KR100463924B1 - 무선 통신 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 적어도 2개의 분리된 기본 주파수 대역에서 스위칭가능하고 고조파의 효과적인 억제를 사용하는 무선 주파수 신호를 위한 전력 증폭 장치(10)에 관한 것이며, 여기서 제 1 기본 주파수 대역에 대응하는 고조파는 적어도 하나의 제 2 기본 주파수 대역의 주파수 범위를 오버랩하도록 허용될 수 있다. 상기 전력 증폭 장치(10)는 전력 증폭기(1), 및 각 개별적인 기본 주파수 대역에 적응되는 부하 임피던스를 제공하는 PIN-다이오드에 의해 스위칭가능한 임피던스 정합 회로(2)를 포함한다. 또한, 상기 전력 증폭 장치는 고정된 저역 통과 필터(3b), 및 적어도 하나의 가역 PIN-다이오드를 포함하는 접속 및 분리 가능 노치 필터로서 작용하는 스위칭가능한 필터(3a)를 포함한다. 이러한 스위칭가능한 필터(3a)는 제 1 모드에서 제 1 기본 주파수 대역의 신호들을 통과시키고, 동시에 이 기본 주파수 대역에 대응하는 적어도 제 1 순위의 고조파를 억제할 수 있다. 제 2 모드에서, 상기 제 2 기본 주파수 대역은 상당한 손실없이 송신되고, 상기 고정된 저역 통과 필터(3b)에 의해 고조파가 억제된다.

Description

무선 통신 장치 및 방법{DEVICE AND PROCESS FOR TELECOMMUCATION}
고효율을 갖는 대부분의 무선 송신기용 전력 증폭기는 포화 상태에 근접하게 작동되고, 따라서 희망하는 무선 신호 주파수에 추가하여 이 주파수의 고조파에서 상당한 양의 전력을 또한 발생시킨다. 단지 하나의 고정된 주파수 대역용으로 의도된 전력 증폭기에서, 이 고조파는 전력 증폭기의 출력단 및 안테나 사이에 위치되는 저역 통과 필터의 도움으로 여과된다.
발생된 고조파 중에서, 일반적으로 기본 톤의 주파수보다 각각 2 또는 3배 높은 주파수에 대응하는 제 2 및 제 3 톤이 압도적이다. 저주파수 대역으로부터의 고조파가 고주파수 대역내로 향하는 경우, 2개의 분리된 주파수 대역으로 의도된 송신기의 구성에서 특별한 어려움이 발생한다. 이것은 예컨대, 이동 전화를 위한 이동국이 GSM 및 DCS 대역 모두를 처리하는 경우이다. GSM 시스템(범유럽 셀룰러 이동 통신 시스템)은 다수의 주파수 대역내에서 동작할 수 있다. 900 MHz의 고유 GSM 주파수 대역(GSM-900)에 추가하여, 1900 MHz GSM-시스템이 또한 있다. 더구나, 1800 MHz에서 작동하는 DCS-시스템은 GSM-시스템이 되도록 또한 고려될 수 있다. 그러나, 이하의 설명에서, 용어 GSM은 GSM-900으로서 좁은 정의로 사용된다. GSM을 위한 이동국의 전력 증폭기는 대략 900 MHz의 중심 주파수 및 3 W의 출력 전력을 가지지만, DCS(디지털 셀룰러 시스템)를 위한 전력 증폭기는 약 1800 MHz 및 1.5 W에서 작동한다.
DCS 대역은 주로 GSM 주파수 대역의 2배의 주파수이기 때문에, 공통 전력 증폭기가 쌍방의 주파수 대역에 사용되는 경우, 고조파 여과에 따른 문제가 발생한다. 상기 여과는 이 경우에 공통 고정 저역 통과 필터에 의해 처리될 수 없다.
현재 원하는 주파수 대역을 선택하기 위해 2개가 분리되어 병렬로 배치된 송신 체인과 이 체인의 출력단에 결합된 무선 주파수 스위치 회로를 사용하는 것은 이미 공지되어 있다. EP 제 500 434 호는 2개의 분리된 무선 주파수 대역용으로 의도된 이동 전화용 전력 증폭기 모듈을 나타낸다. 이 모듈은 증폭 회로 및 대역 통과 필터를 구비한 2개의 병렬 체인을 포함한다. 이 체인으로부터의 신호는 PIN-다이오드를 포함하는 결합 및 분리 회로를 통해 안테나 출력단에 전도된다. 스위치 회로는 현재 사용되는 증폭 회로가 다른 체인의 증폭 회로의 출렬단을 분리하도록 구성된다.
PIN-다이오드는 무선 신호를 스위칭하기 위해 일반적으로 사용되는 부품이다. 무선 주파수 신호를 위해, PIN-다이오드는 도전 상태에서 낮은 직렬 저항 및 비도전 상태에서 높은 저항을 갖는다. 더구나, PIN-다이오드는 도전 상태에서 비교적 낮은 제어 전류를 필요로 한다.
그러나, PIN-다이오드는 표유 인덕턴스 및 표유 커패시턴스를 갖는다. 이것은 도전 상태에서의 PIN-다이오드가 본질적으로 유도 특성을 갖는 반면에, 비도전 상태에서 본질적으로 용량 특성을 갖는 것을 의미한다. SU 제 1 532 982 호는 웨이브 도체(wave conductor)를 위한 밀리미터 웨이브 스위치를 나타내며, 여기서 PIN-다이오드는 스위칭 수단으로서 사용된다. PIN-다이오드의 내부 리액티브 성질은 여기서 제 1 위치의 커패시턴스와 결합하여 PIN-다이오드가 이 신호 주파수에서 차단하는 병렬 공진 회로를 형성하는 사실에 의해 특정 신호 주파수에 보상된다. 다른 위치에서, PIN-다이오드는 외부 인덕턴스와 결합하여 동일한 신호 주파수의 직렬 공진 회로를 형성한다.
상술한 2개의 병렬 전력 증폭기 체인을 이용하는 공지의 해결 방법은 하나의 주파수 대역에서 증폭 장치와 비교될 때 상당한 수의 부품을 필요로 한다. 이것은 이동 전화용 전력 증폭기가 고가의 부품이고 여분의 공간의 필요로 하기 때문에 재료의 비용이 높아지고, 이것은 이동국의 공간이 중요한 제한 요인이기 때문에 특히 이동 전화에서 상당한 단점이다.
본 발명은 적어도 2개의 분리된 기본 주파수 대역을 갖는 무선 주파수 신호에서 이 기본 주파수 대역에 대응하는 고조파를 억제하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 적어도 2개의 분리된 기본 주파수 대역에서 스위칭가능한 무선 신호용 전력 증폭 장치에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 무선 신호와 서로 관련된 주파수의 일 예를 도시하는 신호/주파수 도면이다.
도 2는 본 발명에 따른 전력 증폭 장치의 복합 블록도이다.
도 3a는 도전 상태의 PIN-다이오드에 대한 등가도를 도시한다.
도 3b는 반전 상태의 PIN-다이오드에 대한 등가도를 도시한다.
도 4는 본 발명에 따라 제조된 임피던스 정합 회로를 도시하는 배선도이다.
도 5는 본 발명에 따라 제조된 스위칭가능한 필터를 도시하는 배선도이다.
도 6a는 도 5의 배선도와 비교하여 간략화된 배선도이고, 이 예에서 제 1 모드의 더 낮은 기본 주파수 대역에 대한 등가도를 도시한다.
도 6b는 도 5의 배선도와 비교하여 간략화된 배선도이고, 이 예에서 제 1 모드의 더 낮은 기본 주파수에 대응하는 일차의 고조파에 대한 등가도를 도시한다.
도 7은 도 5의 배선도와 비교하여 간략화된 배선도이고, 이 예에서 제 2 모드의 더 높은 제 2 기본 주파수 대역에 대한 등가도를 도시한다.
도 8은 본 발명에 따른 공진 회로 장치의 배선도이다.
도 9는 스위칭가능한 필터를 위해 도 5의 회로에 대한 다른 실시예이다.
도 10은 스위칭가능한 필터의 추가적인 다른 실시예의 간략화된 배선도를 도시한다.
도 11은 본 발명의 무선 신호와 서로 관련된 주파수의 추가적인 예를 도시하는 신호/주파수 도면이다.
도 12는 간략화된 이동국의 블록도를 도시한다.
따라서, 적어도 2개의 분리된 기본 주파수 대역에 대한 고조파를 억제하도록 의도된 필터 장치를 포함하는 무선 주파수 신호용 전력 증폭 장치를 제공할 수 있는 것이 바람직하다. 상기 고조파를 억제할 수 있는 것이 바람직하며, 이의 주파수 범위는 다른 기본 주파수 대역의 주파수 범위를 오버랩한다. 본 발명은 상술한 문제를 해결하고자 하는 것이다.
상기 문제는 제 1 고정 필터 및 바람직하게는 스위칭가능한 수단으로서 PIN-다이오드를 포함하는 스위칭가능한 제 2 필터의 조합에 대응하는 기능을 갖는 필터 장치에 의해 해결된다. 스위칭가능한 제 2 필터는 적어도 제 1 기본 주파수 대역에 대응하는 적어도 하나의 차수의 고조파를 억제하도록 제 1 모드에 배치된다. 제 2 모드에서, 스위칭가능한 제 2 필터는 적어도 더 높은 제 2 기본 주파수 대역의 양호한 송신을 제공하도록 배치된다. 고정 특성을 갖는 제 1 필터는 더 높은 차수 고조파를 감쇠시키도록 배치된다.
스위칭가능한 필터는 적어도 하나의 분로-결합 공진 회로 장치를 포함하는 것이 바람직하다. 이 장치는 제 1 리액티브 부품 및 PIN-다이오드의 병렬 결합을 차례로 포함한다. 이러한 병렬 결합은 제 2 리액티브 부품과 직렬로 결합된다. 다이오드를 통해 직류를 제 1 또는 제 2 모드 중 하나에 주입하는 것에 의해, 저항이 낮아지며, 상기 제 1 또는 제 2 모드 중 다른 하나의 PIN-다이오드는 높은 저항 상태로 유지되는 동안, PIN-다이오드가 상기 제 1 또는 제 2 모드 중 하나에 대응하는 제 1 위치에서 상기 제 2 리액티브 부품과 결합하여 해당 주파수 대역에 적합해진 제 1 공진 주파수를 갖는 직렬 공진 회로를 형성하는 방법으로 다이오드의 내부 리액티브 특성이 변화된다. 대응하는 제 2 위치에서, PIN-다이오드는 상기 제 1 리액티브 부품과 결합하여 해당 주파수 대역에 적합해진 제 2 공진 주파수를 갖는 병렬 공진 회로를 형성한다. 이러한 제 2 공진 주파수는 제 1 공진 주파수와 동일한 값을 가질 수 있다.
상기 공진 주파수는 상기 제 1 모드의 스위칭가능한 필터가 제 1 기본 주파수 대역에 대응하는 적어도 하나의 차수의 고조파를 감쇠시키지만, 제 2 모드의 스위칭가능한 필터가 적어도 더 높은 제 2 기본 주파수 대역의 양호한 송신을 제공하도록 적합해진다.
본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 상술한 형태의 복수의 분로-결합 공진 회로 장치는 적절한 길이의 송신 도체에 의해 결합, 바람직하게는 분리될 수 있다.
본 발명의 일 목적은 적어도 2개의 대체 분리된 기본 주파수 대역을 갖는 무선 주파수 신호에서, 이 기본 주파수 대역들에 대응하는 고조파를 억제하는 장치 및 방법을 달성하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 고조파를 효율적으로 억제한 무선 주파수 신호를 위해 2개의 분리된 기본 주파수 대역에서 스위칭가능한 전력 증폭 장치를 달성하는 것이다.
본 발명의 중요한 장점은 적어도 2개의 분리된 기본 주파수 대역을 갖는 무선 주파수 신호에서 이 기본 주파수 대역에 대응하는 고조파를 억제하는 장치 및 방법의 제조이고, 여기서 상기 고조파는 상기 기본 주파수 대역 중 적어도 하나에 대한 주파수 범위를 오버랩하도록 허용될 수 있다.
본 발명의 다른 장점은 고조파를 효율적으로 억제한 무선 주파수 신호를 위해 2개의 분리된 기본 주파수 대역에서 스위칭가능한 전력 증폭 장치의 제조이고, 여기서 상기 전력 증폭 장치는 제한된 비용 요구, 전력 소비 요구, 및 공간 요구를 충족시킨다.
이하, 본 발명은 첨부 도면을 참조하여 예의 도움으로 더 상세히 설명될 것이다.
도 1은 전력 증폭기로부터 2개의 무선 주파수 신호(S1, S2)에 대한 주파수 스펙트럼을 도시하며, 여기서 문자 f는 주파수를 나타내고, 문자 S는 신호 강도를 나타낸다. 이러한 전력 증폭기는 증폭된 신호에서 고조파를 생성하는 소정의 비선형성을 나타낸다. 신호(S1)내에 있는 주요 전력은 기본 주파수 대역(51)에 있다. 이러한 기본 주파수 대역(51)은 중심 주파수(f1)를 갖는다. 상기 주파수 대역의 대역폭은 모든 주파수 대역폭에서와 같이, 도시된 주파수 스케일과 관련하여 도면에 과장되어 있다. 신호(S1)는 고조파에 대응하는 다수의 주파수 대역을 더 포함하며, 이의 제 1 고조파(52), 제 2 고조파(53) 및 제 3 고조파(54)는 도면에 도시되어 있다. 이들은 기본 주파수 대역의 중심 주파수(f1)의 배수인 중심 주파수(2f1, 3f1, 4f1)를 각각 갖는다. 동일한 방식으로, 중심 주파수(f2)를 갖는 기본 주파수 대역(61) 및 중심 주파수(2f2)를 갖는 고조파(62)가 신호(S2)을 위해 도시되어 있다.
고정된 주파수 대역내에서 신호를 송신하도록 의도된 무선 송신기에서, 발생된 임의의 고조파는 고정된 저역 통과 필터에 의해 일반적으로 여과된다. 이러한 필터의 송신 기능(H3b)이 도면에 도시되어 있다. 이러한 필터가 신호(S2)에 사용되는 경우, 주파수 대역(62)은 어떤 더 높은 차수의 고조파와 함께 여과되고, 소정의 기본 주파수 대역(61)이 남게 된다. 그러나, 신호(S1, S2)는 단일 무선 송신기에 의해 송신되고 쌍방의 주파수 대역(51, 61)용 공통 전력 증폭 장치에 의해 증폭되는 경우, 문제가 발생한다. 도면에 도시된 바와 같이, 주파수(2f1)는 주파수(f2)와 본질적으로 정합하기 때문에, 주파수 대역(52)은 기본 주파수 대역(61)을 부분적으로 오버랩한다. 따라서, 신호(S1, S2)내의 모든 고조파의 효율적인 억제를 위해 고정된 공통 필터의 구성이 달성될 수 없다. 이러한 상황은 이동 전화 시스템(GSM 및 DCS)을 위한 이중 대역 이동국의 설계에서 발생하는 것에 실질적으로 대응하며, 여기서 GSM 주파수 대역은 900 MHz 부근에 있고, DCS 주파수 대역은 1800 MHz 부근에 있다. 본 발명에 대한 이러한 실시예의 계속된 설명에서는, 용어 GSM-신호는 신호(S1)에 사용되고, DCS-신호는 신호(S2)에 사용된다.
도 2에는, 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 신호의 전력 증폭 및 송신용 장치가 간략화된 블록도로 도시되어 있다. 이러한 예에서 이동 전화 시스템(GSM 및 DCS)용 이동국의 송신부에 포함되도록 의도된 전력 증폭 장치(10)는 여기서 송신기 안테나(4)에 접속된다. 전력 증폭 장치(10)는 제 1 모드의 GSM-신호 및 제 2 모드의 DCS-신호를 처리하도록 스위칭될 수 있다.
전력 증폭 장치(10)는 IN으로 표시된 입력단과 출력단(O1)을 갖는 전력 증폭기(1)를 포함한다. 또한, 전력 증폭 장치(10)는 2개의 주파수 대역에 전력 증폭기(1)용 부하 임피던스를 적응시키는 임피던스 정합 회로(2), 및 상기 임피던스 정합 회로의 출력단(O2)에 접속된 필터 장치(3)를 포함한다. 송신기 안테나(4)는 필터 장치(3)의 출력단(O3)에 접속된다. 해당 이동국은 이 예에서 분리된 수신기 안테나를 포함하지만, 수신기 안테나를 송신기 안테나와 통합하는 것도 물론 가능하다. 이 경우에, 이동국의 수신기 부분을 이동국의 송신기 부분의 송신 신호로부터 실질적으로 절연된 상태로 유지하기 위해 필터 장치(3) 및 안테나(4) 사이에 안테나 스위칭 회로가 적절하게 배치된다.
적당한 유효성을 갖는 모든 전력 증폭기는 출력단에서 임피던스 정합되어야 한다. 이것은 전력 증폭기(1)를 위해 해당 주파수 대역과 정합하는 부하 임피던스를 제공해야 하는 것을 의미한다. 이러한 부하 임피던스는 일반적으로 안테나의 임피던스보다 더 낮다. 전력 증폭 장치(10)는 이러한 목적을 위해 각 모드에서 전력 증폭기(1)의 출력단에 최적화된 부하를 개별적으로 제공하는 스위칭가능한 임피던스 정합 회로(2)를 포함한다.
도 2에 또한 도시된 바와 같이, 필터 장치(3)는 제 1 고정 필터(3b) 및 제 2 스위칭가능한 필터(3a)를 포함하며, 이러한 2개의 필터는 직렬로 배치된다. 제 1 필터(3b)는 송신 기능(H3b)에 대한 곡선으로 도 1에 도시되어 있는 저역 통과 특성을 갖는다. 이러한 필터(3b)는 도 1에 도시된 바와 같이, GSM-신호(S1)의 기본 주파수 대역(51)과 DCS-신호(S2)의 기본 주파수 대역(61)을 모두 커버하는 통과 대역을 갖고, 차단 주파수(fg)를 가지므로 도 1에서 53으로 표시된 GSM-대역 신호(반드시 3·900 = 2700 MHz에 대응)의 제 2 고조파가 만족스러운 정도로 감쇠된다. 따라서, 더 높은 차수의 모든 고조파는 이러한 제 1 필터(3b)에 의해 또한 억제된다.
도 2에는, 제 1 필터(3b)가 제 2 필터(3a)의 뒤에 배치된다. 이 필터들의 순서를 변경하는 것도 또한 가능하므로, 제 1 필터(3b)는 제 2 필터(3a) 앞에 위치될 수 있다.
스위칭가능한 필터(3a)는 제 1 모드에서 GSM-신호의 기본 주파수 대역(51)의 신호를 통과시킬 수 있는 동시에 실질적으로 1800 MHz에 있는 도 1에 52로 표시된 주파수 대역에서 이 신호의 제 1 고조파를 억제할 수 있다. 이러한 제 1 모드에서 스위칭가능한 필터(3a)의 송신 기능(H3a)은 도 1에 도시되어 있다. 도면에 도시된 바와 같이, 이 모드에서의 필터는 대역 제거 특성을 갖는다. 필터(3a)의 이러한 특성은 단지 하나의 예로서만 고려될 수 있다. 필터에 대해 중요한 것은 이 모드에서 주파수 대역(52)내의 임계 고조파를 억제하는 동시에 상당한 손실없이 기본 주파수 대역(51)을 송신하는 것이다. 주파수 스펙트럼의 나머지에 대한 필터의 특성은 덜 중요하다.
제 2 모드에서, 스위칭가능한 필터(3a)는 한계 감쇠를 갖는 DCS-신호의 기본 주파수 대역(61)을 통과하도록 할 수 있다. 이러한 제 2 모드에서, GSM 대역에 사용할 수 있는 입력단 신호가 없으므로 900 MHz 부근의 송신 조건은 이 모드에서 덜 중요하다.
이러한 제 2 모드에서의 스위칭가능한 필터(3a)에 대한 송신 기능(H3a)이 도 1에 또한 도시되어 있다. 도면에 도시된 바와 같이, 이 모드에서의 필터는 진폭을 고려할 때 본래 전부 통과 특성을 가진다. 또한 제 2 모드에 대해서도, 필터(3a)의 설명된 특성은 단지 일 예로서만 고려될 수 있다. 가장 중요한 것은 이러한 제 2 모드에서의 필터가 한계 감쇠를 갖는 임계 기본 주파수 대역을 송신하는 것이다. 주파수 스펙트럼의 나머지에 대한 필터의 특성은 덜 중요하다.
도 3a는 PIN-다이오드의 등가 회로도를 도시하며, 여기서 직류는 상기 다이오드가 낮은 저항이 되도록 PIN-다이오드를 통해 주입된다. 무선 주파수 신호는 이 때 도면에서 DON으로 표시된 다이오드를 인덕턴스(LON)와 저항(RON)의 직렬 연결로 나타낸다. 저항(RON)의 적당한 값은 대략 10 mA의 제어 전류에 대해 1 Ω이다.
도 3b는 PIN-다이오드가 높은 저항 상태에 있도록 PIN-다이오드를 통과하는 직류가 무시될 때 대응하는 PIN-다이오드의 등가 회로도를 도시한다. 무선 주파수 신호는 이 때 DOFF로 표시된 다이오드를 저항(ROFF) 및 커패시턴스(COFF)의 병렬 배치와 인덕턴스(LOFF)를 직렬 연결로서 나타낸다. 저항(ROFF)의 적당한 값은 이 경우에 대략 10 ㏀에 있다. 인덕턴스(LOFF)의 값은 다이오드의 도전 상태에서 인턱턴스(LON)의 값과 실질적으로 일치한다.
도 2의 설명과 관련하여 도입된 임피던스 정합 회로(2)는 도 4에 더 상세히 도시되어 있다. 도 4에 도시된 바와 같이, 임피던스 정합 회로(2)는 여기서 마이크로스트립 소자(26) 및 분로-결선 제 1 커패시턴스(C27)의 형태로 송신 도체를 포함한다. 마이크로스트립 소자(26)의 일단부는 전력 증폭기(1)의 출력단(O1)에 접속된 상기 임피던스 정합 회로(2)의 입력단을 구성한다. 상기 마이크로스트립 소자의 반대 단부는 임피던스 정합 회로의 출력단(O2)이다. 제 1 커패시턴스(C27)는 마이크로스트립 소자(26)상의 한 포인트에서 하나의 단자에 의해 접속되고, 다른 단자에 의해 고정된 기준 전압(VREF)에 접속된다. 또한, 임피던스 정합 회로(2)는 제 1 커패시턴스(C27)가 접속되는 마이크로스트립 소자상의 포인트보다 출력단(O2)에 더 근접하게 위치된 마이크로스트립 소자(26)상의 한 포인트에서 하나의 단자에 의해 접속되는 제 2 커패시턴스(C28)를 또한 포함한다. 이의 제 2 단자에 있어서, 제 2 커패시턴스(C28)는 스위칭 수단(S29)을 통해 기준 전압(VREF)에 접속된다.
공통 임피던스 정합 방법은 마이크로스트립 도체를 따라 위치된 분로-결선 커패시턴스를 사용한다. 더 높은 주파수에 적응하는 결과, 주파수가 낮아지는 경우보다 통상적으로 마이크로스트립 도체가 더 짧아지고 커패시턴스가 더 낮은 값을 갖는다. 따라서, DCS용 임피던스 정합 회로는 GSM용 정합 회로의 부분으로서 구성될 수 있다.
따라서, 여기에 사용되는 임피던스 정합 회로(2)는 마이크로스트립 소자(26)의 섹션으로 분리되는 상기 2개의 커패시턴스(C27, C28)를 포함한다. 내부 제 1 커패시턴스(C27)는 DCS-신호에 대해서만 정합이 소망되는 경우 얻어지는 커패시턴스이다. 외부 제 2 커패시턴스(C28)는 GSM-대역의 신호가 송신될 때 결합되고 DCS-대역이 사용될 때 분리된다. 이러한 스위칭은 PIN-다이오드의 바이어싱을 변경시킴으로써 이미 공지되어 있는 기술에 의해 수행된다.
따라서, 임피던스 정합 회로(2)에서, PIN-다이오드는 스위칭 수단(S29)에 사용된다. 이것에 의해 커패시턴스(C28)는 부하 임피던스를 변경하기 위해 스위치 인 및 아웃될 수 있다. 전력 증폭 장치의 제 1 모드에서, GSM-신호가 송신될 때, 직류는 DC-접속 네트워크(도시되지 않음)를 통해 이미 공지되어 있는 기술에 따라 PIN-다이오드를 통해 주입된다. 따라서, PIN-다이오드는 낮은 저항으로 된다. 커패시턴스(C28)는 그에 따라 접속되고, 임피던스 정합 회로(2)는 전력 증폭기(1)에 부하 임피던스의 제 1 값을 제공한다. 이러한 부하 임피던스의 제 1 값은 전력 증폭기가 900 MHz에서 양호한 정합을 갖는 것을 보장한다. DCS-신호를 증폭 및 송신하도록 의도된 다른 모드에서, PIN-다이오드를 통과하는 직류는 PIN-다이오드가 저지되도록 차단된다. 이 경우에, 임피던스 정합 회로(2)는 전력 증폭기가 1800 MHz에서 임피던스 정합되도록 부하 임피던스의 제 2 값을 갖는다.
따라서, 이러한 정합 방법의 중요한 장점은 GSM-신호가 송신될 때 1800 MHz에서 완전한 정합이 아니기 때문에, 임피던스 정합 회로(2)를 이용하여 GSM-신호의 제 1 고조파의 임의의 감쇠량을 얻는 것이 가능하다는 것이다. 제 1 모드에서 이러한 정합 회로(2a)의 여과 기능은 정합 회로가 송신 도전 소자에 의해 후속 스위칭가능한 필터(3a)로부터 분리되는 경우 강화되고, 1800 MHz에서 그 길이는 실질적으로 1/4 파장에 대응한다.
또한, 이러한 형태의 회로를 이용하여 얻어질 수 있는 것보다 낮은 손실을 갖는 고정 정합 회로를 설계하는 것은 어렵다. 간단함과 견고함을 고려하기 때문에, 본 발명에 따른 스위칭가능한 임피던스 정합 회로는 어떤 고정 정합 회로보다 더 우수하다.
도 5는 다소 간단할지라도 도 2와 관련하여 설명된 스위칭가능한 필터(3a)를 도시한다. 임피던스 정합 회로(2)의 출력단(O2)에 접속된 스위칭가능한 필터 장치(3a)로의 입력단은 송신 도체 소자(25)의 일단부에 접속되고, 그 타단부는 스위칭가능한 필터 장치(3a)의 출력단(O3a)에 접속되며, 여기서 여과된 신호가 얻어진다. 스위칭가능한 필터 장치(3a)의 입력단에 제 1 공진 회로 장치(22)에 속하는 총 2개의 단자 중 제 1 단자가 또한 접속된다. 이러한 제 1 공진 회로 장치(22)는 PIN-다이오드의 주위에 구성된 제 1 스위칭 수단(S22) 및 제 1 인덕턴스(L22)의 제 1 병렬 접속뿐만 아니라, 제 2 인덕턴스(L21) 및 제 1 커패시턴스(C21)의 제 2 병렬 접속을 포함하며, 여기서 이러한 제 2 병렬 접속은 제 1 병렬 접속과 직렬로 배치된다. 제 1 공진 회로 장치(22)에 속하는 2개의 단자 중 제 2 단자는 고정 기준 전압(VREF)에 접속된다.
송신 도체 소자(25)는 1800 MHz에서 1/4 파장에 거의 대응하는 길이를 갖는다. 출력단(O3a)에 접속된 이러한 송신 도체 소자(25)의 단부에, 제 2 공진 회로 장치(24)가 접속되어 있다. 이것은 제 3 인덕턴스(L24), 제 2 커패시턴스(C23), 제 4 인덕턴스(L23) 및 제 2 스위칭 수단(S24)을 포함한다. 이것은 이 예에서 제 1 공진 회로 장치(22)와 동일한 구성을 가지며, 또한 상기 기준 전압(VREF)에 접속된 단자를 갖는다.
공진 회로 장치(22)에서, 제 2 병렬 접속내의 제 2 인덕턴스(L21) 및 제 1 커패시턴스(C21)는 이들이 GSM-신호의 기본 주파수에 근본적으로 대응하는 공진 주파수를 갖는 병렬 공진 회로를 형성하도록 적응된다. 이것은 공진 회로 장치(22)가 상기 기준 전압(VREF)에 대해 높은 임피던스를 갖는 것을 의미한다. 따라서, GSM-신호의 기본 주파수 대역은 공진 회로 장치에 의해 영향을 크게 받지 않으므로, 이러한 주파수 범위내에서 신호의 양호한 송신이 얻어진다.
스위칭가능한 필터(3a)를 위한 제 1 모드에서, PIN-다이오드는 도전 상태에 있다. 이것은 이 때 실질적으로 유도 특성을 갖는다. 상기 제 1 커패시턴스(C21)와 함께, PIN-다이오드는 따라서 직렬 공진 회로를 형성한다. 이것은 직렬 공진 회로가 GSM-신호의 제 1 고조파를 커버하는 저지 대역을 발생하도록 적응되는 공진 주파수를 갖는다. 따라서, 이러한 직렬 공진 회로는 이 고조파에서 신호 전력의 만족스러운 감쇠를 제공한다.
스위칭가능한 필터(3a)를 위한 제 2 모드에서, PIN-다이오드는 높은 저항 상태에 있고, 여기서 이것은 실질적으로 용량 특성을 갖는다. PIN-다이오드와 병렬로 배치된 상기 제 1 인덕턴스(L22)와 함께, PIN-다이오드는 도 1에 61로 표시된 DCS-신호의 기본 주파수 대역에 실질적으로 대응하는 공진 주파수를 갖는 병렬 공진 회로를 형성한다. 이러한 병렬 공진 회로는 제 2 모드의 상기 주파수 대역에서 신호의 송신이 양호한 것으로 되게 한다.
제 2 인덕턴스(L21) 및 제 4 인덕턴스(L23)는 필터의 기능에 완전히 필요하지 않다. 이러한 2개의 인덕턴스없이, 900 MHz에서의 신호는 공진 회로 장치(22) 및 공진 회로 장치(24)를 분로-접속 유도성 임피던스로 간주한다. 900 MHz의 해당 주파수 범위에 대한 1/8 파장에 대응하는 마이크로스트립 소자(25)의 길이에 관하여 인덕턴스(L21, L23) 값의 적절한 가중에 의해, 이러한 유도성 임피던스가 상호 상쇄될 수 있다. 이러한 방법으로, 양호한 임피던스 정합은 900 MHz에 대해 보장되므로, 상기 예의 이러한 변형에서도 GSM-신호의 기본 주파수 대역은 한계 손실로만 송신될 수 있다.
도 8은 도 5의 공진 회로 장치(22)를 위해 다소 더 상세한 접속도를 도시하며, 또한 PIN-다이오드에 대한 직류원을 도시한다. 공진 회로 장치는 임피던스 정합 장치의 출력단(O2)에 접속된 스위칭가능한 필터의 입력단, 및 고정 기준 전압(VREF) 사이에 접속된다. 공진 회로 장치는 제 1 병렬 접속을 포함한다. 이러한 제 1 병렬 접속의 제 1 분기는 도면에서 D22로 표시된 PIN-다이오드이다. 이러한 제 1 병렬 접속의 제 2 분기는 제 1 인덕턴스(L22) 및 저지 커패시턴스(CS)의 직렬 접속으로 이루어진다. 구동 전압(VD)이 저항(RS)을 통해 제 1 인덕턴스(L22) 및 저지 커패시턴스(CS) 사이의 포인트에 접속된다. 제 2 인덕턴스(L21) 및 제 1 커패시턴스(C21) 사이의 제 2 병렬 접속은 이러한 제 1 병렬 접속과 직렬로 접속된다.
저지 커패시턴스(CS)는 직류가 구동 전압 접속 및 기준 전압(VREF) 사이에서 직접 흐르는 것을 방지한다. 그러나, 저지 커패시턴스는 해당 신호 주파수에 대한 단락 회로로 간주될 수 있는 높은 커패시턴스 값을 갖는다. 따라서, 상기 신호는 상기 제 1 인덕턴스(L22) 및 PIN-다이오드(D22)의 병렬 접속과 만난다. 구동 전압 접속을 통해, 제어 전류는 다이오드를 통해 주입될 수 있다. 저항(RS)은 적당한 값이 이러한 제어 전류를 위해 얻어지도록 구동 전압(VD)에 적응된다. 이러한 설계에 의해, PIN-다이오드는 결국 구동 전압(VD)을 제어함으로써 낮은 저항 및 높은 저항 상태 사이에서 스위치하게 될 수 있다.
도 6a 및 도 6b는 제 1 모드에서 스위칭가능한 필터(3a)의 기능을 도시하는 개략적인 접속도이며, 여기서 상기 필터는 GSM-신호를 여과하도록 최적화된다. 도 6a는 GSM-신호의 기본 주파수 대역과 같은 900 MHz 부근의 신호가 상기 필터에 나타날 때의 필터(3a)를 도시한다. 제 1 인덕턴스(L21) 및 제 1 커패시턴스(C21)는 900 MHz에서 공진 주파수를 갖는 병렬 공진 회로를 형성하기 때문에, 이의 합성 임피던스는 이 주파수에서 크다. 제 1 공진 회로 장치(22)에서 도 6a에 표시된 다른 부품은 무시될 수 있다. 공진 회로 장치(22 및 24)는 이러한 예에서 동일하기 때문에, 동일한 조건이 또한 제 2 공진 회로 장치(24)에 또한 적용된다. 따라서, 이러한 주파수 범위내에서 신호는 필터(3a)의 입력단으로부터 이의 출력단(O3a)까지 작은 손실로 송신된다.
도 6b는 GSM-신호의 제 1 고조파와 같은 1800 MHz 부근의 신호에 나타나는 필터로서 필터(3a)를 도시한다. 상기 필터를 위한 제 1 모드에서, PIN-다이오드는 낮은 저항 상태에 있다. 도 8에 도시된 바와 같이 PIN-다이오드인 스위칭 수단(S22)은 다이오드 저항(R22ON)과 직렬인 다이오드 인덕턴스(L22ON)로서 도시된다. 공진 회로 장치(22)는 1800 MHz에서 해당 주파수 범위에 대해 다이오드 인덕턴스(L22ON)과 상기 제 1 커패시턴스(C21)로 형성된 직렬 공진 회로에 의해 좌우된다. 이러한 제 1 커패시턴스(C21)는 직렬 공진 회로가 GSM-신호의 제 1 고조파(52)에 대해 도 1에 2f1로 표시된 중심 주파수에 거의 대응하는 공진 주파수를 갖도록 적응된다. 이것은 공진 회로 장치(22)의 총 임피던스 값이 1800 MHz의 해당 주파수 범위에서 낮게 되는 것을 의미한다. 따라서, 공진 회로 장치(22)는 GSM-신호의 제 1 고조파를 감쇠시킨다. 2개의 공진 회로 장치(22, 24)가 동일하기 때문에, 이들은 해당 고조파를 각각 감쇠시킨다. 공진 회로 장치(22, 24)가 마이크로스트립 소자(25)에 의해 분리되기 때문에, 1800 MHz에서의 그 길이는 1/4 파장에 대응하고, 공진 회로 장치(22, 24)는 협력하므로, 총 감쇠는 다소 간단해져서 개별적으로 취해진 각 공진 회로 장치에서의 감쇠 크기(데시벨로 계산)의 2배가 된다.
더 넓은 주파수 범위에 대해 살펴보면, 스위칭가능한 필터(3a)는 대역 제거 필터, 소위 노치 필터로서 작용한다. 도 1의 과도 함수(H3a')는 이러한 상황을 도시한다.
도 7은 제 2 모드에서 스위칭가능한 필터(3a)의 기능을 도시하는 개략적인 접속도이고, 이 필터는 DCS-신호의 송신에 적합하다. 이러한 도 7에서, DCS-신호의 기본 주파수 대역과 같은 1800 MHz 부근의 신호가 필터에 나타날 때의 필터(3a)가 도시되어 있다. 공진 회로 장치(22, 24)내의 스위치 수단(S22, S24)은 개방 위치에 있게 된다. 이것은 상기 제 2 모드에서 스위칭 수단에 포함된 PIN-다이오드가 높은 저항인 것을 의미한다. PIN-다이오드는 각각 다이오드 커패시턴스(C22OFF)에 병렬인 다이오드 저항(R22OFF)으로서, 그리고 다이오드 커패시턴스(C24OFF)에 병렬인 다이오드 저항(R24OFF)으로서 다소 간단하게 실행한다. 해당 1800 MHz의 주파수 범위에 대해, 공진 회로 장치(22)는 다이오드 커패시턴스(C22OFF) 및 상기 제 1 인덕턴스(L22)로 형성된 병렬 공진 회로에 의해 좌우된다. 이러한 제 1 인덕턴스(L22)는 병렬 공진 회로가 DCS-신호의 기본 주파수 대역(61)를 위해 도 1에 f2로 표시된 중심 주파수에 거의 대응하는 공진 주파수를 갖도록 적응된다. 이것은 공진 회로 장치(22)의 총 임피던스 값이 1800 MHz 부근의 해당 주파수 범위에서 높게 되는 것을 의미한다. 따라서, 공진 회로 장치(22)는 낮은 감쇠만을 갖는 DCS-신호의 기본 주파수 대역을 송신한다. 병렬 공진 회로(22, 24)가 동일하기 때문에, 동일한 상황이 제 2 병렬 공진 회로(24)에 적용된다. 따라서, 해당 주파수 범위내의 신호가 낮은 손실만을 가진 채 필터(3a)의 입력단에서 그 출력단(O3a)까지 송신된다.
도 9는 스위칭가능한 필터(3a)의 다른 실시예를 도시한다. 도 9에서 90으로 표시된 필터는 필터의 출력단(O90)과 그 입력단(I90)을 접속하는 제 1 마이크로스트립 소자(95)를 포함한다. 또한, 상기 필터는 제 2 마이크로스트립 소자(96) 및 제 3 마이크로스트립 소자(97)로 직렬 분할된 분로-접속 마이크로스트립 도체를 포함한다. 이들 각각은 1800 MHz에서 1/4 파장에 거의 대응하고, 900 MHz에서 1/8 파장에 또한 대응하는 길이를 갖는다. 제 2 마이크로스트립 소자(96)의 제 1 단부는 스위칭가능한 필터(90)의 출력단(O90)에 접속된다. 제 2 마이크로스트립 소자(96)의 제 2 단부는 제 3 마이크로스트립 소자(97)의 제 1 단부의 한 포인트(P1)에서 접속된다. 대응하여, 제 3 마이크로스트립 소자(97)의 제 2 단부는 기준 전압(VREF)에 접속되어 이 포인트에서 단락 회로로 된다.
제 1 마이크로스트립 소자(96)의 상기 제 2 단부에서, 또한 공진 회로 장치(94)의 제 1 단자가 결합 커패시턴스(CC94)를 통해 접속된다. 공진 회로 장치(94)의 제 2 단자는 기준 전압(VREF)에 접속된다. 공진 회로 장치(94)는 이 예에서 무선 주파수에 관하여 도 5, 도 6a, 도 6b 및 도 7과 관련하여 설명된 공진 회로 장치(22, 24)와 전적으로 등가의 구조를 갖는다. 상기 공진 회로 장치는 PIN-다이오드의 주위에 구성된 스위칭 수단(S94) 및 제 1 인덕턴스(L94)의 제 1 병렬 접속을 포함한다. 이러한 제 1 병렬 접속과 직렬로, 제 1 커패시턴스(C93) 및 제 2 인덕턴스(L93)의 제 2 병렬 접속이 배치되어 있다.
제 1 커패시턴스(C93) 및 제 2 인덕턴스(L93)는 대략 900 MHz에서 공진 주파수를 갖는 병렬 공진 회로를 형성한다. 이상적으로, 공진 회로 장치(94)는 GSM-신호의 기본 주파수 대역으로 나타나는 바와 같이 임피던스에 영향을 주지 않는다. 마이크로스트립 소자(96, 97)의 총 길이가 900 MHz에서 1/4 파장에 대응할 때, 마이크로스트립 소자(97)의 제 2 단자에서의 단락 회로는 공진 회로 장치(94)와 무관하게 포인트(P2)에서 매우 높은 임피던스로 변환된다. 결과적으로, 제 1 마이크로스트립 소자(95)를 통해 송신된 GSM-신호는 상기 신호에 영향을 주지 않는 브레이크로서 분로-접속 마이크로스트립 도체를 나타낸다. 따라서, GSM-신호의 기본 주파수 대역이 한계 감쇠만을 가지고 상기 필터를 통해 송신되는 것이 보장된다.
상기 제 2 마아크로스트립 소자(97)의 길이가 1800 MHz에서 1/4 파장에 대응하기 때문에, 마이크로스트립 소자(97)의 상기 제 2 단부에서의 단락 회로는 이 주파수 범위내의 신호에 대해 포인트(P1)에서 느슨하게 표시된 무한 임피던스로 변환된다. 따라서, 이들 신호는 공진 주파수 장치(94)에 의해 제공된 임피던스만을 나타낸다. 필터(90)를 위한 제 1 모드에서, 스위칭 수단(S94)내의 PIN-다이오드는 높은 저항 상태에 있다. 따라서, 병렬 공진 회로는 제 1 인덕턴스(L94) 및 상기 커패시턴스로 형성되어, 스위칭 수단(S94)내의 PIN-다이오드가 이 위치에 나타난다. 이 병렬 공진 회로의 공진 주파수는 대략 1800 MHz에 적응되고, 이것은 전체적으로 공진 회로 장치(94)가 이 주파수 범위에서 높은 임피던스를 나타내는 것을 의미한다. 1800 MHz에서 신호가 포인트(P1)에서 나타나는 이러한 높은 임피던스는 포인트(P2)에서 낮은 임피던스로 변환되며, 이것은 1800 MHz 부근의 신호들이 분로-접속 마이크로스트립 도체에 의해 실질적으로 단락 회로로 되는 것을 의미한다. 따라서, 필터(90)는 이러한 제 1 모드에서 1800 MHz 부근의 신호들의 양호한 감쇠를 제공한다.
상기 필터(90)를 위한 제 2 모드에서, 스위칭 수단(S94)내의 PIN-다이오드는 낮은 저항 상태에 있다. 직렬 공진 회로가 제 1 커패시턴스(C93) 및 여기서 PIN-다이오드가 나타내는 인덕턴스로 형성된다. 이러한 직렬 공진 회로의 공진 주파수는 대략 1800 MHz에 적응되며, 이것은 공진 회로 장치(94)가 이 주파수에 대해 전체적으로 매우 작은 임피던스를 디스플레이하는 것을 의미한다. 1800 MHz에서 신호들이 포인트(P1)에서 나타나는 이러한 낮은 임피던스는 포인트(P2)에서 높은 임피던스로 변환되며, 이것은 1800 MHz 부근의 신호들이 낮은 감쇠만을 가지고 상기 필터를 통해 송신되는 것을 의미한다.
요약하면, 필터(90)는 턴 온 및 턴 오프될 수 있는 대역 제거 필터로서 작용한다. 추가적인 감쇠가 제 1 모드에서 요구되는 경우, 즉, 대역 제거 기능이 턴 온될 때, 수 개의 동일한 필터 장치는 감쇠를 희망하는 주파수에서 1/4 파장에 대응하는 길이를 갖는 하나의 송신 도체에 의해 적절하게 분리되어 직렬로 결합될 수 있다. 이러한 방법은 필터 장치들의 감쇠와 개별적으로 비교하여 데시벨로 계산된 것으로서 대략 2배의 감쇠를 제공한다. 이산 성분으로 이루어지는 것이 바람직한 T 네트워크 또는-네트워크(파이-네트워크)로서 공지되어 있는 기술에 따라 이러한 1/4 파장 송신 도체 소자가 교환되는 경우, 동일한 효과가 얻어진다.
또한, 동일한 방식으로 도 5 내지 도 8과 관련하여 제공된 예에서 공진 회로 장치(22, 23) 중 하나로 배치된 공진 회로 장치와 필터(9)를 결합하는 것이 가능하다.
도 10은 스위칭가능한 필터(3a)의 다른 실시예를 도시한다. 이러한 도 10에 110으로 표시된 필터는 필터의 출력단(O110)을 그 입력단(I110)에 접속하는 마이크로스트립 소자(125)를 포함한다. 마이크로스트립 소자(125)는 1800 MHz에서 1/4 파장에 실질적으로 대응하는 길이를 갖는다. 상기 출력단(O110)에, 제 1 공진 회로 장치(124)의 제 1 단자가 접속된다. 이러한 제 1 공진 회로 장치(124)의 제 2 단자는 기준 전압(VREF)에 접속된다. 상기 제 1 공진 회로 장치(124)는 제 1 커패시턴스(C124)의 제 1 병렬 접속 및 제 1 인덕턴스(L124)의 직렬 접속 및 PIN-다이오드 주위에 형성된 제 1 스위칭 소자(S124)를 포함한다. 이러한 제 1 병렬 접속과 직렬로, 제 2 인덕턴스(L123)가 배치된다. 상기 입력단(I110)에 제 2 공진 회로 장치(122)의 제 1 단자가 접속된다. 이러한 제 2 공진 회로 장치(122)는 상기 제 1 공진 회로 장치(124)와 동일한 구조를 가지며, 제 2 커패시턴스(C122), 제 2 스위칭 수단(S122), 제 3 인덕턴스(L122) 및 제 4 인덕턴스(L121)를 포함하는 것이 바람직하다.
상기 스위칭가능한 필터(110)를 위한 제 1 모드에서, 스위칭 수단(S122, S124)내의 PIN-다이오드는 높은-저항 상태에 있다. 이 상태에서, 상기 PIN-다이오드는 본래 용량 특성을 갖는다. 그러나, PIN-다이오드의 커패시턴스 값은 제 1 근사에서 이들 커패시턴스가 상기 다이오드에 병렬로 접속된 커패시턴스(C122, C124)와 관련하여 무시될 수 있을 정도이다. 제 1 공진 회로 장치(124)에서, 직렬 공진 회로는 여기서 본래 상기 제 2 인덕턴스(L123)와 함께 상기 제 1 커패시턴스(C124)로 형성된다. 이러한 직렬 공진 회로는 직렬 공진 회로가 GSM-신호의 제 1 고조파를 커버하는 저지 대역을 발생하는데 적합한 공진 주파수를 갖는다. 동일한 방식으로, 공진 회로 장치(122)에서 또한, 실질적으로 동일한 성질을 갖는 직렬 공진 회로가 형성된다. 공진 회로 장치(122, 124)는 이러한 고조파에서 의도된 감쇠를 달성하기 위해 협력한다.
900 MHz에서 GSM-신호의 기본 주파수 대역을 위해, 공진 회로 장치(122 및 124)는 분로-접속 용량 소자로 작용하고, 그 값은 본래 커패시턴스(C122)와 인덕턴스(L122), 및 커패시턴스(C124)와 인덕턴스(L124)로 형성된 상술한 직렬 공진 회로에 의해 결정된다. 그러나, 커패시턴스(C124)와 인덕턴스(L124) 사이의 관계는 900 MHz에서 GSM-신호의 기본 주파수 대역이 상기 공진 회로 장치(124)를 정확한 값을 갖는 용량 소자로서 경험하도록, 그리고 이 주파수에서 길이가 1/8 파장에 대응하는 마이크로스트립 소자(125)가 이러한 용량값을 그 용량성 효과를 보상하기 위해 제 1 공진 회로 장치(122)에서 요구된 유도값으로 변환하도록 적합해진다. 이러한 방법으로, 양호한 임피던스 정합이 900 MHz에 대해 보장되고, 따라서 GSM-신호의 기본 주파수 대역이 필터(110)를 통해 단지 한계 손실만을 가진 채 송신될 수 있다.
스위칭가능한 필터(110)를 위한 제 2 모드에서, PIN-다이오드는 낮은-저항 상태에 있다. 이 상태에서, 상기 다이오드는 실질적으로 유도 특성을 갖는다. 공진 회로 장치(124)에서, 스위칭 소자(S124)내의 PIN-다이오드의 내부 인덕턴스, 및 제 1 인덕턴스(L124)는 상기 제 1 커패시턴스(C124)와 함께 병렬 공진 회로를 형성한다. 이러한 병렬 공진 회로는 도 1에 61로 표시된 DCS-신호의 기본 주파수 대역에 본래 대응하는 공진 주파수를 나타낸다. 이러한 병렬 공진 회로는 상기 공진 회로 장치(124)가 1800 MHz에서 신호에 대해 높은 임피던스를 나타내게 한다. 이러한 방법으로, DCS-신호의 기본 주파수 대역은 이러한 분로-접속 제 1 공진 회로 장치(124)에 의해 영향을 받지 않는다. 공진 회로 장치(122 및 124)가 동일하기 때문에, 제 2 공진 회로 장치(122)는 DCS-신호의 기본 주파수 대역에 분명히 어느 쪽도 영향을 주지 않는다. 이것은 이러한 제 2 모드에서 약 1800 MHz의 주파수에 대해 낮은 손실을 제공한다.
제 1 공진 회로 장치(124)내의 제 1 인덕턴스(L124) 및 제 2 공진 회로 장치(122)내의 제 3 인덕턴스(L122)는 필터의 기능에 전적으로 필요한 것은 아니다. 이들 인덕턴스의 목적은 상기 직렬 공진 회로의 공진 주파수에 영향을 주는 것이다. 원하는 공진 주파수를 얻기 위해 리액티브 소자들이 PIN-다이오드의 내부 리액턴스와 서로 관계하여 크기가 결정되어야 하므로, 인덕턴스(L124및 L122)는 이러한 예에서 더 적절한 값이 얻어지는 방법으로 공진 회로 장치(124 및 122)내의 다른 라액티브 소자들의 크기 결정에 영향을 준다. 공진 회로 장치(124 및 122)내의 리액티브 소자들의 크기 결정에 영향을 주는 다른 가능성은 병렬 및/또는 직렬 접속에 의해 2 또는 그 이상의 PIN-다이오드를 결합하는 것이다.
지금까지 설명된 모든 예들은 이동 전화 시스템(GSM 및 DCS)를 위한 이중 대역 이동국내의 전력 증폭 장치용으로 의도된다. 본 발명은 물론 이러한 상황에만 제한되는 것은 아니다. 예컨대, 본 발명은 GSM 및 PCS 대역용 이동국에 또한 이용될 수 있다. 도 1은 이 경우에 신호들 사이의 관계를 도시한다. 이 도면에서, S는 신호 강도를 나타내고, f는 주파수를 나타낸다. 전력 증폭기로부터의 GSM-신호(S3)는 900 MHz 부근의 중심 주파수(f3)를 갖는 기본 주파수 대역(81)을 포함한다. 또한, GSM-신호는 적어도 3개의 주파수 대역(82, 83 및 84)에서 홀수 및 짝수 고조파를 포함한다. 이들 주파수 대역(82, 83 및 84)은 주파수(f3)의 배수인 주파수(2f3, 3f3, 4f3) 부근에 집중된다. 동일한 전력 증폭기로부터의 PCS-신호(S4)는 1800 MHz 부근의 중심 주파수(f4)를 갖는 기본 주파수 대역(91)을 포함한다. 또한, PCS-신호는 하나의 주파수 대역(92)이 도면에 도시되어 있는 다수의 주파수 대역에서 고조파를 포함한다. 도면에 도시된 바와 같이, 오버랩되지 않는 경우, GSM-신호(S3)로부터의 주파수 대역(82)은 PCS-신호(S4)로부터의 기본 주파수 대역(91)에 매우 근접하게 된다. 단일 고정 필터 장치로 모든 고조파를 억제하고, 동시에 기본 주파수 대역(81, 91)의 양호한 송신을 보장하는 것은 이 고안된 필터 장치가 디스플레이해야 하는 어려움으로 인해 매우 어렵고 실제로 거의 불가능하다. 본 발명에 따른 스위칭가능한 필터 장치는 이러한 문제에 대한 해결방안을 제공한다.
또한, 본 발명은 주파수 대역들이 서로로부터 상당한 거리에서 끝나도록 송신될 2개의 기본 주파수 대역 사이의 관계가 있는 경우에 적합하다. 예컨대, 도 5의 예에 따라 구성된 필터 장치에서, 공진 회로의 공진 주파수는 원칙적으로 서로 독립적으로 선택될 수 있고, 이것은 기본 주파수 대역들 사이의 상호 관계가 상기 회로의 기능에 덜 중요하다는 것을 의미한다.
또한, 본 발명에 의해 예컨대, GSM, DCS 및 PCS와 같은 3개의 분리 주파수 대역을 위해 공통 전력 증폭 장치를 달성하는 것이 가능하다. 이러한 경우에, DCS 및 PCS-신호에 대한 증폭기 및 필터 기능이 공통 모드에 적절하게 제공되는 한편, GSM-신호는 다른 모드에서 증폭 및 필터링된다. 또한, 3 또는 그 이상의 분리 주파수 대역용 무선 송신기에 사용하기 위해 적절하게 개별적으로 스위칭가능한 2 또는 그 이상의 필터 장치를 직렬로 접속하는 것이 가능하다. 적절하게도, 여기서 각 필터 장치는 스위치 온 및 오프될 수 있는 노치 필터의 특성을 갖는다.
본 발명을 위한 사용 영역의 다른 구체적인 예는 800 MHz 및 1500 MHz에서 사용되는 일본 이동 전화 시스템 PDC(Personal Digital Cellular)용 이중 대역 이동국이다. 더구나, 본 발명은 물론 이동 전화와 다른 환경에서 및 다른 무선 주파수 범위에서 사용되는 무선 송신기에 또한 사용될 수 있다.
이동 전화용 이중 대역 이동국(100)의 개략적인 블록도가 도 12에 도시되어 있다. 이러한 이동국은 2개의 분리 주파수 대역을 통해 한번에 하나씩 음성 및 데이터를 송신하기 위한 것이다. 이동국은 음성 전기 변환기로부터의 음성 정보를 디지털화하는 음성 코더(161)에 결합된 음향 전기(A/E) 변환기(160)를 포함한다. 음성 코더(161)는 제 1 스위칭 수단(162)을 통해 채널 코더(163)에 결합된다. 채널 코더는 무선 송신기(164)에 접속된다. 무선 송신기는 도 2에서 10으로 표시되고 안테나(165)에 접속된 스위칭가능한 전력 증폭 장치를 포함한다.
안테나(165)와 동일한 안테나일 수 있는 안테나(175)에 무선 수신기(174)가 결합되어 있다. 무선 수신기는 채널 디코더(173)에 결합된다. 채널 디코더(173)는 제 2 스위칭 수단(172)을 통해 음성 디코더(171)에 접속된다. 음성 디코더(171)는 전기 음향(E/A) 변환기(170)에 접속되어 디지털 정보를 아날로그 음성 정보로 디코드한다.
제어 유닛(167)은 데이터 피드인(feed-in) 수단(168)에 결합된 제 1 데이터 입력단 및 제 1 스위칭 수단(162)에 결합된 제 1 데이터 출력단을 갖는다. 또한, 제어 유닛(167)은 제 2 스위칭 수단(172)에 결합된 제 2 데이터 출력단 및 데이터 피드아웃(feed-out) 수단(169)에 결합된 제 3 데이터 출력단을 갖는다. 또한, 제어 수단은 도면에 도시되지 않은 추가적인 제어 출력단을 갖는다.
제어 유닛(167)은 이의 제어 출력단을 통해 무선 송신기(164) 및 무선 수신기(174)를 제어하여, 즉, 전력 증폭 장치를 위한 모드를 선택하고 무선 통화 채널 및 시간 슬롯을 선택할 수 있다. 또한, 상기 제어 유닛은 이의 제어 출력단을 통해 스위칭 수단들에 영향을 줄 수 있으므로, 이들은 음성 정보 또는 다른 형태의 데이터를 제공 및 수신하게 된다.
이동국에서 기지국으로 음성을 송신할 때, 예컨대 음성은 송신하기 전에 음성 코더(161)에서 디지털화된다. 음성을 나타내는 디지털 신호는 제 1 스위칭 수단(162)을 통해 채널 코더(163)로 전송되고, 여기서 디지털 신호들은 이동국에 할당된 3 또는 그 이상의 연속적인 시간 슬롯에 걸쳐 연장되는 에러 정정 코딩을 사용하여 무선 트래픽 채널상에서 송신을 위해 코딩된다. 송신기는 디지털 신호들을 변조 및 전력 증폭하여, 이들을 제어 유닛으로부터의 제어 신호의 제어하에 시간 슬롯 중에 고속으로 전송한다.
이동국에서 기지국으로 데이터를 송신할 때, 데이터는 데이터 피드인 수단(168)에 의해 제어 유닛(167)으로 공급된다. 제어 유닛으로부터 제 1 스위칭 수단(162)을 통해 채널 코더(163)로 피드인 데이터를 나타내는 디지털 신호가 전송된다. 채널 코더(163)에서, 제어 유닛으로부터의 디지털 신호가 음성 코더(161)로부터의 디지털 신호와 동일한 방식으로 코딩된다. 제어 유닛으로부터의 디지털 신호는 그 후 음성과 동일한 방식으로 무선 송신기를 통해 송신된다.
기지국에서 무선 트래픽 채널을 통해 이동국(100)으로 음성을 송신할 때, 디지털 신호는 제어 유닛(167)으로부터의 신호의 제어하에 시간 슬롯내에 고속으로 무선 수신기(174)에서 수신된다. 디지털 신호는 무선 수신기(174)에서 채널 디코더(173)로 복조 및 전도된다. 채널 디코더(173)에서, 원칙적으로 채널 코더(163)에서 발생한 코딩의 역인 에러 정정 디코딩이 발생한다. 채널 디코더(173)로부터의 디지털 신호는 제 2 스위칭 수단(172)을 통해 음성 디코더(171)로 전송된다. 음성 디코더에서, 상기 스위칭 수단으로부터의 디지털 정보가 아날로그 음성 정보로 디코딩된다.

Claims (15)

  1. 고정 특성을 갖는 제 1 필터(3b), 및 상기 제 1 필터(3b)와 직렬로 배치된 제 2 필터(3a, 90, 110)를 포함하는 무선 주파수 신호(S1, S2, S3, S4)에서 고조파를 억제하는 필터 장치(3)에 있어서,
    상기 제 2 필터(3a, 90, 110)는 스위칭가능하고, 제 1 및 제 2 단자를 갖는 적어도 하나의 공진 회로 장치(22, 24, 94, 122, 124)를 포함하며, 여기서 상기 제 1 단자는 상기 공진 회로 장치에 포함된 송신 도전 소자(25, 96, 125)에 접속되고, 상기 제 2 단자는 기준 전압(VREF)에 접속되며, 여기서 상기 공진 회로 장치(22, 24, 94, 122, 124)는:
    제 1 리액티브 소자(L22, L24, L94, C122, C124) 및 적어도 하나의 가역 PIN-다이오드(D22)의 제 1 병렬 접속, 및
    상기 제 1 병렬 접속과 직렬로 배치된 제 2 리액티브 소자(C21, C23, C93, L122, L124)를 포함하고, 상기 제 2 스위칭가능한 필터(3a, 90, 110)는
    제 1 모드에서 더 낮은 제 1 기본 주파수 대역(51, 81)에서 무선 주파수 신호(S1, S3)의 양호한 송신을 제공하고, 이러한 제 1 기본 주파수 대역(51, 81)에 대응하는 적어도 제 1 차수의 고조파를 억제하도록, 그리고
    제 2 모드에서 더 높은 제 2 기본 주파수 대역(61, 91)에서 무선 주파수 신호(S2, S4)의 양호한 송신을 제공하도록 배치되며, 상기 제 1 필터(3b)는 이러한 제 2 기본 주파수 대역(61, 91)에 대응하는 적어도 제 1 차수의 고조파(62, 92)를 억제하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 신호에서 고조파를 억제하는 필터 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 공진 회로 장치(22, 24, 94, 122, 124)내의 PIN-다이오드(D22)는 상기 제 1 및 제 2 모드 중 하나에서 상기 PIN-다이오드(D22)의 특성이 본래 유도성인 낮은 저항 상태를 취하도록 배치되고, 상기 제 1 및 제 2 모드 중 다른 하나에서 상기 PIN-다이오드(D22)의 특성이 본래 용량성인 높은 저항 상태를 취하도록 배치되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 신호에서 고조파를 억제하는 필터 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 모드 중 하나에 대응하는 제 1 위치에서 상기 제 2 리액티브 성분(C21, C23, C93, L121, L123)과 결합한 상기 PIN-다이오드(D22)는 해당 주파수 대역에 적합한 제 1 공진 주파수를 갖는 직렬 공진 회로를 형성하도록 배치되고, 대응하는 제 2 위치에서 상기 제 1 리액티브 성분(L22, L24, L94, C122, C124)과 결합한 상기 PIN-다이오드는 해당 주파수 대역에 적합한 제 2 공진 주파수를 갖는 병렬 공진 회로를 형성하도록 배치되며, 이러한 제 2 공진 주파수는 상기 제 1 공진 주파수와 동일한 값을 나타낼 수 있는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 신호에서 고조파를 억제하는 필터 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 리액티브 소자(L22, L24, L94)는 유도성이고, 상기 제 2 리액티브 소자(C21, C23, C93)는 용량성인 것을 특징으로 하는 무선 주파수 신호에서 고조파를 억제하는 필터 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 공진 회로 장치(22, 24, 94)는 낮은 저항 상태에 있는 상기 PIN-다이오드(D22)가 상기 제 2 리액티브 소자(C21, C23, C93)를 갖는 직렬 공진 회로를 형성하도록 배치되며, 여기서 PIN-다이오드는 유도성 특성을 나타내고, 높은 저항 상태에 있는 동일한 PIN-다이오드(D22)가 상기 제 1 리액티브 소자(L22, L24, L94)를 갖는 병렬 공진 회로를 형성하도록 배치되며, 여기서 PIN-다이오드는 용량성 특성을 가지는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 신호에서 고조파를 억제하는 필터 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 직렬 공진 회로는 상기 제 2 필터(3a)에 상기 제 1 기본 주파수 대역(51, 81)에 대응하는 적어도 하나의 차수의 고조파에 대한 대역 제거 특성을 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 신호에서 고조파를 억제하는 필터 장치.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 병렬 공진 회로는 상기 제 2 필터(3a)에 상기 더 높은 제 2 주파수 대역(61, 91)에 대한 통과 대역 특성을 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 신호에서 고조파를 억제하는 필터 장치.
  8. 제 4 항에 있어서,
    상기 병렬 공진 회로가 형성되는 방법으로 상기 제 2 리액티브 소자(C21, C23, C93)에 병렬로 제 3 리액티브 소자(L21, L23, L93)가 인덕턴스의 형태로 배치되며, 여기서 이러한 병렬 공진 회로는 상기 제 1 주파수 대역(51, 81)의 중심 주파수(f1, f3)에 본래 대응하는 공진 주파수를 나타내는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 신호에서 고조파를 억제하는 필터 장치.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터 장치(3)는 2개의 공진 회로 장치(22, 24, 122, 124)를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 신호에서 고조파를 억제하는 필터 장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 2개의 공진 회로 장치(22, 24, 122, 124)는 송신 도전 소자(25, 125)에 의해 분리되며, 그 길이는 상기 제 2 기본 주파수 대역(61, 91)의 중심 주파수(f2, f4)에서 1/4 파장에 실질적으로 대응하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 신호에서 고조파를 억제하는 필터 장치.
  11. 제 1 항에 따른 필터 장치내의 무선 주파수 신호(S1, S2, S3, S4)에서 고조파를 억제하는 방법에 있어서:
    제 2 스위칭가능한 필터(3a, 90, 110)를 제 1 모드에서 설정하는 단계;
    더 낮은 제 1 주파수 대역(51, 81)에서 상기 무선 주파수 신호(S1, S3)를 송신하고, 상기 제 1 기본 주파수 대역에 대응하는 적어도 제 1 차수의 고조파(52, 82)를 억제하는 단계;
    상기 제 2 스위칭가능한 필터(3a, 90, 110)를 제 2 모드에서 설정하는 단계; 및
    더 높은 제 2 주파수 대역(61, 91)에서 상기 무선 주파수 신호(S2, S4)를 송신하고, 상기 제 1 필터(3b)가 이 제 2 기본 주파수 대역(61, 91)에 대응하는 적어도 하나의 고조파(62, 92)를 억제하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 신호에서 고조파를 억제하는 방법.
  12. 전력 증폭기(1);
    상기 전력 증폭기(1)의 출력단에 배치된 임피던스 정합 회로(2); 및
    고조파를 억제하기 위해 상기 임피던스 정합 회로(2)의 출력단에 접속된 필터 장치(3)를 포함하고, 그 기능은 고정 특성을 갖는 제 1 필터(3b), 및 상기 제 1 필터(3b)와 직렬로 배치된 제 2 필터(3a, 90, 110)의 조합에 대응하는 무선 주파수 신호용 전력 증폭 장치(10)에 있어서:
    상기 전력 증폭 장치(10)는 적어도 2개의 모드를 가지며, 여기서 상기 모드는 상기 전력 증폭 장치(10)의 성질을 적어도 하나의 기본 주파수 대역(51, 61)에 각각 적응시키는 것에 대응하고, 상기 제 2 필터(3a, 90, 110)는 스위칭가능하며:
    상기 모드 중 제 1 모드에서, 더 낮은 제 1 기본 주파수 대역(51, 81)에 대해 양호한 송신을 제공하고, 이러한 제 1 기본 주파수 대역(51, 81)에 대응하는 적어도 제 1 차수의 고조파를 억제하도록, 그리고
    상기 모드 중 제 2 모드에서, 더 높은 제 2 기본 주파수 대역(61, 91)에 대해 양호한 송신을 제공하도록 배치되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 신호용 전력 증폭 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 임피던스 정합 회로(2)는 스위칭 수단(S29)으로서 PIN-다이오드를 포함하며, 이의 도움으로 소자(C28)가 접속 및 분리될 수 있고, 이것에 의해 상기 전력 증폭기(1)의 부하 임피던스가 각각 제 1 및 제 2 모드에 적응되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 신호용 전력 증폭 장치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 소자(C28)는 커패시턴스로 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 신호용 전력 증폭 장치.
  15. 적어도 2개의 선택적인 분리 무선 주파수 대역을 통해 적어도 하나의 기지국과 통신하고, 무선 주파수 신호용의 적어도 하나의 전력 증폭 장치(10)를 포함하는 셀룰러 통신 네트워크내의 이동국(100)으로서,
    전력 증폭기(1);
    상기 전력 증폭기(1)의 출력단에 배치된 임피던스 정합 회로(2); 및
    고조파를 억제하기 위해 상기 임피던스 정합 회로(2)의 출력단에 접속된 필터 장치(3)를 포함하고, 그 기능은 고정 특성을 갖는 제 1 필터(3b), 및 제 1 필터(3b)와 직렬로 배치된 제 2 필터(3a, 90, 110)의 조합에 대응하는 셀룰러 통신 네트워크내의 이동국(100)에 있어서:
    상기 전력 증폭 장치(10)는 적어도 2개의 모드를 가지며, 여기서 상기 모드는 상기 전력 증폭 장치(10)의 성질을 적어도 하나의 기본 주파수 대역(51, 61)에 각각 적응시키는 것에 대응하며, 상기 제 2 필터(3a, 90, 110)는 스위칭가능하며:
    상기 모드 중 제 1 모드에서, 더 낮은 제 1 기본 주파수 대역(51, 81)의 양호한 송신을 제공하고, 이러한 제 1 기본 주파수 대역(51, 81)에 대응하는 적어도 제 1 차수의 고조파를 억제하도록, 그리고
    상기 모드 중 제 2 모드에서, 더 높은 제 2 기본 주파수 대역(61, 91)의 양호한 송신을 제공하도록 배치되는 것을 특징으로 하는 셀룰러 통신 네트워크내의 이동국.
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