JP3856555B2 - 位相角検出器及びそれを利用した周波数弁別器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多値直交振幅変調方式（多値ＱＡＭ Quadrature amplitude modulation) において受信信号の搬送波周波数と復調用の基準搬送波周波数との差分を検出する周波数弁別器、及びその周波数弁別器内で受信信号の位相平面上での位相角を検出する位相角検出器に関し、簡単な回路構成で受信信号の位相角の上下関係及びその程度を検出することができる位相角検出器及びそれを利用した周波数弁別器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年において、ケーブルテレビをデジタル多チャンネル化することが検討され、６４値ＱＡＭや２５６値ＱＡＭ方式による変調方式が採用されつつある。多値直交振幅変調方式は、２n 種類の符号を２n 個の信号点に対応させ、送信したい符号を対応する信号点の実数値に対応するＩチャネル信号（以下単にＩ信号と称する。）と虚数値に対応するＱチャネル信号（以下単にＱ信号と称する。）を利用して、それぞれの信号点の情報を送信する。Ｉ信号とＱ信号とに９０゜位相がずれた搬送波信号がそれぞれ乗算され、それらを加算した信号が、送信用の搬送波周波数まで引き上げられて送信される。
【０００３】
受信側では、シンボルレートまでダウンコンバートされた後、９０゜位相がずれた基準搬送波信号を乗算されてベースバンドのＩ信号とＱ信号に復調される。受信側で生成される基準搬送波信号の発信器が製造ばらつきや経時変化等により変動するため、受信回路内にはキャリアリカバリ回路と呼ばれる搬送波再生回路が設けられ、送信側の搬送波信号と同じ周波数の基準搬送波信号が生成される。
【０００４】
更に、搬送波再生回路は、受信信号の信号点の位相と本来の信号点の位相との差をなくす様に基準搬送波信号の周波数の引き込み制御を行うが、多値直交振幅変調方式では、信号空間における信号点の配置間隔が狭いので、搬送波再生回路のＰＬＬ回路のキャプチャーレンジと呼ばれる引き込み範囲が狭く、復調時には高精度の基準周波数を再生することが必要である。そして、搬送波再生回路のキャプチャーレンジを拡大する方法として、受信信号の搬送波周波数と基準搬送波周波数との差を検出する周波数弁別器が利用され、それにより検出された周波数差が、搬送波再生回路の制御基準として利用され、より広いレンジの周波数差の検出を可能にする。
【０００５】
図１は、６４ＱＡＭにおける位相平面上での信号点の配置例を示す図である。図１に示される通り、Ｉチャネル側の実軸とＱチャネル側の虚軸とで構成される位相平面上に、６４個の信号点（図中黒点）が配置される。これらの６４個の配置された信号点には、例えば６ビットの符号列が割り当てられる。割り当てられた信号点に対応するＩ軸上の座標とＱ軸上の座標とが、それぞれＩ信号、Ｑ信号として送信される。
【０００６】
そして、受信信号の搬送波周波数に対して受信側の基準搬送波の周波数がずれると、復調された信号点は、時計回りまたは反時計回りに回転する。例えば、受信信号の搬送波周波数Ｆinが復調用の基準搬送波周波数Ｆloより小さい場合は、連続して復調された信号点は、例えば図中の信号点Ｐ１からＰ２へと、反時計方向に回転する。従って、連続する信号点間の位相角を検出することにより、両搬送波周波数の差Δｆを求めることができる。尚、両搬送波周波数ＦinとＦloとが一致する場合は、信号配置点は静止する。
【０００７】
図２は、従来の周波数弁別器の例を示す図である。図２に示された周波数弁別器では、Ｉチャネル入力端子及びＱチャネル入力端子には、それぞれ、受信信号にＩチャネルとＱチャネルとで９０゜位相が異なる復調用の基準搬送波信号が乗算されたＩ信号とＱ信号の分離後の信号が入力される。位相角検出回路１０は、Ｉ信号とＱ信号から数値演算のｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）を行い、復調された信号点の位相th1 を求める。そして、連続して復調される信号点の位相差dth が位相差検出回路１４にて求められる。位相差検出回路１４は、信号点の位相th1 （図１中のθ）を復調用の基準クロックで遅延させる遅延フリップフロップ１５と、連続する信号点の位相th1 とth2 との差を求める加算器１６と、加算器１６の出力th2 −th1 から、絶対位相差dth を求める変換器１７とを有する。
【０００８】
一方、周波数弁別器は、Ｉ信号とＱ信号とから復調した信号点の振幅ｄ１を求める振幅検出回路１２と、図１に示されたマスク円Ｓの外側の信号点が連続して復調されたことを検出する信号点検出回路１８とを更に有する。振幅検出回路１２で、数値演算（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）1/2 が行われて信号点の振幅ｄ１が求められ、その振幅ｄ１がマスク円Ｓの半径ｌｍとが比較器１９により比較される。ｄ１＞ｌｍの場合に、出力ｄ２がＨレベルになり、遅延フリップフロップ２０とＡＮＤゲート２１により、連続してマスク円Ｓの外側の信号点が受信された時に、出力Ｄ４がＨレベルとなる。
【０００９】
この検出信号ｄ４に応答して、完全積分器２２が位相差dth を累積する。即ち、完全積分器２２は、加算器２３と、検出信号ｄ４がＨレベルの時に加算器２３の出力をラッチするフリップフロップ２４とを有する。
【００１０】
以上の様に、従来の周波数弁別器は、マスク円Ｓの外側の信号点が連続して検出された時のそれらの連続する信号点間の位相差を求め、それを累積する。受信信号の搬送波周波数と復調用の基準搬送波周波数との周波数差に応じて、信号点が反時計方向或いは時計方向に移動するので、その位相差dth の累積値から、周波数差をずれ方向も含めて、出力端子ＯＵＴに出力することができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２に示された周波数弁別器を一般的な論理回路で構成する場合、信号点の位相平面上での位相角を求める位相角検出回路１０は、数値演算ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）を行う演算回路が不可欠である。かかる複雑な演算ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）を行う論理回路は、回路規模が大きくなり集積化には適さない回路構成となる。複雑な演算回路に替えて計算結果をルックアップテーブルで構成したとしても、そのテーブルに要するチップコストは大きく、根本的な解決にならない。
【００１２】
そこで、本発明の目的は、簡単な回路構成で、信号点の位相平面上での位相角を求めることができる位相角検出回路を提供することにある。
【００１３】
更に、本発明の別の目的は、簡単な回路構成で、信号点の位相平面上での位相角を求めることができる位相角検出回路を利用して、回路規模の小さい周波数弁別器を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成する為に、本発明の位相角検出回路は、復調回路で分離されたＩチャネル信号またはＱチャネル信号を、信号点の位相平面上での第１〜第４象限に応じてそれぞれ設定した演算式で変換して、信号点の位相平面上での角度（位相角）を所定の一次元座標上に対応付けることを特徴とする。
【００１５】
より具体的には、信号点の位相平面上の任意の象限の境界位置から３６０゜回転した元の境界位置までの位相角を、所定の一次元座標上に割り当てる。そして、一次元座標上の座標値を、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号とから検出される信号点の第１〜第４象限に応じて設定された演算式により求める。この演算式は、任意の式で実現できるが、できるだけ簡単な回路で実現できるように、その演算式もできるだけ簡単な式が選ばれる。
【００１６】
信号点が第１象限か、第２象限か、第３象限か、或いは第４象限かの検出は、例えば、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号の最上位ビットの組み合わせからきわめて容易に行うことができる。その検出結果に応じて、最大で４種類の演算回路の出力を選択するだけで、一次元座標上に割り当てられた位相角値が生成される。
【００１７】
後述する実施の形態例で明らかになるが、演算回路を簡単にすることにより、一次元座標上に置換された位相角値は必ずしもリニアリティを有しないが、その位相角検出回路を利用した周波数弁別器は、少なくとも周波数差の程度と方向（プラス方向か或いはマイナス方向か）とを検出することができる。この検出された周波数差の程度と方向を基準にして、搬送波再生回路は受信搬送波信号と復調用の基準搬送波信号との位相差を広いレンジにおいて検出することができ、その位相差を利用して搬送波再生回路を構成するＰＬＬ回路のローカル搬送波信号の引き込みが可能になる。
【００１８】
上記の目的を達成するために、本発明は、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号により特定される信号点の位相平面上の位相角を検出する位相角検出回路において、
前記Ｉチャネル信号及び／又はＱチャネル信号に応答して前記信号点の位相平面上での象限を判定し象限判定信号を生成する象限判定部と、
前記象限判定信号に対応する前記Ｉチャネル信号又はＱチャネル信号を利用した演算により、前記位相平面上の位相角を所定の一次元座標上に変換する位相角演算部とを有することを特徴とする。
【００１９】
更に、上記の目的を達成するために、本発明は、直交振幅変調波との搬送波と復調用基準搬送波との周波数差を検出する周波数弁別器において、
Ｉチャネル信号及び／又はＱチャネル信号から前記信号点の位相平面上での象限を判定し象限判定信号を生成する象限判定部と、前記象限判定信号に対応する前記Ｉチャネル信号又はＱチャネル信号を利用した演算により、前記位相平面上の位相角を所定の一次元座標上に変換する位相角演算部とを有する位相角検出回路と、
前記位相角検出回路から検出された前記一次元座標上の位相角を供給され、所定のマスク円Ｓの外側の信号点が連続して復調された時に、連続する信号点間の位相角差を累積する積分回路とを有することを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態の例について図面を参照して説明する。しかしながら、かかる実施の形態例が本発明の技術的範囲を限定するものではない。
【００２１】
［多値直交振幅変調（ＱＡＭ）方式］
実施の形態例の位相角検出回路を説明する前に、多値直交振幅変調方式について説明する。
【００２２】
図３は、多値ＱＡＭ方式の変調器の概略図である。送信情報を有する信号Ｄinが、マッピング回路３０により、Ｉ信号とＱ信号とにマッピングされる。例えば、信号Ｄinが６個のビット列の信号であるとすると、２6 （＝６４）種類のビット列信号が、図１に示された様な信号点にマッピングされる。具体的には、マッピング回路３０はシリアル・パラレル変換回路であり、６個のビット列の最初の３個のビット列をＩ信号の３ビット信号に、後半の３個のビット列をＱ信号の３ビット信号に割り当てる。その結果、６４種類のビット列信号が６４個の信号点に符号化される。
【００２３】
Ｉ信号、Ｑ信号はそれぞれロー・パス・フィルタであるルートナイキスト・フィルタ３２，３４を通過し、第２の基準周波数Ｆlo2 を有しそれぞれ９０゜位相がずれた基準搬送波信号を乗算回路３４，３５で乗算され、加算器３７で加算される。加算されたデジタル信号Ｓ１０は、Ｄ／Ａ変換回路３８でクロックＣＬＫに同期したアナログ信号Ｓ１２に変換される。そして、最後に第１の基準周波数Ｆlo1 を有する基準搬送波信号を乗算回路３９で乗算され、搬送波周波数Ｆout を有する高周波の送信信号ＲＦが送信される。したがって、搬送波周波数は、Ｆout ＝Ｆlo1 ＋Ｆlo2 となる。
【００２４】
図４は、多値ＱＡＭ方式の復調器の概略図である。図示しないチューナで選択された高周波の受信信号ＲＦは、バンドパス・フィルタ４０を通過後、乗算器４２にて、復調用の第１の基準周波数Ｆlo1 を有する第１の基準搬送波信号が乗算され、シンボルレートまでダウンコンバートされる。かかるダウンコンバートされた信号は、ローパス・フィルタ４４を通過して、基準クロックＣＬＫに同期してＡ／Ｄ変換回路４６でサンプリングされ、デジタル信号Ｓ２０に変換される。
【００２５】
この信号Ｓ２０には、Ｉ信号とＱ信号とが混在しており、その信号Ｓ２０は、乗算器４８，５０にて、第２の基準搬送波周波数Ｆlo2 を有し、互いに９０゜位相がずれた第２の基準搬送波信号が乗算されて、ベースバンドのＩ信号とＱ信号に分離される。５２は、９０゜の位相シフト回路である。
【００２６】
それぞれの分離されたＩ信号とＱ信号は、ローパス・フィルタであるルートナイキスト・フィルタ５４，５６を通過する。そして、伝送媒体が有する周波数特性により歪んだＩ信号とＱ信号の周波数分布が、波形等化器５８でイコライズされる。クロック再生回路６０は、送信信号のクロックに同期した基準クロックＣＬＫを再生する。
【００２７】
受信側の復調器のダウンコンバータである乗算器４２に入力される第１の基準搬送波信号Ｆlo1 は、ローカル発信器４３により生成される。このローカル発信器４３は、フリーラン状態にあり、その製造ばらつきや経時変化などにより発振する周波数Ｆlo1 は変動する。
【００２８】
従って、ダウンコンバートされた信号Ｓ２０の搬送波周波数も変動するので、それに追従する周波数を持つ第２の基準搬送波信号Ｆlo2 を生成する必要がある。そのために、復調器では搬送波再生回路が必要になる。搬送波再生回路（キャリアリカバリ回路）は、Ｉ信号とＱ信号とから連続する信号点の位相差Δθを検出する位相差検出回路６２と、ループフィルタ６４と、位相差Δθに応じた周波数の基準搬送波を生成する電圧制御発振器６６と、乗算器４８，５０とからなるＰＬＬ回路を構成する。更に、ＰＬＬ回路の引き込み範囲（キャプチャーレンジ）を拡大するために、受信信号ＲＦの搬送波周波数Ｆinと、復調用の基準搬送波周波数Ｆlo1 ＋Ｆlo2 との周波数差Δｆを検出する周波数弁別器６８が設けられる。周波数弁別器６８が検出した周波数差Δｆを基準にすることで、位相差検出回路６２は、より広い範囲（波長以上の範囲）の位相差Δθを検出することができる。この周波数弁別器６８が、本発明に関する部分である。
【００２９】
［位相角検出器の原理とその回路］
本実施の形態例における周波数弁別器に設けられる位相角検出器は、従来例で示した様に複雑な演算ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）を行わずに、Ｉ信号とＱ信号とから信号点の象限を検出し、象限に対応して設定された簡単な演算式に従って、３６０゜の範囲の位相角を、所定の一次元座標に変換する。
【００３０】
図５は、本実施の形態例の位相角検出の原理を説明する図である。図５の例では、位相角が、検出した象限毎に設定された簡単なＩ信号の値を利用した演算式に従って、一次元座標θｉに変換される。図５には、信号点Ｓ１〜Ｓ５の位相角−１８０゜〜＋１８０゜を、−２lm〜＋２lmの一次元座標に変換する例が示される。信号点Ｓ１〜Ｓ５は、全て同じ信号点であり、上記した周波数差に応じて回転した信号点である。従って、その信号点Ｓ１〜Ｓ５は円ＳＰ上に位置することになる。円ＳＰの半径をlmとする。
【００３１】
図５の例では、点Ｂを境にして、反時計回りが０゜〜＋１８０゜の位相角、時計回りが０゜〜−１８０゜の位相角とする。そこで、信号点が第２象限に位置しているとすると、位相角が０゜〜＋９０゜（点Ｂから点Ｃ）に増加するに従い、信号点のＩ値は０から−lmに減少する。そこで、第２象限に対応する演算式を、−ｉとすることにより、位相角０゜〜９０゜を、一次元座標値θｉ（＝−ｉ）の０〜＋lmに対応付けることができる。図５では、信号点Ｓ３が第２象限に位置し、そのＩ値ｉ3 は、θｉ＝−ｉ3 として一次元座標θｉ上のＳ３に対応付けられる。
【００３２】
更に、信号点が第３象限に位置する場合は、位相角が＋９０゜〜＋１８０゜（点Ｃから点Ｄ）に増加するに従い、信号点のＩ値は−lmから０に増加する。そこで、第３象限に対応する演算式を、２lm＋ｉとすることにより、位相角＋９０゜〜＋１８０゜を、一次元座標値θｉ（＝２lm＋ｉ）の＋lm〜＋２lmに対応付けることができる。図５では、信号点Ｓ４が第３象限に位置し、そのＩ値ｉ4 （＜０）は、θｉ＝２lm＋ｉ4 として一次元座標θｉ上のＳ４に対応付けられる。
【００３３】
同様に、信号点が第１象限に位置する場合は、位相角が０゜〜−９０゜（点Ｂから点Ａ）に減少するに従い、信号点のＩ値は０から＋lmに増加する。そこで、第１象限に対応する演算式を、−ｉとすることにより、位相角０゜〜−９０゜を、一次元座標値θｉ（＝−ｉ）の０〜−lmに対応付けることができる。図５では、信号点Ｓ１、Ｓ２が第１象限に位置し、そのＩ値ｉ1 、ｉ2 は、θｉ＝−ｉ1 、−ｉ2 として一次元座標θｉ上のＳ１、Ｓ２に対応付けられる。
【００３４】
更に、信号点が第４象限に位置する場合は、位相角が−９０゜〜−１８０゜（点Ａから点Ｄ）に減少するに従い、信号点のＩ値は＋lmから０に減少する。そこで、第４象限に対応する演算式を、−２lm＋ｉとすることにより、位相角−９０゜〜−１８０゜を、一次元座標値θｉ（＝−２lm＋ｉ）の−lm〜−２lmに対応付けることができる。図５では、信号点Ｓ５が第４象限に位置し、そのＩ値ｉ5 は、θｉ＝−２lm＋ｉ5 として一次元座標θｉ上のＳ５に対応付けられる。
【００３５】
以上の様に、図５の例では、点Ｂを中心とする−１８０゜〜＋１８０゜の位相角が、−２lm〜＋２lmの一次元座標θｉに変換される。その変換式は、以下の通り、第１〜第４象限に応じて設定された簡単な演算式である。
【００３６】
第１象限 −ｉ
第２象限 −ｉ
第３象限 ２lm＋ｉ
第４象限 −２lm＋ｉ
信号点がどこの象限に位置するかは、信号点のＩ値とＱ値の符号から簡単に求められる。Ｉ値、Ｑ値のデジタル値が共に２の補数で示される場合は、単純にそれらの最上位ビットの組み合わせから信号点が位置する象限を検出することができる。即ち、２の補数表示された時の最上位ビットの組み合わせは以下の通りである。
【００３７】
第１象限 Ｉ，Ｑ＝０，０
第２象限 Ｉ，Ｑ＝１，０
第３象限 Ｉ，Ｑ＝１，１
第４象限 Ｉ，Ｑ＝０，１
従って、信号点の位置する象限の検出は単純にＩ信号とＱ信号の最上位ビットをデコードすることで求められる。
【００３８】
図６は、図５の原理を利用した第１の実施の形態例の周波数弁別器の回路図である。図６には、図２に示した回路と同じ或いは対応する部分には、同じ引用番号を付した。本実施の形態例の位相角検出器１０は、Ｉ信号とＱ信号とが供給される。図４に示される通り、Ｉ信号とＱ信号は所定ビットのデジタル信号であり、信号点が６４個の場合は、それぞれ３ビットのデジタル信号である。位相角検出器１０は、象限判定回路１０１、乗算器１０２、加算器１０３，１０４及びセレクタ１０５を有する。
【００３９】
象限判定回路１０１は、例えばＩ信号とＱ信号の最上位ビットの組み合わせから、上記した通り信号点が第１〜第４象限のいずれに位置するかを判定する。その判定結果に応じて、第１、第２象限の時の選択信号、第３象限の時の選択信号、第４象限の時の選択信号の３つの信号を出力端子ｎ１に生成する。この選択信号ｎ１は、セレクタ１０５に供給される。
【００４０】
乗算器１０２は、Ｉ信号の値ｉに、レファレンス入力−１を乗じる回路であり、ノードｎ２にはθｉ＝−ｉが生成される。加算器１０３は、Ｉ信号の値ｉにレファレンス入力２lmを加算する回路であり、ノードｎ３にはθｉ＝２lm＋ｉが生成される。同様に、加算器１０４は、Ｉ信号の値ｉにレファレンス入力−２lmを加算する回路であり、ノードｎ４にはθｉ＝−２lm＋ｉが生成される。
【００４１】
そして、ノードｎ２，ｎ３，ｎ４が、象限判定信号ｎ１に従って、セレクタ１０５で選択され、ノードｎ５に接続される。上記した通り、信号点が第１及び第２象限に位置する場合は、ノードｎ２がセレクタ１０５で選択される。また、信号点が第３象限に位置する場合は、ノードｎ３がセレクタ１０５で選択される。そして、信号点が第４象限に位置する場合は、ノードｎ４がセレクタ１０５で選択される。その結果、ノードｎ５には、位相角を一次元座標の値θｉに変換された値が生成される。即ち、位相角検出回路１０は、位相角を一次元座標にマッピングした値θｉの形で生成する。
【００４２】
そして、位相差検出回路１４は、連続して復調される信号点の位相差Δθｉを求める。位相差検出回路１４は、復調用の基準クロックＣＬＫで遅延させる遅延フリップフロップ１５と、連続する信号点の位相θｉ1 とθｉ2 との差を求める加算器１６と、加算器１６の出力θｉ2 −θｉ1 から、絶対位相差Δθｉを求める変換器１７とを有する。即ち、変換器１７は次の様に変換する。
【００４３】
θｉ2 −θｉ1 ＞２lmの場合 ：Δθｉ＝ｎ７（θｉ2 −θｉ1 ）−４lm
θｉ2 −θｉ1 ＜−２lmの場合 ：Δθｉ＝ｎ７（θｉ2 −θｉ1 ）＋４lm
−２lm≦θｉ2 −θｉ1 ≦２lmの場合：Δθｉ＝ｎ７（θｉ2 −θｉ1 ）
従って、位相角を一次元座標θｉに変換したことによる−１８０゜と＋１８０゜との境界をまたいで信号点の位相角が変化した場合も、その位相差Δθｉを検出することができる。
【００４４】
一方、周波数弁別器は、Ｉ信号とＱ信号とから復調した信号点の振幅を求める振幅検出回路１２と、図１に示されたマスク円Ｓの外側の信号点が連続して復調されたことを検出する信号点検出回路１８とを更に有する。本実施の形態例では、振幅検出回路１２は、回路規模を縮小するために位相平面の原点から信号点までの距離そのものを求めるのではなく、距離の二乗（ｉ2 ＋ｑ2 ）を計算する。即ち、振幅検出回路１２は、距離の二乗（ｉ2 ＋ｑ2 ）を求める為に、乗算器１２１と１２２及び加算器１２３を有し、信号点の振幅の二乗ｄ１を出力する。
【００４５】
比較器１９は、この振幅ｄ１をマスク円Ｓの半径ｌｍの二乗（lm）2 と比較しし、ｄ１＞（lm）2 の場合に、出力ｄ２がＨレベルになり、遅延フリップフロップ２０とＡＮＤゲート２１により、連続してマスク円Ｓの外側の信号点が受信された時に、出力ｄ４がＨレベルとなる。
【００４６】
この検出信号ｄ４に応答して、完全積分器２２が位相差Δθｉを累積する。即ち、完全積分器２２は、加算器２３と、検出信号ｄ４がＨレベルの時に加算器２３の出力をラッチするフリップフロップ２４とを有する。位相差の累積値はノードｎ９に出力され、周波数差±Δｆとして、出力ＯＵＴとして、図４に示されたループフィルタ６４に供給される。位相差を累積して周波数差を検出する部分は、図２の従来例と同様である。
【００４７】
以上の様に、図６に示された周波数弁別器内の位相角検出回路１０は、簡単なデコーダで構成される象限判定回路１０１と、簡単な乗算器及び加算器と、スイッチからなるセレクタ１０５で実現される。従って、簡単な論理回路で構成することができ、集積化に適しているし、その演算速度も速い。
【００４８】
図５において、点Ｂを中心として反時計回りをプラス、時計回りをマイナスとして、０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次元座標に変換した。しかし、本発明はかかる対応に限定されず、任意の対応付けを行うことができる。例えば、点Ｂを始点にして反時計回りで、０°〜３６０°の位相角を０〜４lmの一次元座標に変換してもよい。図５中の括弧内の数値は、かかる対応を示す。従って、点Ｂ−Ｃ−Ｄ−Ａの方向の位相角が、０〜４lmに対応付けられる。その時の変換式は、図５の右上に示した通り、−ｉ、２lm＋ｉ、４lm−ｉの３種類の演算回路が必要になり、それらの演算結果が検出された象限に応じて選択される。
【００４９】
図７は、Ｉチャネル信号を利用した場合の位相角と一次元座標θｉとの別の対応例を示す図である。この例では、点Ｄを中心にして、反時計方向にプラス、時計方向にマイナスとして、０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次元座標θｉに対応付けている。この場合も、演算式は、図中の右上に示される通り、−ｉ、２lm−ｉ、−２lm−ｉの３種類となる。
【００５０】
更に、図７には、点Ｄを始点として反時計方向に０°〜３６０°の位相角を０〜４lmの一次元座標θｉに対応付ける例が示される。その演算式は、２lm−ｉ、４lm＋ｉ、ｉの３種類である。
【００５１】
図８は、更に、Ｉチャネル信号を利用した場合の位相角と一次元座標θｉとの別の対応例を示す図である。この例では、点Ｃを中心にして、反時計方向にプラス、時計方向にマイナスとして、０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次元座標θｉに対応付けている。この場合は、演算式は、図中の右上に示される通り、lm＋ｉ、−（lm＋ｉ）の２種類となる。しかも、第１と第２象限とは同じ演算式、第３と第４象限とは同じ演算式になる。従って、この場合は、象限判定回路では、Ｑ信号の最上位ビットのみに従って判定することができる。
【００５２】
更に、図８には、点Ｃを始点として反時計方向に０°〜３６０°の位相角を０〜４lmの一次元座標θｉに対応付ける例が示される。その演算式は、３lm−ｉ、lm＋ｉの２種類である。従って、上記と同様に、象限判定回路では、Ｑ信号の最上位ビットのみに従って、演算式を選択する為の象限判定信号を生成することができる。
【００５３】
同様に、点Ａを中心とする０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次点座標θｉに対応付けることもでき、点Ａを始点にした０°〜３６０°の位相角を０〜４lmの一次元座標θｉに対応付けることもできる。
【００５４】
図９は、Ｉチャネル信号を利用した場合の、上記の８種類の変換方式についての変換用の演算式を示す図表である。図９に示される通り、点Ａを中心とする０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次点座標θｉに対応付ける場合は、変換用の演算式は、lm−ｉと−（lm−ｉ）の二つである。また、点Ａを始点にした０°〜３６０°の位相角を０〜４lmの一次元座標θｉに対応付ける場合は、変換用の演算式は、lm−ｉと３lm＋ｉである。
【００５５】
図１０は、他の位相角検出回路の回路例を示す図である。図９の演算式の図表と対比すると理解される通り、図１０（１）は、点Ｄを中心とする０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次点座標θｉに対応付ける場合の例である。この例では、ノードｎ２にｉ、ノードｎ３に２lm−ｉ、ノードｎ４に−２lm−ｉがそれぞれ生成される。
【００５６】
図１０（２）は、点Ｃを中心とする０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次点座標θｉに対応付ける場合の例である。この例では、ノードｎ２１にlm＋ｉが生成され、ノードｎ２２に−（lm＋ｉ）が生成される。また、象限判定回路１０１には、Ｑ信号のみが供給される。従って、選択信号ｎ１は、２本または１ビットである。例えば、Ｑ信号の最上位ビットの信号がそのまま選択信号ｎ１として利用されることもできる。その場合は、象限判定回路１０１は、Ｑ信号の最上位ビット信号を引き出す回路となる。
【００５７】
図１０（３）は、点Ａを中心とする０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次点座標θｉに対応付ける場合の例である。この例では、ノードｎ２３に−（lmーｉ）が生成され、ノードｎ２４にlm−ｉが生成される。また、象限判定回路１０１には、Ｑ信号のみが供給される。従って、選択信号ｎ１は、２本または１ビットである。例えば、Ｑ信号の最上位ビットの信号がそのまま選択信号ｎ１として利用されることもできる。
【００５８】
図９に示した、点Ｄ、Ａ、Ｂ、Ｃを始点とする０°〜３６０°の位相角を０〜４lmの一次元座標θｉに対応付ける場合も、同様にして位相角検出回路の演算回路を構成することが容易に理解される。これらの演算回路のうち、最も簡単な回路で構成される例が採用されるのが好ましい。
【００５９】
図１１は、Ｑ信号を利用した場合の位相角検査の原理例を示す図である。図１１では、Ｑ信号の値ｑを利用して同様に位相角を一次元座標θｑに変換する。
【００６０】
図１１に示されるＱ信号を利用した例では、位相角は、点Ａを０゜として、反時計方向に点Ｂを経由して点Ｃまでの０゜〜＋１８０゜と、時計方向に点Ｄを経由して点Ｃまでの０゜〜−１８０゜とに割り当てられる。それに対して、点Ａ−Ｂ−Ｃの０゜〜＋１８０゜の位相角は、０〜lm〜２lmの一次元座標θｑに変換される。同様に、点Ａ−Ｄ−Ｃの０゜〜−１８０゜は、０〜−lm〜−２lmの一次元座標θｑに変換される。それぞれの象限の変換の演算式は、次の通りである。
【００６１】
第１象限 ｑ
第２象限 ２lm−ｑ
第３象限 −２lm−ｑ
第４象限 ｑ
図１２は、図１１の原理を利用した第２の実施の形態例の周波数弁別器の回路図である。図６と同じ部分には同じ引用番号を付した。図１２に示された周波数弁別器は、位相角検出回路１０の構成が、図６の回路と異なる。それ以外は、同じ構成である。上記の演算式から明らかな通り、図１２の位相角検出回路１０は、図１０（１）に示されたものと同等の構成である。
【００６２】
即ち、図１２の周波数弁別器の位相角検出回路１０は、上記した演算式を実現するために、演算回路は、Ｑ信号の値ｑをそのままノードｎ２に伝える演算回路１０６と、θｑ＝２lm−ｑを演算する回路１０７と、θｑ＝−２lm−ｑを演算する回路１０８とを有する。回路１０７，１０８は、それぞれ図示される通り、乗算器と加算器とから構成される。
【００６３】
そして、象限判定回路１０１にて判定され生成される選択信号ｎ１により、第１象限と第４象限の時は、ノードｎ２がノードｎ５に接続され、第２象限の時は、ノードｎ３がノードｎ５に接続され、第３象限の時は、ノードｎ４がノードｎ５に接続される。
【００６４】
連続する信号点の位相角差を検出する位相差検出回路１４、振幅検出回路１２、連続してマスク円Ｓの外側の信号点が受信されたことを検出する信号点検出回路１８及び積分回路２２は、図６の場合と同じである。
【００６５】
図１１には、点Ｂを始点とする０°〜３６０°の位相角を、０〜４lmの一次元座標θｑに変換する場合の例も示される。この場合は、ｑ、２lm−ｑ、４lm＋ｑの３つの演算式となる。
【００６６】
図１３は、他のＱチャネル信号を利用した位相角検出の原理例を示す図である。この図には、点Ｂを中心とする０°〜±１８０°の位相角を、０〜２lmの一次座標θｑに変換する例が示される。この場合は、変換用の演算式は、図中右上に示される通り、lm−ｑ、−（lm−ｑ）の２種類である。この場合は、第２、３象限で同じ演算式になり、第１、第４象限で同じ演算式になる。
【００６７】
更に、図１３には、点Ｂを始点とする０°〜３６０°の位相角を、０〜４lmの一次元座標θｑに変換する場合の例も示される。この場合の変換用の演算式は、lm−ｑ、３lm＋ｑの２種類となる。また、第２、３象限で同じ演算式になり、第１、第４象限で同じ演算式になる。
【００６８】
図１４は、Ｑチャネル信号を利用した場合の位相角と一次元座標θｑの変換用の演算式を示す図表である。図９に対応する図表であるので、詳細な説明は行わない。そして、図１４の図表に示された８種類の方式を利用して、Ｉチャネル信号を利用した位相角検出回路と同様の構成で、Ｑチャネル信号を利用した位相角検出回路が構成できる。
【００６９】
図１５は、第３の実施の形態例の周波数弁別器の回路図である。この周波数弁別器は、図６に示されたＩ信号の値ｉを利用した位相角検出回路と、図１２に示されたＱ信号の値ｑを利用した位相角検出回路とを併用する。
【００７０】
図５及び図１１の位相角検出回路の原理から理解される通り、位相角を一次元座標に変換する場合、図５に示されたＩ信号を利用する場合は、位相角が正弦波曲線に類似の変換関数により一次元座標θｉに変換される。また、図１１に示されたＱ信号を利用する場合は、角度が９０゜シフトした正弦波曲線に類似の変換関数により一次元座標θｑに変換される。従って、信号点の位置によって、それぞれ一次元座標に変換された後の位相差Δθｉ、Δθｑの精度が落ちることになる。そこで、図１５の例では、両方の位相角検出回路を設け、それぞれの位相角検出回路から検出した連続する信号点の位相差ΔθｉとΔθｑとを加算し、積分する。それにより、より精度の高い周波数差Δｆを検出することができる。
【００７１】
図１５に示される通り、Ｉ信号を利用した位相角検出回路１０ｉと、Ｑ信号を利用した位相角検出回路１０ｑとが設けられる。それぞれの構成は、図６，図１２に示した構成と同じである。但し、象限判定回路１０１は共用される。それぞれのセレクタ１０５ｉ、１０５ｑで選択された演算値がそれぞれのノードｎ５，ｎ９に出力される。そして、連続する信号点の位相差が位相差検出回路１４ｉ、１４ｑでそれぞれ求められ、ノードｎ１０にΔθｉが、ノードｎ１１にΔθｑがそれぞれ検出される。そして、加算器２５によりそれらの位相差が加算され、信号点検出回路１８により連続してマスク円より外側の信号点が受信されたことが検出された時に、Ｈレベルの信号ｄ４に応答して、積分回路２２内のフリップフロップ２４が、位相差Δθｉ＋Δθｑの累積値をラッチする。従って、ノードｎ１３には、より精度の高い位相差の累積値Σ（Δθｉ＋Δθｑ）が生成される。
【００７２】
図１５の第３の実施の形態例において、図９と図１４の図表に示された方式の任意の組み合わせを利用することができる。Ｉチャネル信号から一次元座標θｉに変換した角度値と、Ｑチャネル信号から一次元座標θｑに変換した角度値とを組み合わせることで、より精度の高い位相角の差を検出することができる。
【００７３】
以上説明した通り、本実施の形態例の周波数弁別器では、簡単な演算回路を組み合わせた位相角検出回路により、信号点の位相平面上での位相角を、信号の存在する位相平面上の象限情報と信号点の座標（Ｉ座標或いはＱ座標、或いはその両方）から求めることができる。従って、専用の論理回路で構成してもその回路構成は簡単である。
【００７４】
図１６は、本実施の形態例の周波数弁別器が、システムＬＳＩ内に内蔵されることを説明する図である。本実施の形態例の周波数弁別器６８が、多値ＱＡＭ方式の復調回路を構成するシステムＬＳＩ５００内に内蔵される場合がある。その場合は、周波数弁別器６８の回路を実現するためのデータが、ハードディスクや磁気テープなどの記録媒体６００内に格納され、かかる回路データを利用して、システムＬＳＩ内に周波数弁別器６８が埋め込まれる。記録媒体６００内に格納される周波数弁別器６８の回路データは、例えば、Verilog ＨＤＬやＶＨＤＬなどの言語により記述される。
【００７５】
【発明の効果】
以上説明した通り、本発明によれば、Ｉチャネル信号やＱチャネル信号の位相平面上での象限情報と、それらの信号を利用した簡単な演算回路で、信号点の位相平面上での位相角を求めることができる。従って、位相角検出回路を簡単な回路構成にすることができる。
【００７６】
更に、上記の位相角検出回路により検出された位相角を利用して、受信信号の搬送波周波数と復調側の基準搬送波の周波数の差を検出する周波数弁別器を構成することで、同様に、周波数弁別器を簡単な回路構成で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】６４ＱＡＭにおける位相平面上での信号点の配置例を示す図である。
【図２】従来の周波数弁別器の例を示す図である。
【図３】多値ＱＡＭ方式の変調器の概略図である。
【図４】多値ＱＡＭ方式の復調器の概略図である。
【図５】本実施の形態例の位相角検出の原理例を説明する図である。
【図６】図５の原理を利用した第１の実施の形態例の周波数弁別器の回路図である。
【図７】Ｉチャネル信号を利用した場合の位相角と一次元座標θｉとの別の対応例を示す図である。
【図８】Ｉチャネル信号を利用した場合の位相角と一次元座標θｉとの別の対応例を示す図である。
【図９】Ｉチャネル信号を利用した場合の位相角と一次元座標θｉの変換用の演算式を示す図表である。
【図１０】他の位相角検出回路の回路例を示す図である。
【図１１】本実施の形態例の位相角検査の原理を示す図である。
【図１２】図１１の原理を利用した第２の実施の形態例の周波数弁別器の回路図である。
【図１３】他のＱチャネル信号を利用した位相角検出の原理例を示す図である。
【図１４】Ｑチャネル信号を利用した場合の位相角と一次元座標θｑの変換用の演算式を示す図表である。
【図１５】第３の実施の形態例の周波数弁別器の回路図である。
【図１６】本実施の形態例の周波数弁別器が、システムＬＳＩ内に内蔵されることを説明する図である。
【符号の説明】
１０ 位相角検出回路
１２ 振幅検出回路
１８ 信号点検出回路
２２ 積分回路
１０１ 象限判定回路
１０２〜１０６ 演算回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、多値直交振幅変調方式（多値ＱＡＭ Quadrature amplitude modulation) において受信信号の搬送波周波数と復調用の基準搬送波周波数との差分を検出する周波数弁別器、及びその周波数弁別器内で受信信号の位相平面上での位相角を検出する位相角検出器に関し、簡単な回路構成で受信信号の位相角の上下関係及びその程度を検出することができる位相角検出器及びそれを利用した周波数弁別器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年において、ケーブルテレビをデジタル多チャンネル化することが検討され、６４値ＱＡＭや２５６値ＱＡＭ方式による変調方式が採用されつつある。多値直交振幅変調方式は、２n 種類の符号を２n 個の信号点に対応させ、送信したい符号を対応する信号点の実数値に対応するＩチャネル信号（以下単にＩ信号と称する。）と虚数値に対応するＱチャネル信号（以下単にＱ信号と称する。）を利用して、それぞれの信号点の情報を送信する。Ｉ信号とＱ信号とに９０゜位相がずれた搬送波信号がそれぞれ乗算され、それらを加算した信号が、送信用の搬送波周波数まで引き上げられて送信される。
【０００３】
受信側では、シンボルレートまでダウンコンバートされた後、９０゜位相がずれた基準搬送波信号を乗算されてベースバンドのＩ信号とＱ信号に復調される。受信側で生成される基準搬送波信号の発信器が製造ばらつきや経時変化等により変動するため、受信回路内にはキャリアリカバリ回路と呼ばれる搬送波再生回路が設けられ、送信側の搬送波信号と同じ周波数の基準搬送波信号が生成される。
【０００４】
更に、搬送波再生回路は、受信信号の信号点の位相と本来の信号点の位相との差をなくす様に基準搬送波信号の周波数の引き込み制御を行うが、多値直交振幅変調方式では、信号空間における信号点の配置間隔が狭いので、搬送波再生回路のＰＬＬ回路のキャプチャーレンジと呼ばれる引き込み範囲が狭く、復調時には高精度の基準周波数を再生することが必要である。そして、搬送波再生回路のキャプチャーレンジを拡大する方法として、受信信号の搬送波周波数と基準搬送波周波数との差を検出する周波数弁別器が利用され、それにより検出された周波数差が、搬送波再生回路の制御基準として利用され、より広いレンジの周波数差の検出を可能にする。
【０００５】
図１は、６４ＱＡＭにおける位相平面上での信号点の配置例を示す図である。図１に示される通り、Ｉチャネル側の実軸とＱチャネル側の虚軸とで構成される位相平面上に、６４個の信号点（図中黒点）が配置される。これらの６４個の配置された信号点には、例えば６ビットの符号列が割り当てられる。割り当てられた信号点に対応するＩ軸上の座標とＱ軸上の座標とが、それぞれＩ信号、Ｑ信号として送信される。
【０００６】
そして、受信信号の搬送波周波数に対して受信側の基準搬送波の周波数がずれると、復調された信号点は、時計回りまたは反時計回りに回転する。例えば、受信信号の搬送波周波数Ｆinが復調用の基準搬送波周波数Ｆloより小さい場合は、連続して復調された信号点は、例えば図中の信号点Ｐ１からＰ２へと、反時計方向に回転する。従って、連続する信号点間の位相角を検出することにより、両搬送波周波数の差Δｆを求めることができる。尚、両搬送波周波数ＦinとＦloとが一致する場合は、信号配置点は静止する。
【０００７】
図２は、従来の周波数弁別器の例を示す図である。図２に示された周波数弁別器では、Ｉチャネル入力端子及びＱチャネル入力端子には、それぞれ、受信信号にＩチャネルとＱチャネルとで９０゜位相が異なる復調用の基準搬送波信号が乗算されたＩ信号とＱ信号の分離後の信号が入力される。位相角検出回路１０は、Ｉ信号とＱ信号から数値演算のｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）を行い、復調された信号点の位相th1 を求める。そして、連続して復調される信号点の位相差dth が位相差検出回路１４にて求められる。位相差検出回路１４は、信号点の位相th1 （図１中のθ）を復調用の基準クロックで遅延させる遅延フリップフロップ１５と、連続する信号点の位相th1 とth2 との差を求める加算器１６と、加算器１６の出力th2 −th1 から、絶対位相差dth を求める変換器１７とを有する。
【０００８】
一方、周波数弁別器は、Ｉ信号とＱ信号とから復調した信号点の振幅ｄ１を求める振幅検出回路１２と、図１に示されたマスク円Ｓの外側の信号点が連続して復調されたことを検出する信号点検出回路１８とを更に有する。振幅検出回路１２で、数値演算（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）1/2 が行われて信号点の振幅ｄ１が求められ、その振幅ｄ１がマスク円Ｓの半径ｌｍとが比較器１９により比較される。ｄ１＞ｌｍの場合に、出力ｄ２がＨレベルになり、遅延フリップフロップ２０とＡＮＤゲート２１により、連続してマスク円Ｓの外側の信号点が受信された時に、出力Ｄ４がＨレベルとなる。
【０００９】
この検出信号ｄ４に応答して、完全積分器２２が位相差dth を累積する。即ち、完全積分器２２は、加算器２３と、検出信号ｄ４がＨレベルの時に加算器２３の出力をラッチするフリップフロップ２４とを有する。
【００１０】
以上の様に、従来の周波数弁別器は、マスク円Ｓの外側の信号点が連続して検出された時のそれらの連続する信号点間の位相差を求め、それを累積する。受信信号の搬送波周波数と復調用の基準搬送波周波数との周波数差に応じて、信号点が反時計方向或いは時計方向に移動するので、その位相差dth の累積値から、周波数差をずれ方向も含めて、出力端子ＯＵＴに出力することができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２に示された周波数弁別器を一般的な論理回路で構成する場合、信号点の位相平面上での位相角を求める位相角検出回路１０は、数値演算ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）を行う演算回路が不可欠である。かかる複雑な演算ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）を行う論理回路は、回路規模が大きくなり集積化には適さない回路構成となる。複雑な演算回路に替えて計算結果をルックアップテーブルで構成したとしても、そのテーブルに要するチップコストは大きく、根本的な解決にならない。
【００１２】
そこで、本発明の目的は、簡単な回路構成で、信号点の位相平面上での位相角を求めることができる位相角検出回路を提供することにある。
【００１３】
更に、本発明の別の目的は、簡単な回路構成で、信号点の位相平面上での位相角を求めることができる位相角検出回路を利用して、回路規模の小さい周波数弁別器を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成する為に、本発明の位相角検出回路は、復調回路で分離されたＩチャネル信号またはＱチャネル信号を、信号点の位相平面上での第１〜第４象限に応じてそれぞれ設定した演算式で変換して、信号点の位相平面上での角度（位相角）を所定の一次元座標上に対応付けることを特徴とする。
【００１５】
より具体的には、信号点の位相平面上の任意の象限の境界位置から３６０゜回転した元の境界位置までの位相角を、所定の一次元座標上に割り当てる。そして、一次元座標上の座標値を、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号とから検出される信号点の第１〜第４象限に応じて設定された演算式により求める。この演算式は、任意の式で実現できるが、できるだけ簡単な回路で実現できるように、その演算式もできるだけ簡単な式が選ばれる。
【００１６】
信号点が第１象限か、第２象限か、第３象限か、或いは第４象限かの検出は、例えば、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号の最上位ビットの組み合わせからきわめて容易に行うことができる。その検出結果に応じて、最大で４種類の演算回路の出力を選択するだけで、一次元座標上に割り当てられた位相角値が生成される。
【００１７】
後述する実施の形態例で明らかになるが、演算回路を簡単にすることにより、一次元座標上に置換された位相角値は必ずしもリニアリティを有しないが、その位相角検出回路を利用した周波数弁別器は、少なくとも周波数差の程度と方向（プラス方向か或いはマイナス方向か）とを検出することができる。この検出された周波数差の程度と方向を基準にして、搬送波再生回路は受信搬送波信号と復調用の基準搬送波信号との位相差を広いレンジにおいて検出することができ、その位相差を利用して搬送波再生回路を構成するＰＬＬ回路のローカル搬送波信号の引き込みが可能になる。
【００１８】
上記の目的を達成するために、本発明は、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号により特定される信号点の位相平面上の位相角を検出する位相角検出回路において、
前記Ｉチャネル信号及び／又はＱチャネル信号に応答して前記信号点の位相平面上での象限を判定し象限判定信号を生成する象限判定部と、
前記象限判定信号に対応する前記Ｉチャネル信号又はＱチャネル信号を利用した演算により、前記位相平面上の位相角を所定の一次元座標上に変換する位相角演算部とを有することを特徴とする。
【００１９】
更に、上記の目的を達成するために、本発明は、直交振幅変調波との搬送波と復調用基準搬送波との周波数差を検出する周波数弁別器において、
Ｉチャネル信号及び／又はＱチャネル信号から前記信号点の位相平面上での象限を判定し象限判定信号を生成する象限判定部と、前記象限判定信号に対応する前記Ｉチャネル信号又はＱチャネル信号を利用した演算により、前記位相平面上の位相角を所定の一次元座標上に変換する位相角演算部とを有する位相角検出回路と、
前記位相角検出回路から検出された前記一次元座標上の位相角を供給され、所定のマスク円Ｓの外側の信号点が連続して復調された時に、連続する信号点間の位相角差を累積する積分回路とを有することを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態の例について図面を参照して説明する。しかしながら、かかる実施の形態例が本発明の技術的範囲を限定するものではない。
【００２１】
［多値直交振幅変調（ＱＡＭ）方式］
実施の形態例の位相角検出回路を説明する前に、多値直交振幅変調方式について説明する。
【００２２】
図３は、多値ＱＡＭ方式の変調器の概略図である。送信情報を有する信号Ｄinが、マッピング回路３０により、Ｉ信号とＱ信号とにマッピングされる。例えば、信号Ｄinが６個のビット列の信号であるとすると、２6 （＝６４）種類のビット列信号が、図１に示された様な信号点にマッピングされる。具体的には、マッピング回路３０はシリアル・パラレル変換回路であり、６個のビット列の最初の３個のビット列をＩ信号の３ビット信号に、後半の３個のビット列をＱ信号の３ビット信号に割り当てる。その結果、６４種類のビット列信号が６４個の信号点に符号化される。
【００２３】
Ｉ信号、Ｑ信号はそれぞれロー・パス・フィルタであるルートナイキスト・フィルタ３２，３４を通過し、第２の基準周波数Ｆlo2 を有しそれぞれ９０゜位相がずれた基準搬送波信号を乗算回路３４，３５で乗算され、加算器３７で加算される。加算されたデジタル信号Ｓ１０は、Ｄ／Ａ変換回路３８でクロックＣＬＫに同期したアナログ信号Ｓ１２に変換される。そして、最後に第１の基準周波数Ｆlo1 を有する基準搬送波信号を乗算回路３９で乗算され、搬送波周波数Ｆout を有する高周波の送信信号ＲＦが送信される。したがって、搬送波周波数は、Ｆout ＝Ｆlo1 ＋Ｆlo2 となる。
【００２４】
図４は、多値ＱＡＭ方式の復調器の概略図である。図示しないチューナで選択された高周波の受信信号ＲＦは、バンドパス・フィルタ４０を通過後、乗算器４２にて、復調用の第１の基準周波数Ｆlo1 を有する第１の基準搬送波信号が乗算され、シンボルレートまでダウンコンバートされる。かかるダウンコンバートされた信号は、ローパス・フィルタ４４を通過して、基準クロックＣＬＫに同期してＡ／Ｄ変換回路４６でサンプリングされ、デジタル信号Ｓ２０に変換される。
【００２５】
この信号Ｓ２０には、Ｉ信号とＱ信号とが混在しており、その信号Ｓ２０は、乗算器４８，５０にて、第２の基準搬送波周波数Ｆlo2 を有し、互いに９０゜位相がずれた第２の基準搬送波信号が乗算されて、ベースバンドのＩ信号とＱ信号に分離される。５２は、９０゜の位相シフト回路である。
【００２６】
それぞれの分離されたＩ信号とＱ信号は、ローパス・フィルタであるルートナイキスト・フィルタ５４，５６を通過する。そして、伝送媒体が有する周波数特性により歪んだＩ信号とＱ信号の周波数分布が、波形等化器５８でイコライズされる。クロック再生回路６０は、送信信号のクロックに同期した基準クロックＣＬＫを再生する。
【００２７】
受信側の復調器のダウンコンバータである乗算器４２に入力される第１の基準搬送波信号Ｆlo1 は、ローカル発信器４３により生成される。このローカル発信器４３は、フリーラン状態にあり、その製造ばらつきや経時変化などにより発振する周波数Ｆlo1 は変動する。
【００２８】
従って、ダウンコンバートされた信号Ｓ２０の搬送波周波数も変動するので、それに追従する周波数を持つ第２の基準搬送波信号Ｆlo2 を生成する必要がある。そのために、復調器では搬送波再生回路が必要になる。搬送波再生回路（キャリアリカバリ回路）は、Ｉ信号とＱ信号とから連続する信号点の位相差Δθを検出する位相差検出回路６２と、ループフィルタ６４と、位相差Δθに応じた周波数の基準搬送波を生成する電圧制御発振器６６と、乗算器４８，５０とからなるＰＬＬ回路を構成する。更に、ＰＬＬ回路の引き込み範囲（キャプチャーレンジ）を拡大するために、受信信号ＲＦの搬送波周波数Ｆinと、復調用の基準搬送波周波数Ｆlo1 ＋Ｆlo2 との周波数差Δｆを検出する周波数弁別器６８が設けられる。周波数弁別器６８が検出した周波数差Δｆを基準にすることで、位相差検出回路６２は、より広い範囲（波長以上の範囲）の位相差Δθを検出することができる。この周波数弁別器６８が、本発明に関する部分である。
【００２９】
［位相角検出器の原理とその回路］
本実施の形態例における周波数弁別器に設けられる位相角検出器は、従来例で示した様に複雑な演算ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）を行わずに、Ｉ信号とＱ信号とから信号点の象限を検出し、象限に対応して設定された簡単な演算式に従って、３６０゜の範囲の位相角を、所定の一次元座標に変換する。
【００３０】
図５は、本実施の形態例の位相角検出の原理を説明する図である。図５の例では、位相角が、検出した象限毎に設定された簡単なＩ信号の値を利用した演算式に従って、一次元座標θｉに変換される。図５には、信号点Ｓ１〜Ｓ５の位相角−１８０゜〜＋１８０゜を、−２lm〜＋２lmの一次元座標に変換する例が示される。信号点Ｓ１〜Ｓ５は、全て同じ信号点であり、上記した周波数差に応じて回転した信号点である。従って、その信号点Ｓ１〜Ｓ５は円ＳＰ上に位置することになる。円ＳＰの半径をlmとする。
【００３１】
図５の例では、点Ｂを境にして、反時計回りが０゜〜＋１８０゜の位相角、時計回りが０゜〜−１８０゜の位相角とする。そこで、信号点が第２象限に位置しているとすると、位相角が０゜〜＋９０゜（点Ｂから点Ｃ）に増加するに従い、信号点のＩ値は０から−lmに減少する。そこで、第２象限に対応する演算式を、−ｉとすることにより、位相角０゜〜９０゜を、一次元座標値θｉ（＝−ｉ）の０〜＋lmに対応付けることができる。図５では、信号点Ｓ３が第２象限に位置し、そのＩ値ｉ3 は、θｉ＝−ｉ3 として一次元座標θｉ上のＳ３に対応付けられる。
【００３２】
更に、信号点が第３象限に位置する場合は、位相角が＋９０゜〜＋１８０゜（点Ｃから点Ｄ）に増加するに従い、信号点のＩ値は−lmから０に増加する。そこで、第３象限に対応する演算式を、２lm＋ｉとすることにより、位相角＋９０゜〜＋１８０゜を、一次元座標値θｉ（＝２lm＋ｉ）の＋lm〜＋２lmに対応付けることができる。図５では、信号点Ｓ４が第３象限に位置し、そのＩ値ｉ4 （＜０）は、θｉ＝２lm＋ｉ4 として一次元座標θｉ上のＳ４に対応付けられる。
【００３３】
同様に、信号点が第１象限に位置する場合は、位相角が０゜〜−９０゜（点Ｂから点Ａ）に減少するに従い、信号点のＩ値は０から＋lmに増加する。そこで、第１象限に対応する演算式を、−ｉとすることにより、位相角０゜〜−９０゜を、一次元座標値θｉ（＝−ｉ）の０〜−lmに対応付けることができる。図５では、信号点Ｓ１、Ｓ２が第１象限に位置し、そのＩ値ｉ1 、ｉ2 は、θｉ＝−ｉ1 、−ｉ2 として一次元座標θｉ上のＳ１、Ｓ２に対応付けられる。
【００３４】
更に、信号点が第４象限に位置する場合は、位相角が−９０゜〜−１８０゜（点Ａから点Ｄ）に減少するに従い、信号点のＩ値は＋lmから０に減少する。そこで、第４象限に対応する演算式を、−２lm＋ｉとすることにより、位相角−９０゜〜−１８０゜を、一次元座標値θｉ（＝−２lm＋ｉ）の−lm〜−２lmに対応付けることができる。図５では、信号点Ｓ５が第４象限に位置し、そのＩ値ｉ5 は、θｉ＝−２lm＋ｉ5 として一次元座標θｉ上のＳ５に対応付けられる。
【００３５】
以上の様に、図５の例では、点Ｂを中心とする−１８０゜〜＋１８０゜の位相角が、−２lm〜＋２lmの一次元座標θｉに変換される。その変換式は、以下の通り、第１〜第４象限に応じて設定された簡単な演算式である。
【００３６】
第１象限 −ｉ
第２象限 −ｉ
第３象限 ２lm＋ｉ
第４象限 −２lm＋ｉ
信号点がどこの象限に位置するかは、信号点のＩ値とＱ値の符号から簡単に求められる。Ｉ値、Ｑ値のデジタル値が共に２の補数で示される場合は、単純にそれらの最上位ビットの組み合わせから信号点が位置する象限を検出することができる。即ち、２の補数表示された時の最上位ビットの組み合わせは以下の通りである。
【００３７】
第１象限 Ｉ，Ｑ＝０，０
第２象限 Ｉ，Ｑ＝１，０
第３象限 Ｉ，Ｑ＝１，１
第４象限 Ｉ，Ｑ＝０，１
従って、信号点の位置する象限の検出は単純にＩ信号とＱ信号の最上位ビットをデコードすることで求められる。
【００３８】
図６は、図５の原理を利用した第１の実施の形態例の周波数弁別器の回路図である。図６には、図２に示した回路と同じ或いは対応する部分には、同じ引用番号を付した。本実施の形態例の位相角検出器１０は、Ｉ信号とＱ信号とが供給される。図４に示される通り、Ｉ信号とＱ信号は所定ビットのデジタル信号であり、信号点が６４個の場合は、それぞれ３ビットのデジタル信号である。位相角検出器１０は、象限判定回路１０１、乗算器１０２、加算器１０３，１０４及びセレクタ１０５を有する。
【００３９】
象限判定回路１０１は、例えばＩ信号とＱ信号の最上位ビットの組み合わせから、上記した通り信号点が第１〜第４象限のいずれに位置するかを判定する。その判定結果に応じて、第１、第２象限の時の選択信号、第３象限の時の選択信号、第４象限の時の選択信号の３つの信号を出力端子ｎ１に生成する。この選択信号ｎ１は、セレクタ１０５に供給される。
【００４０】
乗算器１０２は、Ｉ信号の値ｉに、レファレンス入力−１を乗じる回路であり、ノードｎ２にはθｉ＝−ｉが生成される。加算器１０３は、Ｉ信号の値ｉにレファレンス入力２lmを加算する回路であり、ノードｎ３にはθｉ＝２lm＋ｉが生成される。同様に、加算器１０４は、Ｉ信号の値ｉにレファレンス入力−２lmを加算する回路であり、ノードｎ４にはθｉ＝−２lm＋ｉが生成される。
【００４１】
そして、ノードｎ２，ｎ３，ｎ４が、象限判定信号ｎ１に従って、セレクタ１０５で選択され、ノードｎ５に接続される。上記した通り、信号点が第１及び第２象限に位置する場合は、ノードｎ２がセレクタ１０５で選択される。また、信号点が第３象限に位置する場合は、ノードｎ３がセレクタ１０５で選択される。そして、信号点が第４象限に位置する場合は、ノードｎ４がセレクタ１０５で選択される。その結果、ノードｎ５には、位相角を一次元座標の値θｉに変換された値が生成される。即ち、位相角検出回路１０は、位相角を一次元座標にマッピングした値θｉの形で生成する。
【００４２】
そして、位相差検出回路１４は、連続して復調される信号点の位相差Δθｉを求める。位相差検出回路１４は、復調用の基準クロックＣＬＫで遅延させる遅延フリップフロップ１５と、連続する信号点の位相θｉ1 とθｉ2 との差を求める加算器１６と、加算器１６の出力θｉ2 −θｉ1 から、絶対位相差Δθｉを求める変換器１７とを有する。即ち、変換器１７は次の様に変換する。
【００４３】
θｉ2 −θｉ1 ＞２lmの場合 ：Δθｉ＝ｎ７（θｉ2 −θｉ1 ）−４lm
θｉ2 −θｉ1 ＜−２lmの場合 ：Δθｉ＝ｎ７（θｉ2 −θｉ1 ）＋４lm
−２lm≦θｉ2 −θｉ1 ≦２lmの場合：Δθｉ＝ｎ７（θｉ2 −θｉ1 ）
従って、位相角を一次元座標θｉに変換したことによる−１８０゜と＋１８０゜との境界をまたいで信号点の位相角が変化した場合も、その位相差Δθｉを検出することができる。
【００４４】
一方、周波数弁別器は、Ｉ信号とＱ信号とから復調した信号点の振幅を求める振幅検出回路１２と、図１に示されたマスク円Ｓの外側の信号点が連続して復調されたことを検出する信号点検出回路１８とを更に有する。本実施の形態例では、振幅検出回路１２は、回路規模を縮小するために位相平面の原点から信号点までの距離そのものを求めるのではなく、距離の二乗（ｉ2 ＋ｑ2 ）を計算する。即ち、振幅検出回路１２は、距離の二乗（ｉ2 ＋ｑ2 ）を求める為に、乗算器１２１と１２２及び加算器１２３を有し、信号点の振幅の二乗ｄ１を出力する。
【００４５】
比較器１９は、この振幅ｄ１をマスク円Ｓの半径ｌｍの二乗（lm）2 と比較しし、ｄ１＞（lm）2 の場合に、出力ｄ２がＨレベルになり、遅延フリップフロップ２０とＡＮＤゲート２１により、連続してマスク円Ｓの外側の信号点が受信された時に、出力ｄ４がＨレベルとなる。
【００４６】
この検出信号ｄ４に応答して、完全積分器２２が位相差Δθｉを累積する。即ち、完全積分器２２は、加算器２３と、検出信号ｄ４がＨレベルの時に加算器２３の出力をラッチするフリップフロップ２４とを有する。位相差の累積値はノードｎ９に出力され、周波数差±Δｆとして、出力ＯＵＴとして、図４に示されたループフィルタ６４に供給される。位相差を累積して周波数差を検出する部分は、図２の従来例と同様である。
【００４７】
以上の様に、図６に示された周波数弁別器内の位相角検出回路１０は、簡単なデコーダで構成される象限判定回路１０１と、簡単な乗算器及び加算器と、スイッチからなるセレクタ１０５で実現される。従って、簡単な論理回路で構成することができ、集積化に適しているし、その演算速度も速い。
【００４８】
図５において、点Ｂを中心として反時計回りをプラス、時計回りをマイナスとして、０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次元座標に変換した。しかし、本発明はかかる対応に限定されず、任意の対応付けを行うことができる。例えば、点Ｂを始点にして反時計回りで、０°〜３６０°の位相角を０〜４lmの一次元座標に変換してもよい。図５中の括弧内の数値は、かかる対応を示す。従って、点Ｂ−Ｃ−Ｄ−Ａの方向の位相角が、０〜４lmに対応付けられる。その時の変換式は、図５の右上に示した通り、−ｉ、２lm＋ｉ、４lm−ｉの３種類の演算回路が必要になり、それらの演算結果が検出された象限に応じて選択される。
【００４９】
図７は、Ｉチャネル信号を利用した場合の位相角と一次元座標θｉとの別の対応例を示す図である。この例では、点Ｄを中心にして、反時計方向にプラス、時計方向にマイナスとして、０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次元座標θｉに対応付けている。この場合も、演算式は、図中の右上に示される通り、−ｉ、２lm−ｉ、−２lm−ｉの３種類となる。
【００５０】
更に、図７には、点Ｄを始点として反時計方向に０°〜３６０°の位相角を０〜４lmの一次元座標θｉに対応付ける例が示される。その演算式は、２lm−ｉ、４lm＋ｉ、ｉの３種類である。
【００５１】
図８は、更に、Ｉチャネル信号を利用した場合の位相角と一次元座標θｉとの別の対応例を示す図である。この例では、点Ｃを中心にして、反時計方向にプラス、時計方向にマイナスとして、０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次元座標θｉに対応付けている。この場合は、演算式は、図中の右上に示される通り、lm＋ｉ、−（lm＋ｉ）の２種類となる。しかも、第１と第２象限とは同じ演算式、第３と第４象限とは同じ演算式になる。従って、この場合は、象限判定回路では、Ｑ信号の最上位ビットのみに従って判定することができる。
【００５２】
更に、図８には、点Ｃを始点として反時計方向に０°〜３６０°の位相角を０〜４lmの一次元座標θｉに対応付ける例が示される。その演算式は、３lm−ｉ、lm＋ｉの２種類である。従って、上記と同様に、象限判定回路では、Ｑ信号の最上位ビットのみに従って、演算式を選択する為の象限判定信号を生成することができる。
【００５３】
同様に、点Ａを中心とする０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次点座標θｉに対応付けることもでき、点Ａを始点にした０°〜３６０°の位相角を０〜４lmの一次元座標θｉに対応付けることもできる。
【００５４】
図９は、Ｉチャネル信号を利用した場合の、上記の８種類の変換方式についての変換用の演算式を示す図表である。図９に示される通り、点Ａを中心とする０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次点座標θｉに対応付ける場合は、変換用の演算式は、lm−ｉと−（lm−ｉ）の二つである。また、点Ａを始点にした０°〜３６０°の位相角を０〜４lmの一次元座標θｉに対応付ける場合は、変換用の演算式は、lm−ｉと３lm＋ｉである。
【００５５】
図１０は、他の位相角検出回路の回路例を示す図である。図９の演算式の図表と対比すると理解される通り、図１０（１）は、点Ｄを中心とする０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次点座標θｉに対応付ける場合の例である。この例では、ノードｎ２にｉ、ノードｎ３に２lm−ｉ、ノードｎ４に−２lm−ｉがそれぞれ生成される。
【００５６】
図１０（２）は、点Ｃを中心とする０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次点座標θｉに対応付ける場合の例である。この例では、ノードｎ２１にlm＋ｉが生成され、ノードｎ２２に−（lm＋ｉ）が生成される。また、象限判定回路１０１には、Ｑ信号のみが供給される。従って、選択信号ｎ１は、２本または１ビットである。例えば、Ｑ信号の最上位ビットの信号がそのまま選択信号ｎ１として利用されることもできる。その場合は、象限判定回路１０１は、Ｑ信号の最上位ビット信号を引き出す回路となる。
【００５７】
図１０（３）は、点Ａを中心とする０°〜±１８０°の位相角を、０〜±２lmの一次点座標θｉに対応付ける場合の例である。この例では、ノードｎ２３に−（lmーｉ）が生成され、ノードｎ２４にlm−ｉが生成される。また、象限判定回路１０１には、Ｑ信号のみが供給される。従って、選択信号ｎ１は、２本または１ビットである。例えば、Ｑ信号の最上位ビットの信号がそのまま選択信号ｎ１として利用されることもできる。
【００５８】
図９に示した、点Ｄ、Ａ、Ｂ、Ｃを始点とする０°〜３６０°の位相角を０〜４lmの一次元座標θｉに対応付ける場合も、同様にして位相角検出回路の演算回路を構成することが容易に理解される。これらの演算回路のうち、最も簡単な回路で構成される例が採用されるのが好ましい。
【００５９】
図１１は、Ｑ信号を利用した場合の位相角検査の原理例を示す図である。図１１では、Ｑ信号の値ｑを利用して同様に位相角を一次元座標θｑに変換する。
【００６０】
図１１に示されるＱ信号を利用した例では、位相角は、点Ａを０゜として、反時計方向に点Ｂを経由して点Ｃまでの０゜〜＋１８０゜と、時計方向に点Ｄを経由して点Ｃまでの０゜〜−１８０゜とに割り当てられる。それに対して、点Ａ−Ｂ−Ｃの０゜〜＋１８０゜の位相角は、０〜lm〜２lmの一次元座標θｑに変換される。同様に、点Ａ−Ｄ−Ｃの０゜〜−１８０゜は、０〜−lm〜−２lmの一次元座標θｑに変換される。それぞれの象限の変換の演算式は、次の通りである。
【００６１】
第１象限 ｑ
第２象限 ２lm−ｑ
第３象限 −２lm−ｑ
第４象限 ｑ
図１２は、図１１の原理を利用した第２の実施の形態例の周波数弁別器の回路図である。図６と同じ部分には同じ引用番号を付した。図１２に示された周波数弁別器は、位相角検出回路１０の構成が、図６の回路と異なる。それ以外は、同じ構成である。上記の演算式から明らかな通り、図１２の位相角検出回路１０は、図１０（１）に示されたものと同等の構成である。
【００６２】
即ち、図１２の周波数弁別器の位相角検出回路１０は、上記した演算式を実現するために、演算回路は、Ｑ信号の値ｑをそのままノードｎ２に伝える演算回路１０６と、θｑ＝２lm−ｑを演算する回路１０７と、θｑ＝−２lm−ｑを演算する回路１０８とを有する。回路１０７，１０８は、それぞれ図示される通り、乗算器と加算器とから構成される。
【００６３】
そして、象限判定回路１０１にて判定され生成される選択信号ｎ１により、第１象限と第４象限の時は、ノードｎ２がノードｎ５に接続され、第２象限の時は、ノードｎ３がノードｎ５に接続され、第３象限の時は、ノードｎ４がノードｎ５に接続される。
【００６４】
連続する信号点の位相角差を検出する位相差検出回路１４、振幅検出回路１２、連続してマスク円Ｓの外側の信号点が受信されたことを検出する信号点検出回路１８及び積分回路２２は、図６の場合と同じである。
【００６５】
図１１には、点Ｂを始点とする０°〜３６０°の位相角を、０〜４lmの一次元座標θｑに変換する場合の例も示される。この場合は、ｑ、２lm−ｑ、４lm＋ｑの３つの演算式となる。
【００６６】
図１３は、他のＱチャネル信号を利用した位相角検出の原理例を示す図である。この図には、点Ｂを中心とする０°〜±１８０°の位相角を、０〜２lmの一次座標θｑに変換する例が示される。この場合は、変換用の演算式は、図中右上に示される通り、lm−ｑ、−（lm−ｑ）の２種類である。この場合は、第２、３象限で同じ演算式になり、第１、第４象限で同じ演算式になる。
【００６７】
更に、図１３には、点Ｂを始点とする０°〜３６０°の位相角を、０〜４lmの一次元座標θｑに変換する場合の例も示される。この場合の変換用の演算式は、lm−ｑ、３lm＋ｑの２種類となる。また、第２、３象限で同じ演算式になり、第１、第４象限で同じ演算式になる。
【００６８】
図１４は、Ｑチャネル信号を利用した場合の位相角と一次元座標θｑの変換用の演算式を示す図表である。図９に対応する図表であるので、詳細な説明は行わない。そして、図１４の図表に示された８種類の方式を利用して、Ｉチャネル信号を利用した位相角検出回路と同様の構成で、Ｑチャネル信号を利用した位相角検出回路が構成できる。
【００６９】
図１５は、第３の実施の形態例の周波数弁別器の回路図である。この周波数弁別器は、図６に示されたＩ信号の値ｉを利用した位相角検出回路と、図１２に示されたＱ信号の値ｑを利用した位相角検出回路とを併用する。
【００７０】
図５及び図１１の位相角検出回路の原理から理解される通り、位相角を一次元座標に変換する場合、図５に示されたＩ信号を利用する場合は、位相角が正弦波曲線に類似の変換関数により一次元座標θｉに変換される。また、図１１に示されたＱ信号を利用する場合は、角度が９０゜シフトした正弦波曲線に類似の変換関数により一次元座標θｑに変換される。従って、信号点の位置によって、それぞれ一次元座標に変換された後の位相差Δθｉ、Δθｑの精度が落ちることになる。そこで、図１５の例では、両方の位相角検出回路を設け、それぞれの位相角検出回路から検出した連続する信号点の位相差ΔθｉとΔθｑとを加算し、積分する。それにより、より精度の高い周波数差Δｆを検出することができる。
【００７１】
図１５に示される通り、Ｉ信号を利用した位相角検出回路１０ｉと、Ｑ信号を利用した位相角検出回路１０ｑとが設けられる。それぞれの構成は、図６，図１２に示した構成と同じである。但し、象限判定回路１０１は共用される。それぞれのセレクタ１０５ｉ、１０５ｑで選択された演算値がそれぞれのノードｎ５，ｎ９に出力される。そして、連続する信号点の位相差が位相差検出回路１４ｉ、１４ｑでそれぞれ求められ、ノードｎ１０にΔθｉが、ノードｎ１１にΔθｑがそれぞれ検出される。そして、加算器２５によりそれらの位相差が加算され、信号点検出回路１８により連続してマスク円より外側の信号点が受信されたことが検出された時に、Ｈレベルの信号ｄ４に応答して、積分回路２２内のフリップフロップ２４が、位相差Δθｉ＋Δθｑの累積値をラッチする。従って、ノードｎ１３には、より精度の高い位相差の累積値Σ（Δθｉ＋Δθｑ）が生成される。
【００７２】
図１５の第３の実施の形態例において、図９と図１４の図表に示された方式の任意の組み合わせを利用することができる。Ｉチャネル信号から一次元座標θｉに変換した角度値と、Ｑチャネル信号から一次元座標θｑに変換した角度値とを組み合わせることで、より精度の高い位相角の差を検出することができる。
【００７３】
以上説明した通り、本実施の形態例の周波数弁別器では、簡単な演算回路を組み合わせた位相角検出回路により、信号点の位相平面上での位相角を、信号の存在する位相平面上の象限情報と信号点の座標（Ｉ座標或いはＱ座標、或いはその両方）から求めることができる。従って、専用の論理回路で構成してもその回路構成は簡単である。
【００７４】
図１６は、本実施の形態例の周波数弁別器が、システムＬＳＩ内に内蔵されることを説明する図である。本実施の形態例の周波数弁別器６８が、多値ＱＡＭ方式の復調回路を構成するシステムＬＳＩ５００内に内蔵される場合がある。その場合は、周波数弁別器６８の回路を実現するためのデータが、ハードディスクや磁気テープなどの記録媒体６００内に格納され、かかる回路データを利用して、システムＬＳＩ内に周波数弁別器６８が埋め込まれる。記録媒体６００内に格納される周波数弁別器６８の回路データは、例えば、Verilog ＨＤＬやＶＨＤＬなどの言語により記述される。
【００７５】
【発明の効果】
以上説明した通り、本発明によれば、Ｉチャネル信号やＱチャネル信号の位相平面上での象限情報と、それらの信号を利用した簡単な演算回路で、信号点の位相平面上での位相角を求めることができる。従って、位相角検出回路を簡単な回路構成にすることができる。
【００７６】
更に、上記の位相角検出回路により検出された位相角を利用して、受信信号の搬送波周波数と復調側の基準搬送波の周波数の差を検出する周波数弁別器を構成することで、同様に、周波数弁別器を簡単な回路構成で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】６４ＱＡＭにおける位相平面上での信号点の配置例を示す図である。
【図２】従来の周波数弁別器の例を示す図である。
【図３】多値ＱＡＭ方式の変調器の概略図である。
【図４】多値ＱＡＭ方式の復調器の概略図である。
【図５】本実施の形態例の位相角検出の原理例を説明する図である。
【図６】図５の原理を利用した第１の実施の形態例の周波数弁別器の回路図である。
【図７】Ｉチャネル信号を利用した場合の位相角と一次元座標θｉとの別の対応例を示す図である。
【図８】Ｉチャネル信号を利用した場合の位相角と一次元座標θｉとの別の対応例を示す図である。
【図９】Ｉチャネル信号を利用した場合の位相角と一次元座標θｉの変換用の演算式を示す図表である。
【図１０】他の位相角検出回路の回路例を示す図である。
【図１１】本実施の形態例の位相角検査の原理を示す図である。
【図１２】図１１の原理を利用した第２の実施の形態例の周波数弁別器の回路図である。
【図１３】他のＱチャネル信号を利用した位相角検出の原理例を示す図である。
【図１４】Ｑチャネル信号を利用した場合の位相角と一次元座標θｑの変換用の演算式を示す図表である。
【図１５】第３の実施の形態例の周波数弁別器の回路図である。
【図１６】本実施の形態例の周波数弁別器が、システムＬＳＩ内に内蔵されることを説明する図である。
【符号の説明】
１０ 位相角検出回路
１２ 振幅検出回路
１８ 信号点検出回路
２２ 積分回路
１０１ 象限判定回路
１０２〜１０６ 演算回路
Claims (13)
- Ｉチャネル信号とＱチャネル信号により特定される信号点の位相平面上の位相角を検出する位相角検出回路において、
前記Ｉチャネル信号及び／又はＱチャネル信号から前記信号点の位相平面上での象限を判定し象限判定信号を生成する象限判定部と、
前記象限判定信号に対応する前記Ｉチャネル信号又はＱチャネル信号を利用した演算により、前記位相平面上の位相角を所定の一次元座標上に変換する位相角演算部とを有することを特徴とする位相角検出回路。 - Ｉチャネル信号とＱチャネル信号により特定される信号点の位相平面上の位相角を検出する位相角検出回路において、
前記Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号から前記信号点の位相平面上での象限を判定し象限判定信号を生成する象限判定部と、
前記Ｉ（又はＱ）チャネル信号を供給され、−ｉ（又は−ｑ）を生成する第１の演算器と、２lm＋ｉ（又は２lm＋ｑ）（lmは信号点の振幅値）を生成する第２の演算器と、−２lm＋ｉ（又は−２lm＋ｑ）を生成する第３の演算器とを有し、前記象限判定信号に応答して、前記第１〜第３の演算器のいずれかの出力を選択的に出力する位相角演算部とを有することを特徴とする位相角検出回路。 - Ｉチャネル信号とＱチャネル信号により特定される信号点の位相平面上の位相角を検出する位相角検出回路において、
前記Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号から前記信号点の位相平面上での象限を判定し象限判定信号を生成する象限判定部と、
前記Ｉ（又はＱ）チャネル信号を供給され、前記Ｉ（又はＱ）チャネル信号をそのまま出力する第１の演算器と、２lm−ｉ（又は２lm−ｑ）（lmは信号点の振幅値）を生成する第２の演算器と、−２lm−ｉ（又は−２lm−ｑ）を生成する第３の演算器とを有し、前記象限判定信号に応答して、前記第１〜第３の演算器のいずれかの出力を選択的に出力する位相角演算部とを有することを特徴とする位相角検出回路。 - Ｉチャネル信号とＱチャネル信号により特定される信号点の位相平面上の位相角を検出する位相角検出回路において、
前記Ｑ（又はＩ）チャネル信号から前記信号点の位相平面上での象限を判定し象限判定信号を生成する象限判定部と、
前記Ｉ（又はＱ）チャネル信号を供給され、lm＋ｉ（又はlm＋ｑ）（lmは信号点の振幅値）を生成する第１の演算器と、−（lm＋ｉ）（又は−（lm＋ｑ））を生成する第２の演算器とを有し、前記象限判定信号に応答して、前記第１又は第２の演算器のいずれかの出力を選択的に出力する位相角演算部とを有することを特徴とする位相角検出回路。 - Ｉチャネル信号とＱチャネル信号により特定される信号点の位相平面上の位相角を検出する位相角検出回路において、
前記Ｑ（又はＩ）チャネル信号から前記信号点の位相平面上での象限を判定し象限判定信号を生成する象限判定部と、
前記Ｉ（又はＱ）チャネル信号を供給され、lm−ｉ（又はlm−ｑ）（lmは信号点の振幅値）を生成する第１の演算器と、−（lm−ｉ）（又は−（lm−ｑ））を生成する第２の演算器とを有し、前記象限判定信号に応答して、前記第１又は第２の演算器のいずれかの出力を選択的に出力する位相角演算部とを有することを特徴とする位相角検出回路。 - Ｉチャネル信号とＱチャネル信号により特定される信号点の位相平面上の位相角を検出する位相角検出回路において、
前記Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号から前記信号点の位相平面上での象限を判定し象限判定信号を生成する象限判定部と、
前記Ｉ（又はＱ）チャネル信号を供給され、−ｉ（又は−ｑ）を生成する第１の演算器と、２lm＋ｉ（又は２lm＋ｑ）（lmは信号点の振幅値）を生成する第２の演算器と、４lm−ｉ（又は４lm−ｑ）を生成する第３の演算器とを有し、前記象限判定信号に応答して、前記第１〜第３の演算器のいずれかの出力を選択的に出力する位相角演算部とを有することを特徴とする位相角検出回路。 - Ｉチャネル信号とＱチャネル信号により特定される信号点の位相平面上の位相角を検出する位相角検出回路において、
前記Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号から前記信号点の位相平面上での象限を判定し象限判定信号を生成する象限判定部と、
前記Ｉ（又はＱ）チャネル信号を供給され、前記Ｉ（又はＱ）チャネル信号をそのまま出力する第１の演算器と、２lm−ｉ（又は２lm−ｑ）（lmは信号点の振幅値）を生成する第２の演算器と、４lm＋ｉ（又は４lm＋ｑ）を生成する第３の演算器とを有し、前記象限判定信号に応答して、前記第１〜第３の演算器のいずれかの出力を選択的に出力する位相角演算部とを有することを特徴とする位相角検出回路。 - Ｉチャネル信号とＱチャネル信号により特定される信号点の位相平面上の位相角を検出する位相角検出回路において、
前記Ｑ（又はＩ）チャネル信号から前記信号点の位相平面上での象限を判定し象限判定信号を生成する象限判定部と、
前記Ｉ（又はＱ）チャネル信号を供給され、lm＋ｉ（又はlm＋ｑ）（lmは信号点の振幅値）を生成する第１の演算器と、３lm−ｉ（又は３lm−ｑ）を生成する第２の演算器とを有し、前記象限判定信号に応答して、前記第１又は第２の演算器のいずれかの出力を選択的に出力する位相角演算部とを有することを特徴とする位相角検出回路。 - Ｉチャネル信号とＱチャネル信号により特定される信号点の位相平面上の位相角を検出する位相角検出回路において、
前記Ｑ（又はＩ）チャネル信号から前記信号点の位相平面上での象限を判定し象限判定信号を生成する象限判定部と、
前記Ｉ（又はＱ）チャネル信号を供給され、lm−ｉ（又はlm−ｑ）（lmは信号点の振幅値）を生成する第１の演算器と、３lm＋ｉ（又は３lm＋ｑ）を生成する第２の演算器とを有し、前記象限判定信号に応答して、前記第１又は第２の演算器のいずれかの出力を選択的に出力する位相角演算部とを有することを特徴とする位相角検出回路。 - 直交振幅変調波との搬送波と復調用基準搬送波との周波数差を検出する周波数弁別器において、
Ｉチャネル信号及び／又はＱチャネル信号から前記信号点の位相平面上での象限を判定し象限判定信号を生成する象限判定部と、前記象限判定信号に応答する前記Ｉチャネル信号又はＱチャネル信号を利用した演算により、前記位相平面上の位相角を所定の一次元座標上に変換する位相角演算部とを有する位相角検出回路と、
前記位相角検出回路から検出された前記一次元座標上の位相角を供給され、所定のマスク円Ｓの外側の信号点が連続して復調された時に、連続する信号点間の位相角差を累積する積分回路とを有することを特徴とする周波数弁別器。 - 直交振幅変調波との搬送波と復調用基準搬送波との周波数差を検出する周波数弁別器において、
Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号から前記信号点の位相平面上での象限を判定し象限判定信号を生成する象限判定部と、前記象限判定信号に対応する前記Ｉチャネル信号を利用した演算により、前記位相平面上の位相角を所定の第１の一次元座標上に変換する第１の位相角演算部と、前記象限判定信号に対応する前記Ｑチャネル信号を利用した演算により、前記位相平面上の位相角を所定の第２の一次元座標上に変換する第２の位相角演算部とを有する位相角検出回路と、
前記位相角検出回路から検出された前記第１及び第２の一次元座標上の位相角を供給され、所定のマスク円Ｓの外側の信号点が連続して復調された時に、連続する信号点間の位相角差を累積する積分回路とを有することを特徴とする周波数弁別器。 - 直交振幅変調波との搬送波と復調用基準搬送波との周波数差を検出する周波数弁別器において、
請求項２〜９のいずれかに記載された位相角検出回路と、
前記位相角検出回路から検出された前記一次元座標上の位相角を供給され、所定のマスク円Ｓの外側の信号点が連続して復調された時に、連続する信号点間の位相角差を累積する積分回路とを有することを特徴とする周波数弁別器。 - 請求項１〜９のいずれかに記載された位相角検出回路を構成する為の回路データが記録されたコンピュータ読みとり可能な記録媒体。
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