NO318992B1 - Differensialdetekteringsmottaker - Google Patents

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører en differensialdetekteringsmottaker som benyttes i digital radiokommunikasjon og, nærmere bestemt forenkling av kretser som inngår i mottakeren og en slik mottaker i sin helhet.

For å oppnå differensialdetektering med høy presisjon i en digital krets, er det vanlig praksis å multiplisere et symbol i et signal med et rett foregående symbol i signalet ved anvendelse av en multiplikator og deretter gjennomføre en addisjons- eller sub-traksjonsoperasjon på det oppnådde produkt. Imidlertid krever en multiplikator en krets av stor skala og dermed en stor mengde elektrisk effekt, hvilket særskilt er tilfelle dersom differensialdetektering skal utføres med høy hastighet. Av denne årsak er det, for å oppnå differensialdetektering uten anvendelse av en multiplikator, inn-ført et system hvori differensialinformasjon påvises ved at det finnes en cotangens {tg"<1>) for hvert symbol i et signal fra en konverteringstabell og beregner forskjellen mellom tilstøtende symbolers cotangenser. Siden dette system svikter når det gjelder å redusere kretsstørrelsen dersom systemet krever en stor konverteringstabell, er det frembrakt forskjellige teknikker som eliminerer behovet for lagring av nye data i en konverteringstabell.

Patentskrift JP sho62-549 bekjentgjør en digital aritmetisk krets som, for en gitt vektor beregner dennes størrelse og vinkel med en referansekoordinat som en invers trigonometrisk funksjon eller en cotangens ved anvendelse av en konverteringstabell av redusert størrelse for cotangens.

Patentskrift JP hei6-105, 421 bekjentgjør en digital krets til beregning av en invers trigonometrisk funksjon eller en cotangens av et 2n-bits binært tall X. I dette system utføres beregningen ved anvendelse av det faktum at dersom det binære tall X omfatter n høyere siffer H og n lavere siffer L {X = H + L), kan cotangens av X tilnærmet anses som etg (X) = etg (H) + L/(H<2> + 1).

Dette system krever to konverteringstabeller for cotangens (H) og 1/(H<2> +1) og en multiplikator.

I demodulering av et inngående signal behøver det inngående signal dessuten nivå-regulering. For å justere det inngående signals nivå begir en inngangsnivåforsterkers forsterkning generelt styrt ved å tilbakekoble resultatet av sammenligning mellom et kodet utgående og et referansenivå til inngangsignalforsterkeren.

JP-patentskrift heil-71270 bekjentgjør en nivåreguleringssinnretning av en type som nettopp nevnt. Den bekjentgjorte innretning omfatter en differensialforsterker, en A/D-omformer, en LPF, en port, en portpulsgenerator, en subtraktor, en ulineær forsterker, en integrator og en D/A-omformer.

US 4,445,224 beskriver en fasevinkelkalkulator for beregning av en faseforskjells-verdi ifra fortegn, absoluttverdier og amplitudeforhold relatert til sirkelkvadranter, for en vektor for hver av to påfølgende sampelverdier, og faseforskjell beregnes ved en arctg-funksjon av sampelverdiene fra en konverteringstabell.

Imidlertid krever de ovennevnte cotangensberegningskretser fremdeles konverteringstabeller og multiplikatorer og den sistnevnte innretning krever en D/A-omformer, noe som forhindrer reduksjonen av kretsens størrelse og effektforbruk. Altså er det kjent teknikk fremdeles rom for forbedring når det gjelder å redusere størrelse og effektforbruk for kretser som inngår i en differensialpåvisende mottaker med ytterligere å forenkle kretsene.

Det er derfor et formål i følge den foreliggende oppfinnelse å frembringe en differensialdeteksjonsmottaker med et redusert effektforbruk ved å forenkle kretser som inngår i den differensialdeteksjonsmottaker.

Den foreliggende oppfinnelse kjennetegnes ved den karakteriserende del av hoved-kravene.

Alternative utførelser kjennetegnes ved underkravene.

Ifølge et aspekt ved oppfinnelsen realiseres en cotangenskalkulator uten anvendelse av en multiplikator eller en konverteringstabell.

Ifølge et annet aspekt ved den foreliggende oppfinnelse realiseres, uten anvendelse av en D/A-omformer, en nivåreguleringskrets til regulering av absoluttverdien for en vektor (Ax/Ay) hvilken gis som inngangssignaler Ax og Ay slik at den blir til en.

Ifølge et ytterligere aspekt ved den foreliggende oppfinnelse realiseres en differen-sialdeteksjonsdemodulator med et redusert effektforbruk ved å eliminere effektforbrukende kretser slik som en multiplikator og en stor konverteringstabell fra systemet.

Det blir beskrevet noen illustrerende utførelsesformer hvori en differensialpåvisende demodulator har en eller annen kombinasjon av egenskapene for kvalitetsbedøm-melse av linje (eller kanalen); en forbedret feilandel ved hjelp av en "soft decision" feilkorreksjon i en kanaldekoder; eliminasjon av frekvensfeil; forbedring av demodu-lert signal ved multipelmottaking; og utvelgelse av demodulerte data basert på integrert verdi av fasesannsynligheten.

Ytterligere formål og fordeler ved den foreliggende oppfinnelse vil fremkomme fra den følgende beskrivelse av de foretrukne utførelsesformer i følge oppfinnelsen slik de er illustrert i de medfølgende tegninger. En kort beskrivelse av tegningene følger: Figur 1 viser et blokkdiagram som skjematisk beskriver en etg (Ay/Ax)-kalkulator i overensstemmelse med illustrerende Utførelsesform 1A i følge oppfinnelsen. Figur 2 viser et diagram som beskriver funksjonsmåten for en etg (Ay/Ax)-kalkulator fra figur 1. Figur 3 viser et blokkdiagram som skjematisk beskriver en etg (Ay/Ax)-kalkulator for illustrerende Utførelsesform 1B i følge oppfinnelsen. Figur 4 viser et blokkdiagram som i mer detaljert form beskriver etg (Ay/Ax)-kalkulatoren fra figur 3. Figur 5 viser et blokkdiagram for en differensialdetekteringsdemodulator i overensstemmelse med illustrerende Utførelsesform 2A i følge oppfinnelsen. Figur 6 viser et blokkdiagram av en nivå- (eller forsterknings-) regulator i samsvar med illustrerende Utførelsesform 3A i følge oppfinnelsen. Figur 6 viser et blokkdiagram av en nivå- (eller forsterknings-) regulator med et mer forenklet arrangement i overensstemmelse med illustrerende Utførelsesform 3B iføl-ge oppfinnelsen. Figur 8 viser et blokkdiagram av en differensialpåvisende demodulator med en feil-utmatingsevne i overensstemmelse med illustrerende utførelsesform 2B. Figur 9 viser et blokkdiagram av en krets som skal kombineres med differensialde-tekteringsdemodulatoren 80 fra figur 8 og forsyne den med en evne til utmating av linjekvalitetsestimat i overensstemmelse med illustrerende utførelsesform 2C i følge oppfinnelsen. Figur 10 viser et blokkdiagram av en krets som skal kombineres med differensial-detekteringsdemodulatoren 80 fra figur 8 og forsyne den med en kanaldekoder i overensstemmelse med illustrerende utførelsesform 2D i følge oppfinnelsen. Figur 11 viser et blokkdiagram av en krets som skal kombineres med differensial-detekteringsdemodulatoren 80 fra figur 8 og forsyne den med et utgående frekvens-styrende signal i samsvar med illustrerende utførelsesform 2E i følge oppfinnelsen. Figur 12 viser et blokkdiagram av en differensialdetekteringsdemodulator med evne til frekvensfeilkorreksjon i overensstemmelse med illustrerende utførelsesform 2F i følge oppfinnelsen. Figur 13 viser et blokkdiagram av en differensialdetekteringsdemodulator i en første multippelkonfigurasjon i overensstemmelse med illustrerende Utførelsesform 2G i følge oppfinnelsen. Figur 14 viser et blokkdiagram av en differensialdetekteringsdemodulator i en andre multippelkonfigurasjon i overensstemmelse med illustrerende Utførelsesform 2H i følge oppfinnelsen. Figur 15 viser et blokkdiagram som beskriver en illustrerende utførelsesform av en datamottaker som oppnås ved å kombinere kretsene fra Utførelsesformene 1A, 3B, 2C, 2D og 2F. Figur 16 viser et blokkdiagram av en differensialpåvisende demodulator med en innebygget nivåregulator i overensstemmelse med illustrerende Utførelsesform 2l i følge oppfinnelse. Figur 17 viser et diagram til forklaring av funksjonsmåten for nivåregulatoren fra figur 16. Figur 18 viser et blokkdiagram av en differensialdetekteringsdemodulator med en forenklet innebygd nivåreguleringskrets i overensstemmelse med illustrerende utfø-relsesform 2J i følge den foreliggende oppfinnelsen.

En detaljert beskrivelse av de foretrukne utførelsesformer følger.

UTFØRELSESFORM 1A

Figur 1 viser en krets for å finne en invers trigonometrisk funksjon eller etg (Ay/Ax) for inngående signaler Ax og Ay. Anta at Ax og Ay er er x- og y-koordinater for et punkt (Ax, Ay) på et kartesisk plan og at polarkoordinatene skrives (1, G), dvs. Ax<2> + Ay<2>=1. Da får vi

Figur 2 viser en relasjon mellom |Ax| - |Ay| og etg (Ay/Ax). Som det sees fra figur 1 er relasjonen i det vesentlige lineær. Dermed gir ligningen (1) en lineær tilnærming til |Ax| - |Ay|, og feilen mellom begge sider av ligningen (1) er høyest ca. 1,8. Den cotangensberegnende krets fra figur 1 er realisert på basis av ligningen (1).

I figur 1 omfatter kretsen 10 absoluttverdikalkulatorer 11 til beregning av absoluttverdiene |Ax| og |Ay| av elementene Ax og Ay for en vektor (Ax, Ay), en subtraktor 13 for subtrahering av utgående fra tallverdien av Ay-kalkulatoren 11 fra utgående fra tallverdien av Ax-kalkulatoren 11, en kvadrantkalkulator 15 for å bestemme hvilken kvadrant vektoren (Ax, Ay) ligger i ut i fra tegnene på Ax og Ay, og en omformer 17 for å beregne verdien av ø (= etg (Ay/Ax)) på basis av ligningen (1).

Under drift påføres vektorelementene Ax og Ay til |Ax|-kalkulatoren 11 og |Ay[-kalkulatoren 11, hvilke i sin tur utmater henholdsvis absoluttverdiene |Ax| og |Ay|. Ved mottak av absoluttverdiene, utmater subtraktoren 13 differansen |Ax| - |Ay| til omformeren 17.

Vektorelementene Ax og Ay påføres også til kvadrantkalkulatoren 15, hvilken bestemmer en kvadrant hvori vektoren (Ax, Ay) ligger ut i fra vektorelementenes Ax og Ay fortegn til utgående kvadrantinformasjon.

Deretter kan omformeren 17 beregne 6 utfra forskjellen |Ax| - |Ay| i overensstemmelse med kvadrantinformasjonen.

Dersom utgående fra subtraktoren 13 nærmere bestemt skrives «ut 13» (i det føl-gende vil utgående fra element NN bli skrevet som utNN), blir n/ 4, siden ut13 = |Ax| - |Ay|, for hver kvadrant som følger:

Dersom altså kvadrantkalkulatoren 15 er slik tilpasset at den utmater verdiene 1,3,-3 og -1 som svar på henholdsvis første til fjerde kvadrant, må i såfall omformeren 17 utelukkende addere ut 15 {utgående fra kvadrantkalkulatoren 15) til - ut13 dersom vektoren (Ax, Ay) ligger i første eller tredje kvadrant, dvs. ut15 = 1 eller -3, og ut13 dersom vektoren (Ax, Ay) ligger i andre eller fjerde kvadrant, dvs. ut15 = 3 eller -1.

Dersom imidlertid resultatet av beregningen ved hjelp av omformeren 17 skal benyttes til differensialdetektering, er det mer fordelaktig for en påfølgende prosess å frembringe utgående i form av et produkt med en potens på 2 i stedet for å frembringe utgående 9 radian ved å multiplisere (4ø/tt) med n/4. En multiplikasjon med en potens på 2 oppnås med utelukkende bitskifting uten behovet for en maskinvare til multiplikasjon.

Som beskrevet i det foregående beregner kretsen 10 i følge oppfinnelsen en cotangens uten behovet for en komplisert krets slik som en multiplikator eller en konverteringstabell, noe som tillater en reduksjon av kretsens 10 størrelse. Derfor bidrar det å føre kretsen 10 inn i et slikt system som en mottaker til en reduksjon av sys-temets størrelse og effektforbruk.

UTFØRELSESFORM 1B

Figur 3a viser et blokkdiagram som skjematisk beskriver en etg (Ay/Ax)-ka!kulator 30 fra illustrerende utførelsesform 1b i følge oppfinnelsen. Cotangenskalkulatoren 30 er basert på det faktum at ligningen (1) kan skrives

Nøyaktigheten av denne tilnærmelse er selvfølgelig den samme som for ligningen (1)-

I figur 3 omfatter etg (Ay/Ax)-kalkulatoren 30 en kvadrantkalkulator 35 til generering av første og andre kontrollsignal og kontrolldata som svar på fortegnbit for inngående signaler Ax og Ay; en første fortegndeterminant 31 til invertering av et inngangs-signals Ax fortegn som svar på et første kontrollsignal; en adderer 32 for addering av utgående fra den første fortegndeterminant 31 til inngangssignalet Ay; en andre fortegndeterminant 33 til invertering av utgående fra addereren 32 som svar på det andre kontrollsignal; og en omformer 37 for beregning av 0 (= etg (Ay/Ax)) på basis av ligningen (2) ved anvendelse av utgående fra den andre fortegndeterminant 33 og styringsdata fra kvadrantkalkulatoren 35.

Det første styringssignal er slik arrangert at det er logisk «1» dersom fortegnbitene for Ax og Ay er identiske med hverandre og ellers «0». Det andre styringssignal er fortegnbiten for Ax.

Slik det sees fra beskrivelsen i det foregående vil utgående fra addereren 32 og fortegndeterminanten 33, henholdsvis ut32 og ut33 resultere i tabell 1.

Videre, fra ligningen (2), er utgående fra fortegndeterminanten 33, ut33, lik en tilsvarende verdi i kolonnen "ut33=" fra tabellen i det foregående. Derfor, dersom kvadrantkalkulatoren 35 er slik tilpasset at den utmater verdiene 1, 3, -3 og -1 som svar på henholdsvis første til fjerde kvadrant, vil i såfall omformeren 37 utelukkende måt-te addere verdien fra kvadrantkalkulatoren 35 til ut33 for å få 40/tt.

Figur 4 viser et blokkdiagram som i mer detaljert form beskriver etg (Ay/Ax)-kalkulatoren fra figur 3.1 figurene 3 og 4 er tilsvarende elementer betegnet med tilsvarende henvisningsnumre. Elementene 41 til 43 og 47 svarer henholdsvis til elementene 31 til 33 samt 37.

En kvadrantkalkulator 35 omfatter en eksklusiv ELLER (XELLER)-port 44 for XELLER-utførelse på inngangssignalene Ax og Ay; en inverter 45 til invertering av utgående fra XELLER-porten 44; utgående linje 46 som er forbundet med fortegn-bitslinjen for Ax for levering av det førnevnte andre styringssignal; og kvadrantkalkulatoren 15 til levering av verdiene 1, 3, -3 og -1 for henholdsvis første til fjerde kvadrant, hvilket er identisk med tilsvarende fra figur 1.

Cotangenskalkulatoren 30 omfatter videre en XELLER-krets 41 for levering av Ax som den er dersom ut45 = 0 og levering av komplimentet til Ax dersom ut45 = 1; en adderer 42 for addering av XELLER-kretsens 41 utgående, inngangssignalet Ay, og inverterens 45 utgående (som en menteoverføring); en XELLER-krets 43 for levering av utgående fra addereren 42 som det er dersom MSB (mest signifikant bit) fra Ax er 0 og levering av komplimentet til addererens 42 utgående dersom MSB fra Ax er tallet 1; og en adderer 47 for addering av XELLER-kretsens 43 utgående, kvadrant-kalkulatorens 15 utgående, og MSB fra Ax (som en menteovefrøring).

I figur 4 indikerer hver av de kraftige linjer et signal som omfatter et antall biter, og hver av de tynne linjer indikerer en enbitslinje.

Under drift er ut45 = 0 dersom MSB fra Ax = MSB fra Ay, ellers 1.

Siden addererens 42 A-inngående (i det følgende henvist til som

«inn42A») svarer til ut41, inn42C = ut45, og inn42B = Ay, skrives i såfall utgående fra addereren 42, dvs. A + C + B som:

På samme måte gir utgående fra fortegndeterminatoren 43, dvs. (A + 1) i verdier som er vist i kolonnen «ut33» fra tabell 1. Siden kvadrantkalkulatoren 15 leverer verdiene 1, 3, -3 og -1 som svar på henholdsvis første til fjerde kvadrant, gir addereren 47 49/ti slik det fremkommer fra kolonnen "ut33=" fra tabell 1.

UTFØRELSESFORM 2A

Figur 5 viser et blokkdiagram for en differensialpåvisende demodulator som inkor-porerer en cotangenskalkulator 30 (eller 10) i overensstemmelse med illustrerende utførelsesform 2A i følge oppfinnelsen. I figur 5 omfatter den differensialpåvisende demodulator 50 en fasedetektor eller etg Ay/Ax-kalkulator 10 eller 30 til påvising av

et polarkoordinat 0 for vektoren (Ax, Ay), hvor Ax og Ay er gitt som inngangssignaler; et forsinkelseselement 51 til forsinkelse av fasedetektoren 51 med en tidsperiode på et symbol; en subtraktor (B - A) 52 til beregning av en forskjell mellom to tilstøtende utgående fra fasedetektoren 30 (i det følgende antatt å være 30 fordi oppbygningen

fra figur 30 er enklere enn og å foretrekke fremfor den fra figur 10); og en beslutningskrets 53 for dekoding av utgående fra subtraktoren 52.

Fasedetektoren 30 har den oppbygning som er vist i figur 3 eller 4 og beregner 49/ti. Dersom detektoren 30 frembringer 49/ti i 8 biter, betyr det at polarkoordinaten eller fasen uttrykkes med en oppløsning på 360/256 grader. Forsinkelseskretsen 51 forsinker fasen 49/ti med en tidsperiode på et tegn. Subtraktoren 52 utfører differensialdetektering ved å subtrahere forsinkelsens 51 utgående fra fasedetektorens 30 utgående. Det å neglisjere menteoverføringen i subtraksjonen bevirker antagelse av mot 2 ti.

Beslutningskretsen 53 utmater de to øvre bits fra hver av subtraktorens 52 utgående som dekodet data 54.

UTFØRELSESFORM 3A

I utførelsesformen 1 A, 1B og 2A, har det vært antatt at Ax<2> + Ay<2> = 1. Det skal be-skrives en nivåregulator som regulerer absoluttverdiene av en vektor hvis elementer gis som inngående signaler som skal bli 1, slik at de nivåregulerte utgående Ax og Ay fra nivåregulatoren kan behandles som de er i påfølgende krets.

Figur 6 viser et blokkdiagram av en nivå- {eller forsterknings-)regulator i overensstemmelse med illustrerende utførelsesform 3A i følge oppfinnelsen. I figur 6 omfatter nivåregulatoren 60 en forsterker 61 med variabel forsterkning til frembringelse av et nivåregulert utgående som svar på en styrespenning som leveres gjennom en styreterminal derav; en ortogonaldetektor 62 til oppløsning av nivåregulert utgående i elementer Ax og Ay; A/D-omformere 631 og 632 for prøvetaking av henholdsvis

elementene Ax og Ay, og frembringelse av tilsvarende digitale verdier; absoluttverdikalkulatorer (kalku.) 641 og 642 for hver beregning av den inngående digitale verdis absolutter verdi; en referanseverdi-generator (rgv) 65 til generering av en referanseverdi som benyttes til påvising av størrelsen av en vektor hvis elementer er definert som absolutte verdier fra absoluttverdi-kalkulatorene 641 og 642; subtraktorer (A til B) 661 og 662 til subtrahering av rvg 65-utgående fra henholdsvis absoluttverdikalkulatorens 641 og 642 utgående; en bryter 67 for tilknytning av en av dens tre inngangsterminaler til utgangsterminalen derav, idet to av de tre utgangsterminaler er forbundet med subtraktorens 666 og 662 utganger; et skifteregister 68 til temporær lagring av fortegnbiter fra bryterens 67 utgående data, idet registerets 68 utgående er forbundet med den andre av bryterens 67 inngangsterminaler; et lavpassfilter (Ipf) 69 til utjevning av skifteregisterets 68 utgangsspenning; en referansespenningsge-nerator 71 til generering av en referansespenning; en subtraktor (A - B) 72 til subtrahering av referansespenning fra Ipf 69 utgående; og en styrespenningsgenerator 73 til generering av en styrespenning til anvendelse i forsterkningskontroll av den for-sterkningsvariable amp 61 slik at subtraktoren 72 utgangsspenning blir null.

Under drift styres forsterkeren 61 med variabel spenning slik at det bevirkes at den vektorstørrelse som defineres av ortogonaldetektoren 62 utmater Ax og Ay slik at de blir 1.

Nærmere bestemt blir utgående fra forsterkeren 61 med variabel forsterkning av ortogonaldetektoren 62 løst opp i elementene Ax og Ay, hvilke av A/D-omformerne 631 og 632 blir prøvetatt for å få tilsvarende digitale verdier, hvilke i sin tur har absoluttverdier som beregnes i henholdsvis absoluttverdikalkulatorene 641 og 642.

Under den antagelse at størrelsen av vektoren {Ax, Ay) er 1, blir Ax = cosø og Ay = sine. Siden Ax = Ay = 2"<1/2> for 6 = ti/4, antas det at rvg 65 genererer en referanseverdi på 2'<1/2>. Hver av subtraktorene 661 og 662 subtraherer referanseverdien 2'<1>'<2 >fra absoluttverdien som stammer fra absoluttverdikalkulatoren 641, 642. Både sannsynligheten for at resultatet av subtraksjonen er positiv og at den er negativ er 0,5 uten hensyn til verdien av 0 så lenge Ax<2> + Ay<2> = 1. Dersom Ax<2> + Ay<2> > 1, blir i såfall sannsynligheten for det positive resultat større, mens dersom Ax<2> + Ay<2> < 1, blir sannsynligheten for det negative resultat større.

Altså dersom fortegnbiter fra subtraktorens 661 og 662 utgående (0 i tilfellet positiv og 1 i tilfellet negativ) lagres alternativt i skiftregisteret 68 ved å vende bryteren 67 for hver av subtraktorenes 661 og 662 subtraksjonsoperasjoner, blir 1-ere og O-er i skiftregisteret 68 like i antall dersom vektorstørrelsen er 1. O-er overskrider 1-ere dersom vektorstørrelsen er større enn 1, og 1-ere overskrider O-er ellers. Dersom inngangssignalet ikke lenger leveres, blir løpende data i skiftregisteret 68 sirkulert ved å bevirke at bryteren 67 utmater skiftregisteret 68 utgående eller skiftregisteret 68 tilbakestilles slik at det lagrer det samme antall O-er og 1-ere.

Anta at skiftregisteret 68 frembringer utgangsspenningen 5 V for en fortegnsbit 1 og 0 V for en fortegnsbit 0. Deretter er den utgangsspenning som oppnås av LPF 69 som gjennomsnittsberegner skiftregisterets 68 utgangsspenning lik ca. 2,5 V dersom vektorstørrelsen er 1, mindre enn 2,5 V dersom vektorstørrelsen er større enn 1 og større enn 2,5 V dersom vektorstørrelsen er mindre enn 1.

Subtraktoren 72 utmater den forskjell som oppnås ved å subtrahere referansespen-ningen på eksempelvis 2,5 V (i dette eksempel) fra LPF 69 sin utgangsspenning, noe som er negativt når en vektor som er større enn en og positivt for en vektor som er mindre enn 1.

Styrespenningsgeneratoren 73 utmater en slik styrespenning at subtraktorens 72 utgangsspenning påvirkes til å gi 0 V.

Som beskrevet i det foregående kan nivåregulatoren 60 omforme et resultat av beslutningen angående vektorstørrelse til en spenning uten behov for en D/A-omformer, hvilket tillater en reduksjon i kretsens størrelse og effektforbruk.

UTFØRELSESFORM 3B

Figur 7 viser et blokkdiagram for en nivå- (eller forsterknings-)regulator med et enklere arrangement i overensstemmelse med illustrerende utførelsesform 3B i følge den foreliggende oppfinnelsen.

Nivåregulatoren 70 fra figur 7 er identisk med nivåregulatoren 60 fra figur 6 bortsett fra at en A/D-omformer 63 som er identisk med omformerne 631 og 632 i figur 6 har blitt basert foran en «digital» ortogonaldetektor 74 og en A/D-omformer har blitt eliminert i figur 7. Nærmere bestemt påføres et inngangssignal til forsterkeren 61 av variabel forsterkning, hvis utgående er forbundet med inngående fra A/D-omformeren 63, hvis utgående er forbundet med ortogonaldetektoren 62, Ax og Ay hvis utgående er forbundet med henholdsvis absoluttverdikalkulatorene 641 og 642. Videre er den øvrige del av nivåregulatoren 70 identisk med tilsvarende fra figur 6.

Siden elementer med samme henvisningstall er identiske med hverandre i figur 6 og 7, vil beskrivelsene av slike elementer bli utelatt.

Under drift blir et signal som har fått sitt nivå justert av forsterkeren 61 med variabel forsterkning prøvetatt ved hjelp av A/D-omformeren 63 så det blir et digitalt signal. Det nivåregulerte digitale signal oppløses av den digitale ortogonale detektor 74 i vektorelementer Ax og Ay. Siden ortogonaldetekteringen oppnås digitalt, er elementene Ax og Ay fri fra feil som ellers ville bli involvert i ortogonaldetektering.

I følge denne illustrerende utførelsesform blir det fra et ortogonalt modulert signal oppnådd de normaliserte komponenter Ax og Ay samt deres absoluttverdier |Ax| og |Ay|.

UTFØRELSESFORM 2B

Figur 8 viser et blokkdiagram av en differensialpåvisende demodulator med en feil-utmatingsevne (error output capability) i overensstemmelse med illustrerende utfø-relsesform 2B i følge oppfinnelsen. Den differensialpåvisende demodulator 80 er identisk med tilsvarende 50 fra figur 5 bortsett fra at førstnevnte er ytterligere forsynt med en subtraktor 84, idet dens subtraksjons-inngangsterminal 84B er forbundet med beslutningskretsens 53 inngangsterminal, idet en terminal for subtrahert inngang på subtraktoren 84 er forbundet med beslutningskretsens 53 utgang, og subtraktoren 84 frembringer et beslutningsfeilutgående 85.

Under drift subtraherer subtraktoren 84 demodulerte data 54 fra den detekterte forskjell som skal innmates til beslutningskretsen 53 til frembringelse av beslutningsfeilutgående 85.

Beslutningsfeilen kan benyttes til estimering av linjekvalitet, sannsynlighet for at det er nødvendig med feil korrigering av "soft decision", f rekvensfeil kompensasjon, ulik-het (diversity), etc. for å forbedre mottakskvaliteten og nøyaktigheten av informasjon som er nødvendig for administrering av systemet.

UTFØRELSESFORM 2C

Figur 9 viser et blokkdiagram av en krets som skal kombineres med den differensialpåvisende demodulator 80 fra figur 8 og forsyne den med en evne til utmating av linjekvalitetsestimat i overensstemmelse med illustrerende utførelsesform 2C i følge oppfinnelsen.

I figur 9 omfatter kretsen 90 en absoluttverdikalkulator 91 for beregning av absoluttverdien av en beslutningsfeilutgående fra subtraktoren 84 i figur 8; en adderer 92 for integrering av absoluttverdier av beslutningsfeil for hver tidsluke; og en konverteringstabell for konvertering av de integrerte absoluttverdier til et linjekvalitetsestimat.

Under drift får beslutningsfeilutgående fra subtraktoren 84 i figur 8 sin absoluttverdi beregnet i elementet 91. De beregnede absoluttverdier for hver av tidslukene inte-greres ved hjelp av addereren 92 for å gi en integrert verdi for luken. Hver av de integrerte verdier konverteres til et linjekvalitetsestimat ved hjelp av konverteringstabellen 93.

I følge denne utførelsesformen blir linjekvalitetsestimatene, som benyttes til eksempelvis et overlevert kriterium og dermed må være nøyaktig beregnet, oppnådd med høy presisjon uten anvendelse av noen komplisert krets.

UTFØRELSESFORM 2D

Figur 10 viser et blokkdiagram av en krets som skal kombineres med den differensialpåvisende demodulator 80 fra figur 8 og forsyne den med en kanaldekoder til oppnåelse av dekodede data ved hjelp av en beslutning (soft decision) i overensstemmelse med den illustrerende utførelsesform 2D i følge oppfinnelsen.

I figur 10 omfatter kretsen 100 en absoluttverdi-kalkulator 91 til beregning av absoluttverdien 102 for et beslutningsfeilutgående fra subtraktoren 84 i figur 8; og en kanaldekoder 101, med dens første inngående forbundet med utgående fra beslutningskretsen 53 i figur 8 og dens andre inngående forbundet med kalkulatorens 91 utgående 102, til levering av dekodede data ved hjelp av en beslutning (soft decision) som gjør anvendelse av kalkulatorens 91 utgående 102 som fasesannsynlighet. Fasesannsynligheten er en verdi som er indikerende for sannsynligheten av beslutningskretsens 53 utgående. Altså, desto mindre fasesannsynligheten er, desto mer sannsynlig er beslutningskretsens 53 utgående.

Kanaldekoderen 101 utfører dekoding ved hjelp av beslutningen (soft decision) ved anvendelse av fasesannsynligheten. Det å gjøre dette gir et dekodet utgående med en bedre særkarakteristikk sammenlignet med et tilfelle med anvendelse av utelukkende dekodet data 54 eller beslutningskretsens 53 utgående.

UTFØRELSESFORM 2E

Figur 11 viser et blokkdiagram av en krets som skal kombineres med den differensialpåvisende demodulator 80 fra figur 8 og forsyne den med et utgående frekvensstyringssignal i overensstemmelse med illustrerende utførelsesform 2E i følge oppfinnelsen.

I figur 11 omfatter kretsen 110 en gjennomsnittsverdikalkulator 111 til beregning av en gjennomsnittsverdi av beslutningsfeil som utmates fra subtraktoren 84 i figur 8; og en frekvensstyringssignal-generator 112 for generering av en frekvensstyrings-verdi som svar på gjennomsnittsverdien.

Under drift blir beslutningsfeii eller fasefeil som utmates fra subtraktoren 84 utjevnet til en gjennomsnittlig fasefeil ved hjelp av gjennomsnittsverdikalkulatoren 111. Siden fasefeilene ofte er forskjøvet henimot den positive side dersom frekvensen har en positiv feil og henimot den negative side dersom frekvensen har en negativ feil, antar den gjennomsnittlige fasefeil en positiv verdi dersom frekvensen har en positiv feil og den antar en negativ verdi ellers. Siden den gjennomsnittlige fasefeil er proposisjonen når det gjelder frekvensfeilen, blir frekvensfeilen eliminert ved å gjøre den gjennomsnittlige fasefeil til null.

Frekvensstyringssignal-generatoren 112 genererer en frekvenskontrollverdi slik at den gjennomsnittlige fasefeil gjøres til null. Frekvensstyringsverdien leveres til et radioparti, en ortogonaldetektor etc. og benyttes til å fjerne frekvensfeilen.

UTFØRELSESFORM 2F

Figur 12 viser et blokkdiagram av en differensialpåvisende demodulator med en ev-ne til frekvensfeilkorreksjon i overensstemmelse med illustrerende utførelsesform 2F.

Den differensialpåvisende demodulator 120 fra figur 12 er identisk med demodu-latoren 50 fra figur 5 bortsett fra at førstnevnte dessuten er forsynt med en frekvensfeilkorrigerende krets. I figur 12 er det som den differensialpåvisende demodulator 120 ytterligere er forsynt med en frekvenskorrigerende subtraktor 121 som har sin B-inngangsterminal forbundet med subtraktorens 52 utgående og sin utgangsterminal forbundet med beslutningskretsens 53 utgående; en subtraktor 84 med sin A-inngående terminal forbundet med beslutningskretsens 53 utgående og sin B-inngående terminal dessuten forbundet med subtraktorens 52 utgående; og en gjennomsnittsverdi-kalkulator 111 med sitt utgående forbundet med et A-inngående fra den frekvenskorrigerende subtraktor 121.

Under drift av frekvensfeilkorreksjon, blir faseforskjellen 122 fra subtraktoren 52 subtrahert med en gjennomsnittlig fasefeil 125 som leveres fra gjennomsnittsverdikalkulatoren 111, og får sin frekvensfeil fjernet i den frekvenskorrigerende subtraktor 121.

Beslutningskretsen 53 utmater dekodet data på basis av de to øvre biter fra den feilforskjøvne faseforskjell fra den frekvenskorrigerende subtraktor 121.

Faseforskjellen 122 fra subtraktoren 52 subtraheres med de dekodede data 123 fra beslutningskretsen 53 i subtraktoren 84, hvilken utmater en forskjell 124. Gjennomsnittsverdi kalkulatoren 111 utjevner og tilfører forskjellene 124 til subtraktorens 121 A-inngang. Forskjellenes 124 gjennomsnittsverdi 125 antar igjen en positiv verdi for en positiv frekvensfeil og en negativ verdi for en negativ frekvensfeil. Siden gjennomsnittsverdien 125 er proporsjonal med frekvensfeilen 124, bevirker subtrahering av den gjennomsnittlige fasefeil 125 fra faseforskjellen 122 i den frekvenskorrigerende subtraktor 121 at frekvensfeilen blir fjernet.

I følge denne illustrerende utførelsesform blir en frekvensfeil fjernet fra det dekodede data, hvilket tillater en forbedring i fehandelen. Dette oppnås uten anvendelse av en frekvensstyringssignal-generator utelukkende ved å addere en frekvenskorrigerende subtraktor og en absoluttverdi-kalkulator og eliminerer behovet for å frembringe et radiofrekvensparti med en frekvensfeilkorrigerende korreksjon.

UTFØRELSESFORM 2G

Figur 13 viser et blokkdiagram av en differensialpåvisende demodulator (eller differensialdetektor) i en første multippelkonfigurasjon i overensstemmelse med illustrerende utførelseform 2G i følge oppfinnelsen. I figur 13 omfatter differensialdetektoren 113 to grener en og to med differensialdetekotrer 131-1 og 131-2 som hver skal bevirke differensialdetektering av inngående signaler Axi og Ayi for grenen i (i = 1,2) og levere demodulerte data og fasesannsynlighetsdata; samt en velger 132 for å velge ut en av demodulerte data fra de to grener eller detektorer 131 på basis av fasesannsynlighetsdata fra de to detektorer 131.

Hver av forskjel lsd etektorene 131-1 og 131-2 omfatter en forskjel Isdetektor 80 (vist i figur 8) som utmater de demodulerte data gjennom den linje som er betegnet med A omsluttet av en sirkel og fasefeil gjennom den linje som er betegnet med B omsluttet i en sirkel; og en absoluttverdi-kalkulator 91 (vist i figur 9) til beregning av gjennomsnittet av fasefeil og levering av gjennomsnittet i form av fasesannsynligheten.

Fasesannsynligheten indikerer sannsynligheten for tilsvarende demodulerte data, og viser en mindre verdi for mer sannsynlige demodulerte data. Av denne årsak vi! velgeren 132, på basis av en sammenligning mellom begge greners fasesannsynligheter, velge og utmate de demodulerte data fra den gren i hvis fasesannsynlighet er minst. Dersom eksempelvis sannsynligheten for gren 1 er mindre enn tilsvarende fra gren 2, vil i såfall velgeren 132 velge å utmate det demodulerte data fra gren 1 eller differensialdetektoren 131-1.

På denne måte oppnås en symbolvendende uensartethet, hvilket muliggjør en forbedring av mottakskvaliteten.

UTFØRELSESFORM

Figur 14 viser et blokkdiagram av en differensialpåvisende demodulator (eller differensialdetektor) i en andre multippelkonfigurasjon i overensstemmelse med illustrerende utførelsesform 2H i følge oppfinnelsen. Differensialdetektoren 140 fra figur 14 er identisk med tilsvarende fra figur 13 bortsett fra at en buffer 143 til midlertidig lagring av demodulerte data har blitt ført inn langs den linje som er betegnet med et henvisningsmerke A som er omgitt av en sirkel og at en integrator 145 til integrering elter akkumulering av absoluttverdier fra elementet 91 har blitt ført inn etter absoluttverdikalkulatorene 91 i hver gren eller differensialdetektorer 141-i i figur 140.

Under drift i hver gren eller differensialdetektorer 144-i, blir fasesannsynlighetsdata som utmates fra en absoluttverdikalkulator 91 for hvert forutbestemt tidsrom akkumulert til en oppsummert fasesannsynlighet 146-i ved hjelp av en integrator 145, og de blir deretter utmatet til velgeren 142, mens demodulerte data som utmates fra en differensialdetektor 80 lagres i en buffer 143 i det samme forutbestemte tidsrom, og deretter utmates til velgeren 142.

Den oppsummerte fasesannsynlighet som er akkumulert i løpet av et forutbestemt tidsrom indikerer sannsynligheten for demodulerte data som er lagret i bufferen 143 i løpet av det samme forutbestemte tidsrom, og viser en mindre verdi for mer sannsynlige demodulerte data. Av denne årsak velger velgeren 132, på basis av en sammenligning mellom begge greners oppsummerte fasesannsynligheter, og utmater de demodulerte data fra gren i hvis oppsummerte fasesannsynlighet er minst.

Siden uensartethet oppnås ved anvendelse av en oppsummert fasesannsynlighet som et kriterium, er denne illustrerende utførelsesform mer effektiv enn tilsvarende fra figur 13 særskilt når linjetilstanden endres langsomt.

På denne måte oppnås en symbolvendende uensartethet, hvilket muliggjør en forbedring av mottakskvaliteten.

UTFØRELSESFORM 4

Figur 15 viser et blokkdiagram med en illustrerende utførelsesform av en datamottaker som oppnås ved å kombinere kretsene fra utførelsesformene 1A (figur 1), 3B (figur 7), 2C (figur 9), 2D (figur 10) og 2F (figur 12).

Denne kombinasjon tillater en ytterligere reduksjon i antallet komponenter.

I figur 15 omfatter data mottakeren nivåstyreren fra figur 7 til frembringelse av normaliserte komponenter Ax og Ay og absoluttverdier |Ax| og |Ay[ for et ortogonalt modulert inngangssignal; en subtraktor 13; og en kvandrantkalkulator 15; samt omformer 17. Subtraktoren 13, kvandrantkalkulatoren 15; og omformeren 17 kan beregne etg (Ay/Ax) ved anvendelse av Ax, Ay |Ax| og |Ay|. Således utgjør denne kombinasjon cotangenskalkulatoren 10 fra figur 1.

Datamottakeren omfatter videre et forsinkelseselement 51, subtraktorer 52, 84 og 121, en beslutningskrets 53 og en gjennomsnittsverdi-kalkulator 111, hvilket utgjør den differensialpåvisende modulator 120 fra figur 12. Datamottakeren omfatter videre en absoluttverdikalkulator 91, en subtraktor 92, omforming til lagring av linje-kvalitetsverdier, hvilket utgjør kretsen 90 fra figur 9. Videre omfatter datamottakeren også en kanaldekoder som benytter utgående fra absoluttverdikalkulatoren 91, som svarer til kretsen 100 fra figur 10.

Under drift er det ortogonalt modulerte inngangssignal således justert at Ax- og Ay-komponenten tilfredsstiller Ax<2> + Ay<2> = 1, og en polarkoordinat-ekvivalent 46/ti beregnes i den krets som er betegnet med 10. Polarkoordinat-ekvivalenten blir diffe-rensialpåvist mens den får en frekvensfeil korrigert i den differensialpåvisende krets 120 for å gi et frekvenskorrigert dekodet data fra beslutningskretsen 53 og en fasefeil fra subtraktoren 84. Det dekodede data underligges en beslutning (soft decision) i kretsen 100, og endelig dekodet data utmates fra kanaldekodere 101, mens fase-feilen omdannes ved hjelp av kretsen 90 til et linjekvalitetsestimat, hvilket utmates fra konverteringstabellen 93.

Linjekvalitetsestimatet kan benyttes som et kriterium for overlevering. Videre kan fasesannsynlighetsdata som utmates fra absoluttverdikalkulatoren 91 og en sum som utmates fra addereren 92 benyttes for å oppnå en symbolvendende uensartethet slik som i utførelsesformene 2G (figur 13) og 2H (figur 14).

Slik det sees fra beskrivelsen i det foregående, har datamottakeren i overensstemmelse med denne illustrerende utførelsesform følgende egenskaper:

1) automatisk nivåstyring av inngangssignalet

2) fjerning av frekvensfeil

3) forbedret feilandel ved hjelp av "soft decision" feilkorrigering ved

hjelp av en kanaldekoder

4) høypresisjons linjekvalitetsestimering.

UTFØRELSESFORM 21

Figur 16 viser et blokkdiagram av en differensialpåvisende demodulator med en innebygd nivåstyrer i overensstemmelse med illustrerende utførelsesform 21 ifølge oppfinnelsen. Nivåstyreren i følge denne utførelsesform mottar slike inngangssignaler Ax og Ay at Ax<2> + Ay<2> = Z (Z er forskjellig fra 1) og beregner 46/Tt.

Ved å anta 8 = etg (Ay/Ax), fra ligning (1) oppnås

Feilen mellom ligningens (1) to sider er for det meste ca. 1,8. Verdien Z kan skrives som

Figur 17 viser forskjellen mellom de tilfeller hvor Z tilnærmes ved hjelp av ligningene (4) og (5). Dersom Z skal beregnes i en digital krets, er anvendelse av ligningen (5) mer fordelaktig fordi 0,375 = 2"<2> + 2"<3>, dvs., 0,375 kan beregnes ved bitskifting i stedet for multiplisering med 0,375. Således blir den differensialpåvisende demodulator 160 arrangert på basis av ligningene (3) og (5).

I figur 16 omfatter den differensialpåvisende demodulator 160 absoluttverdikalkulatorer 11-1 og 11-2 til beregning av absoluttverdier for inngående vektorelementer

Ax og Ay; en cotangens-beregningssubtraktor 13 til beregning av verdien for |Ax| - |Ay|; en kvadrantkalkulator 161 til levering av første og andre kvadrantinformasjon på basis av Ax og Ay; en velger 162 for å separat levere den største og minste av |Ax| og |Ay| gjennom henholdsvis utgangsterminalene MAX og MIN, på basis av absoluttverdiene; en 2-biters skifter 163 for å skifte MIN-utgående to biter til høyre; en 3-biters skifter 164 for å skifte MAX-utgående tre biter til høyre; en adderer 165 for å addere utgående fra den 2-biters skifter 163 og den 3-biters skifter 164 til frembringelse av en verdi for MIN (|Ax|, |Ay|) x 0,375; en adderer 176 for å adderer velgerens 162 MAX-utgående og addererens 165 utgående til frembringelse av verdien for Z; en 1 -bits skifter 168 for å skifte addererens 166 utgående en enkelt bit til høy-re til frembringelse av verdien for 2 Z; en adderer 167 for å addere addererens 166 utgående og 1-bits skifterens 168 utgående til frembringelse av verdien for 3 Z; en velger 169 for selektivt å levere en av verdiene 0, Z, 2 Z og 3 Z i samsvar med den andre kvadrantinformasjon fra kvadrantkalkulatoren 161; en fortegnsbestemmer 143 til invertering av fortegnsbiten fra subtraktorens 13 utgående i overensstemmelse med den andre kvadrantinformasjon; en faseforskyvende adderer 37 for å addere velgerens 169 utgående, fortegnsbestemmerens 13 utgående og den andre kvadrantinformasjon; et forsinkelseselement for å forsinke faseforskyvningsaddererens 37 utgående i et tidsrom på et symbol; en differensialpåvisende subtraktor 52 til utførelse av differensialdetektering ved å subtrahere forsinkelsens 51 utgående fra forsinkelsens 51 inngående; en absoluttverdi-kalkulator 172 til utmating av absoluttverdien og fortegnbiten fra subtraktorens 52 utgående; subtraktorer 173 til 175 for å subtrahere Z, 2 Z og 3 Z fra absoluttverdikalkulatorens 172 utgående, og en dekoder 176 til frembringelse av dekodet data ved hjelp av en kombinasjon av koder som utmates fra absoluttverdikalkulatoren 172.

Under drift utfører den differensialpåvisende demodulator 160 i følge denne utfø-relsesform differensialdetektering på {49Z/tu) som oppnås ved å multiplisere begge sider av den ligning som viser relasjonen mellom 8 og |Ax| - |Ay| med Z, og dekode data som uttrykkes ved en kombinasjon av fortegnende for de verdier som oppnås ved å subtrahere 0, Z, 2 Z og 3 Z fra absoluttverdikalkulatoren 172.

Nærmere bestemt får inngående vektorelementer Ax og Ay deres absoluttverdier beregnet ved hjelp av henholdsvis absoluttverdikalkulatorene 11-1 og 11-2. Subtraktoren 13 beregner |Ax| - [Ay|.

De beregnede absoluttverdier innmates til velgeren 162 og de største og minste utmates gjennom MAX- og MIN-utgangsterminalene under styring av fortegnet fra subtraktoren 13 subtraksjonsresultat. Utgående fra MIN skiftes to biter til høyre ved hjelp av 2-biters skifteren 162 og skiftes tre biter til høyre ved hjelp av 3-biters skifteren 164, og adderes sammen ved hjelp av addereren 165. MAX-utgående fra velgeren 162 og addererens 165-utgående adderes sammen ved hjelp av addereren 166 for å gi verdien på Z, hvilket er en tilnærmet verdi som finnes ved hjelp av Z = MAX (|Ax|, |Ay|) + MIN (|Ax|, |Ay|) x 0,375.

Verdien på Z skiftes en bit til venstre ved hjelp av 1-bit-skifteren 168 for å gi verdien på 2 Z, hvilket adderes til addererens 166 utgående for å gi verdien på 3 Z.

Inngangssignalene Ax og Ay blir også matet inn til kvadrantinformasjonsgeneratoren 161, hvilken utmater første kvadrantinformasjon som indikerer den kvadrant hvor vektoren {Ax, Ay) ligger og andre kvadrantinformasjon hvilket er 1 dersom vektoren {Ax, Ay) ligger i første eller tredje kvadrant og 0 ellers.

Subtraktorens 13 utgående eller |Ax| - |Ay| blir fortegnsinvertert ved hjelp av fortegnsbestemmeren 43 dersom andre kvadrantinformasjons verdi er 1 og ellers utmatet som de er. Det utgående fra fortegnsbestemmeren 43 adderes ved hjelp av den faseforskyvende adderer 37 til den andre kvadrantinformasjon fra elementet 161 og velgerens 169 utgående. Siden tilstøtende utgående verdier fra addereren 37 må få sin forskjell (differensial) utarbeidet ved hjelp av subtraktoren 52, blir velgeren 169 styrt slik av den andre kvadrantinformasjon at den utmater faseforskjellen mellom kvadranten for symbolet og den første kvadrant.

Addererens 37 utgående leveres til forsinkelseselementet 51 og subtraktoren 52. Forsinkelseselementet 51 forsinker addererens 37 utgående i et tidsrom på et symbol for å mate ut addererens 37 tidligere utgangsverdi. Den aktuelle utgangsverdi fra addereren 37 blir i subtraktoren 52 subtrahert ved hjelp av addererens 37 tidligere utgangsverdi. Absoluttverdikalkulatoren 172 utmater absoluttverdien og fortegnsbiten for det utgående fra subtraktoren 52. Dekoderen 176 leveres med en fortegnsbit fra absoluttverd i kalkulatorens 172 inngangssignal, og fortegnsbiter som oppnås ved hjelp av subtraktorene 173 til 175 som subtraherer Z, 3 Z og 2 Z fra absoluttverdien, og utmater dekodede data som uttrykkes ved en kombinasjon av de fire fortegnsbiter.

I motsetning til utførelsesformene 3A og 3B som er vist i figur 6 og 7, kan den foreliggende utførelsesform bevirke nivåstyringen innen et demodulerende parti uten behov for å styre et radiofrekvensparti, hvilket tillater et mer stabilt og presist mottak.

UTFØRELSESFORM 2J

Figur 18 viser et blokkdiagram av en differensialpåvisende demodulator med en forenklet nivåjusterende krets som er innebygd i overensstemmelse med illustrerende utførelsesform 2J i følge oppfinnelsen. I figur 18 omfatter kretsen for beregning av verdien på Z elementet 11-1 og 11-2,13, 62 til 66 og den er identisk med den tilsvarende krets fra figur 16. Den differensialpåvisende demodulator 180 omfatter videre en kvadrantinformasjons-generator til frembringelse av et første og et andre kvadrantinformasjons-utgående; en fortegnsbestemmer43 til invertering av fortegnet på subtraktorens 13 utgående som svar på en første kvadrantinformasjons-utgående; et forsinkelseselement 51 for å forsinke fortegnsbestemmerens 43 utgående i et tidsrom på et symbol; en subtraktor 52 for å bevirke differensialdetektering ved å subtrahere forsinkelsens 51 utgående fra fortegnsbestemmerens 43 utgående; en absoluttverdikalkulator 171 til beregning av absoluttverdien på subtraktorens 52 utgående, en subtraktor 172 for å subtrahere verdien av Z fra absoluttverdien; et forsinkelseselement 182 til lagring av en første kvadrantinformasjons-utgående i stedet for det nærmest foregående symbol; og en dekoder 183 til dekoding av data på basis av en kombinasjon av de fortegn som utmates fra absoluttverdikalkulatoren 171, subtraktoren 172, kvadrantinformasjons-generatoren 181 første utgangsterminal og forsinkelseselementet 182.

Under drift får subtraktorens 13 utgående sin fortegnsbit invertert ved hjelp av fortegnsbestemmeren 43 dersom vektoren (Ax, Ay) ligger i første eller tredje kvadrant. Fortegnsbestemmerens 43 utgående har en verdi som spenner fra -Z til Z, og blir i subtraktoren 52 subtrahert med den tidligere utmatede verdi av fortegnsbestemmeren 43 som har vært forsinket i løpet av et tidsrom på et symbol ved hjelp av forsinkelseselementet 51.

Subtraktorens 52 utgående har en verdi som spenner fra -2xZ til 2xZ. For å kunne vite i hvilke områder fra -2xZ til -Z, fra -Z til Z og fra Z til 2xZ, subtraktorens 52 utgående tilhører, blir absoluttverdien av subtraktorens 52 utgående beregnet av absoluttverdikalkulatoren 171. Den beregnede verdi spenner fra 0 til 2xZ. Subtraktoren 172 subtraherer verdien av Z fra kalkulatorens 171 utgående.

Deretter kan dekoderen 176 dekode data på basis av informasjon angående hvilke av områdene fra -2xZ til -Z, fra -Z til Z og fra Z til 2xZ som subtraktorens 52 utgående tilhører, informasjon som gis ved hjelp av kvadrantinformasjonsgeneratorens 161 andre utgående angående en kvadrant som vektoren (Ax, Ay) hører til (andre kvadrantinformasjonsutgående), og en andre kvadrantinformasjonsutgående for det nærmest foregående symbol eller forsinkelsens 182 utgående.

En differensialpåvisende demodulator i følge denne utførelsesform er et mer forenklet arrangement enn den fra figur 16, hvilket tillater en ytterligere reduksjon i stør-relse og effektforbruk for et system som inkorporere en differensialpåvisende demodulator i overensstemmelse med denne utførelsesform.

Selv om de illustrerende utførelsesformer 2G og 2H fra figurene 13 og 14 har multippel arrangement som omfatter to grener, kan de ha et hvilket som helst antall grener.

Det skal bemerkes at dersom en datamottaker omfatter et antall grener hvis prøve-takingsfaser er forskjellige fra hverandre, kan den fasesannsynlighet som oppnås ved hjelp av arrangementet fra figur 13, den integrerte verdi av fasesannsynlighet som oppnås ved hjelp av arrangementet fra figur 14 og det linjekvalitetsestimat som oppnås ved hjelp av arrangementet fra figur 15 benyttes som et kriterium til utvelgelse av en gren med den optimale prøvetakingsfase.

Mange vidt forskjellige utførelsesformer i følge den foreliggende oppfinnelse kan konstrueres uten avvik fra ideen og rekkevidden i følge den foreliggende oppfinnelse. Det skal bemerkes at den foreliggende oppfinnelse ikke er begrenset til det spe-sifikke utførelsesformer som er beskrevet i den foreliggende beskrivelse, bortsett fra som definert i de vedlagte krav.

Claims (11)

1. Vinkelkalkulator, omfattende: et middel for å beregne absoluttverdier |Ax| og |Ay| fra inngangssignaler Ax og Ay hvilke tilfredsstiller Ax<2> + Ay<2> = 1, og et middel for å finne en verdi for |Ax|-|Ay| fra absoluttverdiene |Axj og |Ay|, karakterisert ved at vinkelkalkulatoren ytterligere omfatter: et middel som gir respons på fortegnsbit Sx og Sy fra henholdsvis inngangssignalene Ax og Ay, og bestemmer data for en kvadrant hvor en vektor (Ax, Ay) ligger i, ved å anvende fortegnsbitene Sx og Sy; og et middel for å beregne en verdi 6, hvor 9 = arctan (Ax/Ay), ved å anvende verdien for |Ax| - |Ay| og nevnte bestemte kvadrantdata på basis av første ligninger:

2. Vinkelkalkulatoren i samsvar med krav 1, karakterisert ved at vinkelkalkulatoren ytterligere omfatter: middel som gir respons for fortegnsbitene Sx og Sy fra henholdsvis signalene Ax og Ay, og genererer et styringssignal, hvor styringssignalet er logisk «1» dersom fortegnsbitene er identiske med hverandre og ellers er logisk «0»; middel for levering av en 1-s kompliment av signalet Ax dersom styringssignalet er 1 og ellers leverer signalet Ax som det er, som et fortegnsjustert utgangssignal; middel for å finne en sum av det fortegnsjusterte utgangssignalet og signalet Ay; og et middel for å levere en 1-s kompliment av summen dersom fortegnsbiten Sx er 1 og ellers leverer summen som den er, som en fortegnsjustert sum; og hvori nevnte del som beregner verdien for 9 omfatter: et middel som gir respons til verdien nevnte kvadrantdata og beregner verdien på 9 ved anvendelse av den fortegnsjusterte summen og andre likninger utledet fra de første likningene:

3. Kalkulator i samsvar med krav 2, karakterisert ved at nevnte kvadrantdata er 1, 3, -3 og -1 for henholdsvis (Sx, Sy) = (0,0), (1,0), (1,1) og (0.1); og midlet for beregning av verdien på 9 omfatter en del for å addere nevnte kvadrantdata til den fortegnsjusterte summen.

4. Differensialdetektor som kan drives med redusert strømforbruk og som er forsynt med en vinkelkalkulator som definert i krav 1 eller 2, karakterisert ved at differensialdetektoren omfatter: middel for å motta verdien på 9 og levere en symbolforsinket versjon av verdien på 9; middel for å subtrahere den symbolforsinkede versjon fra verdien på 0 til frembringelse av en faseforskjell; og et beslutningsmiddel som tilveiebringer et dekodet signal på basis av faseforskjellen fra subtraheringsmidlet.

5. Differensialdetektor i samsvar med krav 4, karakterisert ved at differensialdetektoren ytterligere omfatter: middel for å detektere en feil mellom det dekodede signal fra beslutningsanordningen og faseforskjellen.

6. Differensialdetektor i samsvar med krav 5, karakterisert ved at differensialdetektoren ytterligere omfatter: middel for å beregne en absoluttverdi av feilen; middel for å akkumulere absoluttverdiene til en sum; og middel for å lagre et sett linjekvalitetsestimater og levering av ett av settet av linjekvalitetsestimater som knyttes til summen i form av et linjekvalitetsestimat.

7. Differensialdetektor i samsvar med krav 5, karakterisert ved at differensialdetektoren ytterligere omfatter: middel for å beregne en absoluttverdi av feilen; og en kanaldekoder for å utføre en beslutning (soft decision) angående data som skal dekodes ved anvendelse av feilens absoluttverdi.

8. Differensialdetektor i samsvar med krav 5, karakterisert ved at differensialdetektoren ytterligere omfatter: middel for å beregne en gjennomsnittsverdi av feilene; og middel for å generere et styringssignal for fjerning av en frekvensfeil.

9. Differensialdetektor i samsvar med krav 5, karakterisert ved at differensialdetektoren ytterligere omfatter: middel for å beregne en gjennomsnittsverdi av feilene; og middel som settes inn mellom subtraheringsmidlet og beslutningsmidlet og for å forårsake at gjennomsnittsverdien forskyver en frekvensfeil i faseforskjellen.

10. Multippel differensialdetektor, karakterisert ved at den multiple differensialdetektoren omfatter: et antall grener som hver omfatter en differensialdetektor i samsvar med krav 5 og et middel for å beregne en absoluttverdi av feilen; og middel som virker på basis av absoluttverdiene fra antallet grener til utvelging og utmating av en av de dekodede signaler som leveres fra differen-sialdetektorenes beslutningsanordning i antallet grener.

11. Multippel differensialdetektor i samsvar med krav 10, karakterisert ved at hver enkel av antallet grener ytterligere omfatter: middel for å integrere absoluttverdiene for et antall symboler i en integrert verdi; og en buffer til temporær lagring av de dekodede signaler fra beslutningsanordningen, og hvori delen som velger og utmater virker på basis av de integrerte verdier i stedet for absoluttverdiene.