JPH0856126A - 歪補償増幅回路 - Google Patents
歪補償増幅回路Info
- Publication number
- JPH0856126A JPH0856126A JP6208267A JP20826794A JPH0856126A JP H0856126 A JPH0856126 A JP H0856126A JP 6208267 A JP6208267 A JP 6208267A JP 20826794 A JP20826794 A JP 20826794A JP H0856126 A JPH0856126 A JP H0856126A
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- distortion
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】基地局及び中継装置に用いられ、多周波信号を
共通増幅するフィードフォワード歪補償増幅回路の歪除
去ループにおける歪補償量を最適値に近づける。 【構成】歪検出ループに注入するパイロット信号の周波
数を使用帯域内に設定し、新たに設けたＤＳＢ信号発生
回路２１によってＤＳＢ変調をかけて出力する。歪除去
ループの出力側から抽出したＤＳＢ信号をＤＳＢ直交検
波回路２２に入力し、直交検波復調信号のＡＣ振幅値を
制御回路１４に入力する。制御回路１４からＡＣ振幅値
が最小になるような制御信号をベクトル調整器７に与え
るように構成した。
共通増幅するフィードフォワード歪補償増幅回路の歪除
去ループにおける歪補償量を最適値に近づける。 【構成】歪検出ループに注入するパイロット信号の周波
数を使用帯域内に設定し、新たに設けたＤＳＢ信号発生
回路２１によってＤＳＢ変調をかけて出力する。歪除去
ループの出力側から抽出したＤＳＢ信号をＤＳＢ直交検
波回路２２に入力し、直交検波復調信号のＡＣ振幅値を
制御回路１４に入力する。制御回路１４からＡＣ振幅値
が最小になるような制御信号をベクトル調整器７に与え
るように構成した。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、自動車電話システムの
基地局用共通増幅装置又は、中継増幅装置に用いられる
歪補償増幅回路に関するものである。
基地局用共通増幅装置又は、中継増幅装置に用いられる
歪補償増幅回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】例えば、中継増幅装置は、基地局からの
電波を増幅し、移動局に対して電波を送出する。この場
合、多チャネルの電波を同時に増幅するため非線形歪補
償回路として自己調整形フィードフォワード（ＳＡＦ
Ｆ：Self Adjusting Feed Forward ）回路と呼ばれる歪
補償増幅回路が用いられている。
電波を増幅し、移動局に対して電波を送出する。この場
合、多チャネルの電波を同時に増幅するため非線形歪補
償回路として自己調整形フィードフォワード（ＳＡＦ
Ｆ：Self Adjusting Feed Forward ）回路と呼ばれる歪
補償増幅回路が用いられている。
【０００３】図１は、従来のフィードフォワード形歪補
償増幅回路例図である。図において、１，４，９は方向
性結合器、２，７はベクトル調整器、３は主増幅器、
５，６は遅延線、８は補助増幅器、１０は増幅器、１１
はパイロット信号発生器、１２は検波器、１３はパイロ
ット信号受信器である。（ａ），（ｂ），（ｃ），
（ｄ），（ｅ）は各部の周波数スペクトラムを示す。方
向性結合器１と４の間の回路は歪検出ループであり、入
力多周波信号が主増幅器３で増幅されるとき発生する相
互変調歪，雑音などの歪成分（誤差成分）を検出する。
例えば、特定の２波（ａ）を入力信号としたとき、
（ｂ）は主増幅器３の出力を示し、増幅された入力信号
に歪成分が加わっている。方向性結合器４と９の間の回
路は歪除去ループであり、上記の歪検出ループで検出さ
れた誤差成分を補助増幅器８で所望の値に増幅して位相
を反転した信号と、遅延線６を介して方向性結合器９に
入力される歪成分を含んだ増幅信号とを逆相加算する。
（ｃ）は位相反転された歪成分を示す。このようにして
主増幅器３で増幅したとき発生した歪成分が除去（相
殺）された２波増幅信号（ｄ）が出力される。
償増幅回路例図である。図において、１，４，９は方向
性結合器、２，７はベクトル調整器、３は主増幅器、
５，６は遅延線、８は補助増幅器、１０は増幅器、１１
はパイロット信号発生器、１２は検波器、１３はパイロ
ット信号受信器である。（ａ），（ｂ），（ｃ），
（ｄ），（ｅ）は各部の周波数スペクトラムを示す。方
向性結合器１と４の間の回路は歪検出ループであり、入
力多周波信号が主増幅器３で増幅されるとき発生する相
互変調歪，雑音などの歪成分（誤差成分）を検出する。
例えば、特定の２波（ａ）を入力信号としたとき、
（ｂ）は主増幅器３の出力を示し、増幅された入力信号
に歪成分が加わっている。方向性結合器４と９の間の回
路は歪除去ループであり、上記の歪検出ループで検出さ
れた誤差成分を補助増幅器８で所望の値に増幅して位相
を反転した信号と、遅延線６を介して方向性結合器９に
入力される歪成分を含んだ増幅信号とを逆相加算する。
（ｃ）は位相反転された歪成分を示す。このようにして
主増幅器３で増幅したとき発生した歪成分が除去（相
殺）された２波増幅信号（ｄ）が出力される。
【０００４】ベクトル調整器２，７、及びパイロット信
号発生器１１，検波器１２，受信器１３，制御回路１４
は、歪検出ループで取り出した歪成分を歪除去ループで
除去するための最適調整値を設定するために設けられて
いる。制御回路１４には、増幅器１０で増幅された歪成
分（ｅ）を検波する検波器１２の検波出力と、パイロッ
ト信号を受信検出する受信器１３からのパイロット信号
とが入力され、それぞれアナログ量をディジタル変換す
るＡ／Ｄ変換器１５，１６によってディジタル変換さ
れ、それぞれディジタル信号処理によって歪補償最適値
を判定した後、Ｄ／Ａ変換器１７，１８によってアナロ
グ量の振幅・位相制御信号に変換してベクトル調整器
２，７に入力する。
号発生器１１，検波器１２，受信器１３，制御回路１４
は、歪検出ループで取り出した歪成分を歪除去ループで
除去するための最適調整値を設定するために設けられて
いる。制御回路１４には、増幅器１０で増幅された歪成
分（ｅ）を検波する検波器１２の検波出力と、パイロッ
ト信号を受信検出する受信器１３からのパイロット信号
とが入力され、それぞれアナログ量をディジタル変換す
るＡ／Ｄ変換器１５，１６によってディジタル変換さ
れ、それぞれディジタル信号処理によって歪補償最適値
を判定した後、Ｄ／Ａ変換器１７，１８によってアナロ
グ量の振幅・位相制御信号に変換してベクトル調整器
２，７に入力する。
【０００５】すなわち、歪検出ループのベクトル調整器
２は、歪検出ループで検出した歪成分を増幅器１０で抽
出増幅し、検波器１２で検波した信号をＡ／Ｄ変換器１
５でディジタル化して最適制御値を求めた後、Ｄ／Ａ変
換器１８から出力される制御信号で位相・振幅が調整さ
れ、２波増幅信号の検波出力が最小となるように自己調
整される。一方、歪除去ループのベクトル調整器７は、
歪検出ループの主増幅器３の出力側に注入された例えば
帯域外周波数のパイロット信号を、方向性結合器９の出
力側から、そのレベルを相関検出器などの狭帯域検出器
を備えた受信器１３によって抽出し、Ａ／Ｄ変換器１６
でディジタル化して最適制御値を求めた後、Ｄ／Ａ変換
器１７から出力される制御信号で位相・振幅が調整さ
れ、抽出レベルが最小となるように自己調整される。パ
イロット信号の周波数を使用帯域外に設定する理由は、
若し使用帯域内に設定すると使用チャネルの歪成分によ
って誤検出となるからである。
２は、歪検出ループで検出した歪成分を増幅器１０で抽
出増幅し、検波器１２で検波した信号をＡ／Ｄ変換器１
５でディジタル化して最適制御値を求めた後、Ｄ／Ａ変
換器１８から出力される制御信号で位相・振幅が調整さ
れ、２波増幅信号の検波出力が最小となるように自己調
整される。一方、歪除去ループのベクトル調整器７は、
歪検出ループの主増幅器３の出力側に注入された例えば
帯域外周波数のパイロット信号を、方向性結合器９の出
力側から、そのレベルを相関検出器などの狭帯域検出器
を備えた受信器１３によって抽出し、Ａ／Ｄ変換器１６
でディジタル化して最適制御値を求めた後、Ｄ／Ａ変換
器１７から出力される制御信号で位相・振幅が調整さ
れ、抽出レベルが最小となるように自己調整される。パ
イロット信号の周波数を使用帯域外に設定する理由は、
若し使用帯域内に設定すると使用チャネルの歪成分によ
って誤検出となるからである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の回路におけ
る制御量の最適化方法は、受信器１３で検出した使用帯
域外のパイロット信号の検出レベルが最小となるように
歪除去ループのベクトル調整器７の調整を行っている。
そのため次のような欠点がある。 （１）受信器１３で検出する直流（ＤＣ）電圧が温度変
化等の影響を受けて変動するため補償量が不安定とな
る。 （２）歪補償された時、受信器１３に入力されるパイロ
ット信号が極めて低いレベルとなるため、帯域の狭いフ
ィルタが必要となり、狭帯域フィルタの形状が大きくな
るとともに、パイロット信号発生器の周波数安定度を上
げなければならないという制約がある。 （３）図２は従来回路の歪抑圧量周波数特性例である。
図２のように、主信号（入力多周波信号）の使用帯域外
のパイロット信号によって歪レベルを抑圧しているた
め、歪補償の最適点が帯域外になってしまい、主信号の
使用帯域内補償量が最適値とならない。
る制御量の最適化方法は、受信器１３で検出した使用帯
域外のパイロット信号の検出レベルが最小となるように
歪除去ループのベクトル調整器７の調整を行っている。
そのため次のような欠点がある。 （１）受信器１３で検出する直流（ＤＣ）電圧が温度変
化等の影響を受けて変動するため補償量が不安定とな
る。 （２）歪補償された時、受信器１３に入力されるパイロ
ット信号が極めて低いレベルとなるため、帯域の狭いフ
ィルタが必要となり、狭帯域フィルタの形状が大きくな
るとともに、パイロット信号発生器の周波数安定度を上
げなければならないという制約がある。 （３）図２は従来回路の歪抑圧量周波数特性例である。
図２のように、主信号（入力多周波信号）の使用帯域外
のパイロット信号によって歪レベルを抑圧しているた
め、歪補償の最適点が帯域外になってしまい、主信号の
使用帯域内補償量が最適値とならない。
【０００７】本発明の目的は、上記従来技術の問題点を
解決するため、パイロット信号検出レベルの安定化を図
り、狭帯域受信器の大型化を排除し、主信号の混変調に
よる妨害に強くして安定な歪補償制御動作を行う歪補償
回路を提供することにある。
解決するため、パイロット信号検出レベルの安定化を図
り、狭帯域受信器の大型化を排除し、主信号の混変調に
よる妨害に強くして安定な歪補償制御動作を行う歪補償
回路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の歪補償増幅回路
は、多周波入力信号を主増幅器で増幅する際に発生する
相互変調歪を補償するため、入力信号を第１のベクトル
調整器を介して前記主増幅器で増幅した信号と前記入力
信号を第１の遅延線を介した逆相信号とにより歪成分を
検出する歪検出ループと、前記歪成分を第２のベクトル
調整器を介して補助増幅器によってレベルを合わせた逆
相信号と前記主増幅器で増幅した信号を第２の遅延線を
介した信号とにより歪成分を相殺して出力する歪除去ル
ープと、前記歪検出ループから抽出した多周波入力信号
の検波レベルおよび前記歪検出ループに注入し前記歪除
去ループから抽出したパイロット信号の検出レベルがそ
れぞれ最小になるように、前記第１のベクトル調整器お
よび前記第２のベクトル調整器の減衰量と位相量を調整
する制御回路とから構成された歪補償増幅回路におい
て、前記パイロット信号の周波数を前記多周波入力信号
の使用帯域内に設定した該パイロット信号にＤＳＢ変調
をかけて前記歪検出ループに注入するＤＳＢ信号発生回
路と、前記歪除去ループの出力側から前記ＤＳＢ変調が
かけられたパイロット信号を抽出してＤＳＢ直交検波に
よって得られる復調信号のＡＣ振幅値を前記制御回路に
入力するＤＳＢ直交検波回路とを備え、前記制御回路
は、前記ＤＳＢ直交検波回路から出力されるＡＣ振幅値
が最小になるように前記第２のベクトル調整器の減衰量
と位相量を調整するようにしたことを特徴とする歪補償
増幅回路。
は、多周波入力信号を主増幅器で増幅する際に発生する
相互変調歪を補償するため、入力信号を第１のベクトル
調整器を介して前記主増幅器で増幅した信号と前記入力
信号を第１の遅延線を介した逆相信号とにより歪成分を
検出する歪検出ループと、前記歪成分を第２のベクトル
調整器を介して補助増幅器によってレベルを合わせた逆
相信号と前記主増幅器で増幅した信号を第２の遅延線を
介した信号とにより歪成分を相殺して出力する歪除去ル
ープと、前記歪検出ループから抽出した多周波入力信号
の検波レベルおよび前記歪検出ループに注入し前記歪除
去ループから抽出したパイロット信号の検出レベルがそ
れぞれ最小になるように、前記第１のベクトル調整器お
よび前記第２のベクトル調整器の減衰量と位相量を調整
する制御回路とから構成された歪補償増幅回路におい
て、前記パイロット信号の周波数を前記多周波入力信号
の使用帯域内に設定した該パイロット信号にＤＳＢ変調
をかけて前記歪検出ループに注入するＤＳＢ信号発生回
路と、前記歪除去ループの出力側から前記ＤＳＢ変調が
かけられたパイロット信号を抽出してＤＳＢ直交検波に
よって得られる復調信号のＡＣ振幅値を前記制御回路に
入力するＤＳＢ直交検波回路とを備え、前記制御回路
は、前記ＤＳＢ直交検波回路から出力されるＡＣ振幅値
が最小になるように前記第２のベクトル調整器の減衰量
と位相量を調整するようにしたことを特徴とする歪補償
増幅回路。
【０００９】
【実施例】図３は本発明の実施例を示す回路例であり、
２１のＤＳＢ（両側波端）信号発生回路と、２２のＤＳ
Ｂ直交検波回路が本発明の要部である。他の符号は図１
の従来回路と同一部分を示す。従来のパイロット信号発
生器１１のパイロット信号周波数を主信号の使用帯域内
に設定し、そのパイロット信号をキャリアとして、例え
ば、４０Ｈｚの変調波によってＤＳＢ変調をかけて出力
するＤＳＢ信号発生回路２１を設ける。ＤＳＢ信号発生
回路２１で発生した変調信号を歪検出ループの主信号に
注入し、出力側の方向性結合器９から抽出してＤＳＢ直
交検波回路２２に入力する。直交検波回路２２は、抽出
したパイロット信号を、変調で使用したものと同一のキ
ャリア信号で直交検波し、復調信号の同相成分，直交成
分を得る。これは、検波に使用するキャリア信号の位相
とパイロット信号の位相に関係なく復調を行うためであ
る。復調信号のＤＣ（直流）成分はパイロット信号レベ
ルとは関係ないが、ＡＣ（交流）振幅値はパイロット信
号レベルに比例する。従ってこの復調信号を変調に使用
した信号と相関検出を行うことによりＡＣ振幅値を得る
ことができる。相関検出部はディジタル信号処理（ＤＳ
Ｐ）を用いることも可能である。
２１のＤＳＢ（両側波端）信号発生回路と、２２のＤＳ
Ｂ直交検波回路が本発明の要部である。他の符号は図１
の従来回路と同一部分を示す。従来のパイロット信号発
生器１１のパイロット信号周波数を主信号の使用帯域内
に設定し、そのパイロット信号をキャリアとして、例え
ば、４０Ｈｚの変調波によってＤＳＢ変調をかけて出力
するＤＳＢ信号発生回路２１を設ける。ＤＳＢ信号発生
回路２１で発生した変調信号を歪検出ループの主信号に
注入し、出力側の方向性結合器９から抽出してＤＳＢ直
交検波回路２２に入力する。直交検波回路２２は、抽出
したパイロット信号を、変調で使用したものと同一のキ
ャリア信号で直交検波し、復調信号の同相成分，直交成
分を得る。これは、検波に使用するキャリア信号の位相
とパイロット信号の位相に関係なく復調を行うためであ
る。復調信号のＤＣ（直流）成分はパイロット信号レベ
ルとは関係ないが、ＡＣ（交流）振幅値はパイロット信
号レベルに比例する。従ってこの復調信号を変調に使用
した信号と相関検出を行うことによりＡＣ振幅値を得る
ことができる。相関検出部はディジタル信号処理（ＤＳ
Ｐ）を用いることも可能である。
【００１０】図４は本発明による歪抑圧量周波数特性例
であり、歪補償最適点が使用帯域内にあることを示して
いる。
であり、歪補償最適点が使用帯域内にあることを示して
いる。
【００１１】
【発明の効果】本発明を実施することにより、次の効果
がある。 （１）例えば、自動車電話システムなどの当該システム
のチャネル使用帯域内で最適歪補償となるため、必要以
上の電力及び無線部の調整が不要となる。 （２）パイロット信号のレベルが小さいため、運用周波
数信号への影響が少ない。 （３）パイロット検出信号がノイズに埋もれていても希
望波（ＤＳＢ信号）を直交検波によって検出できるため
ノイズに強い。
がある。 （１）例えば、自動車電話システムなどの当該システム
のチャネル使用帯域内で最適歪補償となるため、必要以
上の電力及び無線部の調整が不要となる。 （２）パイロット信号のレベルが小さいため、運用周波
数信号への影響が少ない。 （３）パイロット検出信号がノイズに埋もれていても希
望波（ＤＳＢ信号）を直交検波によって検出できるため
ノイズに強い。
【図１】従来の歪補償回路例図である。
【図２】従来回路の歪抑圧量周波数特性例図である。
【図３】本発明の実施例を示す回路例図である。
【図４】本発明による歪抑圧量周波数特性例図である。
１，４，９ 方向性結合器 ２，７ ベクトル調整器 ３ 主増幅器 ５，６ 遅延線 ８ 補助増幅器 １０ 増幅器 １１ パイロット信号発生器 １２ 検波器 １３ 受信器 １４ 制御回路 １５，１６ Ａ／Ｄ変換器 １７，１８ Ｄ／Ａ変換器 ２１ ＤＳＢ信号発生回路 ２２ ＤＳＢ直交検波回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 上野 英克 東京都新宿区西新宿６−16−６ 五洋電子 工業株式会社内 (72)発明者 占部 健三 東京都中野区東中野三丁目14番20号 国際 電気株式会社内
Claims (1)
- 【請求項１】 多周波入力信号を主増幅器で増幅する際
に発生する相互変調歪を補償するため、入力信号を第１
のベクトル調整器を介して前記主増幅器で増幅した信号
と前記入力信号を第１の遅延線を介した逆相信号とによ
り歪成分を検出する歪検出ループと、前記歪成分を第２
のベクトル調整器を介して補助増幅器によってレベルを
合わせた逆相信号と前記主増幅器で増幅した信号を第２
の遅延線を介した信号とにより歪成分を相殺して出力す
る歪除去ループと、前記歪検出ループから抽出した多周
波入力信号の検波レベルおよび前記歪検出ループに注入
し前記歪除去ループから抽出したパイロット信号の検出
レベルがそれぞれ最小になるように、前記第１のベクト
ル調整器および前記第２のベクトル調整器の減衰量と位
相量を調整する制御回路とから構成された歪補償増幅回
路において、 前記パイロット信号の周波数を前記多周波入力信号の使
用帯域内に設定した該パイロット信号にＤＳＢ変調をか
けて前記歪検出ループに注入するＤＳＢ信号発生回路
と、 前記歪除去ループの出力側から前記ＤＳＢ変調がかけら
れたパイロット信号を抽出してＤＳＢ直交検波によって
得られる復調信号のＡＣ振幅値を前記制御回路に入力す
るＤＳＢ直交検波回路とを備え、 前記制御回路は、前記ＤＳＢ直交検波回路から出力され
るＡＣ振幅値が最小になるように前記第２のベクトル調
整器の減衰量と位相量を調整するようにしたことを特徴
とする歪補償増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6208267A JPH0856126A (ja) | 1994-08-10 | 1994-08-10 | 歪補償増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6208267A JPH0856126A (ja) | 1994-08-10 | 1994-08-10 | 歪補償増幅回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0856126A true JPH0856126A (ja) | 1996-02-27 |
Family
ID=16553418
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6208267A Pending JPH0856126A (ja) | 1994-08-10 | 1994-08-10 | 歪補償増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0856126A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0991210A2 (en) * | 1998-09-29 | 2000-04-05 | Lucent Technologies Inc. | Double side band pilot technique for a control system that reduces distortion produced by electrical circuits |
| JP2002176320A (ja) * | 2000-12-07 | 2002-06-21 | Hitachi Kokusai Electric Inc | フィードフォワード型共通増幅装置 |
| WO2002073793A1 (fr) * | 2001-03-13 | 2002-09-19 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Amplificateur a correction precursive |
| US6489844B2 (en) | 1999-12-28 | 2002-12-03 | Japan Radio Co., Ltd. | Feed-forward amplifier and controller of the same |
| EP1267486A2 (en) * | 2001-06-11 | 2002-12-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Control method and circuit for feedforward distortion compensation amplifier |
| EP1289128A2 (en) * | 2001-08-21 | 2003-03-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Feedforward amplifier, feedforward amplification method |
-
1994
- 1994-08-10 JP JP6208267A patent/JPH0856126A/ja active Pending
Cited By (12)
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| EP0991210A3 (en) * | 1998-09-29 | 2003-05-07 | Lucent Technologies Inc. | Double side band pilot technique for a control system that reduces distortion produced by electrical circuits |
| KR100719779B1 (ko) * | 1998-09-29 | 2007-05-21 | 루센트 테크놀러지스 인크 | 전기 회로들에 의해 발생되는 왜곡을 감소시키는 제어 시스템용 양측파대 파일럿 기술 |
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| KR100682038B1 (ko) * | 1999-12-28 | 2007-02-15 | 일본무선주식회사 | 피드 포워드 증폭기 및 그 제어기 |
| JP2002176320A (ja) * | 2000-12-07 | 2002-06-21 | Hitachi Kokusai Electric Inc | フィードフォワード型共通増幅装置 |
| WO2002073793A1 (fr) * | 2001-03-13 | 2002-09-19 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Amplificateur a correction precursive |
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| EP1267486A3 (en) * | 2001-06-11 | 2006-11-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Control method and circuit for feedforward distortion compensation amplifier |
| EP1289128A2 (en) * | 2001-08-21 | 2003-03-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Feedforward amplifier, feedforward amplification method |
| US6734727B2 (en) | 2001-08-21 | 2004-05-11 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Feedforward amplifier, feedforward amplification method |
| EP1289128A3 (en) * | 2001-08-21 | 2006-11-15 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Feedforward amplifier, feedforward amplification method |
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