JP2014504490A - 信号の位相混入を低減するための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

方法（１３００）が、入力信号内の位相混入を復調してベースバンド信号を生成すること（１３０６）を含む。この方法は、ベースバンド信号に基づいて入力信号を変調して、入力信号よりも少ない位相混入を有する出力信号を生成すること（１３０８）も含む。位相混入は、位相復調器又は周波数変調（ＦＭ）検出器を用いて復調され得る。入力信号の一部が、より低い周波数にダウンコンバートされ得、入力信号のダウンコンバートされた部分における位相混入が復調され得る。出力信号における付加的な位相混入が復調され得、それを用いて、入力信号の変調の間用いられるベースバンド信号のレベルを規制し得る（１３１２）。出力信号は、入力信号よりも少ない位相ノイズ又は周期ジッタを有し得る。

Description

本願は、概して、タイミングジェネレータ及び他の信号ソースに関し、より詳細には、局部発振器、周波数タイミングジェネレータ、或いは他のタイミングジェネレータ又は信号ソースにおける位相ノイズ、周期ジッタ、及び他の混入を低減させる信号キャンセルに関する。

例えば、位相同期ループ（ＰＬＬ）周波数シンセサイザなどの局部発振器及び他のタイミングジェネレータの、位相ノイズ、周期ジッタ、他のノイズ、及びスプリアス決定性混入が主要な仕様になることがしばしばある。とりわけ、位相ノイズ又は周期ジッタの量は、スペクトル使用効率や最小誤差で高速データを符号化し復号化する能力に影響を及ぼす。局部発振器及び他のタイミングジェネレータにおける位相ノイズ、周期ジッタ、他のノイズ、及びスプリアス決定性混入を低減させるために長年にわたって多大な努力がなされてきた。

添付の図面を参照して例示実施形態を説明する。

位相検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。 位相検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。 位相検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。 位相検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。 位相検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。

周波数検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。 周波数検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。 周波数検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。 周波数検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。 周波数検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。 周波数検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。 周波数検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。 周波数検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。 周波数検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。

フィードバックを用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。

信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示方法を示す。

本開示は、概して、ソース信号が生成された後ソース信号を処理することによって位相ノイズ、周期ジッタ、及び／又は他の混入を低減又はキャンセルするための技術を提供する。この技術は、概して、ソース信号の位相ノイズ及び他の混入をベースバンドに復調すること、ベースバンド信号を反転すること、及び反転されたベースバンド信号を用いてソース信号を変調することを含む。この技術は、位相同期ループ（ＰＬＬ）シンセサイザ又は他の製品に適用され、且つ／又はこれらと統合されると、狭チャネル間隔のソースに対しても、位相ノイズ、周期ジッタ、及び他の混入を大きく低減させ得る。位相ノイズ及び角度変調混入はソース信号の位相／周波数変調として現れることに留意されたい。

実装によっては、これらの技術は、ある範囲の分野、例えばタイミングジェネレータ（クロック）製品が用いられる任意の分野、において大きな利益をもたらし得る。タイミングジェネレータ製品は、クロック生成、調整、及び分配製品を含み得る。特定の例として、これらの技術は、無線周波数（ＲＦ）及び低周波数機器の局部発振器ソース及びデジタル通信周波数タイミングジェネレータとともに用いられ得る。また、これらの技術は、アナログ−デジタルコンバータやデジタル−アナログコンバータなど、位相ノイズ及び他の混入のレベルが低いか、かなり低いことが要求される様々な他のシステム及び構成要素とともに用いられ得る。

下記の例では、これらの技術は、信号内の位相ノイズ又は周期ジッタをその信号内の位相ノイズをベースバンドに復調することによって低減させるためにこれらの技術を用いる文脈で説明される。ただし、同じ技術を用いて、単色性ソースを角度変調する様々な他の種類の混入を低減させることもできる。とりわけ、これは、広範な単色性ソースにおける位相ノイズ及びスプリアス成分（分数型（fractional N）、シグマ−デルタ、及びダイレクトデジタルシンセサイザによって導入されるＰＬＬ基準側波帯や特殊な様々な不要成分などが含まれるが、これらの限定されるものではない）をともに大きく低減させ得る。

図１〜図４は、位相検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システムを示す。

図１は、さらなる処理のためソース信号を提供する信号ソース１０２を含むシステム１００を示す。信号ソース１０２は、局部発振器又は他のクロックソースなど、位相変調混入の低減を必要とする信号を提供する任意の適切な構造を含む。特定の例として、信号ソース１０２は、ＰＬＬシンセサイザ、周波数同期ループ（ＰＬＬ）シンセサイザ、又は非制御且つ連続同調発振器を表し得る。非変調ソース信号又は意図的な角度変調を含まないソース信号を提供する任意の信号ソース１０２が用いられ得る。他の場合には、ソース１０２は、意図的変調を有し得るが、それを除去することが望まれる。信号ソース１０２からのソース信号は、任意の適切な周波数又は周波数範囲、例えば、１００ＭＨｚと３ＧＨｚの間の（１．５ＧＨｚ〜１．６ＧＨｚのような）周波数又は周波数範囲、も有し得る。特定の実施形態では、信号ソース１０２は、内部で「６で除算して」２５０ＭＨｚのソース信号を出力する１５００ＭＨｚのＰＬＬシンセサイザを表す。

スプリッタ１０４が、異なる処理経路への供給のため信号ソース１０２からのソース信号を２つの等しいレプリカ信号に分割する。スプリッタ１０４によって出力されるこれらの信号成分は互いに実質的又は完全に同相とし得る。スプリッタ１０４は、ＲＦパワースプリッタなどの入力信号を分割するための任意の適切な構造を含む。

スプリッタ１０４の一方の出力成分は、位相復調器／増幅器／インバータ１０６に提供され、スプリッタ１０４の他方の出力成分は、位相変調器１０８に提供される。復調器／増幅器／インバータ１０６は、概して、ソース信号からの位相ノイズ及び他の混入する側波帯を、あたかもこれらが所望の信号であるかのように、ベースバンドに復調するように動作する。次いで、復調器／増幅器／インバータ１０６は、ベース信号を増幅し反転し、増幅され反転された信号を位相変調器１８０に提供し得る。復調器／増幅器／インバータ１０６は、キャリアを角度変調された信号を復調し、増幅し、且つ反転するための任意の適切な構造、例えば位相復調器、を含む。本明細書では単一機能ブロックが示されているが、復調器／増幅器／インバータ１０６は、任意の数の別々の機能ユニットを用いて実装され得ることに留意されたい。ベースバンド信号の反転は、ベースバンド信号と、同時に変調器１０８を通過する信号ソースに含まれる変調との間の位相差が実質的又は完全に１８０°であることを示すことにも留意されたい。

位相変調器１０８を参照すると、そのキャリア入力は、スプリッタ１０４からソース信号を受け取り、その変調入力は、復調器／増幅器／インバータ１０６から復調され反転されたベースバンド信号を受け取る。次いで、位相変調器１０８は、復調器／増幅器／インバータ１０６からの復調され反転されたベースバンド信号を用いてソース信号を位相変調してソース信号の位相変調混入を除去する。したがって、位相変調器１０８の出力は、位相ノイズ、周期ジッタ、及び他の混入が低減されたソース信号である。位相変調器１０８は、信号を位相変調するための任意の適切な構造を含む。

この手法を用いると、位相変調器１０８によって出力される信号内の位相ノイズ、周期ジッタ、及び他の混入を、信号ソース１０２からの元のソース信号と比較して実質的に低減し得る。この種の手法は、様々な分野での利用が見込まれ、位相ノイズ又は周期ジッタが低減されるため、従来の手法を用い得なかったアプリケーションで用いられ得る。例えば、マルチキャリアＧＳＭ（Global System for Mobile communications）システムを考えると、ＧＳＭサービスプロバイダ（すべての他のワイヤレスサービスプロバイダがそうではないにしても大部分のプロバイダについて当てはまる可能性が高い）は、送信器及び受信器局部発振器ソースの位相ノイズ又は周期ジッタが低減されれば、セル当たりの契約者数の増加に対応する改変された帯域プランをサポートし得る。通常、送信器は、隣接するチャネルにおいて位相ノイズエネルギーを生成し、このエネルギーが全体のノイズフロアを押し上げ、受信器は、同じ隣接チャネル作用が生じる「相互混合（reciprocal mixing）」と呼ばれるメカニズムの影響を受ける。「相互混合」は、システムノイズＦＩＧを実質上増加させる。本明細書で説明する技術は、送信器及び受信器における位相混入を低減させることができ、そのため、セル当たりの契約者数を増加させることができる。特定の実施形態では、この手法は、９００ＭＨｚで動作するＧＳＭキャリアを、キャリア周波数から８００ｋＨｚで−１４６ｄＢｃ／Ｈｚだけ離し得る。本明細書で説明される技術により任意の角度変調成分のレベルが下がるので、ダイレクトデジタル合成（「ＤＤＳ」）、通常の位相同期ループシンセサイザ、マルチモジュラスプリスケーリングシンセサイザ、分数型シンセサイザ、及びシグマ−デルタシンセサイザなどの、決定性スプリアス成分を生成する多くの種類の単色性信号ソースジェネレータがそのアプリケーションから利益を得ることができる。

図２は、図１のシステム１００からの例示の位相ノイズ復調器／増幅器／インバータ１０６を示す。増幅、ベースバンドインバータ、及び位相変調プロセスの堅固さを具体的に示すこの例では、復調器／増幅器／インバータ１０６は、ループフィルタ２０２、電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）２０４、位相検出器２０６、及びベースバンド増幅器２０８を含む。

ループフィルタ２０２は、位相検出器２０６の出力をフィルタリングし、スプリッタ１０４からの信号と同じ平均周波数と平均が９０°である位相差とを有するように水晶発振器２０４を制御する出力を生成する。位相検出器２０６は、本質的にその入力信号とその出力電圧（平均すると０Ｖ）の算術積であるものを提供する。スプリッタ１０４及び水晶発振器２０４からの信号に対する混合位相変調は、ＡＣベースバンド信号として位相検出器の出力に現れる。スプリッタ１０４からの信号と比較して水晶発振器２０４の位相ノイズ及び他の位相変調は極めて小さいので、位相検出器２０６の出力におけるＡＣ信号は、スプリッタ１０４からの信号を角度変調する全エネルギーの復調波形になる。水晶発振器２０４は、スプリッタ１０４からの信号と周波数を等しくする、周波数ダブラーなどの、追加の機能性も含み得る。位相検出器２０６は、水晶発振器２０４からの信号の位相と信号ソース１０２からの信号の位相とを比較する。ベースバンド増幅器２０８は、位相検出器２０６の出力を増幅し、増幅され反転された信号を位相変調器１０８に提供する。

ループフィルタ２０２は、ローパスフィルタ及び／又はサーボ積分器など、信号をフィルタリングするための任意の適切な構造を含む。水晶発振器２０４は、スプリッタ１０４からの信号よりもはるかに少ない位相ノイズ及びスプリアス混入を有する単色性信号を生成するための任意の適切な発信器を含む。位相検出器２０６は、複数の入力信号の位相を比較するための任意の適切な構造を含む。ベースバンド増幅器２０８は、ベースバンド信号を増幅するための任意の適切な構造を含む。

ループフィルタ２０２、水晶発振器２０４、及び位相検出器２０６は、ソース１０２からのソース信号内の位相混入を識別するように動作する。この混入は、位相ノイズ及び他の混入を実質上復調する、位相検出器２０６によってベースバンド信号として出力される。次いで、ベースバンド信号は、増幅器２０８によって増幅され、位相変調器１０８に提供される。位相変調器１０８は、この増幅され反転されたベースバンド信号を用いてソース１０２からのソース信号を変調する。位相変調器１０８の出力は、位相混入が低減されたソース信号である。

図３Ａ及び図３Ｂは、信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための別の例示システム３００を示す。図３Ａに示すように、システム３００は、ＰＬＬシンセサイザなどの信号ソース３０２を含む。ソース３０２からのソース信号が増幅器３０４に提供され、増幅器３０４はソース信号を増幅する。増幅器３０４は、ＲＦ増幅器などの信号を増幅するための任意の適切な構造を表す。増幅されたソース信号は、ミキサ／位相検出器３０６に提供され、ミキサ／位相検出器３０６は、増幅されたソース信号をフィードバック信号と混合し、且つ／又は、増幅されたソース信号の位相とフィードバック信号の位相を比較する。ミキサ／位相検出器３０６は、信号を混合又は比較するための任意の適切な構造を含む。

ミキサ／位相検出器３０６の出力がローパス増幅器３０８に提供される。ローパス増幅器３０８は、ＤＣ−３００Ｈｚ信号を出力する１ｋＨｚローパス増幅器など、信号の低周波部分を増幅するための任意の適切な構造を含む。増幅された信号は、ループフィルタドライバ３１０に提供される。ループフィルタドライバ３１０は、５０Ｈｚの帯域幅を有するフィルタなど、水晶発振器３１２を駆動するための任意の適切な構造を含む。ループフィルタドライバ３１０の出力が、１２５ＭＨｚ電圧制御水晶発振器など、任意の適切な発振器を表す水晶発振器３１２に提供される。水晶発振器３１２は、ループフィルタドライバ３１０の出力を用いて動作し、周波数オフセット制御信号及び／又は温度補償制御信号を用いても動作し得る。

水晶発振器３１２からの単色性信号は周波数乗算器３１４に提供され、周波数乗算器３１４は単色性信号の周波数に積分量を乗算し得る。周波数乗算器３１４は信号の周波数を増加させるための任意の適切な構造を含み、この例では、周波数乗算器３１４は単色性信号の周波数に１〜６の値を乗算し得る。周波数乗算器３１４は、デバイスインターフェースボード（ＤＩＢ）制御信号と電圧レギュレータ３１６からの入力電圧とを受け取る。この特定の例では、周波数乗算器３１４は、１２５ＭＨｚ〜７５０ＭＨｚの、例えば２５０ＭＨｚの、周波数逓倍（frequency-multiplied）ノイズのないフィードバック信号を出力する。周波数逓倍フィードバック信号は、ＲＦ増幅器などの増幅器３１８によって増幅され、次いで、フィードバック信号としてミキサ／位相検出器３０６に提供される。

図３Ｂに示すように、ミキサ／位相検出器３０６の出力は、利得が８．５の１００Ｈｚ〜２０ＭＨｚ増幅器などの、増幅器３２０に提供される。増幅器３２０は、接合ゲート電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）増幅器又はプリアンプなどの任意の適切な増幅構造を含む。増幅器３２０の増幅された出力が、スイッチバンク３３４内の１つ又は複数のスイッチを介して、１ｋＨｚハイパスフィルタなどのハイパスフィルタ３２２に提供される。フィルタ３２２の出力が、２５ＭＨｚフィルタなどのローパスフィルタ３２４に提供される。

フィルタ３２４の出力は、第１の増幅器３２６に提供され、次いで、第２の増幅器３２８に提供される。増幅器３２６〜３２８はそれぞれ２０及び１０．３の利得を有し得、第２増幅器３２８は利得調整制御信号を用いて動作し得る。増幅器３２８の出力が、ハイパスフィルタ３３０（１２ｋＨｚフィルタなど）に提供され、次いで、ハイパスフィルタ又はピーキングフィルタ３３２に提供される。

フィルタ３３２の出力が、スイッチバンク３３４内の１つ又は複数のスイッチを介して、２５ＭＨｚフィルタなどのローパスフィルタ３３６に提供される。フィルタ３３６の出力が、高速フーリエスペクトルアナライザに又は位相変調器（位相変調器１０８など）に提供され得る。ここで、フィルタ３３６の出力は、位相ノイズ及び混入レベルの定量化を助けるために二乗平均（ＲＭＳ）検出器３３８にも提供され得る。検出器３３８は出力を時定数提供回路３４０に提供し、その出力は増幅器３４２によって増幅される。ボード識別ユニット３４４が回路ボード識別子を出力として提供する。

図３Ａ及び３Ｂでは、位相ノイズ側波帯が再度ベースバンドに復調され、ベースバンド信号は増幅され位相変調器１０８に出力される。次いで、位相変調器１０８は、増幅されたベースバンド信号を用いてソース３０２からの信号内の位相ノイズ、周期ジッタ、又は他の混入を低減させ得る。

この実施形態では、システム３００は、米国特許第７，８０９，５１７号に記載されるような位相ノイズ／ジッタ測定機器を用いて実装される。この実施形態では、様々な構成要素３１４〜３１６が、この測定装置に挿入されるか又は他の方法で結合され得るドーターボード３４６上に実装される。当然のことながら、図３Ａ及び図３Ｂの様々な構成要素（構成要素３３８〜３４４など）は、異なる測定機器又は他のデバイスを用いてこの技術を実施する場合には省略され得る。
米国特許第７，８０９，５１７号

特定の実施形態では、６ｄＢ大きいベースバンド信号及び６ｄＢ小さいノイズフロアを提供するものなど、同じ種類のＲＦ増幅器が増幅器３０４及び３１８に用いられ得る。また、増幅器３２０は、一層低いノイズＦＩＧ及び一層平坦なベースバンド応答を提供するＪＦＥＴプリアンプを用いて実装されてもよい。さらに、テストプログラム選択可能周波数乗算係数が、周波数乗算器３１４用の制御信号としてドーターボード３４６で用いられ得る。また、カスタマーフレキシビリティのために１つ又は複数の付加的なベースバンドフィルタが用いられ得る。位相ノイズ及び他の混入のキャンセルに用いられる場合、様々なベースバンドフィルタ３２２、３２４、３３０は、このキャンセルが行われるオフセット周波数帯域を決定する。

図４は、システム１００、３００からの例示の（「リアクタンス」）位相変調器１０８、３０８を示す。この例では、位相変調器１０８、３０８は、様々なコンデンサ、抵抗器、及びインダクタ、並びに可変電圧ソースを用いて形成される。ソース１０２、３０２からのソース信号が、位相変調器の左中央で受け取られ、復調され反転された位相ノイズ及び他の混入は、位相変調器の左下で受け取られる。混入が低減されたソース信号は、位相変調器によって位相変調器の右中央において提供される。特定の実施形態では、２つのコンデンサ４０２〜４０４は、ＭＭＢＶ２１０１バラクタダイオードを用いて実装され得る。

位相検出を用いて位相混入を低減させるための図１〜図４に示す手法は、様々なデバイスとともに用いられ得る。これら様々なデバイスには、低位相ノイズ用ではなく極狭チャネル間隔用に設計されるシンセサイザが含まれるが、低位相ノイズも実現される。位相ノイズ、決定性スペクトル成分、及び他の混入は、元のソース１０２、３０２が信号ソースのＰＬＬループの帯域幅の内側にあるか外側にあるかに関わらず低減され得る。

図５〜図１１は、本開示に従った、周波数検出を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システム及び関連する詳細を示す。これらの実施形態では、信号ソースの現在の動作周波数上にあることが設計上必要とされる、水晶発振器、他のウルトラクリーン発振器、及び／又は共振器を省略し得る。

図５に示すように、システム５００が、ＰＬＬシンセサイザ、ＤＤＳシンセサイザ、ＦＬＬシンセサイザ、又は非制御且つ連続同調発振器などの信号ソース５０２を含む。特定の実施形態では、信号ソース５０２は１００ＭＨｚ〜５ＧＨｚのソース信号を出力する。ソース５０２からのソース信号はスプリッタ５０４を用いて分割される。

スプリッタ５０４の一方の出力成分は、周波数変調（ＦＭ）検出器５０６に提供され、周波数変調検出器５０６は、ソース５０２からの信号における周波数変調を検出する。信号ソース５０２がその出力周波数を増分すると、それにより、ＦＭ検出器５０６はその検出器曲線に沿って動く。これにより、検出器５０６は、基準発振器を用いることなく位相ノイズ側波帯を復調し得る。したがって、この手法では、信号ソースの現在の動作周波数上にあることが必要とされる水晶発振器、他のウルトラクリーン発振器、及び／又は共振器が不要になる。また、この手法は、通常、比較的大きな位相ノイズ及び他の劣化に悩まされるソース５０２によって提供されるチャネルなどの複数のチャネルを、それらが極めて近く配置されていてもサポートし得る。ＦＭ検出器の別の利点は、それらが高変調周波数位相変調に対する感度が本質的に高いことである。これは、位相変調の所与の振幅に対する周波数ずれ量が変調周波数に正比例するからである。このことは、オフセット周波数に従ってほぼ常に急激に低下する位相ノイズを復調するために有用である。

ＦＭ検出器５０６は周波数変調を検出するための任意の適切な構造を含み、これらの構造には、勾配検出器、遅延線弁別器、直角位相検出器、フォスターシーレー検出器、又は比検出器が含まれるが、これらに限定されるものではない。いくつかの実施形態では、ＦＭ検出器５０６はブロードバンド検出器を含み、それによって、ドリフトする自己制御発振器（ソース５０２）の位相ノイズが低減され得る。ただし、適度な周波数−電圧変換利得を有する任意の適切なＦＭ検出器が用いられてもよい。勾配検出器は、楕円フィルタ、バンドパスフィルタ、又は任意の他の適切な構造などの任意の適切なフィルタの遷移勾配を利用し得る。「無限Ｚ」検出器などの非同期エンベロープ検出器は、振幅応答遷移によって生成される位相ノイズ及び他の角度変調エネルギーのＡＭアナログにのみ応答し得、残存する角度変調には応答しない。

ＦＭ検出器５０６の出力は、増幅器／デエンファシス・イコライザ５０７に供給される。増幅器／イコライザ５０７は、検出器５０６の出力を増幅し、例えば６ｄＢ／オクターブ応答のローパスフィルタを用いることによって、デエンファシス操作を実施して、周波数検出器ではなく位相検出器が用いられているかのように、ベースバンド信号電圧を、適用可能なベースバンドスペクトルにわたって瞬間位相オフセットに比例させる。増幅器／イコライザ５０７はシステムノイズも減衰させる。増幅器／イコライザ５０７の出力は、ベースバンドでの位相ノイズを表し、この位相ノイズは、スプリッタ５０４の別の出力成分とともに位相変調器５０８に供給され得、これらがソース信号の変調に使用されて位相混入を除去する助けとなる。増幅器／イコライザ５０７は、ＦＭ信号を増幅しデエンファシスするための任意の適切な構造を含む。

図６Ａ及び図６Ｂは、図５のＦＭ検出器５０６として、ＡＭ検出器とともに用いられ得る、ＦＭ勾配検出器６００の一部の例示実装を示す。図６Ａに示すように、検出器６００は、周波数変調された信号に振幅変調もさせる遷移帯域を有するローパスフィルタを用いて実装される。本明細書での検出器６００は、様々なコンデンサ、抵抗器、及びインダクタ、並びに信号ソース５０２を表すＡＣ電圧ソースを含む。このローパスフィルタの周波数応答が図６Ｂに示されている。理想的には、遷移帯域応答曲線は一定の勾配及び一定の時間遅延を有する。ただし、復調される位相ノイズ及び他の混入は、これら２つの要件が重要でなくなるほど低いレベルとし得る。

図７Ａ及び図７Ｂは、図５のＦＭ検出器５０６として用いられ得るＦＭ勾配検出器７００全体の例示実装を示す。図７Ａに示すように、検出器７００は、バンドパスフィルタを用いて実装され、ＡＭエンベロープ検出器として用いられる検出器を備える。本明細書での検出器７００は、様々なコンデンサ、抵抗器、及びトランジスタ、並びに信号ソース５０２を表すＡＣ電圧ソースを含む。このバンドパスフィルタの周波数応答が図７Ｂに示されている。

この例では、バンドパスフィルタ（これは、いずれかのストップバンド選択性遷移勾配に信号を配置するように調節され得る）の後に、「無限インピーダンス」型エンベロープ（ＡＭ）復調器がある。他の種類のエンベロープ検出器も用いられ得る。復調器の入力において、キャリア信号レベルを約１Ｖ ＲＭＳとし得る。復調器の後には、ＲＦ成分を除去するローパスフィルタ、及び復調された位相ノイズの関連する周波数範囲（１ｋＨｚ〜１ＭＨｚなど）をカバーする低ノイズプリアンプがある。この後には、増幅器／デエンファシス・イコライザ５０７及び位相変調器５０８があるが、これらは図７Ａ及び図７Ｂに示されていない。周波数変調器が位相変調器５０８の代わりに用いられる場合、デエンファシスネットワークは必要とされないことがある。

特定の実施形態では、４Ｖピークトゥーピーク入力に対して、このＦＭ検出器の出力は、５０ｎＶ／Ｈｚの変換係数で６ＭＨｚにわたって３００ｍＶ変化し得る。２５０ＭＨｚでの（１ｋＨｚ〜１０ＭＨｚの側波帯において）信号ソースの総ノイズ変動は約４３０Ｈｚ ＲＭＳとなり得る。したがって、この検出器からのノイズ電圧は約２１．５μＶ ＲＭＳである。この値は、５０Ωのインピーダンスレベルでは、位相ノイズを測定するのに適切である３ｄＢノイズＦＩＧに対して熱ノイズを約８０ｄＢｍ又は２０ｄＢ上回る。さらに、キャリア振幅変調により、信号対ノイズ（Ｓ／Ｎ）比が３ｄＢ減少する。また、検出されるノイズ電圧が大きなキャリア残部に乗ることがあるが、これはフィルタリングされて除去され得る。これは、任意の弱い信号を扱い、そのため二重平衡ミキサを用いる同期ＡＭ検出器とともに用いられ得るが、勾配検出器の周波数対振幅ネットワーク後の残りの角度変調によって生じる複雑さがあり得る。

図８は、信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための遅延線弁別器型ＦＭ復調器を用いる別の例示システム８００を示す。この例では、システム８００は、信号ソース８０２及びスプリッタ８０４を含む。スプリッタ８０４の一方の出力成分は増幅器８０６に提供され、増幅器８０６は０．２５ＧＨｚ〜５．５ＧＨｚで動作するＲＦ増幅器を表し得る。

増幅された信号は別のスプリッタ８０８に提供され、スプリッタ８０８は増幅された信号を位相シフタ８１０及び増幅器８１２間で分割する。位相シフタ８１０は、その入力信号をシフトしてシステム８００において直角位相成分を生成する助けになり得る。位相シフタ８１０は、電圧制御位相シフタなど、入力信号の位相をシフトするための任意の適切な構造を含む。増幅器８１２は、その入力信号を増幅し、増幅された信号を遅延線８１４に提供し、遅延線８１４は入力信号を指定された量の時間（５０ｎｓ〜５００ｎｓなど）遅延させる。遅延線８１４は、電気信号を所望の量遅延させるための任意の適切な構造を含む。遅延された信号は別の増幅器８１６に提供され、増幅器８１６は遅延された信号を増幅する。

増幅器８１６及び位相シフタ８１０の出力はミキサ／位相検出器８１８に提供され、ミキサ／位相検出器８１８は、これらの信号を混合し、且つ／又は、これらの信号の位相を比較する。ミキサ／位相検出器８１８の出力はサーボ積分器８２０に提供され、サーボ積分器８２０は、ミキサ／位相検出器８１８への２つの入力が概ね直角位相のままになるように位相シフタ８１０を調節する。特定の例示ミキサ／位相検出器８１８は、その出力が０Ｖのとき、その入力における信号間の位相差が９０°になるような転送特徴を有し得る。この場合、サーボ積分器８２０は０Ｖ基準を有する。ミキサ／位相検出器８１８の出力は、プリアンプ８２２、ローパスフィルタ８２４、及び増幅器８２６にも提供され、次いで、変調器８２８に提供される。サーボ積分器の時定数は、位相ノイズ及び他の混入の関連する最小周波数スペクトル成分がループによって除去されず、したがって、このベースバンドプリアンプのところに現れるように、充分に長い。周波数ではなく位相のみが調節されるので、構成要素８１０、８１８、及び８２０は、真の位相同期ループを形成する。

このアーキテクチャは、遅延線８１４を用い、局部発振器及び位相／周波数同期を必要としない。これは、ドリフトするソース８０２に対して有用又は理想的であり得る。ソース８０２が、周波数についてどの程度速くドリフトし、システムの適切な動作をいかに維持し得るかは、サーボ積分器の時定数によって部分的に決まり、この時定数は位相シフタ８１０の調節を維持するのに充分に小さい。特定の実施形態では、側波帯周波数の可能な有用範囲は１０００：１とし得る。５ｋＨｚ〜５ＭＨｚの側波帯範囲を使用する場合、遅延線８１４において５０ｎｓの遅延が用いられ得る。印刷回路基板トレースを用いて実装される５０ｎｓの遅延線は、適切な誘電体を用いない限り、２ＧＨｚで損失が大きくなり得ることに留意されたい。特定の例として、低損失遅延線８１４はサイズを１７インチ平方とすることができ、これは、超小型ハンドヘルド機器と異なり、基地局のような機器で用いるのに適している。５０ｎｓの遅延線８１４は５ｋＨｚまでの側波帯に適切であり得、５００ｎｓの遅延線８１４は５００Ｈｚの側波帯に対して適切であり得る。このことは、高側波帯周波数（５００ｋＨｚ〜２０ＭＨｚ又はそれよりも高い周波数など）に対して極めて実用的且つ効果的であり得る。５００ｋＨｚのオフセット周波数では、必要とされ得る遅延は０．５ｎｓに過ぎないことがあり、これには、５インチ長の遅延線又は実用的なひとまとまりの構成要素ネットワークを用いればよい。

図９は、直角位相ＦＭ検出器を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システム９００を示す。この例では、信号ソース９０２（１００ＭＨｚ〜５ＧＨｚのソースなど）がリミッタ９０４にソース信号を提供し、リミッタ９０４はソース信号から振幅ノイズ及び他のＡＭ混入を除去する。同相スプリッタ９０６がこの信号を分割し、信号の一部をパワー増幅器９０８及び周波数選択位相シフタ９１０に提供する。特定の実施形態では、位相シフタ９１０は、リアクティブ（reactive）構成要素又はトレースネットワークを用いて実装され得る。低ノイズ増幅器９１２が位相シフタ９１０の出力を増幅する。増幅器９０８及び９１２の増幅された出力がミキサ／位相検出器９１４に提供され、ミキサ／位相検出器９１４はこれらの信号を混合し、且つ／又は、これらの信号の位相を比較する。

ミキサ／位相検出器９１４の出力はローパスフィルタ９１６によってフィルタリングされ、フィルタリングされた出力はサーボ積分器９１８に提供される。特定の実施形態では、サーボ積分器９１８は、位相シフタ９１０を調節して、ソース９０２からのキャリア周波数がチャネル設定に従って変動するとき、位相検出器の入力間の平均位相差９０°を維持するための０Ｖに参照される短い積分器を表し得る。位相シフタ９１０は、その位相シフトが周波数とともに変動するように設計され得る。信号ソース９０２及びスプリッタ９０６からの高速位相ノイズ、他の角度変調ノイズ、及び／又は非確率的スプリアス成分により瞬間的な周波数変位が生じるので、位相検出器の入力間の瞬間位相値が９０°からずれる。位相検出器９１４は、これらの位相差をその出力における電圧差として記録する。この電圧波形は、キャリア上のすべての角度変調されたエネルギーのアナログ版であり、一層高いカットオフ周波数フィルタ９２０を介し、次いで回路要素９２２を介して伝播する。回路要素９２２は、振幅調節、デエンファシス、及び反転回路要素を含み得る。回路要素９２２の出力は位相変調器９２４を駆動するために用いられ得る。この例では、システム９００は、（遅延線復調器を用いる）システム８００に類似しているが、遅延線はなく、位相シフタ９１０は周波数選択性である必要がある。これは、位相シフタの位相シフトが周波数の強い関数であることが必要とされることを意味する。

図９と同様に直角位相ＦＭ検出器を用いる特定の実施形態では、単一の並列同調回路位相シフタを有する直角位相ＦＭ受信器集積回路が、１０．７ＭＨｚキャリアを用いてｋＨｚの変動当たり３．６ｍＶを供給し得る。出力信号対ノイズ比は、帯域幅が１５ｋＨｚ、システムノイズフロアが２８．８μＶ、又は帯域幅が１０ＭＨｚ、システムノイズフロアが７４４μＶで１６２ｍＶ ＲＭＳを７５ｄＢ下回り得る。位相シフトネットワークは、総平均シフトが実質的に９０°になり、極めて狭い位相ノイズ変動にわたって最大可能勾配（位相シフト／周波数）を有するネットワークになるように設計され得ることに留意されたい。特定の実施形態では、一方が９０°に維持され、他方が０°を中心とする大勾配領域を有する、２つのネットワーク段を用いることができる。

図１０は、低周波数でＦＭ検出器を動作するようにダウンコンバージョンサブシステムにおける低位相ノイズ局部発振器を用いて（大きな変換利得が得られる可能性が高い）信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システム１０００を示す。図１０に示すように、信号ソース１００２が同相スプリッタ１００４にソース信号を提供する。信号ソース１００２は、例えば、１９５０ＭＨｚ〜２０００ＭＨｚで１ｋＨｚステップで動作する高位相ノイズＰＬＬシンセサイザを表し得る。スプリッタ１００４は、ソース信号を分割し、ヘテロダインミキサ１００６にソース信号の一部を提供し、ヘテロダインミキサ１００６は、ソース信号を低ノイズ局部発振器信号と混合してソース信号をダウンコンバートする。周波数変換された信号は、５０〜１００ＭＨｚフィルタなどのローパスフィルタ１００８に供給され、ローパスフィルタ１００８は、ヘテロダインプロセスからの和周波数成分を除去する。リミッタ１０１０が、フィルタリングされた信号から振幅ノイズ及び他のＡＭ混入を除去し、同相スプリッタ１０１２が、この信号を分割し、信号の一部をパワー増幅器１０１４及び周波数選択位相シフタ１０１６に提供する。低ノイズ増幅器１０１８が位相シフタ１０１６の出力を増幅する。増幅器１０１４及び１０１８の増幅された出力は、ミキサ／位相検出器１０２０に提供され、ミキサ／位相検出器１０２０は、これらの信号を混合し、且つ／又は、これらの信号の位相を比較する。

ミキサ／位相検出器１０２０の出力はローパスフィルタ１０２２によってフィルタリングされ、フィルタリングされた出力はサーボ積分器１０２４に提供される。サーボ積分器１０２４は、位相検出器の入力間の平均位相差９０°を維持する助けとなる。ミキサ／位相検出器１０２０の出力は、一層高いカットオフ周波数フィルタ１０２６にも提供され、次いで、回路要素１０２８に提供される。回路要素１０２８は、振幅調節、デエンファシス、及び反転回路要素を含み得る。回路要素１０２８の出力は位相変調器１０３０を駆動するために用いられ得る。

この例では、補助ＰＬＬシンセサイザが、基準ソース１０３２、除算器１０３４、位相周波数検出器（ＰＦＤ）１０３６、ループフィルタ１０３８、及び電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０４０によって形成される。基準ソース１０３２は、信号ソース１００２に及び位相周波数検出器１０３６の一方の入力に出力信号を提供する１００ＭＨｚソース又は他のソースを表し得る。位相周波数検出器１０３６の他方の入力は、「１９で除算する」除算器を表し得る除算器１０３４からくる。除算器１０３４は、発振器１０４０の出力の周波数を低くして、基準ソース１０３２からくる基準の周波数と等しくする。位相周波数検出器１０３６はその入力の位相を比較し、ループフィルタ１０３８は、検出器１０３６の出力をフィルタリングし、発振器１０４０を制御するための電圧を生成する。補助ＰＬＬシンセサイザは小さな周波数除算比を有するので、補助ＰＬＬシンセサイザは、大きな周波数除算比を有するが他の点では等価なＰＬＬシンセサイザよりも小さな位相ノイズを有し得る。さらに、特定の実施形態では、直角位相シフタ１０１６は、（適度な変換利得を有し得る）５０ＭＨｚ〜１００ＭＨｚで動作し得、その結果、低Ｓ／Ｎシンセサイザに類似する位相ノイズを有する５００００ステップシンセサイザとなる。このアーキテクチャは任意の種類の周波数／位相変調器１０３０とともに用いられ得ることに留意されたい。

図１１は、ダウンコンバージョンサブシステムにおける極低位相ノイズ局部発振器信号を用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システム１１００を示す。この局部発振器は、開口位相検出器を用いる補助位相同期ループシンセサイザを含む。図１１に示すように、システム１１００は構成要素１１０２〜１１３０を含み、これらは、図１０の対応する構成要素１００２〜１０３０と同じ又は類似のものとし得る。

システム１１００の補助ＰＬＬシンセサイザは１０ＭＨｚソースなどの基準ソース１１３２を含み、これは信号ソースに用いられるものと同じとし得る。「１９４〜１９９で除算する」除算器などの除算器１３４が、電圧制御発振器１１４０からの信号を除算する。論理要素１１３５及びゲート１１３７が、除算器１１３４と位相周波数検出器１１３６との間に結合され、位相周波数検出器１１３６はループフィルタ１１３８に結合される出力を有する。論理要素１１３５は、ゲート１１３７を繰り返しオン及びオフして発振器１１４０の出力を検出器１１３６に提供する。したがって、ゲート１１３７及び検出器１１３６は開口位相検出器を形成する。

通常のＰＬＬシンセサイザでは、除算器がＶＣＯの周波数を基準ソースの周波数と等しくして、（図１０で行われるように）これらが補正のため比較され得るようにする。ただし、ＶＣＯ位相変動も除算され、これらがシステムノイズと区別しにくくなる。図１１の設計では、除算器１１３４及びゲート１１３７を用いて、基準周波数の各デューティサイクルに一度、ＶＣＯ遷移を全位相変動とともに位相／周波数検出器１１３６に直接供給する。

この開口位相検出器型ＰＬＬシンセサイザは、極めて小さい位相ノイズを提供するだけでなく、より大きい除算比で位相ノイズを提供し得、そのため、周波数ステップ分解能が充分に細かくなる。その結果、ミキサ１１０６からのダウンコンバージョンの後、周波数は、図１０に示すアーキテクチャの場合よりもはるかに低くなる。このより低い周波数により、図１１（ブロック１１１２〜１１２４）に示すようなＦＭ復調器がより大きい変換利得で動作し得る。（ソース１１０２などの）信号ソースを正確にヘテロダイン処理して低周波数にすることの別の利点は、絶対位相ノイズが大き過ぎることがある位相及び周波数復調方法が低周波数で適切になることである。このような復調方法は、本明細書で開示されるシステムアーキテクチャを適切にサポートするために、周波数アジャイルＬＣ（インダクタンス−キャパシタンスタンク回路）発振器を必要とすることがある。低周波数では、絶対位相ノイズは、本明細書で説明する方法によって改善されるより高い周波数の信号ソースにおける同じ種類の発振器と比較して極めて小さくなり得る。したがって、図２及び図３に示す位相検出器回路はさらに実用的になり、ＶＣＸＯ２０４はＬＣ ＶＣＯで置き換えられ得る。ＶＣＯも含む位相同期ループ型ＦＭ検出器もやはりさらに実用的になる。位相同期ループ型ＦＭ復調器では、復調される信号（この場合、不要な位相ノイズ及びスプリアス位相混入）がＶＣＯ制御電圧として現れる。

図１２は、本開示に従った、フィードバックを用いて信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示システム１２００を示す。上述の様々なシステムは、概して、信号ソースからの信号内の位相ノイズ及び他の不要な角度変調されたエネルギーをキャンセル又は部分的にキャンセルする技術を用いている。この技術は、さらに大きな又は可能な最大限のキャンセルが得られるため、及び製造がより実用的な実装を達成するため、位相変調器に供給される反転されたベースバンド信号のレベルを自動的に調節する技術で補完され得る。

この例を図１２に示す。図１２では、アーキテクチャの幾つかの態様はシステム１１００の態様に類似している。例えば、構成要素１２０２〜１２１０は、図１１の構成要素１１０２〜１１１０と同じ又は類似のものとし得る。また、ＦＭ復調器１２１２が、図１１からの構成要素１１１２〜１１２６を集合的に表し得るが、任意の適切なＦＭ復調器が用いられ得る。さらに、回路要素１２２８は、図１１の回路要素１１２８に類似のものとし得る。ただし、本明細書での回路要素１２２８は、自動利得制御（ＡＧＣ）及び遅延補償回路要素を更に含み、それにより、位相変調器１２３０に供給される反転されたベースバンド信号のレベル及び位相が規制される。また、基準ソース１２３２は、基準ソース１１３２と同じ又は類似のものとし得、開口位相検出器（ＡＰＤ）型ＰＬＬシンセサイザ１２３４は、図１１の構成要素１１３４〜１１４０を表し得る。

この例では、位相ノイズ及び他の混入は、位相変調器１２３０の前及び後の両方で復調される。すなわち、構成要素１２０６〜１２２８は位相変調器１２３０の前で位相ノイズ及び他の混入を復調し、構成要素１２４２〜１２５０は位相変調器１２３０の後で位相ノイズ及び他の混入を同様に復調する。ただし、ここでの回路要素１２５０は、残りの位相ノイズ及び他の混入のレベルを表す変動するＤＣ電圧を供給するためのＡＭエンベロープ検出及び時定数用の回路要素を含む。これは、設計上、米国特許第７，８０９，５１７号に記載の位相ノイズ測定機器のサブシステムブロックに類似のものとし得る。回路要素１２５０は反転機能及びＡＧＣ機能を実施しない。ここでの補助基準ソース１２３２は、両方のサブシステム（構成要素１２０６〜１２２８及び構成要素１２４２〜１２５２）に対応する。方向性カプラ１２５２が、位相変調器１２３０からの出力の少なくとも一部をミキサ１２４２に提供する。

ハンティングサーボ１２５２が、回路要素１２５０のＤＣ出力をＡＧＣ制御電圧として自動利得制御のため回路要素１２２８に供給する。ＡＧＣ制御電圧は、位相変調器１２３０によって出力される信号内の位相ノイズ及び他の混入の検出量を減少又は最小限にする助けとなり得る。サーボ１２５２は、このサーボシステムが符号付き「誤差」信号（変調器１２３０への瞬間反転信号が大き過ぎるか又は小さ過ぎるかを示す信号）を受け取らないことがあることを示すために「ハンティング」と記述される。その代わりに、いずれの方向に進むか決めるために１方向に調節をまず増分することによって正しい値に到達することができ、わずかなオーバーシュートが観察されるまでこの方向に進み、次いで、この正しい値に戻る。このような技術は、例えば、高利得アンテナを方向づけこと、及び最大パワー点を得るために太陽エネルギーハーベスティングアレイを制御することなどに一般に用いられている。一度正しい値が見つかると、補正メカニズム及びＡＧＣ値はそこで固定され得ることを理解されたい。一度、位相変調器の入力レベルを最適化することによって最小位相混入値が見つかると、或る種のアプリケーションでは、制御システム（具体的には、論理要素１２５４）が、１０ＭＨｚを超える周波数を変調して変調信号と信号ソース１２０２及びスプリッタ１２０４からくる信号との間の１８０°の位相シフトを維持するように時間遅延を変化させ得る。

変調器１２３０に続く検出サブシステム（構成要素１２４２〜１２５２）は、他方の検出サブシステム（構成要素１２０６〜１２２８）よりも大きな負荷を有するように見える。例えば、検出サブシステム（構成要素１２４２〜１２５２）は、より小さな量の位相ノイズ及び他の混入を処理する。ただし、小信号を検出するその能力は、瞬間値ではなく平均値を処理することによって大きく増強され得る。さらに、最大キャンセルを提供するために正しい変調信号値を決定することは、信号ソース１２０２を変調するために（連続的又は一時的に）大きなパイロットトーンを挿入することによって増強され得る。これは、パイロットトーンを生成するため回路要素１２２８及びサーボ１２５２の出力を用いる論理要素１２５４を用いて行い得る。特定の例として、パイロット信号を用いて故意に信号ソース１２０１に混入を生じさせて、変調器後の検出器を簡略化する助けとすることができ、正しい変調レベルが実装されると、パイロット信号をオフにし得る。

図１〜図１２に示す様々なシステムの特定の実施形態では、１０ｄＢ〜２０ｄＢの位相ノイズの改善が、１００Ｈｚ〜数十ＭＨｚの位相ノイズ側波帯範囲について実現可能である。信号キャンセルプロセス後の位相ノイズ及びスプリアス混入の最終値は、初期量に相対的に無関係である。その結果、狭いチャネル間隔、高速同期、及び低い位相ノイズ及びスプリアス混入を得ることを困難にする他の仕様を実現するように設計されるシンセサイザがこれらの劣化に関係なく設計され得る。これらのシステムのいずれにも、そのベースバンド変調信号レベルを自動的に調節する技術を組み込むことができる。キャンセル位相変調器は、大抵の周波数シンセサイザ内のフィードバックシステムがそうであるように、連続的に正しい変調入力レベルについて調節する必要がないことに留意されたい。また、任意の適切なスカートネットワーク勾配検出器、非同期エンベロープ検出器、直角位相シフトネットワーク、及び他のＦＭ検出器が用いられ得る（ＲＦ ＭＥＭＳ又は集積自立バルク音響共振器構造など）。

図１〜図１２では信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するためのシステムの例を示したが、図１〜図１２に様々な変更をすることができる。例えば、これらのシステムのいずれの各構成要素も、上述の機能を実施するための任意の適切な構造を用いて実装され得る。また、各図に示す機能的分割は単に例示を目的としている。各図に示す様々な構成要素は、組み合わせることもできるし、さらに細かく分割することもでき、又は省略することもでき、また、付加的な構成要素を特定の必要性に応じて追加することもできる。さらに、図の１つ又は複数で用いられる様々な構成要素は他の図でも用いられ得る。

さらに、各システム内の信号ソースは局部ソースとして示されているが、信号ソースから離れた場所でも、不要な位相混入の除去を任意の適切な場所で行い得る。例えば、信号ソースからの信号は付加的なノイズ及びスプリアス決定性変調を取り込み得るので、混入除去は離れた場所で実施され得る。さらに、信号ソースは非変調ソース信号を提供すると決まって説明してきたが、意図的に変調された（且つ、おそらくは離れて位置する）キャリアが、これらのシステムによって処理される前に、その変調が取り去られてコヒーレントキャリアを形成し得る。また、生成後のクリーン化がなされ得る場合により高速な周波数スルーレートやより狭いチャネル間隔など、他の方式でよりよい性能のために多くの種類の単色性信号シンセサイザが設計され得る。

「位相混入」という用語は、信号の任意の角度変調を指し、位相ノイズ、周期ジッタ、及びスプリアス成分を含む。

図１３は、本開示に従った、信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための例示の方法１３００を示す。ここで示す方法１３００は、上述のシステムのいずれによっても、又は任意の他の適切に配置されるシステムによっても用いられ得る。

図１３に示すように、ステップ１３０２でソース信号が生成され、このソース信号はステップ１３０４で分割され複数の信号処理経路に提供される。ソース信号は、任意の適切なソースを用いて生成され得、ソース信号は任意の適切な方式で分割され得る。

ステップ１３０６で、ソース信号の一つの分割部分における位相混入が、１つの信号処理経路においてベースバンドに復調される。これは、位相検出器又はＦＭ検出器（遅延線弁別器、直角位相検出器、又は勾配検出器など）を用いて、或いは任意の他の適切な方式でなされ得る。ステップ１３０８で、ソース信号の別の分割部分が、別の処理経路において、復調された位相混入を含むベースバンド信号を用いて変調される。これは、例えば、ソース信号の分割部分及びベースバンドでの位相混入の両方を受け取る位相又は周波数変調器を用いることを含み得る。

任意選択で、ステップ１３１０で、変調された信号内に残りの位相混入があればそれを、例えば、位相変調器１２３０の出力内の位相ノイズ及び他の混入を復調する構成要素１２４２〜１２５０を用いることによって、測定する。これは、ステップ１３１２で、例えば、位相変調器に提供されるベースバンド信号を調節するためにフィードバックとして用いられ得る。

図１３には信号の位相混入を低減させるように信号キャンセルを実施するための方法１３００の一例を示すが、図１３に様々な変更をすることができる。例えば、図１３の様々なステップは、一連のステップとして示すが、重なり合うこともできるし、並列に行うこともでき、また、任意の回数行うこともできる。

上述のシステム及び方法は、概して、通常ＰＬＬ及びＦＬＬでなされる長期安定性の維持から位相ノイズ低減（短期安定性）を分離する。位相ノイズ、周期ジッタ、又は他の混入の低減は、元のソース信号に存在する元の位相ノイズ量にかかわらず、本質的に最終位相ノイズの同じレベルまで成され得る。これにより、極めて狭いチャネル間隔又は他の理由により比較的大きな位相ノイズを有するターゲットシンセサイザをクリーンにできる。本開示は、本明細書で説明した例示実施形態に関連して例示するために述べた特定の値に限定されない。他の実施形態は、その実装に応じて、異なるシステム構成要素、電圧、周波数、ノイズレベル、利得、抵抗、容量、及び他の値を用い得る。また、上記で与えられる値（電圧、周波数、ノイズレベルなど）は単に近似値であることを理解されたい。

本発明の特許請求の範囲内で、説明した例示実施形態に様々な改変をなし得ること、及び多くの他の異なる実施形態が可能であることが本発明に関連する当業者には理解されよう。

Claims (20)

1. 方法であって、
   入力信号を得ること、
   ベースバンド信号を生成するため前記入力信号内の位相混入を復調すること、及び
   出力信号を生成するため前記ベースバンド信号に基づいて前記入力信号を変調すること、
   を含み、
   前記出力信号が前記入力信号よりも少ない位相混入を有する、
   方法。
2. 請求項１に記載の方法であって、
   前記入力信号を第１及び第２の部分に分割すること、
   をさらに含み、
   前記入力信号内の前記位相混入を復調することが、前記入力信号の前記第１の部分における位相混入を復調することを含み、
   前記ベースバンド信号に基づいて前記入力信号を変調することが、前記ベースバンド信号に基づいて前記入力信号の前記第２の部分を変調することを含む、
   方法。
3. 請求項１に記載の方法であって、
   前記入力信号内の前記位相混入を復調することが、
   位相復調器を用いて前記位相混入を復調すること、及び
   前記復調された位相混入を反転し増幅すること、
   を含む、方法。
4. 請求項１に記載の方法であって、前記入力信号内の前記位相混入を復調することが、周波数変調（ＦＭ）検出器を用いて前記位相混入を復調することを含む、方法。
5. 請求項４に記載の方法であって、前記ＦＭ検出器を用いて前記位相混入を復調することが、勾配検出器、遅延線弁別器、直角位相検出器、フォスターシーレー検出器、又は比検出器の１つを用いることを含む、方法。
6. 請求項４に記載の方法であって、
   前記入力信号を第１及び第２の部分に分割すること、及び
   前記入力信号の前記第１の部分を一層低い周波数にダウンコンバートすること、
   をさらに含み、
   前記入力信号内の前記位相混入を復調することが、前記入力信号の前記ダウンコンバートされた第１の部分における位相混入を復調することを含む、
   方法。
7. 請求項１に記載の方法であって、前記出力信号が前記入力信号よりも少ない位相ノイズ又は周期ジッタを有する、方法。
8. 請求項１に記載の方法であって、
   前記出力信号内の残りの位相混入を復調すること、及び
   前記復調された残りの位相混入に基づいて、前記入力信号の変調の間用いられる前記ベースバンド信号のレベルを規制すること、
   をさらに含む、方法。
9. 装置であって、
   入力信号内の位相混入を復調するように、及びベースバンド信号を生成するように構成される位相混入復調器、及び
   前記ベースバンド信号に基づいて前記入力信号を変調するように、及び前記入力信号よりも少ない位相混入を有する出力信号を生成するように構成される変調器、
   を含む、装置。
10. 請求項９に記載の装置であって、
    前記入力信号を第１及び第２の部分に分割するように構成されるスプリッタ、
    をさらに含み、
    前記位相混入復調器が、前記入力信号の前記第１の部分を受け取るように構成され、
    前記変調器が、前記入力信号の前記第２の部分を受け取るように構成される、
    装置。
11. 請求項９に記載の装置であって、
    前記位相混入復調器が、
    前記入力信号内の前記位相混入を復調し、
    前記復調された位相混入を反転し増幅する、
    ように構成される、装置。
12. 請求項９に記載の装置であって、前記位相混入復調器が周波数変調（ＦＭ）検出器を含む、装置。
13. 請求項１２に記載の装置であって、
    補助シンセサイザからの出力信号と前記入力信号の一部とを混合して前記入力信号の前記一部をより低い周波数にダウンコンバートするように構成されるミキサ、
    をさらに含み、
    前記位相混入復調器が、前記入力信号の前記ダウンコンバートされた部分における位相混入を復調するように構成される、
    装置。
14. 請求項１３に記載の装置であって、前記補助シンセサイザが開口位相コンパレータを含む、装置。
15. 請求項９に記載の装置であって、前記出力信号内の残りの位相混入を復調するように、及び、前記復調された残りの位相混入に基づいて、前記変調器に提供される前記ベースバンド信号のレベルを規制するように構成される検出サブシステムをさらに含む、装置。
16. システムであって、
    入力信号を生成するように構成される信号ソース、
    前記入力信号内の位相混入を復調するように、及びベースバンド信号を生成するように構成される位相混入復調器、及び
    前記ベースバンド信号に基づいて前記入力信号を変調するように、及び前記入力信号よりも少ない位相混入を有する出力信号を生成するように構成される変調器、
    を含む、システム。
17. 請求項１６に記載のシステムであって、
    前記位相混入復調器が、
    前記入力信号内の前記位相混入を復調し、
    前記復調された位相混入を反転し増幅する、
    ように構成される、システム。
18. 請求項１６に記載のシステムであって、前記位相混入復調器が周波数変調（ＦＭ）検出器を含む、システム。
19. 請求項１６に記載のシステムであって、前記出力信号内の残りの位相混入を復調するように、及び前記復調された残りの位相混入に基づいて、前記変調器に提供される前記ベースバンド信号のレベルを規制するように構成される検出サブシステムをさらに含む、システム。
20. 請求項１９に記載のシステムであって、
    前記検出サブシステムが、
    前記信号ソースを変調するように、及び前記入力信号に意図的に混入を生じさせるようにパイロット信号を生成し、更に
    前記変調器に提供される前記ベースバンド信号の前記レベルが決定されると、前記パイロット信号をオフにする、
    ようにさらに構成される、システム。

Images