200844409 九、發明說明 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於振幅檢測裝置，例如，與組合於機械之 角度檢測器或位置檢測器之振幅檢測裝置相關。 【先前技術】 一般而言，爲了實施機械之高精度運動控制，將旋轉 編碼器當做進行旋轉運動之運動體（例如，伺服馬達）之 位置檢測器來使用，或者，將線性標度當做進行直線往返 運動之運動體（例如，自動控制裝置之支臂）之位置檢測 器來使用。位置檢測器之輸出信號，週期地實施類比-數 位轉換（抽樣）後，利用其轉換成用以表示位置之値。爲 了以高精度檢測運動體之位置，必須以高精度檢測運動體 之正弦波（sin波及cos波）之振幅。傳統上，該振幅， 可以從利用抽樣所得到之數位信號（sin信號及cos信號 )之最大値及最小値來取得。 【發明內容】 然而，從藉由抽樣所取得之離散的數位信號當中選擇 最大値及最小値時，其最大値及最小値’有時會分別與實 際之類比正弦波之最大値及最小値不同。通常’抽樣週期 小於正弦波之週期。然而，藉由降低正弦波之週期’來縮 小正弦波之週期及抽樣週期之差時’將導致利用數位信號 所得到之最大値與實際之正弦波之最大値之誤差增大可能 -4- 200844409 性變高，而且，將導致利用數位信號所得到之最小値及實 際之正弦波之最小値之誤差增大可能性變高。 所以，本發明之目的係在提供一種振幅檢測裝置，即 使依據運動體之類比之波形信號之週期及其波形信號之抽 樣週期之差較小，亦可高精度檢測波形信號之振幅。 本發明之實施形態之振幅檢測裝置，係週期地實施用 以表示進行旋轉運動或往返運動之運動體之角度或位置之 波形信號的抽樣，依據該抽樣所得到之數位信號，檢測前 述波形信號之振幅之檢測裝置， 具備：利用某時點之數位信號及其以前之抽樣所得到 之數位信號，檢測該數位信號之最大値及最小値之最大値 •最小値檢測部；截止頻率低於前述波形信號之頻率，用 以使前述數位信號之最大値安定化之第1低通濾波器；截 止頻率低於前述波形信號之頻率，用以使前述數位信號之 最小値安定化之第2低通濾波器·，從複數之前述數位信號 檢測前述波形信號之週期之週期檢測部；用以生成以前述 波形信號之週期及前述抽樣之週期之運算所表示之補正係 數之數値之補正係數生成部；用以生成將前述補正係數乘 以前述數位信號之最大値所得之補正最大値之第1乘算部 ;用以生成將前述補正係數乘以前述數位信號之最小値所 得之補正最小値之第2乘算部；以及將前述補正最大値或 前述補正最小値之絕對値之至少其中任一方當做前述波形 信號之振幅進行輸出之輸出部。 該振幅檢測裝置，亦可以更具備用以儲存前述抽樣之 -5- 200844409 特定週期之前述波形信號之週期及前述補正係數之對應關 係之記億部， 前述補正係數生成部，從前述記憶部讀取對應於前述 週期檢測部所檢測到之前述波形信號之週期之前述補正係 數，並將該補正係數傳送至前述第1及前述第2乘算部。 前述補正係數生成部，亦可以式3進行運算， .71 fcs. .· A; = ；·;：·, 式3 . .·,·： · ··：： (Α係前述補正係數，ts係前述抽樣之週期，Τ係前 述波形信號之週期）並將前述補正係數A傳送至前述第1 及前述第2乘算部。 前述週期檢測部，亦可以爲前述數位信號當中之sin 信號或cos信號之其中任一方之符號檢測一定期間，利用 該期間計算前述波形信號之週期。 該振幅檢測裝置，亦可以更具備配設於前述週期檢測 部及前述補正係數生成部之間，截止頻率低於前述波形信 號之頻率之第3低通濾波器。 該振幅檢測裝置，亦可配備於旋轉編碼器或線性標度 〇 前述補正係數生成部，亦可以由邏輯電路所構成。 依據本發明之振幅檢測裝置，即使依據運動體之類比 之波形信號之週期及其波形信號之抽樣週期之差較，亦可 高精度檢測波形信號之振幅。 【實施方式】 -6- 200844409 以下，參照圖式，針對本發明之實施形態進行說明。 本實施形態係非用以限制本發明者。 第1圖係本發明之實施形態之位置檢測裝置1 〇〇之方 塊圖。位置檢測裝置1 00，具備：旋轉編碼器或線性標度 10、A/D轉換器20、以振幅檢測裝置30。振幅檢測裝置 30係汎用CPU或邏輯LSI。振幅檢測裝置30亦可以爲例 如 FPGA ( Field Programmable Gate Array)或 ASIC ( Application Specific Integrated Circuit)之定製 LSI。於 LSI上以邏輯電路實現振幅檢測裝置30時，可以短時間執 行重複相同處理之反復處理。另一方面，亦可以汎用CPU 及軟體來實現振幅檢測裝置30。以汎用CPU及軟體實現 運算部5 0時，可以利用程式之變更來執行各種處理。 位置檢測裝置1 00，亦可以配設於例如具備執行旋轉 運動或往返運動之運動體之伺服馬達。運動體係例如配備 於工作機械之伺服馬達之轉子或往返運動之支臂等。位置 檢測裝置1 00亦可以配備於例如利用旋轉編碼器或線性標 度1 〇之定位裝置。 旋轉編碼器或線性標度1 0，輸出用以表示執行旋轉運 動或往返運動之運動體之角度或位置之波形信號（cos波 、sin波）。該cos波、sin波係類比信號，正交相位之正 弦波之値。A/D轉換器20週期地實施來自旋轉編碼器或 線性標度10之cos波及sin波之抽樣，將該信號變換成數 位信號。藉此，生成數位化之c 〇 s信號及s i η信號。 振幅檢測裝置3 0接收數位信號（c 〇 s信號、s i η信號 -7- 200844409 )，檢測波形信號之振幅。爲了達成上述目的，振幅檢測 裝置3 0具備：最大値·最小値檢測部3 2、低通濾波器3 4 、36、週期檢測部35、補正係數發生部37、做爲第1乘 算部使用之乘算器38、以及做爲第2乘算部使用之乘算器 39 ° 最大値·最小値檢測部32，係利用某時點之數位信號 及其以前之抽樣所得到之數位信號，檢測數位信號之最大 値及最小値。數位信號之最大値及最小値，係於運動體每 實施1旋轉或1往返時進行更新。因爲抽樣係隔著某一定 期間而週期地實施，故數位信號sin信號之最大値ymax， 係大致表示sin波之頂點，然而，並非正確地表示該頂點 之値。因此。最大値ymax於運動體之每1旋轉或往返時 會出現若干變化。所以，藉由使最大値y m a X通過低通濾、 波器34，使最大値ymax安定化。同樣地，數位信號cos 信號之最大値Ymax亦藉由通過低通濾波器34而安定化 。此外，sin信號及cos信號之各最小値ymin、xmin亦藉 由通過低通濾波器36而安定化。低通濾波器34及36之 截止頻率低於波形信號之頻率。因此，低通濾波器34及 3 6可使數位信號之最大値及最小値獲得安定化。然而，通 過低通濾波器34及36之最大値ymax、xmax及最小値 y m i η、X m i η，並非一定爲波形信號之最大値及最小値。針 對該問題點，參照第2圖及第3圖進行詳細說明。 第2圖及第3圖係數位信號之sin信號之最大値ymax 及類比信號之波形信號（sin波）之實際之最大値P之誤 -8- 200844409 差之槪念圖。以下，只針對sin進行說明，然而，亦可針 對cos進行相同之考察。此外，以下，只針對最大値進行 說明’然而’亦可針對最小値進行相同之考察。 第2圖中，抽樣週期ts遠小於類比波形信號之週期T °抽樣週期t s，係從某時點之抽樣至下一之抽樣爲止之期 間’通常’係系統設計時點時所任意決定之定數。波形信 號之週期T，係波形振幅之1波長之週期，頻率爲f，週 期T爲1 /f。抽樣週期ts遠小於類比波形信號之週期τ時 ’ A/D變換器20可以實施波形信號之1波的多數抽樣。 因此，數位信號之最大値ymax，大致與實際之最大値P 相等。此外，因爲抽樣週期ts及波形信號之週期T非同 步，最大値ymax與實際之最大値P —致的情形極爲少見 〇 相對於此，第3圖中，類比波形信號之週期T較接近 抽樣週期ts。此時，針對波形信號之1波長之抽樣數較少 。因此，數位信號之最大値ymax及實際之最大値P之誤 差較大。 第4圖係用以表示通過低通濾波器3 4後之數位信號 之最大値ymax及實際之最大値P之槪念圖。如上面所述 ，因爲抽樣週期ts及波形信號之週期T非同步，A/D變換 器20實施多數波形信號之抽樣，故A/D變換器20可對1 波長全體進行普遍地抽樣。亦即，1波長之某部分（或sin 値所示之部分）的抽樣機率，等於其他部分（其他sin値 所示之部分）之抽樣機率。 -9- 200844409 以實際最大値P爲中心之抽樣週期ts之期間（以p 時點爲基準之土ts/2之期間Tymax )，抽樣機率亦相等。 此外，被輸入至低通濾、波器3 4之最大値y m a X，必然存在 於以實際最大値P爲中心之抽樣週期ts之期間。因此， 於期間Tymax之任一時點，皆可以等機率獲得被輸入至低 通濾波器34之最大値ymax。利用此事實，可以推算通過 低通濾波器3 4後之最大値y m a X之値。亦即，可以針對多 數波形信號，推算於期間Tymax之間所抽樣之最大値 ymax之平均値大致與通過低通濾波器34後之最大値 ymax之値相等。由該推定可以得知，通過低通濾波器34 後之最大値ymax十分安定，而無急速變動的情形。當然 ，抽樣之最大値ymax之個數，愈多愈好。最大値ymax 之抽樣數若夠多，期間Tymax之間所抽樣之最大値ymax 之平均値，將等於期間Tymax之類比波形信號之sin之平 均値。 因此，此時，下式1會成立。
此外，Vlp係於期間Tymax之間所抽樣之最大値 ymax之平均値（大致與低通濾波器34之輸出最大値 ymax相等）。P係波形振幅之實際最大値。T係正弦波之 週期（秒）。Ts係抽樣週期（秒）。針對實際最大値P 求解，可以式2來表示。
Vlp -10- 200844409 若平均値Vlp之補正係數爲A，亦即，置換成式3時 ，式2可以式4來表示。 ：ifr its. ，式 P=AxV1ρ 式4 如式4所示，將補正係數Α乘以平均値Vlp，得到實 際最大値P。 補正係數A係以抽樣週期ts及波形信號（sin波）之 週期T來表示。抽樣週期ts，因爲係預先設定之値，故實 際上，若知道波形信號（sin波）之週期T，可以求取補 正係數A。所以，如第1圖所示，週期檢測部3 5檢測波 形信號之週期T，補正係數生成部3 7生成補正係數A。 週期檢測部35，接收複數之數位信號（cos信號、sin 信號），檢測cos信號及/或sin信號之週期。具體而言， 週期檢測部3 5，可藉由複數抽樣所得到之數位信號之符號 之變化來檢測其週期。例如，sin信號維持於正値之期間 、或維持於負値之期間，相當於半週期。因此，週期檢測 部3 5，檢測sin信號之値從負變化成正之時點至從正變化 成負之時點爲止之期間，或，檢測從正變化成負之時點至 從負變化成正之時點爲止之期間即可。亦即，週期檢測部 3 5，只要檢測sin信號之符號爲一定之期間即可。該檢測 ，只要執行抽樣週期ts及抽樣數之乘算，很簡單即可實現 。將該期間乘以2倍，即可得到週期T。週期檢測部3 5， 利用c 〇 s信號，與s i η信號時相同，亦可檢測週期T。 補正係數生成部3 7 ’從週期檢測部3 5接收週期Τ。 -11 - 200844409 補正係數生成部3 7，係生成以波形信號之週期T及抽樣 之週期ts之運算來表示之補正係數Α之數値。爲了生成 補正係數A，補正係數生成部3 7，亦可以利用週期T來進 行式3之運算。補正係數生成部37爲汎用CPU時，式3 之運算係利用其CPU及程式來進行運算。或者，補正係 數生成部37爲ASIC或FPGA等之邏輯電路時，式3之運 算，可以利用邏輯電路來實現。該邏輯電路，亦可以以邏 輯電路表現式3本身者，然而，可能會使電路規模變大。 所以，振幅檢測裝置3 0，如第5圖所示，亦可更具備 用以儲存波形信號之週期T及補正係數A之對應關係之之 記憶部40。因爲抽樣週期ts係預先設定，故補正係數A 及週期T具有一對一之對應關係。第6圖係抽樣週期ts= 1 // s之儲存於記憶部40之週期T及補正係數A之對應關 係圖。記憶部40，實質上，係儲存第6圖所示之圖表。實 際上，記憶部40儲存著對應於離散的週期T之値之補正 係數A之値。記憶部4 0係例如R Ο M ( R e a d Ο η 1 y M e m o r y )。此外，爲了區別從週期檢測部3 5所得到之實際週期 T及儲存於記憶部40之週期T，以Tm表示儲存於記憶部 40之週期T。 補正係數生成部37，從週期檢測部35接收實際週期 T ( S 1 0 )。其次，補正係數生成部3 7，將從週期檢測部 3 5所接收之實際週期T及從記憶部40讀取之週期Tm進 行比較，選擇最接近實際週期T之Tm。此外，補正係數 生成部3 7，輸出對應於所選取之週期Tm之補正係數A。 -12- 200844409 藉由此種方式，補正係數生成部3 7，除了用以儲存對應於 實際週期T、比較途中之週期Tm、以及比較途中之週期 Tm之補正係數A之暫存器以外，只要具備用以實施實際 週期T及週期Tm之比較之比較器（未圖示）即可。比較 器，亦可以爲減算器。此種構成之補正係數生成部3 7，可 以利用以邏輯電路實現式3本身之LSI，或者，執行用以 表現式3本身之程式之小於汎用CPU之規模之電路來實 現。此外，補正係數生成部3 7只要重複執行非常簡單之 比較運算即可。因此，補正係數生成部3 7可以非常快之 速度生成補正係數A。 例如，記憶部40係儲存著分別對應於週期Tmi ( 1=1 、2、3、…η)之Ai。隨著i的愈多，週期Tm;之値也愈 大。此外，Tmi<Tm2<Tm3...<Tmn。 一開始，補正係數發生部37選擇某Tmk ( S20 )。例 如，補正係數發生部37選擇，週期Tm ( n/2) ( η爲奇數時 ，可以爲（η-1) /2或（η+1) /2)做爲週期Tmk。 比較器將T及Tmk進行比較（S30)。結果，丁大於 Tmk時（T-Tmk爲正時），補正係數發生部37，對k値加 1 ( S40 )。亦即，補正係數發生部3 7，從記憶部40讀取 大於前次之Tmk之Tmk。此外，比較器將加1之Tmk及T 進行比較。結果，T依然大於Tmk時（T-Tmk依然爲正時 )，補正係數發生部3 7，對k値加1。補正係數發生部3 7 ，重複上述動作，於Tmk大於T之時點（T-Tmk爲負之時 點），從記憶部40讀取對應於Tm之補正係數A ( S50 ) -13- 200844409 。其次，補正係數發生部3 7，輸出該補正係數A ( S 60 ) Ο 相反地，一開始τ即小於Tmk時（T-Tmk爲負時）， 補正係數發生部3 7，對k値減1 ( S41 )。亦即，補正係 數發生部37，從記憶部40讀取小於前次之Tmk之Tmk。 比較器將減1之Tmk及T進行比較。T依然小於Tmk時（ T-Tmk依然爲負時），補正係數發生部37，再對k値減1 。補正係數發生部37，重複上述動作，於Tmk小於T之 時點（T-Tmk爲正之時點），直接將對應於Tmk之補正係 數A輸出至乘算器38、39。 此外，選取之週期Tmk等於實際週期T時，補正係數 發生部37，直接將週期Tmk輸出至乘算器38、39。 補正係數發生部3 7，亦可更具備比例運算器。選擇 Tmk後，可藉由選擇Tmu 來逆轉Tm及T之大小關係。 此時，週期T位於Tmu及Tmk之間。因此，比例運算器 ，係於座標（Tmk，Ak )及座標（TmidAu )之間，推算 Tm及A之線形變化，並實施對應於正確之Tm之補正係 數A的比例運算。藉此，補正係數發生部3 7，可以更詳 細地運算補正係數A。 乘算器38，實施對通過低通濾波器34之最大値ymax 、xmax乘以補正係數生成部37所輸出之補正係數A之乘 算。乘算器39，實施對通過低通濾波器36之最大値ymin 、xmin乘以補正係數生成部37所輸出之補正係數A之乘 算。藉此，生成補正最大値ycmax、xcmax及補正最小値 -14- 200844409 ycmin、xcmin。 補正最大値ycmax、xcmax及補正最小値 ycmin、 xcmin，與補正前之最大値ymax、ymax及最小値ymin、 xmiii相比，較爲接近類比波形信號之實際之最大値及最 小値。結果，本實施形態.，係利用補正最大値ycmax、 xcmax或補正最小値ycmin、xcmin，得到接近類比波形信 號之實際振幅之振幅。補正最大値ycmax、xcmax，可將 該値當做波形信號之振幅使用。使用補正最小値ycmin、 xcmin時，只要將其絕對値當做波形信號之振幅使用即可 〇 類比波形信號之實際週期T及其波形信號之抽樣週期 ts之差較小時，最大値ymax、xmax及最小値ymin、xmin ，會大幅偏離波形信號之實際最大値及實際最小値。然而 ，補正係數A之値亦偏離1。而加大補正之程度。此點由 第6圖之圖表可以得知。藉此，即使實際週期T及抽樣週 期ts之差較小，本實施形態之振幅檢測裝置1〇〇〜400， 可生成接近類比波形信號之實際振幅之振幅。上記記載， 係以波形信號之週期T大於抽樣週期ts爲前提。 然而，本實施形態時，係無偏移、或偏移已補正者。 偏移係指基準座標及李沙育圖形之偏離，從預先設定之基 準電位（例如，〇伏特）至數位信號之最大値及最小値之 中間値爲止之電位差。 參照第7圖及第8圖，週期檢測部3 5及補正係數生 成部3 7之間更具備低通濾波器3 1。第7圖及第8圖所示 -15- 200844409 之振幅檢測裝置3 0之其他構成’分別與第1圖及第5圖 所示之振幅檢測裝置3 0之構成相同。低通濾波器3 1之截 止頻率低於波形信號之頻率。正弦波之週期T應無急劇變 動。因此，如第7圖及第8圖所示’藉由配設低通濾波器 3 1，可使週期T安定化。 第9圖係補正係數生成部3 7之上述動作之流程圖。 藉由以ASIC或FPGA構成該運算，補正係數生成部37可 以邏輯電路來實現。 【圖式簡單說明】 第1圖係本發明之實施形態之位置檢測裝置1 〇〇之方 塊圖。 第2圖係數位信號之sin信號之最大値ymax及類比 信號之波形信號（sin波）之實際最大値P之誤差之既念 圖。 第3圖係數位信號之sin信號之最大値ymax及類比 信號之波形信號（sin波）之實際最大値P之誤差之槪念 圖。 第4圖係通過低通濾波器3 4後之數位信號之最大値 ymax及實際最大値P之槪念圖。 第5圖係具備記憶部40之振幅檢測裝置200之構成 之方塊圖。 第6圖係抽樣週期ts = l // s之儲存於記憶部40之週期 T及補正係數A之對應關係圖。 -16- 200844409 第7圖係具備低通濾波器3 1之振幅檢測裝置3 0 0之 構成之方塊圖。 第8圖係具備低通濾波器31之振幅檢測裝置400之 構成之方塊圖。 第9圖係補正係數生成部3 7之上述動作之流程圖。 【主要元件符號說明】 1〇〇 :位置檢測裝置 1 〇 :旋轉編碼器或線性標度 20 : A/D轉換器 3〇 :振幅檢測裝置 32 :最大値·最小値檢測部 34、36 :低通濾波器 3 5 :週期檢測部 3 7 :補正係數發生部 38、39 :乘算器 4〇 :記憶部 -17-