JP4278868B2 - デュアルバンド携帯電話における高調波除去 - Google Patents

Description

【０００１】
（発明の技術分野）
本発明は、デュアルバンド携帯電話における高調波除去に関する。
【０００２】
（発明の背景）
従来から、携帯電話は主に単一の操作周波数でのみ操作されている。図１０は携帯電話の送／受信操作の実現例を示したもので、ＧＳＭの場合は約９００ ＭＨｚ、ＤＣＳの場合は約１８００ ＭＨｚ、またはＰＣＳの場合は約１９００ ＭＨｚなどの送信周波数で操作されている。アンテナ１００は信号の送受信のために設けられていて、送信機／受信機切換え装置、つまり送信機／受信機スイッチ１０２に接続されている。送信機／受信機切換え装置１０２は、送信機スイッチＴＸと受信機スイッチＲＸとを備えている。受信モードでは、受信機スイッチＴＸは開状態で、受信機スイッチＲＸは閉状態である。これに反して、送信モードでは、送信機スイッチＴＸは閉状態で、受信機スイッチＲＸは開状態である。
【０００３】
図１０に示すように、送信モードでは、送信信号は（飽和に近い動作であるため）非線形動作を実行する電力増幅器１０４から出力されるため、所望の送信信号だけでなく送信信号の高調波も出力される。電力増幅器１０４による増幅操作後にＥＴＳＩ−ＧＳＭ標準などの事前に決められている仕様を満たすために、電力増幅器１０４の出力インピーダンスを通常５０ Ωのラインインピーダンスに後続の回路装置１０６で整合させ、さらに、高周波を低域フィルタリングする。
【０００４】
しかし、デジタル移動体電話が普及するにつれ、図１０に示してある回路設計ではこの要件を満たすことができなくなってきている。特に、地方では加入者数が増えつづけるにつれ、送信周波数及び関連送信チャネル数に限界があるという問題に直面している。ＧＳＭでは約９００ ＭＨｚであるのに対しＤＣＳでは約１８００ ＭＨｚまたＰＣＳでは約１９００ ＭＨｚと、送信周波数を拡大して全送信帯域を拡大し、送信チャネル数を増加しているが、これは、基地局の送信範囲を縮小することで実現している。その結果、事前に指定されたエリアを完全に網羅するために必要な基地局数は増加する。実際的な観点からは、これは投資経費の増加に繋がり、実際の限界を超える。
【０００５】
これに対して、上記で説明した各種の方法の技術的な利点を組み合わせる方が、有望であると思われる。特に、セルラーデュアルバンドネットワークを用意してそのネットワークにデュアルバンド携帯電話を適合させる方法、つまり、ＧＳＭ周波数バンドとＤＣＳまたはＰＣＳ（あるいはその両方）周波数バンドとを組み合わせる方法が有望である。
【０００６】
図１１は、デュアルバンド携帯電話の関連送／受信操作に適合させた回路設計の例で、図１０に示した方法をそのまま基にしている。
【０００７】
この回路では、アンテナ２００は２つの送信機／受信機切換え装置２０２及び２０４に接続されている。送信機／受信機切換え装置２０２は、第１の周波数バンドに含まれる搬送周波数のための送信機スイッチＴＸａと受信機スイッチＲＸａとを備えている。さらに、送信機／受信機切換え装置２０４は、第２の周波数バンドに含まれる搬送周波数のための送信機スイッチＴＸｂと受信機スイッチＲＸｂとを備えている。スイッチＴＸａ、ＲＸａ、ＴＸｂ、及びＲＸｂは、図１０で説明したように、それぞれ、選択された操作周波数に従って操作される。さらに、送信パスをアンテナに接続するダイプレクサを備えている。さらに、２つの電力増幅器２１０と２１２及び関連回路装置２１４と２１６を備え、インピーダンス整合と低域フィルタリングを行う。また、２つの送信周波数のための２つの電力増幅器２１０と２１２は、複数の出力端末を備えた単一の電力増幅器で等価置換えすることもできる。
【０００８】
図１０に示したシングルバンド送信機／受信機出力回路をそのまま一般化する場合の利点は、両方の周波数バンドの送信ブランチを完全に分離できる点である。電力増幅器は飽和近くで操作され、その結果、両方の送信信号の高調波が生成されるが、これらは、低域フィルタＴＰａとＴＰｂのサイズを適切に考慮することで減少させることができる。それにもかかわらず、これらの利点の代償として、回路はさらに複雑になる。回路装置を追加することで、制作コストが大幅に上昇するだけでなくデュアルバンド送信／受信回路のスペース要件も厳しくなり、実現のマイナス要因となっている。
【０００９】
制作コストを削減しスペース要件を緩和する１つの方法は、単一の出力端末により複数の周波数バンドで送信信号を出力する電力増幅器を使用するかまたは、等価的に、各種操作モードを持つ電力増幅器を使用することである。例えば、約９００ ＭＨｚの送信周波数のＧＳＭと約１８００ ＭＨｚの送信周波数のＤＣＳとを組み合わせる場合、各出力電力は約３ Ｗと１．５ Ｗになる。
【００１０】
しかし、図１０及び１１で説明したように電力増幅器の操作は飽和近くであるため、第１の操作モードでは、約１８００ ＭＨｚ、約２７００ ＭＨｚなどの高調波が生成され、さらに、第２の操作モードでは約３６００ ＭＨｚなどの高調波が生成される。この場合、通常は、１次調波及び２次調波が主な高調波となる。
【００１１】
例えば９００ ＭＨｚの第１の送信周波数で操作すると、送信信号の第１の高調波（１８００ ＭＨｚ）は、第２の送信ブランチの低域フィルタＴＰｂでは除去されない。さらに、第２の送信ブランチで開状態の送信スイッチＴＸｂにおいてもアンテナからは完全に分離されていないため、実際の送信信号がアンテナにより放射されるだけでなく、第２の高送信周波数についても活性化されていない送信ブランチを介し第１の高調波が放射される。この状態が、事前に定義されている基準の限界を超えて発生する。一般的に、第１の低送信周波数の高調波が第２の高送信周波数より低いかまたはそれと一致する場合、複数の周波数バンドにおける電力増幅器出力送信信号でこの問題が発生する。
【００１２】
したがって、本発明の目的は、１つの出力端末により各種周波数バンドで送信信号を出力する電力増幅器により、デュアルバンド携帯電話の高調波を効果的に除去することである。
【００１３】
本発明によれば、この目的は、デュアルバンド移動体無線装置の電力増幅器出力回路であって、移動体無線装置のアンテナを介して第１の周波数バンドで第１の送信／受信信号を送受信する第１の送信機／受信機切換え手段と、移動体無線装置のアンテナを介して第１の周波数バンドより高い第２の周波数で第２の送信／受信信号を送受信する第２の送信機／受信機切換え手段とを備え、切換え手段は電力増幅器に選択的に接続し、第１及び第２の送信機／受信機切換え手段により送信信号を増幅し、インピーダンス変換手段を設け、第１の送信信号の送信時に、第２の送信機／受信機切換え手段のターンオフインピーダンスを、第１の周波数バンドの中心周波数の高調波に同調するバンドストップ特性に変換することを特徴とする電力増幅器出力回路で達成する。
【００１４】
本発明によれば、切換え可能なバンドストップは、第２の周波数バンドの送信ブランチへ電力増幅器を選択的に接続する切換え装置と、第２の送信機／受信機切換え装置と、その中間に接続されているインピーダンス変換手段のそれぞれ３つの部分で構成されている。３つのすべての構成要素が、切換え可能バンドストップフィルタを構成する。２つの切換え装置は、これ以外に、重要な必須機能を実行している。インピーダンス変換手段だけが、バンドストップ動作を実現するためにだけ提供されている。
【００１５】
第１の周波数バンドで送信信号を増幅するとき、第２の送信ブランチの切換え手段は開回路になる。さらに、インピーダンス変換手段は、第２の送信機／受信機切換え手段のターンオフインピーダンスを変換して短絡にする。これにより、第２の送信ブランチにおけるインピーダンス送信ステップにより、（実際的な観点から）高調波の殆どすべての反射を除去できる。
【００１６】
総体的に考えると、電力増幅器出力回路内の回路装置にインピーダンス変換に応答して多機能性を持たせるという考えは、電力増幅器出力回路に各種機能部をオーバーラップ、つまり、インターリーブして提供することになる。これにより、高調波を所望通りにフィルタすることができ、しかも、追加経費はほとんどかからない。
【００１７】
本発明の好ましい実施例によれば、インピーダンス変換手段は、第１の周波数バンドの中心周波数の２倍に同調する４分の１ライン、または等価的にλ／４ラインである。
【００１８】
λ／４ラインは回路基板上でマイクロストリップラインまたはストリップラインの形式で簡単に作成できるため、現行の回路設計をわずかに修正するだけで済む。
【００１９】
本発明のさらに別の好ましい実施例によれば、切換え手段は各送信ブランチで、それぞれ、ＰＩＮタイプのダイオードを備えている。さらに、第２の送信機／受信機切換え手段に、送信機スイッチとしてＰＩＮタイプのダイオードをさらに備える。
【００２０】
したがって、第２の周波数バンドで送信時に、第２に送信ブランチにはＰＩＮタイプの複数のダイオードが直列で構成される。構成が直列であるため、第２の送信ブランチを介して送信するときだけ、これらのダイオードにバイアスをかける必要がある。これは非常に簡単に行うことができる。それは、ＰＩＮタイプのすべてのダイオードには同じバイアス電流が流れているため、このバイアス電流を単一の切換えトランジスタだけで制御できるからである。さらに、１つの電源だけでこのバイアス電流を出力する。したがって本発明では、この電源を電力増幅器のドレイン電源としても使用できる。
【００２１】
ＰＩＮタイプのダイオードの直列構成は、送信信号の高周波数構成要素とバイアス電流の電源を分離するために誘導性素子が必要であるという点からも有利である。この誘導性素子は、送信信号の高周波数構成要素の開回路およびバイアス電流の短絡として動作する。誘導性素子または回路構成の制作にはコストがかかるので、ＰＩＮタイプのダイオードを１つの誘導性素子にまとめて提供して分離を実現できれば、制作コストは低減する。
【００２２】
本発明の別の好ましい実施例では、第２の送信機／受信機切換え装置の送信機スイッチの下流に、分巻構成の切換え可能ノッチフィルタがある。この切換え可能ノッチフィルタは、ＰＩＮタイプのダイオードを介してグラウンドに接続されるコンデンサを備えている。
【００２３】
これにより、高調波の減少はさらに改善される。切換え可能ノッチフィルタのコンデンサ、及び有効状態のＰＩＮタイプの関連ダイオードの寄生誘導性素子が直列共振回路を構成し、第１の送信信号の送信時に高調波をフィルタする。したがって、この操作モードだけでフィルタリング動作をさらに改善させるためには、ノッチフィルタを切り換えるか、または等価的に、ＰＩＮタイプのダイオードに電流を供給する必要がある。
【００２４】
本発明のさらに別の好ましい実施例では、電力増幅器の出力側にインピーダンス整合回路を設ける。また、切換え手段のＰＩＮタイプのダイオードの下流にさらにインピーダンス整合回路を設け、各送信ブランチで関連するインピーダンス整合をさらに実施する。
【００２５】
このようにインピーダンス整合を１ステップずつ行うことで、電力増幅器の出力インピーダンスと、各種周波数バンドと送信電力に指定した負荷インピーダンスとの整合を同時にできる。
【００２６】
図１は、本発明によるデュアルバンド携帯電話の電力増幅器出力回路の基本構成を示している。
【００２７】
図１に示すように、電力増幅器１０は、第１のインピーダンス整合回路１４へ出力端末１２で接続されている。第１のインピーダンス整合回路１４の出力には、第１のインピーダンス整合回路１４を第１の送信ブランチへ接続する第１のスイッチ１６が設けられている。第１の送信ブランチは、第２のインピーダンス整合回路１８、第１の低域フィルタ２０、及び第１の送信機／受信機切換え装置２２を有する直列構成を備えている。第１の直列構成は、第１の周波数バンドで操作される。送信／受信操作間のスイッチとして、第１の送信機／受信機切換え装置２２は、第１の送信機スイッチ２４と第１の受信機スイッチ２６とを備えている。
【００２８】
図１に示すように、第１のインピーダンス整合回路１４の出力には、第１のインピーダンス整合回路１４を第２の送信ブランチへ接続する第２のスイッチ２８も接続されている。第２の送信ブランチは、第３のインピーダンス整合回路３０、第２の低域フィルタ３２、及び第２の送信機／受信機切換え装置３４を有する直列構成を備えている。この第２の直列構成は、第２の周波数バンドで操作される。送信／受信操作のスイッチとして、第２の送信機／受信機切換え装置３４は、第２の送信機スイッチ３６と第２の受信機スイッチ３８とを備えている。
【００２９】
第１の送信機スイッチ２４と第１の受信機スイッチ２６との間のセンタタップ、及び第２の送信機スイッチ３６と第２の受信機スイッチ３８との間のセンタタップは、ダイプレクサ４０へ接続されていて、各送信／受信パスの損失を発生させることなくアンテナ４２へ接続するようにしている。
【００３０】
第１の操作モードでは、電力増幅器１０は第１の周波数バンド、または等価的に、第１の送信周波数ｆ１で、送信信号を出力する。この操作モードでは、第１のスイッチ１６は閉状態で、第２のスイッチ２８は開状態である。第１のインピーダンス整合回路１４と第２のインピーダンス整合回路１８は、第１の送信周波数と送信電力とに必要な負荷インピーダンスと、電力増幅器１０の出力インピーダンスとの間で、最適な整合を行う。電力増幅器１０は飽和近くで操作されるため、周波数がｆ１の実送信信号だけでなく、高調波２＊ｆ１、３＊ｆ１なども出力する。これらの不要な高調波は、第１の低域パスフィルタ２０で除去される。その後、フィルタ送信信号は閉状態の第１の送信機スイッチ２４を介してアンテナ２４へ出力される。
【００３１】
さらに、第２の操作モードでは、電力増幅器１０は第２の周波数バンドまたは等価的に、第２の送信周波数ｆ２で送信信号を出力する。この操作モードでは、第１のスイッチ１６は開状態で、第２のスイッチ２８は閉状態である。
【００３２】
この場合、第１のインピーダンス整合回路１４と第３のインピーダンス整合回路３０は、電力増幅器１０の出力インピーダンスと、第２の送信周波数と送信電力とに必要な負荷インピーダンスとの間で最適な整合を行う。この場合も不要な高調波２＊ｆ２、３＊ｆ２などが生成されるが、これらは第２の低域フィルタにより除去され、送信信号は閉状態の第２の送信機スイッチ３６を介してアンテナ４２へ出力される。
【００３３】
第１のスイッチ１６と第２のスイッチ２８とが理想的な動作を行う場合、単一の出力を持つ電力増幅器１０による２つの周波数バンドの送信信号と出力は完全に実現される。
【００３４】
しかし、図２に示すように、開状態及び閉状態のこれらのスイッチの等価回路図を参照すると、例えば、実際に使用されているＰＩＮタイプのダイオードについては、スイッチの状態は理想的ではない。スイッチの開状態における減少は限られていて、周波数が高くなると減少幅も少なくなる。ＰＩＮタイプのダイオードの場合、減少範囲は９００ ＭＨｚで２５ ｄＢ、１８００ ＭＨｚで１０ ｄＢである。
【００３５】
図３は、図１に示した電力増幅器出力回路の操作における理想的でない動作の結果を示したものである。電力増幅器１０が第２の周波数ｆ２の送信信号を出力する場合、関連高調波は第１の低域フィルタ２０により完全に除去される。逆に、第１の操作モードであって、電力増幅器１０が周波数ｆ１の送信信号を出力する場合、２＊ｆ１＞ｆ２、２＊ｆ１＝ｆ２及び２＊ｆ１＜ｆ２など、特に第１の高調波について様々なケースが考えられる。
【００３６】
最初のケースでは、第１の周波数ｆ１で電力増幅器１０の操作時に、第１及びそれ以降の高調波２＊ｆ１、３＊ｆ１、．．．は第２の送信ブランチの第２の低域フィルタ３２により除去され、したがって、アンテナ４２により放射されない。したがって、送信信号自身は、たかだか、第２のスイッチ２８が開状態で第２の送信機スイッチ３６が開状態のときに、図１に示すサイドブランチ４４によりアンテナ４２に届くだけである。
【００３７】
しかし、約９００ ＭＨｚのＧＳＭと約１８００ ＭＨｚのＤＣＳとのデュアルバンド操作など、２＊ｆ１＝ｆ２の第２のケースではこのことは当てはまらない。この場合、第１の送信信号の第１の高調波は、第２の送信ブランチにおける第２の低域フィルタ３２により除去されず、したがって、アンテナ４２に届いてしまう。図３に示すように、約９００ ＭＨｚのＧＳＭと約１９００ ＭＨｚのＰＣＳとのデュアルバンド操作では、同じことが第３のケース２＊ｆ１＜ｆ２で当てはまる。したがって、各種送信周波数の標準に規定されている高調波の除去限界値は、もはや満たされない。
【００３８】
図４は、図３で説明した各種ケースを考慮した、本発明による電力増幅器出力回路の解決方法の考え方を示したものである。この図では、図１に示した回路構成要素と同じ機能を有する回路構成要素には、同じ参照番号を使用している。
【００３９】
本発明では、第１の操作モードで、第２の送信ブランチにバンドストップフィルタ４６を挿入し、第１の送信周波数ｆ１の高調波に合わせてこのフィルターを同調させる。その結果、図１で説明した電力増幅器出力回路の機能は意図的に拡張され、第１の操作モードでは、第２の送信ブランチにおいて送信周波数ｆ１による第１の高調波は減少する。この方法は、実際的な面からも問題ない。
【００４０】
以下で説明するように、本発明では、バンドストップフィルタを専用の独立回路では実現していない。独立回路ではなく、第２のスイッチ２８及び第２の送信機スイッチ３６など、すでに利用されている回路構成要素をバンドストップ特性を実現するように組み込んである。これにより、使用構成要素が多機能を実行できるようにし、また、各種回路要素をインターリーブ形式で実現している。その一方で、必要な回路は簡素化され、制作コストも低減している。
【００４１】
図５は、本発明による電力増幅器出力回路の模式図を使用し、本発明による考え方の実現方法を示したものである。この図でも、図１に示した回路構成要素と同じ機能を有する回路構成要素には同じ参照番号が付けてある。
【００４２】
図１に示す回路構造と異なり、第２の送信機／受信機切換え装置３４の上流に、インピーダンス変換装置４８が備わっている。これは、第２の送信機／受信機切換え装置３４のターンオフインピーダンスを、第１の高調波２＊ｆ１の短絡インピーダンスに変換するものである。
【００４３】
図５に示す電力増幅器出力回路の操作の場合、第１の操作モードでは、最終的に第２の低域フィルタ３２により除去されない第１の送信周波数ｆ１の第１の高調波がインピーダンス変換により２＊ｆ１で短絡になることは重要である。さらに、開状態の第２のスイッチ２８は、開回路になる。第１の送信周波数の第１の高調波２＊ｆ１について特にこのようにインピーダンスが転換されるため、第２の送信ブランチの入力側で、この高調波２＊ｆ１について必要な反射が行われる。
【００４４】
図５に示すように、周波数バンド選択及びインピーダンス整合、高調波の切換え可能バンドストップフィルタ、及び送信機／受信機切換え装置を機能単位としてインターリーブ方式で備え、それにより、特定の回路構成要素が二重の機能を持つようにしている。これは、第２の低域フィルタ３２の場所に関係なく当てはまる。つまり、このフィルタが第２の送信機スイッチ３６の直後に設けられている場合でも、センタタップ（第２の送信機スイッチ３６と第２の受信機スイッチ３８との間）とダイプレクサ４０との間の回路ブランチに設けられている場合でも当てはまる。
【００４５】
図６は、図５に示した本発明による電力増幅器出力回路の模式図を基に実際に設計した回路である。第１のスイッチ１６はＰＩＮタイプ５０の第１のダイオードで実現し、第２のスイッチ２８はＰＩＮタイプ５２の第２のダイオードで実現している。第１のインピーダンス整合回路は、第１のコンデンサ５４（グラウンドと、電力増幅器１０の出力をＰＩＮタイプ５０の第１のダイオードに接続している回線５６との間に接続されている）とＰＩＮタイプ５２の第２のダイオードとで、それぞれ構成されている。電力増幅器１０のドレイン電源は、高調波範囲の信号をブロックするために設けられている第１の誘導性素子５８により実現している。
【００４６】
さらに、第２のインピーダンス整合回路１８は、ＰＩＮタイプ５０の第１のダイオードの陰極とグラウンド間に接続されている第２のコンデンサ６０により実現されている。さらに、第３のインピーダンス整合回路は、ＰＩＮタイプ５２の第２のダイオードの陰極とグラウンド間に接続されている第３のコンデンサ６２により実現されている。
【００４７】
また、図６に示すように、インピーダンス変換装置４８としてλ／４ラインを設け、第１の送信周波数の第１の高調波２＊ｆ１に同調させている。通常は、（λ／４＋ｎ＊λ／２、ｎ＝１、２、．．．）ラインを設けてもよい。また、インピーダンス変換は、ディスクリート回路構成要素で実現している回路（図示していない）で実行してもよい。
【００４８】
また、図６に示すように、第２の送信スイッチ３６は、ＰＩＮタイプ６６の第３のダイオードで実現する。ＰＩＮタイプ６６の第３のダイオードに並列に、第２の誘導性素子７０と第４のコンデンサ７２とを備えた直列構成を接続する。
【００４９】
動作面から説明すると、ＰＩＮタイプ６６の第３のダイオードのターンオフインピーダンスは、第１の操作モードの第１の送信周波数に同調するλ／４ライン６４を介して、第１の送信周波数の第１の高調波２＊ｆ１の短絡に変わる。これにより、操作モードを分離することができる。ＰＩＮタイプ５２の第２のダイオード、ＰＩＮタイプ６６の第３のダイオード、及び第１のλ／４ライン６４は、第１の送信周波数の第１の高調波２＊ｆ１のバンドストップフィルタを構成し、事前に定義されている仕様を満している。
【００５０】
さらに、第２の誘導性素子７０を第３のダイオード６６と並列接続し、さらに並列共振回路を設け、第２の送信機スイッチ３６のターンオフインピーダンスを増加させる。これにより、λ／４ライン６４によるバンドストップ特性は改善される。ここでは、第４のコンデンサ７２を設け、ＤＣ成分を分離する。
【００５１】
本発明による電力増幅器出力回路の操作では、第２の操作モードにおいて、ＰＩＮタイプ５２の第２のダイオードとＰＩＮタイプ６６の第３のダイオードとを直列に接続することも重要である。この直列構成により、ＰＩＮタイプ５２と６６のこれらのダイオードのバイアスは、それぞれ、第２の送信ブランチを介する送信時にだけ必要になる。これは、ＰＩＮタイプ５２と６６の両方のダイオードを介して同じバイアス電流がそれぞれ流れているため、実現は極めて容易である。したがって、このバイアス電流を１つの切換えトランジスタ（図示していない）で制御する必要がある。
【００５２】
さらに、このバイアス電流を供給するために、必要な電源は１つでよい（図示していない）。本発明によれば、この電源は電力増幅器１０のドレイン電源としても使用できる。
【００５３】
また、図６に示すように、本発明の別の好ましい実施例では、ＰＩＮタイプ６６の第３のダイオードの下流に、切換え可能ノッチフィルタ７４を設ける。直列に接続している切換え可能ノッチフィルタ７４とダイプレクサ４０との間に、第２の低域フィルタ３２を設ける。切換え可能ノッチフィルタ７４は、ＰＩＮタイプ７８の第４のダイオードを介してグラウンドに接続している第５のコンデンサ７６を備えている。
【００５４】
これにより、第１の操作モードにおける第１の高調波２＊ｆ１の減少は、さらに改善される。切換えノッチフィルタ７４の第４のコンデンサ７６とＰＩＮタイプ７８の第４のダイオードの寄生静止状態とで、第１の送信周波数の第１の高調波２＊ｆ１に同調した直列共振回路を構成している。これにより、第１の操作モードにおけるフィルタ特性は、第２の送信ブランチでは大幅に改善される。
【００５５】
図６は、第２の受信スイッチ３８の好ましい実現方法も示している。第２のλ／４ライン８０は、第２の操作モードの受信の信号パス上にある。通常、（λ／４＋ｎ＊λ／２、ｎ＝１、２、．．．）ラインも使用できる。第２のλ／４ライン８０の端のうちアンテナ４２の反対側の端では、ＰＩＮタイプ８２の第５のダイオードと第６のコンデンサ８６とで構成されるグラウンドへの直列回路が分岐している。
【００５６】
第６のコンデンサを設けてＤＣ成分を分離しているが、ＰＩＮタイプ８２の第５のダイオードのターンオン及びターンオフインピーダンスは、第２のλ／４ライン８０を介し、第２の操作モードの受信のための信号パス上の開回路または短絡インピーダンスのいずれかに変換される。この回路構成により、本発明による電力増幅器出力回路に容易に組み込むことができ、また、第１の受信スイッチ２６へも簡単に適用できる。
【００５７】
図７は、マイクロストリップテクノロジにおけるλ／４ライン６４と８０のそれぞれの実現方法として可能な方法を示したものである。ここでは、マイクロストリップライン８８を、誘導体９０の上にλ／４ラインとして設ける。誘導体９０を、基板層の金属被膜グラウンド面９２の上に設ける。
【００５８】
図８は、ストリップラインテクノロジにおけるλ／４ライン６４と８０の別の実現方法を示したものである。この実現方法では、ストリップライン要素９４を上部基板層金属被膜９５と下部基板層金属被膜９６との間に設け、また、誘導体９７により上部及び下部基板層金属被膜９５及び９６から、それぞれ、分離させる。
【００５９】
図９に示すように、図７及び８によるλ／４ライン６４と８０を実現する場合、これらを組み合わせると有利で、その結果、電力増幅器出力回路の現行のレイアウト修正は、最小で済む。特に、第２の送信機スイッチのターンオフインピーダンスを変換するためのλ／４ライン６４は、他の回路構成要素の既存の設置場所を修正せずに、複数層で実現できる。
【００６０】
デュアルバンド携帯電話について本発明は説明してきたが、複数の周波数バンドの無線通信が使用されている任意の移動体通信でも使用できることは容易に理解できる。さらに、様々な実施例について説明している本発明の機能は、何ら制限を加えることなくお互いに自由に組み合せることができる。
【図面の簡単な説明】
以下に、添付した図面を参照して本発明の詳細な実施例を説明する。
【図１】 電力増幅器が１つの出力端末を介して複数の周波数バンドで送信信号を出力するデュアルバンド携帯電話の電力増幅器出力回路の基本構造を示す図である。
【図２】 図１に示すスイッチの開状態及び閉状態を示す等価回路図である。
【図３】 デュアルバンド携帯電話における各種送信周波数と関連の高調波とを示す図である。
【図４】 本発明による電力増幅器出力回路の基本構造を示す図である。
【図５】 本発明によるインピーダンス変換機能を備えた電力増幅器出力回路の模式図である。
【図６】 本発明による電力増幅器出力回路を実現したものを示す回路図である。
【図７】 マイクロストリップテクノロジにおけるλ／４ラインの形式の本発明によるインピーダンス変換装置を実現したものを示す図である。
【図８】 ストリップラインテクノロジにおけるλ／４ラインとして本発明によるインピーダンス変換装置を実現したものを示す図である。
【図９】 マイクロストリップとストリップラインテクノロジをそれぞれ組み合わせたλ／４ラインとしての本発明によるインピーダンス変換装置を実現したものを示す図である。
【図１０】 単一バンド携帯電話の電力増幅器出力回路の模式図である。
【図１１】 ２つの電力増幅器を備えたデュアルバンド携帯電話の電力増幅器出力回路の模式図である。

Claims (20)

1. デュアルバンド移動体無線装置の電力増幅器出力回路であって、
   ａ）前記移動体無線装置のアンテナに接続され、前記アンテナを介して第１の周波数バンドで第１の送信／受信信号を送受信する第１の送信機／受信機切換え手段と、
   ｂ）前記アンテナに接続され、前記アンテナを介して前記第１の周波数バンドより高い第２の周波数バンドで第２の送信／受信信号を送受信する第２の送信機／受信機切換え手段と、
   ｃ）送信信号を増幅する電力増幅器を前記第１及び第２の送信機／受信機切換え手段にそれぞれ選択的に接続する第１の切換え手段および第２の切換え手段と、
   ｄ）前記第２の切換え手段と前記第２の送信機／受信機切換え手段との間に設けられたインピーダンス変換手段と、を備え、
   前記第２の送信機／受信機切換え手段は、送信モードで有効になる第３の切換え手段、および受信モードで有効になる第４の切換え手段を備え、
   前記インピーダンス変換手段は、第１の送信信号の送信時に、前記第２の切換え手段側からみた前記第２の送信機／受信機切換え手段のターンオフインピーダンスを、前記第２の切換え手段、前記第３の切換え手段、および前記インピーダンス変換手段の３つを総合して第１の周波数バンドの中心周波数（ｆ１）の２次高調波に同調するバンドストップ特性を有するように、第１の高調波２＊ｆ１の短絡インピーダンスに変換することを特徴とする電力増幅器出力回路。
2. 請求項１に記載の電力増幅器出力回路であって、前記インピーダンス変換手段を第１のλ／４＋ｎ＊λ／２（ｎ＝０、１、・・・）ラインとして設け、前記第１の周波数バンドの中心周波数の２倍（２＊ｆ１）に同調させることを特徴とする電力増幅器出力回路。
3. 請求項１または２に記載の電力増幅器出力回路であって、前記第１の切換え手段は、前記電力増幅器の出力と前記第１の送信機／受信機切換え手段との間に接続して設けられ、前記第２の切換え手段は、前記電力増幅器の出力と前記第２の送信機／受信機切換え手段との間に接続して設けられたことを特徴とする電力増幅器出力回路。
4. 請求項１から３のいずれかに記載の電力増幅器出力回路であって、前記電力増幅器と前記第１の切換え手段および前記第２の切換え手段との間に第１のインピーダンス整合回路を設けることを特徴とする電力増幅器出力回路。
5. 請求項３または４に記載の電力増幅器出力回路であって、前記第１の切換え手段と前記第１の送信機／受信機切換え手段との間に第２のインピーダンス整合回路を設けることを特徴とする電力増幅器出力回路。
6. 請求項３から５のいずれかに記載の電力増幅器出力回路であって、前記第２の切換え手段と前記第２の送信機／受信機切換え手段との間に第３のインピーダンス整合回路を備えることを特徴とする電力増幅器出力回路。
7. 請求項３に記載の電力増幅器出力回路であって、前記第１の切換え手段、前記第２の切換え手段、及び前記第３の切換え手段のいずれかが、ＰＩＮタイプの第１のダイオード、ＰＩＮタイプの第２のダイオード、及びＰＩＮタイプの第３のダイオードのいずれかとして、備わっていることを特徴とする電力増幅器出力回路。
8. 請求項７に記載の電力増幅器出力回路であって、前記第３の切換え手段は、前記第３のダイオードに並列に、誘導性素子とコンデンサとを備えた直列構成を接続することを特徴とする電力増幅器出力回路。
9. 請求項４から８のいずれかに記載の電力増幅器出力回路であって、前記第３の切換え手段と前記アンテナとの間にノッチフィルタを備えることを特徴とする電力増幅器出力回路。
10. 請求項９に記載の電力増幅器出力回路であって、前記ノッチフィルタは、ＰＩＮタイプの第４のダイオードを介してグラウンドに接続するコンデンサを備えることを特徴とする電力増幅器出力回路。
11. 請求項１から１０のいずれかに記載の電力増幅器出力回路であって、前記アンテナと前記第２の切換え手段との間に、カットオフ周波数が第２の周波数バンドにより決定される低域フィルタを備えることを特徴とする電力増幅器出力回路。
12. 請求項６に記載の電力増幅器出力回路であって、前記第１のインピーダンス整合回路における前記電力増幅器の出力とグラウンドとの間に接続されている第１のコンデンサ、前記第２のインピーダンス整合回路における第１のダイオードの陰極とグラウンドとの間に接続されている第２のコンデンサ、及び前記第３のインピーダンス整合回路における第２のダイオードの陰極とグラウンドとの間に接続されている第３のコンデンサを少なくともいずれか１つを備えることを特徴とする電力増幅器出力回路。
13. 請求項１に記載の電力増幅器出力回路であって、前記第４の切換え手段として、第２の受信信号を送信するためにライン上に、グラウンドに分岐するＰＩＮタイプの第５のダイオードをアンテナの反対側の端に設けるようにようにして、第２のλ／４＋ｎ＊λ／２（ｎ＝０、１、・・・）ラインを設けることを特徴とする電力増幅器出力回路。
14. 請求項２に記載の電力増幅器出力回路であって、前記第１のλ／４＋ｎ＊λ／２（ｎ＝０、１、・・・）ラインを、少なくとも１つの回路基板層で、少なくとも１つのマイクロストリップ部及び少なくとも１つのストリップライン部、あるいはそのいずれかで実現することを特徴とする電力増幅器出力回路。
15. 請求項１３に記載の電力増幅器出力回路であって、前記第２のλ／４＋ｎ＊λ／２（ｎ＝０、１、・・・）ラインを、少なくとも１つの回路基板層で、少なくとも１つのマイクロストリップ部及び少なくとも１つのストリップライン部、あるいはそのいずれかで実現することを特徴とする電力増幅器出力回路。
16. 請求項１から３のいずれかに記載の電力増幅器出力回路であって、前記第１の送信機／受信機切換え手段に、送信モードで有効になる第５の切換手段と、受信モードで有効になる第６の切換え手段を備えることを特徴とする電力増幅器出力回路。
17. 請求項１６に記載の電力増幅器出力回路であって、ダイプレクサを設けて前記アンテナを前記電力増幅器出力回路に連結し、その入力端末を、前記第３の切換え手段と前記第４の切換え手段との間の第１のセンタタップと、前記第５の切換え手段と前記第６の切換え手段との間の第２のセンタタップとに接続するようにしたことを特徴とする電力増幅器出力回路。
18. 移動体無線装置のアンテナに接続され、前記アンテナを介して第１の周波数バンドで第１の送信／受信信号を送受信する第１の送信機／受信機切換え手段と、前記アンテナに接続され、前記アンテナを介して第１の周波数バンドより高い第２の周波数バンドで第２の送信／受信信号を送受信する第２の送信機／受信機切換え手段と、送信信号を増幅する電力増幅器を前記第１及び第２の送信機／受信機切換え手段にそれぞれ選択的に接続する第１の切換え手段および第２の切換え手段と、前記第２の切換え手段と前記第２の送信機／受信機切換え手段との間に設けられたインピーダンス変換手段と、を備え、前記第２の送信機／受信機切換え手段は、送信モードで有効になる第３の切換え手段、および受信モードで有効になる第４の切換え手段を備える電力増幅器出力回路を操作する方法であって、
    前記第１の切換え手段および前記第２の切換え手段が、電力増幅器の出力を、前記第１の送信機／受信機切換え手段または前記第２の送信機／受信機切換え手段に接続するステップと、
    前記電力増幅器の出力が前記第１の送信機／受信機切換え手段に接続された場合、前記インピーダンス変換手段が、第１の送信信号の送信時に、前記第２の切換え手段からみた前記第２の送信機／受信機切換え手段のターンオフインピーダンスを、前記第２の切換え手段、前記第３の切換え手段、および前記インピーダンス変換手段の３つを総合して第１の周波数バンドの中心周波数（ｆ１）の２次高調波に同調するバンドストップ特性を有するように、第１の高調波２＊ｆ１の短絡インピーダンスに変換することで、前記２次高調波をバンドストップでフィルタするステップと、
    を備えたことを特徴とする方法。
19. 請求項１８に記載の電力増幅器出力回路の操作方法であって、
    さらに、前記第１の送信信号を送信時に、第２の周波数バンドの中心周波数（ｆ２）より高周波の第１の送信信号の高調波を第２の送信機／受信機切換え手段に設けられた低域パスフィルタによりフィルタするステップを備えることを特徴とする方法。
20. 請求項１８に記載の電力増幅器回路の操作方法であって、
    さらに、前記第１の送信信号の送信時に、前記第２の送信機／受信機切換え手段に設けられたノッチフィルタにより、前記第１の送信信号の第１の高調波をさらにフィルタするステップを備えることを特徴とする方法。

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