KR20010043766A - 이중 대역 이동 전화에서 고조파 억제 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

송/수신기 전환 유니트(36, 38)의 턴-오프 임피던스의 임피던스 변환을 통과하여 고조파를 필터링하는 전술된 전력 증폭기 출력 회로처럼, 단일 출력부로 서로 다른 주파수 대역(GSM; PCS, DCS)의 송신 신호를 출력하는 전력 증폭기(10)를 포함하는 이중 대역 이동 전화의 고조파를 효과적으로 억제하기 위한 것이다. 여기에서, 고조파의 바람직한 필터링은 거의 추가 손실 없이 달성될 수 있다.

Description

이중 대역 이동 전화에서 고조파 억제 장치 및 방법{HARMONIC SUPPRESSION IN DUAL BAND MOBILE PHONES}
최근의 이동 전화는 대체로 단일 동작 주파수로만 동작된다. 도10은, GSM에서는 대략 900MHz, DCS에서는 대략 1800MHz 또는 PCS에서는 대략 1900MHz 같은 송신 주파수로 동작되는 이동 전화에서, 하나의 송/수신 동작 실현을 도시한다. 안테나(100)가 제공되어 신호를 송/수신하며, 안테나(100)는 송/수신기 전환 유니트, 즉, 송/수신기 스위치(102)에 접속된다. 송/수신기 전환 유니트(102)는 송신기 스위치(TX) 및 수신기 스위치(RX)를 포함한다. 수신 모드에서, 송신기 스위치(TX)는 개방되고, 수신기 스위치(RX)는 폐쇄된다. 그와 반대로, 송신 모드에서는 송신기 스위치(TX)는 폐쇄되며, 수신기 스위치(RX)는 개방된다.
도10에 도시된 것 처럼, 송신 모드에서, 송신 신호는 비선형 동작-거의 포화로 동작하기 때문에-을 나타내는 전력 증폭기(102)에서 출력되어, 바람직한 송신 신호 이외에도 송신 신호의 고조파도 출력한다. ETSI-GSM-표준과 같은 미리 정해진 사양을 만족시키기 위하여, 전력 증폭기(104)를 통해 증폭한 후에, 다른 회로 유니트(106)에서 전력 증폭기(104)의 출력 임피던스가 통상적으로 50Ω의 회선 임피던스로 정합되고, 고조파의 저역 필터링이 수행된다.
그러나, 디지털 이동 전화 통신의 증가로, 도10에 도시된 회로 설계는 점점더 상기 조건을 만족시킬 수 없고, 특히 시골(rural)지역에서, 증가하는 가입자 수는 송신 주파수 및 관련 송신 채널의 한계를 직면하게 된다. 전체 송신 대역폭이 증가하여, GSM에서 대략 900MHz와 비교해, DCS에서는 대략 1800MHz 또는 PCS에서는 대략 1900MHz와 같이 증가된 송신 주파수가 송신 채널수를 증가시키지만, 이것은 기지국에서 송신 범위를 축소할 때만 가능하다. 결과적으로, 미리 지정된 지역을 완전히 커버하는데 필요한 기지국수는 감소된다. 실제로, 이것은 실제 한도액을 이상의 투자 경비를 유발한다.
반면에, 개략적으로 전술된 서로 다른 방법의 기술적 이점의 결합은, 특히 셀룰러 이중 대역 네트워크 및 이에 적응되는 이중 대역 이동 전화의 공급 즉, GSM-주파수 대역과 DCS-주파수 대역 및/또는 PCS-주파수 대역을 통해 이루어질 수 있다.
도11은 도10에 도시된 방법을 직접적으로 근거하는 이중 대역 이동 전화에서, 관련 송/수신 동작에 적응되는 가능한 회로 설계를 도시한다.
여기서, 안테나(200)는 2개의 송/수신기 전환 유니트(202 및 204)에 접속된다. 송/수신기 전환 유니트(202)는 제1주파수 대역에 있는 반송 주파수에 대한 송신기 스위치(TXa) 및 수신기 스위치(RXa)로 구성된다. 게다가, 송/수신기 전환 유니트(204)는 제2주파수 대역에 있는 반송 주파수에 대한 송신기 스위치(TXb) 및 수신기 스위치(RXb)로 구성된다. 도10을 참조로 설명된 것 처럼, 스위치(TXa, RXa, TXb 및 RXb)는 각각 선택된 동작 주파수로 동작한다. 게다가, 이중 급전 장치(206)가 제공되어 송신로와 안테나가 결합된다. 또한, 임피던스 정합 및 저역 필터링을 수행하기 적합한 관련 회로 유니트(214 및 216) 뿐만 아니라 2개의 전력 증폭기(210 및 212)가 제공된다. 대안 방법으로, 2가지 송신 주파수에 대한 2개의 전력 증폭기(210 및 212)를 다수의 출력 단자를 가진 단일 전력 증폭기로 대치될 수 있다.
도10에 도시된 단일 대역 송/수신기 출력 회로를 이렇게 직접적으로 일반화하면, 두 주파수 대역에 대한 송신 브랜치가 완전히 감결합된다는 이점이 있다. 전력 증폭기가 거의 포화로 동작되어, 두 송신 신호 고조파가 발생될지라도, 이러한 것은 저역 필터(TPa, TPb)의 적절한 크기(dimensioning)로 감폭될 수 있다. 그러나, 상기 이점은 회로를 더욱 복잡하게 한다. 추가 회로 유니트는 제조 가격뿐만 아니라, 이러한 이중 대역 송/수신기 회로에 대한 공간 요구도 증가시키기 때문에, 추가 회로 유니트의 실현 여부에 대한 논쟁이 있다.
제조 가격 및 공간 요구 사항을 줄이기 위한 한가지 방법은, 단일 출력 단자를 이용하여 다수의 주파수 대역에서 송신 신호를 출력하는 전력 증폭기 또는 그와 동일하게 다수의 동작 모드를 가진 전력 증폭기를 이용하는 것이다. 예를 들어, 대략 900MHz의 송신 주파수를 가진 GSM 및 대략 1800MHz의 송신 주파수를 가진 DCS를 결합시키면 각각 출력 전력은 대략 3W 및 1.5W가 된다.
그러나, 도10 및 11을 참조로 설명된 것 처럼, 전력 증폭기의 동작은 거의 포화이므로, 제1동작 모드에서, 고조파는 대략 1800MHz, 대략 2700MHz로 발생되며, 제2동작 모드에서 고조파는 대략 3600MHz로 발생된다. 여기에서, 제1, 제2 순서로 규칙적인 고조파가 기본 고조파이다.
예를 들어, 900MHz의 제1송신 주파수에서 동작 모드에 대한 결과는, 1800MHz인 송신 신호의 제1고조파가 제2송신 브랜치의 저역 필터(TPb)에서 억제되지 않는다는 것이다. 게다가, 제2송신 브랜치에 있는 개방된 송신 스위치(TXb)로 안테나와 완전한 감결합이 달성되지 않으므로, 정확한 송신 신호는 안테나에 의해 방사될 뿐만 아니라, 제1고조파로 더 높은 제2송신 주파수에 대한 비활성된 송신 브랜치를 통하여 방사된다. 이것은 미리 정의된 표준에 의해서 설정된 임계치를 훨씬 초과할 정도로 발생한다. 일반적으로, 더 낮은 송신 주파수인 제1고조파가 더 높은 송신 주파수인 제2고조파 보다 낮거나 동일한 경우, 전력 증폭기가 다수의 주파수 대역의 송신 신호를 출력하는 문제가 발생한다.
본 발명은 이중 대역 이동 전화에서 고조파 억제에 관한 것이다.
도1은 이중 대역 이동 전화에 대한 전력 증폭기 출력 회로의 기본 구조를 도시하는데, 전력 증폭기는 하나의 출력 단자를 통하여 서로 다른 주파수 대역에 있는 송신 신호를 출력한다.
도2는 개방 및 폐쇄 상태로 된, 도1에 도시된 스위치에 대한 등가 회로 다이아그램을 도시한다.
도3은 이중 대역 이동 전화에서 서로 다른 송신 주파수 및 관련 고조파를 도시한다.
도4는 본 발명에 따른 전력 증폭기 출력 회로의 기본 구조를 도시한다.
도5는 본 발명에 따른 임피던스 변형이 있는 전력 증폭기 출력 회로의 개략도이다.
도6은 본 발명에 따른 전력 증폭기 출력 회로를 실현하기 위한 회로 다이아그램을 도시한다.
도7은 마이크로스트립 기술을 이용하여, λ/4 라인 형태로 된, 본 발명에 따른 임피던스 변환 유니트 실현을 도시한다.
도8은 스트립 라인 기술을 이용하여, λ/4 라인으로 된, 본 발명에 따른 임피던스 변환 유니트 실현을 도시한다.
도9는 마이크로스트립 기술 및 스트립라인 기술을 각각 결합하여 λ/4 라인으로 된, 본 발명에 따른 임피던스 변환 유니트 실현을 도시한다.
도10은 단일 대역 이동 전화에 대한 전력 증폭기 출력 회로의 개략도이다.
도11은 2개의 전력 증폭기를 가진 이중 대역 이동 전화에 대한 전력 증폭기 출력 회로의 개략도이다.
그러므로, 본 발명의 목적은, 하나의 출력 단자를 통하여 서로 다른 주파수 대역의 송신 신호를 출력하는 전력 증폭기를 포함하는 이중 대역 이동 전화에서 고조파를 효과적으로 억제하는 것이다.
본 발명에 따라서, 이런 목적은, 제1송/수신기 전환 수단 및 제2송수신기 전환 수단을 포함하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로를 통하여 달성되는데, 상기 제1송/수신기 전환 수단은 이동 무선 유니트의 안테나를 통하여 제1주파수 대역의 제1송/수신 신호를 송/수신하며, 상기 제2송/수신기 전환 수단은 이동 무선 유니트의 안테나를 통하여 제1주파수 대역 보다 높은 제2주파수 대역의 제2송/수신 신호를 송/수신하는데, 전환 수단은 송신 신호를 증폭시키기 위해서 전력 증폭기를 각각 제1 및 제2송/수신 전환 수단으로 선택적으로 접속시키며, 제1주파수 대역의 중심 주파수(f1)의 고조파와 동조되는 대역 저지 특성으로 제1송신 신호가 송신되는 동안, 임피던스 변환 수단이 제공되어 제2송/수신기 전환 수단의 턴 오프 임피던스를 변환시킨다.
본 발명에 따라서, 스위치 가능한 대역 저지는 3개의 부품으로 구성된다: 제2주파수 대역을 위한 송신 브랜치에 전력 증폭기를 선택적으로 접속하기 위한 전환 유니트, 제2송/수신기 전환 유니트, 마지막으로 상기 전환 유니트와 상기 제2송/수신기 전환 유니트 사이에 각각 접속되는 임피던스 변환 수단. 상기 3개의 부품은 모두 스위치 가능한 대역 저지 필터를 구성한다. 2개의 전환 유니트는 반드시 필요한 다른 기능을 제공한다. 임피던스 변환 수단만이 대역 저지 동작의 실현만 제공된다.
제1주파수 대역의 송신 신호 증폭동안, 제2송신 브랜치에 있는 전환 수단은 개방 회로로 구성된다. 게다가, 임피던스 변환 수단이 제2송/수신기 전환 수단의 턴 오프 임피던스를 단락까지 변환시킨다. 이것은, 제2송신 브랜치의 임피던스 송신 단계가, 억제되야 하는 고조파를 거의 완전히-실제로 볼 때- 반사한다.
임피던스 변환과 관련된 전력 증폭기 출력 회로에서 어떤 방법으로도 이용될 수 있는 회로 유니트 다기능의 모든 개념은 겹치기, 즉 전력 증폭기 출력 회로의 서로 다른 기능 섹션의 인터리브 공급을 하게 된다. 이것은 추가 소비를 반드시 하니 않고도, 고조파의 바람직한 필터링을 가능하게 한다.
본 발명의 바람직한 실시예에 따라서, 임피던스 변환 수단은 1/4 라인 또는 그와 동등하게, 제1주파수 대역의 2배의 중심 주파수에 동조되는 λ/4 라인이다.
λ/4 라인은 회로 기판상에 마이크로스트립 라인 또는 스트립 라인 형태로 제조되기 쉬우므로, 현재 승인된 회로 설계는 약간만 변형되어야 한다.
본 발명의 다른 바람직한 실시예에 따라서, 전환 수단은 각 송신 브랜치에 PIN형 다이오드를 각각 포함한다. 게다가, 제2송/수신기 전환 수단에 송신기 스위치로서 추가 PIN형 다이오드가 제공된다.
그러므로, 제2주파수 대역에서 송신되는 동안, PIN형 다이오드가 제2송신 브랜치에 직렬로 제공된다. 직렬 구성으로 인해, 이런 다이오드의 바이어스는 제2송신 브랜치를 통하여 송신되는 동안에만 필요하다. 이러한 것은 동일한 바이어스 전류가 모든 PIN형 다이오드를 통과하여 흘러서, 이 바이어스 전류가 단일 스위치 트랜지스터만을 이용하여 제어될 수 있기 때문에, 매우 용이하게 달성될 수 있다. 게다가, 본 발명에 따라서 전력 증폭기의 드레인 전원로서 이용될 수 있는 상기 바이어스 전류를 제공하는데는 단일 전원만 필요하다.
PIN형 다이오드의 직렬 구조가 좋은 다른 이유는, 인덕터는 송신 신호의 높은 주파수 부품과 바이어스 전류에 대한 전원을 감결합하는 것을 필요로 한다는 것이다. 이 인덕터는 송신 신호의 높은 주파수 부품에 대해서는 개방 회로이고, 바이어스 전류에 대해서는 단락이다. 인덕터 또는 회로 부품은 고가로 제조될 수 있기 때문에, 감결합하기 위하여 단일 인덕터만을 이용하여 PIN형 다이오드에 통합 공급하면 제조 가격을 감소시킬 수 있다.
그러나, 본 발명의 또 다른 바람직한 실시예에 따라서, 제2송/수신기 전환 유니트의 송신기 스위치 아래에 션트(Shunt) 구조로 스위치 가능한 노치 필터(notch filter)가 제공된다. 스위치 가능한 노치 필터는 PIN형 다이오드를 통하여 접지에 연결되는 캐패시터를 포함한다.
이것은 더욱 개선된 고조파 감폭을 가능하게 한다. 제1송신 신호가 송신되는 동안, 활성 단계에 있는 관련 PIN형 다이오드의 패러시틱 인덕터와 공동으로 스위치 가능한 노치 필터의 캐패시터는 필터 고조파를 위한 직렬 공진 회로로 구성된다. 그러므로, 단지 이런 동작 모드에서만 더 개선된 필터링 동작을 달성하기 위하여, 노치 필터는 스위치되거나, 또는 그와 동등하게 PIN형 다이오드가 전류에 이용되어야 한다.
본 발명의 또 다른 바람직한 실시예에 따라서, 전력 증폭기의 출력부에 임피던스 정합 회로가 제공된다. 게다가, 전환 수단인 PIN형 다이오드 아래로 추가 임피던스 정합 회로가 제공되어, 서로 다른 송신 브랜치에 다른 관련 임피던스 정합이 달성된다.
임피던스 정합의 이런 단계적인 접근은 전력 증폭기의 출력 임피던스를 상이한 주파수 대역 및 송신 전력에 대한 특정 부하 임피던스로 동시에 정합시킨다.
이하 본 발명의 상세한 실시예는 첨부된 도면을 참조로 기술된다.
도1은 본 발명에 따른 이중 대역 이동 전화에 대한 전력 증폭기 출력 회로의 기본 구조를 도시한다.
도1에 도시된 것처럼, 전력 증폭기(10)의 출력 단자(12)가 제1임피던스 정합 회로(14)에 접속된다. 제1임피던스 정합 회로(14)의 출력부에 제1스위치(16)가 제공되어, 제1임피던스 정합 회로(14)가 제1송신 브랜치에 접속된다. 제1송신 브랜치에는 제2임피던스 정합 회로(18), 제1저역 필터(20) 및 제1송신기/수신기 전환 유니트(22)가 직렬로 구성된다. 제1직렬 구성은 제1주파수 대역에서 동작한다. 송/수신 동작 스위치인 제1송/수신기 전환 유니트(22)는 제1송신기 스위치(24) 및 제2수신기 스위치(26)로 구성된다.
또한, 도1에 도시된 것처럼, 제1임피던스 정합 회로(14)의 출력부에 제2스위치(28)가 접속되어, 제1임피던스 정합 회로(14)가 제2송신 브랜치에 접속된다. 제2송신 브랜치는 제3임피던스 정합 회로(30), 제2저역 필터(32) 및 제2송/수신기 전환 유니트(34)가 직렬로 구성된다. 이런 제2직렬 구성은 제2주파수 대역에서 동작한다. 송/수신 사이의 동작 스위치인 제2송/수신기 전환 유니트(34)는 제2송신기 스위치(36) 및 제2수신기 스위치(38)로 구성된다.
제1송신기 스위치(24)와 제1수신기 스위치(26)사이의 중앙 탭, 또한 제2송신기 스위치(36)와 제2수신기 스위치(38) 사이의 중앙 탭은 이중 급전 장치(40)에 접속되어, 여러 송/수신로가 손실 없이 안테나(42)에 접속된다.
전력 증폭기(10)가, 송신 신호가 제1주파수 대역의 송신 신호를 출력하는 제1동작 모드에서, 또는 동등하게 제1송신 주파수(f1)를 이용면, 제1스위치(16)는 폐쇄되고 제2스위치(28)는 개방된다. 제1임피던스 정합 회로(14) 및 제2임피던스 정합 회로(18)는, 제1송신 주파수 및 송신 전력에 필요한 부하 임피던스와 전력 증폭기(10)의 출력 임피던스를 최적으로 정합시킨다. 전력 증폭기(10)는 거의 포화로 동작되기 때문에, 주파수(f1)로 정확한 송신 신호뿐만 아니라 고조파(2*f1, 3*f1 등)도 출력한다. 이런 바람직하지 않은 고조파는 제1저역 필터(20)에서 억제된다. 그 후, 필터 송신 신호는 근처의 제1송신기 스위치(24)를 통하여 안테나(42)에 출력된다.
게다가, 전력 증폭기(10)가 제2주파수 대역에서 송신 신호를 출력하는 제1동작 모드에서, 또는 동등하게 제2송신 주파수(f2)를 이용하는 곳에는, 제1스위치(16)는 개방되고, 제2스위치(28)는 폐쇄된다. 이런 경우, 제1임피던스 정합 회로(14) 및 제3임피던스 정합 회로(30)는 제2송신 주파수 및 송신 전력에 필요한 부하 임피던스와 전력 증폭기(10)의 출력 임피던스를 최적으로 정합시킬 수 있다. 폐쇄된 제2송신기 스위치(36)를 지나 송신 신호가 안테나(42)에 출력되기 전에, 다시 생성된 바람직하지 않은 고조파(2*f2, 3*f2 등)는 제2저역 필터로 인해 억제된다.
제1스위치(16) 및 제2스위치(28)의 이상적인 동작의 경우, 신호를 출력 하는 전력 증폭기(10)를 통과하여 2개의 주파수 대역에서 송신 신호를 출력하는 것이 완전히 실현된다.
그러나, 이러한 스위치의 등가 회로 다이아그램을 참조로 도2에 도시된 것처럼, 예를 들어, 실제로 사용되는 PIN형 다이오드에 대한 개방 및 폐쇄 상태에서, 이러한 스위치는 비-이상적인 동작을 나타낸다. 스위치 개방 상태에서, 감폭은 증가하는 주파수를 제한하거나 감소시킨다. PIN형 다이오드에서, 감폭은 900MHz에서는 25dB, 1800MHz에서는 10dB로 놓인다.
도3은 도1에 도시된 전력 증폭기 출력 회로의 동작에 대한 상기 비이상적인 동작 결과를 나타낸다. 전력 증폭기(10)가 제2주파수(f2)로 송신 주파수를 출력하는 경우, 관련 고조파는 제1저대역 필터(20)를 통과하여 완전히 억제된다. 반면에, 전력 증폭기(10)가 제1주파수(f1)로 송신 신호를 출력하는 제1동작 모드에서, 특히, 제1고조파와 관련된 상당히 상이한 경우, 즉 2*f1 ＞ f2, 2*f1 = f2 및 2*f1 ＜ f2인 경우가 있다.
제1주파수(f1)로 전력 증폭기(10)의 동작을 나타내는 제1경우에서, 제1고조파 및 다른 고조파(2*f1, 3*f1, ...)는 제2송신 브랜치에 있는 제2저역 필터(32)를 통과하여 억제되므로, 안테나(42)에 의해서 방사되지 않는다. 그러므로, 기껏해야 송신 신호는 자기 스스로, 개방된 제2스위치(28) 및 개방된 제2송신기 스위치(36)를 이용하여, 도1에 도시된 사이드 브랜치를 지나 안테나(42)에 도달한다.
그러나, 이것은 GSM에서는 대략 900MHz, DCS에서는 대략 1800MHz 로 동작하는 이중 대역과 같은 2*f1 = f2인 제2경우에 대해서는 적용되지 않는다. 여기에서, 제1송신 신호의 제1고조파는 제2송신 브랜치에 있는 제2저역 필터(32)를 통과하여 억제되지 않으므로, 안테나(42)에 도달한다. 도3에 도시된 것처럼, 예를 들어, GSM에서는 대략 900MHz, PCS에서는 대략 1900MHz 로 동작하는 이중 대역동안, 2*f1 ＜ f2인 제3경우는 적용된다. 결과적으로, 서로 다른 송신 주파수의 표준에서 미리 특정지어진 고조파를 억제하기 위한 한계값은 더이상 수행되지 않는다.
도4는 도3을 참조로 설명된 서로 다른 경우를 고려하여, 본 발명과 관련된 전력 증폭기 출력 회로의 해결 방안 개념을 도시한다. 여기에서, 도1에 도시된 회로 부품과 동일한 기능을 하는 회로 부품은 동일한 참조 번호를 이용하여 나타낸다.
본 발명에 따라서, 제1동작 모드에서, 제1송신 주파수(f1)의 고조파에 동조되는 제2송신 브랜치에 대역 저지 필터(46)가 삽입된다. 여기서, 도1을 참조로 기술된 전력 증폭기 출력 회로의 기능은 목적에 맞게 확장되어, 제1동작 모드에서 제2송신 브랜치의 송신 주파수(f1)에 따른 제1고조파의 감폭이 실제로 이루어진다.
이하에 설명되는 것처럼, 본 발명에 따라서 대역 소거 필터는 독보적인 전용 회로 섹션으로 실현되는 것이 아니라, 제2스위치(28) 및 제2송신기 스위치(36)처럼 이미 사용할 수 있는 회로 부품이 대역 저지 특성의 실현 형태에 통합된다. 이것은 필요한 회로 복잡도 및 제조 가격을 최소화하면서, 이용되는 회로 부품의 다기능화 및 서로 다른 회로 섹션의 인터리브를 실현한다.
도5는 본 발명에 따른 전력 증폭기 출력 회로의 개략도를 이용하여 본 발명 개념의 실현을 도시한다. 여기에서, 도1에 도시된 회로 부품과 동일한 기능을 가진 회로 부품은 동일한 참조 번호를 이용하여 표시된다.
도1에 도시된 회로 구조와 반대로, 제2송/수신기 전환 유니트(34)의 턴-오프 임피던스를 제1고조파(2*f1)의 단락 임피던스로 변환하기에 적합한 임피던스 변형 유니트(48)는 제2송/수신기 전환 유니트(34) 위에 제공된다.
도5에 도시된 전력 증폭기 출력 회로 동작에 있어서, 제1동작 모드에서, 임피던스 변환으로 인해, 제2저역 필터(32)를 통해 결국에는 억제되지 않는 제1송신 주파수(f1)의 제1고조파가 2*f1상태로 단락에서 만난다는 것이 중요하다. 게다가, 개방된 제2스위치(28)가 개방 회로를 만든다. 특히, 제1송신 주파수의 제1고조파(2*f1)에 대해서 이러한 방법으로 설정된 임피던스 변형은, 제2송신 브랜치의 입력부에서 이런 고조파(2*f1)에 필요한 반사를 한다.
도5에 도시된 기능 유니트처럼, 주파수 대역 선택 및 임피던스 정합, 고조파에 대해 스위치 가능한 대역 저지 필터, 및 송/수신기 전환 유니트가 인터리빙 방식으로 제공되어, 특정 회로 부품은 2가지 기능을 한다. 이것은, 제2저역 필터(32)가 제2송신기 스위치(36)뒤에 바로 연결되는지, 또는 제2송신기 스위치(36)와 제2수신기 스위치(38) 사이의 중간 탭과 이중 급전 장치(40) 사이에 놓인 회로 브랜치에 놓이는지와는 무관하게 적용된다.
도6은 도5에 도시된 본 발명에 따른 전력 증폭기 출력 회로 개략도의 회로 실현을 도시한다. 제1스위치(16)는 PIN형인 제1다이오드(50)로 실현되고, 제2스위치(28)는 PIN형인 제2다이오드(52)로 실현된다. 제1임피던스 정합 회로는, 접지와 전력 증폭기(10)의 출력부에 접속된 라인(56) 사이에 접속된 제1커패시터(54)를 지나, PIN형인 제1다이오드(50) 및 PIN형인 제2다이오드(52)로 각각 구성된다. 전력 증폭기(10)의 드레인 전원은, 높은 주파수 범위의 블록 신호에 제공되는 제1인덕터(58)를 통하여 달성된다.
게다가, 제2임피던스 정합 회로(18)는 PIN형인 제1다이오드(50)의 음극과 접지 사이에 접속된 제2캐패시터(60)를 통과하여 실현된다. 또한, 제3임피던스 정합 회로는 PIN형인 제2다이오드(52)의 음극과 접지 사이에 접속된 제2캐패시터(62)를 통과하여 실현된다.
도6에 도시된 것 처럼, 제1송신 주파수의 제1고조파(2*f1)에 동조되는 임피던스 변환 유니트(48)로서 λ/4 라인(64)이 제공된다. 일반적으로, (λ/4 + n * λ/2, n = 1, 2, ...)라인도 제공될 수 있다. 다른 대안 방법으로, 임피던스 변환은 분리 회로 부품으로 실현된 회로(도시되지 않은)를 통과하여 달성될 수 있다.
도6에 도시된 것 처럼, 제2송신기 스위치(36)는 PIN형인 제3다이오드(66)로 인식된다. 이런 PIN형인 제3다이오드(66)의 맞은편에, 제2인덕터(70) 및 제4캐패시터(72)를 포함하는 직렬 구성이 접속된다.
실제로, 제1동작 모드에서 제1고조파에 동조되는 λ/4 라인(64)을 지나, PIN형인 제3다이오드(66)의 턴 오프 임피던스는 제1송신 주파수의 제1고조파(2*f1)에 대한 단락으로 변환되는데, 이로 인해 동작 모드에 필요한 감결합이 달성된다. PIN형인 제2다이오드(52), PIN형인 제3다이오드(66) 및 제1λ/4 라인(64)이, 미리 정의된 설명를 수행하는데 필요한 제1송신 주파수의 제1고조파(2*f1)를 위한 대역 저지 필터를 구성한다.
게다가, 제3다이오드(66)와 제2인덕터(70)의 접속부에, 제2송신 스위치(36)의 턴 오프 임피던스를 증가시키는 병렬 공진 회로가 추가로 제공된다. 이것은 λ/4 라인(64)을 통과하여 달성된 대역 저지 특성을 개선시킨다. 여기에 제4캐패시터(72)가 제공되어 DC 부품을 감결합시킨다.
본 발명에 따라서 전력 증폭기 출력 회로의 동작에 있어서, 제2동작 모드에서 PIN형인 제2다이오드(52)와 PIN형인 제3다이오드(66)가 직렬로 접속되어야 한다는 것이 더욱 중요하다. 이런 직렬 구성으로 인해, PIN형 다이오드(52) 및 PIN형 다이오드(66) 바이어스는 각각 제2송신 브랜치로 송신되는 동안에만 필요하다. 이것은, 동일한 바이어스 전류가 PIN형 다이오드(52 및 66)로 각각 흘러 들어감으로서 매우 용이하게 달성될 수 있음으로, 이런 바이어스 전류는 반드시 단일 스위치 트랜지스터(도시되지 않은)만으로 제어되어야 한다.
게다가, 이런 바이어스 전류를 제공하기 위하여, 단일 전원(도시되지 않은)만 필요하여, 본 발명에 따라서 단일 전원은 전력 증폭기(10)의 드레인 전원으로 이용될 수 있다.
도6에 도시된 것처럼, 본 발명의 다른 바람직한 실시예에 따라서, PIN형인 제3다이오드(66)의 아래에 스위치 가능한 노치 필터(74)가 제공된다. 제2저역 필터(32)는 스위치 가능한 노치 필터(74)와 이중 급전 장치(40) 사이에 직렬로 제공된다. 스위치 가능한 노치 필터(74)는 PIN형인 제4다이오드(78)로 접지에 접속되는 제5캐패시터(76)를 포함한다.
이러한 것은 제1동작 모드에서 제1고조파(2*f1)의 더욱 개선된 감폭을 가능하게 한다. PIN형인 제4다이오드(78)의 패러스틱 인덕터와 공동으로 스위치 가능한 노치 필터(74)의 제4캐패시터(76)는, 제1송신 주파수의 제1고조파(2*f1)에 동조되는 직렬 공진 회로를 구성한다. 여기에서, 제1동작 모드의 필터 특성은 제2송신 브랜치에서 더욱 개선된다.
또한, 도6은 제2수신 스위치(38)의 바람직한 실현을 도시한다. 제2동작 모드에서 수신하기 위하여, 제2 λ/4 라인(80)은 단일 경로로 놓인다. 일반적으로, (λ/4 + n*λ/2, n = 1, 2, ...)라인도 이용될 수 있다. 안테나(42)에 연결되는 제2 λ/4 라인(80)의 단부(end)에, PIN형인 제5다이오드(82) 및 제6커패시터(86)를 포함하는 접지하기 위한 직렬 회로로 갈라진다.
제6캐패시터가 제공되어 DC 부품을 감결합하고, PIN형인 제5다이오드(82)의 턴 온 임피던스 및 턴 오프 임피던스는 제2 λ/4(80)을 지나, 제2동작 모드에서 수신하기 위하여, 단일 경로에 놓인 단락 임피던스 또는 개방 회로로 변형된다. 이런 회로 구조는 본 발명에 따라서 전력 증폭기 출력 회로의 집적화하고, 또한 제1수신 스위치(26)에 용이하게 적용될 수 있다.
도7은 마이크로스트립 기술로 가능한 λ/4 라인(64 및 88)의 실현을 각각 도시한다. 여기에서, 마이크로스트립 라인(88)은 유전체(90)상에 λ/4 라인으로 제공된다. 유전체(90)는 기판 층의 금속 접지 표면(92)에 제공된다.
도8은 스트립 라인 기술로, λ/4 라인(64 및 88)의 다른 실현을 도시한다. 이런 실현으로, 스트립 라인 엘리먼트(94)는 금속 기판 위쪽 층(95)과 금속 기판 아래쪽 층(96) 사이에 제공되며, 유전체(97)에 의해 위 금속 기판 층(95) 및 아래 금속 기판 층(96)으로 분리된다.
도9에 도시된 것처럼, 도7 및 도8에 따라서 λ/4 라인(64 및 80)의 실현을 결합하면 이로운 점이 있으므로, 전력 증폭기 출력 회로의 현재 인가된 레이아웃은 변형을 최소화하여야 한다. 특히, 제2송신기 스위치의 턴 오프 임피던스를 변형시키는 λ/4 라인(64)은 여러층의 형태로 실현 될 수 있어, 다른 회로 부품을 위해 존재하는 대체 위치는 수정되어서는 안된다.
본 발명은 이중 대역 이동 전화와 관련하여 기술되었지만, 다수의 주파수 대역에 있는 무선 송신이 이용되는 다른 이동 통신 유니트에서도 이용될 수 있다는 것을 쉽게 이해할 수 있다. 게다가, 여러 실시예와 관련하여 설명된 본 발명에 따른 형태는 어떤 제약 없이 상호간에 자유롭게 결합될 수 있다.

Claims (23)

  1. 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로에 있어서,
    a)이동 무선 유니트의 안테나(42)를 지나, 제1주파수 대역의 제1송/수신 신호를 송/수신하기 위한 제1송/수신기 전환 수단(24, 26) 및
    b)이동 무선 유니트의 안테나(42)를 지나, 제1주파수 대역 보다 높은 제2주파수 대역의 제2송/수신신호를 송/수신하기 위한 제2송/수신기 전환 수단(36, 38)을 포함하며,
    c)전환 수단(16, 28)은 송신 신호를 증폭하는 전력 증폭기(10)를 각각 제1 및 제2송/수신 전환 수단과 선택적으로 접속시키며,
    d)제1주파수 대역의 중심 주파수(f1)의 고조파와 동조되는 대역 저지 특성으로 제1송신 신호가 송신되는 동안, 임피던스 변환 수단(48)이 제공되어 제2송/수신기 전환 수단(36, 38)의 턴 오프 임피던스를 변환시키는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 임피던스 변환 수단(48)은, 제1주파수 대역의 2배의 중심 주파수(2*f1)에 동조되는 제1(λ/4 + n*λ/2, n = 0, 1,...)라인으로서 제공되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  3. 제1항에 있어서, 상기 임피던스 변환 수단(48)이 분리 회로 부품으로 실현되어, 그 입력부에서 제1주파수 대역의 2배의 중심 주파수(2*f1)에 대한 임피던스가 단락 회로가 되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전환 수단(16, 28)에는 전력 증폭기(10)의 출력부와 제1송/수신기 전환 수단(24, 26) 사이에 접속된 제1전환 수단(16), 및 전력 증폭기(10)의 출력부와 제2송/수신기 전환 수단(36, 38) 사이에 접속된 제2전환 수단(28)이 제공되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제2송/수신기 전환 수단(36, 38)이 송신 모드에서 활성화되는 제3스위칭 수단(38) 및 수신 모드에서 활성화되는 제4스위칭 수단(36)을 포함하는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 제1임피던스 정합 회로(14)가 전력 증폭기(10)와 전환 수단(16, 28) 사이에 제공되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  7. 제4항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 제2임피던스 정합 회로(18)가 제1스위칭 수단(16)과 제1송/수신기 전환 수단(24, 26) 사이에 제공되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  8. 제4항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서, 제3임피던스 정합 회로(30)가 제2스위칭 수단(28)과 제2송/수신기 전환 수단(36, 38) 사이에 제공되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  9. 제4항 또는 제5항에 있어서, 제1스위칭 수단(16), 제2스위칭 수단(28) 및/또는 제3스위칭 수단(36)이 각각 PIN형인 제1다이오드 (50), PIN형인 제2다이오드(52) 및/또는 PIN형인 제3다이오드로서 제공되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  10. 제9항에 있어서, 제3스위칭 수단(36)이 인덕터(70) 및 캐패시터(72)를 포함하는 직렬 회로로 연결되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  11. 제5항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 스위치 가능한 노치 필터(74)가 제3스위칭 수단(36)과 이동 무선 유니트의 안테나(42) 사이에 제공되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  12. 제11항에 있어서, 스위치 가능한 노치 필터(74)가, PIN형인 제4다이오드(78)를 통해서 접지에 연결되는 캐패시터(76)를 포함하는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  13. 제1항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서, 이동 무선 유니트 안테나(42) 위쪽으로, 저역 필터(32)가 제공되며 그 차단 주파수는 제2주파수 대역을 통과하여 결정되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  14. 제6항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서, 각각의 제1임피던스 정합 회로(14), 제2임피던스 정합 회로(18) 및/또는 제3임피던스 정합 회로(30)가 직렬의 라인/코일 구성 및 접지로 연결되는 캐패시터(54, 60, 62)로서 제공되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  15. 제5항에 있어서, 제4 스위칭 수단(38)으로서, 제2수신 신호를 송신하는 라인에 있는 제2(λ/4 + n*λ/2, n = 0. 1. ...) 라인(80)이 제공되어, 안테나에 연결되는 단부에서, PIN형인 제5다이오드(82)가 접지로 연결되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  16. 제2항에 있어서, 제1(λ/4 + n*λ/2, n =0, 1, ...) 라인(64)은 하나 이상의 회로 기판 층에서 하나 이상의 마이크로스트립 섹션 및/또는 하나 이상의 스트립 라인 섹션으로 실현되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  17. 제15항에 있어서, 제2(λ/4 + n*λ/2, n =0, 1, ...) 라인(80)은 하나 이상의 회로 기판 층에서 하나 이상의 마이크로스트립 섹션 및/또는 하나 이상의 스트립 라인 섹션으로 실현되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  18. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 제1송/수신기 전환 수단(22)에는 수신 모드에서 활성화되는 제5스위칭 수단(26)이 제공되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  19. 제18항에 있어서, 안테나를 전력 증폭기 출력 회로에 결합시키기 위한 이중 급전 장치(40)가 제공되어, 이중 급전 장치의 입력 단자가 제3스위칭 수단(36)과 제4스위칭 수단(38)사이의 제1중앙 탭, 및 제5스위칭 수단(24)과 제6스위칭 수단(26) 사이의 제2중앙 탭에 접속되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로.
  20. 이중 대역 이동 무선 유니트의 전력 증폭기 출력 회로를 동작하는 방법에 있어,
    a) 이동 무선 유니트의 안테나와 제1송/수신기 전환 수단(24, 26)을 통해서 제1주파수 대역의 제1송/수신 신호를 송/수신하는 단계,
    b) 이동 무선 유니트의 안테나와 제2송/수신기 전환 수단(36, 38)을 통해서 제1주파수 대역 보다 높은 제2주파수 대역에서 제2송/수신 신호를 송/수신하는 단계,
    c) 송신 신호를 증폭하기 위하여, 전력 증폭기(10)의 출력부를 제1 및 제2송/수신기 전환 수단(24, 26; 36, 38)에 각각 선택적으로 접속하는 단계, 및
    d) 제1송신 신호를 송신할 때, 대역 저지를 이용하여, 제2송/수신 신호를 위한 송신 브랜치에서 제1송신 신호의 제1고조파를 필터링 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로 동작 방법.
  21. 제20항에 있어서, 제1송신 신호를 송신할 때에, 제2주파수 대역의 중심 주파수(f2) 보다 높은 제1송신 신호의 고조파가 제2송/수신 신호의 송신 브랜치에서 저역 필터(32)를 이용하여 필터링되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로 동작 방법.
  22. 제20항 또는 제21항에 있어서, 제2송/수신기 전환 수단(36, 38)의 턴-오프 임피던스를 제1주파수 대역의 중심 주파수인 제1고조파(f1)에 대한 개방 회로 임피던스로 변환시킴으로서, 대역 저지가 제2송신 브랜치에서 실현되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 출력 회로 동작 방법.
  23. 제20항 내지 제22항 중 어느 한 항에 있어서, 제1송신 신호를 송신할 때, 제1송신 신호의 제1고조파가 스위치 가능한 노치 필터(74)를 이용하여, 신호를 송/수신하는 송신 브랜치(42)에서 추가적으로 필터링되는 것을 특징으로 하는 이중 대역 이동 무선 유니트에 대한 전력 증폭기 회로 동작 방법.
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