JP3533351B2 - フィードフォワード増幅器及びその制御回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＣＤＭＡ(Code Di
vision Multiple Access)方式携帯電話用基地局・中継
局等を始め、無線通信・有線通信等の分野で低歪増幅の
ため使用されるフィードフォワード増幅器及びその制御
回路に関する。なお、本願中の説明では、理解の便のた
め、ＣＤＭＡ方式携帯電話を念頭に置くが、本発明は、
ＰＤＣ（Personal Digital Cellular）方式やＧＳＭ（G
lobal System for Mobile Communication）方式の携帯
電話用基地局で使用される多数のキャリアを同時増幅す
るマルチキャリアアンプや、ＯＦＤＭ(Orthogonal Freq
uency Division Multiplex)方式を採用する地上波ディ
ジタルテレビジョン放送用放送機・中継機等、ＣＤＭＡ
方式携帯電話以外でも実施できる。

【０００２】

【従来の技術】ＣＤＭＡ方式携帯電話では送信信号のス
ペクトルが拡散している。従って、基地局や中継局（ブ
ースタ）等で送信信号を増幅する際には、拡散したスペ
クトルが分布する帯域に亘り低歪な増幅器を使用するの
が望ましい。例えばＣＤＭＡ方式に従い多重化された信
号を増幅する用途等においては、増幅器への入力信号は
有意な幅を有する周波数帯域内に亘り分布するため、当
該入力信号が分布する周波数帯域（図３２中の“使用帯
域”）において良好な線形性従って低歪特性が増幅器に
対して要求される。しかしながら、単体の増幅器でその
様な低歪特性を実現することは困難であり、或いはコス
ト、回路規模等の面でユーザの要請に見合わない。通常
は、増幅器にて発生する歪成分を除去・抑圧するための
付加回路を設ける、というアプローチが採用される。

【０００３】増幅器の入出力非直線性によって発生する
歪成分のうち高調波等の一部は、増幅器の後段にフィル
タを設けることによっても、除去可能である。しかしな
がら、増幅すべき信号の近傍に発生する混変調歪・相互
変調歪等、フィルタのみでは除去するのが難しい歪成分
もある。また、歪成分により、増幅しようとする信号の
品質が損なわれる。常に低歪増幅を行えるようにするに
は、増幅器の出力信号中に含まれる歪成分を検出しその
結果に応じて増幅器の出力信号に含まれる歪成分が最小
になるように自動制御する回路が、必要となる。歪補償
方式としてフィードフォワード方式を採用する目的は、
増幅器出力中における残留歪成分のうちフィルタ等の手
段では除去困難な歪成分をもできるだけ抑圧・除去でき
るようにすること、温度変化、経時変化等が生じても好
適な歪成分除去抑圧性能を維持できるようにすること、
これらの達成によってより低歪増幅出力を得て送信信号
の品質を維持向上させること等にある。

【０００４】フィードフォワード方式を採用する歪補償
型増幅器即ちフィードフォワード増幅器は、信号を増幅
する主増幅器、主増幅器にて発生した歪を検出するため
のフィードフォワードループである歪検出ループ、この
歪を出力信号中から除去又は抑圧するためのフィードフ
ォワードループである歪除去ループ、歪検出ループ及び
歪除去ループの動作を自動制御する制御回路等から、構
成される。なお、フィードフォワード増幅器について
は、これまでにも様々な改良・変形が提案されている。
それらについては、特公平７−７７３３０号公報、特許
第２７１１４１３号、特許第２７１１４１４号、特許第
２７９９９１１号、特許第２８０４１９５号、特許第２
９４８２７９号、特許第２９４５４５１号、特許第２９
４５４４７号等を参照されたい。図３０においては、こ
れらの公報又は特許による開示に基づき、従来における
フィードフォワード増幅器の典型的な構成を示してい
る。

【０００５】図３０に示すフィードフォワード増幅器に
対し、図示しない前段の変調回路等から入力端子１を介
し入力される信号は、主増幅器５により増幅され、出力
端子２から後段の回路例えばアンテナ又はそれに前置さ
れる回路（フィルタ等）に供給される。この信号経路に
関連する２種類のフィードフォワードループのうち歪検
出ループは、分配回路３、ベクトル調整回路４、主増幅
器５、遅延回路６及び方向性結合器７により実現されて
おり、歪除去ループは、利得調整回路８、位相調整回路
９、補助増幅器１０、方向性結合器１１及び遅延回路１
２から構成されている。歪検出ループ及び歪除去ループ
における後述の調整動作を制御するための回路として
は、制御回路１７が設けられている。更に、制御回路１
７による制御を可能にするため、或いは制御回路１７の
一部として、分配回路１３、発振回路１４、狭帯域フィ
ルタ１５及び受信回路１６が設けられている。

【０００６】分配回路３は、入力端子１からの入力信号
を主増幅器５及び遅延回路６に分配する。主増幅器５
は、分配された入力信号を増幅し、その結果たる出力信
号を方向性結合器７に供給する。遅延回路６は、分配さ
れた信号を遅延させ、方向性結合器７に供給する。方向
性結合器７は、主増幅器５からの出力信号（Ａ点）を遅
延回路１２を介し方向性結合器１１に供給する一方で、
当該出力信号の一部を分岐して遅延回路６からの信号と
結合させ、その結果得られた信号を補助増幅器１０側に
供給する。補助増幅器１０は、方向性結合器７からの信
号を増幅し、方向性結合器１１に供給する。方向性結合
器１１は、遅延回路１２により遅延された信号と補助増
幅器１０により増幅された信号とを結合し、その結果得
られた信号（Ｂ点）を、出力端子２を介し後段の回路に
出力する。

【０００７】ここで、分配回路３により２分配された信
号には、主増幅器５において発生する歪成分は含まれて
いない。しかし、主増幅器５からの出力信号即ち即ちＡ
点における信号には、その種の歪成分が含まれている。
従って、方向性結合器７にて結合の対象となる２種類の
信号に含まれる成分のうち、入力端子１を介し主増幅器
５に入力される信号に対応する成分同士が方向性結合器
７内の信号結合点において同振幅かつ逆位相となってい
れば、方向性結合器７から補助増幅器１０側に供給され
る信号は主として歪成分のみを含む信号となる。また、
遅延回路１２を介し方向性結合器１１に供給される信号
には、主増幅器５で発生した歪成分が含まれており、補
助増幅器１０により増幅された信号には、主として主増
幅器５にて発生した歪成分のみを含む信号となる。従っ
て、方向性結合器１１にて結合の対象となる２種類の信
号に含まれる歪成分同士が方向性結合器１１内の信号結
合点において同振幅かつ逆位相となっていれば、方向性
結合器１１から出力端子２を介し出力される信号中には
歪成分は現れない。

【０００８】方向性結合器７及び１１内の信号結合点に
おいて以上のような振幅・位相関係を成り立たせるた
め、歪検出ループにはベクトル調整回路４が、歪除去ル
ープには利得調整回路８及び位相調整回路９が、それぞ
れ設けられている。ベクトル調整回路４は、分配回路３
からの分配出力のうち少なくとも一方（図では主増幅器
５側への分配出力）における振幅、位相各成分値を調整
することにより、実質的に、その振幅及び位相を調整す
る。利得調整回路８及び位相調整回路９は、それぞれ、
方向性結合器７から出力される２種類の信号のうち一方
（図では補助増幅器１０側への出力）の振幅及び位相を
調整する。

【０００９】ベクトル調整回路４は直交変調器により、
利得調整回路８は可変利得増幅器又は可変抵抗により、
位相調整回路９は可変移相器により、それぞれ実現でき
る。ベクトル調整回路４を利得調整回路８及び位相調整
回路９と同様の構成により実現することも、また、利得
調整回路８及び位相調整回路９をベクトル調整回路４と
同様の構成により実現することも、利得調整回路８と位
相調整回路９の順序の入れ替えも、可能である（この点
は、後述する本発明の実施形態においても同様であ
る）。遅延回路６及び１２は、それぞれ、並行して設け
られている主増幅器５側及び補助増幅器１０側の信号経
路にて発生する信号遅延を、補償する手段であり、各種
の遅延線等にて実現できる。

【００１０】従来から知られているフィードフォワード
増幅器においては、ベクトル調整回路４並びに利得調整
回路８及び位相調整回路９における調整量を、それぞ
れ、補助増幅器１０側に供給される信号が専ら歪成分を
含む信号となるよう、また出力端子２に現れる信号が歪
成分を含まない信号となるよう、最適な値に設定及び制
御する。周囲温度の変化、構成部品の性能の経時変化等
に対処し常に最適な制御状態を得るため、従来から、パ
イロット信号を利用した制御が行われている。先に掲げ
た公報・特許においては、パイロット信号として、少な
くとも、歪検出ループを最適化するための第１パイロッ
ト信号と、歪除去ループを最適化するための第２パイロ
ット信号とを用いている。

【００１１】第１パイロット信号は、方向性結合器７に
て結合の対象とされる２種類の信号双方に現れるよう、
分配回路３より前段において主信号経路上に注入され
る。歪検出ループの状態が最適であれば、方向性結合器
７における信号結合動作によって第１パイロット信号は
主信号成分と同様に打ち消され、補助増幅器１０側に供
給される信号は歪成分のみの信号となるはずである。そ
こで、補助増幅器１０側に供給される信号中に第１パイ
ロット信号が残留しているか否かを調べ、残留量がより
少なくなるようベクトル調整回路４における調整量を適
宜設定・更新していくことにより、歪検出ループの制御
状態を最適な状態にし、補助増幅器１０側に供給される
信号を歪成分のみの信号とすることができる。

【００１２】なお、図３０においては、第１パイロット
を発振、注入、検出してベクトル調整回路４に制御信号
を供給する回路について、図示を省略している。この回
路は、第２パイロット信号の注入及び検出並びに歪除去
ループ最適化制御に関する回路（後述）と同様の構成の
回路により実現できる。

【００１３】他方、第２パイロット信号は、方向性結合
器１１にて結合の対象となる２種類の信号双方に現れる
よう、分配回路３内の信号分岐点から主増幅器５を経て
方向性結合器７内の信号分岐点に至る経路上の任意の点
にて、信号経路に注入される。図２５に示した例では、
発振回路１４にて発振した周波数ｆの第２パイロット信
号が、主増幅器５にて（例えば主増幅器を構成する縦続
接続された複数の増幅器の段間にて）注入されている。
歪除去ループの制御状態が最適であれば、第２パイロッ
ト信号は歪成分と同様方向性結合器１１における信号結
合動作により打ち消され、出力端子２に現れる信号は歪
成分を含まない信号となるはずである。

【００１４】そこで、図３０に示した回路においては、
方向性結合器１１と出力端子２の間に設けられている分
配回路１３にて分岐された信号から、第２パイロット信
号の周波数が属する十分狭い帯域の成分を狭帯域フィル
タ１５によって取り出す。取り出した成分は、出力端子
２からの出力信号中に残留している第２パイロット信号
と見なすことができるため、そのレベルを受信回路１６
により検出する。制御回路１７は、検出されたレベル即
ち第２パイロット信号の残留量を、歪信号の残留量を示
す指標と見なし、これに基づき発生させた制御信号を利
得調整回路８及び位相調整回路９に与え、振幅及び位相
の調整量を適宜設定・更新する。

【００１５】制御回路１７は、先に掲げた公告公報及び
各特許の記載にもある通り、図３１に示す構成とするの
が一般的である。図３１においては、受信回路１６によ
り検出されたレベル（図中の“受信電圧”）をＡ／Ｄ変
換回路１７１によりディジタルデータに変換して信号処
理用のＣＰＵ１７２に入力し、ＣＰＵ１７２における制
御信号値決定処理の結果得られたディジタルデータをＤ
／Ａ変換回路１７４によりアナログの制御信号（“制御
電圧”）に変換して利得制御回路８及び位相制御回路９
に供給している。

【００１６】ＣＰＵ１７２における制御信号値決定処理
は、先に掲げた公告公報及び各特許の記載にもある通
り、通常、振幅調整量と位相調整量を交互にステップ的
に試行変化させるステップバイステップ探索処理により
実現される。この種の処理においては、ＣＰＵ１７２
は、利得制御回路８における振幅調整量（利得）をステ
ップ的に所定量だけ変化させることによって、受信回路
１６におけるレベル検出値がより低くなる利得変化方向
を調べ、その方向に利得を変化させる動作と、位相調整
回路９における位相調整量（移相量）をステップ的に所
定量だけ変化させることによって、受信回路１６におけ
るレベル検出値がより低くなる位相変化方向を調べ、そ
の方向に位相を変化させる動作とを、交互に実施する。
交互に実施するのは、利得及び移相量を同時に変化させ
たのではレベル検出値における変化が利得の変化による
ものか移相量の変化によるものか判別できないためであ
る。こういった処理の繰り返しによりレベル検出値が最
低となる利得及び移相量の組合せが見つかった後は、レ
ベル検出値に有意な変化が現れない限り、これを保持す
る。レベル検出値に有意な変化が現れたときには、再
度、同様の探索処理を実行する。これにより、ＣＰＵ１
７２は、周囲温度の変化、構成部品の性能の経時変化等
により歪除去ループの状態が最適状態からずれること
を、防いでいる。なお、図中１７３はＣＰＵ１７２が使
用するメモリである。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上説
明した従来技術には、次のような問題点がある。

【００１８】まず、従来は、図３１に示したようにＣＰ
Ｕ１７２或いはこれに類する信号処理用のプロセッサを
用いた回路により、ステップバイステップ探索処理を実
行することによって、歪除去ループが最適な制御状態を
確立及び維持していた。そのため、制御を開始してから
或いは動作条件が変化してから歪除去ループが最適な制
御状態を確立するまでに、例えば数秒から１０秒程度の
時間がかかる等、無視し得ない時間が必要であった。こ
の時間においては、歪除去ループが最適な制御状態とな
っていないため歪成分や第２パイロット信号が出力信号
中に残留し、後段のアンテナからの不要輻射の発生等、
各種の支障が発生する。

【００１９】また、歪除去ループにおける調整量の最適
化制御が第２パイロット信号の残留量（レベル検出値）
に基づき実行されることから、歪成分の除去抑圧効果が
最高になるのは、第２パイロット信号の周波数において
である（図３３参照）。このように最適な制御状態を１
点でしか実現できない理由は、主として、フィードフォ
ワード増幅器を構成する各部品が完全に平坦な周波数特
性を有するわけではないことである。また、最適な制御
状態を実現できる点が第２パイロット信号の周波数であ
るのは、第２パイロット信号の残留量が最低になるよう
に自動制御を行っているためである。他方、受信回路１
６にて第２パイロット信号の残留量を好適に検出できる
ようにするには、狭帯域フィルタ１５にて第２パイロッ
ト信号を好適に分離抽出できるよう、第２パイロット信
号の周波数を設定する必要がある。そのため、従来は、
フィードフォワード増幅器の使用帯域外に第２パイロッ
ト信号の周波数ｆを設定し（図３２及び図３３参照）、
フィードフォワード増幅器の使用帯域における歪成分除
去抑圧効果ができる限り高くなるよう、しかし狭帯域フ
ィルタ１５にて残留第２パイロット信号を抽出できるよ
う、フィードフォワード増幅器の使用帯域と第２パイロ
ット信号の周波数との間隔Δｆを設定していた。このよ
うに相反する要請の間でバランスをとろうとする微妙な
設定が必要であることは、フィードフォワード増幅器の
設計・使用に際して支障である。また、フィードフォワ
ード増幅器の使用帯域における歪成分除去抑圧効果が、
原理上、最高にはなり得ない。

【００２０】本発明は、このような問題点を解決するこ
とを課題としてなされたものであり、ＣＰＵ等を用いて
ステップバイステップ的な調整量制御動作を行う必要を
なくし、歪除去ループにおける最適な制御状態を従来に
比べ短時間で確立できるようにすると共により安定な制
御を実現することや、パイロット信号周波数の微妙な設
定なしにかつ簡素な回路によって、フィードフォワード
増幅器の使用帯域における歪成分除去抑圧効果を改善す
ることを、その目的とする。

【００２１】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るため、本発明に係る制御回路は、（１）主増幅器、主
増幅器への入力信号の一部と主増幅器からの出力信号の
一部とをその振幅及び位相の相互関係を調整して結合す
ることにより歪信号を発生させる歪検出ループ、並びに
歪信号と主増幅器からの出力信号とをその振幅及び位相
の相互関係を調整して結合することにより低歪化出力信
号を発生させる歪除去ループを備えるフィードフォワー
ド増幅器にて用いられ、（２）主増幅器にて発生した歪
成分の低歪化出力信号中における残留分が抑圧されるよ
う歪検出ループ及び歪除去ループに対し制御信号を供給
して上記調整動作を制御する制御回路であって、（３）
局部発振信号を用いて基本パイロット信号をアップコン
バートすることにより和周波数及び差周波数に係る上側
及び下側パイロット信号を発生させ、発生させた上側及
び下側パイロット信号を、歪除去ループにて結合対象と
される各信号中に入り込むこととなるよう歪検出ループ
内に注入する注入側ミキサと、（４）低歪化出力信号の
一部を入力し、局部発振信号を用いてこの低歪化出力信
号を同相及び直交位相（π／２［ｒａｄ］）でダウンコ
ンバートすることにより利得及び位相の誤差信号を発生
させる検出側ミキサと、（５）基本パイロット信号を参
照信号としてこれらの誤差信号を同期検波することによ
り歪除去ループに対する上記制御信号を発生させる同期
検波回路とを備え、（６）上側パイロット信号の周波数
と下側パイロット信号の周波数との間にフィードフォワ
ード増幅器にて増幅すべき周波数帯域のうちの少なくと
も一部が含まれることとなるよう、局部発振信号及び基
本パイロット信号の基本周波数が設定されていることを
特徴とする。また、本発明に係るフィードフォワード増
幅器は、上述の如き主増幅器、歪検出ループ及び歪除去
ループを備え、制御回路として、本発明に係る制御回路
を備えることを特徴とする。

【００２２】このように、本発明においては、注入側ミ
キサにおいて基本パイロット信号をアップコンバートし
ている。その結果として、アップコンバートの際に用い
た局部発振信号とアップコンバートの対象となった基本
パイロット信号の和周波数を有する上側パイロット信号
と、差周波数を有する下側パイロット信号とが、注入側
ミキサから得られる。歪除去ループの状態が最適な状態
とは言い得ない状態であるときには、これら上側及び下
側パイロット信号が、低歪化出力信号中に残留する。検
出側ミキサにおいては、アップコンバート時に用いた局
部発振信号と同じ局部発振信号を用いて低歪化出力信号
を同相及び直交位相でダウンコンバートすることによ
り、低歪化出力信号中に残留している上側及び下側パイ
ロット信号を共に基本パイロット信号と同じ周波数（帯
域）に変換する。同期検波回路は、このようにして得ら
れた利得の誤差信号と位相の誤差信号を、アップコンバ
ートの対象とされた基本パイロット信号を参照信号とし
て、同期検波する。これにより、最適な制御状態に対す
る現在の制御状態の誤差を表す信号が同期検波回路の検
波出力として得られるため、これを制御信号として歪除
去ループ（例えばその利得及び位相調整回路又はベクト
ル調整回路）に供給することにより、歪除去ループの状
態を最適状態に近づけ、低歪化出力信号中に残留する歪
成分を除去・抑圧することができる。

【００２３】上述の動作中、注目すべき点の一つは、低
歪化出力信号中に残留している（第２）パイロット信号
を基本パイロット信号を参照信号として同期検波するこ
とによって、制御信号を発生させていること、そのた
め、従来技術において用いられていたステップバイステ
ップ探索処理を実行する必要がなくまたそのためのＣＰ
Ｕ又はプロセッサが必要でないこと、更には振幅及び位
相双方を同時に自動調整可能であることである。即ち、
本発明によれば、ステップバイステップ探索処理を実行
する従来技術に比べ、制御の開始から最適制御状態の確
立までの時間や動作条件の変化（温度変化等）から最適
制御状態の確立までの時間を短縮することができ、歪成
分やパイロット信号の不要輻射等の問題点を解消するこ
とができる。この点において、本発明は、本願出願によ
り先に出願済の特願平１０−３００６６７号及び特願平
１１−１９１９０１号の応用、変形或いは改良に相当し
ている。

【００２４】また、歪除去ループ最適化のためのパイロ
ット信号を１種類しか使用しない従来技術においてはそ
のパイロット信号の周波数において歪成分除去抑圧効果
が最高になり、その結果主増幅器の使用帯域内における
歪成分除去抑圧効果が最高になり得ないという問題が生
じていた。これに対して、本発明においては、歪除去ル
ープ最適化のためのパイロット信号を２種類（上側及び
下側パイロット信号）注入している。そのため、歪成分
除去抑圧効果は、上側パイロット信号の周波数より低く
下側パイロット信号の周波数より高い周波数、例えば局
部発振信号の周波数の近傍にて、最高になる。本発明に
おいては、更に、局部発振信号及び基本パイロット信号
の基本周波数を、上側パイロット信号の周波数と下側パ
イロット信号の周波数との間にフィードフォワード増幅
器が使用される周波数帯域のうちの少なくとも一部が含
まれることとなるよう、設定している。従って、本発明
によれば、フィードフォワード増幅器が使用される周波
数帯域のうち、少なくとも、上側パイロット信号の周波
数と下側パイロット信号の周波数との間に存する部分に
おいては、上側及び下側パイロット信号の周波数におけ
る歪成分除去抑圧効果より高い歪成分除去抑圧効果が得
られる。

【００２５】局部発振信号及び基本パイロット信号の基
本周波数次第では、歪成分除去抑圧効果が最高になる点
を、フィードフォワード増幅器が使用される周波数帯域
内におくことも可能である。例えば、局部発振信号の基
本周波数ｆ_Ｌを、フィードフォワード増幅器が使用され
る周波数帯域内におき、基本パイロット信号の基本周波
数ｆ_Ｐを、局部発振信号の基本周波数ｆ_Ｌより低い周波
数とする。このようにすれば、上側パイロット信号の周
波数はｆ_Ｌ＋ｆ_Ｐ、下側パイロット信号の周波数はｆ_Ｌ
−ｆ_Ｐとなり、歪成分除去抑圧効果が最高になる点が、
周波数ｆ_Ｌ近傍、即ちフィードフォワード増幅器が使用
される周波数帯域内に位置することとなる。局部発振信
号の基本周波数ｆ_Ｌを主増幅器への入力信号の周波数帯
域の中央におき、基本パイロット信号の基本周波数ｆ_Ｐ
をフィードフォワード増幅器が使用される周波数帯域幅
の１／２以上としておけば、当該入力信号の周波数帯域
全体を、歪成分除去抑圧効果が最高又はそれに近い領域
内におくことができる。

【００２６】また、フィードフォワード増幅器が使用さ
れる周波数帯域がそれぞれ所定のチャネル幅を有する複
数のチャネルに区分されている用途においては、例え
ば、局部発振信号の基本周波数ｆ_Ｌを、チャネルとチャ
ネルの間に設けられているチャネル分離帯域（ガードバ
ンド）内におき、基本パイロット信号の基本周波数ｆ_Ｐ
を、チャネル幅の自然数倍の周波数とする。このように
すれば、周波数ｆ_Ｌ＋ｆ _Ｐと周波数ｆ_Ｌ−ｆ_Ｐにより挟
まれる複数のチャネル、特に周波数ｆ_Ｌ近傍にて、歪成
分除去抑圧効果が最高になる。

【００２７】なお、ここで「基本周波数」なる用語を用
いているのは、後述の如く、上側及び下側パイロット信
号のスペクトルを拡散させる実施形態があり得るためで
ある。また、本発明の好適な実施形態においては、局部
発振信号を発振する第１の発振回路及び基本パイロット
信号を発振する第２の発振回路を設けることとしている
が、これは必須ではない。例えば、より前段の回路にお
いて同じ周波数で発振する発振回路が設けられている場
合には、その発振回路から入力するようにしてもよい。

【００２８】更に、本発明においては、歪除去ループの
最適化制御に使用するパイロット信号（従来技術におけ
る第２パイロット信号）を、局部発振信号との混合によ
る基本パイロット信号のアップコンバートにより発生さ
せている。従って、同じ局部発振信号を用いて検出側ミ
キサにより低歪化出力信号の一部を同相及び直交位相で
ダウンコンバートすることによって、低歪化出力信号中
における上側及び下側パイロット信号を、基本パイロッ
ト信号の周波数に戻すことができ、基本パイロット信号
の周波数帯域にて利得及び位相の残留量を検出でき、そ
れを同期検波することで制御信号を生成できる。同じ局
部発振信号をアップ／ダウン双方のコンバートに使用で
きまた基本パイロット信号を同期検波の際の参照信号と
して使用できるため、局部発振信号及び基本パイロット
信号に多少周波数変動が現れても問題なく制御信号を生
成でき、安定性がさほどよくない発振回路を用いて低価
格化を図ることができる。

【００２９】また、これら、パイロット信号の注入及び
残留量検出並びに制御信号生成に際して必要になる部材
は、注入側ミキサ、検出側ミキサ及び同期検波回路のみ
であり、回路構成が簡素になる。発振回路、ミキサ及び
検波回路の個数低減をはじめとする回路構成の簡素化が
達成されているため、後述するフィルタや分配回路・方
向性結合器等を考慮に入れても、特開平７−１０６８６
１号公報及び特開平８−５６１２６号公報に記載の技術
に比べ、本発明に係る制御回路の回路構成は簡素である
といえよう。

【００３０】なお、特開平７−１０６８６１号公報及び
特開平８−５６１２６号公報には、その周波数が互いに
異なる２種類の第２パイロット信号を用いることが示さ
れている。しかし、当該２種類の第２パイロット信号を
それぞれ個別の発振回路にて発生させているため、発振
回路、ミキサ、検波回路等の個数が本発明より多くなら
ざるを得ないことに、留意されたい。更に、ミキサ出力
に現れる和差両周波数成分をパイロット信号として注入
する点について、これらの公報中には開示も示唆もない
ことに留意されたい。

【００３１】また、注入する上側及び下側パイロット信
号のレベルは任意に設定することができるが、回路の小
型化、コストダウン、低消費電力化等を考慮すると、で
きるだけ低レベルとすることが望ましい。上側及び下側
パイロット信号が低レベルであれば、低歪化出力信号中
におけるそれらの残留量（レベル）も低くなる。更に、
パイロット信号の残留量ができるだけ少なくなるように
歪除去ループを制御するため、最適な制御状態に近づけ
ば近づくほど、低歪化出力信号中におけるそれらの残留
量（レベル）が低くなる。他方で、低歪化出力信号中に
はフィードフォワード増幅器で増幅すべき信号に対応す
る成分も含まれており、パイロット信号の残留分の検出
に際しては、この成分はいわば雑音・不要成分として作
用する。本発明の好適な実施形態においては、この雑音
・不要成分を低減するために、検出側ミキサに入力され
る低歪化出力信号中に含まれる成分のうち、フィードフ
ォワード増幅器にて増幅すべき信号に対応する成分が打
ち消されるよう、検出側ミキサに入力される低歪化出力
信号に、主増幅器にて増幅すべき信号に対応する成分を
含む（しかし上側及び下側パイロット信号を含まない）
信号を、逆相加算する。これによって、検出側ミキサへ
の入力中に含まれる上記雑音・不要成分が除去・抑圧さ
れ、ひいては、ダウンコンバート後の出力中のうち、上
記雑音・不要成分に対応した成分が除去・抑圧される。
即ち、本発明の好適な実施形態によれば、パイロット信
号の残留量が非常に低いレベルになることがあるにもか
かわらず、当該残留量を誤差信号の形態で安定して検出
することが可能である。また、検出側ミキサのダイナミ
ックレンジが狭くてもよいため、その面でも、回路の小
型化、コストダウン、低消費電力化等の効果が高まる。

【００３２】更に、本発明における上側及び下側パイロ
ット信号は、フィードフォワード増幅器が使用される周
波数帯域内においてもよいし、同周波数帯域外において
もよい。また、上側及び下側パイロット信号としてそれ
ぞれ単一周波数の信号を用いてもよいが、スペクトル拡
散変調された信号を用いてもよい。特に、増幅出力すべ
き信号に対し上側及び下側パイロット信号が影響を与え
ることを防ぐには、これら上側及び下側パイロット信号
の周波数又は拡散帯域をフィードフォワード増幅器が使
用される周波数帯域外におくか、これら上側及び下側パ
イロット信号としてそれぞれスペクトル拡散変調された
信号を用いフィードフォワード増幅器にて増幅すべき信
号に相当する成分に対しては雑音として作用させるのが
望ましい。上側及び下側パイロット信号のスペクトルを
有意な幅を有する周波数帯域に拡散させるには、局部発
振信号及び基本パイロット信号のうち少なくとも一方を
スペクトル拡散変調する変調回路を設ければよい。

【００３３】また、上側及び下側パイロット信号の周波
数又は拡散帯域の一部若しくは全部がフィードフォワー
ド増幅器にて増幅すべき信号の周波数帯域内に入り込む
よう局部発振信号及び基本パイロット信号の基本周波数
を設定し、或いはスペクトル拡散変調のための変調回路
を設けることによって、歪除去抑圧効果が最高になる周
波数がフィードフォワード増幅器が使用される周波数帯
域内に確実に入ることになり、フィードフォワード増幅
器にて増幅すべき信号の周波数帯域内における歪成分除
去抑圧効果が高まる。なお、このような周波数配置を採
用する場合には、検出側ミキサに入力される低歪化出力
信号にフィードフォワード増幅器にて増幅すべき信号の
一部を逆相加算する回路（既述）をも設け、パイロット
信号の残留量検出を安定化させるのが望ましい。

【００３４】検出側ミキサから同期検波回路へと誤差信
号を供給する経路上には、好ましくは、検出側ミキサに
て得られる誤差信号から基本パイロット信号と同一の又
はその近傍の周波数成分を分離し誤差信号として同期検
波回路に供給するフィルタを設ける。本発明において
は、検出側ミキサにおいてダウンコンバートされた信号
を同期検波する回路構成を採用しているため、増幅され
る信号（例えば無線周波数の信号）に近い周波数を有す
る第２パイロット信号の残留量を検出する従来技術に比
べ、残留パイロット信号を分離抽出するためのフィルタ
の選択度を向上させることが容易であり、それによって
パイロット信号残留量を誤差信号の形態でより精度よく
検出することができるため歪補償の精度も向上する。

【００３５】また、スペクトル拡散された上側及び下側
パイロット信号を用いて本発明を実施する場合に、実施
形態としては、同期検波回路に入力される信号がスペク
トル拡散している信号となる実施形態がある。この種の
実施形態において残留パイロット信号分離抽出用のフィ
ルタを設ける場合、スペクトルの拡散帯域の幅に応じそ
のフィルタの通過帯域幅を広めに設定する。これに対し
て、参照信号がスペクトル拡散変調されないよう変調回
路を設けると共に、誤差信号をスペクトル逆拡散変調す
る回路を設け、同期検波回路に入力される信号が無変調
信号即ちスペクトル拡散変調されていない信号になるよ
うにした実施形態においては、残留パイロット信号分離
抽出用のフィルタの通過帯域幅を狭くすることができ、
選択度を向上させることができる。

【００３６】更に、本発明は、低歪化出力信号中に含ま
れる成分のうちフィードフォワード増幅器にて増幅すべ
き信号に相当する成分を除去した信号に基づき歪除去ル
ープの最適化制御を行う発明としても、把握することが
できる。即ち、本発明の第２の側面は、（１）主増幅
器、主増幅器への入力信号の一部と主増幅器からの出力
信号の一部とをその振幅及び位相の相互関係を調整して
結合することにより歪信号を発生させる歪検出ループ、
並びに歪信号と主増幅器からの出力信号とをその振幅及
び位相の相互関係を調整して結合することにより低歪化
出力信号を発生させる歪除去ループを備えるフィードフ
ォワード増幅器にて用いられ、（２）主増幅器にて発生
した歪成分の低歪化出力信号中における残留分が抑圧さ
れるよう歪検出ループ及び歪除去ループに対し制御信号
を供給して上記調整動作を制御する制御回路であって、
（３）低歪化出力信号の一部を分岐する手段と、（４）
この分岐に際して又は分岐の後に、当該低歪化出力信号
の一部に主増幅器への入力信号の一部を逆相加算する手
段と、（５）この逆相加算の結果フィードフォワード増
幅器にて増幅すべき信号に対応する成分が除去された信
号に基づき、歪除去ループに対する上記制御信号を発生
させる手段とを、備えることを特徴とする発明である。

【００３７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の好適な実施形態に
関し図面に基づき説明する。なお、図３０乃至図３３に
示した従来技術と同様の又は対応する構成には同一の符
号を付し、重複する説明を省略する。

【００３８】（１）第１実施形態 図１に、本発明の第１実施形態に係るフィードフォワー
ド増幅器の構成を示す。この図においては歪検出ループ
の最適化制御に関する回路は示されていないが、これは
図示の簡略化のために過ぎない。一例としては、本願出
願人が特願平１０−３００６６７号及び特願平１１−１
９１９０１号にて提案した回路即ち同期検波回路及びＡ
ＬＣ回路を用い第１パイロット信号を廃止した回路とし
てもよい。或いは、従来と同様、第１パイロット信号を
用いてもよい。更に、本願出願人が特願平１１−１１９
３７２号にて提案した通り、歪検出ループの制御状態を
最適状態からわずかにずらし或いは増幅前の信号の一部
を補助増幅器１０側にフィードフォワードすることによ
って、電力効率を改善する工夫を施してもよい。

【００３９】本実施形態にて特徴的な点の一つは、発振
回路２０にて発振した周波数ｆ_Ｐの基本パイロット信号
を、発振回路２１にて発振した周波数ｆ_Ｌの局部発振信
号を用いて、注入側ミキサ２２によりアップコンバート
し、それにより発生させた周波数ｆ_Ｌ＋ｆ_Ｐの上側パイ
ロット信号及び周波数ｆ_Ｌ−ｆ_Ｐの下側パイロット信号
を、第２パイロット信号として歪検出ループ中に注入し
ていることである。図１においては主増幅器５の段間に
おいてこれら上側及び下側パイロット信号を注入してい
るが、分配回路３内の信号分岐点から主増幅器５を経て
方向性結合器７内の信号分岐点に至る経路上にある他の
点、例えば点Ｃや点Ｄにおいて、注入するようにしても
よい。また、注入側ミキサ２２は双平衡変調器等として
構成できる。

【００４０】本実施形態においては、更に、方向性結合
器１１から出力端子２を介して後段に出力される信号即
ち低歪化出力信号の一部を分配回路１３により分岐し、
検出側ミキサ２３にて、発振回路２１からの局部発振信
号即ちアップコンバート時に用いた局部発振信号と同じ
信号（図２中のＬｏ）を用いて、分配回路１３からの信
号を同相及び直交位相でダウンコンバートしている。こ
のダウンコンバートによって、低歪化出力信号中に残留
している周波数ｆ_Ｌ＋ｆ_Ｐの上側パイロット信号及び周
波数ｆ_Ｌ−ｆ_Ｐの下側パイロット信号は、共に、周波数
ｆ_Ｐでその位相がπ／２［ｒａｄ］異なる信号（Ｅｒｒ
ＩとＥｒｒＱ）に変換される。狭帯域フィルタ２４は、
検出側ミキサ２３から出力される信号を濾波することに
よって、周波数ｆ_Ｐに変換された残留しているパイロッ
ト信号その他を取り出し、同期検波回路２５に対し利得
と位相の誤差信号ＥｒｒＩとＥｒｒＱとして供給する。
同期検波回路２５は、発振回路２０から供給される基本
パイロット信号を参照信号Ｒｅｆとして用いてこの誤差
信号Ｅｒｒを同期検波し、その結果得られるＩ成分出力
及びＱ成分出力を、比較誤差増幅器２６を介し、利得調
整回路８及び位相調整回路９に制御信号として供給す
る。

【００４１】同期検波回路２５及び比較誤差増幅器２６
は、それぞれ、図２又は図３に示される構成を有してい
る。検出側ミキサ２３の内部においては、２個の双平衡
変調器ＭＩＸ−ｉ及びＭＩＸ−ｑに対し９０度分配器に
より分配回路１３からの入力信号ＲＦが９０゜分配され
局部発振信号が同相分配器により同相分配される。同相
の成分の積である双平衡変調器ＭＩＸ−ｉの出力Ｅｒｒ
Ｉは、狭帯域フィルタ２４を介して同期検波回路２５中
の双平衡変調器ＭＩＸ−Ｉに入力され、同様に、相直交
する成分の積である双平衡変調器ＭＩＸ−ｑの出力Ｅｒ
ｒＱは狭帯域フィルタ２４を介して同期検波回路２５中
の双平衡変調器ＭＩＸ−Ｑに入力される。同期検波回路
２５においては、参照信号Ｒｅｆが同相２分配され、双
平衡変調器ＭＩＸ−Ｉ及びＭＩＸ−Ｑに入力される。こ
こで、双平衡変調器ＭＩＸ−Ｉの出力は、利得制御誤差
を示す直流電圧であるため、比較誤差増幅器２６内で所
定の基準電圧例えば０［Ｖ］と比較され、その比較の結
果得られた電圧が利得調整回路８に対し利得制御用の制
御信号（制御電圧）として供給される。同様に、双平衡
変調器ＭＩＸ−Ｑの出力は、位相制御誤差を示す直流電
圧であるため、比較誤差増幅器２６内で所定の基準電圧
例えば０［Ｖ］と比較され、その比較の結果得られた電
圧が位相調整回路９に対し移相量制御用の制御信号（制
御電圧）として供給される。

【００４２】ここで、検出側ミキサ２３のＲＦ入力信号
とＬｏ入力信号の位相差、すなわち、図１のＬ点から注
入側ミキサ２２、フィードフォワード増幅器の歪除去ル
ープ、分配回路１３を経て検出側ミキサ２３のＲＦ入力
に至る経路の通過移相量βと、Ｌ点から検出側ミキサ２
３のＬｏ入力に至る経路の通過移相量θが、β−θ＝ｎ
π［ｒａｄ］（ｎは整数）となるような位相関係に設定
する（検出側ミキサ２３のＲＦ入力とＬｏ入力の位相差
を調整する）と、検出側ミキサ２３のＥｒｒＩ出力信号
ベルが最大になり、レベルが高い信号が得られる。

【００４３】なお、図３に示した比較誤差増幅器２６で
は、２個の演算増幅器の非反転入力端子に基準電圧を印
加し、反転入力端子に同期検波回路２５の出力電圧を印
加している。反転／非反転のいずれの入力端子に基準電
圧を印加し検波出力を印加すべきかについては、利得又
は移相量の制御電圧を高めたときに利得又は移相量が増
加するのか減少するのかに応じ、制御誤差を低減する方
向の帰還がかかるよう、設計的に定めればよい。また、
各演算増幅器に付加されているループフィルタについて
は、この帰還に係るループが安定かつ高速に動作するよ
う設計する。これら誤差増幅器の利得を切り替え、電源
投入時等制御開始時は利得を大きくして制御速度を速
め、制御が収束に近づいた時点で利得を小さくしてルー
プを安定に動作させるようにしてもよい。基準電圧は、
利得又は移相量の誤差が０であるときのＩ成分検波出力
又はＱ成分検波出力に応じて定める。先に示した基準電
圧＝０［Ｖ］の例は、利得又は移相量の誤差が０である
ときのＩ成分検波出力又はＱ成分検波出力が０［Ｖ］で
ある場合の例である。

【００４４】検出側ミキサ２３において、図４に示すよ
うに、同相分配器と９０度分配器を置き換えても、同様
の機能を実現できる。また、同期検波回路２５のＭＩＸ
−Ｉ、ＭＩＸ−Ｑは双平衡変調器に限らず、スイッチン
グ回路等他の方法でも同期検波機能を実現できる。ま
た、狭帯域フィルタ２４は、フィードフォワード増幅器
の使用帯域に対するパイロット信号周波数の設定によっ
ては、あえて狭帯域である必要はない。使用帯域に対し
パイロット信号周波数が上下に十分に離れている場合
は、ハイパスフィルタに置き換えることも可能である。

【００４５】図５に、本実施形態における周波数設定の
一例を示す。本実施形態においては、局部発振信号の周
波数ｆ_Ｌを、フィードフォワード増幅器の使用帯域即ち
フィードフォワード増幅器にて増幅すべき信号の周波数
帯域のほぼ中心に、設定している。更に、基本パイロッ
ト信号の周波数ｆ_Ｐを、主増幅器５の使用帯域幅（例え
ば１０ＭＨｚ）の１／２を上回る周波数（例えば６ＭＨ
ｚ）に、設定している。従って、注入側ミキサ２２にて
発生する和周波数の出力である上側パイロット信号と、
差周波数の出力である下側パイロット信号との間に、上
記使用帯域全体が入っている。図中、Δｆ_Ｐは局部発振
信号に対する上側及び下側パイロット信号の周波数差を
示しており、自明な如く周波数ｆ_Ｐに等しい。

【００４６】このような周波数設定下において図１に示
すフィードフォワード増幅器を動作させ、歪除去ループ
（及び歪検出ループ）の最適化制御を実行すると、上側
及び下側パイロット信号が存する２点の周波数双方に関
し、歪成分除去抑圧効果ができるだけ高まるよう、利得
及び移相量の自動制御が行われる結果となる。そのた
め、図６に示すように、上側パイロット信号（図中“ｕ
ｐ”）と下側パイロット信号（図中“ｌｏｗ”）のほぼ
中間の周波数において、歪成分除去抑圧効果が最も顕著
になる。即ち、歪成分除去抑圧効果が最も顕著になる周
波数は、局部発振信号の周波数ｆ_Ｌ又はその近傍であ
り、フィードフォワード増幅器の使用帯域全体に亘り、
概ね、従来技術に比べ良好な制御状態（低歪状態）とな
る。

【００４７】従って、本実施形態によれば、単一周波数
の第２パイロット信号を使用する従来技術に比べ、より
確実かつ効果的に、フィードフォワード増幅器の使用帯
域における歪成分除去抑圧効果を高めることができ、よ
り品質のよい低歪化出力信号を得ることができる。更
に、上側及び下側パイロット信号を発生させる方法とし
て、局部発振信号を用い基本パイロット信号をアップコ
ンバートするという手法を用い、残留しているパイロッ
ト信号を検出する方法として、アップコンバートに用い
たものと同じ局部発振信号を用い低歪化出力信号をダウ
ンコンバートするという手法を用いているため、２種類
の第２パイロット信号を注入しているにもかかわらず、
発振回路、ミキサ、検波回路の個数が少ない等、回路構
成が簡素で低コストかつ低消費電力となる。

【００４８】また、アップコンバートの対象となった基
本パイロット信号を同期検波回路２５にて参照信号Ｒｅ
ｆとして用い、アップコンバートのために用いた局部発
振信号をダウンコンバートの際にも使用しているため、
発振回路２０及び２１の発振周波数が多少変動しても、
上側及び下側パイロット信号の周波数が狭帯域フィルタ
２４の通過帯域を外れ或いは基本パイロット信号の周波
数が同期検波回路２５の許容帯域を外れるといったこと
がない限り、同期検波による制御信号生成動作は正常に
行える。従って、発振回路２０及び２１を構成する際
に、温度安定性は高いが価格も高い発振素子や、温度安
定性は高いが複雑な構成の発振回路等は、用いる必要が
なく、低コスト化、小型軽量化に適している。

【００４９】更に、ＣＰＵ等を用いたステップバイステ
ップ探索処理を実行する必要がなくかつ利得及び移相量
双方について同時に並行して制御信号を生成できるた
め、従来に比べ最適な制御状態を確立するのに必要な時
間が短くなり、歪成分や第２パイロット信号の不要輻射
等も生じにくくなる。

【００５０】加えて、ダウンコンバートされた信号を狭
帯域フィルタ２４にて濾波しているため、この狭帯域フ
ィルタ２４における選択度を従来技術における狭帯域フ
ィルタ１５のそれより高めることができ、第２パイロッ
ト信号の残留量の検出精度ひいては歪除去ループの制御
の安定度も高まる。

【００５１】また、注入側ミキサ２２の性能にもよる
が、混合の対象となった基本パイロット信号や局部発振
信号が漏れだし、上側及び下側パイロット信号と共に注
入されてしまうことがある。しかしながら、歪除去ルー
プの制御状態が最適状態又はそれに近い状態にあれば、
歪除去抑圧効果が最高になる周波数又はそれに近い周波
数を有する局部発振信号については、歪成分と同様好適
に除去抑圧されるため、問題にならない。また、基本パ
イロット信号については、局部発振周波数との周波数を
十分大きく設定しておけば、注入側ミキサ２２からパイ
ロット信号注入点までの間に設ける図示しない後段のフ
ィルタによって好適に除去抑圧できる。

【００５２】更に、図７に示すように複数のチャネルが
あり、本実施形態のフィードフォワード増幅器をあるチ
ャネルについて使用していたところ、別のチャネル向け
に設定変更する必要が生じた場合、発振回路２１の発振
周波数を変えるのみでよく、融通性がよい。

【００５３】なお、本実施形態では歪除去ループに利得
調整回路８及び位相調整回路９を設けているが、これに
代えてベクトル調整回路例えば直交変調器を設けてもよ
い。あるいは、利得調整回路８と位相調整回路９の順序
を入れ替えてもよい。あるいは、補助増幅器１０を構成
する増幅回路の段間に利得調整回路８と位相調整回路９
を設けてもよい。同様に、歪検出ループ中のベクトル調
整回路を、振幅・位相の組合せを調整する回路としても
よい。基本パイロット信号を発振する発振回路２０や局
部発振信号を発振する発振回路２１を設けているが、基
本パイロット信号や局部発振信号を外部から入力し或い
は外部から入力した信号から生成するようにしてもよ
い。

【００５４】更に、周波数配置は、図５に示した配置に
限られるものではない。例えば、主増幅器５への入力信
号が図７に示すように４個のチャネルｃｈ１〜ｃｈ４を
有している場合、例えば、第２チャネルｃｈ２と第３チ
ャネルｃｈ３の間隔（ガードバンド）部分に局部発振信
号の周波数ｆ_Ｌをおき、基本パイロット信号の周波数ｆ
_Ｐをチャネル幅（図８）又はその２倍（図９）とするこ
とによって、４個のチャネルｃｈ１〜ｃｈ４全体につい
て、比較的高い歪除去抑圧効果をもたらすことができ
る。このような周波数配置は、複数のチャネルを有する
通信方式に係る送信機にて、複数チャネルを同時増幅す
るフィードフォワード増幅器を実現する際に、望ましい
配置である。

【００５５】図１０に示すように、使用帯域に対し２つ
のパイロット信号周波数が十分に離れて設定されている
ため、狭帯域フィルタを使用して主信号とパイロット信
号を分離できるときは、図１１に示すように、分配回路
１３と検出側ミキサ２３の間に、中心周波数ｆＬ−ｆＰ
およびｆＬ＋ｆＰの狭帯域フィルタ１５を設け、狭帯域
フィルタで主信号を除去しパイロット信号のみが検出側
ミキサ２３に入力されるようにすることも可能である。

【００５６】また、図１２に示すように、分配回路１３
と検出側ミキサ２３の間、あるいは検出側ミキサ２３と
同期検波回路２５の間のＥｒｒＩとＥｒｒＱ信号経路
に、図１３に示すような特性のＡＧＣ（自動利得調整）
回路３４を設けることにより、誤差信号検出のダイナミ
ックレンジを拡大することができる。ＡＧＣ回路３４
は、図１３に示すとおり、入力レベルが高いとき、すな
わち分配回路１３の出力レベル、あるいは検出側ミキサ
２３の出力レベルが高いときは、検出側ミキサ２３や同
期検波回路２５が過入力にならないよう利得を下げ、分
配回路１３あるいは検出側ミキサ２３の出力レベルが低
いときは最大利得で動作し、検出側ミキサ２３や同期検
波回路２５に十分なレベルの誤差信号が供給されるよう
に動作する。

【００５７】（２）第２〜第４実施形態 図１４に、本発明の第２実施形態に係るフィードフォワ
ード増幅器の構成を示す。本実施形態においては、所定
の符号系列に係る拡散信号を発生させる拡散信号発生器
２７と、発振回路２１から注入側ミキサ２２及び検出側
ミキサ２３への出力をこの拡散信号を用いてスペクトル
拡散変調する変調回路２８とを、設けている。従って、
本実施形態にて注入側ミキサ２２及び検出側ミキサ２３
に供給される局部発振信号のスペクトルは、図１５に示
すように、ある有意な幅を有する帯域内で拡散してい
る。上側及び下側パイロット信号並びに低歪化出力信号
中におけるそれらの残留分のスペクトルも、同図に示す
ように、拡散することとなる。なお、図１５は、主増幅
器５の使用帯域に対する局部発振信号及び基本パイロッ
ト信号の周波数配置を、図５に示したものと同様の周波
数配置とした場合における例である（後に掲げる図１７
も同様）。

【００５８】本例では、検出側ミキサ２３に供給される
局部発振信号のスペクトルが拡散されているため、検出
側ミキサ２３でダウンコンバートされる際、同時に逆拡
散が行われ、周波数ｆ_Ｐの信号が復調される。

【００５９】図１６に、本発明の第３実施形態に係るフ
ィードフォワード増幅器の構成、特に第２実施形態と相
違する部分を示す。本実施形態においては、所定の符号
系列に係る拡散信号を発生させる拡散信号発生器２７
と、発振回路２０から注入側ミキサ２２及び同期検波回
路２５への出力をこの拡散信号を用いてスペクトル拡散
変調する変調回路２８とを、設けている。従って、本実
施形態にて注入側ミキサ２２及び検出側ミキサ２３に供
給される基本パイロット信号のスペクトルは、ある有意
な幅を有する帯域内で拡散している。上側及び下側パイ
ロット信号並びに低歪化出力信号中におけるそれらの残
留分のスペクトルも、図１７に示すように、拡散するこ
ととなる。

【００６０】図１８に、本発明の第４実施形態に係るフ
ィードフォワード増幅器の構成、特に第２及び第３実施
形態と相違する部分を示す。本実施形態においては、所
定の符号系列に係る拡散信号を発生させる拡散信号発生
器２７と、発振回路２０から注入側ミキサ２２への出力
をこの拡散信号を用いてスペクトル拡散変調する変調回
路２８と、検出側ミキサ２３の出力を上記拡散信号を用
いてスペクトル逆拡散変調する変調回路２９とを、設け
ている。図１８では、変調回路２９は１個のように図示
されているが、誤差信号ＥｒｒＩとＥｒｒＱそれぞれに
必要である。従って、本実施形態にて注入側ミキサ２２
及び検出側ミキサ２３に供給される基本パイロット信号
のスペクトルは、ある有意な幅を有する帯域内で拡散し
ている。上側及び下側パイロット信号並びに低歪化出力
信号中におけるそれらの残留分のスペクトルも、図１７
に示すように、拡散することとなる。但し、同期検波回
路２５に入力される誤差信号Ｅｒｒのスペクトルは、逆
拡散されている。

【００６１】これら、第２〜第４実施形態においては、
注入される上側及び下側パイロット信号のスペクトルが
拡散している。即ち、上側及び下側パイロット信号は、
本来増幅出力すべき信号（後述の“主信号”）に対し
て、雑音として振る舞う。そして、歪除去ループの特性
が最適状態またはそれに近い状態にあれば、これらのパ
イロット信号成分は歪成分と同様に除去される。従っ
て、図１５又は図１７に示すように上側及び下側パイロ
ット信号のスペクトルの一部がフィードフォワード増幅
器の使用帯域に入り込んでいても、上側及び下側パイロ
ット信号が“主信号”に悪影響を与えることはない。

【００６２】また、上側及び下側パイロット信号のスペ
クトルの一部がフィードフォワード増幅器の使用帯域内
にあるということは、先に図５及び図６を用いて説明し
た使用帯域内における歪成分除去抑圧効果の増大という
作用を、更に確実に得ることができる、ということであ
る。

【００６３】加えて、第３実施形態においては、狭帯域
フィルタ２４の通過帯域幅を上側及び下側パイロット信
号の拡散帯域幅に応じて設定する必要があるが、第２及
び第４実施形態においては、スペクトル逆拡散変調され
た信号を濾波しているため狭帯域フィルタ２４の通過帯
域は第１実施形態と同程度でよく、第３実施形態に比べ
て狭くすることができる。即ち、狭帯域フィルタ２４に
よる選択度を向上させることができ、同期検波回路２５
による検出の精度ひいては制御の安定度を向上させるこ
とができる。

【００６４】なお、第２〜第４実施形態においては発振
回路２０及び２１のいずれか一方の発振出力をスペクト
ル拡散変調しているが、双方をスペクトル拡散変調する
よう回路を構成してもよい。すなわち、図１４中の発振
回路２０を図１６に示す発振回路２０、拡散信号発生器
２７、変調回路２８に置き換え、双方ともにスペクトル
拡散変調することも可能である。

【００６５】（３）第５及び第６実施形態 図１９に、本発明の第５実施形態に係るフィードフォワ
ード増幅器の構成を示す。本実施形態においては、入力
端子１と分配回路３の間に設けた分配回路３０によって
入力信号の一部を分岐し、分岐された入力信号を遅延回
路３１及びベクトル調整回路３２を介して分配回路１３
に供給している。本実施形態における分配回路１３は、
ハイブリッド結合器等により構成されており、方向性結
合器１１から供給される低歪化出力信号の一部と分配回
路３０にて分岐され供給を受けた入力信号とを結合さ
せ、その結果得られる信号を検出側ミキサ２３に供給す
る。

【００６６】ここで、図２０に概念的に示す通り、これ
までに述べた実施形態において出力端子２に現れる低歪
化出力信号は、フィードフォワード増幅器にて増幅すべ
き信号に対応する出力成分（図中の“主信号”）を含む
ほか、歪除去ループ等の動作が最適化されていないとき
には、消え残っている上側及び下側パイロット信号や注
入側ミキサ２２からの漏れである局部発振信号等を、含
んでいる。また、“主信号”のレベルは、上側及び下側
パイロット信号等のレベルに比べて高い。これは、回路
の規模や消費電力を抑えるため上側及び下側パイロット
信号を“主信号”に比べて低レベルにするのが好ましい
こと、歪除去ループの状態が最適状態に近づけば近づく
ほど低歪化出力信号中に残留する上側及び下側パイロッ
ト信号のレベルが下がること等による。上側及び下側パ
イロット信号の残留量を検出する回路（検出側ミキサ２
３から同期検波回路２５に至る回路）にとっては、この
ようなレベルの高い主信号は、いわば、雑音或いは不要
成分に相当するものであり動作上支障になる成分であ
る。

【００６７】そこで、本実施形態では、分配回路３０に
て分岐した入力信号を用いて、検出側ミキサ２３に入力
される信号から“主信号”の成分を除去している。即
ち、遅延回路３１による遅延時間補償及びベクトル調整
回路３２によるＩ，Ｑ各成分値調整（又は振幅位相調整
でもよい）を施した上で、分配回路１３の入力端子のう
ち一つ（図中の“Ｈ”）に、分配回路３０により分岐さ
れた入力信号をフィードフォワードし（図２１参照）、
分配回路１３から検出側ミキサ２３へ供給される信号中
における“主信号”成分を打ち消している（図２２参
照）。これによって、低いレベルであるにもかかわら
ず、残留しているパイロット信号を好適に検波・検出す
ることができ、より正確・精密な制御を実現できる。検
出側ミキサ２３の入力ダイナミックレンジが狭くてもよ
い。

【００６８】なお、遅延回路３１の遅延時間は、分配回
路３０内の信号分岐点から主増幅器５及び遅延回路１２
を経て分配回路１３内の信号結合点に至る経路にて生じ
る遅延時間と、等しくなるよう設定しておく。ベクトル
調整回路３２における調整量については、分配回路１３
内の信号結合点にて結合対象となる２種類の信号（図２
０中の“主信号”と図２１中の“主信号”）とが同振幅
・逆位相となるよう設定しておくか、必要があれば、そ
のような振幅・位相関係が成り立つよう当該調整量を可
変制御する回路を設ける。

【００６９】図２３に、本発明の第６実施形態に係るフ
ィードフォワード増幅器の構成を示す。本実施形態も第
５実施形態と同様分配回路１３から検出側ミキサ２３へ
の入力中の“主信号”成分を除去抑圧する回路を備えて
いる。但し、第５実施形態では分配回路１３として適当
な結合度を有するハイブリッド結合器等を用いることに
よって目的を達成していたのに対し、本実施形態では、
分配回路１３と検出側ミキサ２３との間に別途結合回路
３３を設けることによって目的を達成している。結合回
路３３は、分配回路１３から供給される信号と分配回路
３０から遅延回路３１やベクトル調整回路３２を介して
供給される信号とを結合させ、その結果得られる信号を
検出側ミキサ２３に供給する。

【００７０】図２４〜図２９に、第５及び第６実施形態
の変形例を示す。これらの図においては、図示の簡略化
のため、分配回路３０又は３の近傍のみを示している。
第５及び第６実施形態を実施する際には、これらの図に
示す通り、分配回路３０を設ける位置即ち“主信号”成
分を打ち消すためにフィードフォワードする信号を取り
出す位置を、多数の位置から選択できる。取り出すこと
ができる位置は、図１９中の点Ｅ〜点Ｆの経路上の点、
点Ｅ〜点Ｇの経路上の点等のうち、上側及び下側パイロ
ット信号を含まず“主信号”を含む信号を取り出せる位
置である。

【００７１】図２４及び図２５に示される例において
は、分配回路３から遅延回路６を経て方向性結合器７に
至る経路上に分配回路３０を設けている。両図に明示さ
れている通り、遅延回路６と分配回路３０の配置順序に
ついて実施上の制約はない。但し、図１９及び図２３に
比べれば図２４の方が、また図２４に比べれば図２５の
方が、遅延回路３１の遅延時間を短くすることができ
る。遅延回路３１を遅延線により実現する場合には、遅
延時間が短ければ遅延線の長さを短くすることができ、
小型軽量化につながる。なお、第６実施形態を図２５の
記載に従い変形したフィードフォワード増幅器と一見し
て類似する構成が、特開平１１−１７７３５１号公報に
記載されている。しかし、当該公報に記載の構成は第２
パイロット信号を用いないことを前提としている。従っ
て、“主信号”に埋もれている第２パイロット信号を容
易に検出できるようにする、という発想については、何
ら開示も示唆もない。

【００７２】また、分配回路３が入力信号をｎ分配（ｎ
＞２）する機能を有しているのであれば、図２６に示す
ように、分配回路３の出力端子のいずれかを用いて遅延
回路３１及びベクトル調整回路３２側への出力としても
よい。

【００７３】更に、図２７〜図２９に示されるように、
分配回路３から主増幅器５を経て方向性結合器７に至る
経路上に、分配回路３０を設けてもよい。図１９及び図
２３に比べると図２７の方が、図２７に比べれば図２８
の方が、図２８に比べれば図２９の方が、遅延回路３１
の遅延時間を短くすることができる。

【００７４】なお、図２９に示したのは、主増幅器５が
複数の増幅器の縦続接続を含む場合にその接続点に分配
回路３０を設ける、という例である。この例では、分配
回路３０により取り出される信号が比較的大振幅となる
ため、“主信号”を打ち消すための信号処理が容易にな
り残留パイロット信号を比較的好適に取り出せる。

【００７５】また、主増幅器５それ自体がフィードフォ
ワード増幅器である場合や、主増幅器５が複数の増幅器
の並列接続を含む場合等、主増幅器５の内部に分配回路
或いは方向性結合器が設けられている場合、当該分配回
路或いは方向性結合器を分配回路３０として用いてもよ
い。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１実施形態に係るフィードフォワ
ード増幅器の構成を示すブロック図である。

【図２】 同期検波回路の構成の一例を示すブロック図
である。

【図３】 比較誤差増幅器の構成の一例を示すブロック
図である。

【図４】 検出側ミキサの変形例を示すブロック図であ
る。

【図５】 第１実施形態における周波数配置の一例を示
す図である。

【図６】 図５に示した周波数配置下における歪成分除
去抑圧効果を示す図である。

【図７】 チャネル配置の一例を示す図である。

【図８】 第１実施形態における周波数配置であって図
７に示したチャネル配置下で採用できる周波数配置の一
例を示す図である。

【図９】 第１実施形態における周波数配置であって図
７に示したチャネル配置下で採用できる周波数配置の他
の一例を示す図である。

【図１０】 上側及び下側パイロット信号の分離抽出原
理を示す図である。

【図１１】 第１実施形態の変形例を示すブロック図で
ある。

【図１２】 第１実施形態の変形例を示すブロック図で
ある。

【図１３】 図１２におけるＡＧＣ回路の特性の一例を
示す図である。

【図１４】 本発明の第２実施形態に係るフィードフォ
ワード増幅器の構成を示すブロック図である。

【図１５】 第２実施形態における周波数配置の一例を
示す図である。

【図１６】 本発明の第３実施形態に係るフィードフォ
ワード増幅器の要部構成を示すブロック図である。

【図１７】 第３実施形態における周波数配置の一例を
示す図である。

【図１８】 本発明の第４実施形態に係るフィードフォ
ワード増幅器の要部構成を示すブロック図である。

【図１９】 本発明の第５実施形態に係るフィードフォ
ワード増幅器の構成を示すブロック図である。

【図２０】 第５実施形態における周波数配置の一例を
示す図である。

【図２１】 第５実施形態にてフィードフォワードされ
る入力信号を示す図である。

【図２２】 第５実施形態における主信号キャンセル原
理を示す図である。

【図２３】 本発明の第６実施形態に係るフィードフォ
ワード増幅器の構成を示すブロック図である。

【図２４】 第５及び第６実施形態の部分変形例を示す
図である。

【図２５】 第５及び第６実施形態の部分変形例を示す
図である。

【図２６】 第５及び第６実施形態の部分変形例を示す
図である。

【図２７】 第５及び第６実施形態の部分変形例を示す
図である。

【図２８】 第５及び第６実施形態の部分変形例を示す
図である。

【図２９】 第５及び第６実施形態の部分変形例を示す
図である。

【図３０】 従来技術に係るフィードフォワード増幅器
の構成を示すブロック図である。

【図３１】 従来技術における制御回路の構成を示す図
である。

【図３２】 従来技術における周波数配置の一例を示す
図である。

【図３３】 従来技術の問題点の一つを示す図である。

【符号の説明】

１ 入力端子、２ 出力端子、３，１３，３０ 分配回
路、４，３２ ベクトル調整回路、５ 主増幅器、６，
１２，３１ 遅延回路、７，１１ 方向性結合器、８
利得調整回路、９ 位相調整回路、１０ 補助増幅器、
２０，２１ 発振回路、２２ 注入側ミキサ、２３ 検
出側ミキサ、２４ 狭帯域フィルタ、２５ 同期検波回
路、２６ 比較誤差増幅器、２７ 拡散信号発生器、２
８，２９変調回路、３３ 結合回路、ｆ_Ｐ 基本パイロ
ット信号の周波数、ｆ_Ｌ 局部発振信号の周波数。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−56126（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−177351（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−85548（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−4123（ＪＰ，Ａ) 特開2000−124839（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−283658（ＪＰ，Ａ) 特表 平７−508152（ＪＰ，Ａ) 国際公開99／045639（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03F 1/32

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 主増幅器、主増幅器への入力信号の一部
   と主増幅器からの出力信号の一部とをその振幅及び位相
   の相互関係を調整して結合することにより歪信号を発生
   させる歪検出ループ、並びに歪信号と主増幅器からの出
   力信号とをその振幅及び位相の相互関係を調整して結合
   することにより低歪化出力信号を発生させる歪除去ルー
   プを備えるフィードフォワード増幅器にて用いられ、主
   増幅器にて発生した歪成分の低歪化出力信号中における
   残留分が抑圧されるよう歪検出ループ及び歪除去ループ
   に対し制御信号を供給して上記調整動作を制御する制御
   回路であって、 局部発振信号を用いて基本パイロット信号をアップコン
   バートすることにより和周波数及び差周波数に係る上側
   及び下側パイロット信号を発生させ、発生させた上側及
   び下側パイロット信号を、歪除去ループにて結合対象と
   される各信号中に入り込むこととなるよう歪検出ループ
   内に注入する注入側ミキサと、 低歪化出力信号の一部を入力し、局部発振信号を用いて
   この低歪化出力信号を同相及び直交位相でダウンコンバ
   ートすることにより利得及び位相の誤差信号を発生させ
   る検出側ミキサと、 基本パイロット信号を参照信号としてこれらの誤差信号
   を同期検波することにより歪除去ループに対する上記制
   御信号を発生させる同期検波回路とを備え、 上側パイロット信号の周波数と下側パイロット信号の周
   波数との間にフィードフォワード増幅器にて増幅すべき
   信号の周波数帯域のうちの少なくとも一部が含まれるこ
   ととなるよう、局部発振信号及び基本パイロット信号の
   基本周波数が設定されていることを特徴とする制御回
   路。
2. 【請求項２】 請求項１記載の制御回路において、 フィードフォワード増幅器にて増幅すべき信号に対応す
   る成分を含み上側及び下側パイロット信号を含まない信
   号の逆相加算によって、検出側ミキサに入力される低歪
   化出力信号から主増幅器への入力信号に対応する成分を
   除去する回路を備えることを特徴とする制御回路。
3. 【請求項３】 請求項１又は２記載の制御回路におい
   て、 上側及び下側パイロット信号のスペクトルが有意な幅を
   有する周波数帯域に拡散するよう、局部発振信号及び基
   本パイロット信号のうち少なくとも一方をスペクトル拡
   散変調する変調回路を備えることを特徴とする制御回
   路。
4. 【請求項４】 請求項３記載の制御回路において、 同期検波回路に入力される参照信号がそのスペクトルが
   拡散していない信号となるよう上記変調回路を設け、 同期検波回路に入力される誤差信号がそのスペクトルが
   拡散していない信号となるよう当該誤差信号をスペクト
   ル逆拡散変調する回路を設けたことを特徴とする制御回
   路。
5. 【請求項５】 請求項２乃至４のいずれか記載の制御回
   路において、 上側及び下側パイロット信号の少なくとも一部がフィー
   ドフォワード増幅器にて増幅すべき信号の周波数帯域内
   に入り込むよう、局部発振信号及び基本パイロット信号
   の基本周波数又は周波数帯域が設定されていることを特
   徴とする制御回路。
6. 【請求項６】 請求項１乃至５のいずれか記載の制御回
   路において、 検出側ミキサにて得られる誤差信号から基本パイロット
   信号と同一の又はその近傍の周波数成分を抽出し誤差信
   号として同期検波回路に供給するフィルタを備えること
   を特徴とする制御回路。
7. 【請求項７】 請求項１乃至６のいずれか記載の制御回
   路において、 局部発振信号の周波数が、フィードフォワード増幅器に
   て増幅すべき信号の周波数帯域に属し、 基本パイロット信号の周波数が、局部発振信号の周波数
   より低いことを特徴とする制御回路。
8. 【請求項８】 請求項７記載の制御回路において、 局部発振信号の周波数が、フィードフォワード増幅器に
   て増幅すべき信号の周波数帯域のほぼ中央に位置し、 基本パイロット信号の周波数が、周波数帯域の１／２以
   上であることを特徴とする制御回路。
9. 【請求項９】 請求項７記載の制御回路において、 主増幅器への入力信号の周波数帯域が、それぞれ所定の
   チャネル幅を有する複数のチャネルに区分されており、 局部発振信号の基本周波数が、チャネルとチャネルの間
   に設けられているチャネル分離帯域内に属し、 基本パイロット信号の基本周波数が、チャネル幅の自然
   数倍の周波数であることを特徴とする制御回路。
10. 【請求項１０】 請求項１乃至９のいずれか記載の制御
    回路において、 局部発振信号を発振する第１の発振回路と、基本パイロ
    ット信号を発振する第２の発振回路とを備えることを特
    徴とする制御回路。
11. 【請求項１１】 主増幅器と、主増幅器への入力信号の
    一部と主増幅器からの出力信号の一部とをその振幅及び
    位相の相互関係を調整して結合することにより歪信号を
    発生させる歪検出ループと、歪信号と主増幅器からの出
    力信号とをその振幅及び位相の相互関係を調整して結合
    することにより低歪化出力信号を発生させる歪除去ルー
    プと、主増幅器にて発生した歪成分の低歪化出力信号中
    における残留分が抑圧されるよう歪検出ループ及び歪除
    去ループに対し制御信号を供給して上記調整動作を制御
    する制御回路とを備え、 制御回路が、請求項１乃至１０のいずれか記載の制御回
    路である ことを特徴とするフィードフォワード増幅器。