JP2003069349A

JP2003069349A - フィードフォワード歪補償増幅器の制御方法および制御回路

Info

Publication number: JP2003069349A
Application number: JP2002161882A
Authority: JP
Inventors: Kaoru Ishida; 石田　　薫; Toshimitsu Matsuyoshi; 俊満松吉; 直樹 ▲たか▼地; Naoki Takachi; Yuji Saito; 祐二斉藤
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2001-06-11
Filing date: 2002-06-03
Publication date: 2003-03-07
Anticipated expiration: 2022-06-03
Also published as: JP3911444B2

Abstract

(57)【要約】【課題】マルチキャリア信号を増幅するフィードフォ
ワード増幅器において、増幅器の非直線歪み抑圧性能
を、使用する周波数帯域全体にわたり最適化することが
できる小形低価格のフィードフォワード歪補償増幅器を
得る。【解決手段】第１および第２のパイロット信号源２
６、２７から得られる第１および第２のパイロット信号
を主増幅器１６の入力信号または出力信号に挿入し、歪
み検出ループ（１１、１２、１４、１６、１８）におい
て歪み成分が検出され、歪み補償ループ（１２、１３、
１７、１９）において歪補償のための再結合を経た信号
の一部を分岐して取り出し、前記分岐して取り出した信
号を前記第１および第２のパイロット信号によってミキ
シングすることによりダウンコンバートしてダウンコン
バート信号を生成し、前記ダウンコンバート信号に応じ
て振幅および位相調整を施す手段１５への制御信号を発
生させる、フィードフォワード歪補償増幅器の制御回
路。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、主増幅器において
発生する歪み、たとえば相互変調歪みを補償するための
フィードフォワード（以下「ＦＦ」と略す）ループを備
えたＦＦ歪補償増幅器に関し、特にＦＦループを最適化
するための制御回路やその制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】移動体通信用の基地局などでは、所定の
周波数間隔を有しそれぞれ適宜変調されているマルチキ
ャリア信号を、高周波増幅した後で無線送信する。高周
波増幅に用いる増幅器の線形性が十分良好でないと、た
とえば相互変調歪み等、各種の歪みが発生する。この歪
みは、正常かつ高品質な通信を実現する上で支障にな
る。そのため、マルチキャリア信号の増幅に対しては、
マルチキャリア信号が属する周波数帯域全体に亘り良好
な線形性が要求され、この歪みの許容値には厳しい仕様
がある。

【０００３】このようなマルチキャリア信号の増幅に適
する歪補償増幅器を実現する手法の一つとして、特開２
０００−１９６３６６号公報等に記載されているＦＦ増
幅方式がある。

【０００４】ＦＦ増幅方式では、信号入力端から主増幅
器を経て信号出力端に到る信号経路、即ち増幅すべき信
号および増幅した信号を伝送するための信号経路（以
下、この信号経路を本線と呼ぶものとする）上で、主増
幅器より後段にある点から分岐した信号と、この本線上
で主増幅器より前段にある点から分岐した信号に関し
て、それぞれ経由した信号経路の電気長が互いに等し
く、且つ、両信号が互いに同振幅かつ逆位相になってい
れば、この両信号を結合させることにより搬送波成分を
打ち消し、主増幅器およびその周辺回路によって生じた
歪みに相当する信号を取り出すことができる。

【０００５】このようにして取り出された歪みに相当す
る信号を歪補償ループを通過させ、本線上の信号と再結
合させる。本線上で生じる信号遅延が歪補償ループにお
ける信号遅延で補償され、または本線上の信号に含まれ
る歪成分と歪補償ループから得られる信号とが互いに同
振幅で逆位相になるように歪補償ループまたは本線にて
振幅や位相の調整が適宜行われると、上述した信号再結
合作用によって、主増幅器にて発生した歪みを補償する
ことができる。

【０００６】図８に、従来におけるＦＦ増幅器の一構成
例を示す。この図において、信号入力端ＩＮから入力さ
れる例えばマルチキャリア信号は、ハイブリッドＨＹＢ
１により２分岐される。２分岐された信号の一方は、主
増幅器Ａ１にて増幅され、ハイブリッドＨＹＢ２に到
る。もう一方の信号は、遅延線Ｄ１を介してＨＹＢ２に
供給される。この遅延線Ｄ１は主増幅器Ａ１にて発生す
る信号遅延を補償するための遅延線であり、Ｄ１を介し
て遅延された信号は、ＨＹＢ２によって主増幅器Ａ１に
て発生した歪みを含む信号と結合される。

【０００７】このように主増幅器Ａ１の出力信号から分
岐された信号と遅延線Ｄ１を経由した信号とを結合させ
ることによって搬送波成分をキャンセルし、主増幅器Ａ
１で発生する歪みを取り出す（検知する）には、ＨＹＢ
２における結合時点で、両信号の搬送波成分が互いに逆
位相で同タイミングかつ同振幅でなければならない。遅
延線Ｄ１は搬送波成分同士を同タイミングにするための
手段であり、可変減衰器ＡＴＴ１、可変移相器ＰＳ１並
びにこれらにおける信号減衰量Ｇ１および移相量θ１を
最適な値に調整および制御する制御回路１１０は、搬送
波成分同士を逆位相で同振幅にするための手段である。

【０００８】次に、図８に記載のＦＦ増幅器において、
主増幅器Ａ１で増幅され、歪み成分を含む搬送波成分
は、ハイブリッドＨＹＢ２に供給される。そして、搬送
波信号を含まない歪み成分のみの信号は一方で遅延線Ｄ
２を経由してハイブリッドＨＹＢ３に供給され、搬送波
信号を含まない歪み成分のみの信号は他方で補助増幅器
Ａ２で増幅され、ＨＹＢ３に供給される歪補償ループＬ
２を構成している。この歪補償ループＬ２において、遅
延線Ｄ２経由の信号と補助増幅器Ａ２経由の信号とを結
合させることによって歪みを補償（キャンセル）するに
は、ＨＹＢ３における結合時点で両信号が互いに逆位相
で同タイミングかつ同振幅でなければならない。遅延線
Ｄ２は歪み成分同士を同タイミングにするための手段で
あり、可変減衰器ＡＴＴ２における信号減衰量Ｇ２およ
び可変移相器ＰＳ２における移相量θ２を最適な値に調
整および制御する制御回路１１０は、歪み成分同士を逆
位相で同振幅にするための手段である。

【０００９】図８に記載のＦＦ増幅器おいて、この歪補
償ループＬ２の最適化処理は、以下のようにパイロット
信号を挿入および検出することによって、実行されてい
る。制御回路１１０は、同期検波器１３８、パイロット
信号を発生させるための発振器ＯＳＣ２、およびこの発
振器ＯＳＣ２の信号を同相で２分配し、一方をパイロッ
ト信号とし、他方を参照信号ＲＥＦとする同相分配器１
２８を備えている。このような歪補償ループＬ２の構成
において、遅延線Ｄ２経由のパイロット信号と補助増幅
器Ａ２経由のパイロット信号とを結合させることによっ
て歪みをキャンセルさせるため、可変減衰器ＡＴＴ２の
振幅減衰量Ｇ２および可変移相器ＰＳ２の移相量θ２を
同期検波器１３８の出力信号によって最適な値に調整お
よび制御する。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】以上のような構成の回
路によって、マルチキャリア信号の増幅に適するＦＦ増
幅器を実現することができる。

【００１１】しかるに、図８に示した従来例では、パイ
ロット信号は、１波であるので増幅器の使用帯域からあ
る程度離れた上側または下側周波数のいずれかの信号と
なる。従って、たとえばこのパイロット信号が使用帯域
の上側周波数のパイロット信号である場合には、その上
側周波数またはそれに近い周波数における歪の除去また
は抑圧の性能は最適になるにしても、増幅器が実際に使
用される周波数帯域の下側周波数帯域では、歪の除去ま
たは抑圧の性能は、必ずしも最適にはならない。このた
め、使用帯域の下側周波数のパイロット信号と上側周波
数のパイロット信号の２波を用いることが望まれてい
た。

【００１２】さらに、図８に示すような従来の構成例に
よれば、歪補償ループＬ２の出力信号が方向性結合器Ｄ
Ｃ４からバンドパスフィルタＢＰＦ３に供給され、パイ
ロット信号だけが抽出されて同期検波器３８に誤差信号
ＥＲＲとして供給される。しかし、ＤＣ４から取り出さ
れる出力信号には、ＨＹＢ２でキャンセルされていても
増幅された搬送波信号が含まれているので、この搬送波
信号成分を除去して微弱なパイロット信号を抽出するの
に非常に急峻な特性のフィルタが必要になる。しかし、
このようなフィルタを実現するには物理的なサイズの大
きなものが必要となり、回路を小型化することが難しか
った。

【００１３】また、この問題を回避するためには歪み補
償ループＬ２の出力信号を一度ＩＦ帯へその周波数をダ
ウンコンバートしてからフィルタリングすることも考え
られるが、ダウンコンバート用のローカル発振器や、Ｉ
Ｆローカル発振器などの余分な発振器が必要となり、回
路規模が大きくなっていた。

【００１４】本発明は、このような課題を考慮して、ロ
ーカル信号源用の発振器が削減され、マルチキャリア信
号の周波数全体にわたる歪み抑圧を最適化することがで
きる、フィードフォワード歪補償増幅器、フィードフォ
ワード歪補償増幅器の制御回路またはフィードフォワー
ド歪補償増幅器の制御方法を提供することを目的とす
る。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の第１の本発明は、周波数が相異なる複数の搬送波を含
む主増幅器への入力信号から分岐した信号と前記主増幅
器の出力信号から分岐した信号とを結合させ、この結合
により搬送波成分同士が打ち消し合うことにより、前記
主増幅器で発生した歪成分を検出し、上記結合により得
られた信号を前記主増幅器の出力信号に再結合させ、こ
の再結合に際してその対象となる信号のうち少なくとも
一方に関し再結合時に歪み成分同士が打ち消し合うよう
振幅および位相調整を施す、フィードフォワード歪補償
増幅器の制御方法において、第１および第２のパイロッ
ト信号源から得られる第１および第２のパイロット信号
を前記主増幅器の入力信号または出力信号に挿入し、前
記再結合を経た信号の一部を分岐して取り出し、前記分
岐して取り出した信号を前記第１および第２のパイロッ
ト信号によってミキシングすることによりダウンコンバ
ートしてダウンコンバート信号を生成し、前記ダウンコ
ンバート信号に応じて前記振幅および位相調整を施すた
めの制御信号を発生させる、フィードフォワード歪補償
増幅器の制御方法である。

【００１６】第２の本発明は、周波数が相異なる複数の
搬送波を含む主増幅器への入力信号から分岐した信号と
前記主増幅器の出力信号から分岐した信号とを結合さ
せ、この結合により搬送波成分同士が打ち消し合うこと
により、前記主増幅器で発生した歪成分を検出する歪み
検出ループと、上記結合により得られた信号を前記主増
幅器の出力信号に再結合させる歪み補償ループと、並び
にこの再結合に際してその対象となる信号のうち少なく
とも一方に関し再結合時に歪み成分同士が打ち消し合う
よう振幅および位相調整を施す手段と、を含むフィード
フォワード歪補償増幅器の制御回路において、第１およ
び第２のパイロット信号源から得られる第１および第２
のパイロット信号を前記主増幅器の入力信号または出力
信号に挿入し、前記再結合を経た信号の一部を分岐して
取り出し、前記分岐して取り出した信号を前記第１およ
び第２のパイロット信号によってミキシングすることに
よりダウンコンバートしてダウンコンバート信号を生成
し、前記ダウンコンバート信号に応じて前記手段への制
御信号を発生させる、フィードフォワード歪補償増幅器
の制御回路である。

【００１７】第３の本発明は、前記分岐して取り出した
信号を帯域通過させて、前記第１のパイロット信号を含
み前記第２のパイロット信号を含まない第１のパイロッ
ト信号成分を得、前記第１のパイロット信号成分を前記
第２のパイロット信号によってミキシングすることによ
り前記第１のパイロット信号の周波数と前記第２のパイ
ロット信号の周波数の差の周波数にダウンコンバートし
て第１のダウンコンバート信号とし、前記分岐して取り
出した信号を別に帯域通過させて、前記第２のパイロッ
ト信号を含み前記第１のパイロット信号を含まない第２
のパイロット信号成分を得、前記第２のパイロット信号
成分を前記第１のパイロット信号によってミキシングす
ることにより前記差の周波数にダウンコンバートして第
２のダウンコンバート信号とする、第２の本発明のフィ
ードフォワード歪補償増幅器の制御回路である。

【００１８】第４の本発明は、前記分岐して取り出した
信号を帯域通過させて、前記第１のパイロット信号を含
み前記第２のパイロット信号を含まない第１のパイロッ
ト信号成分を得、前記第１のパイロット信号成分を前記
第２のパイロット信号によって直交ミキシングすること
により前記第１のパイロット信号の周波数と前記第２の
パイロット信号の周波数の差の周波数にダウンコンバー
トして、互いに位相が直交する関係にある一組の第１の
ダウンコンバート信号とし、前記分岐して取り出した信
号を別に帯域通過させて、前記第２のパイロット信号を
含み前記第１のパイロット信号を含まない第２のパイロ
ット信号成分とし、前記第２のパイロット信号成分を前
記第１のパイロット信号によって直交ミキシングするこ
とにより前記差の周波数にダウンコンバートして、互い
に位相が直交する関係にある一組の第２のダウンコンバ
ート信号とする、第２の本発明のフィードフォワード歪
補償増幅器の制御回路である。

【００１９】第５の本発明は、前記第１のパイロット信
号と前記第２のパイロット信号を利用して同期検波のた
めの信号を発生する同期検波用信号発生手段から供給さ
れる、前記第１のパイロット信号の周波数と前記第２の
パイロット信号の周波数との差の周波数の同期検波用信
号を用いて、前記第１のダウンコンバート信号および／
または前記第２のダウンコンバート信号を同期検波し
て、前記制御信号を発生させる、第３の本発明のフィー
ドフォワード歪補償増幅器の制御回路である。

【００２０】第６の本発明は、前記第１のパイロット信
号と前記第２のパイロット信号を利用して同期検波のた
めの信号を発生する同期検波用信号発生手段から供給さ
れる、前記第１のパイロット信号の周波数と前記第２の
パイロット信号の周波数との差の周波数の同期検波用信
号を用いて、前記互いに位相が直交する関係にある一組
の第１のダウンコンバート信号、および／または前記互
いに位相が直交する関係にある一組の第２のダウンコン
バート信号を同期検波することにより、前記制御信号を
発生させる、第４の本発明のフィードフォワード歪補償
増幅器の制御回路である。

【００２１】第７の本発明は、前記第１のパイロット信
号と前記第２のパイロット信号を利用して同期検波のた
めの信号を発生する同期検波用信号発生手段から供給さ
れる、前記第１のパイロット信号の周波数と前記第２の
パイロット信号の周波数との差の周波数の同期検波用信
号を用いて、前記互いに位相が直交する関係にある一組
の第１のダウンコンバート信号の同相成分、および前記
互いに位相が直交する関係にある一組の第２のダウンコ
ンバート信号の同相成分を合成した信号と、前記互いに
位相が直交する関係にある一組の第１のダウンコンバー
ト信号の直交成分、および前記互いに位相が直交する関
係にある一組の第２のダウンコンバート信号の直交成分
を合成した信号とを、それぞれ同期検波することにより
前記制御信号を発生させる、第４の本発明のフィードフ
ォワード歪補償増幅器の制御回路である。

【００２２】第８の本発明は、前記互いに位相が直交す
る関係にある一組の第１のダウンコンバート信号、およ
び／または前記互いに位相が直交する関係にある一組の
第２のダウンコンバート信号をそれぞれレベル検波する
ことにより前記制御信号を発生させる、第４の本発明の
フィードフォワード歪補償増幅器の制御回路である。

【００２３】第９の本発明は、前記同期検波用信号発生
手段は、前記第１のパイロット信号と前記第２のパイロ
ット信号とをミキシングして、前記ミキシングした信号
のうち、前記第１のパイロット信号の周波数と前記第２
のパイロット信号の周波数との差の周波数の信号を帯域
通過させ、前記帯域通過した信号を複数の経路に分配す
る、第５〜７の本発明のいずれかのフィードフォワード
歪補償増幅器の制御回路である。

【００２４】第１０の本発明は、前記第１のダウンコン
バート信号と前記第２のダウンコンバート信号とを切り
替えて検波する、第３または４の本発明のフィードフォ
ワード歪補償増幅器の制御回路である。

【００２５】第１１の本発明は、前記第１のダウンコン
バート信号を使用して検波する時間と、前記第２のダウ
ンコンバート信号を使用して検波する時間は、重み付け
されて決定される、第１０の本発明のフィードフォワー
ド歪補償増幅器の制御回路である。

【００２６】第１２の本発明は、前記第１および第２の
パイロット信号の周波数は、全ての前記搬送波に基づい
て決定されており、前記重み付けは、前記全ての搬送波
のうち、実際に使用される搬送波によって決定される、
第１１の本発明のフィードフォワード歪補償増幅器の制
御回路である。

【００２７】第１３の本発明は、前記第１および第２の
パイロット信号源の発振器を構成する素子と、前記第１
のパイロット信号を帯域通過させて取り出すための帯域
通過フィルタを構成する素子と、前記第２のパイロット
信号を帯域通過させて取り出すための帯域通過フィルタ
を構成する素子と、が実質的に同一の温度特性の素子で
ある、第３または４の本発明のフィードフォワード歪補
償増幅器の制御回路である。

【００２８】第１４の本発明は、前記第１および第２の
パイロット信号源の発振器を構成する素子と、前記第１
のパイロット信号を帯域通過させて取り出すための帯域
通過フィルタを構成する素子と、前記第２のパイロット
信号を帯域通過させて取り出すための帯域通過フィルタ
を構成する素子と、が同一温度制御のオーブン上に設置
されている、第３または４の本発明のフィードフォワー
ド歪補償増幅器の制御回路である。

【００２９】第１５の本発明は、周波数が相異なる複数
の搬送波を含む主増幅器への入力信号から分岐した信号
と前記主増幅器の出力信号から分岐した信号とを結合さ
せ、この結合により搬送波成分同士が打ち消し合うこと
により、前記主増幅器で発生した歪成分を検出する歪み
検出ループと、上記結合により得られた信号を前記主増
幅器の出力信号に再結合させる歪み補償ループと、並び
にこの再結合に際してその対象となる信号のうち少なく
とも一方に関し再結合時に歪み成分同士が打ち消し合う
よう振幅および位相調整を施す手段と、を含むフィード
フォワード歪補償増幅器において、第３または４の本発
明のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路を備え
るフィードフォワード歪補償増幅器である。

【００３０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照しながら説明する。

【００３１】（実施の形態１）図１に、本発明の実施の
形態１に係る回路の構成を示す。図１において、信号入
力端ＩＮに信号たとえばマルチキャリア信号が方向性結
合器１１に印加されると、この方向性結合器１１により
二分岐される。二分岐された信号の一方は、ベクトル調
整器１４に入力され、振幅および位相の調整がされ、主
増幅器１６により増幅される。主増幅器１６により増幅
された信号は、方向性結合器１２および遅延線１９を介
して方向性結合器１３に入力され、更に、方向性結合器
１３から信号出力端ＯＵＴを経由して後段の回路に出力
される。

【００３２】方向性結合器１１により二分岐されたもう
一方の信号は遅延線１８を経由して方向性結合器１２に
入力される。この遅延線１８は、方向性結合器１１の信
号分岐点から主増幅器１６を経て方向性結合器１２の信
号合成点までの経路で生じる信号遅延を補償するための
ものである。

【００３３】方向性結合器１２は主増幅器１６から出力
される歪みを含む信号を二分岐する。二分岐された一方
の信号は遅延線１９へ供給され、もう一方の信号は前記
遅延線１８経由の信号と結合される。この結合により、
搬送波成分がキャンセルされ、歪み成分が取り出され
る。このキャンセルをするために、前記ベクトル調整器
１４において方向性結合器１１で二分岐された一方の信
号の振幅および位相が調整される。このように方向性結
合器１１、ベクトル調整器１４、増幅器１６、方向性結
合器１２、遅延線１８によりひずみ検出ループが構成さ
れている。

【００３４】この結合の結果得られた信号は、方向性結
合器１２から可変ベクトル調整器１５に入力され、振幅
および位相の調整を受け、補助増幅器１７により増幅さ
れる。補助増幅器１７により増幅された信号は方向性結
合器１３に入力される。方向性結合器１３に入力された
信号は、遅延線１９を経由して入力された信号とこの方
向性結合器１３において結合され（歪み成分のキャンセ
ル）、信号出力端ＯＵＴから出力される。このように方
向性結合器１２、ベクトル調整器１５、増幅器１７、方
向性結合器１３、遅延線１９によりひずみ補償ループが
構成されている。

【００３５】この歪み成分のキャンセルは、本発明にお
いては制御回路２０の働きにより、２波のパイロット信
号を挿入、検出することによって実現することができ
る。従来の技術では１波のパイロット信号でこの機能を
させていることに対して、２波のパイロット信号を活用
する本発明による方法を以下に説明する。

【００３６】制御回路２０は、２波のパイロット信号源
としてｆ_p1のパイロット信号を発信するパイロット信号
源２６、およびｆ_p2のパイロット信号を発信するパイロ
ット信号源２７を有しており、パイロット信号源２６か
ら得られる第１のパイロット信号およびパイロット信号
源２７から得られる第２のパイロット信号は、それぞれ
ハイブリッド１０に印加される。このハイブリッド１０
に印加された両パイロット信号はハイブリッド１０の内
部で結合されて出力され、方向性結合器２２を介して方
向性結合器１２への入力信号中に挿入され重畳される。

【００３７】一方、ハイブリッド１０で結合された第１
および第２のパイロット信号は、方向性結合器２１によ
り取り出され、ミキサ３３に印加される。たとえば、ダ
イオードの２次非線形特性を利用したミキサ３３は、入
力された２波のパイロット信号から直流成分と和および
差のビート信号成分をＩＦフィルタ４３に出力する。Ｉ
Ｆフィルタ４３は、差のビート信号成分、いわゆる中間
周波数にビートダウン（ダウンコンバート）された信号
だけを取り出し、分配器５１に出力する。

【００３８】さて、前記のように挿入され重畳された第
１および第２のパイロット信号は、上述したように主増
幅器１６で増幅された搬送波信号とともに方向性結合器
１２の一方の出力端から遅延線１９を経由して方向性結
合器１３に入力され、もう一方の出力端から搬送波成分
がキャンセルされた信号となって、可変ベクトル調整器
１５および補助増幅器１７を経由して方向性結合器１３
に供給される。

【００３９】方向性結合器１３の出力信号は、方向性結
合器２５により抽出され、分配器５２において２分岐さ
れ、それぞれバンドパスフィルタ４１およびバンドパス
フィルタ４２に供給される。ここで、バンドパスフィル
タ４１の帯域通過特性は第１のパイロット信号を帯域通
過させるが第２のパイロット信号を通過させないように
設定され、バンドパスフィルタ４２の特性は第２のパイ
ロット信号を帯域通過させるが第１のパイロット信号成
分を通過させないように設定されているので、バンドパ
スフィルタ４１の出力信号として第１のパイロット信号
を含む第１のパイロット信号成分がミキサ３１の一方の
入力端に供給される。ミキサ３１のもう一方の入力端に
は、第２のパイロット信号源２７から方向性結合器２４
により抽出され、移相器２９で位相調整された第２のパ
イロット信号が印加される。同様に、バンドパスフィル
タ４２から取り出される第２のパイロット信号を含む第
２のパイロット信号成分がミキサ３２の一方の入力端に
供給され、もう一方の入力端には第１のパイロット信号
源２６から方向性結合器２３により抽出され、移相器２
８で位相調整された第１のパイロット信号が印加され
る。

【００４０】この結果、ミキサ３１において、バンドパ
スフィルタ４１から入力された第１のパイロット信号成
分と移相器２９を経由して入力された第２のパイロット
信号がミキシングされ、ＩＦフィルタ４４に出力され
る。同様に、バンドパスフィルタ４２から入力された第
２のパイロット信号成分と移相器２８を経由して入力さ
れた第１のパイロット信号がミキサ３２においてミキシ
ングされ、ＩＦフィルタ４５に供給される。ＩＦフィル
タ４４および４５は、それぞれミキサ３１、ミキサ３２
から供給されるミキシング出力信号から第１のパイロッ
ト信号の周波数と第２のパイロット信号の周波数の差の
周波数、即ち中間周波数にビートダウンされた信号（第
１のダウンコンバート信号および第２のダウンコンバー
ト信号）を取り出し、直交ミキサ３５および直交ミキサ
３６のそれぞれの一方の入力端に印加する。

【００４１】直交ミキサ３５および３６のそれぞれのも
う一方の入力端には分配器５１から前述のように第１の
パイロット信号と第２のパイロット信号の間でビートダ
ウンした中間周波数の信号が印加されている。その結
果、直交ミキサ３５は、両入力端から供給された信号間
で直交ミキシングを行い、低域フィルタ（図示省略され
ている）を通して、同相分（Ｉ）および直交分（Ｑ）の
出力信号を結合点３７および３８に出力する。同様にし
て直交ミキサ３６から得られるＩ出力信号が結合点３７
に印加され、Ｑ出力信号が結合点３８に印加される。こ
のようにバンドパスフィルタ４１から取り出され、中間
周波数に変換された第１のパイロット信号成分の振幅情
報および位相情報が直交ミキサ３５のＩ出力信号および
Ｑ出力信号に含まれる。同様に、バンドパスフィルタ４
２を経由した第２のパイロット信号成分の振幅情報およ
び位相情報が直交ミキサ３６のＩ出力信号およびＱ出力
信号に含まれる。

【００４２】直交ミキサ３５および３６のそれぞれのＩ
出力信号は、結合点３７において加え合わされ、レベル
変換器３９によりレベル変換されてから可変ベクトル調
整器１５へ振幅調整用の信号として供給される。同様
に、直交ミキサ３５および３６のそれぞれのＱ出力信号
は、結合点３８で加え合わされ、レベル変換器４０によ
りレベル変換されてから可変ベクトル調整器１５へ位相
調整用の信号として供給される。

【００４３】可変ベクトル調整器１５は、結合点３７お
よび３８の出力信号がそれぞれ最小（またはゼロ）にな
るように方向性結合器１２から供給された信号のベクト
ル（振幅および位相）を制御し、方向性結合器１３の出
力信号に含まれるパイロット信号が最も小さくなるよう
にする。

【００４４】このようにして、本発明によるＦＦ増幅器
の制御回路は、ＦＦ増幅されるマルチキャリア信号の周
波数帯域の上側および下側周波数の外側でかつ適当に近
接する２波のパイロット信号を利用して、ＦＦ増幅器の
非直線性に起因して生じる歪みを除去することを実現で
きる。

【００４５】ここで、本発明による上記制御回路の動作
機能をさらに分かりやすくするため、簡単に２波の搬送
波信号の場合を例にして、２波のパイロット信号との関
係を図２のスペクトル図を用いて説明する。

【００４６】図２において、２つの搬送波の周波数がｆ
₁およびｆ₂で示され、両搬送波の相互変調により生じる
歪み成分の中で最も搬送波周波数に近接する歪み成分
（相互変調歪み成分）の周波数がｆ_xおよびｆ_yで示され
ている。さらに、これらの歪み成分を補償するためのパ
イロット信号の周波数は、歪み成分の周波数の外側に位
置し、ｆ_p1およびｆ_p2で示されている。

【００４７】周知のように、増幅器で非直線歪みが発生
している場合、非直線歪みはかなり高次のものまで発生
するが、実用上は２次歪み成分および３次歪み成分を考
えればよいので、その入力信号電圧（ｅ）と出力信号電
圧（Ｅ）の関係は次式で示される。

【００４８】Ｅ＝Ｋ₁ｅ＋Ｋ₂ｅ²＋Ｋ₃ｅ³ （式１）ここに、Ｋ_nは増幅器の直線性を表す係数である。

【００４９】いま、増幅器の入力に次式のように２つの
周波数成分をもつ信号が加わったものとする。

【００５０】ｅ＝Ａｃｏｓω₁ｔ＋Ｂｃｏｓω₂ｔ（式２）ここに、ω₁＝２πｆ₁、 ω₂＝２πｆ₂（式２）を（式
１）に代入して展開整理すると、３次歪みの中から次の
相互変調歪み成分が得られる。

【００５１】３／４［Ｋ₃Ａ²Ｂｃｏｓ（２ω₁±ω₂）ｔ］および、３／４［Ｋ₃Ｂ²Ａｃｏｓ（２ω₂±ω₁）ｔ］従って、これら４つの相互変調歪み成分の中で搬送波周
波数ｆ₁およびｆ₂に最も近接する周波数は、ｆ_x＝（２
ｆ₁−ｆ₂）およびｆ_y＝（２ｆ₂−ｆ₁）の成分である。

【００５２】たとえば、ｆ₁＝２１３０（ＭＨｚ）、ｆ₂
＝２１５０（ＭＨｚ）とすると、相互変調歪み成分は、
図２に示すようにｆ_x＝２１１０（ＭＨｚ）およびｆ_y＝
２１７０（ＭＨｚ）になる。従って、パイロット信号と
して、ｆ_xに対して外側になるｆ_p1＝２１０５（ＭＨ
ｚ）、同様に、ｆ_yに対してｆ_p2＝２１７５（ＭＨｚ）
の周波数が選ばれている。このパイロット信号の周波数
を使い、既に述べた図１の制御回路２０の動作を、さら
に補足説明する。

【００５３】即ち、図２においてパイロット信号源２６
のパイロット信号周波数を２１０５（ＭＨｚ）とし、パ
イロット信号源２７の発振周波数を２１７５（ＭＨｚ）
とする。前記の説明に従い、ＩＦフィルタ４３から７０
ＭＨｚにビートダウンされた信号が、分配器５１で２分
配され、直交ミキサ３５および３６に供給される。

【００５４】一方、方向性結合器２５から抽出され、分
配器５２で２分配された信号は、バンドパスフィルタ４
１および４２に印加される。

【００５５】バンドパスフィルタ４１は、ｆ_p1＝２１０
５（ＭＨｚ）の周波数のパイロット信号（第１のパイロ
ット信号成分）を通過させ、ミキサ３１の一方の入力端
に出力する。ミキサ３１のもう一方の入力端には、方向
性結合器２４で抽出されたｆ _p2＝２１７５（ＭＨｚ）の
パイロット信号が移相器２９を経由して、入力されてい
るので、ミキサ３１の両入力端から供給された信号がミ
キサ３１で混合され、ビート信号となってＩＦフィルタ
４４に出力される。

【００５６】ＩＦフィルタ４４は入力信号の中から差の
ビート信号、即ち７０（ＭＨｚ）の中間周波数にビート
ダウンされた信号を通過させ、直交ミキサ３５の一方の
入力端に印加する。従って、方向性結合器２５から抽出
され、バンドパスフィルタ４１を経由して得られた周波
数ｆ_p1のパイロット信号成分が、中間周波数にダウンコ
ンバートされて直交ミキサ３５に印加される。

【００５７】直交ミキサ３５は、既に述べたように、分
配器５１から両パイロット信号の差周波数（７０（ＭＨ
ｚ））の信号がもう一方の入力端に与えられているの
で、たとえば同期検波あるいは乗積検波のような処理に
より、前記のように方向性結合器２５から抽出された出
力信号に含まれる周波数ｆ_p1のパイロット信号成分の振
幅情報および位相情報をそれぞれＩ出力信号およびＱ出
力信号として出力する。

【００５８】同様に、方向性結合器２５で抽出され、バ
ンドパスフィルタ４２を介して取り出された周波数ｆ_p2
のパイロット信号成分が、方向性結合器２３から抽出さ
れ、移相器２８を経由したｆ_p1のパイロット信号とミキ
サ３２において混合される。その結果、中間周波数（７
０（ＭＨｚ））にビートダウン（ダウンコンバート）さ
れたｆ_p2のパイロット信号成分がＩＦフィルタ４５を介
して取り出され、直交ミキサ３６に供給される。直交ミ
キサ３６の動作機能は、直交ミキサ３５と同様であり、
方向性結合器２５により抽出された信号に含まれる周波
数ｆ_p2のパイロット信号成分の振幅情報および位相情報
をＩ出力信号およびＱ出力信号として出力する。

【００５９】直交ミキサ段以降の動作については、既に
説明しているので、ここでは省略する。

【００６０】（実施の形態２）図３に本発明の実施の形
態２に係る回路の構成を示す。図３において、図１に示
した実施の形態１の回路と同様の、または対応する構成
ブロックには同一の符号を付し、重複する説明を省略す
る。

【００６１】図３の方向性結合器１３から出力される信
号は、実施の形態１と同様に、方向性結合器２５を介し
て分配器５２に供給され、ここで２分配されて、バンド
パスフィルタ４１および４２に入る。バンドパスフィル
タ４１は、実施の形態１で説明したように、バンドパス
フィルタ４１に入力された信号の中から第１のパイロッ
ト信号源２６から出力される周波数ｆ_p1のパイロット信
号成分（第１のパイロット信号成分）を帯域通過させ、
直交ミキサ３５の一方の入力端に印加する。同様に、バ
ンドパスフィルタ４２は、第２のパイロット信号源２７
から出力される周波数ｆ_p2のパイロット信号成分（第２
のパイロット信号成分）を帯域通過させ、直交ミキサ３
６の一方の入力端に印加する。

【００６２】直交ミキサ３５では、このバンドパスフィ
ルタ４１から入力してきたｆ_p1のパイロット信号成分
が、もう一方の入力端から入力される、方向性結合器２
４により取り出され移相器２９で位相調整されたｆ_p2の
第２のパイロット信号により、直交ミキシングされる。
直交ミキサ３５の出力端には、直交ミキシングされた結
果得られる同相分（Ｉ）並びに直交分（Ｑ）の出力信号
が得られる。この出力信号を図示されていないが、フィ
ルタ処理して高調波成分を除去すると、中間周波数（ｆ
_p2とｆ_p1の差の周波数）にダウンコンバートされた上記
第１のパイロット信号成分（第１のダウンコンバート信
号）のＩ出力信号（Ｉ−ＩＦ）およびＱ出力信号（Ｑ−
ＩＦ）が得られ、ミキサ５５および５６の一方の入力端
にそれぞれ印加される。すなわち、Ｉ出力信号（Ｉ−Ｉ
Ｆ）とＱ出力信号（Ｑ−ＩＦ）は、位相が互いに直交す
る関係にある一組の第１のダウンコンバート信号とし
て、ミキサ５５および５６にそれぞれ入力される。

【００６３】同様に、直交ミキサ３６では、バンドパス
フィルタ４２から入力されたｆ_p2のパイロット信号成分
が、もう一方の入力端から供給される方向性結合器２３
で取り出され、移相器２８で位相調整されたｆ_p1の第１
のパイロット信号により、直交ミキシングされる。この
結果、直交ミキサ３５の出力信号と同様に中間周波数に
ダウンコンバートされた第２のパイロット信号成分（第
２のダウンコンバート信号）のＩ出力信号（Ｉ−ＩＦ）
およびＱ出力信号（Ｑ―ＩＦ）が得られ、ミキサ５３お
よび５４の一方の入力端にそれぞれ印加される。すなわ
ち、Ｉ出力信号（Ｉ−ＩＦ）とＱ出力信号（Ｑ−ＩＦ）
は、位相が互いに直交する関係にある一組の第２のダウ
ンコンバート信号として、ミキサ５３および５４にそれ
ぞれ入力される。

【００６４】上記ミキサ５５のもう一方の入力端には実
施の形態１と同様に、分配器５１から第１のパイロット
信号の周波数ｆ_p1と第２のパイロット信号の周波数ｆ_p2
の差周波数（中間周波数）にビートダウンされた信号が
印加されており、上記のように入力されている中間周波
数にビートダウン（ダウンコンバート）された第１のダ
ウンコンバート信号（Ｉ−ＩＦ）を同期検波する。こう
して、ミキサ５５で同期検波された信号は、フィルタ
（図示されていない）により高調波成分が除去されるこ
とにより、第１のパイロット信号成分のＩ出力信号とし
て結合点３７に印加される。

【００６５】同様に、ミキサ５６では、直交ミキサ３５
から供給される第１のパイロット信号成分の中間周波数
にビートダウンされた第１のダウンコンバート信号（Ｑ
−ＩＦ）信号が同期検波され、高調波成分がフィルタ除
去され、Ｑ出力信号として結合点３８に印加される。ミ
キサ５３および５４においても同様に、直交ミキサ３６
から供給された第２のパイロット信号成分が中間周波数
にビートダウンされた第２のダウンコンバート信号（Ｉ
−ＩＦ）および（Ｑ−ＩＦ）が同期検波され、Ｉ出力信
号およびＱ出力信号としてそれぞれ結合点３７および結
合点３８に印加される。

【００６６】結合点３７において、第１のダウンコンバ
ート信号の上記Ｉ出力信号および第２のダウンコンバー
ト信号の上記Ｉ出力信号が合成され、実施の形態１と同
様にレベル変換器３９を経由して可変ベクトル調整器１
５にフィードバックされる。同様に、結合点３８では上
記Ｑ出力信号が合成され、レベル変換器４０を経由して
可変ベクトル調整器１５にフィードバックされる。

【００６７】可変ベクトル調整器１５は、実施の形態１
と同様に、ＦＦ増幅器の出力端に出力される出力信号に
含まれる第１および第２のパイロット信号が最小になる
ようにするために、結合点３７および３８の出力信号が
最小（ゼロ）になるように方向性結合器１２から供給さ
れた信号のベクトル（振幅および位相）を制御する。

【００６８】なお本実施の形態の変形例として、図４に
示す回路も考えられる。図４の回路において図３の回路
と異なる点は、図４の回路では、直交ミキサ３５を経て
第１のパイロット信号成分が中間周波数（ｆ_p1とｆ_p2の
差の周波数）にダウンコンバートされた第１のダウンコ
ンバート信号のＩ出力信号（Ｉ−ＩＦ）と、直交ミキサ
３６を経て第２のパイロット信号成分が中間周波数にダ
ウンコンバートされた第２のダウンコンバート信号のＩ
出力信号（Ｉ−ＩＦ）とが結合点３７で同相合成され、
同様に、直交ミキサ３５を経て第１のパイロット信号成
分が中間周波数にダウンコンバートされた第１のダウン
コンバート信号のＱ出力信号（Ｑ−ＩＦ）と、直交ミキ
サ３６を経て第２のパイロット信号成分が中間周波数に
ダウンコンバートされた第２のコンバート信号のＱ出力
信号（Ｑ−ＩＦ）とが結合点３８で同相合成され、それ
らがそれぞれミキサ５７、ミキサ５８で、第１のパイロ
ット信号の周波数ｆ_p1と第２のパイロットの信号周波数
ｆ_p2の差周波数（中間周波数）にビートダウンされた信
号により同期検波されている点である。それ以外の動作
は、図３の回路と同様である。

【００６９】図３の回路ではＩ−ＩＦおよびＱ−ＩＦを
同期検波するのにミキサが４個必要であったのが、図４
の回路では必要なミキサの数は２個になっている。つま
りこのような回路構成とすることにより、同期検波で必
要なミキサの数を少なくすることができる。

【００７０】実施の形態２の回路によれば、位相が互い
に直交する関係の信号にしているので検波処理が簡単に
なる。

【００７１】（実施の形態３）図５に本発明による実施
の形態３に係る回路の構成を示す。図５において、図１
および図３に示した実施の形態１および２の回路と同様
の、または対応する構成ブロックには同一の符号を付
し、重複する説明を省略する。

【００７２】実施の形態２と同様に、図５に記載の回路
においても方向性結合器２５を介して分配器５２に印加
される方向性結合器１３からの出力信号は、２分配さ
れ、バンドパスフィルタ４１および４２に入る。バンド
パスフィルタ４１は、入力された信号から周波数ｆ_p1の
第１のパイロット信号成分を帯域通過させ、帯域通過さ
れた第１のパイロット信号成分は、直交ミキサ３５の一
方の入力端に印加する。

【００７３】直交ミキサ３５は、この第１のパイロット
信号成分を、もう一方の入力端から入力された周波数ｆ
_p2の第２のパイロット信号と直交ミキシングして、同相
分（Ｉ）および直交分（Ｑ）のミキシング出力信号を出
力する。これらのミキシング出力信号をフィルタ（図示
省略）に通して高調波成分を除去すると、第１のパイロ
ット信号成分が中間周波数（ｆ_p1とｆ_p2の差の周波数）
にダウンコンバートされた第１のダウンコンバート信号
のＩ信号（Ｉ−ＩＦ）およびＱ信号（Ｑ−ＩＦ）が得ら
れ、それぞれ検波器ミキサ５５ａおよび５６ａに印加さ
れ、レベル検波される。

【００７４】同様に、直交ミキサ３６は、バンドパスフ
ィルタ４２を帯域通過した周波数ｆ _p2の第２のパイロッ
ト信号成分を第１のパイロット信号と直交ミキシングす
る。こうして、第２のパイロット信号成分が中間周波数
にダウンコンバートされた第２のダウンコンバート信号
のＩ信号（Ｉ−ＩＦ）およびＱ信号（Ｑ−ＩＦ）もまた
得られ、それぞれ検波器ミキサ５３ａおよび５４ａに印
加され、レベル検波される。

【００７５】検波器ミキサ５３ａによりレベル検波され
た上記第１のパイロット信号成分のＩ信号（Ｉ−ＩＦ）
は、図示されていないが、低域フィルタ処理されて、Ｉ
信号として結合点３７に印加される。同様に、検波器ミ
キサ５３ａによりレベル検波された第２のパイロット信
号成分のＩ信号（Ｉ−ＩＦ）も低域フィルタ処理され、
Ｉ信号として結合点３７に印加される。こうして低域フ
ィルタ処理されたＩ信号同士が結合点３７において合成
される。

【００７６】同様に、検波器ミキサ５６ａおよび検波器
ミキサ５４ａにより、レベル検波され、低域フィルタ処
理された第１および第２のパイロット信号成分のＱ信号
が、結合点３８に印加され、結合点３８において合成さ
れる。

【００７７】結合点以降の機能動作は、前記実施の形態
１および２と同様であるので、記述を省略する。なお、
上記検波器ミキサ５３ａ〜５６ａは、２次非線形検波器
または包絡線検波器または直線検波器のいずれでもよ
い。この場合図５に示すように、図１あるいは図２に示
すミキサ３３、ＩＦフィルタ４３および分配器５１を省
略することができる。

【００７８】（実施の形態４）以上までの本発明の実施
の形態の制御回路においては、第１のダウンコンバート
信号および第２のダウンコンバート信号の両方を検波す
ることにより、レベル変換した後、可変ベクトル調整器
１４に導入する、として説明してきたが、第１のダウン
コンバート信号と、第２のダウンコンバート信号とを切
り替えて、検波してレベル調整した後、可変ベクトル調
整器に導入してもよい。このような例を実施の形態４と
して図６に示す。

【００７９】図６に示す回路構成は、図１に示す回路構
成を変形したものである。図１に示される回路と同様
の、または対応する構成には同一の符号を付し、重複す
る説明は省略する。図６に示す回路構成においては、分
配器５１、結合点３７、３８が無く、直交ミキサ３５、
３６の代わりに直交ミキサ６２が使用される。そして、
直交ミキサ６２にはスイッチ６１の出力端が接続され、
スイッチ６１の入力端の一方にはＩＦフィルタ４４の出
力側が接続され、スイッチ６１の入力端の他方にはＩＦ
フィルタ４５の出力側が接続されている。ここでスイッ
チ６１としては、半導体スイッチが使用されている。そ
して、直交ミキサ６２の出力側は、レベル変換器３９、
４０に接続されている。

【００８０】次にこのような構成の回路の動作を説明す
る。

【００８１】スイッチ６１は、まずＩＦフィルタ４４と
直交ミキサ６２を接続し、直交ミキサ６２は第１のダウ
ンコンバート信号を検波する。そして、所定時間の経過
後、スイッチ６２は、ＩＦフィルタ４５と直交ミキサ６
２を接続するように切り替わり、直交ミキサ６２は第２
のダウンコンバート信号を検波する。その後スイッチ６
１は、上記所定の時間の経過後再びＩＦフィルタ４４と
直交ミキサ６２を接続し、直交ミキサ６２は第１のダウ
ンコンバート信号を検波する。スイッチ６１は、以上の
動作を繰り返すことにより、次々と第１のダウンコンバ
ート信号と第２のダウンコンバート信号を選択し、直交
ミキサ６２は、交互に第１のダウンコンバート信号と第
２のダウンコンバート信号を検波する。

【００８２】このとき、スイッチ６１が十分に速く第１
のダウコンバート信号と第２のダウンコンバート信号を
次々と切り替えることができれば、実施の形態１〜３ま
でに記載の回路と同様の効果を得ることができる。ま
た、このような構成の回路によれば、実施の形態１から
３に記載した構成の回路に比べて、直交ミキサの数が削
減され、分配器５１、結合点３７、３８が不要となるの
で、さらに回路構成を小型化することができる。

【００８３】なお、上記の動作は、スイッチ６１が第１
のダウンコンバート信号を選択する時間と第２のダウン
コンバート信号を選択する時間が同一時間として切り替
わるとして説明したが、第１のダウンコンバート信号を
選択している時間と、第２のダウンコンバート信号を選
択する時間が変えられて、スイッチ６１が切り替えられ
てもよい。すなわち、第１のダウンコンバート信号を選
択する時間と第２のダウンコンバート信号を選択する時
間に重み付けがされてスイッチ６１が切り替えられても
よい。次にそのような場合の例を説明する。

【００８４】図７は、等間隔に配置された４つの搬送波
が使用される場合の相互変調歪、パイロット信号のスペ
クトルを示す。４つの搬送波の周波数は、ｆ₁、ｆ₂、ｆ
₃、ｆ₄（ｆ₁＜ｆ₂＜ｆ₃＜ｆ₄）で示され、これら４つの
搬送波の相互変調により生じる歪み成分の中で最も搬送
周波数に近接する歪み成分（相互変調歪み成分）の周波
数が上記と同様にｆ_x、ｆ_yで示される。さらに、これら
の歪み成分を補償するためのパイロット信号の周波数
は、上記と同様に４つの搬送波の周波数ｆ₁、ｆ₂、
ｆ₃、ｆ₄ により決定され、図７に、歪み成分の外側に
位置するｆ_p1およびｆ_p2として示されている。

【００８５】例えば、４つの搬送波のうちの２つの搬送
波が選択されて使用している基地局の場合、２つの搬送
波の選択の仕方によって、最も搬送波に近接する各歪み
成分の周波数が上記のように決定されたｆ_xおよびｆ_yか
らずれることがある。この場合、ずれている割合に応じ
て、あらかじめ第１のダウンコンバート信号を選択する
時間と、第２のダウンコンバート信号を選択する時間に
重み付けがされてスイッチ６１が切り替わる。すなわ
ち、ずれている割合によって、各歪み成分の所望の抑圧
比を決定し、その決定した歪み成分の抑圧比が、第１の
ダウンコンバート信号を選択する時間の合計と第２のダ
ウンコンバート信号を選択する時間の合計との比に一致
してスイッチ６１が切り替わるように切替周期があらか
じめ設定される。例えば、各歪み成分の所望の抑圧比が
７：３であれば、スイッチ６１が第１のダウンコンバー
ト信号を選択する時間の合計と、第２のダウンコンバー
ト信号を選択する時間の合計の比が７：３となるよう
に、スイッチ６１が切り替えられる。このとき、スイッ
チ６１は、ＷｉｄｅｂａｎｄＣＤＭＡの基地局ではパ
ワーコントロールの周期である３００μｓｅｃより充分
に速い速度で動作する必要がある。このようにすること
により、搬送波の選択の仕方により、搬送波に近接する
各歪み成分の周波数がｆ_x、ｆ_yからずれていても効果的
に各歪み成分を除去することができる。

【００８６】なお、図７に示す例では、４つの搬送波が
等間隔に配置されているとして示しているが、間隔が不
均一に配置された４つの搬送波が使用されることもあ
る。その場合、搬送波に最も近い各歪み成分の周波数
は、上記の等間隔に配置された４つの搬送波が使用され
る場合に決定された周波数ｆ_x、ｆ_yから、ずれる。そし
て、ずれている割合に応じて上記と同様にしてスイッチ
６１が第１のダウンコンバート信号と第２のダウンコン
バート信号を重み付けされた周期で切り替えられる。

【００８７】また、搬送波が使用帯域内で低域側または
高域側に偏った配置で使用されることもあるが、このよ
うな場合も、上記と同様に所望の抑圧比でスイッチ６１
が切り替えられ、上記と同様の効果を得ることができ
る。

【００８８】また、本実施の形態においては、スイッチ
６１が周期的に切り替えられる、として説明してきた
が、基地局によっては、搬送波の片側の歪み成分しか問
題にならない場合もある。その場合は、スイッチ６１が
第１のダウンコンバート信号、または第２のダウンコン
バート信号のいずれか一方のみを選択する、ということ
も有り得る。

【００８９】また、本実施の形態においては、図１に記
載の回路においてスイッチ６１が導入され、第１のダウ
ンコンバート信号と第２のダウンコンバート信号とを切
り替える、として説明してきたが、図３および図５の回
路において、切替手段が導入されて第１のダウンコンバ
ート信号と第２のダウンコンバート信号とが切り替えら
れる構成であってもよい。その場合は（Ｉ−ＩＦ）信号
と（Ｑ−ＩＦ）信号において、それぞれ第１コンバート
信号と第２コンバート信号とを切り替える必要があるた
め、切替手段としては、連動するスイッチ（図示せず）
が使用される。

【００９０】また、本実施の形態においては、第１のパ
イロット信号成分に近接する歪み成分と、第２のパイロ
ット信号成分に近接する歪み成分の所望の抑圧比が７：
３の例で示したが、任意の他の比であってもよく、１
０：０、５：５、０：１０等であってもよい。その場合
は、これらの比の時間で第１のダウンコンバート信号と
第２のダウンコンバート信号が選択されるようにスイッ
チ６１が動作する。

【００９１】また、上記の歪み成分の所望の抑圧比は、
温度変化による増幅器の歪み特性の変化により変動する
ことがある。その場合は、所望の歪み成分の抑圧比の変
動に応じて第１のダウンコンバート信号と第２のダウン
コンバート信号とを選択するようにスイッチ６１を動作
させればよい。

【００９２】上記説明した本発明による実施の形態１〜
４では、第１および第２のパイロット信号源から発生さ
れた第１および第２のパイロット信号成分が、バンドパ
スフィルタ４１および４２を帯域通過して取り出されて
いる。したがって、温度の変化に伴って生ずる発振周波
数の変化並びにフィルタ特性の変化は、制御回路２０の
性能に影響する。このため、発振素子ならびにフィルタ
を構成する素子の温度特性が同一の特性を有する素子を
選択することにより、またはこれらの素子が同一の傾向
の温度特性になるように補償することにより、あるいは
各温度素子が同一の温度に維持されるように同一のオー
ブンにより加温して制御することにより、温度変化によ
る回路特性の低下を軽減することができる。

【００９３】また、以上までの実施の形態の説明におい
ては、方向性結合器２５から取り出された信号は、分配
器５２によって分配され、分配された信号がバンドパス
フィルタ４１、４２に通過されてからそれぞれミキシン
グされるとして説明してきたが、方向性結合器２５から
取り出された信号が、分配器５２により分配されその一
方が第２のパイロット信号によりミキシングされ、他方
が第１のパイロット信号によりミキシングされ、ミキシ
ングされた信号がそれぞれフィルタを通過することによ
り、第１のダウンコンバート信号、および第２のダウン
コンバート信号として取り出されてもよい。

【００９４】また、以上までの説明では、第１のパイロ
ット信号および第２のパイロット信号は、主増幅器１６
の入力側に挿入され重畳される、として説明してきた
が、主増幅器１６の出力側に挿入され重畳される構成で
あってもよく、その場合も上記と同様の効果を得ること
ができる。

【００９５】上記までの実施の形態のフィードフォワー
ド歪補償増幅器の制御回路によれば、２波のパイロット
信号を用いてＦＦ増幅器の非直線歪みの抑圧制御を行な
うようにしたことにより、実際に使用されるマルチキャ
リア信号の周波数帯域全体にわたる歪み抑圧を最適化す
ることを可能にする。

【００９６】さらに、ローカル発振器を別に設けること
なく、パイロット信号を利用して信号を中間周波数帯へ
ダウンコンバートして、フィルタリングや増幅等の信号
処理をすることにより、これらの信号処理が高周波帯で
行なわれるよりも容易にできるばかりでなく、回路実装
も容易且つ小形化される。従って、ローカル発振器の削
減も含め、小形低価格のＦＦ増幅器の制御回路が提供で
きる。

【００９７】

【発明の効果】本発明によれば、ローカル発振器が削減
され、ＦＦ増幅器の実際に使用されるマルチキャリア信
号の周波数帯域全体にわたる歪み抑圧を最適化すること
を可能にした、フィードフォワード歪補償増幅器、フィ
ードフォワード歪補償増幅器の制御回路、またはフィー
ドフォワード歪補償増幅器の制御方法を提供することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、本発明の実施の形態１に係る回路の構
成を示す図である。

【図２】図２は、実施の形態１〜３の回路の動作機能の
説明に用いる搬送波信号、歪み成分およびパイロット信
号の周波数スペクトルを示す図である。

【図３】図３は、本発明の実施の形態２に係る回路の構
成を示す図である。

【図４】図４は、本発明の実施の形態２の変形例に係る
回路の構成を示す図である。

【図５】図５は、本発明の実施の形態３に係る回路の構
成を示す図である。

【図６】図６は、本発明の実施の形態４に係る回路の構
成を示す図である。

【図７】図７は、実施の形態４の動作機能の説明に用い
る搬送波信号、歪み信号およびパイロット信号の周波数
スペクトルを示す図である。

【図８】図８は、従来のＦＦ増幅器の一例構成を示す図
である。

【符号の説明】

１１，１２，１３方向性結合器１４ベクトル調整器１５可変ベクトル調整器１６，１７増幅器１８，１９遅延線２０制御回路２１〜２５方向性結合器２６，２７パイロット信号源２８，２９移相器３１，３２，３３ミキサ３５，３６直交ミキサ３７，３８結合点３９，４０レベル変換器４１，４２バンドパスフィルタ４３，４４，４５ＩＦフィルタ５１，５２分配器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ▲たか▼地直樹神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１号松下通信工業株式会社内 (72)発明者斉藤祐二神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１号松下通信工業株式会社内Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 CA87 CA92 FA20 GN02 GN07 KA00 KA15 KA16 KA18 KA23 KA32 KA41 KA44 KA68 MA14 MA20 SA14 TA01 TA03 5J500 AA01 AA41 AC21 AC87 AC92 AF20 AK00 AK15 AK16 AK18 AK23 AK32 AK41 AK44 AK68 AM14 AM20 AS14 AT01 AT03 5K060 BB07 CC04 CC13 DD04 HH03 HH09 KK06

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】周波数が相異なる複数の搬送波を含む主
増幅器への入力信号から分岐した信号と前記主増幅器の
出力信号から分岐した信号とを結合させ、この結合によ
り搬送波成分同士が打ち消し合うことにより、前記主増
幅器で発生した歪成分を検出し、前記結合により得られ
た信号を前記主増幅器の出力信号に再結合させ、この再
結合に際してその対象となる信号のうち少なくとも一方
に関し再結合時に歪み成分同士が打ち消し合うよう振幅
および位相調整を施す、フィードフォワード歪補償増幅
器の制御方法において、第１および第２のパイロット信号源から得られる第１お
よび第２のパイロット信号を前記主増幅器の入力信号ま
たは出力信号に挿入し、前記再結合を経た信号の一部を
分岐して取り出し、前記分岐して取り出した信号を前記
第１および第２のパイロット信号によってミキシングす
ることによりダウンコンバートしてダウンコンバート信
号を生成し、前記ダウンコンバート信号に応じて前記振
幅および位相調整を施すための制御信号を発生させる、
フィードフォワード歪補償増幅器の制御方法。
【請求項２】周波数が相異なる複数の搬送波を含む主
増幅器への入力信号から分岐した信号と前記主増幅器の
出力信号から分岐した信号とを結合させ、この結合によ
り搬送波成分同士が打ち消し合うことにより、前記主増
幅器で発生した歪成分を検出する歪み検出ループと、前
記結合により得られた信号を前記主増幅器の出力信号に
再結合させる歪み補償ループと、並びにこの再結合に際
してその対象となる信号のうち少なくとも一方に関し再
結合時に歪み成分同士が打ち消し合うよう振幅および位
相調整を施す手段と、を含むフィードフォワード歪補償
増幅器の制御回路において、第１および第２のパイロット信号源から得られる第１お
よび第２のパイロット信号を前記主増幅器の入力信号ま
たは出力信号に挿入し、前記再結合を経た信号の一部を
分岐して取り出し、前記分岐して取り出した信号を前記
第１および第２のパイロット信号によってミキシングす
ることによりダウンコンバートしてダウンコンバート信
号を生成し、前記ダウンコンバート信号に応じて前記手
段への制御信号を発生させる、フィードフォワード歪補
償増幅器の制御回路。
【請求項３】前記分岐して取り出した信号を帯域通過
させて、前記第１のパイロット信号を含み前記第２のパ
イロット信号を含まない第１のパイロット信号成分を
得、前記第１のパイロット信号成分を前記第２のパイロ
ット信号によってミキシングすることにより前記第１の
パイロット信号の周波数と前記第２のパイロット信号の
周波数の差の周波数にダウンコンバートして第１のダウ
ンコンバート信号とし、前記分岐して取り出した信号を
別に帯域通過させて、前記第２のパイロット信号を含み
前記第１のパイロット信号を含まない第２のパイロット
信号成分を得、前記第２のパイロット信号成分を前記第
１のパイロット信号によってミキシングすることにより
前記差の周波数にダウンコンバートして第２のダウンコ
ンバート信号とする、請求項２に記載のフィードフォワ
ード歪補償増幅器の制御回路。
【請求項４】前記分岐して取り出した信号を帯域通過
させて、前記第１のパイロット信号を含み前記第２のパ
イロット信号を含まない第１のパイロット信号成分を
得、前記第１のパイロット信号成分を前記第２のパイロ
ット信号によって直交ミキシングすることにより前記第
１のパイロット信号の周波数と前記第２のパイロット信
号の周波数の差の周波数にダウンコンバートして、互い
に位相が直交する関係にある一組の第１のダウンコンバ
ート信号とし、前記分岐して取り出した信号を別に帯域
通過させて、前記第２のパイロット信号を含み前記第１
のパイロット信号を含まない第２のパイロット信号成分
とし、前記第２のパイロット信号成分を前記第１のパイ
ロット信号によって直交ミキシングすることにより前記
差の周波数にダウンコンバートして、互いに位相が直交
する関係にある一組の第２のダウンコンバート信号とす
る、請求項２に記載のフィードフォワード歪補償増幅器
の制御回路。
【請求項５】前記第１のパイロット信号と前記第２の
パイロット信号を利用して同期検波のための信号を発生
する同期検波用信号発生手段から供給される、前記第１
のパイロット信号の周波数と前記第２のパイロット信号
の周波数との差の周波数の同期検波用信号を用いて、前
記第１のダウンコンバート信号および／または前記第２
のダウンコンバート信号を同期検波して、前記制御信号
を発生させる、請求項３に記載のフィードフォワード歪
補償増幅器の制御回路。
【請求項６】前記第１のパイロット信号と前記第２の
パイロット信号を利用して同期検波のための信号を発生
する同期検波用信号発生手段から供給される、前記第１
のパイロット信号の周波数と前記第２のパイロット信号
の周波数との差の周波数の同期検波用信号を用いて、前
記互いに位相が直交する関係にある一組の第１のダウン
コンバート信号、および／または前記互いに位相が直交
する関係にある一組の第２のダウンコンバート信号を同
期検波することにより、前記制御信号を発生させる、請
求項４に記載のフィードフォワード歪補償増幅器の制御
回路。
【請求項７】前記第１のパイロット信号と前記第２の
パイロット信号を利用して同期検波のための信号を発生
する同期検波用信号発生手段から供給される、前記第１
のパイロット信号の周波数と前記第２のパイロット信号
の周波数との差の周波数の同期検波用信号を用いて、前記互いに位相が直交する関係にある一組の第１のダウ
ンコンバート信号の同相成分、および前記互いに位相が
直交する関係にある一組の第２のダウンコンバート信号
の同相成分を合成した信号と、前記互いに位相が直交す
る関係にある一組の第１のダウンコンバート信号の直交
成分、および前記互いに位相が直交する関係にある一組
の第２のダウンコンバート信号の直交成分を合成した信
号とを、それぞれ同期検波することにより前記制御信号
を発生させる、請求項４に記載のフィードフォワード歪
補償増幅器の制御回路。
【請求項８】前記互いに位相が直交する関係にある一
組の第１のダウンコンバート信号、および／または前記
互いに位相が直交する関係にある一組の第２のダウンコ
ンバート信号をそれぞれレベル検波することにより前記
制御信号を発生させる、請求項４に記載のフィードフォ
ワード歪補償増幅器の制御回路。
【請求項９】前記同期検波用信号発生手段は、前記第
１のパイロット信号と前記第２のパイロット信号とをミ
キシングして、前記ミキシングした信号のうち、前記第
１のパイロット信号の周波数と前記第２のパイロット信
号の周波数との差の周波数の信号を帯域通過させ、前記
帯域通過した信号を複数の経路に分配する、請求項５〜
７のいずれかに記載のフィードフォワード歪補償増幅器
の制御回路。
【請求項１０】前記第１のダウンコンバート信号と前
記第２のダウンコンバート信号とを切り替えて検波す
る、請求項３または４に記載のフィードフォワード歪補
償増幅器の制御回路。
【請求項１１】前記第１のダウンコンバート信号を使
用して検波する時間と、前記第２のダウンコンバート信
号を使用して検波する時間は、重み付けされて決定され
る、請求項１０に記載のフィードフォワード歪補償増幅
器の制御回路。
【請求項１２】前記第１および第２のパイロット信号
の周波数は、全ての前記搬送波に基づいて決定されてお
り、前記重み付けは、前記全ての搬送波のうち、実際に
使用される搬送波によって決定される、請求項１１に記
載のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路。
【請求項１３】前記第１および第２のパイロット信号
源の発振器を構成する素子と、前記第１のパイロット信
号を帯域通過させて取り出すための帯域通過フィルタを
構成する素子と、前記第２のパイロット信号を帯域通過
させて取り出すための帯域通過フィルタを構成する素子
と、が実質的に同一の温度特性の素子である、請求項３
または４に記載のフィードフォワード歪補償増幅器の制
御回路。
【請求項１４】前記第１および第２のパイロット信号
源の発振器を構成する素子と、前記第１のパイロット信
号を帯域通過させて取り出すための帯域通過フィルタを
構成する素子と、前記第２のパイロット信号を帯域通過
させて取り出すための帯域通過フィルタを構成する素子
と、が同一温度制御のオーブン上に設置されている、請
求項３または４に記載のフィードフォワード歪補償増幅
器の制御回路。
【請求項１５】周波数が相異なる複数の搬送波を含む
主増幅器への入力信号から分岐した信号と前記主増幅器
の出力信号から分岐した信号とを結合させ、この結合に
より搬送波成分同士が打ち消し合うことにより、前記主
増幅器で発生した歪成分を検出する歪み検出ループと、
前記結合により得られた信号を前記主増幅器の出力信号
に再結合させる歪み補償ループと、並びにこの再結合に
際してその対象となる信号のうち少なくとも一方に関し
再結合時に歪み成分同士が打ち消し合うよう振幅および
位相調整を施す手段と、を含むフィードフォワード歪補
償増幅器において、請求項３または４に記載のフィードフォワード歪補償増
幅器の制御回路を備えるフィードフォワード歪補償増幅
器。