JP3389142B2 - 負帰還型歪み補償回路 - Google Patents
負帰還型歪み補償回路Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、直交変調を用い
たデジタル変調方式に用いられる負帰還型歪み補償増幅
回路に関し、送信電力増幅用の増幅器で発生する非直線
特性を補償する負帰還型歪み補償増幅回路に関するもの
である。
たデジタル変調方式に用いられる負帰還型歪み補償増幅
回路に関し、送信電力増幅用の増幅器で発生する非直線
特性を補償する負帰還型歪み補償増幅回路に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】直交変調波を所要の送信電力まで増幅す
る場合、増幅器の非直線特性によって発生する非直線歪
を補償するため、一般的には負帰還型の補償方式が用い
られる。例えば電力増幅器の入力に直接高周波信号を戻
して負帰還を掛ける方式は、帰還する高周波信号自体に
位相遅延が発生して、発振や広帯域にわたっての補償が
難しい等の問題があるため、図３に示すような補償回路
が用いられる。
る場合、増幅器の非直線特性によって発生する非直線歪
を補償するため、一般的には負帰還型の補償方式が用い
られる。例えば電力増幅器の入力に直接高周波信号を戻
して負帰還を掛ける方式は、帰還する高周波信号自体に
位相遅延が発生して、発振や広帯域にわたっての補償が
難しい等の問題があるため、図３に示すような補償回路
が用いられる。
【０００３】この回路は、負帰還型歪み補償回路と呼ば
れるものである。この負帰還型歪み補償回路は、直交変
調された高周波信号を、一旦ベースバンド信号に復調変
換し、それを直交変調器の入力に帰還する方法である。
れるものである。この負帰還型歪み補償回路は、直交変
調された高周波信号を、一旦ベースバンド信号に復調変
換し、それを直交変調器の入力に帰還する方法である。
【０００４】以下、図３を参照して従来の負帰還型歪み
補償回路について説明する。
補償回路について説明する。
【０００５】図３において、１は送信データのビット系
列が入力される入力端子であり、８は変調波が送信され
る出力端子である。
列が入力される入力端子であり、８は変調波が送信され
る出力端子である。
【０００６】図３に示す負帰還型歪み補償回路は、変換
器２と、補償器３と、直交変調器４と、電力増幅器６
と、結合器７と、減衰器９と、直交復調器１０と、発振
器１１と、前置増幅器１３とにより構成されている。
器２と、補償器３と、直交変調器４と、電力増幅器６
と、結合器７と、減衰器９と、直交復調器１０と、発振
器１１と、前置増幅器１３とにより構成されている。
【０００７】変換器２は、送信データのビット系列より
シンボル信号を生成する機能と、同相信号Ｉ１０１、直
交信号Ｑ１０２を生成し出力するため、シンボル信号の
波形整形を行うフィルタ機能とを有する。
シンボル信号を生成する機能と、同相信号Ｉ１０１、直
交信号Ｑ１０２を生成し出力するため、シンボル信号の
波形整形を行うフィルタ機能とを有する。
【０００８】補償器３は、送信電力増幅器より発生する
非直線特性を補償する負帰還型の補償器であり、直交復
調器１０の出力の復調信号Ｉ１２１、Ｑ１２２と、変換
器２からの出力である同相信号Ｉ１０１、直交信号Ｑ１
０２との位相を比較検出して、それぞれの同相成分の位
相差信号Ｉ１３１、直交成分の位相差信号Ｑ１３２を出
力する位相検出機能と、直交復調器１０からの復調デー
タＩ１２１、Ｑ１２２と、変換器２からの同相データＩ
１０１、直交データＱ１０２を減算する機能とを有す
る。
非直線特性を補償する負帰還型の補償器であり、直交復
調器１０の出力の復調信号Ｉ１２１、Ｑ１２２と、変換
器２からの出力である同相信号Ｉ１０１、直交信号Ｑ１
０２との位相を比較検出して、それぞれの同相成分の位
相差信号Ｉ１３１、直交成分の位相差信号Ｑ１３２を出
力する位相検出機能と、直交復調器１０からの復調デー
タＩ１２１、Ｑ１２２と、変換器２からの同相データＩ
１０１、直交データＱ１０２を減算する機能とを有す
る。
【０００９】発振器１１は、搬送波を発生し、直交変調
器４は、差信号Ｉ１１１、差信号Ｑ１１２によって、発
振器１１からの搬送波を変調する。前置増幅器１３は、
直交変調信号を所要のレベルまで増幅する。電力増幅器
６は、所要の送信出力まで変調波を増幅し、出力端子８
へ出力する。
器４は、差信号Ｉ１１１、差信号Ｑ１１２によって、発
振器１１からの搬送波を変調する。前置増幅器１３は、
直交変調信号を所要のレベルまで増幅する。電力増幅器
６は、所要の送信出力まで変調波を増幅し、出力端子８
へ出力する。
【００１０】結合器７は、電力増幅器６の変調波出力の
一部を取り出し、減衰器９は、結合器７からの変調波を
減衰させる。直交復調器１０は、補償器３からの位相差
信号Ｉ１３１、Ｑ１３２によって発振器１１からの搬送
波位相を制御する機能と、これらの搬送波信号をローカ
ル信号として減衰器９からの変調波を復調して、復調信
号Ｉ１２１、Ｑ１２２を生成する機能とを有する。
一部を取り出し、減衰器９は、結合器７からの変調波を
減衰させる。直交復調器１０は、補償器３からの位相差
信号Ｉ１３１、Ｑ１３２によって発振器１１からの搬送
波位相を制御する機能と、これらの搬送波信号をローカ
ル信号として減衰器９からの変調波を復調して、復調信
号Ｉ１２１、Ｑ１２２を生成する機能とを有する。
【００１１】次に、図３に示す負帰還型歪み補償回路の
動作について説明する。
動作について説明する。
【００１２】変調方式は、直交変調が可能なデジタル変
調方式であればどのような方式でも構わないが、ここで
は、π／４シフトＱＰＳＫを例にとり説明する。
調方式であればどのような方式でも構わないが、ここで
は、π／４シフトＱＰＳＫを例にとり説明する。
【００１３】入力端子１からの送信データのシリアルビ
ット系列信号は、変換器２に入力される。変換器２で
は、入力されたシリアルビット系列を２ビット毎のシリ
アル／パラレル変換により２ビットパラレルデータを生
成し、π／４シフトＱＰＳＫの差動符号化規則に従っ
て、同相成分と直交成分のシンボル信号にそれぞれ変換
する。
ット系列信号は、変換器２に入力される。変換器２で
は、入力されたシリアルビット系列を２ビット毎のシリ
アル／パラレル変換により２ビットパラレルデータを生
成し、π／４シフトＱＰＳＫの差動符号化規則に従っ
て、同相成分と直交成分のシンボル信号にそれぞれ変換
する。
【００１４】この同相成分と直交成分の各シンボル信号
は、あるロールオフ率αを持ったフィルタ（例えばα=
０．５）によって帯域制限さた後、同相信号Ｉ１０１、
直交信号Ｑ１０２として補償器３へ出力される。負帰還
による補償動作は、同相、直交成分とも同様に行うの
で、以下は同相成分のみの説明とする。
は、あるロールオフ率αを持ったフィルタ（例えばα=
０．５）によって帯域制限さた後、同相信号Ｉ１０１、
直交信号Ｑ１０２として補償器３へ出力される。負帰還
による補償動作は、同相、直交成分とも同様に行うの
で、以下は同相成分のみの説明とする。
【００１５】補償器３は、この帯域制限された同相信号
Ｉ１０１と、復調信号Ｉ１２１を減算し、その減算結果
を差信号Ｉ１１１として直交変調器４に出力する。直交
変調器４は、発振器１１からの搬送波を、減算結果の差
信号で直交変調し、前置増幅器１３に出力する。
Ｉ１０１と、復調信号Ｉ１２１を減算し、その減算結果
を差信号Ｉ１１１として直交変調器４に出力する。直交
変調器４は、発振器１１からの搬送波を、減算結果の差
信号で直交変調し、前置増幅器１３に出力する。
【００１６】図４は、増幅器が持つ振幅非直線特性と位
相非線形特性の代表例を示したものであり、これを増幅
器の非直線特性あるいは非直線歪みと総称する。図４
は、増幅器がＡＢクラス動作の場合の一例を示すもので
ある。
相非線形特性の代表例を示したものであり、これを増幅
器の非直線特性あるいは非直線歪みと総称する。図４
は、増幅器がＡＢクラス動作の場合の一例を示すもので
ある。
【００１７】前置増幅器１３は、電力増幅器６に対して
歪みの少ない変調波を供給するため、振幅非直性特性と
位相非直線特性が少ないＡクラス動作で増幅器を構成す
る。
歪みの少ない変調波を供給するため、振幅非直性特性と
位相非直線特性が少ないＡクラス動作で増幅器を構成す
る。
【００１８】電力増幅器６は、送信電力に対する電力効
率を向上させるため、線形より非線形動作、例えば図４
のＡＢクラスで動作させ、適当なバックオフ量を確保す
るように構成して、変調波を所要送信電力まで増幅し出
力する。
率を向上させるため、線形より非線形動作、例えば図４
のＡＢクラスで動作させ、適当なバックオフ量を確保す
るように構成して、変調波を所要送信電力まで増幅し出
力する。
【００１９】一方、電力増幅器６の出力に挿入された結
合器７から出力される変調波は、減衰器９を経て直交復
調器１０に入力され、復調信号Ｉ１２１、Ｑ１２２が分
離生成される。
合器７から出力される変調波は、減衰器９を経て直交復
調器１０に入力され、復調信号Ｉ１２１、Ｑ１２２が分
離生成される。
【００２０】復調信号Ｉ１２１は、補償器３へ入力され
て同相信号Ｉ１０１と減算されて差信号Ｉ１１１として
直交変調器４へ出力されて負帰還ループが構成される。
て同相信号Ｉ１０１と減算されて差信号Ｉ１１１として
直交変調器４へ出力されて負帰還ループが構成される。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の負帰還
型歪み補償回路は、次のような問題点を有する。
型歪み補償回路は、次のような問題点を有する。
【００２２】第１の問題点は、電力増幅器が大型化する
ことである。これは、電力増幅器を多段の増幅回路で構
成するため、各増幅部で発生する振幅非線形特性および
位相非線形特性が合成されて、電力増幅器全体の歪み特
性が増幅回路単体に比べて悪化することになり、従来、
多段で増幅器を構成する場合は、１ランク上のトランジ
スタを使って増幅回路を構成するか、あるいはトランジ
スタの動作点をＡクラス動作に近いバイアス設定として
回路を構成するため、消費電流が増加して電力効率が悪
化するためである。
ことである。これは、電力増幅器を多段の増幅回路で構
成するため、各増幅部で発生する振幅非線形特性および
位相非線形特性が合成されて、電力増幅器全体の歪み特
性が増幅回路単体に比べて悪化することになり、従来、
多段で増幅器を構成する場合は、１ランク上のトランジ
スタを使って増幅回路を構成するか、あるいはトランジ
スタの動作点をＡクラス動作に近いバイアス設定として
回路を構成するため、消費電流が増加して電力効率が悪
化するためである。
【００２３】第２の問題点は、歪み補償回路動作が不安
定になることである。これは、回路構成上の制約から増
幅部の実装面積や放熱体積が制限されることから、電力
増幅器の歪み特性として十分余裕のある設計ができない
ため、歪み改善度を上げるためには帰還利得によって不
足分を補正する構成をとるためである。
定になることである。これは、回路構成上の制約から増
幅部の実装面積や放熱体積が制限されることから、電力
増幅器の歪み特性として十分余裕のある設計ができない
ため、歪み改善度を上げるためには帰還利得によって不
足分を補正する構成をとるためである。
【００２４】一般に負帰還増幅器の出力Ｙは、Ｙ＝ＡＸ
＋Ｄ／（Ｇ＋１）で表わすことができる。Ｘは入力、Ａ
は増幅器の利得、Ｄは増幅器の歪み、（Ｇ＋１）は帰還
利得を表す。この式から分かるように、増幅器の歪みＤ
は、帰還利得分の１に改善されることになり、帰還利得
を大きくすると、改善度は向上する。しかし、負帰還量
を大きくすることは、帰還経路を切った時の開ル−プ利
得を更に大きくする必要があり、電力増幅器としての位
相余裕、振幅余裕が少なくなるためである。
＋Ｄ／（Ｇ＋１）で表わすことができる。Ｘは入力、Ａ
は増幅器の利得、Ｄは増幅器の歪み、（Ｇ＋１）は帰還
利得を表す。この式から分かるように、増幅器の歪みＤ
は、帰還利得分の１に改善されることになり、帰還利得
を大きくすると、改善度は向上する。しかし、負帰還量
を大きくすることは、帰還経路を切った時の開ル−プ利
得を更に大きくする必要があり、電力増幅器としての位
相余裕、振幅余裕が少なくなるためである。
【００２５】この発明の目的は、従来より負帰還型歪み
補償方式に用いられていた電力増幅器において、電力増
幅器を構成する最終段電力増幅部の位相非直線特性を補
償することによって、電力増幅器の消費電流の低減と負
帰還回路の安定化を実現すると共に、歪み改善度の特性
向上を同時に実現する負帰還型歪み補償回路を提供する
ことにある。
補償方式に用いられていた電力増幅器において、電力増
幅器を構成する最終段電力増幅部の位相非直線特性を補
償することによって、電力増幅器の消費電流の低減と負
帰還回路の安定化を実現すると共に、歪み改善度の特性
向上を同時に実現する負帰還型歪み補償回路を提供する
ことにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】この発明は、電力増幅器
の非直線特性によって発生する歪みを含んだ変調波出力
の一部を取り出して、同相および直交成分に復調分離し
た復調ベースバンド信号を、同相および直交成分の送信
ベースバンド信号に負帰還するよう構成した負帰還型歪
み補償回路において、電力増幅器を前置増幅部と電力増
幅部で構成し、電力増幅部出力の変調波を検波して得ら
れた包絡線信号によって、前記前置増幅部のバイアスあ
るいは前置増幅部入力において変調波位相を制御する制
御回路から構成される。
の非直線特性によって発生する歪みを含んだ変調波出力
の一部を取り出して、同相および直交成分に復調分離し
た復調ベースバンド信号を、同相および直交成分の送信
ベースバンド信号に負帰還するよう構成した負帰還型歪
み補償回路において、電力増幅器を前置増幅部と電力増
幅部で構成し、電力増幅部出力の変調波を検波して得ら
れた包絡線信号によって、前記前置増幅部のバイアスあ
るいは前置増幅部入力において変調波位相を制御する制
御回路から構成される。
【００２７】この発明は、電力増幅部で発生する振幅非
直線特性と位相非直線特性の両非直線特性のうち、位相
非直線特性を打ち消すような位相特性を前置増幅部で作
り、これを電力増幅部へ入力することによって、電力増
幅部の１ｄＢ利得抑圧付近から急激に変化する位相を補
正するものであり、これによって電力増幅部をＡＢクラ
スで動作させても位相非直線特性を改善することが可能
となるため増幅器の電力効率が向上して小型化に寄与す
ることができる。
直線特性と位相非直線特性の両非直線特性のうち、位相
非直線特性を打ち消すような位相特性を前置増幅部で作
り、これを電力増幅部へ入力することによって、電力増
幅部の１ｄＢ利得抑圧付近から急激に変化する位相を補
正するものであり、これによって電力増幅部をＡＢクラ
スで動作させても位相非直線特性を改善することが可能
となるため増幅器の電力効率が向上して小型化に寄与す
ることができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】次に、この発明の実施の形態につ
いて図面を参照して説明する。
いて図面を参照して説明する。
【００２９】図１は、この発明による負帰還型歪み補償
回路の第１の実施の形態を示すブロック図である。図１
において、１は送信データのビット系列が入力される入
力端子であり、８は変調波が送信される出力端子であ
る。
回路の第１の実施の形態を示すブロック図である。図１
において、１は送信データのビット系列が入力される入
力端子であり、８は変調波が送信される出力端子であ
る。
【００３０】図１に示す負帰還型歪み補償回路は、変換
器２と、補償器３と、直交変調器４と、前置増幅器５
と、電力増幅器６と、結合器７と、減衰器９と、直交復
調器１０と、発振器１１とにより構成される。
器２と、補償器３と、直交変調器４と、前置増幅器５
と、電力増幅器６と、結合器７と、減衰器９と、直交復
調器１０と、発振器１１とにより構成される。
【００３１】変換器２は、送信データのビット系列より
シンボル信号を生成する機能と、同相信号Ｉ１０１、直
交信号Ｑ１０２を生成し出力するため、シンボル信号の
波形整形を行うフィルタ機能とを有する。
シンボル信号を生成する機能と、同相信号Ｉ１０１、直
交信号Ｑ１０２を生成し出力するため、シンボル信号の
波形整形を行うフィルタ機能とを有する。
【００３２】補償器３は、送信電力増幅器より発生する
非直線特性を補償する負帰還型の補償器であり、直交復
調器１０の出力の復調信号Ｉ１２１、Ｑ１２２と、変換
器２からの出力である同相信号Ｉ１０１、直交信号Ｑ１
０２との位相を比較検出して、それぞれの同相成分の位
相差信号Ｉ１３１、直交成分の位相差信号Ｑ１３２を出
力する位相検出機能と、直交復調器１０からの復調デー
タＩ１２１、Ｑ１２２と、変換器２からの同相データＩ
１０１、直交データＱ１０２を減算する機能とを有す
る。
非直線特性を補償する負帰還型の補償器であり、直交復
調器１０の出力の復調信号Ｉ１２１、Ｑ１２２と、変換
器２からの出力である同相信号Ｉ１０１、直交信号Ｑ１
０２との位相を比較検出して、それぞれの同相成分の位
相差信号Ｉ１３１、直交成分の位相差信号Ｑ１３２を出
力する位相検出機能と、直交復調器１０からの復調デー
タＩ１２１、Ｑ１２２と、変換器２からの同相データＩ
１０１、直交データＱ１０２を減算する機能とを有す
る。
【００３３】直交変調器４は、差信号Ｉ１１１、差信号
Ｑ１１２によって、発振器１１からの搬送波を変調す
る。
Ｑ１１２によって、発振器１１からの搬送波を変調す
る。
【００３４】前置増幅部５は、制御回路２０と増幅部２
１とから構成される。制御部２０は、結合器７からの直
交変調信号を検波して平均値を求めて出力する機能と、
検波電圧が平均値以上の場合はその検波電圧を出力する
機能と、この出力電圧によって増幅部２１のバイアスを
制御する機能を有する。増幅部２１は、バイアス電圧の
値によって出力するキャリア位相が変化する特性を有す
る増幅部である。
１とから構成される。制御部２０は、結合器７からの直
交変調信号を検波して平均値を求めて出力する機能と、
検波電圧が平均値以上の場合はその検波電圧を出力する
機能と、この出力電圧によって増幅部２１のバイアスを
制御する機能を有する。増幅部２１は、バイアス電圧の
値によって出力するキャリア位相が変化する特性を有す
る増幅部である。
【００３５】電力増幅器６は、所要の送信出力まで変調
波を増幅して出力する。
波を増幅して出力する。
【００３６】結合器７は、電力増幅器６の変調波出力の
一部を取り出し、減衰器９は、結合器７からの変調波を
減衰させる。
一部を取り出し、減衰器９は、結合器７からの変調波を
減衰させる。
【００３７】直交復調器１０は、補償器３からの位相差
信号Ｉ１３１、Ｑ１３２によって発振器１１からの搬送
波位相を制御する機能と、これらの搬送波信号をローカ
ル信号として減衰器９からの変調波を復調して、復調信
号Ｉ１２１、Ｑ１２２を生成する機能とを有する。
信号Ｉ１３１、Ｑ１３２によって発振器１１からの搬送
波位相を制御する機能と、これらの搬送波信号をローカ
ル信号として減衰器９からの変調波を復調して、復調信
号Ｉ１２１、Ｑ１２２を生成する機能とを有する。
【００３８】発振器１１は、搬送波を発生する。
【００３９】次に、この第１の実施の形態の動作につい
て説明する。
て説明する。
【００４０】直交変調器４から出力された直交変調信号
は、前置増幅部５の増幅部２１に入力される。制御部２
０は、結合器７からの変調信号を検波して平均化処理に
よって得られた平均電圧と、検波電圧が平均電圧以上の
場合に出力する瞬時検波電圧を制御信号にして、増幅部
２１のバイアス電圧を制御する。
は、前置増幅部５の増幅部２１に入力される。制御部２
０は、結合器７からの変調信号を検波して平均化処理に
よって得られた平均電圧と、検波電圧が平均電圧以上の
場合に出力する瞬時検波電圧を制御信号にして、増幅部
２１のバイアス電圧を制御する。
【００４１】直交変調波の瞬時振幅は常に変動してお
り、その振幅変動が平均値以下の場合は増幅部２１のバ
イアスを一定に制御し、平均値以上の瞬時振幅に対して
は、その振幅電圧に相当する制御電圧によって、増幅部
２１を進み位相になるようにバイアスを制御するため、
電力増幅部６に入力される変調波信号は、その瞬時振幅
の大きさに比例して進み位相に制御された直交変調波が
供給されることになる。
り、その振幅変動が平均値以下の場合は増幅部２１のバ
イアスを一定に制御し、平均値以上の瞬時振幅に対して
は、その振幅電圧に相当する制御電圧によって、増幅部
２１を進み位相になるようにバイアスを制御するため、
電力増幅部６に入力される変調波信号は、その瞬時振幅
の大きさに比例して進み位相に制御された直交変調波が
供給されることになる。
【００４２】電力増幅部６はＡＢクラスで動作させてい
るため、振幅の大きな変調波が入力されると増幅部の位
相非線形特性によって遅れ位相が一層大きくなるが、前
置増幅部５から進み位相に制御された変調信号が入力が
されているため相殺されて、電力増幅部６の出力は、位
相非線形特性が改善された歪みの少ない直交変調波を出
力することができる。
るため、振幅の大きな変調波が入力されると増幅部の位
相非線形特性によって遅れ位相が一層大きくなるが、前
置増幅部５から進み位相に制御された変調信号が入力が
されているため相殺されて、電力増幅部６の出力は、位
相非線形特性が改善された歪みの少ない直交変調波を出
力することができる。
【００４３】次に、この発明の第２の実施の形態につい
て説明する。
て説明する。
【００４４】図２は、この発明の第２の実施の形態を示
すブロック図である。図２において、図１と同じ番号の
ブロックについては説明を省略する。図２において、前
置増幅部１２は、制御部２０と位相器２２と増幅部２３
とにより構成されている。位相器２２は、制御部２０か
らの制御信号によって直交変調信号の位相を制御する機
能を有する。増幅部２３は、電力増幅部６に所要の電力
を供給するための線形増幅部である。
すブロック図である。図２において、図１と同じ番号の
ブロックについては説明を省略する。図２において、前
置増幅部１２は、制御部２０と位相器２２と増幅部２３
とにより構成されている。位相器２２は、制御部２０か
らの制御信号によって直交変調信号の位相を制御する機
能を有する。増幅部２３は、電力増幅部６に所要の電力
を供給するための線形増幅部である。
【００４５】次に、この第２の実施の形態の動作につい
て説明する。
て説明する。
【００４６】直交変調器４から出力された直交変調信号
は、前置増幅部１２の位相器２２に入力される。制御部
２０は、結合器７からの変調信号を検波して平均化処理
によって得られた平均電圧と、検波電圧が平均電圧以上
の場合に出力する瞬時検波電圧を制御信号にして位相器
２２を制御する。
は、前置増幅部１２の位相器２２に入力される。制御部
２０は、結合器７からの変調信号を検波して平均化処理
によって得られた平均電圧と、検波電圧が平均電圧以上
の場合に出力する瞬時検波電圧を制御信号にして位相器
２２を制御する。
【００４７】直交変調波の瞬時振幅は、常に変動してお
り、その振幅変動が平均値以下の場合は、位相器２２を
ある一定の位相量に制御し、平均値以上の瞬時振幅に対
しては、その振幅電圧に比例した進み位相量になるよう
に制御する。このように位相制御された直交変調信号
は、増幅部２３に入力され、増幅部２３で所要レベルま
で線形増幅された後、電力増幅部６に入力される。
り、その振幅変動が平均値以下の場合は、位相器２２を
ある一定の位相量に制御し、平均値以上の瞬時振幅に対
しては、その振幅電圧に比例した進み位相量になるよう
に制御する。このように位相制御された直交変調信号
は、増幅部２３に入力され、増幅部２３で所要レベルま
で線形増幅された後、電力増幅部６に入力される。
【００４８】電力増幅部６には、その瞬時振幅の大きさ
に比例して進み位相に制御された直交変調波が供給され
ることになる。電力増幅部６のＡＢクラスで動作させて
いることによって発生する位相非線形特性は、同様に前
置増幅部１２から進み位相によって相殺されて、電力増
幅部６の出力は、位相非線形特性が改善された歪みの少
ない直交変調波を出力されることになる。
に比例して進み位相に制御された直交変調波が供給され
ることになる。電力増幅部６のＡＢクラスで動作させて
いることによって発生する位相非線形特性は、同様に前
置増幅部１２から進み位相によって相殺されて、電力増
幅部６の出力は、位相非線形特性が改善された歪みの少
ない直交変調波を出力されることになる。
【００４９】上述した補正手段を講じることによって、
従来より５ｄＢ程度、発生する位相非直線特性を改善す
ることができる。
従来より５ｄＢ程度、発生する位相非直線特性を改善す
ることができる。
【００５０】
【発明の効果】以上説明したように、この発明は、電力
増幅部で発生する位相非直線特性を打ち消すように位相
補正を行う手段を構成することによって、電力増幅部に
使用するトランジスタをＡＢクラスで動作させることが
可能となるため、増幅部の電力効率が向上して発熱量が
減少する結果、放熱板の包絡体積を小さくできると共
に、電源容量の削減も可能となり電力増幅器を小型化す
ることができる。
増幅部で発生する位相非直線特性を打ち消すように位相
補正を行う手段を構成することによって、電力増幅部に
使用するトランジスタをＡＢクラスで動作させることが
可能となるため、増幅部の電力効率が向上して発熱量が
減少する結果、放熱板の包絡体積を小さくできると共
に、電源容量の削減も可能となり電力増幅器を小型化す
ることができる。
【００５１】また、この発明は、歪み補償回路を安定化
することができる。電力増幅部自体の非直線特性から発
生する歪みが改善する結果、同じ歪み改善度を得るため
には、帰還利得が少なくてすむことになり、負帰還回路
を安定に動作させることが可能となる。
することができる。電力増幅部自体の非直線特性から発
生する歪みが改善する結果、同じ歪み改善度を得るため
には、帰還利得が少なくてすむことになり、負帰還回路
を安定に動作させることが可能となる。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示すブロック図
である。
である。
【図２】この発明の第２の実施の形態を示すブロック図
である。
である。
【図３】従来の負帰還型歪み補償回路のブロック図であ
る。
る。
【図４】増幅器の振幅非直線特性と位相非線形特性を示
す図である。
す図である。
１ 入力端子
２ 変換器
３ 歪み補償回路
４ 直交変調器
５，１２，１３ 前置増幅部
６ 電力増幅部
７ 結合部
８ 出力端子
９ 減衰器
１０ 直交復調器
１１ 発振器
２０ 制御部
２１，２３ 増幅部
２２ 位相器
１０１ 同相信号Ｉ
１０２ 直交信号Ｑ
１１１ 差信号Ｉ
１１２ 差信号Ｑ
１２１ 復調信号Ｉ
１２２ 復調信号Ｑ
１３１ 位相差信号Ｉ
１３２ 位相差信号Ｑ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平５−83041（ＪＰ，Ａ)
特開 昭61−73406（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−83258（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−136048（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−4614（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−276033（ＪＰ，Ａ)
実開 平４−116419（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03F 1/32
H03F 1/34
H04B 1/04
Claims (6)
- 【請求項１】電力増幅器の非直線特性によって発生する
歪み成分を含む変調波の一部を取り出してこれを復調
し、同相および直交成分に分離生成した復調データを、
同相および直交成分の送信ベースバンド信号にフィード
バックするように構成した負帰還型歪み補償回路におい
て、 前記電力増幅器を前置増幅部と電力増幅部で構成し、前
記電力増幅部出力の直交変調信号を検波して得られる検
波電圧によって前記前置増幅部から出力される直交変調
信号の位相を制御することにより、前記電力増幅部で発
生する非直線特性を補償することを特徴とする負帰還型
歪み補償回路。 - 【請求項２】前記検波電圧が平均値以下の場合は、前記
前置増幅部から出力される直交変調信号の位相を一定に
制御し、前記検波電圧が平均値以上の場合は、瞬時検波
電圧に相当する制御電圧によって、前記前置増幅部から
出力される直交変調信号の位相を進み位相になるように
制御することを特徴とする請求項１に記載の負帰還型歪
み補償回路。 - 【請求項３】前記前置増幅部は、前記電力増幅部出力の
直交変調信号を検波して平均化処理によって得られた平
均電圧と、検波電圧が平均電圧以上の場合に出力する瞬
時検波電圧とを制御信号として出力する制御部と、前記
制御信号によって直交変調信号の位相を制御する増幅部
とを備えることを特徴とする請求項２に記載の負帰還型
歪み補償回路。 - 【請求項４】前記前置増幅部は、前記電力増幅部出力の
直交変調信号を検波して平均化処理によって得られた平
均電圧と、検波電圧が平均電圧以上の場合に出力する瞬
時検波電圧とを制御信号として出力する制御部と、前記
制御信号によって直交変調信号の位相を制御する位相器
と、前記電力増幅部に所要の直交変調信号を出力する線
形の増幅部とを備えることを特徴とする請求項２に記載
の負帰還型歪み補償回路。 - 【請求項５】変換器と、補償器と、直交変調器と、前置
増幅器と、電力増幅器と、結合器と、減衰器と、直交復
調器と、発振器とを備える負帰還型歪み補償回路であっ
て、 前記変換器は、送信データのビット系列よりシンボル信
号を生成する機能と、同相信号、直交信号を生成し出力
するためシンボル信号の波形整形を行うフィルタ機能と
を有し、 前記補償器は、前記電力増幅器より発生する非直線特性
を補償する負帰還型の補償器であり、前記直交復調器の
出力の同相成分の復調信号、直交成分の復調信号と、前
記変換器からの出力である同相信号、直交信号との位相
を比較検出して、それぞれの同相成分の位相差信号、直
交成分の位相差信号を出力する位相検出機能と、前記直
交復調器からの同相成分の復調データ、直交成分の復調
データと、前記変換器からの同相データ、直交データを
減算する機能とを有し、 前記直交変調器は、前記補償器からの同相成分の差信
号、直交成分の差信号によって前記発振器からの搬送波
を変調し、 前記前置増幅部は、制御部と増幅部とから構成され、制
御部は、前記結合器からの直交変調信号を検波して平均
化処理によって得られた平均電圧と、検波電圧が平均電
圧以上の場合に出力する瞬時検波電圧とを制御信号とし
て出力し、前記増幅部は、前記制御信号によって直交変
調信号の位相を制御し、前記電力増幅部に所要の直交変
調信号を出力し、 前記電力増幅器は、所要の送信出力まで変調波を増幅し
て出力し、 前記結合器は、前記電力増幅器の変調波出力の一部を取
り出し、 前記減衰器は、前記結合器からの変調波を減衰させ、 前記直交復調器は、前記補償器からの同相成分の位相差
信号、直交成分の位相差信号によって前記発振器からの
搬送波位相を制御する機能と、これらの搬送波信号をロ
ーカル信号として前記減衰器からの変調波を復調して、
同相成分の復調信号、直交成分の復調信号を生成する機
能とを有し、 前記発振器は、搬送波を発生することを特徴とする負帰
還型歪み補償回路。 - 【請求項６】前記前置増幅部は、制御部と位相器と増幅
部とから構成され、制御部は、前記結合器からの直交変
調信号を検波して平均化処理によって得られた平均電圧
と、検波電圧が平均電圧以上の場合に出力する瞬時検波
電圧とを制御信号として出力し、位相器は、前記制御信
号によって直交変調信号の位相を制御し、前記増幅部
は、線形増幅して前記電力増幅部に所要の直交変調信号
を出力することを特徴とする請求項５に記載の負帰還型
歪み補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12362499A JP3389142B2 (ja) | 1999-04-30 | 1999-04-30 | 負帰還型歪み補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12362499A JP3389142B2 (ja) | 1999-04-30 | 1999-04-30 | 負帰還型歪み補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000315921A JP2000315921A (ja) | 2000-11-14 |
| JP3389142B2 true JP3389142B2 (ja) | 2003-03-24 |
Family
ID=14865204
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12362499A Expired - Fee Related JP3389142B2 (ja) | 1999-04-30 | 1999-04-30 | 負帰還型歪み補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3389142B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6756844B2 (en) | 2001-08-07 | 2004-06-29 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Distortion compensation amplification apparatus of feed forward type and adaptive pre-distortion type |
| JP2009290375A (ja) * | 2008-05-27 | 2009-12-10 | Fujitsu Ltd | 歪補償装置、無線通信装置および歪補償方法 |
-
1999
- 1999-04-30 JP JP12362499A patent/JP3389142B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000315921A (ja) | 2000-11-14 |
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