JP2002101138A - フィードフォワード型リニアライザ - Google Patents
フィードフォワード型リニアライザInfo
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3223—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward
- H03F1/3229—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward using a loop for error extraction and another loop for error subtraction
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- H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
- H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F2201/3212—Using a control circuit to adjust amplitude and phase of a signal in a signal path
Abstract
(57)【要約】
【課題】制御の高速化を図ったフィードフォワード型リ
ニアライザを省サイズおよび低コストで提供する。 【解決手段】主増幅器１２に入力される主信号を直交変
調器２２０で直交変調して上側波帯信号または下側波帯
信号を出現させ、これを用いて歪み補償制御を行うこと
により側波帯信号検出器２４０の構成の簡略化を図る。
側波帯信号の出現位置は、変調信号発生器からのベース
バンド信号の位相を時分割で反転させることにより上側
から下側、または下側から上側へと切り替える。そし
て、この切り替え速度を高速で行うことにより信号の制
御の高速化を図る。
ニアライザを省サイズおよび低コストで提供する。 【解決手段】主増幅器１２に入力される主信号を直交変
調器２２０で直交変調して上側波帯信号または下側波帯
信号を出現させ、これを用いて歪み補償制御を行うこと
により側波帯信号検出器２４０の構成の簡略化を図る。
側波帯信号の出現位置は、変調信号発生器からのベース
バンド信号の位相を時分割で反転させることにより上側
から下側、または下側から上側へと切り替える。そし
て、この切り替え速度を高速で行うことにより信号の制
御の高速化を図る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば移動無線通
信システムにおける基地局の送信パワーアンプなどに用
いられ、入力信号に対して広い線形性（リニアリティ）
を実現するフィードフォワード型リニアライザに関す
る。
信システムにおける基地局の送信パワーアンプなどに用
いられ、入力信号に対して広い線形性（リニアリティ）
を実現するフィードフォワード型リニアライザに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】移動無線通信システムにおける基地局の
送信パワーアンプなどにおいては、入力信号の電力に対
して幅広い線形性を得るためにリニアライザが使用され
る。その中に、いわゆるフィードフォワード型として知
られているものがある。
送信パワーアンプなどにおいては、入力信号の電力に対
して幅広い線形性を得るためにリニアライザが使用され
る。その中に、いわゆるフィードフォワード型として知
られているものがある。
【０００３】フィードフォワード型リニアライザは、増
幅素子の出力から歪み成分を分離して取り出し、これを
増幅素子の出力側に戻して逆相で合成することにより歪
みを打ち消すようにしたものである。ところがこの方式
は動作特性の調整が難しく従来から種々の改良方式が発
明されており、例えば特願平６−０６６８３４号として
出願されたものがある。
幅素子の出力から歪み成分を分離して取り出し、これを
増幅素子の出力側に戻して逆相で合成することにより歪
みを打ち消すようにしたものである。ところがこの方式
は動作特性の調整が難しく従来から種々の改良方式が発
明されており、例えば特願平６−０６６８３４号として
出願されたものがある。
【０００４】図４に、上記特許出願にて開示されたフィ
ードフォワード型リニアライザの構成を示す。なおこの
図２は上記出願明細書の図１を転用したものであり、分
配器、合成器の表記のうえでの違いを除き両図は同一の
構成である。
ードフォワード型リニアライザの構成を示す。なおこの
図２は上記出願明細書の図１を転用したものであり、分
配器、合成器の表記のうえでの違いを除き両図は同一の
構成である。
【０００５】図４において、入力端ＩＮから入力された
高周波信号は電力分配器１１で主信号と補助信号とに分
配される。このうち主信号は変調器２２に入力され、変
調信号発生器２６からの変調信号に応じて変調されたの
ちベクトル調整器２１Ａを経て主増幅器１２に入力され
る。補助信号は電力合成器１４を経て主増幅器１２の出
力の一部と合成されたのちベクトル調整器２１Ｂを経て
補助増幅器１５に入力される。
高周波信号は電力分配器１１で主信号と補助信号とに分
配される。このうち主信号は変調器２２に入力され、変
調信号発生器２６からの変調信号に応じて変調されたの
ちベクトル調整器２１Ａを経て主増幅器１２に入力され
る。補助信号は電力合成器１４を経て主増幅器１２の出
力の一部と合成されたのちベクトル調整器２１Ｂを経て
補助増幅器１５に入力される。
【０００６】電力合成器１４は、補助信号と主増幅器１
２の出力とを逆相で合成するもので、その出力の一部は
主信号検出器２３に与えられる。主信号検出器２３の検
出信号は制御部２５Ａに与えられる。制御部２５Ａは、
電力合成器１４の出力に含まれるキャリア成分（Ｃ：Ca
rrier）を最小とすべくベクトル調整器２１Ａを制御し
て、主信号の振幅および位相を調整する。これにより、
電力合成器１４からは変調により生じた側波帯成分
（Ｓ：Side Band）と主増幅器１２による歪み成分
（Ｄ：Distortion）のみが逆相で出力されることにな
る。
２の出力とを逆相で合成するもので、その出力の一部は
主信号検出器２３に与えられる。主信号検出器２３の検
出信号は制御部２５Ａに与えられる。制御部２５Ａは、
電力合成器１４の出力に含まれるキャリア成分（Ｃ：Ca
rrier）を最小とすべくベクトル調整器２１Ａを制御し
て、主信号の振幅および位相を調整する。これにより、
電力合成器１４からは変調により生じた側波帯成分
（Ｓ：Side Band）と主増幅器１２による歪み成分
（Ｄ：Distortion）のみが逆相で出力されることにな
る。
【０００７】次に、電力合成器１４からの信号はベクト
ル調整器２１Ｂおよび補助増幅器１５を介して電力合成
器１６に入力される。電力合成器１６では補助増幅器１
５および主増幅器１２の出力が合成され、出力端子ＯＵ
Ｔから出力信号が出力される。その際、電力合成器１６
の出力の一部は側波帯信号検出器２４に入力され、その
検出信号が制御部２５Ｂに与えられる。制御部２５Ｂ
は、電力合成器１６の出力に含まれる側波帯成分（Ｓ）
を最小とすべくベクトル調整器２１Ｂを制御して、補助
信号の振幅および位相を調整する。このようにすること
で、歪み成分の抑圧された出力信号を得ることができ
る。
ル調整器２１Ｂおよび補助増幅器１５を介して電力合成
器１６に入力される。電力合成器１６では補助増幅器１
５および主増幅器１２の出力が合成され、出力端子ＯＵ
Ｔから出力信号が出力される。その際、電力合成器１６
の出力の一部は側波帯信号検出器２４に入力され、その
検出信号が制御部２５Ｂに与えられる。制御部２５Ｂ
は、電力合成器１６の出力に含まれる側波帯成分（Ｓ）
を最小とすべくベクトル調整器２１Ｂを制御して、補助
信号の振幅および位相を調整する。このようにすること
で、歪み成分の抑圧された出力信号を得ることができ
る。
【０００８】ところで、キャリア信号として入力される
信号の帯域は、近年のＣＤＭＡ（Code Division Multip
le Access）変調方式などの普及に伴い広くなる傾向に
ある。また送信信号のパワーコントロールや、ＣＤＭＡ
信号の多重数の変化によるレベル変化に応じた高速の制
御を行う必要がある。
信号の帯域は、近年のＣＤＭＡ（Code Division Multip
le Access）変調方式などの普及に伴い広くなる傾向に
ある。また送信信号のパワーコントロールや、ＣＤＭＡ
信号の多重数の変化によるレベル変化に応じた高速の制
御を行う必要がある。
【０００９】このような広帯域信号の歪み成分を効果的
にかつ高速安定して抑圧するためには、主信号を変調す
ることによって発生した上側波帯信号および下側波帯信
号の両方をともに検出する必要が有り、側波帯信号検出
器２４もそのように構成される。すなわち上記出願明細
書の段落番号（００３６）には、「帯域を広くする必要
の無い場合は、上側波帯信号あるいは下側波帯信号のど
ちらか一方だけを検出する側波帯信号検出器２４を用い
ることもできる。」と記載されているが、近年ではこの
ような構成を採ることが難しくなってきている。
にかつ高速安定して抑圧するためには、主信号を変調す
ることによって発生した上側波帯信号および下側波帯信
号の両方をともに検出する必要が有り、側波帯信号検出
器２４もそのように構成される。すなわち上記出願明細
書の段落番号（００３６）には、「帯域を広くする必要
の無い場合は、上側波帯信号あるいは下側波帯信号のど
ちらか一方だけを検出する側波帯信号検出器２４を用い
ることもできる。」と記載されているが、近年ではこの
ような構成を採ることが難しくなってきている。
【００１０】図５に、上側波帯信号および下側波帯信号
の両方を検出する側波帯信号検出器２４の従来の構成を
示す。この側波帯信号検出器２４は、まず電力合成器１
６の出力を局部発振器２４ａのローカル信号Ｌｏとミキ
サ２４ｂで混合する。そしてミキサ２４ｂの出力から帯
域フィルタ（ＢＰＦ）２４ｃ，２４ｅにより上側波帯信
号ＵＳ、下側波帯信号ＬＳを分離して、検出器２４ｄ，
２４ｆでそれぞれの側波帯を検出するようにしたもので
ある。
の両方を検出する側波帯信号検出器２４の従来の構成を
示す。この側波帯信号検出器２４は、まず電力合成器１
６の出力を局部発振器２４ａのローカル信号Ｌｏとミキ
サ２４ｂで混合する。そしてミキサ２４ｂの出力から帯
域フィルタ（ＢＰＦ）２４ｃ，２４ｅにより上側波帯信
号ＵＳ、下側波帯信号ＬＳを分離して、検出器２４ｄ，
２４ｆでそれぞれの側波帯を検出するようにしたもので
ある。
【００１１】しかしながら、この構成ではミキサ２４ｂ
の出力に含まれる上側波帯信号ＵＳおよび下側波帯信号
ＬＳの周波数が異なっていることから、二つの帯域フィ
ルタ２４ｃ，２４ｅを用いてそれぞれの帯域を選択する
必要が有る。また検出器も二つ（２４ｄ，２４ｆ）必要
となるので、装置のサイズやコストがアップするという
不都合がある。
の出力に含まれる上側波帯信号ＵＳおよび下側波帯信号
ＬＳの周波数が異なっていることから、二つの帯域フィ
ルタ２４ｃ，２４ｅを用いてそれぞれの帯域を選択する
必要が有る。また検出器も二つ（２４ｄ，２４ｆ）必要
となるので、装置のサイズやコストがアップするという
不都合がある。
【００１２】図６に、従来の側波帯信号検出器２４の別
の構成を示す。この側波帯信号検出器２４は、上側波帯
信号ＵＳと下側波帯信号ＬＳとで検出の際の周波数を同
じにすべく、局部発振器２４ａからのローカル信号Ｌｏ
の周波数を切り替え（Ｌｏ１，Ｌｏ２とする）るように
したものである。この構成であれば、両側波帯が周波数
軸上で同じ位置に現れるので、帯域フィルタおよび検出
器は一つで済む。
の構成を示す。この側波帯信号検出器２４は、上側波帯
信号ＵＳと下側波帯信号ＬＳとで検出の際の周波数を同
じにすべく、局部発振器２４ａからのローカル信号Ｌｏ
の周波数を切り替え（Ｌｏ１，Ｌｏ２とする）るように
したものである。この構成であれば、両側波帯が周波数
軸上で同じ位置に現れるので、帯域フィルタおよび検出
器は一つで済む。
【００１３】しかしながら上記構成の側波帯信号検出器
２４では、局部発振器２４ａのロックアップ時間、およ
び切り替えの制御信号を与えるための時間が必要とな
り、その分だけ一つの側波帯の検出にかかる時間が長く
なってしまう。このためそれぞれの側波帯（ＬＳ，Ｕ
Ｓ）を時間的に密に検出することが難しく、このことが
制御の高速化を阻む要因となっていた。
２４では、局部発振器２４ａのロックアップ時間、およ
び切り替えの制御信号を与えるための時間が必要とな
り、その分だけ一つの側波帯の検出にかかる時間が長く
なってしまう。このためそれぞれの側波帯（ＬＳ，Ｕ
Ｓ）を時間的に密に検出することが難しく、このことが
制御の高速化を阻む要因となっていた。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように従来
のフィードフォワード型リニアライザには、制御の高速
化の実現のためには装置の省サイズ化、低コスト化が犠
牲になるという不具合が有った。
のフィードフォワード型リニアライザには、制御の高速
化の実現のためには装置の省サイズ化、低コスト化が犠
牲になるという不具合が有った。
【００１５】本発明は上記事情によりなされたもので、
その目的は、制御の高速化を図ったフィードフォワード
型リニアライザを省サイズおよび低コストで提供するこ
とにある。
その目的は、制御の高速化を図ったフィードフォワード
型リニアライザを省サイズおよび低コストで提供するこ
とにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、入力信号を主信号と補助信号とに分配する
第一の電力分配器と、この第一の電力分配器で分配され
た主信号を所定のベースバンド信号に応じて直交変調し
て側波帯信号を発生させる直交変調器と、この変調器で
変調された主信号の振幅及び位相を調整する第一のベク
トル調整器と、この主信号を増幅する第一の増幅器と、
この第一の増幅器で増幅された主信号を分配する第二の
電力分配器と、この第二の電力分配器により分配される
一方の信号と前記第一の電力分配器で分配された補助信
号とを合成する第一の電力合成器と、この第一の電力合
成器で電力合成された信号から主信号を検出する主信号
検出器と、前記第一の電力合成器に接続し、前記第一の
電力合成器で合成された信号の振幅及び位相を調整する
第二のベクトル調整器と、この第二のベクトル調整器で
送出された信号を増幅する第二の増幅器と、前記第二の
電力分配器で分配されたもう一方の信号と前記第二の増
幅器で増幅された信号とを合成する第二の電力合成器
と、この第二の電力合成器からの出力信号が与えられ、
この出力信号に含まれる側波帯信号を検出する側波帯信
号検出器と、前記主信号検出器と前記第一のベクトル調
整器の間に介在され、前記主信号検出器で検出された主
信号の値が最小となるように前記第一のベクトル調整器
を制御する第一の制御部と、前記側波帯信号検出器と前
記第二のベクトル調整器との間に介在され、前記側波帯
信号検出器で検出された側波帯信号の値が最小となるよ
うに前記第二のベクトル調整器を制御する第二の制御部
とを具備し、前記直交変調器に、前記ベースバンド信号
から直交変調に供するＩ信号、Ｑ信号を生成し、このＩ
信号、Ｑ信号の位相を時分割で互いに反転させる位相反
転手段を備え、前記側波帯信号検出器に、前記入力信号
の帯域の中央に相当する周波数のローカル信号を発生す
る局部発振器と、この局部発振器からのローカル信号を
前記与えられる出力信号に混合するミキサと、このミキ
サに接続され、前記側波帯信号の出現する周波数帯また
は前記主信号に対して前記側波帯信号の出現する周波数
帯と折り返し位置にある周波数帯のいずれか一方を選択
的に通過させる一つの帯域フィルタと、この帯域フィル
タの出力から前記側波帯信号を検出する検出器とを備え
るようにしたものである。
に本発明は、入力信号を主信号と補助信号とに分配する
第一の電力分配器と、この第一の電力分配器で分配され
た主信号を所定のベースバンド信号に応じて直交変調し
て側波帯信号を発生させる直交変調器と、この変調器で
変調された主信号の振幅及び位相を調整する第一のベク
トル調整器と、この主信号を増幅する第一の増幅器と、
この第一の増幅器で増幅された主信号を分配する第二の
電力分配器と、この第二の電力分配器により分配される
一方の信号と前記第一の電力分配器で分配された補助信
号とを合成する第一の電力合成器と、この第一の電力合
成器で電力合成された信号から主信号を検出する主信号
検出器と、前記第一の電力合成器に接続し、前記第一の
電力合成器で合成された信号の振幅及び位相を調整する
第二のベクトル調整器と、この第二のベクトル調整器で
送出された信号を増幅する第二の増幅器と、前記第二の
電力分配器で分配されたもう一方の信号と前記第二の増
幅器で増幅された信号とを合成する第二の電力合成器
と、この第二の電力合成器からの出力信号が与えられ、
この出力信号に含まれる側波帯信号を検出する側波帯信
号検出器と、前記主信号検出器と前記第一のベクトル調
整器の間に介在され、前記主信号検出器で検出された主
信号の値が最小となるように前記第一のベクトル調整器
を制御する第一の制御部と、前記側波帯信号検出器と前
記第二のベクトル調整器との間に介在され、前記側波帯
信号検出器で検出された側波帯信号の値が最小となるよ
うに前記第二のベクトル調整器を制御する第二の制御部
とを具備し、前記直交変調器に、前記ベースバンド信号
から直交変調に供するＩ信号、Ｑ信号を生成し、このＩ
信号、Ｑ信号の位相を時分割で互いに反転させる位相反
転手段を備え、前記側波帯信号検出器に、前記入力信号
の帯域の中央に相当する周波数のローカル信号を発生す
る局部発振器と、この局部発振器からのローカル信号を
前記与えられる出力信号に混合するミキサと、このミキ
サに接続され、前記側波帯信号の出現する周波数帯また
は前記主信号に対して前記側波帯信号の出現する周波数
帯と折り返し位置にある周波数帯のいずれか一方を選択
的に通過させる一つの帯域フィルタと、この帯域フィル
タの出力から前記側波帯信号を検出する検出器とを備え
るようにしたものである。
【００１７】このような手段を講じたことにより、直交
変調器からの出力には、主信号に対して上側または下側
のいずれか一方に側波帯信号が現れる。またベースバン
ド信号から生成されるＩ信号、Ｑ信号の位相を位相反転
手段で互いに反転させることにより、側波帯信号の出現
位置は上側から下側へ、または下側から上側へと交互に
切り替わる。これは直交変調方式の原理的特性による。
変調器からの出力には、主信号に対して上側または下側
のいずれか一方に側波帯信号が現れる。またベースバン
ド信号から生成されるＩ信号、Ｑ信号の位相を位相反転
手段で互いに反転させることにより、側波帯信号の出現
位置は上側から下側へ、または下側から上側へと交互に
切り替わる。これは直交変調方式の原理的特性による。
【００１８】このようにして生成された側波帯を側波帯
信号検出器で検出することによりフィードフォワード型
リニアライザにおける歪み補償作用を行うことができる
が、本発明では側波帯信号の出現位置の切り替えをベー
スバンド信号の位相切り替えにより行っている。したが
って切り替えの速度を高速にすることができ、これによ
り制御の高速化を図ることが可能となる。また側波帯信
号検出器に備えるべき帯域フィルタ、検出器の数も各々
一つで済むことから、省サイズ化、低コスト化を図るこ
とが可能となる。
信号検出器で検出することによりフィードフォワード型
リニアライザにおける歪み補償作用を行うことができる
が、本発明では側波帯信号の出現位置の切り替えをベー
スバンド信号の位相切り替えにより行っている。したが
って切り替えの速度を高速にすることができ、これによ
り制御の高速化を図ることが可能となる。また側波帯信
号検出器に備えるべき帯域フィルタ、検出器の数も各々
一つで済むことから、省サイズ化、低コスト化を図るこ
とが可能となる。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。
施の形態を詳細に説明する。
【００２０】図１は、本実施形態に係わるフィードフォ
ワード型リニアライザの構成を示す回路ブロック図であ
る。なお同図において図４と共通する部分には同一の符
号を付して示し、ここでは異なる部分についてのみ説明
する。
ワード型リニアライザの構成を示す回路ブロック図であ
る。なお同図において図４と共通する部分には同一の符
号を付して示し、ここでは異なる部分についてのみ説明
する。
【００２１】図１のリニアライザは、図４の変調器２２
に代えて直交変調器２２０を、また図４の側波帯信号検
出器２４の構成を代えたものとなっている。区別のため
側波帯信号検出器の符号を２４０とする。
に代えて直交変調器２２０を、また図４の側波帯信号検
出器２４の構成を代えたものとなっている。区別のため
側波帯信号検出器の符号を２４０とする。
【００２２】この構成では、直交変調器２２０により主
信号に側波帯信号を出現させるが、直交変調方式の特性
により側波帯信号は主信号に対して上側、または下側の
いずれかに現れる。変調信号発生器２６から与えられる
変調信号は、ベースバンド信号である。
信号に側波帯信号を出現させるが、直交変調方式の特性
により側波帯信号は主信号に対して上側、または下側の
いずれかに現れる。変調信号発生器２６から与えられる
変調信号は、ベースバンド信号である。
【００２３】側波帯信号検出器２４０は、側波帯信号を
検出して検出信号を制御部２５Ｂに与える。これにより
ベクトル調整器２１Ｂを介した歪み補償制御が実行され
る。
検出して検出信号を制御部２５Ｂに与える。これにより
ベクトル調整器２１Ｂを介した歪み補償制御が実行され
る。
【００２４】図２に、直交変調器２２０の構成を示す。
この直交変調器２２０は、主信号入力を二分岐してその
うち一方の位相を移相器２２１で９０°（π／２）シフ
トする。ここで得られた二系統の信号に、互いに直交す
るベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）をミキサ２２
２、２２３で混合したのち加算器２２４で合成して変調
出力を得るものである。
この直交変調器２２０は、主信号入力を二分岐してその
うち一方の位相を移相器２２１で９０°（π／２）シフ
トする。ここで得られた二系統の信号に、互いに直交す
るベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）をミキサ２２
２、２２３で混合したのち加算器２２４で合成して変調
出力を得るものである。
【００２５】さらに、直交変調器２２０は位相切替器２
２５を有している。この位相切替器２２５はＩ信号の位
相を時分割で、例えば所定の周期で反転させるものであ
る。これにより直交変調に供するＩ信号、Ｑ信号の位相
関係は、時分割で互いに反転することになる。
２５を有している。この位相切替器２２５はＩ信号の位
相を時分割で、例えば所定の周期で反転させるものであ
る。これにより直交変調に供するＩ信号、Ｑ信号の位相
関係は、時分割で互いに反転することになる。
【００２６】なおここでは位相切替器２２５の位相切り
替えの単位を（π／２，−π／２）としているが、これ
に限らず（０，π）などとしても良い。またベースバン
ド信号を分岐した信号のうち位相を切り替えるほうをＩ
信号、切り替えないほうをＱ信号としたが、この振り分
けは便宜的で上記構成に限らない。また図２ではＩ信号
の位相のみを切り替えるようにしたが、Ｉ，Ｑ両方の位
相を切り替えるようにしても良い。要するにここでは、
変調に供する二つの直交するベースバンド信号の位相を
時分割で反転できるようにすれば良い。
替えの単位を（π／２，−π／２）としているが、これ
に限らず（０，π）などとしても良い。またベースバン
ド信号を分岐した信号のうち位相を切り替えるほうをＩ
信号、切り替えないほうをＱ信号としたが、この振り分
けは便宜的で上記構成に限らない。また図２ではＩ信号
の位相のみを切り替えるようにしたが、Ｉ，Ｑ両方の位
相を切り替えるようにしても良い。要するにここでは、
変調に供する二つの直交するベースバンド信号の位相を
時分割で反転できるようにすれば良い。
【００２７】図３に、側波帯信号検出器２４０の構成を
示す。この構成では、局部発振器２４１からのローカル
信号Ｌｏの周波数を主信号（Ｃ）の帯域の中央に相当す
る値に固定的に設定している。また帯域フィルタ２４３
のパス帯域を、上側波帯信号（ＵＳ）の帯域、または下
側波帯信号（ＬＳ）の帯域に設定する。以下の説明では
パス帯域を上側波帯信号の帯域に合わせるものとする。
示す。この構成では、局部発振器２４１からのローカル
信号Ｌｏの周波数を主信号（Ｃ）の帯域の中央に相当す
る値に固定的に設定している。また帯域フィルタ２４３
のパス帯域を、上側波帯信号（ＵＳ）の帯域、または下
側波帯信号（ＬＳ）の帯域に設定する。以下の説明では
パス帯域を上側波帯信号の帯域に合わせるものとする。
【００２８】上記構成において、いま仮に直交変調器２
２０から上側波帯信号（ＵＳ）を持つ変調信号が出力さ
れているとする。この変調信号は主増幅器１２で増幅さ
れて歪み成分（Ｄ）を含んだのち、電力合成器１６でこ
れを打ち消す信号と合成されて出力端ＯＵＴから出力さ
れる。
２０から上側波帯信号（ＵＳ）を持つ変調信号が出力さ
れているとする。この変調信号は主増幅器１２で増幅さ
れて歪み成分（Ｄ）を含んだのち、電力合成器１６でこ
れを打ち消す信号と合成されて出力端ＯＵＴから出力さ
れる。
【００２９】このとき側波帯信号検出器２４０には、図
３のＷに示すような波形の信号が与えられる。これがロ
ーカル信号Ｌｏと合成されると、ミキサ２４２の出力波
形には、図３のＸのようにＬｏに対して折り返した位置
にＵＳが現れる。
３のＷに示すような波形の信号が与えられる。これがロ
ーカル信号Ｌｏと合成されると、ミキサ２４２の出力波
形には、図３のＸのようにＬｏに対して折り返した位置
にＵＳが現れる。
【００３０】このとき検出器２４４では、二つの位置に
あるＵＳのうち上側、すなわち周波数混合により折り返
されたのではない側波帯信号が検出される。
あるＵＳのうち上側、すなわち周波数混合により折り返
されたのではない側波帯信号が検出される。
【００３１】一方、直交変調器２２０におけるベースバ
ンド信号の位相切り替えにより、直交変調器２２０から
下側波帯信号（ＬＳ）を持つ変調信号が出力されたとす
る。このときの側波帯信号検出器２４０への入力波形
は、図３のＹのごとくである。これがローカル信号Ｌｏ
と合成されると、ミキサ２４２の出力波形には、図３の
ＺのようにＬｏに対して折り返した位置にＬＳが現れ
る。
ンド信号の位相切り替えにより、直交変調器２２０から
下側波帯信号（ＬＳ）を持つ変調信号が出力されたとす
る。このときの側波帯信号検出器２４０への入力波形
は、図３のＹのごとくである。これがローカル信号Ｌｏ
と合成されると、ミキサ２４２の出力波形には、図３の
ＺのようにＬｏに対して折り返した位置にＬＳが現れ
る。
【００３２】このとき検出器２４４では、二つの位置に
あるＬＳのうち上側、すなわち周波数混合により折り返
された側波帯信号が検出される。
あるＬＳのうち上側、すなわち周波数混合により折り返
された側波帯信号が検出される。
【００３３】このように、ローカル周波数Ｌｏを主信号
（Ｃ）の帯域の中央に設定して側波帯の周波数を折り返
すことで、一つの帯域フィルタ２４３および検出器２４
４で上側および下側の両方の側波帯を検出することが可
能となり、帯域内のバランスをとりつつ高精度かつ広帯
域の歪み補償制御をおこなうことができる。
（Ｃ）の帯域の中央に設定して側波帯の周波数を折り返
すことで、一つの帯域フィルタ２４３および検出器２４
４で上側および下側の両方の側波帯を検出することが可
能となり、帯域内のバランスをとりつつ高精度かつ広帯
域の歪み補償制御をおこなうことができる。
【００３４】また本実施形態では側波帯信号の出現位置
を、変調信号たるベースバンド信号のベースバンド信号
の位相を反転させることにより切り替えるようにしてい
る。ベースバンド信号の位相は、たとえば移相器などを
用いた回路の信号経路を半導体素子でスイッチングする
などの手法により極めて手軽に、かつ高速に反転させる
ことが可能である。したがって、上側波帯および下側波
帯信号を時間的に密に検出することが可能となり、これ
により広帯域化を図ることが可能となる。
を、変調信号たるベースバンド信号のベースバンド信号
の位相を反転させることにより切り替えるようにしてい
る。ベースバンド信号の位相は、たとえば移相器などを
用いた回路の信号経路を半導体素子でスイッチングする
などの手法により極めて手軽に、かつ高速に反転させる
ことが可能である。したがって、上側波帯および下側波
帯信号を時間的に密に検出することが可能となり、これ
により広帯域化を図ることが可能となる。
【００３５】このように本実施形態では、主増幅器１２
に入力される主信号を直交変調器２２０で直交変調して
上側波帯信号または下側波帯信号を出現させ、これを用
いて歪み補償制御を行うことにより側波帯信号検出器２
４０の構成の簡略化を図る。側波帯信号の出現位置は、
変調信号発生器からのベースバンド信号の位相を時分割
で反転させることにより上側から下側、または下側から
上側へと切り替える。そして、この切り替え速度を高速
で行うことにより信号の制御の高速化を図るようにして
いる。
に入力される主信号を直交変調器２２０で直交変調して
上側波帯信号または下側波帯信号を出現させ、これを用
いて歪み補償制御を行うことにより側波帯信号検出器２
４０の構成の簡略化を図る。側波帯信号の出現位置は、
変調信号発生器からのベースバンド信号の位相を時分割
で反転させることにより上側から下側、または下側から
上側へと切り替える。そして、この切り替え速度を高速
で行うことにより信号の制御の高速化を図るようにして
いる。
【００３６】このように、上側波帯信号または下側波帯
信号を用いて歪み補償制御を行うことにより側波帯信号
検出器２４０の構成を簡略化でき、装置の省サイズ化、
低コスト化を図ることが可能となる。また、ベースバン
ド信号の位相を高速で反転させることにより側波帯信号
の出現位置を高速で切り替えることができるようにな
り、これにより制御の高速化を図ることが可能となる。
信号を用いて歪み補償制御を行うことにより側波帯信号
検出器２４０の構成を簡略化でき、装置の省サイズ化、
低コスト化を図ることが可能となる。また、ベースバン
ド信号の位相を高速で反転させることにより側波帯信号
の出現位置を高速で切り替えることができるようにな
り、これにより制御の高速化を図ることが可能となる。
【００３７】なお、本発明は上記実施の形態に限定され
るものではない。たとえば直交変調器２２０の構成は図
２に限らず、近年主流となっているバラクタダイオード
やＰＩＮダイオードなどを用いた構成のものでも良い。
このようにすることで、構成の更なる簡易化を図ること
ができる。その他、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種
々の変形実施を行うことができる。
るものではない。たとえば直交変調器２２０の構成は図
２に限らず、近年主流となっているバラクタダイオード
やＰＩＮダイオードなどを用いた構成のものでも良い。
このようにすることで、構成の更なる簡易化を図ること
ができる。その他、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種
々の変形実施を行うことができる。
【００３８】
【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、直
交変調器で主信号の片側に側波帯信号を出現させ、直交
変調に供するベースバンド信号の位相を高速で切り替え
るようにしたので、制御の高速化を図ったフィードフォ
ワード型リニアライザを省サイズおよび低コストで提供
することが可能となる。
交変調器で主信号の片側に側波帯信号を出現させ、直交
変調に供するベースバンド信号の位相を高速で切り替え
るようにしたので、制御の高速化を図ったフィードフォ
ワード型リニアライザを省サイズおよび低コストで提供
することが可能となる。
【図１】 本発明に係わるフィードフォワード型リニア
ライザの実施の形態を示す回路図。
ライザの実施の形態を示す回路図。
【図２】 図１の直交変調器２４０の構成例を示す図。
【図３】 本発明に係わる側波帯信号検出器２４０の構
成を示す回路図。
成を示す回路図。
【図４】 従来のフィードフォワード型リニアライザの
構成を示す回路図。
構成を示す回路図。
【図５】 従来の側波帯信号検出器２４の構成を示す回
路図。
路図。
【図６】 従来の側波帯信号検出器２４の構成を示す回
路図。
路図。
１１、１３…電力分配器 １２…主増幅器 １５…補助増幅器 １４，１６…電力合成器 ２１Ａ，２１Ｂ…ベクトル調整器 ２２…変調器 ２３…主信号検出器 ２４…側波帯信号検出器 ２５Ａ，２５Ｂ…制御部 ２６…変調信号発生器 ２２０…直交変調器 ２２１…移相器 ２２２，２２３…ミキサ ２２４…加算器 ２２５…位相切替器 ２４０…側波帯信号検出器 ２４１…局部発振器 ２４２…ミキサ ２４３…帯域フィルタ ２４４…検出器
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 CA65 CA87 CA92 FA18 FA19 GN02 GN07 HA19 HA38 KA00 KA04 KA16 KA26 KA32 KA44 KA53 MA14 SA14 TA01 TA06 5J091 AA01 AA41 CA21 CA65 CA87 CA92 FA18 FA19 HA19 HA38 KA00 KA04 KA16 KA26 KA32 KA44 KA53 MA14 SA14 TA01 TA06 5K004 AA05 FE10 FF05
Claims (1)
- 【請求項１】 入力信号を主信号と補助信号とに分配す
る第一の電力分配器と、 この第一の電力分配器で分配された主信号を所定のベー
スバンド信号に応じて直交変調して側波帯信号を発生さ
せる直交変調器と、 この変調器で変調された主信号の振幅及び位相を調整す
る第一のベクトル調整器と、 この主信号を増幅する第一の増幅器と、 この第一の増幅器で増幅された主信号を分配する第二の
電力分配器と、 この第二の電力分配器により分配される一方の信号と前
記第一の電力分配器で分配された補助信号とを合成する
第一の電力合成器と、 この第一の電力合成器で電力合成された信号から主信号
を検出する主信号検出器と、 前記第一の電力合成器に接続し、前記第一の電力合成器
で合成された信号の振幅及び位相を調整する第二のベク
トル調整器と、 この第二のベクトル調整器で送出された信号を増幅する
第二の増幅器と、 前記第二の電力分配器で分配されたもう一方の信号と前
記第二の増幅器で増幅された信号とを合成する第二の電
力合成器と、 この第二の電力合成器からの出力信号が与えられ、この
出力信号に含まれる側波帯信号を検出する側波帯信号検
出器と、 前記主信号検出器と前記第一のベクトル調整器の間に介
在され、前記主信号検出器で検出された主信号の値が最
小となるように前記第一のベクトル調整器を制御する第
一の制御部と、 前記側波帯信号検出器と前記第二のベクトル調整器との
間に介在され、前記側波帯信号検出器で検出された側波
帯信号の値が最小となるように前記第二のベクトル調整
器を制御する第二の制御部とを具備し、 前記直交変調器は、前記ベースバンド信号から直交変調
に供するＩ信号、Ｑ信号を生成し、このＩ信号、Ｑ信号
の位相を時分割で互いに反転させる位相反転手段を備
え、 前記側波帯信号検出器は、 前記入力信号の帯域の中央に相当する周波数のローカル
信号を発生する局部発振器と、 この局部発振器からのローカル信号を前記与えられる出
力信号に混合するミキサと、 このミキサに接続され、前記側波帯信号の出現する周波
数帯または前記主信号に対して前記側波帯信号の出現す
る周波数帯と折り返し位置にある周波数帯のいずれか一
方を選択的に通過させる一つの帯域フィルタと、 この帯域フィルタの出力から前記側波帯信号を検出する
検出器とを備えることを特徴とするフィードフォワード
型リニアライザ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000291901A JP2002101138A (ja) | 2000-09-26 | 2000-09-26 | フィードフォワード型リニアライザ |
| US09/955,119 US6504430B2 (en) | 2000-09-26 | 2001-09-19 | Feedforward type linearizer |
| EP01121761A EP1193860B1 (en) | 2000-09-26 | 2001-09-19 | Feedforward type linearizer |
| DE60115571T DE60115571T2 (de) | 2000-09-26 | 2001-09-19 | Vorwärtsgekoppelter Linearisierer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000291901A JP2002101138A (ja) | 2000-09-26 | 2000-09-26 | フィードフォワード型リニアライザ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002101138A true JP2002101138A (ja) | 2002-04-05 |
Family
ID=18774916
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000291901A Pending JP2002101138A (ja) | 2000-09-26 | 2000-09-26 | フィードフォワード型リニアライザ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6504430B2 (ja) |
| EP (1) | EP1193860B1 (ja) |
| JP (1) | JP2002101138A (ja) |
| DE (1) | DE60115571T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007013576A (ja) * | 2005-06-30 | 2007-01-18 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 歪補償増幅装置 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20060052821A1 (en) | 2001-09-06 | 2006-03-09 | Ovalis, Inc. | Systems and methods for treating septal defects |
| US20080015633A1 (en) * | 2001-09-06 | 2008-01-17 | Ryan Abbott | Systems and Methods for Treating Septal Defects |
| US6702835B2 (en) | 2001-09-07 | 2004-03-09 | Core Medical, Inc. | Needle apparatus for closing septal defects and methods for using such apparatus |
| US6776784B2 (en) | 2001-09-06 | 2004-08-17 | Core Medical, Inc. | Clip apparatus for closing septal defects and methods of use |
| US6850115B2 (en) * | 2002-08-26 | 2005-02-01 | Powerwave Technologies, Inc. | Enhanced efficiency LDMOS based feed forward amplifier |
| US8579936B2 (en) | 2005-07-05 | 2013-11-12 | ProMed, Inc. | Centering of delivery devices with respect to a septal defect |
| US7846179B2 (en) | 2005-09-01 | 2010-12-07 | Ovalis, Inc. | Suture-based systems and methods for treating septal defects |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1994014238A1 (en) * | 1992-12-15 | 1994-06-23 | British Technology Group Limited | Method and apparatus for signal processing using reference signals |
| JP3367745B2 (ja) | 1994-04-05 | 2003-01-20 | 株式会社東芝 | 歪補償器 |
| US5528196A (en) * | 1995-01-06 | 1996-06-18 | Spectrian, Inc. | Linear RF amplifier having reduced intermodulation distortion |
| US5621354A (en) * | 1995-10-17 | 1997-04-15 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for performing error corrected amplification in a radio frequency system |
| US5796304A (en) * | 1996-04-24 | 1998-08-18 | Powerwave Technologies, Inc. | Broadband amplifier with quadrature pilot signal |
| US6157254A (en) * | 1998-09-29 | 2000-12-05 | Lucent Technologies Inc. | Double side band pilot technique for a control system that reduces distortion produced by electrical circuits |
| US6169450B1 (en) * | 1998-11-13 | 2001-01-02 | Powerwave Technologies, Inc. | Feed forward compensation using phase and time modulation |
| US5986499A (en) * | 1998-12-21 | 1999-11-16 | Lucent Technologies Inc. | Pilot signal detection system using band reject filter |
| US6259319B1 (en) * | 1999-08-19 | 2001-07-10 | Lucent Technologies Inc. | Adaptive gain and/or phase adjustment control system and method |
-
2000
- 2000-09-26 JP JP2000291901A patent/JP2002101138A/ja active Pending
-
2001
- 2001-09-19 DE DE60115571T patent/DE60115571T2/de not_active Expired - Fee Related
- 2001-09-19 EP EP01121761A patent/EP1193860B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-09-19 US US09/955,119 patent/US6504430B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007013576A (ja) * | 2005-06-30 | 2007-01-18 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 歪補償増幅装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE60115571T2 (de) | 2006-08-03 |
| EP1193860B1 (en) | 2005-12-07 |
| US6504430B2 (en) | 2003-01-07 |
| EP1193860A2 (en) | 2002-04-03 |
| EP1193860A3 (en) | 2004-05-26 |
| DE60115571D1 (de) | 2006-01-12 |
| US20020039048A1 (en) | 2002-04-04 |
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