3221將相乘的相位信號輸出至組合單元3130。同樣地，乘法運算單元3222至322N將分別地自AND電路3122至312N輸出之相位信號乘以分別地自靈敏度修正係數產生單元3212至321N輸出的靈敏度修正係數。乘法運算單元3222至322N將相乘的相位信號輸出至組合單元3130。組合單元3130進行自乘法運算單元3221至322N輸出之分別相位信號的分集組合。組合單元3130將接受分集組合之相位信號輸出至隨後階段。
同時，其中提供除法器單元3240的組態也可被採用。臨界決定單元3110通知除法器單元3240關於一數量M的靈敏度監視，其中自靈敏度監視相位檢測器2821至282N輸出之靈敏度監視數值超出臨界。組合單元3130將相位信號輸出至除法器單元3240。除法器單元3240將自組合單元3130輸出的相位信號除以自臨界決定單元3110被通知的數目M並且將相除之結果作為相位信號而輸出至隨後階段。以這組態，相位檢測單元3200之檢測靈敏度可被設定為常數。
以這方式，相位檢測單元3200成比例於來自相位檢測器之其中決定檢測靈敏度超出在靈敏度監視相位檢測器2821至282N之間的臨界之監視結果的倒數而產生一靈敏度修正係數。接著，相位檢測單元3200將接受分集相加之分別相位乘以靈敏度修正係數。以這組態，在決定檢測靈敏度超出臨界之相位檢測器中的靈敏度下降被更正，並且其可進一步地精確檢測信號相位。因此，其可進一步地改進通訊品質。
第33圖是展示等化濾波器(極化波散射等化)特定範例之方塊圖。對於被展示在第28、30、31、以及32圖中之等化濾波器2811至281N，例如，被展示在第33圖中之極化波散射等化型式等化濾波器2811、2812、…可被應用。如於第33圖之展示，等化濾波器2811具有極化波旋轉器3311、DGD加法器3321、以及相位移位器3331。
極化波旋轉器3311將輸入至等化濾波器2811於H軸及V軸上之分別信號的極化波軸轉動並且將其中極化波形軸被轉動的分別信號輸出至DGD加法器3321。DGD加法器3321在H軸及V軸上將DGD(差分族群延遲)相加至自極化波旋轉器3311輸出之分別信號。DGD加法器3321將被相加DGD之分別的信號輸出至相位移位器3331。
相位移位器3331將自DGD加法器3321輸出於H軸及V軸上的分別信號之相位加以移位以修正因為DGD相加而被偏移之相位收斂點。相位移位器3331將其中相位被移位之分別信號輸出至隨後階段。其同時也可採用省略相位移位器3331之組態。
同樣地，等化濾波器2812至281N分別地具有極化波旋轉器3312至331N、DGD加法器3322至332N、以及相位移位器3332至333N。極化波旋轉器3312至331N、DGD加法器3322至332N、以及相位移位器3332至333N是分別地相似於極化波旋轉器3311、DGD加法器3321、以及相位移位器3331，並且其之說明將被省略。
極化波旋轉器3312至331N具有相互不同的極化波轉動數量。同時，DGD加法器3321至332N也具有相互不同的DGD。同時，相位移位器3331至333N也具有相互不同的相位移數量。以這組態，等化濾波器2811至281N具有相互不同的等化特性。
第34圖是展示一等化濾波器(波長散射等化)特定範例之方塊圖。對於被展示在第28、30、31以及32圖中之等化濾波器2811至281N，例如，被展示在第34圖中之波長散射等化型式的濾波器可被應用。等化濾波器2811具有H軸波長散射等化器3411以及V軸波長散射等化器3421。
H軸波長散射等化器3411將被輸入至等化濾波器2811於H軸上之信號的波長散射給予等化並且將其中波長散射被等化之信號輸出至隨後階段。V軸波長散射等化器3421將被輸入至等化濾波器2811於V軸上的信號之波長散射給予等化並且將其中波長散射被等化之信號輸出至隨後階段。
同樣地，等化濾波器2812至281N分別地具有H軸波長散射等化器3412至341N以及V軸波長散射等化器3422至342N。H軸波長散射等化器3412至341N以及V軸波長散射等化器3422至342N是分別地相似於H軸波長散射等化器3411以及V軸波長散射等化器3421，並且其之說明被省略。以這方式，等化濾波器2811至281N具有於H軸及V軸上對應至分別信號的等化器之波長散射。對於等化濾波器，不僅是極化波散射等化以及波長散射等化獨立地被應用，同時其組合也可被應用。
(數位同調接收器之修改範例)
第35圖是展示數位同調接收器之修改範例1的方塊圖。在第35圖中，關於被展示在第1圖中用於數位同調接收器100之修改範例1的組態之部件、I與Q頻道以及H與V軸整體地被展示。在第35圖中，相似於被展示在第5圖中之組態的組態被指定相同的參考符號，並且其之說明被省略。如於第35圖之展示，數位同調接收器100具有一頻率補償器3511(頻率補償單元)以及頻率差量檢測器3512(頻率差量檢測單元)以取代在第5圖中展示之相位調整器511。
數位轉換單元150將數位地被轉換之信號輸出至頻率補償器3511。依據自第一DLF513輸出之轉動控制信號，頻率補償器3511補償自數位轉換單元150輸出的信號頻率。頻率補償器3511將其中頻率被補償之信號輸出至波形失真補償電路161。波形失真補償電路161補償自頻率補償器3511輸出的信號之波形失真。
相位檢測單元512檢測自波形失真補償電路161輸出之信號相位。相位檢測單元512將指示相位之被檢測的相位信號輸出至第二DLF514。第二DLF514進行自相位檢測單元512輸出的信號上之信號處理並且將接受信號處理之信號作為頻率控制信號而輸出至頻率可變振盪器140。
頻率差量檢測器3512檢測自波形失真補償電路161輸出的信號之頻率差量。頻率差量檢測器3512將指示在被檢測的接收光以及本地光之間的頻率差量之頻率差量信號輸出至第一DLF513。第一DLF513進行自頻率差量檢測器3512輸出的頻率差量信號上之信號處理。第一DLF513將接受信號處理之信號作為轉動控制信號而輸出至頻率補償器3511。取代被展示在第35圖中之頻率可變振盪器140的一組態可被採用，其提供固定頻率振盪器211以及DDS212(參看第2圖)。
以這方式，數位同調接收器100檢測在波形失真補償電路161隨後階段中所接收的接收光以及本地光之間的頻率差量並且經由在波形失真補償電路161前階段中之頻率補償而補償被檢測的頻率差量變動以抑制在波形失真補償電路161輸出中由於本地光源112頻率變動所產生的相位變動，因而其可精確地完成在適應式等化型式解調變電路163中之數位解調變。因此，其可改進通訊品質。
第36圖是展示數位同調接收器修改範例2之方塊圖。在第36圖中，相似於在第35圖中被展示之組態的組態被指定相同的參考符號，並且其之說明將被省略。如於第36圖之展示，頻率差量檢測器3512可檢測頻率補償器3511之隨後階段中之信號的頻率差量。此一組態可被採用，其取代在第36圖中展示之頻率可變振盪器140，採用固定頻率振盪器211以及DDS212(參看第2圖)。
第37圖是展示頻率差量檢測器特定範例之方塊圖。在第35以及36圖中被展示之頻率差量檢測器3512，例如，如於第37圖之展示，被提供計算單元3711至3713與3721至3723，以及加法器單元3730。關於輸入至頻率差量檢測器3512於H軸上之信號(被設定為X)，計算單元3711計算X4 /|X|4 並且送計算結果至計算單元3712。
計算單元3712計算有關於自計算單元3711輸出而將被轉換成為相位資訊的計算結果之arg()並且輸出該計算結果至計算單元3713。計算單元3713進行下面的表示式(10)的計算於自計算單元3712輸出之計算結果上並且輸出該計算結果至加法器單元3730。
[表示式10]
關於輸入至頻率差量檢測器3512於V軸上之信號(被設定為X)，計算單元3721計算X4 /|X|4 並且輸出該計算結果至計算單元3722。計算單元3722計算有關於自計算單元3721輸出將被轉換成為相位資訊之計算結果的arg()並且輸出該計算結果至計算單元3723。
計算單元3723進行表示式(10)之計算於自計算單元3722輸出的計算結果上並且輸出該計算結果至加法器單元3730。加法器單元3730將自計算單元3713以及計算單元3723輸出的分別計算結果彼此相加並且將相加結果作為頻率差量信號而輸出至隨後階段。
於H軸以及V軸上之頻率差量檢測器的輸入之分別信號中，在發送器端上之被極化以及多工化的信號被混合而不必被分開。於此情況中，當調變系統是QPSK(正交相移鍵控)時，四倍計算在計算單元3721以及3722中被進行，並且在發送端上之調變信號nπ/4(n=1、3、5、7)成為nπ(n=1、3、5、7)。
因此，即使當任何轉動作為複數被應用在光學發送路徑時，在相鄰樣本之間，相同相位被實現。因此，成為相位資訊之轉換在計算單元3712和3722中被進行，並且計算在計算單元3713及3723中被進行，因而其可對於來自接受超過2x取樣的2n個樣本之間的相位轉動數量(1-Z-2n )之一個樣本計算相位轉動數量。
接著，經由加法器單元3730中之H軸和V軸的相加，其可檢測頻率差量作為(2x)相位轉動數量。即使當系統中被決定之最大頻率差量被輸入時，n被決定因而在2n個樣本之間的相位轉動數量落在-π至π之內。同時，在計算單元3713和3723中之(1-Z-2n )的計算中，由於可能是±2π相加之情況被進行，因而該結果落在-π至π之內。
第38圖是展示頻率補償器之特定範例的方塊圖。在第35和36圖中展示之頻率補償器3511，例如，如於第38圖之展示，具有加法器單元3811、餘數運算單元3812、延遲元件3813、計算單元3814、乘法運算單元3815以及乘法運算單元3816。加法器單元3811將來自第一DLF513之轉動控制信號與來自延遲元件3813之一信號相加並且輸出該相加結果至餘數運算單元3812。
餘數運算單元3812進行自加法器單元3811輸出的信號上之餘數運算而2π被設定作為除數。餘數運算單元3812輸出計算結果之信號至延遲元件3813以及計算單元3814。延遲元件3813將自餘數運算單元3812輸出的信號θ延遲1/2符號以被輸出至加法器單元3811。
依據自餘數運算單元3812輸出之信號θ，計算單元3814對於各個樣本計算一旋轉量ej θ。計算單元3814將經由計算所得到之旋轉量ej θ輸出至乘法運算單元3815以及乘法運算單元3816。
乘法運算單元3815將輸入至頻率補償器3511於H軸上的信號(複數)乘以自計算單元3814輸出之旋轉量ej θ。乘法運算單元3815將於H軸上相乘的信號輸出至隨後階段。乘法運算單元3816將輸入至頻率補償器3511於V軸上之信號(複數)乘以自計算單元3814輸出之旋轉量ej θ。乘法運算單元3816將於V軸上相乘的信號輸出至隨後階段。
於其中信號平行地被輸入至頻率補償器3511之情況，為了在相同時間處理N個樣本，延遲元件3813中之Z-1 被設定作為Z-N ，並且在第m個信號中之一旋轉量ejm θ於計算單元3814中被計算。Z-N 是等效於信號處理方塊中的一個時脈延遲。
(光學發送系統之組態範例)
第39圖是展示光學發送系統特定範例之方塊圖。如於第39圖之展示，光學發送系統3900包括發送器3910以及數位同調接收器100。發送器3910經由包括光纖3911至3913以及光學放大器3921以及3922之光學發送路徑發送光學信號至數位同調接收器100。
於光學發送系統3900中，光學信號之波形失真，例如，在光學發送路徑中所產生的波長散射，可在數位同調接收器100中被補償。因此，對於在光學發送系統3900中之光學發送路徑，可採用不提供用以補償波長散射數量之色散補償光纖(DCF)或其類似者的組態。
因此，對於裝置之降低成本、節省空間以及其類似者可被實現，並且光學信號之光衰減量也可經由不供應DCF而被降低，因而其可降低光學放大器數量。因此，亦可降低功率消耗。同時，當比較於光學波形補償電路時，在數位同調接收器100中之數位波形補償電路以及數位解調變電路對於追蹤有關發送路徑失真變動性質是較優良的。因此，該組態對於其中被要求有關極化波之高追蹤性質的極化波多工系統同時也是有用的。
(重疊型式傅立葉轉換單元以及反向傅立葉轉換單元)
在第8、13、14、20圖中展示之傅立葉轉換單元811、1311、2011以及反向傅立葉轉換單元815、1315、2014中，時域中之相位移Δτ成為頻域中之旋轉量係數exp(j ωΔτ) 。因此，輸入之傅立葉轉換結果被乘以旋轉量係數，並且反向傅立葉轉換被進行以實現相位移。
但是，如果試圖藉由使用標準FFT、IFFT、DFT(離散傅立葉轉換)、或IDFT(反向DFT)以實現傅立葉轉換以及反向傅立葉轉換，由於其中相位被移位的樣本在反向傅立葉轉換之後循環於傅立葉轉換窗口，則不連續點可能被產生。對於解決這現象之重疊型式傅立葉轉換單元以及反向傅立葉轉換單元將參考第40以及41圖被說明。
第40圖是展示傅立葉轉換單元以及反向傅立葉轉換單元之特定範例的方塊圖。對於被展示在第8、13、14、20圖中之傅立葉轉換單元811、1311、2011與反向傅立葉轉換單元815、1315、2014，以及，例如，展示在第40圖中之電路4000可被應用。電路4000具有一輸入單元4011、一FFT輸入訊框產生單元4012、一FFT處理單元4013、一特性乘法運算單元4014、一IFFT處理單元4015、一IFFT輸出訊框抽取單元4016、以及一輸出單元4017。
此處，輸入資料被設定為256個平行信號，且FFT以及IFFT之一窗口側被設定為1024。輸入資料(時域：256個樣本)被輸入至輸入單元4011。輸入單元4011緩衝因此輸入之輸入資料，且在2個時脈中產生由512個樣本構成的訊框一次。
輸入單元4011輸出被產生的訊框至FFT輸入訊框產生單元4012。同時，輸入單元4011也輸出包括訊框產生時序的控制信號至電路4000的分別方塊之內部計數器。在輸入單元4011隨後階段中，這訊框的處理被進行並且輸入單元4011中之訊框產生時序被設定於該單元。
FFT輸入訊框產生單元4012結合一個先前的512個樣本訊框以及目前自輸入單元4011輸出的樣本訊框中的512個樣本訊框以產生由1024個樣本構成的訊框。FFT輸入訊框產生單元4012輸出被產生的訊框至FFT處理單元4013。
FFT處理單元4013將自FFT輸入訊框產生單元4012輸出的訊框轉換成為頻域中之資料。該FFT處理單元4013輸出被轉換的訊框至特性乘法運算單元4014。特性乘法運算單元4014對於有關對應至自FFT處理單元4013輸出的訊框之頻率的各個頻率成分(對於1024個頻率)分別地乘以特性參數。該等特性參數，例如，自外部區域被輸入。特性乘法運算單元4014輸出相乘的訊框至IFFT處理單元4015。
IFFT處理單元4015將自特性乘法運算單元4014輸出的訊框轉換成為時域中之資料。IFFT處理單元4015輸出被轉換的訊框至IFFT輸出訊框抽取單元4016。在自IFFT處理單元4015輸出的訊框之鄰近中，包括不連續的點。
當考慮到自IFFT處理單元4015輸出的訊框時，IFFT輸出訊框抽取單元4016捨棄往返間之256個樣本，亦即，各個窗口尺度之1/4。如果不連續的點落在IFFT輸出訊框抽取單元4016用於捨棄的區域之內，則在藉由結合不被捨棄的512個樣本所得到的輸出中，該等不連續的點不被產生。IFFT輸出訊框抽取單元4016輸出被處理的訊框至輸出單元4017。
輸出單元4017將自IFFT輸出訊框抽取單元4016輸出的訊框(每2個取樣輸出有512個樣本)切割成為每1個時脈各有256個樣本以被輸出作為至隨後階段之平行信號。
第41圖展示在第40圖中所展示之電路操作。第41圖中之參考號碼4110指示輸入至輸入單元4011之輸入資料。參考符號4120指示輸入至FFT處理單元4013的第N個訊框(FFT輸入訊框)。參考符號4130指示輸入至FFT處理單元4013的第N+1個訊框。參考符號4140指示輸入至FFT處理單元4013的第N+2個訊框。
參考符號4150指示自IFFT處理單元4015輸出的第N個訊框(IFFT輸出訊框)。參考符號4160指示自IFFT處理單元4015輸出的第N+1個訊框。參考符號4170指示自IFFT處理單元4015輸出的第N+2個訊框。參考符號4171是由IFFT輸出訊框抽取單元4016所捨棄的訊框。
參考符號4180指示其中利用參考符號4150、4160以及4170被表示的分別訊框(除了利用參考號碼4171表示的訊框之外)藉由IFFT輸出訊框抽取單元4016被結合之訊框。以這方式，依據用以進行重疊型式FFT以及IFFT之電路4000，因為相位移之不連續點產生之情況可被避免。
如上所述地，依據數位同調接收器，其可改進通訊品質。
當先前備妥的程式利用電腦(例如，個人電腦或工作站)被執行時，本發明實施例之上述接收方法可被實現。這程式被記錄在電腦-可讀取記錄媒體上，例如，硬碟、軟性磁碟、CD-ROM、MO、或DVD，並且該程式藉由電腦自記錄媒體被讀出以供執行。同時，這程式也可以是傳送媒體，其可經由網路，例如，網際網路被分佈。
此處列舉的所有範例以及條件語言是欲用於教導目的以協助讀者了解本發明以及發明者所提供的概念以推動本技術，並且將是可理解地既不是作為對此處明確說明之範例與情況的限制，說明中此些範例的機構也不欲涉及有關本發明之優越性及劣性之展示。雖然本發明實施例已詳細地被說明，應可了解，本發明可有各種改變、替代、以及修改而不脫離本發明之精神及範疇。
100．．．數位同調接收器
111．．．PBS
112．．．本地光源
113．．．PBS
121．．．混合電路
122．．．混合電路
131至134．．．光電轉換器
140．．．頻率可變振盪器
150．．．數位轉換單元
151-154．．．類比/數位轉換器
160．．．數位信號處理電路
161．．．波形失真補償電路
162．．．相位控制電路
163．．．適應性等化型式解調變電路
211．．．固定頻率振盪器
212．．．直接數位合成器
311．．．極化波控制器
411．．．固定頻率振盪器
412．．．頻率/相位補償電路
511．．．相位調整器
512．．．相位檢測單元
513．．．第一數位迴路濾波器
514．．．第二數位迴路濾波器
721-72N．．．延遲元件
741-74N．．．乘法運算單元
710．．．分支位置調整選擇器
730．．．分支係數計算單元
750．．．加法器單元
811．．．傅立葉轉換單元
812．．．旋轉量轉換單元
813．．．乘法運算單元
814．．．反向傅立葉轉換單元
911．．．低通濾波器
912．．．乘法電路
913．．．加法器電路
914．．．延遲元件
915．．．乘法電路
916．．．低通濾波器
917．．．加法器電路
1011．．．乘法電路
1012．．．加法器電路
1013．．．延遲元件
1014．．．乘法電路
1015．．．加法器電路
1016．．．低通濾波器
1111．．．補償電路
1311．．．傅立葉轉換單元
1312．．．旋轉量轉換單元
1313．．．乘法運算單元
1314．．．乘法運算單元
1315．．．反向傅立葉轉換單元
1910．．．頻率相位轉換器
1920．．．平行轉換單元
1921．．．先前時間之最新資料片段
1930．．．分支係數計算單元
1940．．．FIR濾波器
1950．．．加法器電路
1950．．．加法器電路
2011．．．傅立葉轉換單元
2012．．．旋轉量轉換單元
2013．．．乘法運算單元
2014．．．反向傅立葉轉換單元
2111．．．相位檢測單元
2300．．．相位檢測器
2311．．．延遲元件
2312．．．延遲元件
2313．．．減法運算單元
2314．．．乘法運算單元
2321．．．延遲元件
2322．．．延遲元件
2323．．．減法運算單元
2324．．．乘法運算單元
2330．．．加法器單元
2410．．．相位檢測器不存在而靈敏度下降的情況中在信號相位以及相位信號振幅之間的關係
2420．．．相位檢測器存在而靈敏度下降之情況中在信號相位以及相位信號振幅之間的關係
2600．．．靈敏度監視相位檢測器
2611．．．相位檢測器
2612．．．平均單元
2620．．．靈敏度監視單元
2621．．．x相位移單元
2622．．．相位檢測器
2623．．．向下取樣單元
2624．．．平均單元
2625．．．低通濾波器
3011-301N．．．相位檢測器
2711．．．-x相位移單元
2712．．．相位檢測器
2713．．．減法運算單元
2800．．．相位檢測單元
2811-281N．．．等化濾波器
2821-282N．．．靈敏度監視相位檢測器
2830．．．選擇單元
2840．．．選擇開關
2850．．．靈敏度修正係數產生單元
2851．．．倒數計算單元
2852．．．乘法運算單元
2860．．．乘法運算單元
2900．．．相位檢測單元
2911．．．H軸相位檢測器
2912．．．V軸相位檢測器
2920．．．加法器單元
3000．．．相位檢測單元
3021-302N．．．相位檢測器
3031-303N．．．加法器單元
3040．．．組合單元
3100．．．相位檢測單元
3110．．．臨界決定單元
3110．．．臨界決定單元
3121-312N．．．AND電路
3130．．．組合單元
3200．．．相位檢測單元
3240．．．除法器單元
3211-321N．．．靈敏度修正係數產生單元
3221-322N．．．乘法運算單元
3311．．．極化波旋轉器
3312．．．極化波旋轉器
3321．．．DGD加法器
3331．．．相位移位器
3332．．．相位移位器
3411-341N．．．H軸波長散射等化器
3421-342N．．．V軸波長散射等化器
3511．．．頻率補償器
3512．．．頻率差量檢測器
3730．．．加法器單元
3711-3713．．．計算單元
3721-3723．．．計算單元
3811．．．加法器單元
3812．．．餘數運算單元
3813．．．延遲元件
3814．．．計算單元
3815．．．乘法運算單元
3816．．．乘法運算單元
3900．．．光學發送系統
3910．．．發送器
3911-3913．．．光纖
3921-3922．．．光學放大器
4000．．．電路
4011．．．輸入單元
4012．．．FFT輸入訊框產生單元
4013．．．FFT處理單元
4014．．．特性乘法運算單元
4015．．．IFFT處理單元
4016．．．IFFT輸出訊框抽取單元
4017．．．輸出單元
4110．．．輸入資料
4120．．．第N個FFT輸入訊框
4130．．．第N+1個FFT輸入訊框
4140．．．第N+2個FFT輸入訊框
4150．．．IFFT輸出訊框
4160．．．第N+1個IFFT輸出訊框
4170．．．第N+2個IFFT輸出訊框
4171．．．捨棄訊框
4180．．．結合訊框
第1圖是展示數位同調接收器組態範例1之方塊圖；
第2圖是展示該數位同調接收器組態範例2之方塊圖；
第3圖是展示該數位同調接收器組態範例3之方塊圖；
第4圖是展示該數位同調接收器組態範例4之方塊圖；
第5圖是展示在第1至3圖中展示之相位控制電路特定範例1的方塊圖；
第6圖是展示在第1至3圖中展示之相位控制電路特定範例2的方塊圖；
第7圖是展示一相位調整器特定範例1之方塊圖；
第8圖是展示該相位調整器特定範例2之方塊圖；
第9圖是展示一第一DLF特定範例之方塊圖；
第10圖是展示一第二DLF特定範例之方塊圖；
第11圖是展示在第1至3圖中展示之相位控制電路特定範例3的方塊圖；
第12圖是展示在第1至3圖中展示之相位控制電路特定範例4的方塊圖；
第13圖是展示一補償電路特定範例1之方塊圖；
第14圖是展示該補償電路特定範例2之方塊圖；
第15圖是展示在第4圖中被展示之相位控制電路特定範例1的方塊圖；
第16圖是展示在第4圖中展示之相位控制電路特定範例2的方塊圖；
第17圖是展示在第4圖中展示之相位控制電路特定範例3的方塊圖；
第18圖是展示在第4圖中展示之相位控制電路特定範例4的方塊圖；
第19圖是展示一頻率/相位補償電路特定範例1之方塊圖；
第20圖是展示該頻率/相位補償電路特定範例2的方塊圖；
第21圖是展示在第1至3圖中展示之相位控制電路特定範例5的方塊圖；
第22圖是展示在第1至3圖中展示之相位控制電路特定範例6的方塊圖；
第23圖是展示被使用於相位檢測單元之相位檢測器組態範例的方塊圖；
第24圖是展示藉由靈敏度修正型式之相位檢測器(單邊修正)的靈敏度修正圖形；
第25圖是展示藉由靈敏度修正型式之相位檢測器(雙邊修正)的靈敏度修正圖形；
第26圖是展示靈敏度監視相位檢測器組態範例(單邊監視)之方塊圖；
第27圖是展示靈敏度監視相位檢測器組態範例(雙邊監視)之方塊圖；
第28圖是展示靈敏度選擇修正型式之相位檢測單元組態範例的方塊圖；
第29圖是展示分集相加型式之相位檢測單元組態範例1的方塊圖；
第30圖是展示分集相加型式之相位檢測單元組態範例2的方塊圖；
第31圖是展示分集相加型式之相位檢測單元組態範例3的方塊圖；
第32圖是展示分集相加型式之相位檢測單元組態範例4的方塊圖；
第33圖是展示等化濾波器特定範例(極化波散射等化)之方塊圖；
第34圖是展示等化濾波器特定範例(波長散射等化)之方塊圖；
第35圖是展示數位同調接收器修改範例1之方塊圖；
第36圖是展示數位同調接收器修改範例2之方塊圖；
第37圖是展示一頻率差量檢測器特定範例之方塊圖；
第38圖是展示一頻率補償器特定範例之方塊圖；
第39圖是展示一光學發送系統特定範例之方塊圖；
第40圖是展示一傅立葉轉換單元及一反向傅立葉轉換單元特定範例之方塊圖；以及
第41圖展示在第40圖中展示之電路操作圖形。
100．．．數位同調接收器
111．．．PBS
112．．．本地光源
113．．．PBS
121．．．混合電路
122．．．混合電路
131至134．．．光電轉換器
140．．．頻率可變振盪器
150．．．數位轉換單元
151-154．．．類比/數位轉換器
160．．．數位信號處理電路
161．．．波形失真補償電路
162．．．相位控制電路
163．．．適應性等化型式解調變電路

Claims (10)

  1. 一種數位同調接收裝置，其包括：一接收器，其被組配來接收一光信號；一第一振盪器，其被組配來輸出一本地光信號；一混合單元，其被組配來將自該第一振盪器輸出的該本地光信號與該接收器所接收的光信號加以混合；一第二振盪器，其被組配來輸出一取樣頻率之一取樣信號，該第二振盪器回應於一輸入控制信號而改變該取樣頻率；一轉換器，其被組配來藉由以該取樣信號將該混合光信號取樣而將該混合光信號轉換成為數位信號；一波形調整器，其被組配來調整藉由該轉換器所轉換的數位信號之波形失真；一相位調整器，其被組配來調整藉由該波形調整器所調整的數位信號之相位；一解調變器，其被組配來解調變藉由該相位調整器所調整的數位信號；一相位檢測器，其被組配來檢測藉由該相位調整器所調整的數位信號之相位；以及一控制信號輸出單元，其被組配來依據該被檢測的相位信號而輸出一控制信號至該第二振盪器。
  2. 依據申請專利範圍第1項之數位同調接收裝置，其中該控制信號輸出單元輸出藉由將該被檢測的相位成分轉換成為一頻率成分所產生之一控制信號。
  3. 依據申請專利範圍第1項之數位同調接收裝置，其中該控制信號輸出單元包括：一雜訊消除器，其被組配來消除在藉由該相位檢測器所檢測的相位中之一雜訊，以及一產生器，其被組配來對於在藉由該雜訊消除器消除雜訊後之相位來產生該控制信號，並且被組配來將該控制信號輸出至該第二振盪器，並且該相位調整器依據在藉由該相位檢測器消除雜訊後之相位而調整該數位信號之相位。
  4. 依據申請專利範圍第3項之數位同調接收裝置，其中該產生器藉由將該相位之相位成分轉換成為一頻率成分而產生該控制信號。
  5. 依據申請專利範圍第1項之數位同調接收裝置，其進一步地包括：一雜訊消除器，其被組配來消除在藉由該相位檢測器所檢測的相位中之一雜訊；其中該相位調整器在消除雜訊之後依據該相位而調整該數位信號之相位。
  6. 依據申請專利範圍第5項之數位同調接收裝置，其中該控制信號輸出單元輸出藉由將該被檢測的相位之相位成分轉換成為一頻率成分所產生之一控制信號。
  7. 依據申請專利範圍第1項之數位同調接收裝置，其中該相位檢測器包括：多數個等化濾波器，其等被組配來分別處理藉由使 用不同的等化特性而等化該數位信號，多數個檢測單元，其等被組配來檢測藉由該等等化濾波器之每一者所處理的該數位信號之多數個候選相位，以及一選擇器，其被組配來選擇該等被檢測的候選相位之一者作為被檢測相位。
  8. 依據申請專利範圍第1項之數位同調接收裝置，其中該相位檢測器包括：多數個等化濾波器，其等被組配來分別處理藉由使用不同的等化特性而等化該數位信號，多數個檢測單元，其等被組配來檢測藉由該等等化濾波器之每一者所處理的該數位信號之多數個候選相位，一轉換器，其被組配來不同地轉換該等複數個候選相位，以及一相位產生器，其被組配來藉由使用一分集組合方法而組合該等複數個候選相位以產生該相位，且被組配來輸出該相位。
  9. 一種數位同調接收裝置，其包含：一接收器，其被組配來接收一光信號；一第一振盪器，其被組配來輸出一本地光信號；一混合單元，其被組配來將自該第一振盪器輸出的該本地光信號與該接收器所接收的光信號加以混合；一第二振盪器，其被組配來輸出一取樣頻率之一取 樣信號，該第二振盪器回應於一輸入控制信號而改變該取樣頻率；一轉換器，其被組配來藉由以該取樣信號將該混合光信號取樣而將該混合光信號轉換成為數位信號；一波形調整器，其被組配來調整藉由該轉換器所轉換的數位信號之波形失真；一相位調整器，其被組配來調整藉由該波形調整器所調整的數位信號之相位；一解調變器，其被組配來解調變藉由該相位調整器所調整的數位信號；一相位檢測器，其被組配來檢測藉由該相位調整器所調整的數位信號之相位；以及一控制信號輸出單元，其被組配來依據該被檢測的相位信號而輸出一控制信號至該第二振盪器；其中該相位檢測器包括：多數個等化濾波器，其等被組配來分別處理藉由使用不同的等化特性而等化該數位信號，多數個檢測單元，其等被組配來檢測藉由該等等化濾波器之每一者所處理的該數位信號之多數個候選相位，以及一選擇器，其被組配來選擇該等被檢測的候選相位之一者作為被檢測相位。
  10. 一種數位同調接收裝置，其包含：一接收器，其被組配來接收一光信號； 一第一振盪器，其被組配來輸出一本地光信號；一混合單元，其被組配來將自該第一振盪器輸出的該本地光信號與該接收器所接收的光信號加以混合；一第二振盪器，其被組配來輸出一取樣頻率之一取樣信號，該第二振盪器回應於一輸入控制信號而改變該取樣頻率；一轉換器，其被組配來藉由以該取樣信號將該混合光信號取樣而將該混合光信號轉換成為數位信號；一波形調整器，其被組配來調整藉由該轉換器所轉換的數位信號之波形失真；一相位調整器，其被組配來調整藉由該波形調整器所調整的數位信號之相位；一解調變器，其被組配來解調變藉由該相位調整器所調整的數位信號；一相位檢測器，其被組配來檢測藉由該相位調整器所調整的數位信號之相位；以及一控制信號輸出單元，其被組配來依據該被檢測的相位信號而輸出一控制信號至該第二振盪器；其中該相位檢測器包括：多數個等化濾波器，其等被組配來分別處理藉由使用不同的等化特性而等化該數位信號，多數個檢測單元，其等被組配來檢測藉由該等等化濾波器之每一者所處理的該數位信號之多數個候選相位， 一轉換器，其被組配來不同地轉換該等複數個候選相位，以及一相位產生器，其被組配來藉由使用一分集組合方法而組合該等複數個候選相位以產生該相位，且被組配來輸出該相位。
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