CN104969524B - 光传输系统、相位补偿方法以及光接收装置 - Google Patents

光传输系统、相位补偿方法以及光接收装置 Download PDF

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Abstract

抑制电路规模的增加并且对在传输路径等中产生的相位变动进行补偿。一种光传输系统具备：导频符号检测部，检测间歇性地插入到通过针对所接收的光信号的相干检波而得到的接收复电场信号的多个导频符号；误差信号运算部，根据由导频符号检测部所检测的导频符号和预先确定的参照符号来计算示出各导频符号中的相位变动的复电场误差信号；补偿电场信号生成部，基于误差信号运算部所计算的复电场误差信号使用滤波处理来估计接收复电场信号中的所述导频符号间的相位变动；以及相位噪声补偿部，基于补偿电场信号生成部所估计的导频符号间的相位变动来进行针对接收复电场信号的相位补偿。

Description

光传输系统、相位补偿方法以及光接收装置
技术领域
本发明涉及对在光传输系统中在发送侧、接收侧以及传输路径中产生的相位噪声进行补偿来提高通信品质的光传输系统、相位补偿方法以及光接收装置。
本申请基于在2013年2月13日向日本提出的特愿2013-025924号要求优先权，将其内容引用于此。
背景技术
在干线（trunk）光传输系统中，要求经济地收容高速的客户端信号，传输大容量的信息。针对这样的目的的实现，从频率利用效率提高的观点出发，讨论了组合相干检波和数字信号处理的数字相干传输方式，期待通过使用了数字相干传输方式的波分复用传输来实现高速大容量的信息传输。在数字相干传输方式中，通过数字信号处理来进行在发送装置、接收装置以及光纤传输路径中产生的波形劣化（例如，波长色散）的补偿。此外，在数字相干传输方式中，通过数字信号处理来建立相位同步。为了建立相位同步，需要频率偏移估计（例如，非专利文献1）、载波相位同步（例如，非专利文献2），考虑电路规模、调制格式来讨论各种算法。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：T. Nakagawa et al., “Non-Data-Aided Wide-Range FrequencyOffset Estimator for QAM Optical Coherent Receivers,” paper OMJ1, OSA/OFC/NF0EC 2011；
非专利文献2：A. J. Viterbi et al., “Nonlinear Estimation of PSK-Modulated Carrier Phase with Application to Burst Digital Transmission,” IEEETransactions on Information Theory, Vol. IT-29, No. 4, July 1983。
发明内容
发明要解决的课题
在光传输系统中，存在如下问题：由于发送侧和接收侧之间的光源的频偏、由光纤传输路径中的非线性光学效果所造成的相位变动等，而产生由于不能建立前述的相位同步的相位同步偏离、同步精度降低所造成的通信品质的劣化。此外，存在当安装高级的相位补偿算法时电路规模增加的问题。
本发明考虑这样的背景而完成，其目的在于提供能够抑制电路规模的增加并且进行与在光纤传输路径中产生的相位变动对应的相位补偿的光传输系统、相位补偿方法以及光接收装置。
用于解决课题的方案
为了解决上述问题，本发明是一种光传输系统，具备：导频符号检测部，检测间歇性地插入到通过针对所接收的光信号的相干检波而得到的接收复（complex）电场信号的多个导频符号；误差信号运算部，根据由所述导频符号检测部所检测的所述导频符号和预先确定的参照符号来计算示出各导频符号中的相位变动的复电场误差信号；补偿电场信号生成部，基于所述误差信号运算部所计算的所述复电场误差信号使用滤波处理来估计所述接收复电场信号中的所述导频符号间的所述相位变动；以及相位噪声补偿部，基于所述补偿电场信号生成部所估计的所述导频符号间的所述相位变动来进行针对所述接收复电场信号的相位补偿。
优选的是，在上述光传输系统中，所述补偿电场信号生成部具有：复电场内插部，输出将所述接收复电场信号中的所述导频符号间的符号区间所对应的长度的信号列内插到所述复电场误差信号间后的信号列；以及低通滤波器，将所述复电场内插部输出的所述信号列作为输入。
优选的是，在上述光传输系统中，所述复电场内插部内插所述复电场误差信号或振幅为零的复信号的信号列。
优选的是，在上述光传输系统中，所述补偿电场信号生成部具有：低通滤波器，输入所述复电场误差信号；以及线性插值处理部，通过所述低通滤波器的输出的线性插值来计算所述接收复电场信号中的所述导频符号间的符号区间中的相位变动。
优选的是，在上述光传输系统中，所述补偿电场信号生成部还具有如下之中的至少第二振幅标准化部：第一振幅标准化部，使所述误差信号运算部计算的所述复电场误差信号的振幅标准化；以及所述第二振幅标准化部，使示出所述相位变动的复信号的振幅标准化。
优选的是，在上述光传输系统中，所述补偿电场信号生成部具有：相位差运算部，计算示出所述复电场误差信号的相位的相位信号；内插部，生成将所述接收复电场信号中的所述导频符号间的符号区间所对应的长度的复电场信号列插入到所述相位差运算部所计算的所述相位信号间后的信号列；低通滤波器，输入所述内插部生成的所述信号列；以及相位电场变换部，通过将所述低通滤波器的输出变换为复信号来计算所述接收复电场信号中的所述导频符号间的所述符号区间的相位变动。
优选的是，在上述光传输系统中，所述内插部内插所述相位信号或零的信号列。
优选的是，在上述光传输系统中，所述补偿电场信号生成部具有：相位差运算部，计算示出所述复电场误差信号的相位的相位信号；低通滤波器，输入所述相位差运算部计算的所述相位信号；线性插值处理部，通过针对所述低通滤波器的输出的线性插值来计算所述接收复电场信号中的所述导频符号间的符号区间中的相位；以及相位电场变换部，通过将所述线性插值处理部计算的所述相位变换为复信号来计算所述接收复电场信号中的所述导频符号间的所述符号区间的相位变动。
优选的是，在上述光传输系统中，所述低通滤波器的截止频率基于所述导频符号所处的间隔来确定。
优选的是，在上述光传输系统中，所述补偿电场信号生成部具有：低通滤波器，输入所述复电场误差信号；第一线性插值处理部，将所述低通滤波器的输出的符号间隔的区间分割为预先确定的个数的符号区间，根据所述低通滤波器的所述输出利用线性插值来计算除了所述低通滤波器的所述输出之外的各分割后的符号区间的边界点的相位变动；振幅标准化部，使示出包括所述低通滤波器的所述输出的所述边界点的相位变动的复信号的振幅标准化；以及第二线性插值处理部，根据标准化后的所述边界点的相位变动利用线性插值来计算所述分割后的符号区间内的相位变动。
优选的是，在上述光传输系统中，所述补偿电场信号生成部具备：残留频率偏移估计部，输入所述复电场误差信号；第一低通滤波器，输入所述复电场误差信号；以及运算部，将所述残留频率偏移估计部的输出乘以所述第一低通滤波器的输入和输出，所述残留频率偏移估计部具有：相位斜率检测部，根据所述复电场误差信号来计算残留频率偏移的瞬时值；第二低通滤波器，对所述相位斜率检测部的输出值进行平均化；电场相位变换部，将从所述第二低通滤波器输出的复电场值变换为相位值；积分部，对从所述电场相位变换部输出的所述相位值进行积分；以及相位电场变换部，将从所述积分部输出的积分值作为相位值来变换为复电场值。
优选的是，在上述光传输系统中，所述残留频率偏移估计部具有：系数设定部，所述系数设定部根据所述导频符号的间隔将系数乘以所述电场相位变换部的输出。
优选的是，在上述光传输系统中，所述导频符号检测部具有：同步模式检测部，接收包括由连续的符号构成的同步模式、以根据所述同步模式而预先确定的符号数的间隔插入到发送数据的导频符号、以及所述发送数据的发送帧，检测所述同步模式的位置；以及导频符号提取部，根据所检测的所述同步模式的所述位置来检测所述导频符号的位置，提取所述导频符号。
优选的是，在上述光传输系统中，将伪随机比特序列用作所述同步模式。
优选的是，在上述光传输系统中，在针对所述同步模式的调制中存在3值以上的振幅电平的情况下，将最大的振幅电平和最小的振幅电平以外的振幅电平的符号分配给所述同步模式。
优选的是，在上述光传输系统中，将所述同步模式分配给在针对所述同步模式的调制中相位180°不同的2个符号。
优选的是，在上述光传输系统中，所述同步模式检测部基于针对通过对所述接收复电场信号进行差动检波而得到的差动检波信号的硬判定结果来检测所述接收复电场信号所包括的所述同步模式。
此外，为了解决上述问题，本发明是一种光传输系统中的相位补偿方法，所述相位补偿方法具有：导频符号检测步骤，在其中，检测间歇性地插入到通过针对所接收的光信号的相干检波而得到的接收复电场信号的多个导频符号；误差信号运算步骤，在其中，根据在所述导频符号检测步骤中所检测的所述导频符号和预先确定的参照符号来计算示出各导频符号中的相位变动的复电场误差信号；补偿电场信号生成步骤，在其中，基于在所述误差信号运算步骤中所计算的所述复电场误差信号使用滤波处理来估计所述接收复电场信号中的所述导频符号间的所述相位变动；以及相位噪声补偿步骤，在其中，基于在所述补偿电场信号生成步骤中所估计的所述导频符号间的所述相位变动来进行针对所述接收复电场信号的相位补偿。
此外，为了解决上述问题，本发明是一种光接收装置，具备：导频符号检测部，检测间歇性地插入到通过针对所接收的光信号的相干检波而得到的接收复电场信号的多个导频符号；误差信号运算部，根据由所述导频符号检测部所检测的所述导频符号和预先确定的参照符号来计算示出各导频符号中的相位变动的复电场误差信号；补偿电场信号生成部，基于所述误差信号运算部所计算的所述复电场误差信号使用滤波处理来估计所述接收复电场信号中的所述导频符号间的所述相位变动；以及相位噪声补偿部，基于所述补偿电场信号生成部所估计的所述导频符号间的所述相位变动来进行针对所述接收复电场信号的相位补偿。
发明效果
根据本发明，在计算针对接收复电场信号所包括的各导频符号的相位变动、计算针对导频符号间的数据等信号的相位变动时，使用滤波处理，因此，即使不进行导频符号间的信号相关的相位角的计算、针对相位变动的连续性处理，也能够取得接收复电场信号中的相位变动，从而能够进行相位补偿。其结果是，能够省略相位角的计算、针对相位变动的连续性处理的运算量、电路规模增加的处理，从而能够谋求运算量和电路规模的削减。
附图说明
图1是示出第一实施方式中的光传输系统的结构例的框图。
图2是示出该实施方式中的调制信号生成部12的结构例的框图。
图3是示出该实施方式中的调制信号生成部12生成的调制信号的帧构造的一个例子的概略图。
图4是示出该实施方式中的数字信号处理部4的结构例的框图。
图5是示出该实施方式中的相位噪声补偿部44的结构的框图。
图6是示出该实施方式中的导频符号检测部441的结构的框图。
图7是示出该实施方式中的补偿电场信号生成部444的结构的框图。
图8是示出由该实施方式中的复电场内插部4443所生成的信号例的图。
图9是示出该实施方式中的低通滤波器4444的结构例的框图。
图10是示出由该实施方式的相位噪声补偿部44的品质（Q值）改善的图表。
图11是示出第二实施方式中的插值处理部5442的结构的框图。
图12是示出在该实施方式中被输入到低通滤波器5443的复电场误差信号的一个例子的图。
图13是示出该实施方式中的低通滤波器5443的结构例的框图。
图14是示出第一实施方式和第二实施方式中的通信品质（Q值）的图表。
图15是示出第三实施方式中的补偿电场信号生成部644的结构的框图。
图16是示出该实施方式中的相位差运算部6441的结构例的框图。
图17是示出第四实施方式中的补偿电场信号生成部的结构的框图。
图18是示出了由该实施方式的第一线性插值处理部所计算的相位噪声的位置的图。
图19A是示出该实施方式中的第一线性插值处理部的处理的图。
图19B是示出该实施方式中的第二振幅标准化部的处理的图。
图19C是示出该实施方式中的第二线性插值处理部的处理的图。
图20是示出第五实施方式中的补偿电场信号生成部的结构的框图。
图21是示出该实施方式中的残留频率偏移估计部的结构的一个例子的框图。
图22是示出第六实施方式中的收发帧的帧构造的图。
图23是示出根据该实施方式的残留频率偏移估计部的结构的框图。
图24示出了在第七实施方式中由符号映射部123的导频符号的复平面上的映射例。
图25是示出了在该实施方式中在同一复平面上进行了映射的同步模式的收发帧的结构例的图。
图26是示出该实施方式中的同步模式同步部1004A的结构例的框图。
图27是示出该实施方式中的差动检波部1041的结构例的框图。
图28是示出该实施方式中的同步模式同步部1004B的结构例的框图。
图29A是示出用32QAM对数据信号进行调制的情况下的同步模式的映射例的图。
图29B是示出用64QAM对数据信号进行调制的情况下的同步模式的映射例的图。
具体实施方式
以下，参照附图来说明本发明的实施方式中的光传输系统、相位补偿方法、以及光接收装置。
（第一实施方式）
图1是示出第一实施方式中的光传输系统的结构例的框图。光传输系统具备进行利用数字相干传输方式的数据的传输的发送装置1、光纤传输路径2、以及接收装置3。发送装置1生成包括应发送的数据的调制光，将所生成的调制光输出到光纤传输路径2。从发送装置1输出的调制光在光纤传输路径2传播。接收装置3接收在光纤传输路径2传播的调制光，从所接收的调制光取得数据。
发送装置1具备信号光源11、调制信号生成部12、以及光调制器13。信号光源11生成CW（Continuous Wave：连续波）光，将所生成的CW光输出到光调制器13。调制信号生成部12生成包括应发送的数据、导频符号以及同步模式的调制信号，并输出到光调制器13。光调制器13基于调制信号来调制CW光而生成调制光，并输出到光纤传输路径2。
图2是示出本实施方式中的调制信号生成部12 的结构例的框图。调制信号生成部12具有导频符号插入部121、同步模式插入部122、以及符号映射部123。向导频符号插入部121输入应发送的数据。导频符号插入部121对输入的数据以按照每K个（K为1以上的整数）符号包括规定的符号长度的导频符号的方式插入导频符号。导频符号插入部121将对数据插入导频符号而得到的数据列输出到同步模式插入部122。
同步模式插入部122对从导频符号插入部121输出的数据列插入由多个符号构成的同步模式。同步模式插入部122将插入了同步模式而得到的数据列输出到符号映射部123。符号映射部123使用规定的调制方式来调制从同步模式插入部122输出的数据列而生成调制信号。符号映射部123将所生成的调制信号输出到光调制器13。再有，也可以使导频符号插入部121和同步模式插入部122的顺序相反而在插入了同步模式之后插入导频符号。在该情况下，也按照每K个符号包括导频符号。
图3是示出本实施方式中的调制信号生成部12生成的调制信号的帧构造的一个例子的概略图。在该图中，横轴示出时间（符号）。如该图所示，在调制信号的帧构造中，包括同步模式（TS）、数据、以及导频符号（PS）。在该图中，示出了导频符号的符号长度为1的情况。存在包括数据和间歇性地插入的导频符号的符号长度为K个符号的子帧，按照多个子帧的每个附加同步模式。
回到图1来继续光传输系统的结构的说明。
接收装置3具备本振光源31、极化复用光混合器32、平衡检波器33a~33d、模拟数字变换器（ADC）34a~34d、以及数字信号处理部4。本振光源31生成CW光，将所生成的CW光输出到极化复用光混合器32。向极化复用光混合器32输入所接收的调制光和CW光。极化复用光混合器32通过使用CW光的相干检波来检测调制光的同相分量和正交分量的光信号。极化复用光混合器32将所检测的同相分量和正交分量的光信号输出到平衡检波器33a~33d。
平衡检波器33a~33d将输入的光信号变换为电信号并输出到模拟数字变换器34a~34d。模拟数字变换器34a~34d对从平衡检波器33a~33d输入的电信号进行数字化。模拟数字变换器34a~34d将通过数字化而得到的接收数字信号输入到数字信号处理部4。数字信号处理部4针对所输入的接收数字信号进行调制光在光纤传输路径2中受到的波长色散、非线性光学效果、极化模色散的补偿、以及由于发送装置1和接收装置3中的CW光的光源频率差而产生的频率偏移的补偿等。
图4是示出本实施方式中的数字信号处理部4的结构例的框图。数字信号处理部4具有波长色散补偿部41、自适应均衡器42、频率偏移补偿部43、相位噪声补偿部44、载波相位同步部45、以及符号识别部46。向波长色散补偿部41输入从模拟数字变换器34a~34d输入到数字信号处理部4的接收数字信号。波长色散补偿部41对由光纤传输路径2中的波长色散所造成的信号劣化进行补偿。自适应均衡器42针对在波长色散补偿部41中补偿后的信号进行X极化和Y极化的分离和极化模色散的补偿。频率偏移补偿部43针对在自适应均衡器42中补偿后的信号进行由于发送装置1和接收装置3的CW光的光源频率差而产生的频率偏移的补偿。
相位噪声补偿部44针对在频率偏移补偿部43中补偿后的信号补偿由于在频率偏移补偿部43中未能补偿的残留频率偏移、由非线性光学效果所造成的相位变动而产生的相位差。载波相位同步部45针对在相位噪声补偿部44中补偿后的信号进行载波相位同步。符号识别部46针对在载波相位同步部45中进行了载波相位同步的信号进行与在发送装置1的符号映射部123中使用的调制方式对应的解调，取得从发送装置1发送的数据。
图5是示出本实施方式中的相位噪声补偿部44的结构的框图。相位噪声补偿部44具有导频符号检测部441、参照导频符号存储部（参照PS存储部）442、误差信号运算部443、补偿电场信号生成部444、以及相位补偿部445。从频率偏移补偿部43输入到相位噪声补偿部44的信号（以下，称为接收复电场信号）被输入到导频符号检测部441和相位补偿部445。在该图中，将接收复电场信号分为X极化的同相分量XI和正交分量XQ来记载。Y极化侧的结构也是同样的。
导频符号检测部441对输入的接收复电场信号所包括的导频符号的位置进行检测，提取接收复电场信号所包括的导频符号。图6是示出本实施方式中的导频符号检测部441的结构的框图。导频符号检测部441具有参照同步模式存储部4411、同步模式检测部4412、以及导频提取部（PS提取部）4413和4414。由发送装置1的同步模式插入部122插入的同步模式作为参照模式而预先存储在参照同步模式存储部4411中。
同步模式检测部4412使用存储在参照同步模式存储部4411中的参照模式和输入的接收复电场信号的互相关来检测接收复电场信号所包括的同步模式的位置。同步模式检测部4412将所检测的同步模式的位置输出到导频符号提取部4413和4414。
向导频符号提取部4413输入接收复电场信号的同相分量和同步模式检测部4412检测出的同步模式的位置。导频符号提取部4413以同步模式的位置为基准来确定接收复电场信号所包括的导频符号的位置，从接收复电场信号提取导频符号。导频符号提取部4413将所提取的导频符号（同相分量）输出到误差信号运算部443。向导频符号提取部4414输入接收复电场信号的正交分量和同步模式检测部4412检测出的同步模式的位置。导频符号提取部4414与导频符号提取部4413同样地提取导频符号（正交分量）并输出到误差信号运算部443。
导频符号检测部441通过具有上述的结构而从接收复电场信号提取导频符号。在导频符号检测部441所提取的导频符号中，残留有在相位噪声补偿部44的前级的补偿部（例如，频率偏移补偿部43等）中未能补偿的相位噪声。该相位噪声例如是由在光纤传输路径2、发送装置1和接收装置3中受到的噪声所造成的。
回到图5来继续相位噪声补偿部44的结构的说明。
由发送装置1的导频符号插入部121插入的导频符号作为参照符号而存储在参照导频符号存储部442中。误差信号运算部443基于存储在参照导频符号存储部442中的参照符号（Eref）和在导频符号检测部441中提取的导频符号（EPS）来计算复电场误差信号。误差信号运算部443将所计算的复电场误差信号输出到补偿电场信号生成部444。复电场误差信号（Eerr）的计算使用例如下式（1）来进行。再有，式（1）中的Eref*是参照符号（Eref）的复共轭值。
[数式1]
。
补偿电场信号生成部444基于误差信号运算部443所计算的复电场误差信号来估计接收复电场信号中的导频符号间的数据的相位噪声。图7是示出本实施方式中的补偿电场信号生成部444的结构的框图。补偿电场信号生成部444具有第一振幅标准化部4441、插值处理部4442、以及第二振幅标准化部4445。
输入到补偿电场信号生成部444的复电场误差信号的振幅为参照导频符号存储部442的参照符号（Eref）和导频符号检测部441所提取的导频符号（EPS）的振幅之积。第一振幅标准化部4441对输入的复电场误差信号的振幅值进行检测。第一振幅标准化部4441通过将所检测的振幅值的倒数乘以复电场误差信号来对复电场误差信号进行标准化，使复电场误差信号的振幅为1。第一振幅标准化部4441将标准化后的复电场误差信号输出到插值处理部4442。通过第一振幅标准化部4441进行的标准化，从而能够除去振幅值不同的参照符号的振幅依赖性。但是，在发送装置1中插入一定振幅的导频符号的情况下，也可以省略第一振幅标准化部4441。在该情况下，能够抑制补偿电场信号生成部444中的运算量、电路规模。
此外，由于第一振幅标准化部4441用于复电场误差信号的振幅的调整，所以也可以为前述的运算以外，例如，可以通过乘以参照符号（Eref）的振幅的2乘方的倒数，从而以复电场误差信号的振幅成为导频符号（EPS）的振幅与参照符号（Eref）之比的方式进行标准化，而在不进行标准化运算的情况下，也可以省略第一振幅标准化部4441。在本实施方式中，说明了将复电场误差信号的振幅标准化为1的情况。
插值处理部4442具有复电场内插部4443、以及低通滤波器4444。向复电场内插部4443输入由第一振幅标准化部4441标准化后的复电场误差信号。复电场内插部4443在所输入的复电场误差信号之间插入零或者复制并插入靠近各符号位置的导频符号位置所对应的复电场误差信号的值。即，复电场内插部4443对按照每K个符号存在的复电场误差信号之间的符号区间进行补零或复制插入。复电场内插部4443将对复电场误差信号之间的符号插入零或复制值而生成的符号列输入到低通滤波器4444。
图8是示出由本实施方式中的复电场内插部4443所生成的信号（输入到低通滤波器4444的符号列）的例子的图。在该图中，横轴示出时间（符号）。在按照每K个符号存在的复电场误差信号（Eerr1-1, Eerr1-2, …）之间内插符号。
回到图7来继续补偿电场信号生成部444的结构的说明。
低通滤波器4444进行使从复电场内插部4443输入的符号列所包括的规定的频率分量通过的处理。通过该处理，能够对复电场误差信号间的数据部进行插值，能够估计位于接收复电场信号中的导频符号间的数据部分的相位噪声。在使导频符号的插入间隔为T[SEC]时，低通滤波器4444使截止频率F[Hz]为不足（1/2T）[Hz]的频率（F<（1/2T）），以使得能够估计（1/2T）[Hz]的相位噪声。低通滤波器4444将通过上述的滤波处理而得到的符号列作为相位噪声序列，输入到第二振幅标准化部4445。
第二振幅标准化部4445进行针对输入的相位噪声序列的各符号的振幅的标准化。第二振幅标准化部4445进行的振幅的标准化为使输入的相位噪声序列的各符号的振幅为1的处理。第二振幅标准化部4445将标准化后的相位噪声序列作为补偿电场信号，输入到相位补偿部445。
图9是示出本实施方式中的低通滤波器4444的结构例的框图。在该图中，K为导频符号间隔。在该图中示出了使用抽头数M的低通滤波器（LPF）来对数据部分的符号进行插值的例子。在复电场内插部4443中将零内插到数据部分的情况下，数据部分的值不贡献于低通滤波器的输出，因此，能够作为进行针对复电场误差信号的运算的处理。在该情况下，能够削减低通滤波器的运算量、电路规模。此外，只按照每K个符号存在导频符号（或与导频符号对应的复电场误差信号），因此，能够使低通滤波器的前级的工作速度为1/K，进而能够削减电路规模。
回到图5来继续相位噪声补偿部44的结构的说明。
向相位补偿部445输入在导频符号检测部441之前被分接（tap）的接收复电场信号和来自补偿电场信号生成部444的第二振幅标准化部4445的补偿电场信号。相位补偿部445计算补偿电场信号的复共轭值，将所计算的复共轭值与接收复电场信号进行复数乘法。由此，能够补偿使用导频符号所估计的数据部分的相位噪声。
本实施方式中的相位噪声补偿部44能够通过标准化和复数乘法处理而在不直接计算复电场误差信号的相位角的情况下补偿相位噪声。因此，相位噪声补偿部44不需要具备例如事先存储复电场误差信号的同相分量和正交分量的值所对应的相位角的存储器（表）的、用于计算相位角的结构、以及用于参照存储器的结构等。由此，能够简化相位噪声补偿部44的结构，并且在将相位噪声补偿部44安装于电路等的情况下，能够削减电路规模。
此外，由于相位噪声补偿部44不进行相位角的计算，所以不需要谋求相位角的连续性的展开（unwrap）处理，能够稳定地进行相位补偿，并且能够进行电路规模的削减。再有，展开处理是以使着眼的符号与一个前的符号的相位差不超过±π的范围的方式进行限制来计算着眼的相位角的处理。
通过使用具有上述的结构的相位噪声补偿部44来估计在发送装置1、光纤传输路径2、以及接收装置3中产生的相位变动，进行针对数据的相位补偿，由此，能够实现相位同步的建立和通信品质的改善。
图10是示出由本实施方式的相位噪声补偿部44的品质（Q值）改善的图表。在该图中，横轴示出残留频率偏移，纵轴示出Q值。残留频率偏移示出了残存于接收复电场信号的频率偏移。在该图中，示出了进行了由相位噪声补偿部44的处理的情况（有相位补偿）和未进行的情况（没有相位补偿）下的Q值。在未进行相位补偿的情况下，从残留频率偏移超过了10[MHz]附近起，Q值降低，与此相对地，通过进行相位补偿，能够防止由于残留频率偏移的增加所造成的Q值的降低，从而能够提高频率偏移屈服强度（tolerance）。
（第二实施方式）
在第二实施方式中，对插值处理部与第一实施方式的插值处理部4442不同的结构进行说明。在第二实施方式中的插值处理部中，在不进行针对复电场误差信号间的数据部分的内插的情况下进行处理。
图11是示出第二实施方式中的插值处理部5442的结构的框图。插值处理部5442具有低通滤波器5443、以及线性插值处理部5444。向低通滤波器5443输入由第一振幅标准化部4441标准化后的复电场误差信号。低通滤波器5443进行使输入的复电场误差信号所包括的规定的频率分量通过的处理。通过该处理来对复电场误差信号进行平均化。线性插值处理部5444使用由低通滤波器5443平均化后的复电场误差信号通过线性插值来计算数据部分的相位噪声。线性插值处理部5444将包括平均化后的复电场误差信号和所计算的数据部分的相位噪声的相位噪声序列输入到第二振幅标准化部4445。
图12是示出在本实施方式中输入到低通滤波器5443的复电场误差信号的一个例子的图。在该图中，横轴示出时间（符号）。如该图所示，输入到低通滤波器5443的信号是由复电场误差信号构成的信号。
图13是示出本实施方式中的低通滤波器5443的结构例的框图。在该图中，K为导频符号间隔。在该图中，示出了使用抽头数M的低通滤波器根据M个复电场误差信号来计算平均值并基于所计算的平均值来计算数据部分的相位噪声的例子。在用导频符号估计的相位噪声的截止频率F[Hz]比作为能够用导频符号估计的相位噪声的频率的1/（2T）[Hz]充分小时，用作第一实施方式中的低通滤波器4444的低通滤波器和用作低通滤波器5443的低通滤波器的抽头系数为大致同等的值。即，通过如本实施方式中的低通滤波器5443那样将低通滤波器用作平均化电路，从而能够将低通滤波器的电路规模抑制为1/K，并且提高数据部分中的相位噪声的插值精度。
图14是示出第一实施方式和第二实施方式中的通信品质（Q值）的图表。在该图中，横轴示出残留频率偏移，纵轴示出Q值。即使在如本实施方式中的插值处理部5442那样在不进行数据部分的内插的情况下进行处理的情况下，也能够得到与第一实施方式同样的效果。第二实施方式中的插值处理部5442与第一实施方式的插值处理部4442相比，在不进行数据部分的内插的方面和能够使低通滤波器的结构简易化的方面，能够进行运算量、电路规模的削减。
再有，关于用作低通滤波器5443的低通滤波器的结构，可以根据线性插值处理部5444的插值精度和电路规模的观点，确定使用复电场误差信号的值来进行线性插值的数据部分、以及使用低通滤波器的输出来进行线性插值的数据部分，进而削减低通滤波器的电路规模。
（第三实施方式）
在第三实施方式中，对补偿电场信号生成部与第一和第二实施方式中的补偿电场信号生成部不同的结构进行说明。图15是示出第三实施方式中的补偿电场信号生成部644的结构的框图。补偿电场信号生成部644具有相位差运算部6441、插值处理部6442以及相位电场变换部6443。在误差信号运算部443中计算出的复电场误差信号被输入到相位差运算部6441。相位差运算部6441计算输入的复电场误差信号的相位分量。关于相位差运算部6441中的相位分量的计算，例如，预先设置记录了同相分量的值和正交分量的值的组合所对应的相位角的查找表，读出复电场误差信号的同相分量和正交分量所对应的相位角。此外，也可以使用作为相位充分小时的相位的关系的近似式的下式（2）来计算相位角。再有，j为虚数单位。
[数式2]
。
相位差运算部6441为了针对计算的相位角（θerr）谋求与1时刻前计算出的相位角的连续性而进行展开处理。在一般的展开处理中，判定相位变化的大小，除去相位的不确定性，因此，产生条件分支。因此，电路规模增加。在此，在使应补偿的相位变动为W[Hz]时，如果（2πWT<<）1成立，则1时刻前的复电场误差信号的相位与现在的复电场误差信号的相位之差（相位差）充分小。在该情况下，相位差运算部6441能够如图16所示那样构成。
图16是示出本实施方式中的相位差运算部6441的结构例的框图。相位差运算部6441具有延迟器6445、减法器6446、相位差计算器6447、以及加法器6448。输入到相位差运算部6441的复电场误差信号被输入到延迟器6445和减法器6446。延迟器6445在将1时刻量的延迟施加于输入的复电场误差信号之后，将复电场误差信号输出到减法器6446和加法器6448。减法器6446从输入的复电场误差信号减去延迟器6445输出的复电场误差信号，将减法运算结果输出到相位差计算器6447。相位差计算器6447将减法器6446输出的减法运算结果作为Eerr，使用式（2）来计算相位。相位差计算器6447将示出所计算的相位的复信号输出到加法器6448。加法器6448将延迟器6445输出的复电场误差信号和相位差计算器6447输出的复信号相加，将加法运算结果输出到插值处理部6442。相位差运算部6441能够通过上述的结构来实现相位差的计算和展开处理。
回到图15来继续补偿电场信号生成部644的结构的说明。
插值处理部6442在与导频符号的位置对应的复电场误差信号间的符号即与数据部分对应的符号的位置插入零或靠近该符号位置的导频符号的位置所对应的相位差的值。将对相位差间的符号插入零或相位差而得到的符号列的信号输入到低通滤波器来估计与数据部对应的相位噪声。或者，将相位差输入到低通滤波器，计算相位差的平均值，通过线性插值来估计与数据部对应的相位噪声。即，插值处理部6442对相位差运算部6441输出的相位差进行与第一实施方式中的插值处理部4442或第二实施方式中的插值处理部5442同样的处理。相位电场变换部6443将插值处理部6442估计的相位噪声变换为具有单位振幅（振幅=1）的同相位的复信号。换言之，相位电场变换部6443在使相位噪声为Θ时，将该相位噪声变换为复信号（1×exp[jΘ]）。相位电场变换部6443将通过变换而得到的复信号作为补偿电场信号，输出到相位补偿部445。
如以上说明的那样，在光传输系统中，发送装置1对数据间歇性地插入作为已知信号的导频符号并进行传输，接收装置3从所接收的信号提取在发送装置1中所赋予的导频符号，使用传输前的导频符号（参照符号）与传输后的导频符号的差分来估计在发送装置1、光纤传输路径2、以及接收装置3中产生的相位变动，对数据进行相位补偿。由此，能够通过容易的电路结构来实现相位同步的建立和通信品质的改善。
再有，在上述的实施方式中，说明了接收装置3具备相位噪声补偿部的结构，但是，既可以是中继装置等具备相位噪声补偿部，也可以是在光传输系统内进行相位补偿的装置具备相位噪声补偿部。
（第四实施方式）
在第四实施方式中，对补偿电场信号生成部与第二实施方式中的补偿电场信号生成部不同的结构进行说明。在第四实施方式中，间隔地进行上述的相位噪声序列的标准化。
图17是示出本实施方式中的补偿电场信号生成部744的结构的框图。补偿电场信号生成部744具有第一振幅标准化部7441和插值处理部7442。插值处理部7442具有低通滤波器7443、第一线性插值处理部7444、第二振幅标准化部7445、以及第二线性插值处理部7446。
第一振幅标准化部7441和低通滤波器7443与第二实施方式相同，平均化后的复电场误差信号从低通滤波器7443输出。第一线性插值处理部7444将平均化后的复电场误差信号（以下，称为Ecurrent）和在Ecurrent的稍前从低通滤波器7443输出的复电场误差信号（以下，称为Eprevious）之间的符号间隔K的区间分割为每K/W个符号的区间，通过使用了Eprevious和Ecurrent的线性插值来计算位于各区间的边界的数据部分的相位噪声。图18图示了所计算的相位噪声的位置。在图18中，横轴是时间（符号）。
示出计算出的相位噪声以及Eprevious和Ecurrent的复信号的振幅在第二振幅标准化部7445中分别被标准化。第二线性插值处理部7446使用标准化后的Eprevious、Ecurrent、以及相位噪声通过线性插值来计算位于上述区间内的数据部分的相位噪声。
在以下，使W=4，参照图19A~图19C来说明第一线性插值处理部7444、第二振幅标准化部7445、以及第二线性插值处理部7446的上述处理的细节。在图19A中，Eitp1、Eitp2、Eitp3是位于按照每K/4个符号而分割的各区间的边界的数据部分的相位噪声。在第一线性插值处理部7444中例如依照式（3）、式（4）、式（5）来计算Eitp1、Eitp2、Eitp3。
[数式3]
是向下取整（floor）函数。
[数式4]
是向下取整函数。
[数式5]
是向下取整函数。
在此，将Eprevious到Eitp1称为第一区间，将Eitp1到Eitp2称为第二区间，将Eitp2到Eitp3称为第三区间，将Eitp3到Ecurrent称为第四区间。作为各区间的边界点的Eitp1、Eitp2、Eitp3 、Eprevious、以及Ecurrent在第二振幅标准化部7445中分别被标准化。标准化后的Eitp1、Eitp2、Eitp3、Eprevious、以及Ecurrent如图19B所示那样在复平面中存在于单位圆周上。第二线性插值处理部7446通过使用了标准化后的Eprevious和Eitp1的线性插值来计算第一区间内的数据部分的相位噪声。第二~四区间内的数据部分的相位噪声的计算也是同样的，通过使用了标准化后的各区间的边界点的线性插值来计算第二~四区间内的数据部分的相位噪声。由此，各区间内的数据部分的相位噪声的值如图19C所示那样近似于复平面中的单位圆。即，平均化后的复电场误差信号和包括数据部分的相位噪声的相位噪声列近似地存在于单位圆周上，能够得到与对该相位噪声列全部进行标准化的第二实施方式同样的效果。此外，与第二实施方式相比，标准化的相位噪声列削减为（W+1）/K，因此，能够将第二振幅标准化部7445的电路规模抑制为（W+1）/K。
（第五实施方式）
在第五实施方式中，对插值处理部与第四实施方式中的插值处理部不同的结构进行说明。图20是示出本实施方式中的补偿电场信号生成部844的结构的框图。补偿电场信号生成部844具有第一振幅标准化部8441和插值处理部8442。插值处理部8442具有低通滤波器8443、第一线性插值处理部8444、第二振幅标准化部8445、第二线性插值处理部8446、残留频率偏移估计部8447、复共轭运算部8448以及乘法器8449~8452（运算部）。第一振幅标准化部8441、低通滤波器8443、第一线性插值处理部8444、第二振幅标准化部8445、以及第二线性插值处理部8446为与图17所示的补偿电场信号生成部744中的对应的结构要素相同的结构。
在第五实施方式的插值处理部8442中，如图20所示，根据第一振幅标准化部8441输出的复电场误差信号，残留频率偏移估计部8447估计残留频率偏移。通过本结构，能够分离残留频率偏移和相位噪声来进行估计，从而能够提高估计精度，并且能够着眼于相位噪声的变动频带来设计低通滤波器8443的带宽。
在图21中示出了残留频率偏移估计部8447的结构的一个例子。再有，残留频率偏移估计部8447只要能够根据第一振幅标准化部8441输出的复电场误差信号来估计残留频率偏移即可，例如可以采取高阶的PLL（Phase Locked Loop：锁相环）型（未图示）的结构。
以下，使用图21来说明残留频率偏移估计部8447的细节。图21是示出残留频率偏移估计部8447的结构的框图。残留频率偏移估计部8447具有斜率检测部8500（相位斜率检测部）、低通滤波器8510、电场相位变换部8520、积分部8530以及相位电场变换部8540。斜率检测部8500具有延迟器8501、复共轭运算部8502、乘法器8503以及乘法器8504。积分部8530具有加法器8531和延迟器8532。
图21的斜率检测部8500计算残留频率偏移的瞬时值。输入到斜率检测部8500的复电场误差信号被供给到延迟器8501、乘法器8503以及乘法器8504。延迟器8501在对输入的复电场误差信号施加了1时刻量的延迟之后将延迟后的复电场误差信号输出到复共轭运算部8502。复共轭运算部8502计算所输入的复电场误差信号的复共轭值，将所计算的复共轭值输出到乘法器8503和乘法器8504。
乘法器8503和8504将从第一振幅标准化部8441（图20）输入的标准化后的复电场误差信号与从复共轭运算部8502输出的1个前的复电场误差信号的复共轭值相乘，计算导频符号间隔T[sec]的复电场的变动量。所计算的复电场的变动量输入到低通滤波器8510而被平均化。低通滤波器8510的带宽根据残留频率偏移的时间变动的带宽和复电场误差信号所包括的噪声电平来设计即可。
接着，电场相位变换部8520将从低通滤波器8510输出的复电场值变换为相位值[rad]。通过电场相位变换部8520，能够缓和后述的积分部8530的运算劣化。变换后的相位值输入到积分部8530。在积分部8530中，为了进行相位值的积分运算，加法器8531对从延迟器8532输出的1个前的积分部8530的输出加上电场相位变换部8520的输出。通过积分部8530，能够担保估计的残留频率偏移的相位变化的连续性。此时，可以考虑积分部8530内的运算精度，在2π[rad]的模运算部（未图示）中处理电场相位变换部8520的输出，将积分部8530的输出限制为-π到+π（或者0到+2π）。接着，将从积分部8530输出的积分值作为相位值而输入到相位电场变换部8540，再次进行向复电场值的变换。即，相位电场变换部8540将积分部8530的输出变换为作为向插值处理部8442的第一线性插值处理部8444的输入形式的复电场误差信号。
回到图20来继续补偿电场信号生成部844的结构的说明。从残留频率偏移估计部8447输出的复电场误差信号由复共轭运算部8448变换为复共轭值。乘法器8449和乘法器8450将从第一振幅标准化部8441输出的标准化后的复电场误差信号与变换后的复共轭值相乘，将乘法运算结果输入到低通滤波器8443。通过该乘法运算来从输入到低通滤波器8443的复电场误差信号除去残留频率偏移分量。除去了残留频率偏移分量的复电场误差信号只包括相位噪声分量，因此，后级的低通滤波器8443的带宽设定为相位噪声分量的带宽。低通滤波器8443的输出仅是相位噪声估计值，因此，在乘法器8451和乘法器8452中将低通滤波器8443的输出与残留频率偏移估计部8447的输出结果相乘，生成包括残留频率偏移分量和相位噪声分量的复电场误差信号。所生成的复电场误差信号被输入到第一线性插值处理部8444。以后，进行与第四实施方式同样的处理。
（第六实施方式）
在第六实施方式中，对帧构造和残留频率偏移估计部与第五实施方式不同的结构进行说明。在图22 中示出了第六实施方式中的收发帧的帧构造。再有，在图22中，对与图3所示的信号相同的信号标注同一附图标记。
此外，图23是示出本实施方式中的残留频率偏移估计部9447的结构的框图。残留频率偏移估计部9447具有斜率检测部9500、低通滤波器9510、电场相位变换部9520、积分部9530、相位电场变换部9540以及系数设定部9550。斜率检测部9500具有延迟器9501、复共轭运算部9502、乘法器9503以及乘法器9504。积分部9530具有加法器9531和延迟器9532。在残留频率偏移估计部9447中，系数设定部9550以外的结构要素为与图21所示的残留频率偏移估计部8447中的对应的结构要素相同的结构。
如图22所示，由具有上述帧构造的连续的符号构成的同步模式（例如，同步模式TS1）包括导频符号。在同步模式中按照每L个符号插入符号长度1的导频符号（图中的PSA-1、PSA-2、…、PSA-n）。然后，图5所示的导频符号检测部441检测同步模式所包括的导频符号和数据所包括的导频符号。此外，在图6中的导频符号提取部4413和4414中，提取同步模式所包括的导频符号和数据所包括的导频符号。
所提取的导频符号被输入到图20的补偿电场信号生成部844，由第一振幅标准化部8441进行标准化。标准化后的复电场误差信号被输入到图20的插值处理部8442。在第六实施方式中，图23所示的残留频率偏移估计部9447具有系数设定部9550。在此，说明了仅用数据所包括的导频符号来估计残留频率偏移的方法。当假设残留频率偏移为∆ω[Hz]并且假设使用了数据所包括的导频符号的复电场误差信号的电场相位变换部9520的输出为φ（n）[rad]时，与∆ω的关系为式（6）。但是，假设数据区间中的导频符号的插入间隔为T[sec]，按照每K个符号插入导频符号。
[数式6]
。
另一方面，由于将针对同步模式的电场相位变换部9520的输出ψ（n）从用数据所包括的导频符号而估计的残留频率偏移换算为针对同步模式的残留频率偏移，所以需要满足式（7）。
[数式7]
。
因而，φ（n）与ψ（n）的关系为式（8）。
[数式8]
。
即，针对使用了数据所包括的导频符号的复电场误差信号的电场相位变换部9520的输出φ（n），在图23所示的系数设定部9550中输出L/K倍后的值，由此，得到针对同步模式的残留频率偏移的估计值。
由此，即使在包括数据区间中的导频符号的插入间隔与同步模式所包括的导频符号的插入间隔不同的导频符号的构造的帧被输入到图4所示的相位噪声补偿部44时，也能够针对数据区间和同步模式补偿残留频率偏移。
（第七实施方式）
在第七实施方式中，对同步模式的复平面上的映射的结构进行说明。
作为同步模式，只要图1中的接收装置3能够在检测出接收数字信号中的同步模式时检测出相关的峰值，则无论使用怎样的模式都可以。作为用作同步模式的模式的例子，能够使用仅在延迟为零时具有相关性的PRBS（Pseudo Random Bit Sequence：伪随机比特序列）。PRBS仅在延迟为零时具有尖锐的相关性。再有，PRBS换句话说为PN序列、M序列也是相同的。
图24示出了图2中的符号映射部123中的同步模式的复平面上的映射例。该图所示的符号为将16QAM（QAM：Quadrature Amplitude Modulation：正交幅度调制）采用为调制方式的情况下的符号。符号映射部123在对同步模式进行映射时，映射到该图所示的16个符号之中的用黑色涂满的符号。这是为了避免同步模式由于传输中的噪声、波形失真而受到与数据信号相比过大的相位噪声。作为会在传输中产生的相位噪声的原因，存在作为非线性光学效果的自相位调制（SPM：Self Phase Modulation）、互相位调制（XPM：Cross PhaseModulation）、由于本振光（LO：Local Oscillator）的频率与信号的载波频率发生偏离而产生的频率偏移等。
再有，在代替图24所示的映射例而使用振幅电平存在3值以上的调制方式的情况下，在同步模式的映射中使用最大振幅或最小振幅以外的振幅的符号是优选的。这是因为，在振幅最小的符号中，由于噪声的影响而容易产生误差，在振幅最大的符号中，由于非线性光学效果的影响而容易产生误差。此外，在振幅值为2值的情况下，使用误差发生的可能性低的振幅值的符号是优选的。但是，在非线性光学效果小的光纤传输路径中，也可以使用最大的振幅值的符号。
图25是示出包括在同一复平面上进行映射的同步模式的收发帧的结构例的图。作为针对同步模式的调制方式，使用相位富余存在±90°而难以发生误差的BPSK（BinaryPhase Shift Keying：二进制相移键控）。
图2中的符号映射部123把握导频符号插入部121插入的导频符号的位置和同步模式插入部122插入的同步模式的位置，根据映射对象为导频符号、同步模式、数据信号的哪个来选择映射的符号。例如，当在对调制方式使用64QAM的情况下对同步模式进行映射时，符号映射部123从64个符号中选择2个符号，向所选择的符号的映射结果成为PRBS的模式。此外，也可以使得到为PRBS的比特模式为6倍而使用64QAM来进行映射。
在图6的同步模式检测部4412中的相关性的计算中，例如，能够使用进行卷积运算的卷积电路。此时，向卷积电路的输入为接收数字信号和已知的同步模式。此外，也可以对接收数字信号进行二进制识别，确定该数字模式与同步模式大体上一致的时间位置，由此，检测时间位置。由此，能够削减同步模式检测部4412的电路规模。
此外，能够代替卷积运算而使用差动检波和异或运算。通过使用差动检波，能够除去固定的频率偏移分量。例如，在使同步模式的相位为{θ（1）, θ（2）,…, θ（N）}时，使差动检波分量∆θ（n）为∆θ（n）= θ（n+1）- θ（n）, n=1, 2, …, N-1。当在使用∆θ的差动检波分量来进行同步时产生频率偏移∆θN（n）, n=1, 2, …, N时，对同步模式附加相位旋转。
使频率偏移产生时的同步模式的相位表示为{（θ（1）+∆θN（1））, （θ（2）+∆θN（2））, …,（θ（N）+∆θN（N））}。此时的差动检波分量∆θ（n）为以下那样。
在频率偏移分量与接收数字信号的采样频率相比充分低速时，∆θN（n+1）-∆θN（n）处于-π到+π的范围，进而，如果频率偏移的时间变动很小，则∆θN（n+1）-∆θN（n）大体上为一定值，而能够除去。因而，差动检波分量不具有由频率偏移所造成的相位旋转分量，能够仅提取∆θ（1）, …, ∆θ（N-1）分量。
由此，能够抑制频率偏移的影响来建立同步。
图26是示出差动检波时的同步模式检测部1004A的结构例的框图。在此，说明将相位的信息用作同步模式并且使用以1个符号具有2比特以上的信息的调制方式的情况的结构。作为该情况下的调制方式，存在例如QPSK（Quadrature Phase Shift Keying：正交相移键控）调制等。同步模式检测部1004A具有差动检波部1041、识别部1042、以及模式同步部1044。此外，与图6所示的参照同步模式存储部4411对应的参照同步模式存储部1043连接于同步模式检测部1004A。
向差动检波部1041输入作为复平面上的横轴（同相分量）和纵轴（正交分量）所对应的信号的I信号分量和Q信号分量。差动检波部1041对I信号分量和Q信号分量进行时间同步来计算差动检波信号。识别部1042针对差动检波部1041计算出的差动检波信号在复平面上进行判定，解映射并解码。识别部1042依次输出解码而得到的信号。在参照同步模式存储部1043中预先存储基于同步模式而生成的参照信号来作为同步模式的期望值。具体而言，对同步模式进行差动检波而得到的信号被存储为参照信号。模式同步部1044通过进行从识别部1042依次输出的同步模式符号序列和存储在参照同步模式存储部1043中的参照信号的位置同步来取得同步位置信息。
图27是示出本实施方式中的差动检波部1041的结构例的框图。差动检波部1041具有延迟部1411和1412、复共轭计算部1413、以及复数乘法部1414。输入到差动检波部1041的I信号分量被输入到延迟部1411和复数乘法部1414。延迟部1411在对I信号分量施加了1个符号的延迟之后将其输出到复共轭计算部1413。输入到差动检波部1041的Q信号分量被输入到延迟部1412和复数乘法部1414。延迟部1412在对Q信号分量施加了1个符号的延迟之后将其输出到复共轭计算部1413。
复共轭计算部1413计算针对将来自延迟部1411的输入作为同相分量并且将来自延迟部1412的输入作为正交分量而得到的复信号的复共轭信号。复共轭计算部1413将计算出的复共轭信号输出到复数乘法部1414。复数乘法部1414将由I信号分量和Q信号分量构成的复信号与复共轭计算部1413计算出的复信号相乘，将乘法运算结果作为差动检波信号输出。复数乘法部1414中的乘法运算用下式（9）表示。
[数式9]
。
在式（9）中，EI（t）与从外部输入到复数乘法部1414的复信号对应，EI（t-1）*与从复共轭计算部1413输入到复数乘法部1414的复信号对应。在将QPSK、BPSK用作同步模式的情况下，振幅值| EI（t）|总是为1，复数乘法部1414的输出仅为相位分量。在由于传输产生振幅噪声而振幅值从1偏离时，通过将复数乘法部1414的输出除以该输出的振幅值来进行标准化，从而能够仅得到相位的信息。
回到图26来继续同步模式检测部1004A的结构的说明。模式同步部1044中的同步模式符号序列和参照信号的位置同步通过针对从识别部1042输出的同步模式符号序列的与参照信号的异或运算来进行。在从识别部1042输出的同步模式符号序列中的与参照信号的异或运算的对象与参照信号全部一致时，异或运算的运算结果是0以同步模式长度连续。再有，通过针对同步模式符号序列或参照信号的任一个设置反相电路，从而能够使得在与参照信号的异或运算的对象和参照信号一致时，1以同步模式长度连续。此外，对异或运算的结果设置反相电路，也能够实现同样的情况。
在模式同步部1044中使用异或运算的情况下，能够通过识别部1042中的硬判定的结果（1比特）的灰度取得同步，因此，与通过振幅的信息基于卷积运算的结果取得同步相比，能够削减运算量和电路规模。
图28是示出作为本实施方式中的同步模式检测部的变形例的同步模式检测部1004B的结构例的框图。在图26所示的同步模式检测部1004A中，说明了对同步模式使用了以1个符号具有2比特以上的信息的调制方式的情况的结构。同步模式检测部1004B是对同步模式使用了以1个符号具有1比特的信息的调制方式的情况的结构。作为该情况的调制方式，存在BPSK等。
同步模式检测部1004B具有差动检波部1041、识别部1042B、以及模式同步部1044B。此外，与图6所示的参照同步模式存储部4411对应的参照同步模式存储部1043B连接于同步模式检测部1004B。差动检波部1041为与图26所示的差动检波部1041相同的结构。向识别部1042B输入差动检波部1041计算出的差动检波信号的I信号分量。识别部1042B针对差动检波信号在复平面上进行判定，解映射并解码。识别部1042B依次输出解码而得到的信号。在参照同步模式存储部1043B中预先存储基于同步模式而生成的参照信号来作为同步模式的期望值。模式同步部1044B通过进行从识别部1042B依次输出的同步模式符号序列和存储在参照同步模式存储部1043B中的参照信号的位置同步来取得同步位置信息。
再有，在图28中，将差动检波部1041输出的I信号分量输入到识别部1042B，但是关于识别部1042B的输出，如果容许反相，则输入I信号分量或Q信号分量都总是为相同值，因此，作为向识别部1042B的输入，无论为哪个都可以。
作为使用该图所示的结构的优点，从识别部1042B向模式同步部1044B的输出为1比特，因此，能够削减模式同步部1044B和参照同步模式存储部1043B的电路规模。
图29A和图29B是示出用32QAM、64QAM来调制数据信号的情况下的同步模式的映射例的图。在该图中，用于同步模式的映射的符号用黑色涂满。在该图中示出了将同步模式映射为QPSK的例子。如该图所示，向同步模式分配最大的振幅值和最小的振幅值的符号以外的符号，以使得难以产生误差。这是因为，在振幅最小的符号中，由于噪声的影响而容易产生误差，在振幅最大的符号中，由于非线性光学效果的影响而容易产生误差。但是，在非线性光学效果小的光纤传输路径中，也可以使用最大的振幅值的符号。再有，图29A和图29B所示的映射为一个例子，也可以进行利用与该图不同的符号的映射。此外，在将同步模式映射为BPSK的情况下，选择用黑色涂满的符号之中的相位180°不同的2个符号。
当一旦能够在接收数字信号中检测同步模式的时间位置时，同步模式以收发帧的符号长度的周期重复地到来，因此，能够对各帧的同步位置进行平均化，提高检测灵敏度。
其他的处理与第一实施方式至第六实施方式同样地进行即可。
再有，可以在计算机可读取的记录介质中记录用于实现上述的实施方式中的各部（例如，相位噪声补偿部）的功能的程序，将记录在该记录介质中的程序读入到计算机系统来执行，由此，进行各部的处理（例如，相位补偿）。再有，此处所说的“计算机系统”包括OS（Operating System：操作系统）、周围设备等硬件。此外，“计算机系统”还包括具备主页提供环境（或者显示环境）的WWW（World Wide Web：万维网）系统。此外，“计算机可读取的记录介质”是指软盘、光磁盘、ROM（Read Only Memory：只读存储器）、CD（Compact Disc：压缩盘）-ROM等可移动介质、内置于计算机系统的硬盘等存储装置。进而“计算机可读取的记录介质”包括如成为经由因特网等网络或电话线路等通信线路来发送程序的情况下的服务器或客户端的计算机系统内部的易失性存储器（RAM（Random Access Memory：随机存取存储器））那样保持程序一定时间的记录介质。
此外，上述程序可以从在存储装置等中储存该程序的计算机系统经由传输介质或者通过传输介质中的传输波而传输到其他的计算机系统。在此，传输程序的“传输介质”是指如因特网等网络（通信网）或电话线路等通信线路（通信线）那样具有传输信息的功能的介质。此外，上述程序也可以是用于实现前述的功能的一部分的程序。进而，上述程序也可以是能够以与已经记录在计算机系统中的程序的组合来实现前述的功能的程序，所谓的差分文件（差分程序）。
以上，虽然参照附图来详述了本发明的实施方式，但是具体的结构不限于这些实施方式，也包括不脱离本发明的主旨的范围的设计等（结构的追加、省略、替换以及其他变更）。本发明不由前述的说明限定而仅由所附权利要求来限定。
产业上的可利用性
本发明能够应用于例如光传输系统。根据本发明，即使不进行导频符号间的信号相关的相位角的计算、针对相位变动的连续性处理，也能够取得接收复电场信号的相位变动来进行相位补偿，从而能够谋求运算量和电路规模的削减。
附图标记的说明
1…发送装置
2…光纤传输路径
3…接收装置
4…数字信号处理部
11…信号光源
12…调制信号生成部
13…光调制器
31…本振光源
32…极化复用光混合器
33a、33b、33c、33d…平衡检波器
34a、34b、34c、34d…模拟数字变换器
41…波长色散补偿部
42…自适应均衡器
43…频率偏移补偿部
44…相位噪声补偿部
45…载波相位同步部
46…符号识别部
121…导频符号插入部
122…同步模式插入部
123…符号映射部
441…导频符号检测部
442…参照导频符号存储部
443…误差信号运算部
444、644、744、844…补偿电场信号生成部
445…相位补偿部
1004A、1004B…同步模式检测部
1041…差动检波部
1042、1042B…识别部
1043、1043B…参照同步模式存储部
1044、1044B…模式同步部
1411、1412…延迟部
1413…复共轭计算部
1414…复数乘法部
4411…参照同步模式存储部
4412…同步模式检测部
4413、4414…导频符号提取部
4441、7441、8441…第一振幅标准化部
4442、5442、6442、7442、8442…插值处理部
4443…复电场内插部
4444、5443、7443、8443、8510、9510…低通滤波器
4445、7445、8445…第二振幅标准化部
5444、9500…线性插值处理部
6441…相位差运算部
6443、8540、9540…相位电场变换部
6445、8501、8532、9501、9532…延迟器
6446…减法器
6447…相位差计算器
6448、8531、9531…加法器
7444、8444…第一线性插值处理部
7446、8446…第二线性插值处理部
8447、9447…残留频率偏移估计部
8448、8502、9502…复共轭运算部
8449、8450、8451、8452、8503、8504、9503、9504…乘法器
8500、9500…斜率检测部
8520、9520…电场相位变换部
8530、9530…积分部
9550…系数设定部。

Claims (19)

1.一种光传输系统，其中，具备：
导频符号检测部，检测间歇性地插入到通过针对所接收的光信号的相干检波而得到的接收复电场信号的多个导频符号；
误差信号运算部，根据由所述导频符号检测部所检测的所述导频符号和作为由发送装置插入的导频符号的参照符号来计算示出各导频符号中的相位变动的复电场误差信号；
补偿电场信号生成部，基于所述误差信号运算部所计算的所述复电场误差信号使用滤波处理来估计所述接收复电场信号中的所述导频符号间的所述相位变动；以及
相位补偿部，基于所述补偿电场信号生成部所估计的所述导频符号间的所述相位变动来进行针对所述接收复电场信号的相位补偿。
2.根据权利要求1所述的光传输系统，其中，所述补偿电场信号生成部具有：
复电场内插部，输出将所述接收复电场信号中的所述导频符号间的符号区间所对应的长度的信号列内插到所述复电场误差信号间后的信号列；以及
低通滤波器，将所述复电场内插部输出的所述信号列作为输入，使从所述复电场内插部输入的所述信号列中所包括的规定的频率分量通过，对所述复电场误差信号间的数据部进行插值。
3.根据权利要求2所述的光传输系统，其中，所述复电场内插部内插所述复电场误差信号或振幅为零的复信号的信号列。
4.根据权利要求1所述的光传输系统，其中，所述补偿电场信号生成部具有：
低通滤波器，输入所述复电场误差信号，使从所述误差信号运算部输入的复电场误差信号中所包括的规定的频率分量通过，对所述复电场误差信号进行平均化；以及
线性插值处理部，对所述低通滤波器的输出进行线性插值，计算所述接收复电场信号中的所述导频符号间的符号区间中的相位变动。
5.根据权利要求4所述的光传输系统，其中，所述补偿电场信号生成部还具有如下之中的至少第二振幅标准化部：
第一振幅标准化部，使所述误差信号运算部计算的所述复电场误差信号的振幅标准化；以及
所述第二振幅标准化部，使示出所述相位变动的复信号的振幅标准化。
6.根据权利要求1所述的光传输系统，其中，所述补偿电场信号生成部具有：
相位差运算部，计算示出所述复电场误差信号的相位的相位信号；
复电场内插部，生成将所述接收复电场信号中的所述导频符号间的符号区间所对应的长度的复电场信号列插入到所述相位差运算部所计算的所述相位信号间后的信号列；
低通滤波器，输入所述复电场内插部生成的所述信号列，使从所述复电场内插部输入的所述信号列中所包括的规定的频率分量通过，对所述复电场误差信号间的数据部进行插值；以及
相位电场变换部，通过将所述低通滤波器的输出变换为复信号来计算所述接收复电场信号中的所述导频符号间的所述符号区间的相位变动。
7.根据权利要求6所述的光传输系统，其中，
所述复电场内插部内插所述相位信号或零的信号列。
8.根据权利要求1所述的光传输系统，其中，所述补偿电场信号生成部具有：
相位差运算部，计算示出所述复电场误差信号的相位的相位信号；
低通滤波器，输入所述相位差运算部计算的所述相位信号，使从所述相位差运算部输入的所述相位信号中所包括的规定的频率分量通过，对所述相位信号进行平均化；
线性插值处理部，对所述低通滤波器的输出进行线性插值，计算所述接收复电场信号中的所述导频符号间的符号区间中的相位；以及
相位电场变换部，通过将所述线性插值处理部计算的所述相位变换为复信号来计算所述接收复电场信号中的所述导频符号间的所述符号区间的相位变动。
9.根据权利要求4所述的光传输系统，其中，所述低通滤波器的截止频率基于所述导频符号的插入的间隔来确定。
10.根据权利要求1所述的光传输系统，其中，所述补偿电场信号生成部具有：
低通滤波器，输入所述复电场误差信号，使从所述误差信号运算部输入的所述复电场误差信号中所包括的规定的频率分量通过，对所述复电场误差信号进行平均化；
第一线性插值处理部，将所述低通滤波器的输出的符号间隔的区间分割为预先确定的个数的符号区间，根据所述低通滤波器的所述输出利用线性插值来计算除了所述低通滤波器的所述输出之外的各分割后的符号区间的边界点的相位噪声；
第二振幅标准化部，使示出包括所述低通滤波器的所述输出的所述边界点的相位噪声的复信号的振幅标准化；以及
第二线性插值处理部，根据标准化后的所述边界点的相位噪声利用线性插值来计算所述分割后的符号区间内的相位噪声。
11.根据权利要求1所述的光传输系统，其中，所述补偿电场信号生成部具备：
残留频率偏移估计部，输入所述复电场误差信号；
第一低通滤波器，输入所述复电场误差信号，使从所述残留频率偏移估计部输入的所述复电场误差信号中所包括的规定的频率分量通过，对所述复电场误差信号进行平均化；
复共轭运算部，将从所述残留频率偏移估计部输出的所述复电场误差信号变换为复共轭值；以及
乘法器，对所述第一低通滤波器的输入和输出分别乘以所变换的复共轭值和所述残留频率偏移估计部的输出，
所述残留频率偏移估计部具有：
斜率检测部，根据所述复电场误差信号来计算残留频率偏移的瞬时值；
第二低通滤波器，对所述斜率检测部的输出值进行平均化；
电场相位变换部，将从所述第二低通滤波器输出的复电场值变换为相位值；
积分部，对从所述电场相位变换部输出的所述相位值进行积分；以及
相位电场变换部，将从所述积分部输出的积分值作为相位值来变换为复电场值。
12.根据权利要求11所述的光传输系统，其中，所述残留频率偏移估计部具有：系数设定部，所述系数设定部根据所述导频符号的间隔将系数乘以所述电场相位变换部的输出。
13.根据权利要求1所述的光传输系统，其中，所述导频符号检测部具有：
同步模式检测部，接收包括由连续的符号构成的同步模式、以根据所述同步模式而预先确定的符号数的间隔插入到发送数据的导频符号、以及所述发送数据的发送帧，检测所述同步模式的位置；以及
导频符号提取部，根据所检测的所述同步模式的所述位置来检测所述导频符号的位置，提取所述导频符号。
14.根据权利要求13所述的光传输系统，其中，将伪随机比特序列用作所述同步模式。
15.根据权利要求13所述的光传输系统，其中，
在针对所述同步模式的调制中存在3值以上的振幅电平的情况下，将最大的振幅电平和最小的振幅电平以外的振幅电平的符号分配给所述同步模式。
16.根据权利要求13所述的光传输系统，其中，将所述同步模式分配给在针对所述同步模式的调制中相位180°不同的2个符号。
17.根据权利要求13所述的光传输系统，其中，所述同步模式检测部基于针对通过对所述接收复电场信号进行差动检波而得到的差动检波信号的硬判定结果来检测所述接收复电场信号所包括的所述同步模式。
18.一种光传输系统中的相位补偿方法，其中，所述相位补偿方法具有：
导频符号检测步骤，在其中，检测间歇性地插入到通过针对所接收的光信号的相干检波而得到的接收复电场信号的多个导频符号；
误差信号运算步骤，在其中，根据在所述导频符号检测步骤中所检测的所述导频符号和作为由发送装置插入的导频符号的参照符号来计算示出各导频符号中的相位变动的复电场误差信号；
补偿电场信号生成步骤，在其中，基于在所述误差信号运算步骤中所计算的所述复电场误差信号使用滤波处理来估计所述接收复电场信号中的所述导频符号间的所述相位变动；以及
相位噪声补偿步骤，在其中，基于在所述补偿电场信号生成步骤中所估计的所述导频符号间的所述相位变动来进行针对所述接收复电场信号的相位补偿。
19.一种光接收装置，其中，具备：
导频符号检测部，检测间歇性地插入到通过针对所接收的光信号的相干检波而得到的接收复电场信号的多个导频符号；
误差信号运算部，根据由所述导频符号检测部所检测的所述导频符号和作为由发送装置插入的导频符号的参照符号来计算示出各导频符号中的相位变动的复电场误差信号；
补偿电场信号生成部，基于所述误差信号运算部所计算的所述复电场误差信号使用滤波处理来估计所述接收复电场信号中的所述导频符号间的所述相位变动；以及
相位补偿部，基于所述补偿电场信号生成部所估计的所述导频符号间的所述相位变动来进行针对所述接收复电场信号的相位补偿。
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