KR20010062168A - 피드 포워드 증폭기 및 그 제어기 - Google Patents
피드 포워드 증폭기 및 그 제어기 Download PDFInfo
- Publication number
- KR20010062168A KR20010062168A KR1020000073756A KR20000073756A KR20010062168A KR 20010062168 A KR20010062168 A KR 20010062168A KR 1020000073756 A KR1020000073756 A KR 1020000073756A KR 20000073756 A KR20000073756 A KR 20000073756A KR 20010062168 A KR20010062168 A KR 20010062168A
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- signal
- distortion
- frequency
- loop
- amplifier
- Prior art date
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 109
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 70
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims abstract description 44
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 32
- 238000002347 injection Methods 0.000 claims abstract description 25
- 239000007924 injection Substances 0.000 claims abstract description 25
- 230000008030 elimination Effects 0.000 claims description 34
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 claims description 34
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 24
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 claims 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 11
- 238000012545 processing Methods 0.000 abstract description 11
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 14
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 14
- 230000008859 change Effects 0.000 description 13
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 10
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 10
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 8
- 238000003892 spreading Methods 0.000 description 8
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 6
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 6
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 6
- 230000036961 partial effect Effects 0.000 description 6
- 230000008569 process Effects 0.000 description 6
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 6
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 5
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 5
- 238000013461 design Methods 0.000 description 4
- 230000006870 function Effects 0.000 description 4
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 4
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 4
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 4
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 3
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 3
- 230000005856 abnormality Effects 0.000 description 2
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 2
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 2
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000008094 contradictory effect Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 239000004575 stone Substances 0.000 description 1
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3223—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward
- H03F1/3229—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward using a loop for error extraction and another loop for error subtraction
- H03F1/3235—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward using a loop for error extraction and another loop for error subtraction using a pilot signal
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
피드 포워드 증폭기 및 그 제어기에 관한 것이다. 기본 파일럿 신호 및 국부발진신호의 합 주파수 및 차 주파수의 2종류의 제 2파일럿 신호가 주입측 믹서(22)에 의해서 생성되어 왜곡 검출루프로 주입된다. 출력단자(2)에서 나타나는 신호의 일부는 분기되고, 국부발진신호의 사용으로 검출측 믹서(23)에 의해서 주파수로 변환되며, 협대역 필터(24)에서 여파되고, 여파출력은 오차신호(ErrI 및 ErrQ)로서 동기 검파기(25)로 입력되어 기본 파일럿 신호를 참조하여 동기 검파됨으로써, 왜곡 검출루프에 대한 제어신호가 발생하게 된다. 제 2파일럿 신호의 스펙트럼은 확산될 수 있다. 검출측에서 입력신호 성분을 상쇄하기 위한 처리가 실행될 수 있다. 간단한 회로 구성으로 왜곡성분의 제거 및 억압효과가 향상되며 최적의 제어상태가 확립될 때까지 소요되는 시간이 단축된다.
Description
본 발명은 전기신호의 저왜곡 증폭(low-distortion amplification)을 제공하는 피드 포워드 증폭기, 및 그 제어기에 관한 것이다.
본 발명은 다중 캐리어 신호나 스펙트럼 확산 변조신호의 저왜곡 증폭에 적용할 수 있다. 보다 상세하게, 본 발명은 무선통신 및 유선통신 분야에서 전송신호의 향상된 품질을 제공한다. 본 발명에 관한 피드 포워드 증폭기는 휴대전화용 기지국 및 중계기, 지상파 디지털 텔레비전 방송 시스템용 방송기 및 중계기, 및 저왜곡 증폭이 요구되는 그 밖의 다른 여러 가지 시스템에서 이용할 수 있다.
휴대전화 시스템, 특히 지상파를 이용하는 그러한 시스템은 사용자가 이동 무선국을 휴대하는 동안에 무수히 많은 기지국이 지리적으로 서로 분산되는 공통 구성을 갖는다. 일예로서 중계기가 기지국과 이동 무선국 사이에 제공된 곳을 예로 들 수 있다. 무선 주파수 증폭기는 이동 무선국로 전송되는 무선 주파수를 전력 증폭하기 위해 기지국과 중계기에 제공되어 있는데, 이것은 다음과 같은 이유로 인해서 정밀한 저왜곡 특성을 필요로 한다.
첫째, 증폭기의 입력 대 출력 특성은 다양한 각도의 어느 정도 비직진성을 반드시 보인다. 이 비직진성에 의해 발생된 왜곡성분은 고조파, 혼변조 왜곡, 및 상호변조 왜곡을 포함하는 여러 종류의 형태가 있다. 신호 품질를 열화시키는 원인이 되는 이들 왜곡성분을 제거 또는 억압할 필요가 있다. 입력신호에 의해 점유된 주파수 대역으로부터 증폭기까지 무수히 많이 분리되는 주파수에서 흔히 나타나는 고조파 등과 같은 몇 가지 왜곡성분은 다음 단계에서 증폭기에 제공된 필터에 의해 제거될 수 있다. 그러나, 증폭기로의 입력신호 주파수와 동일하거나 극히 유사한 주파수를 갖는 혼변조 왜곡 및 상호변조 왜곡 등과 같은 나머지 왜곡성분은 그러한 필터에 의해서 제거하기란 불가능하거나 힘들다. 특히, 증폭기가 서로 극히 유사한 주파수를 갖는 다수의 캐리어를 증폭하는 경우에, 혼변조 왜곡이나 상호변조 왜곡성분 모두 필터에 의해서 제거될 수 없다.
휴대전화 시스템은 세계 여러 나라에서 서로 다른 표준에 따라 실행된다. 이들 표준 중에서, PDC(Personal Digital Cellular)표준 휴대전화 시스템은 일본에서 실행되고, GSM(Global System for Mobile communication)표준 휴대전화 시스템은 유럽과 같은 많은 나라에서 실행되며, IS-54/IS-136 표준 휴대전화 시스템은 미국에서 실행되며, 2가지 모두 2.5세대 유대 전화시스템으로 불리는 EDEG(Enhanced Data-rates for GSM Evolution)표준 휴대전화 시스템 및 GPRS(General Packet Radio System)표준 휴대전화 시스템은 서로 극히 유사한 주파수를 갖는 많은 나라에서 실행된다. 현재 여러 나라에서 개발되고 있거나 대중화된 CDMA(Code Division Multiple Access)표준 휴대전화 시스템은 스펙트럼 확산 변조신호를 전송한다. 이러한 형태의 시스템은 cdmaOne 또는 IS-95란 명칭하에 미국, 일본, 한국에서 실행되고 있으며, W-CDMA(Wideband CDMA), IMT-2000(International Mobile Telecommunication-2000) 또는 cdma2000이란 명칭하에 그들의 완성을 위한 계획이진핸 중에 있다.
상술한 바를 명료하게 요약하면, 현재 및 미래의 휴대전화 시스템의 공통 특성은 기지국 또는 중계기와 이동 무선국 간에, 또는 기지국과 중계기 간에 전송되는 신호는 서로 매우 유사한 주파수를 갖는 다수의 성분을 갖는다. 특히, 서로 극히 유사한 주파수를 갖는 다수의 주파수 성분을 포함하는 신호는 PDC, GSM, IS5-54/IS-136, EDGE, 및 GPRS 표준용 기지국 또는 중계기에서 무선 주파수 출력 증폭기(다중 캐리어 증폭기)에 입력되며, 스펙트럼 확산 변조신호는 CDMA 표준용 기지국 또는 중계기에서 무선 주파수 출력 증폭기로 입력된다. 그러므로, 입력신호의 주파수 성분은 혼변조 왜곡 또는 상호변조 왜곡에서 수용 가능하다. 더구나, 입력신호는 많은 캐리어를 포함하거나 스펙트럼 확산 변조되므로, 왜곡성분은 증폭기의 비직진성으로 인해 나타날 수 있다. 즉, 휴대전화 시스템용 기지국과 중계기의 무선 주파수 출력 증폭기는 상호변조 왜곡성분으로 표현되는 왜곡성분의 발생을 억압하기 위한 구조(scheme) 또는 왜곡을 줄이거나 제거할 수 있는 개량을 필요로 한다.
지상파 디지털 텔레비전 방송시스템용 지기국과 중계기의 무선 주파수 출력 증폭기 역시, 유사한 구조를 필요로 한다. 예를 들면, 일본에서 실시하기 위해 계획한 지상파 디지털 텔레비전 방송시스템은 많은 캐리어가 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex)에 따라서 다중 채널화된 신호를 전송하므로, 그의 증폭기는 왜곡을 줄이거나 제거하기 위해 개선점을 필요로 한다.
그러나, 이상적인 저왜곡 특성을 갖는 증폭기를 실현하는 것은 불가능하며,때로는 코스트 및 회로의 크기상의 규제로 인해 이상적인 저왜곡 특성을 갖는 증폭기조차도 거의 실현하기가 힘들다. 이 문제를 해결하기 위해서 증폭기에 발생된 왜곡성분을 억압하거나 제거하기 위한 회로를 증폭기에 추가하려는 시도가 있었다. 이 시도는 지금까지 증폭기의 출력신호에 포함된 왜곡성분을 검출하고, 그 결과에 따라서 자동 제어를 행함으로써, 증폭기의 출력신호에 포함된 왜곡성분을 최소화하기 위해 제공되는 회로 형태로 실행되었다. 부가적인 회로를 갖는 이러한 형태의 증폭기는 왜곡 보상 증폭기라 부른다.
하나의 공지된 종래의 왜곡보상 증폭 시스템으로 피드 포워드 시스템이 있다. 일반적으로, 피드 포워드 시스템은 증폭기 출력의 잔류 왜곡성분 중에서 필터 단계 등에서 제거하기 어려운 왜곡성분을 최대한 제거 및 억압할 수 있고, 노화로 인해서 온도가 변화되거나 악화되는 경우에도 바람직한 왜곡성분의 제거 및 억압 성능을 유지할 수 있으며, 이것이 일단 달성되면, 저왜곡 증폭 출력을 얻는 것에 의해서 전송신호의 질을 개선 및 유지하기 위한 목적으로 채용하게 된다. 피드 포워드 시스템을 채용하는 왜곡보상 증폭기는 피드 포워드 증폭이라 부른다.
피드 포워드 증폭기는 신호를 증폭하는 주 증폭기, 이 주 증폭기에서 발생된 왜곡성분을 검출하기 위한 피드 포워드 루프인 왜곡 검출루프, 출력신호로부터 이들 왜곡성분을 제거 또는 억압하기 위한 피드 포워드 루프인 왜곡 제거루프, 왜곡 검출루프 및 왜곡 제거루프의 동작을 자동으로 제어하는 제어기를 구비한다. 지금까지, 피드 포워드 증폭기에 대한 다양한 개량 및 변형이 제안되었다. 관련 참조문헌으로서 일본 특허공보 평성7-77330호, 특허 제 2711413, 2711414, 2799911,2804195, 2948279, 2945451 및 2945447호, 또는 출원서 중 하나에 의한 본래의 명세서를 포함하는 상응하는 공개공보, 즉 공개공보 평성1-198809, 4-233811, 4-233809, 4-286209, 5-243880, 4-83406, 4-83407 및 4-70203호를 포함한다.
도 30은 이들 특허 및 공개공보의 명세서 내용에 근거한 종래의 피드 포워드 증폭기의 전형적인 구성을 나타낸다. 도 30에 도시한 피드 포워드 증폭기에 의해서 변조기 등과 같은 이전 단계의 회로(도시 생략)로부터 입력단자(1)를 통해서 입력된 신호는 주 증폭기(5)에 의해서 증폭되고, 출력단자(2)로부터 안테나 또는 그에 앞서 배치되는 필터 등의 다음 회로로 공급된다. 이 신호 경로와 관련된 2종류의 피드 포워드 루프 중 왜곡 검출루프는 분배기(3), 벡터 조정회로(4), 주 증폭기(5), 지연회로(6), 방향성 결합기(7)를 포함하고, 왜곡 제거루프는 이득 조정회로(8), 위상 조정회로(9), 보조 증폭기(10), 방향성 결합기(11) 및 지연회로(12)를 포함한다. 제어기(17)는 왜곡 검출루프와 왜곡 제거루프에서 (이하에 상세하게 설명) 조정동작을 제어하기 위한 회로이다. 제어기(17)에 의한 제어를 가능하게 하기 위해서, 또는 제어기(17)의 일부로서, 분배기(13), 발진기(14), 협대역 필터(15) 및 수신기(16)가 구비되어 있다.
분배기(3)는 입력단자(1)로부터의 입력신호를 주 증폭기(5) 및 지연회로(6)로 분배한다. 주 증폭기(5)는 분배기(3)로부터 분배된 입력신호를 증폭하고, 그 결과 출력신호(A)를 방향성 결합기(7)로 공급한다. 한편, 지연회로(6)는 분배기로부터 분배된 신호를 지여시켜 방향성 결합기(7)로 공급한다. 방향성 결합기(7)는 주 증폭기(5)로부터의 출력신호(A)를 지연회로(12)를 통해서 방향성 결합기(11)로 공급하는 한편, 출력신호(A)의 일부를 분기하여 지연회로(6)로부터의 신호와 결합시킨다. 방향성 결합기(7)는 출력신호(A)의 일부와 지연회로(6)로부터의 신호의 결합으로 얻어진 신호를 보조 증폭기(10)로 공급한다. 보조 증폭기(10)는 방향성 결합기(7)로부터의 신호를 증폭하여 방향성 결합기(11)로 공급한다. 방향성 결합기(11)는 지연회로(12)에 의해 지연된 신호를 보조 증폭기(10)에 의해 증폭된 신호와 결합하고, 출력단자(2)를 통해서 그 결과신호(B)를 다음 단계의 회로로 출력한다.
분배기(3)에 의해 분배된 2개의 신호는 주 증폭기(5)에서 발생된 왜곡성분을 포함하지 않는 반면에, 주 증폭기(5)로부터의 출력신호(A)는 주 증폭기(5)에서 발생된 왜곡성분을 포함한다. 그러므로, 방향성 결합기(7)에서 결합될 2개의 신호 중에서, 하나는 왜곡성분을 구비하고 있는 반면에 다른 하나는 구비하고 있지 않다. 또한, 이들 2개의 신호는 각각 입력단자(1)를 통해서 주 증폭기(5)로 입력되는 신호와 대응하는 주신호성분을 구비한다. 그러므로, 이들 2개의 신호에서의 공통성분인 주신호성분이 방향성 결합기(7)내의 신호 결합점에서 등진폭과 역위상을 갖는 경우, 방향성 결합기(7)로부터 보조 증폭기(10)로 공급되는 신호는 주로 왜곡성분만을 포함하는 신호가 된다.
또, 지연회로(12)를 통해서 방향성 결합기(11)로 공급되는 신호는 주 증폭기(5)에서 발생된 왜곡성분을 포함하고, 보조 증폭기(10)에 의해 증폭된 신호는 일반적으로 말해 단지 주 증폭기(5)에서 발생된 왜곡성분 만을 포함한다. 그러므로, 방향성 결합기(11)에서 결합될 2개의 신호는 각각 주 증폭기(5)에서 발생된 왜곡성분을 포함한다. 이들 왜곡성분이 방향성 결합기(11)내의 신호 결합점에서 등진폭과 역위상을 갖는다면, 방향성 결합기(11)로부터 출력단자(2)를 통해 출력되는 신호 중에서 왜곡성분은 나타나지 않는다.
방향성 결합기(7), (11)내의 신호 결합점에서 2개의 신호 간의 진폭과 위상 관계를 실현하기 위해서, 왜곡 검출루프에는 벡터 조정회로(4)가 제공되었고, 왜곡 제거루프에는 이득 조정회로(8)와 위상 조정회로(9)가 제공되었다. 벡터 조정회로(4)는 분배기(3)로부터 분배된 출력 중 적어도 하나의 진폭과 위상에 대한 성분 값을 조정함으로써, 진폭과 위상의 관계를 효과적으로 조정한다. 이득 조정회로(8)와 위상 조정회로(9)는 각각, 방향성 결합기(7)로부터 출력되는 2개의 신호 중 적어도 하나의 진폭과 위상을 조정한다. 도 30에서, 주 증폭기(5)와 보조 증폭기(10)로 분배된 출력은 조정을 받고, 지연회로(6), (12)를 통한 신호 역시 조정을 받는다. 이러한 점은 이하에서 설명될 본 발명의 실시예에서도 역시 유사하다.
벡터 조정회로(4)는 직교 변조기에 의해서, 이득 조정회로(8)는 가변 이득 증폭기 또는 가변 저항에 의해서, 및 위상 조정회로(9)는 가변 이상기(移相器)에 의해서 각각 실현될 수 있다. 벡터 조정회로(4)는 이득 조정회로(8)와 위상 조정회로(9)의 조합과 유사한 조합회로로 실현될 수 있고, 이득 조정회로(8)와 위상 조정회로(9)는 벡터 조정회로(4)와 유사한 회로로 대체될 수 있으며, 이득 조정회로(8)와 위상 조정회로(9)의 순서는 바꾸어 놓을 수도 있다. 지연회로(6), (12)는 주 증폭기(5)와 보조 증폭기(10)를 통한 신호 위상에서 발생되는 신호 지연을 보상하기 위한 수단으로, 각각 지연회로(6), (12)와 평행하게 제공되며, 동등한 기능을 갖는 여러 가지 지연선 또는 부재로써 실현될 수 있다. 이러한 가능성 있는 변경 또는설계는 이하에서 설명될 본 발명의 실시예에서도 적용될 수 있다.
지금까지 알려진 피드 포워드 증폭기에 있어서, 벡터 조정회로(4)뿐만 아니라, 이득 조정회로(8)및 위상 조정회로(9)에서의 조정량을 각각, 보조 증폭기(10)로 공급되는 신호가 우세한 왜곡성분을 포함하도록 하고, 또 출력단자(2)에서 나타나는 신호가 왜곡성분을 포함하지 않도록 최적인 값으로 설정 및 제어한다. 주위 온도의 변화 및 구성부품의 성능 저하에 대처하여 항상 최적인 제어형태를 얻기 위해서, 종래의 제어는 파일럿 신호를 이용한 제어가 행해지고 있다. 앞에서 제시한 공보 및 특허에서는 적어도 2가지 형태의 파일럿 신호가 사용된다. 이중 하나는 왜곡 검출루프를 최적화하기 위한 제 1파일럿 신호이고 다른 하나는 왜곡 제거루프를 최적화하기 위한 제 2파일럿 신호이다.
제 1파일럿 신호는 방향성 결합기(7)에서 결합될 2가지 신호 모두에서 나타나도록 분배기(3)의 전단계에서 주신호 경로상에 주입된다. 왜곡 검출루프의 상태가 최적화되었다면, 방향성 결합기(7)에서의 신호 결합동작에 의해 제 1파일럿 신호는 주신호 성분과 동일한 방법으로 상쇄되며, 보조 증폭기(10)로 공급되는 신호는 왜곡성분만의 신호가 될 것이다.
보조 증폭기(10)로 공급되는 신호 중에 제 1파일럿 신호가 남아있는지의 여부를 조사하고, 잔류량이 보다 적어지도록 벡터 조정회로(4)에서의 조정량을 적절히 설정하고 갱신함으로써, 왜곡 검출루프의 제어상태를 최적인 상태로 하는 것이 가능하며, 보조 증폭기(10)로 공급되는 신호는 왜곡성분의 신호로 할 수 있다. 제 1파일럿 신호의 발진, 주입, 제 1파일럿 신호의 검출 및 벡터 조정회로(4)로의 제어신호의 공급은 도 30에서 생략되어 있다. 이 회로는 제 2파일럿 신호의 주입 및 검출 뿐만 아나라 왜곡 제거루프의 최적화 제어에 관한 회로(이하에 상세하게 설명됨)와 유사한 구성의 회로에 의해서 실현할 수 있다.
한편, 제 2파일럿 신호는 방향성 결합기(11)에서 결합될 2종류의 신호 모두에서 나타나도록 분배기(3)내의 신호 분기점으로부터 주 증폭기(5)를 경유하여 방향성 결합기(7)내의 신호 분기점에 이르기까지의 경로 상의 임의의 점에서 신호경로에 주입된다. 도 30에 도시한 예에서, 발진기(14)에서 발진된 주파수(f)의 제 2파일럿 신호는 주 증폭기(5)에서 신호로 주입된다. 예를 들면, 주입점은 주 증폭기(5)를 구성하도록 연속 접속된 다수의 증폭기의 단계 사이에 있다. 왜곡 제거루프의 제어상태가 최적이라면, 제 2파일럿 신호는 왜곡성분과 동일한 방향성 결합기(11)의 신호 결합동작에 의해 상쇄되고, 출력단자(2)에서 나타나는 신호는 왜곡성분을 포함하고 있지 않는다.
왜곡 제거루프를 최적화하기 위해서, 도 30에 도시한 회로는 다음의 동작을 실행한다. 먼저, 방향성 결합기(11)와 출력단자(2)사이에 제공된 분배기(13)에서 출력신호의 일부는 분기된다, 다음에, 제 2파일럿 신호의 주파수가 속하는 충분한 협대역의 성분을 협대역 필터(15)에 의해서 취출한다. 취출된 성분은 출력단자(2)로부터의 출력신호 중에 남아있는 제 2파일럿 신호로 볼 수 있다. 그의 레벨은 수신기(16)에 의해서 검출된다. 제어기(17)는 검출된 레벨, 즉 제 2파일럿 신호의 잔유량을, 왜곡신호의 잔유량을 나타내는 지표로 보고서, 이것을 토대로 발생시킨 제어신호를 이득 조정회로(8) 및 위상 조정회로(9)에 가해, 진폭 및 위상의 조정량을적절하게 설정 및 갱신한다.
위에서 제시한 공고공보 및 특허에 기재된 바와 같이, 제어기(17)는 일반적으로 도 31에 도시한 바와 같은 구성을 갖는다. 도 31에 도시한 회로에 있어서, 수신기(16)에 의해 검출된 수신 전압의 레벨은 A/D 변환기(171)에 의해서 디지털 데이터로 변환되어 CPU(172)로 입력된다. 제어 신호값을 결정하기 위해 CPU(172)에서 처리의 결과로서 얻어진 디지털 데이터 아이템은 D/A변환기(174)에 의해 아날로그 제어신호(제어전압)로 변환되어 이득 조정회로(8)와 위상 조정회로(9)로 공급된다.
위에서 제시한 공고공보 및 특허에 기재된 바와 같이, 제어 신호값을 결정하기 위한 CPU(172)에서의 처리는 통상 진폭조정 및 위상 조정량을 교대로 단계적으로 시행하여 변화시키는 스텝 바이 스텝 탐색처리에 의해서 실현된다. 이러한 종류의 처리에 있어서, CPU(172)는 이득 변경동작과 위상 변경동작을 교대로 실행한다. 이득 변경동작은 소정 단계에서 이득 조정회로(8)내의 진폭(이득)조정을 변화시키고, 그 방향으로의 이득을 변화시키는 것에 의해서, 수신기(16)내의 저레벨 검출밸브에 대한 이득 변화방향을 조사하기 위한 동작이며, 위상 변화동작은 소정 단계에서 위상 조정회로(9)내의 위상 조정량(이상량)을 단계적으로 변화시키고, 그 방향으로의 위상을 변화시키는 것에 의해서, 수신기(16)내의 저레벨 검출밸브에 대한 위상 변화방향을 조사하기 위한 동작이다. 교대로 실시하는 것은, 이득 및 위상량을 동시에 변화시키는 것으로는 레벨 검출값에서의 변화가 이득의 변화에 의한 것인지 이상량의 변화에 의한 것인지 판별할 수 없기 때문이다. 이러한 유형의 처리를 반복하는 것에 의해서 레벨 검출값이 최저로가 되는 이득 및 이상량의 조합이발견된 후에, 레벨 검출값에서 현저한 변화가 나타나지 않는 한 이것을 유지한다. 레벨 검출값에서 현저한 변화가 나타났을 때에는, 동일한 탐색처리가 다시 실행된다. 결과적으로, CPU(172)는 주위온도의 변화, 구성요소의 성능의 노화 등으로 인해 왜곡 제거루프가 최적의 상태로부터 벗어나는 것을 방지한다. 도면에서, 기억장치(173)는 CPU(172)가 사용하는 메모리이다.
그러나, 상술한 종래의 기술은 다음과 같은 문제를 지니고 있다.
먼저, 종래에는 도 31에 도시한 바와 같이 CPU(172)나 종래 기술의 유사한 신호처리용 프로세서를 이용한 회로에 의해 스텝 바이 스텝 탐색처리를 실시함으로써, 왜곡 제거루프의 최적인 제어상태를 확립 및 유지하였다. 그로 인해, 제어가 개시되거나 일단 동작조건이 변화되고나서 10초 정도의 시간이 지난 후에, 왜곡 제거루프의 제어상태를 최적화하는 것이 요구된다. 이 시간 동안에, 왜곡 제거루프가 최적인 제어상태로 되어 있지 않으므로, 왜곡성분과 제 2파일럿 신호는 출력신호 중에 잔류하고, 다음 단계에서 안테나로부터의 불필요한 방사선의 발생을 포함하는 각종 지장을 초래하게 된다.
또, 종래에는 왜곡 제거루프에서의 조정량의 최적화 제어가 제 2파일럿 신호의 잔류량(레벨 검출값)에 의거하여 실행되므로, 왜곡성분에 대한 최고의 제거 및 억압효과는 제 2파일럿 신호의 주파수에서 얻어진다(도 33참조). 이와 같이 최적인 제어상태가 단지 하나의 점에서만 얻어질 수 있는 이유는 주로, 피드 포워드 증폭기를 구성하는 각 부품이 완전히 평탄한 주파수 특성을 가질 수는 없기 때문이다.더구나, 최적인 제어상태가 제 2파일럿 신호의 주파수에서 실현되는 이유는 제 2파일럿 신호의 잔류량이 최저로 되도록 자동제어를 실행하기 때문이다. 그러므로, 제 2주파수 파일럿 신호의 주파수를 피드 포워드 증폭기의 사용대역(CDMA표준에서의 확산 분배대역)과 매우 근접한 주파수로 설정하는 것이 바람직하다고 할 수 있다. 다른 한편으로, 수신기(16)에서 제 2파일럿 신호의 잔류량을 적절히 검출할 수 있도록 하기 위해서 협대역 필터(15)에서 제 2파일럿 신호가 적절히 확산 및 취출될 수 있도록 제 2파일럿 신호의 주파수를 설정하는 것이 필요하다. 즉, 제 2파일럿 신호의 주파수는 피드 포워드 증폭기의 사용대역으로부터 충분히 분리되는 주파수로 설정하는 것이 바람직하다.
이러한 상반조건 사이의 절충안에 도달하기 위해서 지금까지는 제 2파일럿 신호의 주파수f를 피드 포워드 증폭기의 사용대역 바깥에 설정하고(도 32 및 도 33참조), 피드 포워드 증폭기의 사용대역에서의 왜곡성분제거 및 억압효과가 가능한 한 높게되도록, 그러면서도 협대역 필터(15)에서 잔류 제 2파일럿 신호를 추출할 수 있도록, 피드 포워드 증폭기의 사용대역과 제 2파일럿 신호의 주파수와의 간격(Δf)을 설정하였다. 이과 같이 상반하는 요청 사이에서 균형을 얻기 위해 그같은 미묘한 설정이 필요한 것은 피드 포워드 증폭기를 설계 및 사용시에 지장이 있다. 또, 일단 잔류 파일럿 신호가 적절히 취출될 수 있으면 간격(Δf)의 충분한 축소가 허용되지 않으므로, 피드 포워드 증폭기의 사용대역에서의 왜곡성분의 억압 및 제거 효과는 원리상으로 최대 한계에 근접한 범위까지 충분히 증대될 수 없다.
본 발명은 이러한 문제점을 해결하는 것을 과제로하여 된 것으로, CPU로 표현되는 처리수단을 사용하여 스텝 바이 스텝적인 조정량 제어동작을 행할 필요성을 없애고, 왜곡 제거루프에서의 최적인 제어상태를 종래에 비해 보다 짧은 시간에 확립할 수 있도록 함과 동시에, 왜곡 제거루프의 보다 안정적인 제어를 실현할 수 있으며, 파일롯 신호 주파수의 미묘한 설정없이도 간단한 회로에 의해 피드 포워드 증폭기의 사용대역에서의 왜곡성분의 제거 및 억압효과를 향상시키는데 그 목적이 있다.
도 1은 본 발명의 제 1실시예에 따른 피드 포워드 증폭기의 구성을 보인 블록도.
도 2는 동기 검파기 및 검출측 믹서의 구성예를 보인 블록도.
도 3은 비교오차 증폭기의 구성예를 보인 블록도.
도 4는 검출측 믹서의 변형예를 보인 블록도.
도 5는 본 발명의 제 1실시예에서의 주파수 배치의 일예를 보인 도면.
도 6은 도 5에 도시한 주파수 배치 하에서의 왜곡성분의 제거 및 억압효과를 보인 도면.
도 7은 채널 배치의 예시도.
도 8은 본 발명의 제 1실시예에서의 주파수 배치에 있어서 7에 도시한 채널 배치 하에서 채용할 수 있는 주파수 배치의 일예를 보인 도면.
도 9는 본 발명의 제 1실시예에서의 주파수 배치에 있어서 7에 도시한 채널 배치 하에서 채용할 수 있는 주파수 배치의 다른 예를 보인 도면.
도 10은 상측 및 하측 파일럿 신호의 분리 및 추출의 원리를 보인 도면.
도 11은 본 발명의 제 1실시예의 변형예를 보인 블록도.
도 12는 본 발명의 제 1실시예의 변형예를 보인 블록도.
도 13은 12의 AGC회로의 특성을 보인 예시도.
도 14는 본 발명의 제 2실시예에 따른 피드 포워드 증폭기의 구성을 보인 블록도.
도 15는 본 발명의 제 2실시예에서 주파수 배치의 일예를 보인 도면.
도 16은 본 발명의 제 3실시예에 따른 피드 포워드 증폭기의 요부 구성을 보인 블록도.
도 17은 본 발명의 제 3실시예에서 주파수 배치의 일예를 보인 도면.
도 18은 본 발명의 제 4실시예에 따른 피드 포워드 증폭기의 요부 구성을 보인 블록도.
도 19는 본 발명의 제 5실시예에 따른 피드 포워드 증폭기의 구성을 보인 블록도.
도 20은 본 발명의 제 5실시예의 주파수 배치의 일예를 보인 도면.
도 21은 본 발명의 제 5실시예에서 피드 포워드되는 입력신호를 보인 도면.
도 22는 본 발명의 제 5실시예에서 주신호 소거원리를 보인 도면.
도 23은 본 발명의 제 6실시예에 따른 피드 포워드 증폭기의 구성을 보인 블록도.
도 24는 본 발명의 제 5실시예 및 제 6실시예의 부분 변형예를 보인 도면.
도 25는 본 발명의 제 5실시예 및 제 6실시예의 부분 변형예를 보인 도면.
도 26은 본 발명의 제 5실시예 및 제 6실시예의 부분 변형예를 보인 도면.
도 27은 본 발명의 제 5실시예 및 제 6실시예의 부분 변형예를 보인 도면.
도 28은 본 발명의 제 5실시예 및 제 6실시예의 부분 변형예를 보인 도면.
도 29는 본 발명의 제 5실시예 및 제 6실시예의 부분 변형예를 보인 도면.
도 30은 종래의 피드 포워드 증폭기의 구성을 보인 블록도.
도 31은 종래의 제어기의 구성을 보인 도면.
도 32는 종래의 주파수 배치의 일예를 보인 도면.
도 33은 종래의 문제점 보인 도면.
♣도면의 주요부분에 대한 부호의 설명♣
1:입력단자 2:출력단자
3, 13, 30:분배기 4, 32:벡터 조정회로
5:주 증폭기 6, 12, 31:지연회로
7, 11:방향성 결합기 8:이득 조정회로
9:위상 조정회로 10:보조 증폭기
20, 21:발진기 22:주입측 믹서
23:검출측 믹서 24:협대역 필터
25:동기 검파기 26:비교오차 증폭기
27:확산 신호 발생기 28, 29:변조기
33:결합기
fP:기본 파일럿 신호의 주파수
fL:국부발진신호의 주파수
본 발명의 하나의 측면은 주 증폭기와, 주 증폭기로의 입력신호의 일부와 주 증폭기로부터의 출력신호의 일부를 서로간의 진폭과 위상의 상호관계를 조정하여 결합함으로써 왜곡신호를 발생시키는 왜곡 검출루프와, 왜곡신호와 주 증폭기로부터의 출력신호를 서로간의 진폭과 위상의 상호관계를 조정하여 결합함으로써 저왜곡화 출력신호를 발생시키는 왜곡 제거루프를 포함하는 피드 포워드 증폭기에서 사용되는 제어기에 있다. 본 발명에 따른 제어기는 주 증폭기에서 발생한 왜곡성분 및 저왜곡화 출력신호 중에 남아있는 왜곡성분이 억압되도록 제어신호를 왜곡 검출루프 및 왜곡 제거루프로 공급함으로써 상기 조정동작을 제어한다. 또한, 본 발명의 다른 측면은 주 증폭기, 왜곡 검출루프, 왜곡 제거루프, 및 본 발명에 따르는 제어기를 포함하는 피드 포워드 증폭기에 있다.
본 발명에 따르는 제어기는 주입측 믹서, 검출측 믹서, 및 동기 검파기를 포함한다.
주입측 믹서는 국부발진신호를 사용하여 기본 파일럿 신호를 상향변환(up-convert)함으로써 기본 파일럿 신호의 주파수와 국부발진신호의 주파수의 합과 동일한 주파수를 갖는 상측 파일럿 신호와, 기본 파일럿 신호의 주파수와 국부발진신호의 주파수의 차와 동일한 주파수를 갖는 하측 파일럿 신호를 생성한다. 주입측 믹서는 생성된 상측 및 하측 파일럿 신호를 왜곡 검출루프에서 결합될 각 신호 중에 주입되도록 왜곡 검출루프 내로 주입한다.
왜곡 제거루프의 상태는 상측 및 하측 파일럿 신호가 저왜곡화 출력신호일 때에 최적이 아닌 상태로 간주된다. 검출측 믹서는 저왜곡화 출력신호의 일부를 입력하고, 국부발진신호를 사용하여 이 저왜곡화 출력신호를 동위상 및 직교위상(π/2[rad])으로 하향변환(down-convert)함으로써, 이득 및 위상의 오차신호를 발생시킨다.
동기 검파기는 기본 파일럿 신호를 참조신호로 하여 이 방법으로 얻어진 이득 오차신호와 위상 오차신호 상의 동기검파를 실행한다. 결과적으로, 동기 검파기의 신호 검출을 통해서 최적인 제어상태와 관련된 현재 제어상태의 오차를 나타내는 신호가 얻어지고, 동기 검파기는 그들을 제어신호로서 (이득 및 위상 조정회로 또는 벡터 조정회로와 같은)왜곡 제거루프로 공급한다. 결과적으로, 왜곡 제거루프의 상태는 최적의 상태에 가까워지며, 저왜곡화 출력신호에 남아있는 왜곡성분은 제거되거나 억압된다.
본 발명에 관해서 첫 번째 주목할 점은 저왜곡화 출력신호 중에 잔류하고 있는 (제 2)파일럿 신호를 기본 파일럿 신호를 참조신호로 하여 동기 검파함으로써, 제어신호를 발생시키는데 있다. 그러므로, 종래에 사용되던 스텝 바이 스텝적인 탐색처리를 실행할 필요가 없으며, 그로 인해 CPU 또는 프로세서가 필요없게 된다. 더구나, 이것은 이득과 위상 모두를 자동으로 동시에 조정하는 것이 가능하다. 즉, 본 발명에 따르면 스텝 바이 스텝적인 탐색처리로 실행되는 종래의 기술에 비해서, 제어의 개시로부터 최적제어상태가 확립될 때까지의 시간 또는 온도변화와 같은 동작조건의 변화후부터 최적제어상태가 재확립될 때까지의 시간을 단축할 수 있고, 왜곡성분과 파일럿 신호의 불필요한 방사 등의 문제를 해결할 수 있다. 이 점에 있어서, 본 발명은 본원 출원인에 의해 (일본 특허출원 평성10-300667호 및 일본 특허출원 평성11-191901호)에 이미 출원된 본 발명의 응용, 변형 또는 개량 출원으로 간주되어야 한다.
또, 왜곡 제거루프의 최적화를 위해서 1종류의 파일럿 신호만을 사용하는 종래의 기술에서는, 파일럿 신호의 주파수에서 왜곡성분의 제거 및 억압효과가 최고로 되고, 그 결과 주 증폭기의 사용대역에서의 왜곡성분의 제거 및 억압효과가 최고로 될 수 없는 문제가 있었다. 본 발명에 관해서 두 번째 주목할 점은 왜곡제거루프의 최적화를 위한 2종류의 파일럿 신호(상측 및 하측 파일럿 신호)를 주입하는데 있다. 그로 인해서, 본 발명에 있어서 왜곡성분의 제거 및 억압효과는 국부발진신호의 주파수 근방과 같이, 상측 파일럿 신호의 주파수보다 낮고 하측 파일럿 신호의 주파수보다 높은 주파수에서 최대로 된다.
본 발명에 관해서 세 번째 주목할 점은 국부발진신호와 기본 파일럿 신호의 기본 주파수를, 상측 파일럿 신호의 주파수와 하측 파일럿 신호의 주파수 사이에 피드 포워드 증폭기가 사용되는 주파수 대역 중에 적어도 일부가 포합되도록 설정하고 있다. 따라서, 본 발명에 따르면, 피드 포워드 증폭기가 사용되는 주파수 대역 중에서, 적어도 상측 파일럿 신호의 주파수와 하측 파일럿 신호의 주파수 사이에 존재하는 부분에서는, 상측 및 하측 파일럿 신호의 주파수에서의 왜곡성분 제거 및 억압효과 보다 높은 왜곡제거 및 억압효과가 얻어진다.
본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 국부발진신호와 기본 파일럿 신호의 기본 주파수에서 왜곡성분의 제거 및 억압효과가 최고로 되는 점을, 피드 포워드 증폭기가 사용되는 주파수 대역 내에 두는 것도 가능하다.
다른 실시예에 있어서, 국부발진신호의 기본 주파수(fL)를 피드 포워드 증폭기가 사용되는 주파수 대역 내에 두고, 기본 파일럿 신호의 기본 주파수(fP)를 국부발진신호의 기본 주파수(fL)보다 낮은 주파수로 한다. 그러므로, 상측 파일럿 신호의 기본 주파수는 fL+fP가 되고, 하측 파일럿 신호의 기본 주파수는 fL-fP가 된다. 결과적으로, 왜곡성분의 제거 및 억압효과가 최고로 되는 점은, 주파수(fL)근방, 즉 피드 포워드 증폭기가 사용되는 주파수 대역 내에 위치하게 된다. 특히, 국부발진신호의 기본 주파수(fL)를 주 증폭기로의 입력신호의 주파수 대역의 중앙에 두고, 기본 파일럿 신호의 기본 주파수(fP)를 피드 포워드 증폭기가 사용되는 주파수 대역폭의 1/2 이상으로 설정해 두면, 해당 입력신호의 주파수 대역 전체를, 왜곡성분 제거 및 억압효과가 최고 또는 그 근처 영역 내에 두는 것이 바람직하다.
또 다른 실시예에 있어서, 피드 포워드 증폭기가 사용되는 주파수 대역이 각각 소정의 채널 대역폭을 갖는 다수의 채널로 구분되어 있는 것으로 가정한다. 이 실시예에 있어서, 국부발진신호의 기본 주파수(fL)를, 채널 분리를 위해서 채널과 채널 간에 설정되어 있는 보호대역인 채널 분리대역 내에 두고, 기본 파일럿 신호의 기본 주파수(fP)를, 채널 대역폭의 자연배수가 되는 주파수로 한다. 결과적으로, 주파수(fL+fP)와 주파수 (fL-fP)에 의해 샌드위치된되는 다수의 채널에서, 특히 주파수(fL)근방의 채널에서 왜곡성분의 제거 및 억압효과는 최고로 된다.
위 설명에서 사용된 "기본 주파수"란 용어는 상측 및 하측 파일럿 신호의 스펙트럼을 확산시키는 실시형태가 얻어 질 수 있기 때문이다. 또, 본 발명의 바람직한 일 실시예에서는 비록 국부발진신호를 발진하는 제 1발진기와 기본 파일럿 신호를 발진하는 제 2발진기를 지니고 있으나, 이들은 본 발명을 실시하는데 있어서 필수적인 것은 아니다. 가령, 변조기와 같이 보다 전단계의 회로에서 동일 주파수로 발진하는 발진기가 제공된다면, 그 발진기로부터 입력하도록 하여도 좋다.
본 발명에 관해서 네 번째 주목할 점은 왜곡 제거루프의 최적 제어에서 사용하는 파일럿 신호, 즉 종래기술의 제 2파일럿 신호에 대응하는 신호를, 국부발진신호와의 혼합에 의한 기본 파일럿 신호의 상향변환에 의해 발생시키고 있다. 그러므로, 동일한 국부발진신호를 사용하여 검출측 믹서에 의해 저왜곡화 출력신호의 일부를 동위상 및 직교위상에 있는 2개의 신호로 하향변환하는 것에 의해서, 저왜곡화 출력신호에 남아 있는 상측 및 하측 파일럿 신호를, 기본 파일럿 신호의 주파수로 되돌릴 수 있고, 기본 파일럿 신호의 주파수 대역에서 이득 및 위상의 잔류량을검출할 수 있다. 낮은 주파수로 변환된 신호의 동기검파를 통해서 검파된 비교오차신호를 바탕으로 제어신호가 발생된다. 동일 국부발진신호가 상향변환 및 하향변환 양쪽의 컨버터에서 사용할 수 있고 또 기본 파일럿 신호를 동기검파 시의 참조신호로서 사용할 수 있기 때문에, 국부발진신호 및 기본 파일럿 신호에서 다소 주파수 변동은 하향변환에 의해서 상쇄되어 제어신호를 생성할 수 있다. 다시 말해서, 안전성이 그다지 좋지 않은 발진기를 사용하여 저가격화 설계를 가능케 한다.
또, 파일럿 신호의 주입 및 잔류량의 검출과 제어신호의 생성시에 주입을 위해서 필요한 수단은 주입측 믹서, 검출측 믹서 및 동기 검파기이다. 그러므로, 본 발명에 관계되는 회로는 종래 기술의 회로에 비해서 간단한 구성을 갖는다. 본 발명에 따르면, 믹서와 검출기 수의 감소를 포함하는 회로 구성의 단순화가 달성되며, 본 발명에 관계되는 제어기의 회로구성은 이하에서 설명될 방향성 결합기와 분배기 및 필터를 감안하더라고, 일본특허공개 평성7-106861호 및 8-56126호 공보에 기재된 기술과 비교하여 간단하다.
일본 특허공개 평성7-106861호 및 8-56216호 공보에는 서로 다른 주파수를 갖는 2종류의 제 2파일럿 신호를 사용하는 것이 나타나 있다. 그러나, 2종류의 제 2파일럿 신호는 별개의 발진기에 의해서 각각 발생되므로, 이들 공보에 기술된 회로의 검출기는 본 발명에서의 수보다 반드시 많다. 더구나, 파일럿 신호로서 믹서 출력에서 나타나는 합차 양 주파수 성분을 파일럿 신호로서 주입하는 점에 대해서, 이들 공보에는 개시되거나 제안되지 않았다.
또한, 주입될 상측 및 하측 파일럿 신호의 레벨은 임의로 설정할 수 있으나,본 발명의 바람직한 실시예에서는 회로의 소형화, 코스트 저감 및 전력소모를 최소화하기 위해서 가능한 낮은 레벨로 하는 것이 바람직하다. 상측 및 하측 파일럿 신호가 낮은 레벨로 유지되면, 저왜곡화 출력신호에서 그들의 잔류 레벨 역시 낮아진다. 더구나, 파일럿 신호의 잔류량이 가능한 한 최소화 되도록 왜곡 제거루프를 제어하기 때문에, 최적인 제어상태에 가까우면 가까울수록 저왜곡화 출력신호 중에서 그들의 잔류량(레벨)은 낮아진다. 다른 한편으로, 저왜곡화 출력신호에는 주 신호성분도 포함된다. 이 주 신호성분은 잔류 파일럿 신호를 검출하는 동안 잡음 또는 불필요한 성분으로 작용한다.
본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 다음의 처리는 잡음 성분 또는 불필요한 성분으로 작용하는 주 신호성분을 감소시킨다. 즉, 검출측 믹서로 입력되는 저왜곡화 출력신호 중에 포함되는 성분 중, 피드 포워드 증폭기에서 증폭되어야 할 신호에 대응하는 성분이 상쇄되도록, 검출측 믹서로 입력되는 저왜곡화 출력신호에, 주 증폭기에서 증폭해야 할 신호에 대응하는 성분을 포함하는(그러나 상측 및 하측 파일럿 신호를 포함하지 않는)신호를, 역위상 가산한다. 그에 따라, 검출측 믹서로의 입력중에 포함되는 주 신호성분, 즉 잡음 또는 불필요한 성분이 제거되거나 억압된다. 결과적으로, 잡음 또는 불필요한 성분으로 작용하는 주 신호성분과 상응하는 성분은 하향변환 후에 출력으로부터 제거되거나 억압된다. 즉, 본 발명의 바람직한 실시예에 의하면, 파일럿 신호의 잔류량이 상당히 낮은 레벨이 되도록 함에도 불구하고, 해당 잔류량을 오차 신호의 형태로 안정적으로 검출하는 것이 가능하다. 또, 검출측 믹서의 동적인 범위가 좁아져도 좋기 때문에, 그런 면에서도 회로의 소형화, 코스트 저감 및 소비 전력의 저감 등의 효과가 향상된다.
또한, 본 발명의 상측 및 하측 파일럿 신호는 피드 포워드 증폭기가 사용되는 주파수 대역 내에 존재하거나 대역 바깥에 존재할 수 있다. 상측 및 하측 파일럿 신호로서 각각 단일 주파수 신호를 사용하여도 좋으나 스펙트럼 확산 변조된 신호를 사용해도 좋다. 증폭 출력될 신호에 대해 상측 및 하측 파일럿 신호가 영향을 끼치는 것을 막기 위해서는, 이들 상측 및 하측 파일럿 신호의 주파수 또는 확산대역을 피드 포워드 증폭기가 사용되는 주파수 대역 바깥에 두거나, 이들 상측 및 하측 파일럿 신호로서 스펙트럼 확산 변조된 신호를 사용함으로써 파일럿 신호가 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호에 상당하는 성분에 대해서는 잡음으로서 작용시키는 것이 바람직하다. 상측 및 하측 파일럿 신호의 스펙트럼을 큰 폭을 지닌 주파수 대역으로 확산시키기 위해서, 국부발진신호나 기본 파일럿 신호 중 적어도 하나를 스펙트럼 확산 변조할 수 있는 변조기를 제공하여도 좋다.
또, 상측 및 하측 파일럿 신호의 주파수 또는 확산대역의 일부 또는 전부가 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호의 주파수 대역 내에 들어가도록 국부발진신호 및 기본 파일럿 신호의 기본 주파수를 설정하고, 또는 스펙트럼 확산 변조를 위한 변조기를 제공함으로써, 왜곡 제거 및 억압효과가 최고로 되는 주파수가 피드 포워드 증폭기가 사용되는 주파수 대역 내에 확실히 위치하게 되며, 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호의 주파수 대역 내에서의 왜곡성분의 제거 및 억압효과는 높아진다. 이와 같은 주파수 배치를 채용하는 경우에는 검출측 믹서로 입력되는 저왜곡화 출력신호에 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호의 일부를 역위상 가산하는 회로(이미 설명함)를 제공하여, 파일럿 신호의 잔류량 검출을 안정화시키는 것이 바람직하다.
검출측 믹서로부터 오차신호를 공급하는 경로상의 필터에 동기 검파기를 제공하는 것이 바람직하다. 이 필터는 검출측 믹서에서 얻어진 오차신호로부터 기본 파일럿 신호와 동일 또는 그 근방의 주파수 성분을 분리시키고, 그들을 오차신호로서 동기 검파기에 공급한다. 본 실시예에서 파일럿 신호는 검출측 믹서에서 하향변환된 후에 필터에 의해서 분리되므로, 잔류 파일럿 신호를 분리 및 취출하기 위한 필터의 선택은 사용대역과 인접한 주파수를 갖는 제 2파일럿 신호의 대부분이 직접 검출되는 종래의 기술에 비교하여 쉽게 개선될 수 있다. 그러므로, 파일럿 신호의 잔류량을 오차신호의 형태로 더욱 정밀하게 검출할 수 있으며, 왜곡보상의 정밀도 역시 향상된다.
또한, 일 실시예에서 스펙트럼 확산된 상측 및 하측 파일럿 신호를 사용하여 본 발명을 실시하는 경우에, 동기 검파기에 의해 입력되는 참조신호가 스펙트럼 확산된다. 이러한 종류의 실시예에서 잔류 파일럿 신호의 분리 및 취출용 필터를 제공하는 경우, 스펙트럼 확산 대역폭에 따라서 그 필터의 통과 대역폭을 폭넓게 설정한다. 반면에, 참조신호가 스펙트럼 확산 변조되지 않도록 변조기를 제공함과 동시에, 오차신호를 스펙트럼 역확산 변조하는 회로를 제공하여, 동기 검파기로 입력되는 신호가 무변조 신호즉, 스펙트럼 확산 변조되지 않은 신호로 되도록 한 실시예에 있어서는 잔류 파일럿 신호의 분리 및 취출용 필터의 통과 대역폭을 좁게 설정하여 선택도를 향상시킬 수 있다.
또한, 본 발명은 저왜곡화 출력신호에 포함되는 성분 중에서 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호에 상당하는 성분이 제거된 신호에 근거하여 왜곡 제거루프의 최적화 제어를 실행하는 발명이다. 즉, 본 발명의 제 2측면은 주 증폭기, 주 증폭기로의 입력신호의 일부와 주 증폭기로부터의 출력신호의 일부를 그 진폭 및 위상의 상호관계를 조정하여 결합함으로써 왜곡신호를 발생시키는 왜곡 검출루프와, 왜곡신호와 주 증폭기로부터의 출력신호를 그 진폭 및 위상의 상호관계를 조정하여 결합함으로써 저왜곡화 출력신호를 발생시키는 왜곡 제거루프를 구비하는 피드 포워드 증폭기에서 사용되며, 주 증폭기에서 발생한 왜곡성분의 저왜곡화 출력신호중에서의 잔류분이 억압되도록 왜곡검출 루프 및 왜곡제거 루프에 대해서 제어신호를 공급하여 상기 조정동작을 제어하는 제어회로에 있어서, 저왜곡화 출력신호의 일부를 분기하는 수단과, 분기하는 동안 또는 분기 후에 저왜곡화 출력신호의 일부에 주 증폭기로의 입력신호의 일부를 역위상 가산하는 수단과, 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호에 대응하는 성분이 제거된 신호를 근거로 하여 왜곡 제거루프에 대한 상기 제어신호를 발생시키는 수단을 포함한다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부 도면을 참조하여 설명한다. 도 30 내지 33에 나타낸 종래기술의 구성요소와 동일 또는 대응하는 요소는 동일 참조부호로 표시하며 그들의 중복설명은 생략한다. 또한, 실시예들 간의 동일 또는 대응하는 구성요소는 그들의 도면을 통해 동일 참조부호로 표시하며 그에 대한 중복 설명은 생략한다.
(1) 제 1실시예
도 1은 본 발명의 제 1실시예에 따르는 피드 포워드 증폭기의 구성을 보인다. 이 도면에서, 왜곡 검출루프의 최적 제어와 관련되는 회로는 간략히 도시하기 위해서 생략하였다. 왜곡 검출루프의 최적 제어와 관련되는 회로의 구성은 가령, 종래의 기술에서와 같이 제 1파일럿 신호를 사용할 수 있다. 또한, 제 1파일럿 신호를 제거하기 위해서 본 출원인이 일본 특허출원 평성 10-300667호 및 11-191901호에서 제안한 동기 검파기를 갖는 회로의 구성 및 ALC회로가 사용될 수 있다. 또, 전력효율을 개선하기 위해 본 출원인이 일본 특허출원 평성 11-119372호에서 제안한 왜곡 검출루프의 제어상태가 최적의 상태로부터 약간 벗어나거나 증폭 전의 신호의 일부를 보조 증폭기(10)측에서 피드 포워드하는 구조를 채용할 수 있다.
본 실시예에서 특징적인 점의 하나는 발진기(21)에서 발진된 주파수(fL)를 갖는 국부발진신호를 이용하여 발진기(20)에서 발진된 주파수(fP)를 갖는 기본 파일럿 신호를 주입측 믹서(22)에서 상향변환하고, 그에 의해 발생된 주파수(fL+fP)의 상측 파일럿 신호와 주파수(fL-fP)의 하측 파일럿 신호를 제 2파일럿 신호로서 왜곡 검출루프 중에 주입하는 것이다. 도 1에서, 이들 주 증폭기(5)의 종속 단계 사이의 하나의 지점에서 이들 상측 및 하측 파일럿 신호를 주입된다. 그러나, 그들 신호는 분배기(3) 내의 신호 분기점으로부터 주 증폭기(5)를 경유하여 방향성 결합기(7)내의 신호 분기점까지의 경로 상에 있는 점(C) 또는 점(D)와 같은 다른 점에서 주입하여도 된다. 또한, 주입측 믹서(22)는 가령, 쌍평형 믹서 등으로 구성할 수 있다.
본 실시예에 있어서, 추가로 방향성 결합기(11)로부터 출력단자(2)를 개재하여 후속 단계로 출력되는 신호인 저왜곡화 출력신호의 일부를 분배기(13)에 의해 분기하고, 검출측 믹서(23)에서 발진기(21)에서 생성된 국부발진신호, 즉 상향변환시에 사용한 국부발진신호와 같은 신호(도 2에서 Lo)를 사용하여, 분배기(13)로부터의 신호를 동위상 및 직교위상으로 하향변환하고 있다. 이 하향변환의 결과로 인해, 주파수(fP)의 신호는 저왜곡화 출력신호에 남아있고 마찬가지로 주파수(fL-fP)의 하측 파일럿 신호에 남아있는 주파수(fL+fP)의 상측 파일럿 신호로부터 복조된다. 서로 다른 위상 π/2[rad]을 지니며 파일럿 신호의 잔여부분을 나타내는 한쌍의 신호(ErrI 및 ErrQ)는 복조에 의해서 얻어지며 각기 주파수(fP)를 갖는다. 왜곡 검출루프와 왜곡 제거루프의 제어상태가 최적이 아닐 경우에, 주파수(fP)로 변환되는 파일럿 신호는 신호(ErrI 및 ErrQ)로 남는다. 협대역 필터(24)는 잔여 파일럿 신호를 취출하기 위해서 검출측 믹서(23)로부터 출력신호를 여파하여 그들을 이득 및 위상 오차신호(ErrI 및 ErrQ)로서 동기 검파기(25)로 공급한다. 동기 검파기(25)는 참조신호(Ref)로서 발진기(20)로부터 공급된 기본 파일럿 신호를 사용하여 오차신호(ErrI 및 ErrQ)상의 동기 검파를 실행한다. 결과로서 얻어진 I성분 출력과 Q성분 출력은 제어신호로서 비교오차 증폭기(26)를 개재하여 이득 조정회로(8)와 위상 조정회로(9)에 공급된다.
동기 검파기(25)와 비교오차 증폭기(26)는 각각 도 2와 도 3에 도시한 바와 같은 구성을 지닌다. 검출측 믹서(23)에서, 직교 결합기(23a)는 분배기(13)로부터의 입력신호의 위상을 시프트하고 90°의 위상차를 갖는 2개의 출력을 각각 2개의쌍평형 믹서(MIX-i 및 MIX-q)로 제공한다. 또, 국부발진신호는 동위상 분배기(23b)에 의해서 2개의 쌍평형 믹서(MIX-i 및 MIX-q)로 동조되어 분배된다. 상호 동위상 성분으로 생성되는 쌍평형 믹서(MIX-i)의 출력(ErrI)은 협대역 필터(24)를 개재하여 동기 검파기(25)내의 쌍평형 믹서(MIX-q)로 입력된다.
동기 검파기(25)에 있어서, 참조신호(Ref)는 동위상 분배기(25a)에 의해서 동위상으로 2분배되어 쌍평형 믹서(MIX-I 및 MIX-Q)로 입력된다. 따라서, 이득 제어오차를 표시하는 DC전압인 쌍평형 믹서(MIX-I)의 출력은 비교오차 증폭기(26)내의 발진 증폭기(26a)에 의해서 OV와 같은 소정의 기준전압과 비교되며, 그 비교의 결과로서 얻어진 전압은 이득제어용 제어신호(제어전압)로서 이득 조정회로(8)로 공급된다. 마찬가지로, 쌍평형 믹서(MIX-Q)의 출력은 위상 제어오차를 표시하는 DC전압이므로, 교오차 증폭기(26)내의 발진 증폭기(26b)에 의해서 OV와 같은 소정의 기준전압과 비교되며, 그 비교의 결과로서 얻어진 전압은 위상제어용 제어신호(제어전압)로서 위상 조정회로(9)로 공급된다.
따라서, 주입측 믹서(22), 피드 포워드 증폭기의 왜곡 제거루프, 및 분배기(13)를 통해 도 1에서 점(L)으로부터의 경로에서 발생되어 검출측 믹서(23)의 RF입력에 대한 이상량은 β로서 표시되며, 검출측 믹서(23)의 Lo입력에 대한 점(L)로부터의 직접 경로의 통과 이상량은 θ로서 표시된다. 설정 및 조정이 행해져서 검출측 믹서(23)의 RF입력신호에 대한 Lo입력신호의 위상차(β-θ)가:
β-θ= nπ[rad] (n은 정수) 이면,
β-θ 위상차를 갖는 신호의 생성을 나타내는 검출측 믹서(23)의 ErrI출력신호는 최대에 도달한다.
도 3에 도시한 비교오차 증폭기(26)에서, 기준전압은 2개의 연산 증폭기(26a 및 26b)의 비반전 입력단자로 가해지며, 동기 검파기(25)의 출력전압은 반전 입력단자로 가해진다. 기준전압 및 검출기 출력이 반전 또는 비반전 입력단자에 가해지는 점에 의거하여, 설계를 결정할 수 있으며, 이득 또는 이상량에 대한 제어전압이 증가될 때에 이득 또는 이상량이 증가 또는 감소되는지의 여부에 따라서 제어전압을 감소시키는 방향으로 피드백이 가해진다. 또한, 각연산 증폭기(26a 및 26b)에 부가되어 있는 루프 필터(26c 및 26d)에 대해서는 그 귀환에 관한 루프가 안정적이고 고속으로 작동되도록 설계한다. 오차 증폭용 연산 증폭기(26a 및 26b)의 이득을 절환하여, 전원 투입시 등과 같은 제어개시 시에는 이득을 크게하여 제어속도를 향상시키고, 제어가 수속(convergence)에 접근한 시점에서 이득을 작게하여 루프를 안정적으로 동작시키도록 하여도 좋다. 기준전압은 이득 또는 이상량의 오차가 0일 때의 I성분 검출출력 또는 Q성분 검출출력에 따라서 정해진다. 앞에서 나타낸 기준전압=0V인 예는 이득 또는 이상량의 오차가 0일 때의 I성분 검출출력과 Q성분 검출출력이 0V인 경우이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 검출측 믹서(23)에서, 동위상 분배기(23b)를 직교 결합기(23a)로 교체하는 것에 의해서 동일한 기능을 실현할 수 있다. 또한, 동기 검파기(25)의 MIX-I 및 MIX-Q는 쌍평형 믹서로 한정할 필요는 없으며, 동기 검파기능은 스위칭 회로와 같은 다른 방법으로도 실현할 수 있다. 또, 협대역 필터(24)는 피드 포워드 증폭기의 사용대역에 관한 파일롯 신호 주파수의 설정에 따라서 협대역으로 할 필요는 없다.
도 5는 본 실시예에 있어서 주파수 설정의 예를 나타낸다. 본 실시예에 있어서, 국부발진신호의 주파수(fL)를 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호의 주파수 대역의 중심에 실질적으로 설정한다. 또, 기본 파일럿 신호의 주파수(fP)를 주 증폭기(5)의 사용 대역폭(가령, 10㎒)의 1/2보다 높은 주파수(가령, 6㎒)로 설정하고 있다. 그러므로, 상기 전체 사용대역은 합주파수의 출력인 상측 파일럿과 차주파수의 출력인 하측 파일럿 신호 사이에 놓여지며, 2개 모두는 주입측 믹서(22)에서 발생된다. 도면에서, ΔfP는 국부발진신호에 대한 상측 및 하측 파일럿 신호 간의 주파수 차를 나타내며, 자명한 바와 같이 주파수(fP)와 동등하다.
이러한 종류의 주파수 설정 하에서, 도 1에 도시한 피드 포워드 증폭기가 동작되고 왜곡 제거루프(및 왜곡 검출루프)의 최적 제어가 실행되면, 상측 및 하측 파일럿 신호가 존재하는 2점의 주파수 상방에 관해서, 왜곡 성분의 제거 및 억압효과가 가능한 한 높아지도록, 이득 및 이상량의 자동제어가 행해지는 결과가 된다. 그러므로, 도 6에 도시된 바와 같이, 상측 파일럿 신호(도면에서 "up"라 언급)와 하측 파일럿 신호(도면에서 "low"라 언급)의 거의 중간 주파수에거 왜곡성분의 제거 및 억압효과는 가장 현저하게 된다. 즉, 왜곡 성분의 제거 및 억압효과가 가장 현저하게 되는 주파수는 국부발진신호의 주파수(fL) 또는 그 근방에 있다. 결과적으로, 종래 기술과 비교하여 피드 포워드 증폭기의 사용대역 전체에 걸쳐서 양호한 제어상태(저왜곡상태)가 얻어진다.
그러므로, 본 실시예에 의하면, 단일 주파수의 제 2파일럿 신호가 사용되는 종래 기술에 비해서 피드 포워드 증폭기의 사용대역에서의 왜곡성분 제거 및 억압효과는 더욱 효과적이면서 확실하게 높아질 수 있으며, 보다 품질이 좋은 저왜곡화 출력신호를 얻을 수 있다. 더구나, 상측 및 하측 파일럿 신호를 발생시키는 방법으로서, 국부발진신호를 이용하여 기본 파일럿 신호를 상향변환한다고 하는 수법을 이용하고, 잔류하고 있는 파일럿 신호를 검출하는 방법으로서, 상향변환에서 사용한 것과 동일한 국부발진신호를 이용하여 저왜곡화 출력신호를 하향변환한다고 하는 수법을 사용하고 있기 때문에, 2종류의 제 2파일럿 신호를 주입하고 있음에도 불구하고, 발진기, 믹서 및 검출기의 수량이 감소되는 등 회로의 구성이 간단하게 하여 저 코스트 및 낮은 전력소모를 가능케 한다.
또한, 본 실시예에 있어서, 상향변환의 대상이 되는 기본 파일럿 신호를 동기 검파기(25)에서 참조신호(Ref)로서 사용하고, 상향변환을 위해 사용한 국부발진신호 역시 하향변환 시에도 사용한다. 그러므로, 발진기(20 및 21)의 발진주파수가 다소 변동하여도 동기 검파에 의한 제어신호 생성동작은 변동이 극히 크지 않게 통상 제공된 주파수로 실행된다. 즉, 동기 검파에 의한 제어신호 생성동작은 협대역 필터(24)의 통과대역으로부터 벗어나지 않으며, 기본 파일럿 신호의 주파수가 동기 검파기(25)의 수용 가능한 대역으로부터 벗어나지 않게 통상 제공된 상측 및 하측 파일럿 신호의 주파수로 실행된다. 그러므로, 발진기 요소를 사용할 필요가 없기 때문에 발진기(20 및 21)를 구성할 때에, 온도 안정성은 높지만 가격도 높은 발진소자나, 온도 안정석은 높지만 복잡한 구성의 발진기 등을 사용할 필요가 없으며,저 코스트화, 소형 경량화에 적합하다.
더구나, CPU등을 사용하는 스텝 바이 스텝 탐색처리를 실행할 필요가 없고 이득 및 이상량 모두에 대해서 동시에 병행하여 제어신호를 생성할 수 있기 때문에, 종래에 비해서 최적인 제어상태를 (재)확립하는데 필요한 시간이 단축되며, 왜곡성분 및 제 2파일럿 신호에 의해서 야기되는 스퓨리어스(spurious)와 같은 불필요한 방사 등도 발생하기 어렵게 된다.
부가하여, 하향변환된 신호가 협대역 필터(24)에서 여파되므로, 이 협대역 필터(24)의 선택도는 종래 기술의 협대역 필터(15)와 비교하여 그보다 높일 수가 있고, 그로 인해 제 2파일럿 신호의 잔류량의 검출 정밀도 및 나아가서는 왜곡 제거루프 제어의 안정도 역시 향상된다.
주입측 믹서(22)의 성능에 따라서, 주입측 믹서(22)의 출력단자에서 나와서 혼합될 기본 파일럿 신호와 국부발진신호가 누설되어, 상측 및 하측 파일럿 신호와 함께 주신호로 주입되어 버리는 경우가 있다. 그러나 본 실시예에 있어서, 기본 파일럿 신호와 국부발진신호의 누설은 저왜곡 발진신호의 질을 저하시키지 않는다. 첫째, 국부발진신호가 왜곡의 검출 및 억압효과가 최대로 도달된 주파수와 유사 및 동일한 주파수를 지님에 따라, 왜곡성분 뿐만 아니라 누설된 국부발진신호는 바람직한 제거 및 억압을 받게 된다. 둘째, 기본 파일럿 신호의 주파수가 국부발진신호의 주파수와 충분한 편차를 갖도록 설정함으로써, 주입측 믹서(22)로부터의 기본 파일롯 신호의 누설은 주입측 믹서(22)와 피드 포워드 증폭기 내의 파일럿 신호 주입지점 사이에 배치된 도시하지 않은 필터에 의해서 억압 또는 제거될 수 있다.
또한, 도 7에 도시한 바와 같이 다수의 채널이 있으며, 본 실시예의 피드 포워드 증폭기을 어느 채널에 대해서 사용하고 있으나, 다른 채널에 대한 설정을 변경할 필요가 생긴 경우, 발진기(21)의 발진 주파수를 변화시키는 것만으로 간단히 적용할 수 있다. 즉, 채널의 변화에 대해서 우수한 융통성을 지니고 있다.
이득 조정회로(8)와 위상 조정회로(9)가 본 실시예의 왜곡 제거루프에 제공되어 있으나, 그 대신에 직교 변조기와 같은 벡터 조정회로를 제공할 수도 있다. 또한, 이득 조정회로(8)와 위상 조정회로(9)의 순서를 바꿔놓을 수 있으며, 또는 보조 증폭기(10)를 구성하는 증폭기 회로의 단계들 사이에 이득 조정회로(8)와 위상 조정회로(9)를 제공하여도 좋다. 마찬가지로, 왜곡 검출루프 내의 벡터 조정회로를 이득 및 위상의 조합을 조정하기 위한 회로로 하여도 좋다. 기본 파일럿 신호를 발생하기 위한 발진기(20)와 국부발진신호를 발생하기 위한 발진기(21)가 제공되었으나, 기본 파일럿 신호와 국부발진신호는 외부전원으로부터 입력하거나 또는 외부전원으로부터 입력되는 신호로부터 생성하여도 된다.
더구나, 주파수 배치는 도 5에 도시한 배치로 한정되지는 않는다. 예를 들면, 주 증폭기(5)로의 입력신호가 도 7에 도시한 바와 같이 4개의 채널(ch1 내지 ch4)을 갖는다면, 제 2채널(ch2)과 제 3채널(ch3)의 간격인 보호대역에 국부발진신호의 주파수(fL)를 둘 수 있고, 기본 파일럿 신호의 주파수(fP)를 채널 대역폭(도 8)또는 채널 대역폭의 2배(도 9)로 만들어 4개의 채널(ch1 내지 ch4)전체에 대해서 비교적 높은 왜곡제거 및 억압효과를 가져올 수 있다. 이와 같은 주파수 배치는 다수의 채널을 갖는 통신방식에 관한 송신기에서 다수의 채널을 동시 증폭하는 피드포워드 증폭기를 실현할 때에 바람직한 배치이다.
도 10에 도시한 바와 같이, 사용대역에 대해 2개의 파일럿 신호 주파수가 충분히 분리되어 설정된 경우에, 즉 주신호와 파일럿 신호 간의 주파수 차가 협대역 필터의 사용에 의해서 그들을 서로 분리하기에 충분한 크기라면, 도 11에 도시한 바와 같이 분배기(13)와 검출측 믹서(23)사이에 중심 주파수(fL-fP및 fL+fP)의 협대역 필터(15)를 제공하여, 협대역 필터로 주신호를 제거하고 잔류 파일럿 신호만이 검출측 믹서(23)로 공급되도록 하는 것이 바람직하다.
또, 도 12에 도시한 바와 같이, 분배기(13)와 검출측 믹서(23)사이에, 또는 검출측 믹서(23)와 동기 검파기(25)사이의 ErrI 및 ErrQ신호 경로에, 도 13에 도시한 바와 같은 특성의 AGC(자동이득조정)회로(34)를 제공함으로써, 오차신호 검출의 동적인 범위를 확장할 수 있다. 도 13에 도시한 바와 같이, 입력레벨이 높은 경우에, 즉, 분배기(13)의 출력레벨 또는 검출측 믹서(23)의 출력레벨이 높은 경우에, AGC 회로(34)는 검출측 믹서(23)나 동기 검파기(25)가 과입력되지 않도록 이득을 감소시키고, 분배기(13) 또는 검출측 믹서(23)의 출력 레벨이 낮을 때에는 AGC 회로(34)가 최대 이득으로 동작하고, 검출측 믹서(23)와 동기 검파기(25)에는 충분한 레벨의 오차신호가 공급되도록 동작한다.
(2) 제 2 내지 제 4실시예
도 14는 본 발명의 제 2실시예에 따른 피드 포워드 증폭기의 구성을 나타낸다. 본 실시예에서는 소정의 부호계열에 관한 확산신호를 발생시키는 확산신호 발생기(27)와, 발진기(21)로부터 주입측 믹서(22)와 검출측 믹서(23)까지의 출력을이 확산신호를 이용하여 스펙트럼 확산 변조하는 변조기(28)가 제공된다. 그러므로, 본 실시예에서 주입측 믹서(22)와 검출측 믹서(23)에 공급되는 국부발진신호의 스펙트럼은 도 15에 도시한 바와 같이 어떤 현저한 폭을 갖는 대역 내에서 확산되고 있다. 상측 및 하측 파일럿 신호와 저왜곡화 출력신호 중에서의 그들의 잔류분 스펙트럼 역시, 동일 도면에 도시한 바와 같이 확산하게 된다. 도 15는 주 증폭기(5)의 사용대역에 대한 국부발진신호와 기본 파일럿 신호의 주파수 배치가 도 5에 도시한 바와 동일한 주파수 배치를 갖는 경우의 일예이다(다음의 도 17에도 주어짐). 본 실시예에 있어서, 검출측 믹서(23)로 공급되는 국부발진신호의 스펙트럼이 확산되어 있기 때문에, 검출측 믹서(23)로 하향변환될 때에 동시에 역확산이 행해지고 주파수(fP)신호가 복조된다.
도 16은 특히 제 2실시예로부터 일부 변형한 본 발명의 제 3실시예에 따르는 피드 포워드 증폭기의 구성을 나타낸다. 본 실시예에서는 소정의 부호계열에 관한 확산신호를 발생시키는 확산신호 발생기(27)와, 발진기(20)로부터 주입측 믹서(22)와 동기 검파기(25)까지의 출력을 이 확산신호를 이용하여 스펙트럼 확산 변조를 실행하기 위한 변조기(28)가 제공된다. 그러므로, 본 실시예에서 주입측 믹서(22)와 검출측 믹서(23)에 제공되는 기본 파일럿 신호의 스펙트럼은 어떤 현저한 폭을 갖는 대역 내에서 확산되며, 그에 따라서, 상측 및 하측 파일럿 신호와 저왜곡화 출력신호 내의 그들의 잔류 성분 스펙트럼 역시, 도 17에 도시한 바와 같이 확산된다.
도 18은 특히 제 2 및 제 3실시예로부터 일부 변형한 본 발명의 제 4실시예에 따르는 피드 포워드 증폭기의 구성을 나타낸다. 본 실시예에서는 소정의 부호계열에 관한 확산신호를 발생시키는 확산신호 발생기(27)와, 발진기(20)로부터 주입측 믹서(22)까지의 출력을 이 확산신호를 이용하여 스펙트럼 확산 변조를 실행하기 위한 변조기(28)와, 검출측 믹서(23)의 출력을 상기 확산신호를 이용하여 스펙트럼 확산 변조를 실행하기 위한 변조기(29)가 제공된다. 비록 도 18에는 하나의 변조기(29)가 도시되어 있으나, 오차신호(ErrI 및 ErrQ) 각각에 대해서 필요하다. 그러므로, 본 실시예에서 주입측 믹서(22)와 검출측 믹서(23)에 제공되는 기본 파일럿 신호의 스펙트럼은 어떤 현저한 폭을 갖는 대역 내에서 확산되고 있다, 그에 따라서, 상측 및 하측 파일럿 신호와 저왜곡화 출력신호 내의 그들의 잔류 성분 스펙트럼 역시, 도 17에 도시한 바와 같이 확산되고 있다. 스펙트럼 확산 변조 오차신호(ErrI 및 ErrQ)가 입력되는 제 3실시예와는 반대로, 동기 검파기(25)로 입력되는 오차신호(ErrI 및 ErrQ)의 스펙트럼은 역확산되어 있다.
이들 제 2 내지 제 4 실시예에서, 주입된 상측 및 하측 파일럿 신호의 스펙트럼은 확산되고 있다. 즉, 상측 및 하측 파일럿 신호가 증폭 및 출력될 신호(주신호)에 대해 잡음으로 작용한다. 왜곡 제거루프의 특성이 최적 상태이거나 그에 가까운 상태라면, 이들 파일럿 신호성분은 왜곡성분과 마찬가지로 제거된다. 그러므로, 상측 및 하측 파일럿 신호의 스펙트럼 중 일부가 도 15 또는 도 17에 도시한 바와 같이 피드 포워드 증폭기의 사용대역으로 유입되더라도 상측 및 하측 파일럿 신호는 주신호에 악영향을 미치지는 않는다.
또한, 상측 및 하측 파일럿 신호의 스펙트럼 중 일부가 도 5와 도 6을 참고로 이미 설명한 바와 같이, 사용대역 내에서 왜곡성분의 제거 및 억압효과를 증가시키는 사실로 인해 피드 포워드 증폭기의 사용대역 스펙트럼의 일부가 보다 확실하게 얻어질 수 있다.
부가하여, 제 3실시예에서는 상측 및 하측 파일럿 신호의 확산 밴드폭에 따라서 협대역 필터(24)의 통과 밴드폭을 설정할 필요가 있다. 반대로, 제 2 및 제 4실시예에서는 스펙트럼 확산 변조되는 신호가 여파되므로, 협대역 필터(24)의 통과 밴드폭은 좁게 설정될 수 있으며, 이는 제 1실시예에서와 마찬가지로, 제 3실시예보다 좁다. 즉, 제 2 및 제 4실시예에서는 협대역 필터(24)의 더 우수한 선택도 및 동기 검파기(25)에 의한 정밀한 검출과 차례로 높은 제어 안정성이 달성될 수 있다.
비록 제 2 내지 제 4실시예에서는 발진기(20)이나 발진기(21)중 어느 하나의 발진 출력이 스펙트럼 확산 변조되었으나, 2가지 모두의 출력이 스펙트럼 확산 변조되도록 회로를 구성할 수 있다는 것을 주목해야 한다. 즉, 도 14에서 발진기(20)를 도 16에 도시한 발진기(21), 확산 신호 발생기(27), 및 변조기(28)로 대체하여 모든 출력을 스펙트럼 확산 변조시킬 수 있다.
(3) 제 5 및 제 6실시예
도 19는 본 발명의 제 5실시예에 따르는 피드 포워드 증폭기의 구성을 나타낸다. 본 실시예에서는 입력단자(1)와 분배기(3)사이에 제공된 분배기(30)에 의해 입력신호의 일부를 분기하고, 이 분기된 입력신호를 지연회로(31)와 벡터 조정회로(32)를 개재하여 분배기(13)로 공급하고 있다. 본 실시예에서 분배기(13)는 방향성 결합기로 구성되는 것이 바람직하며, 방향성 결합기(11)로부터 공급된 저왜곡화 출력신호의 일부를 분배기(30)로부터 수신되는 분기된 입력신호와 결합시킨다. 이 신호는 결국 검출측 믹서(23)로 공급된다.
도 20에 개념적으로 도시된 바와 같이, 왜곡 제거루프의 동작이 최적화되지 않고, 국부발진신호가 주입측 믹서(22)와 잔류 상측 및 하측 파일롯 신호로부터 누설된 경우에, 상술한 실시예에서 출력단자(2)에서 보여지는 저왜곡화 출력신호는 출력성분(도면에서 "주신호"라 언급)을 포함한다. 더구나, 주신호의 레벨은 상측 및 하측 파일롯 신호의 레벨보다 높다. 이것은 출력단자(2)에서 보여지는 주신호가 증폭된 신호이기 때문에, 상측 및 하측 파일럿 신호는 주신호와 파일럿 신호 사이의 상호변조 왜곡을 억압하기 위해서 주신호보다 낮은 레벨로 설정되며, 저왜곡화 출력신호에 남아있는 상측 및 하측 파일럿 신호는 왜곡 제거루프의 상태가 최적의 상태에 가까워짐에 따라서 감소된다. 이 높은 레벨을 갖는 주신호는 검출측 믹서(23)로부터 상측 및 하측 파일럿 신호의 잔류량을 검출하기 위한 동기 검파기(25)까지의 회로 상에서, 동작에 지장을 초래하는 잡음 또는 불필요한 성분으로 작용한다.
분배기(30)에 의해서 분기된 입력신호를 이용하여 이 문제를 방지하기 위해서, 주신호 성분은 본 실시예에서 검출측 믹서(23)로 입력되는 신호로부터 제거된다. 즉, 지연회로(31)에 의한 지연 시간보상 후에 벡터 조정회로(32)에 의해서 I 및 Q성분값 조정(또는 진폭과 위상 조정)이 실행되며, 분배기(30)에 의해 분기된 입력신호(도 21 참조)는 분배기(13)의 입력단자(도면에서 "H"로 표시)중 하나의 앞으로 공급되어, 분배기(13)로부터 검출측 믹서(23)로 공급되는 신호 내의 "주신호"성분을 상쇄한다. 결과적으로, 그들의 낮은 레벨에도 불구하고 파일럿 신호의 잔류를 보다 정확하고 정밀한 제어를 실현하기 위해서 검출할 수 있는 것이 바람직하다. 검출측 믹서(23)의 입력 동적인 범위는 높은 레벨의 주신호가 입력되지 않으므로, 좁게 설정될 수 있다.
주신호를 성공적으로 상쇄하기 위해서, 지연회로(31)의 지연시간은 분배기(30)내의 단일 분기점으로부터 주 증폭기(5)와 지연회로(12)를 경유하여 분배기(30)내의 단일 결합점까지의 경로에 생성된 지연시간과 동일하게 되도록 설정된다. 벡터 조정회로(32)에서의 조정이 설정됨으로써, 결합될 2종류의 신호(도 20의 주신호 및 도 21의 주신호)는 분배기(13)내의 단일 결합점에서 등진폭과 역위상을 가지며, 또는 필요하다면 조정을 다양하게 제어하기 위한 회로가 제공되어 그러한 진폭과 위상관계가 확립된다.
도 23은 본 발명의 제 6실시예에 따른 피드 포워드 증폭기의 구성을 나타낸다. 제 5실시예에서와 같이, 본 실시예는 분배기(13)로부터 검출측 믹서(23)까지의 입력에서 주신호를 제거 및 억압하기 위한 회로를 포함한다. 그러나, 제 5실시예가 분배기(13)로서 적절한 결합을 갖는 방향성 결합기를 사용하는 것에 의해서 이것의 목적을 달성하는 반면에, 본 실시예에서는 분배기(13)와 검출측 믹서(23)사이에 분리 결합기(33)를 제공하는 것에 의해서 이것의 목적을 달성한다. 결합기(33)는 분배기(13)로부터 공급되는 신호와 분배기(30)로부터 지연회로(31) 및 벡터 조정회로(32)를 경유하여 공급되는 신호를 결합하며, 결과로서 얻어진 신호는 검출측 믹서(23)로 공급된다.
도 24 내지 29는 제 5와 제 6실시예의 변형예를 나타낸다. 이들 도면에서는 간략히 하기 위해서 분배기(30)와 그의 주변부만을 도시하였다. 제 5 및 제 6실시예의 실행시에, 분배기(30)가 제공되는 위치, 즉 피드 포워드 될 신호가 주신호 성분을 상쇄하도록 취출되는 위치는 다수의 위치로부터 선택할 수 있다. 이 신호는 이 신호가 주신호를 포함하지만 상측 및 하측 파일럿 신호를 포함하지 않는 위치, 가령 도 19에서 점 E로부터 점 F까지의 경로상의 1점, 점 E로부터 점 G까지의 경로상의 1점 등, 그러한 점에 위치될 수 있다.
도 24와 도 25에 도시한 실시예에서, 분배기(30)는 분배기(3)로부터 지연회로(6)를 경유하여 방향성 결합기(7)까지의 경로 상에 제공된다. 2개의 도면에 명확하게 도시한 바와 같이, 여기에는 지연회로(6)와 분배기(30)의 배열에 속하는 실행으로 한정하는 어떠한 규제도 없다. 그러나, 지연회로(30)의 지연시간은 도 19와 23에 비해 도 24에서, 또는 도 24에 비해 도 25에서 단축시킬 수 있다. 지연회로(31)가 지연라인으로서 실행될 때에, 지연라인이 길이는 지연시간이 짧은 경우에 단축될 수 있으며, 그로 인해 소형 및 경량의 실시를 가능케 한다. 비록 도 25의 도시에 따른 변형된 제 6실시예는 대강 보아서 일본특허공개 평성11-177351호 공보에 기재된 피드 포워드 증폭기와 유사한 구성을 지니고 있으나, 이 공보에 기재된 구성은 제 2파일럿 신호를 회피하기 위한목적을 갖는다. 그러므로, 주신호에 주입된 제 2파일럿 신호의 쉬운 검출을 허용하는 개념은 이 공보에 전혀 개시 또는 제안되어 있지 않다.
또, 분배기(3)가 도 26에 도시한 바와 같이 n방식(n>2)으로 입력신호를 분배하는 기능을 구비한다면, 분배기(3)의 출력단자 중 하나는 지연회로(31)와 벡터 조정회로(32)에 대한 출력용으로 사용될 수 있다.
더구나, 도 27 내지 도 29에 도시한 바와 같이, 분배기(30)는 분배기(3)로부터 주 증폭기(5)를 경유하여 방향성 결합기(7)까지의 경로상에 제공될 수 있다. 지연회로(31)의 지연시간은 도 19 및 23과 비교한 도 27에서, 또는 도 27과 비교한 도 28에서, 도 28과 비교한 도 29에서 단축될 수 있다.
도 29의 예는 주 증폭기(5)가 복수의 증폭단계 직결시스템을 구비하는 경우에 접속점에 제공되는 분배기(30)를 나타낸다. 이 실시예에서, 분배기(30)에 의해 취출된 신호는 비교적 큰 진폭을 지님으로써, 주신호를 상쇄하기 위한 신호처리는 단순해지며 잔류 파일럿 신호는 비교적 바람직한 방법으로 취출될 수 있다.
더구나, 주 증폭기(5)자체가 피드 포워드 증폭기 또는 메인 증폭기(5)인 경우에, 병렬로 연결된 다수의 증폭기를 구비하며, 주 증폭기(5)내에 제공된 분배기 또는 방향성 결합기는 분배기(30)로서 사용될 수 있다.
위 설명에 있어서, CDMA표준 휴대전화 시스템용 기지국과 중계기의 무선 주파수 전력 증폭기를 예시하였다. 그러나, 본 발명은 CDMA표준을 사용하는 여러 가지 형태의 휴대전화 시스템, CDMA표준 이외의 표준을 사용하는 휴대전화 시스템, 저왜곡 증폭을 필요로 하는 다른 형태의 시스템에서 실시 가능하며, 무선 주파수 증폭이나 전력증폭 이외의 응용에서도 사용 가능하다.
지금까지의 기술은 본 발명의 바람직한 실시예로 여겨지는 것이지만, 본 기술분야에 통상의 지식을 가진 자라면 다양한 변형이 가능하다는 것을 이해할 것이며, 첨부한 특허청구범위는 본 발명의 진정한 정신과 범위내에 속하는 그러한 모든 변형을 커버할 수 있도록 의도되었다.
이상으로 설명한 본 발명에 의하면, CPU등의 처리수단을 사용하는 단계적 조정 제어처리를 실행하지 않아도 종래에 비해 보다 짧은 시간에 왜곡 제거루프에서 최적의 제어상태를 확립할 수 있고, 왜곡 제거루프의 보다 안정적인 제어를 실현할 수 있으며, 파일롯 신호 주파수의 정밀한 설정없이도 간단한 회로로써 피드 포워드 증폭기의 사용대역에서 왜곡성분의 억압 및 제거효과를 향상시킬 수 있다.
Claims (15)
- 주 증폭기, 왜곡 검출루프, 및 왜곡 제거루프를 포함하는 피드 포워드 증폭기에서 사용하기 위한 제어기에 있어서, 상기 왜곡 검출루프는 주 증폭기로의 입력신호의 일부와 주 증폭기로부터의 출력신호의 일부를 그 진폭 및 위상의 상호관계를 조정하여 결합함으로써 왜곡신호를 발생시키고, 상기 왜곡 게거루프는 왜곡신호와 주 증폭기로부터의 출력신호를 서로간의 진폭과 위상의 상호관계를 조정하여 결합함으로써 저왜곡화 출력신호를 발생시키고, 상기 제어기는 주 증폭기에서 발생한 왜곡성분 및 저왜곡화 출력신호 중에 남아있는 왜곡성분이 억압되도록 제어신호를 왜곡 검출루프 및 왜곡 제거루프로 공급하며, 상기 제어기는:국부발진신호를 사용하여 기본 파일럿 신호를 상향변환함으로써 각 신호 간의 주파수의 합과 차와 연관된 상측 및 하측 파일럿 신호를 발생시키고, 이 상측 및 하측 파일럿 신호를 상기 왜곡 검출루프로 주입하여 상측 및 하측 파일럿 신호 모두가 상기 왜곡 검출루프에서 결합될 신호 모두에서 보여지도록 하는 주입측 믹서;저왜곡화 출력신호의 일부를 입력하고, 국부발진신호를 사용하여 저왜곡화 출력신호의 일부를 동위상 및 직교위상으로 하향변환함으로써 이득 및 위상의 오차신호를 발생하는 검출측 믹서; 및기본 파일럿 신호를 참조신호로 하여 상기 오차신호 상의 동기검파를 실행하여 상기 왜곡 제거루프에 대한 상기 제어신호를 발생하는 동기 검파기를 포함하며;상기 상측 파일럿 신호의 주파수와 상기 하측 파일럿 신호의 주파수 사이에 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호 주파수 대역 중 적어도 일부가 포함되도록, 국부발진신호와 기본 파일럿 신호의 기본 주파수가 설정되어 있는 제어기.
- 제 1항에 있어서,상기 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호에 대응하는 성분을 포함하고 상측 및 하측 파일럿 신호를 포함하지 않는 신호의 역위상 가산에 의해서, 상기 검출측 믹서로 입력되는 저왜곡화 출력신호로부터 상기 주 증폭기에 대응하는 성분을 제거하는 회로를 구비하는 제어기.
- 제 1항에 있어서,상측 및 하측 파일럿 신호의 스펙트럼이 큰 대역폭을 갖는 주파수 대역으로 확산되도록 국부발진신호 또는 기본 파일럿 신호 중 적어도 하나를 스펙트럼 확산 변조하는 변조기를 구비하는 제어기.
- 제 3항에 있어서,상기 동기 검파기로 입력되는 참조신호를, 그의 스펙트럼이 확산되지 않는 스펙트럼 신호가 되도록 상기 변조기를 배치하고;상기 동기 검파기로 입력되는 오차신호를, 그의 스펙트럼이 확산되지 않는 스펙트럼 신호가 되도록 스펙트럼 역확산 변조하는 회로를 배치한 제어기.
- 제 2항에 있어서,상측 및 하측 파일럿 신호의 적어도 일부가 상기 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호의 주파수 대역으로 진입하도록, 국부발진신호 및 기본 파일럿 신호의 주파수 대역 또는 기본 주파수가 설정되어 있는 제어기.
- 제 3항에 있어서,상측 및 하측 파일럿 신호의 적어도 일부가 상기 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호의 주파수 대역으로 진입하도록, 국부발진신호 및 기본 파일럿 선호의 주파수 대역 또는 기본 주파수가 설정되어 있는 제어기.
- 제 1항에 있어서,상기 검출측 믹서에서 얻은 오차신호로부터 기본 파일럿 신호의 주파수와 동일 또는 그 근방의 주파수를 갖는 주파수 성분을 추출하기 위한 필터를 포함하고; 상기 필터는 추출된 주파수 성분을 오차신호로서 동기 검파기로 공급하는 제어기.
- 제 1항에 있어서,국부발진신호의 주파수는 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호의 주파수 대역에 속하고;기본 파일럿 신호의 주파수는 국부발진신호의 주파수 보다 낮은 제어기.
- 제 8항에 있어서,국부발진신호의 주파수는 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호의 주파수 대역의 거의 중앙에 위치하고;기본 파일럿 신호의 주파수는 주파수 대역의 1/2 이상인 제어기.
- 제 8항에 있어서,주 증폭기로의 입력신호의 주파수 대역은 각기 소정의 채널 대역폭을 갖는 다수의 채널로 구분되어 있고,국부발진신호의 기본 주파수는 하나의 채널과 인접한 채널 사이에 배치된 보호대역에 속하고,기본 파일럿 신호의 기본 주파수는 소정의 채널 대역폭의 자연 배수인 제어기.
- 제 1항에 있어서,국부발진신호를 발진하는 제 1발진회로와,기본 파일럿 신호를 발진하는 제 2발진회로를 구비하는 제어기.
- 주 증폭기, 왜곡 검출루프, 왜곡 제거루프, 및 제어기를 포함하는 피드 포워드 증폭기에 있어서, 상기 왜곡 검출루프는 주 증폭기로의 입력신호의 일부와 주증폭기로부터의 출력신호의 일부를 그 진폭 및 위상의 상호관계를 조정하여 결합함으로써 왜곡신호를 발생시키고, 상기 왜곡 게거루프는 왜곡신호와 주 증폭기로부터의 출력신호를 서로간의 진폭과 위상의 상호관계를 조정하여 결합함으로써 저왜곡화 출력신호를 발생시키고, 상기 제어기는 주 증폭기에서 발생한 왜곡성분 및 저왜곡화 출력신호 중에 남아있는 왜곡성분이 억압되도록 제어신호를 왜곡 검출루프 및 왜곡 제거루프로 공급하며, 상기 피드 포워드 증폭기는:국부발진신호를 사용하여 기본 파일럿 신호를 상향변환함으로써 각 신호 간의 주파수의 합과 차와 연관된 상측 및 하측 파일럿 신호를 발생시키고, 이 상측 및 하측 파일럿 신호를 상기 왜곡 검출루프로 주입하여 상측 및 하측 파일럿 신호 모두가 상기 왜곡 검출루프에서 결합될 신호 모두에서 보여지도록 하는 주입측 믹서;저왜곡화 출력신호의 일부를 입력하고, 국부발진신호를 사용하여 저왜곡화 출력신호의 일부를 동위상 및 직교위상으로 하향변환함으로써 이득 및 위상의 오차신호를 발생하는 검출측 믹서; 및기본 파일럿 신호를 참조신호로 하여 상기 오차신호 상의 동기검파를 실행하여 상기 왜곡 제거루프에 대한 상기 제어신호를 발생하는 동기 검파기를 포함하며;상기 상측 파일럿 신호의 주파수와 상기 하측 파일럿 신호의 주파수 사이에 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호 주파수 대역 중 적어도 일부가 포함되도록, 국부발진신호와 기본 파일럿 신호의 기본 주파수가 설정되어 있는 피드 포워드 증폭기.
- 주 증폭기, 왜곡 검출루프, 왜곡 제거루프, 및 제어기를 포함하는 피드 포워드 증폭기에 있어서, 상기 왜곡 검출루프는 주 증폭기로의 입력신호의 일부와 주 증폭기로부터의 출력신호의 일부를 그 진폭 및 위상의 상호관계를 조정하여 결합함으로써 왜곡신호를 발생시키고, 상기 왜곡 게거루프는 왜곡신호와 주 증폭기로부터의 출력신호를 서로간의 진폭과 위상의 상호관계를 조정하여 결합함으로써 저왜곡화 출력신호를 발생시키고, 상기 제어기는 주 증폭기에서 발생한 왜곡성분 및 저왜곡화 출력신호 중에 남아있는 왜곡성분이 억압되도록 제어신호를 왜곡 검출루프 및 왜곡 제거루프로 공급하며, 상기 피드 포워드 증폭기는:국부발진신호를 사용하여 기본 파일럿 신호를 상향변환함으로써 각 신호 간의 주파수의 합과 차와 연관된 상측 및 하측 파일럿 신호를 발생시키고, 이 상측 및 하측 파일럿 신호를 상기 왜곡 검출루프로 주입하여 상측 및 하측 파일럿 신호 모두가 상기 왜곡 검출루프에서 결합될 신호 모두에서 보여지도록 하는 주입측 믹서;저왜곡화 출력신호의 일부를 분기하기 위한 수단;분기 중에 또는 분기 후에, 상기 저왜곡화 출력신호의 일부에서 상기 주 증폭기로의 입력신호의 일부를 위상외(out-of-phase) 가산하는 것에 의해서 상기 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호에 대응하는 성분을 게거하기 위한 수단;상기 위상외 가산 후에 저왜곡화 출력신호를 입력하고, 동위상 및 직교위상의 국부발진신호를 사용하는 것에 의해서 저왜곡화 출력신호의 일부를 하향변환하여 이득 및 위상의 오차신호를 발생하는 검출측 믹서와;참조신호로서 기본 파일럿 신호로 상기 오차신호 상의 동기검파를 실행하여 상기 왜곡 제거루프에 대한 상기 제어신호를 발생하는 상기 제어기에 구비된 동기 검파기를 포함하며;국부발진신호와 기본 파일럿 신호의 기본 주파수는 설정되어 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호 주파수 대역의 적어도 일부가 상기 상측 파일럿 신호의 주파수와 상기 하측 파일럿 신호의 주파수 사이에 포함되는 피드 포워드 증폭기.
- 주 증폭기, 왜곡 검출루프, 및 왜곡 제거루프를 포함하는 피드 포워드 증폭기에서 사용하기 위한 제어기에 있어서, 상기 왜곡 검출루프는 주 증폭기로의 입력신호의 일부와 주 증폭기로부터의 출력신호의 일부를 그 진폭 및 위상의 상호관계를 조정하여 결합함으로써 왜곡신호를 발생시키고, 상기 왜곡 게거루프는 왜곡신호와 주 증폭기로부터의 출력신호를 서로간의 진폭과 위상의 상호관계를 조정하여 결합함으로써 저왜곡화 출력신호를 발생시키고, 상기 제어기는 주 증폭기에서 발생한 왜곡성분 및 저왜곡화 출력신호 중에 남아있는 왜곡성분이 억압되도록 제어신호를 왜곡 검출루프 및 왜곡 제거루프로 공급하며, 상기 제어기는:저왜곡화 출력신호의 일부를 분기하기 위한 수단;분기 중에 또는 분기 후에, 상기 저왜곡화 출력신호의 일부 및 상기 주 증폭기로의 입력신호의 일부를 위상외 가산하기 위한 수단; 및상기 위상외 가산의 결과로서 상기 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호에대응하는 성분이 제거된 신호를 바탕으로 상기 왜곡 제거루프에 대한 상기 제어신호를 발생시키는 수단을 추가로 구비하는 제어기.
- 주 증폭기, 왜곡 검출루프, 왜곡 제거루프, 및 제어기를 포함하는 피드 포워드 증폭기에 있어서, 상기 왜곡 검출루프는 주 증폭기로의 입력신호의 일부와 주 증폭기로부터의 출력신호의 일부를 그 진폭 및 위상의 상호관계를 조정하여 결합함으로써 왜곡신호를 발생시키고, 상기 왜곡 게거루프는 왜곡신호와 주 증폭기로부터의 출력신호를 서로간의 진폭과 위상의 상호관계를 조정하여 결합함으로써 저왜곡화 출력신호를 발생시키고, 상기 제어기는 주 증폭기에서 발생한 왜곡성분 및 저왜곡화 출력신호 중에 남아있는 왜곡성분이 억압되도록 제어신호를 왜곡 검출루프 및 왜곡 제거루프로 공급하며, 상기 피드 포워드 증폭기는:저왜곡화 출력신호의 일부를 분기하기 위한 수단;분기 중에 또는 분기 후에, 상기 저왜곡화 출력신호의 일부 및 상기 주 증폭기로의 입력신호의 일부를 위상외 가산하기 위한 수단; 및 상기 위상외 가산의 결과로서 상기 피드 포워드 증폭기에서 증폭될 신호에 대응하는 성분이 제거된 신호를 바탕으로 상기 왜곡 제거루프에 대한 상기 제어신호를 발생시키는 수단을 추가로 구비하는 피드 포워드 증폭기.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP?11-374869 | 1999-12-28 | ||
| JP37486999A JP3533351B2 (ja) | 1999-12-28 | 1999-12-28 | フィードフォワード増幅器及びその制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20010062168A true KR20010062168A (ko) | 2001-07-07 |
| KR100682038B1 KR100682038B1 (ko) | 2007-02-15 |
Family
ID=18504570
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020000073756A KR100682038B1 (ko) | 1999-12-28 | 2000-12-06 | 피드 포워드 증폭기 및 그 제어기 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6489844B2 (ko) |
| EP (1) | EP1113574B1 (ko) |
| JP (1) | JP3533351B2 (ko) |
| KR (1) | KR100682038B1 (ko) |
| CA (1) | CA2327510C (ko) |
| DE (1) | DE60034301T2 (ko) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100814457B1 (ko) * | 2007-02-27 | 2008-03-17 | 세원텔레텍 주식회사 | 이중대역 피드포워드 선형 전력 증폭기 |
| KR20210054882A (ko) * | 2019-11-06 | 2021-05-14 | 강원대학교산학협력단 | 채널 선택성을 가지는 rf 증폭기 |
Families Citing this family (44)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US6813485B2 (en) * | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US6879817B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US6853690B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
| US7065162B1 (en) | 1999-04-16 | 2006-06-20 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7110444B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations |
| US8295406B1 (en) | 1999-08-04 | 2012-10-23 | Parkervision, Inc. | Universal platform module for a plurality of communication protocols |
| US7010286B2 (en) * | 2000-04-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals |
| WO2001099316A1 (en) * | 2000-06-16 | 2001-12-27 | Fujitsu Limited | Multi-carrier amplifier |
| DE60124485T2 (de) * | 2000-09-22 | 2007-03-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma | Vorwärtskopplungsverstärker |
| US7454453B2 (en) | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
| SE0102026D0 (sv) * | 2001-06-07 | 2001-06-07 | Ericsson Telefon Ab L M | Method and arrangement relating to multicarrier power amplifiers |
| CN1241324C (zh) * | 2001-07-18 | 2006-02-08 | 松下电器产业株式会社 | 前馈放大器及前馈放大方法 |
| US7072427B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US7058139B2 (en) * | 2001-11-16 | 2006-06-06 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Transmitter with transmitter chain phase adjustment on the basis of pre-stored phase information |
| US6677817B2 (en) * | 2001-12-17 | 2004-01-13 | Powerwave Technologies, Inc. | Feed forward amplifier with amplifier stage failure detection using pilot tones |
| US7321640B2 (en) * | 2002-06-07 | 2008-01-22 | Parkervision, Inc. | Active polyphase inverter filter for quadrature signal generation |
| US7460584B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-12-02 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7379883B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-05-27 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| KR20040017166A (ko) * | 2002-08-20 | 2004-02-26 | 알에프코어 주식회사 | 알에프 선형 전력 증폭기 |
| US6850115B2 (en) * | 2002-08-26 | 2005-02-01 | Powerwave Technologies, Inc. | Enhanced efficiency LDMOS based feed forward amplifier |
| KR20040033982A (ko) * | 2002-10-16 | 2004-04-28 | (주)알에프 인터내셔날 | 피드포워드 선형증폭기의 최적 제어장치 |
| US7035321B2 (en) * | 2002-11-20 | 2006-04-25 | Spotwave Wireless Canada, Inc. | Monitoring stability of an on-frequency repeater |
| US7038540B2 (en) * | 2003-02-14 | 2006-05-02 | Powerwave Technologies, Inc. | Enhanced efficiency feed forward power amplifier utilizing reduced cancellation bandwidth and small error amplifier |
| US7386291B2 (en) * | 2003-09-02 | 2008-06-10 | International Business Machines Corporation | Integrated millimeter-wave quadrature generator |
| US20060009185A1 (en) * | 2004-07-08 | 2006-01-12 | Khosro Shamsaifar | Method and apparatus capable of interference cancellation |
| EP1819038A4 (en) * | 2004-11-30 | 2008-07-09 | Fujitsu Ltd | SIGNAL DETECTOR SWITCHING AND DECOMPOSITION AMPLIFIER FOR THIS |
| US7486939B2 (en) * | 2005-06-21 | 2009-02-03 | Motorola, Inc. | Apparatus for removing distortions created by an amplifier |
| JP2007013230A (ja) * | 2005-06-28 | 2007-01-18 | Nippon Dengyo Kosaku Co Ltd | 歪補償増幅回路 |
| US20070038560A1 (en) * | 2005-08-12 | 2007-02-15 | Carl Ansley | Transaction payment system and processing |
| US7269039B2 (en) * | 2005-08-19 | 2007-09-11 | Honeywell International Inc. | Method and device for producing rectifier gating signals using feed forward control |
| JP2007318300A (ja) * | 2006-05-24 | 2007-12-06 | Stack Denshi Kk | 歪補償増幅器のパイロット信号検出方法 |
| GB0724917D0 (en) * | 2007-12-20 | 2008-01-30 | Nokia Corp | A transmitter |
| WO2009089321A2 (en) * | 2008-01-08 | 2009-07-16 | Ess Technology, Inc. | Digital feequency generator |
| CN101888636B (zh) * | 2009-05-14 | 2013-10-02 | 电信科学技术研究院 | 下行测量导频的配置和检测方法和装置 |
| US9008252B2 (en) * | 2012-10-12 | 2015-04-14 | Intel Mobile Communications GmbH | Circuit, method and mobile communication device |
| KR20150004497A (ko) * | 2013-07-02 | 2015-01-13 | 한국전자통신연구원 | 태그 송신 장치 및 방법과 리더 수신 장치 |
| CN104868487B (zh) * | 2015-05-07 | 2017-08-29 | 国家电网公司 | 低频段抑制加强型抗反调电力系统稳定方法 |
| KR102642912B1 (ko) * | 2018-12-20 | 2024-03-04 | 삼성전기주식회사 | 차동 회로의 전류 제어 장치 |
Family Cites Families (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0777330B2 (ja) | 1988-02-03 | 1995-08-16 | 日本電信電話株式会社 | フィードフォワード増幅器の自動調整回路 |
| JP2945451B2 (ja) | 1990-07-25 | 1999-09-06 | 日本電信電話株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
| JP2711414B2 (ja) | 1990-12-28 | 1998-02-10 | 日本電信電話株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
| JP2799911B2 (ja) | 1991-03-14 | 1998-09-21 | 日本電信電話株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
| JP2711413B2 (ja) | 1990-12-28 | 1998-02-10 | 日本電信電話株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
| JP2948279B2 (ja) | 1990-07-25 | 1999-09-13 | 日本電信電話株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
| JP2945447B2 (ja) | 1990-07-11 | 1999-09-06 | 日本電信電話株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
| JP2804195B2 (ja) | 1992-02-27 | 1998-09-24 | 日本無線株式会社 | 自動制御フィードフォワード非線形歪補償増幅器 |
| JP3171924B2 (ja) * | 1992-05-28 | 2001-06-04 | 富士通株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
| JP3358240B2 (ja) | 1993-07-05 | 2002-12-16 | 富士通株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
| JPH07106861A (ja) | 1993-09-29 | 1995-04-21 | Shimada Phys & Chem Ind Co Ltd | 自動調整形フィードフォワード増幅方法及び装置 |
| JP3367745B2 (ja) * | 1994-04-05 | 2003-01-20 | 株式会社東芝 | 歪補償器 |
| JPH0856126A (ja) * | 1994-08-10 | 1996-02-27 | Kokusai Electric Co Ltd | 歪補償増幅回路 |
| US5528196A (en) * | 1995-01-06 | 1996-06-18 | Spectrian, Inc. | Linear RF amplifier having reduced intermodulation distortion |
| JP3360464B2 (ja) * | 1995-02-13 | 2002-12-24 | 松下電器産業株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
| JP3361657B2 (ja) * | 1995-07-20 | 2003-01-07 | 松下電器産業株式会社 | フィードフォワード増幅器の制御装置および制御方法 |
| US5768699A (en) * | 1995-10-20 | 1998-06-16 | Aml Communications, Inc. | Amplifier with detuned test signal cancellation for improved wide-band frequency response |
| US5796304A (en) | 1996-04-24 | 1998-08-18 | Powerwave Technologies, Inc. | Broadband amplifier with quadrature pilot signal |
| US5929701A (en) * | 1996-12-13 | 1999-07-27 | At&T Corp. | Feed forward amplifier system and method |
| JP3352929B2 (ja) | 1997-12-12 | 2002-12-03 | 三菱電機株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
| US6157254A (en) * | 1998-09-29 | 2000-12-05 | Lucent Technologies Inc. | Double side band pilot technique for a control system that reduces distortion produced by electrical circuits |
| US5926067A (en) * | 1998-09-29 | 1999-07-20 | Lucent Technologies Inc. | Sweep pilot technique for a control system that reduces distortion produced by electrical circuits |
| JP4015782B2 (ja) | 1998-10-22 | 2007-11-28 | 日本無線株式会社 | フィードフォワード非線形歪補償増幅器 |
-
1999
- 1999-12-28 JP JP37486999A patent/JP3533351B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-11-02 EP EP00123876A patent/EP1113574B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-11-02 DE DE60034301T patent/DE60034301T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-12-04 CA CA002327510A patent/CA2327510C/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-12-06 KR KR1020000073756A patent/KR100682038B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2000-12-13 US US09/735,759 patent/US6489844B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100814457B1 (ko) * | 2007-02-27 | 2008-03-17 | 세원텔레텍 주식회사 | 이중대역 피드포워드 선형 전력 증폭기 |
| KR20210054882A (ko) * | 2019-11-06 | 2021-05-14 | 강원대학교산학협력단 | 채널 선택성을 가지는 rf 증폭기 |
| US11405009B2 (en) | 2019-11-06 | 2022-08-02 | Knu-Industry Cooperation Foundation | RF amplifier including gain/phase compensator |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE60034301D1 (de) | 2007-05-24 |
| EP1113574A2 (en) | 2001-07-04 |
| EP1113574A3 (en) | 2005-04-20 |
| JP2001189631A (ja) | 2001-07-10 |
| CA2327510A1 (en) | 2001-06-28 |
| JP3533351B2 (ja) | 2004-05-31 |
| US20010015673A1 (en) | 2001-08-23 |
| CA2327510C (en) | 2004-11-23 |
| EP1113574B1 (en) | 2007-04-11 |
| US6489844B2 (en) | 2002-12-03 |
| KR100682038B1 (ko) | 2007-02-15 |
| DE60034301T2 (de) | 2007-12-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100682038B1 (ko) | 피드 포워드 증폭기 및 그 제어기 | |
| US7542519B2 (en) | Radio frequency transmitter and method therefor | |
| US6978125B2 (en) | Methods and apparatus for tuning pre-selection filters in radio receivers | |
| US6172560B1 (en) | Amplifier with feedforward loops for rejecting non-linear distortion | |
| US6975686B1 (en) | IQ modulation systems and methods that use separate phase and amplitude signal paths | |
| US7058368B2 (en) | Adaptive feedforward noise cancellation circuit | |
| US6018275A (en) | Phase locked loop with down-conversion in feedback path | |
| US20020049075A1 (en) | Multiband portable radio terminal | |
| JP2014504490A (ja) | 信号の位相混入を低減するための方法及び装置 | |
| US7173484B2 (en) | System and method of carrier reinjection in a feedforward amplifier | |
| JP2003163601A (ja) | ミリ波帯無線送信装置およびミリ波帯無線受信装置およびミリ波帯通信システム | |
| US7031748B2 (en) | Radio signal receiving apparatus and demodulating circuit | |
| US20050110567A1 (en) | System and method of pilot tone reuse in a feedforward amplifier | |
| US6958647B2 (en) | Dual loop feedforward power amplifier | |
| US6750706B2 (en) | Control method and circuit for feedforward distortion compensation amplifier | |
| US6608523B1 (en) | System and method for producing a pilot signal in a distortion reduction system | |
| US6545487B1 (en) | System and method for producing an amplified signal with reduced distortion | |
| JP2002101138A (ja) | フィードフォワード型リニアライザ | |
| JP3764088B2 (ja) | フィードフォワード増幅器及びその制御回路 | |
| JPH04364602A (ja) | フィードフォワード干渉回路 | |
| EP3249821B1 (en) | Transmitter and method for a multicarrier system | |
| JP3911444B2 (ja) | フィードフォワード歪補償増幅器の制御回路およびフィードフォワード歪補償増幅器 | |
| JP2852294B2 (ja) | 送信機 | |
| US8412116B1 (en) | Wireless transceiver | |
| JP2003078466A (ja) | 無線基地局装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A201 | Request for examination | ||
| E902 | Notification of reason for refusal | ||
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| GRNT | Written decision to grant | ||
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20120206 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20130201 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Lapse due to unpaid annual fee |