KR101939662B1 - 전력 트랜지스터 게이트 드라이버 - Google Patents

전력 트랜지스터 게이트 드라이버 Download PDF

Info

Publication number
KR101939662B1
KR101939662B1 KR1020147001003A KR20147001003A KR101939662B1 KR 101939662 B1 KR101939662 B1 KR 101939662B1 KR 1020147001003 A KR1020147001003 A KR 1020147001003A KR 20147001003 A KR20147001003 A KR 20147001003A KR 101939662 B1 KR101939662 B1 KR 101939662B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
gate
supply
charge
class
Prior art date
Application number
KR1020147001003A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20140040813A (ko
Inventor
미켈 회예르비
죄르겐 크라그 자곱센
Original Assignee
인피니언 테크놀로지스 오스트리아 아게
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 인피니언 테크놀로지스 오스트리아 아게 filed Critical 인피니언 테크놀로지스 오스트리아 아게
Publication of KR20140040813A publication Critical patent/KR20140040813A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101939662B1 publication Critical patent/KR101939662B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4837—Flying capacitor converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2173—Class D power amplifiers; Switching amplifiers of the bridge type
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
    • H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

본 발명은 제 1 게이트 전압으로 게이트 단자를 충전시키기 위해 전력 트랜지스터의 게이트 단자와 제 1 전압 서플라이 사이에서 동작가능하게 접속된 제 1 충전 경로를 포함하는 전력 트랜지스터를 위한 게이트 드라이버에 관한 것이다. 제 2 충전 경로는 게이트 단자를 제 1 게이트 전압에서 제 1 게이트 전압보다 크거나 높은 제 2 게이트 전압으로 충전시키기 위한 제 2 공급 전압과 전력 트랜지스터의 게이트 단자 사이에 접속가능하다. 제 2 전압 서플라이의 전압은 제 1 전압 서플라이의 전압보다 높다.

Description

전력 트랜지스터 게이트 드라이버{POWER TRANSISTOR GATE DRIVER}
본 발명은 제 1 게이트 전압으로 게이트 단자를 충전하기 위해 전력 트랜지스터의 게이트 단자와 제 1 전압 서플라이 사이에서 동작가능하게 접속된 제 1 충전 경로를 포함하는 전력 트랜지스터를 위한 게이트 드라이버에 관한 것이다. 제 2 충전 경로는, 제 1 게이트 전압에서 제 1 게이트 전압보다 크거나 높은 제 2 게이트 전압으로 게이트 단자를 충전시키기 위해 제 2 공급 전압과 전력 트랜지스터의 게이트 단자 사이에 접속가능하다. 제 2 전압 서플라이의 전압은 제 1 전압 서플라이의 전압보다 높다. 본 발명의 다른 양상은 복수의 전력 트랜지스터들의 개별적인 트랜지스터들에 전기적으로 커플링된 복수의 게이트 드라이버들을 포함하는 부하 구동 어셈블리(load driving assembly)에 관한 것이다. 부하 구동 어셈블리는 다양한 전력 증폭 애플리케이션들, 예컨대, 클래스 D 오디오 증폭기들에서 활용될 수 있다.
클래스 D 오디오 증폭기들의 전력 또는 출력 스테이지의 전력 트랜지스터들에 대한 게이트 드라이버들은 당업계에 잘 알려져 있다. 전력 트랜지스터들은, 반도체 기판상에 주어진 풋프린트 또는 영역 소비에 대한 그들의 작은 ON 저항으로 인한 목적으로 대중적인 반도체 컴포넌트들인 NMOS들 또는 IGBT들과 같은 N-채널 전계 효과 트랜지스터들을 종종 포함한다. 반도체 기판의 제조 비용이 기판 영역에 밀접하게 연관되기 때문에, 영역 감소는 비용을 감소시키기 위한 효과적인 방법이다.
그러나, 이러한 N-채널 전계 효과 트랜지스터들에 대해 적합한 게이트 드라이버들의 설계는 전력단(power stage)의 동작 동안 N-채널 전계 효과 트랜지스터의 드레인 전압보다 상당히 높이 순간(instantaneous) 게이트 전압을 상승시킬 필요와 같은 다양한 이유들로 인해 도전적이다. N-채널 전계 효과 트랜지스터를 완전히 턴 온 하기 위해 높은 순간 게이트 전압이 필요하다. N-채널 전계 효과 트랜지스터를 자체의 완전하게 on-상태 또는 전도(conducting) 상태로 두는 것은, N-채널 전계 효과 트랜지스터가 낮은 on-저항을 나타내고 전도력(conductive power) 손실들을 최소화하는 것을 허용한다. 클래스 D 오디오 증폭기에서 전력단의 최외측 전력 트랜지스터의 드레인 단자가 종종 포지티브 DC 전원 전압 또는 레일의 형태로 즉시 이용가능한 가장 높은 DC 공급 전압에 접속되기 때문에, 순간 게이트 전압은 논의되고 있는 전력 트랜지스터의 on-상태 또는 전도 상태의 지속주기 동안 이러한 가장 높은 DC 공급 전압보다 상당히 높이 상승되어야만 한다. 각각의 게이트 드라이버 내에서 이러한 높은 게이트 전압들을 생성하기 위해 부트스트랩(bootstrap) 기법들 및 회로가 당업계에 공지되어 있다. 그러나, 이들은 전력단의 N-채널 전계 효과 트랜지스터에 게이트 구동 전압을 공급하기 위한 사전-충전된 커패시터에 의존한다. 사전-충전된 부트스트랩 커패시터가 N-채널 전계 효과 트랜지스터의 게이트 단자에 접속될 때, 부트스트랩 커패시터의 부트스트랩 커패시턴스가 고유 게이트 커패시턴스보다 훨씬, 예컨대 10 또는 20배, 더 크지 않는 한, 그 자체의 전압은 전하 공유로 인해 N-채널 전계 효과 트랜지스터의 고유 게이트 커패시턴스에 의해 상당히 감소된다. 그러나, 전력단들의 수많은 유형들에 대해 적합한 N-채널 전계 효과 트랜지스터들의 고유 게이트 커패시턴스는 수백 ㎊과 같이 꽤 클 수 있으며, 이는 허용가능한 치수들의 통합된(integrated) 부트스트랩 커패시터들에 대한 비현실적으로 큰 커패시턴스 값들, 즉, 앞서-언급된 경험에 근거한 규칙(rule of thumb)에 따라 수㎋에서 20㎋ 보다 큰 범위에 있는 커패시턴스 값들로 유도한다. 대안으로서, 부트스트랩 커패시터는 게이트 드라이버 또는 드라이버들을 홀딩하는 반도체 다이의 외부에 제공될 수 있다. 그러나, 이러한 솔루션은, 통상적으로 다중-레벨 H-브릿지 전력단들과 같은 전력단 토폴로지들이 외부 부트스트랩 커패시터를 각각 필요로 하는 관련 게이트 드라이버들을 갖는 복수의 캐스케이드 또는 적층된 전력 트랜지스터들을 포함하기 때문에, 바람직하지 않다. 이러한 복수의 외부 부트스트랩 커패시터들은 완벽한 클래스 D 증폭기 솔루션의 비용을 추가하고, 소중한 인쇄 회로 기판 공간의 할당을 요구하며, 잠재적인 신뢰도 위험요소를 제기한다.
이에 따라, 외부 커패시터들에 대한 최소의 필요성으로 포지티브 DC 전원 전압 또는 레일보다 높이 게이트 전압을 상승시킬 수 있는, 전력 트랜지스터들, 특히 N-채널 전계 효과 트랜지스터들에 대한 게이트 드라이버들이 매우 바람직하다. 또한, 게이트 드라이버의 높은 전력 효율은 휴대가능한 및/또는 배터리 동작되는 통신을 위한 클래스 D 오디오 증폭기들과 같은 수많은 애플리케이션들 및 모바일 폰들, MP3 플레이어들 등과 같은 엔터테인먼트 장비에서 상당히 유리할 것이다.
본 발명의 제 1 양상은 전력 트랜지스터에 대한 게이트 드라이버에 관한 것이다. 게이트 드라이버는 제 1 게이트 전압으로 게이트 단자를 충전시키기 위해 전력 트랜지스터의 게이트 단자와 제 1 전압 서플라이 사이에 전기적으로 접속가능한 제 1 충전 경로를 포함한다. 제 2 충전 경로는, 게이트 단자를 제 1 게이트 전압에서 제 1 게이트 전압보다 큰 제 2 게이트 전압으로 충전시키기 위한 전력 트랜지스터의 게이트 단자와 제 2 전압 서플라이 사이에 전기적으로 접속가능하다. 제 2 전압 서플라이의 전압은 제 1 전압 서플라이의 전압보다 높다.
전력 트랜지스터의 게이트 단자를 충전시키기 위한 2개의 별도의 충전 경로들의 이러한 애플리케이션은, 게이트 전압을 제 2 게이트 전압으로 상승시키는데 요구되는 전체 전하의 대부분, 예컨대, 50%, 또는 75% 초과, 보다 더욱 바람직하게는 90% 초과가 제 1 전압 서플라이를 포함하는 전력 효율적인 DC 전원에 의해 전달될 수 있다는 이점을 갖는다. 이러한 방식으로, 전체 전하의 오직 나머지 부분만이 제 2 전압 서플라이를 포함하는 더 적은 전력 효율의 고전압 서플라이에 의해 공급될 필요가 있다. 고전압은 통상적으로 가장 높은 그렇지 않으면 이용가능한 포지티브 DC 공급 전압보다 높은 전압 레벨로 고전압 서플라이를 상승시킬 수 있는 전압 펌프 또는 전압 멀티플라이어에 의해 공급된다. 앞서 설명된 바와 같이, 고전압 서플라이에 의해 전달된 고전압 레벨은, N-채널 전계 효과 트랜지스터(FET)를 그 전도 상태로 스위칭하기 위해 N-채널 FET의 게이트 입력부 또는 게이트 단자에서 요구된다. 제 1 및 제 2 충전 경로들은 모두, 게이트 전압이 제 1 게이트 전압 미만이지만 제 1 충전 경로를 통해서 공급된 충전 전류는 이러한 상황에서 제 2 충전 경로를 통해서 공급된 충전 전류보다 훨씬 큰 것이 바람직할 때, 전력 트랜지스터의 게이트 단자에 충전 전류를 공급하도록 동작가능할 수 있다. 일 바람직한 실시예에서, 게이트 전압이 제 1 게이트 전압 미만일 때, 전력 트랜지스터의 게이트 단자로 제 2 충전 경로에 의해 전달되는 충전 전류는 실질적으로 0 또는 10㎂ 또는 1㎂ 미만과 같이 미미하다. 이는, 예를 들어, 제어가능한 MOS 트랜지스터 스위치를 제 2 충전 경로에 직렬로 배치함으로써 달성될 수 있는데, 여기서 MOS 트랜지스터 스위치의 매우 큰 off-저항이 제 2 충전 경로를 통한 충전 전류의 임의의 흐름을 본질적으로 방해하는데 이용될 수 있다. 전력 트랜지스터의 게이트 전압이 제 1 게이트 전압보다 위에 있는 경우, 제 1 충전 경로를 통한 충전 전류의 공급은, 제 1 게이트 전압의 레벨에 가까운 전압 레벨을 가질 수 있는 제 1 전압 서플라이로의 제 1 충전 경로의 접속으로 인해 본질적으로 0인 것이 바람직하다. 바람직하게, 제 1 게이트 전압의 레벨은, 전력 트랜지스터의 게이트 전압이 제 1 전압 서플라이의 전압 레벨에 도달하기 전에 제 1 충전에 의해 공급되는 충전 전류의 양을 최대화하기 위해 제 1 전압 서플라이의 전압 레벨과 대략적으로 동일한 레벨로 설정된다. 그 조건에서, 제 1 충전 경로는, 충전 전류의 흐름의 반전으로 인해 게이트 단자에 추가적인 충전 전류를 공급할 수 없다. 그 결과, 전력 트랜지스터의 게이트 전압을 제 1 게이트 전압에서 제 2 게이트 전압으로 상승시키도록 하기 위해 게이트 단자로의 충전 전류의 추가적인 공급은 제 2 충전 경로를 통해 이루어진다. 제 2 충전 경로의 원위(distal) 노드가 제 1 공급 전압 및 제 1 게이트 전압 모두보다 더 높은 제 2 공급 전압에 접속되기 때문에, 충전 전류는, 게이트 전압이 제 2 공급 전압에 가깝게 될 때까지 제 2 공급 전압에서 전력 트랜지스터의 게이트 단자로 적어도 흐를 수 있다.
본 게이트 드라이버는 스위칭된 전력단 또는 부하 드라이버의 N-채널 FET의 게이트를 구동시키기에 매우 유용하다. 본 게이트 드라이버는 클래스-D 오디오 증폭기의 싱글 엔드형 또는 H-브릿지 부하 구동 회로들에 활용될 수 있다. 클래스 D 오디오 증폭기는 다양한 전력단 토폴로지들에서 2-레벨 클래스 AD 또는 BD PDM 또는 다중-레벨 PWM을 포함할 수 있다.
바람직한 실시예에 따르면, 제 1 전압 서플라이는 제 1 충전 경로를 통해서 전력 트랜지스터의 드레인 단자에서 전력 트랜지스터의 게이트 단자로의 전기적 커플링을 제공하기 위해 전력 트랜지스터의 드레인 전압을 포함한다. 몇몇 실시예들에서, 전력 트랜지스터의 드레인 단자는 전력 트랜지스터를 포함하는 출력 스테이지의 포지티브 DC 공급 전압에 직접 커플링될 수 있다. 다른 실시예들에서, 전력 트랜지스터의 드레인 단자는, 드레인 단자 전압 레벨이 플라잉 커패시터(flying capacitor)의 전압에 의해 설정되는 다중-레벨 PWM 출력 스테이지 토폴로지에서 플라잉 커패시터에 커플링된 드레인 단자와 같은 중간 공급 전압에 커플링될 수 있다. 게이트 드라이버는, 특정 애플리케이션의 요구조건들에 따라, 넓은 범위의 DC 공급 전압들, 즉, 게이트 드라이버의 가장 낮은 공급 전압과 제 2 공급 전압 사이의 전압차에 걸쳐 동작하도록 적응될 수 있다. 유용한 애플리케이션들의 범위에서, DC 공급 전압은 5볼트 내지 120볼트의 값으로 설정될 수 있다. DC 공급 전압은, 접지 기준, GND에 대해 예를 들어, +40볼트 또는 +/- 20볼트의 단극성 또는 쌍극성 DC 전압으로 제공될 수 있다.
바람직하게, 게이트 드라이버는 게이트 드라이버의 DC 공급 전압에 기초하여 제 2 전압 서플라이를 생성하도록 적응된 전압 멀티플라이어 또는 전하 펌프를 포함한다. DC 공급 전압은, 예를 들어, 3.0 내지 5.0볼트의 DC 전압을 갖는 정규의 CMOS 전원 레일을 포함할 수 있다. 전압 멀티플라이어 또는 전하 펌프는 후자의(latter) DC 전압으로 플라잉 커패시터를 충전하고 제 1 공급 전압의 상부에 충전된 커패시터를 적층시켜 제 1 공급 전압보다 3V 내지 5V 높은 제 2 공급 전압을 생성할 수 있다.
바람직하게, 게이트 드라이버는, off-상태 또는 비-전도 상태로 전력 트랜지스터를 스위칭하도록 적응된 제어가능한 방전 경로를 포함하며, 이 상태에서는 제어가능한 방전 경로가 전력 트랜지스터의 소스 단자와 전력 트랜지스터의 게이트 단자 사이에서 접속가능하다. 방전 경로는, MOS 스위치의 게이트 전압의 조작에 의해 그의 전도 상태와 비-전도 상태 사이에서 스위칭되는 MOS 스위치를 포함할 수 있다. 방전 경로는, 앞서 설명된 바와 같이 전력 트랜지스터를 ON으로 스위칭하기 위해 제 1 및 제 2 충전 경로들을 통해서 공급된 게이트 단자 상의 전하를 제거함으로써 전력 트랜지스터가 자신의 비-전도 상태로 신속하게 전환될 수 있다는 것을 보장한다.
또 다른 바람직한 실시예에 따르면, 게이트 드라이버는 제 1 충전 경로를 통해서 게이트 단자로의 충전 전류의 공급을 제어하고 그리고 제 2 충전 경로를 통해서 게이트 단자로의 충전 전류의 공급을 제어하도록 적응된 컨트롤러 또는 시퀀서를 포함한다. 컨트롤러는, 선택적으로, 제어가능한 방전 경로의 off-상태 및 on-상태를 제어할 수 있다. 컨트롤러는 게이트 드라이버에 이용가능한 임의의 클록 신호에 대해 비동기로 동작하는 조합 로직에 기초하는 비교적 간단한 회로일 수 있다. 이 실시예에서, 컨트롤러는 셀프-타임(self-timed) 메커니즘에 따라서 동작할 수 있고, 제 1 전압의 전압 레벨을 정의하기 위해 소수의 적절하게 구성된 트랜지스터들 및 회로를 포함할 수 있다. 그러나, 다른 실시예들에서, 컨트롤러는 게이트 드라이버에 이용가능한 마스터 또는 다른 시스템 클록 신호에 동기로 동작하는 클록 동작-시퀀셜 로직을 포함할 수 있다. 후자의 실시예에서, 컨트롤러는, 예를 들어, 프로그래머블 로직 회로 또는 소프트웨어 프로그래머블 또는 하드-와이어드 디지털 신호 프로세서(DSP) 또는 범용 마이크로프로세서를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 미리결정된 임계 전압은 제 1 전압을 설정하기 위해 컨트롤러에 제공되며, 컨트롤러는 전력 트랜지스터의 게이트 전압을 미리결정된 임계 전압과 비교함으로써 제 1 및 제 2 충전 경로들을 통해서 게이트 단자로의 충전 전류들의 공급을 제어하도록 적응된다. 미리결정된 임계 전압은, 예를 들어 제 1 충전 경로에 전기적으로 커플링된 전력 트랜지스터의 드레인 전압으로부터 도출될 수 있다. 미리결정된 임계 전압은 전력 트랜지스터의 드레인 전압 미만의 하나의 MOS 임계 전압에 관한 전압 레벨로 설정될 수 있다. 그리하여, 실제로, 미리결정된 임계 전압은 전력 트랜지스터의 드레인 전압 미만의 0.5 내지 1.0V에 통상적으로 위치될 것이다. 이 실시예는, 주어진 게이트 드라이버의 제 1 전압이 자신의 관련 전력 트랜지스터의 실제 전압 레벨로 편리하게 적응되게 한다.
다른 실시예에서, 제 1 전압은 특정 사전-설정된 임계 전압 보다는 타이밍 방식에 의해 정의될 수 있다. 타이밍 기반 방식에 따라, 컨트롤러는 제 1 게이트 전압에 도달하기 위해 5 내지 100 나노초의 충전 시간 기간과 같은 미리결정된 충전 시간 기간 동안 제 1 충전 경로를 통해서 전력 트랜지스터의 게이트 단자에 충전 전류를 공급하도록 적응된다. 후속하여, 컨트롤러는 미리결정된 시간 기간 동안 제 2 충전 경로를 통해서 게이트 단자에 충전 전류를 공급한다. 대략적인 충전 시간 기간은 전력 트랜지스터의 게이트 단자에서의 커패시턴스의 근사값 및 제 1 충전 경로의 근사 임피던스의 정보에 기초하여 컴퓨팅될 수 있다. 이 커패시턴스는 통상적으로 게이트 단자 및 게이트-드레인 커패시턴스에 대한 커패시턴스 기여도들을 포함할 것이다.
제 1 및 제 2 충전 경로들 각각을 통한 충전 전류의 흐름은, 예를 들어 컨트롤러 또는 시퀀서에 의해 제어된 FET 트랜지스터와 같은 제어가능한 반도체 스위치로서 구현된 직렬-커플링된 스위치 엘리먼트에 의해 편리하게 제어될 수 있다. 제어가능한 FET 트랜지스터는 반도체 기판상에 편리하게 집적될 수 있는 하나 또는 그 초과의 NMOS 또는 PMOS 트랜지스터(들)를 포함하고 낮은 on-저항 및 높은 off-저항을 나타낼 수 있다.
일 실시예에서, 컨트롤러는, 게이트 전압이 제 1 게이트 전압에 도달할 때까지, 제 2 전압 서플라이로부터 충전 전류의 공급을 방해하도록 적응된다. 이러한 방식은, 게이트 단자에 대해 요구되는 전하의 대부분이 포지티브 DC 전원과 같은 전력 효율적인 제 1 전압 서플라이에 의해 전달되는 것으로 항상 보장하기 때문에, 유리하다. 그 결과, 전체 게이트 전하의 오직 비교적 작은 부분만이 제 2 전압 서플라이를 제공하는 덜 전력 효율적인 고전압 서플라이에 의해 공급된다.
바람직하게, 제 2 전압 서플라이의 전압 또는 전압 레벨은 전력 트랜지스터의 전도 상태 또는 on-상태 동안 제 1 전압 서플라이의 전압보다 높은 전력 트랜지스터의 적어도 하나의 게이트-투-소스 전압 강하이다. 전력 트랜지스터가 자신의 전도 상태에 대략적으로 위치된다는 것을 보장하도록 제 2 전압 서플라이의 전압 레벨이 충분히 높다는 것을 보장하기 위해, 제 2 전압 서플라이의 전압은 전력 트랜지스터의 전도 상태 또는 on-상태 동안 제 1 전압 서플라이의 전압보다, 적어도 2볼트, 바람직하게는 3볼트, 또는 보다 더욱 바람직하게는 5볼트 높을 수 있다.
바람직하게, 제 1 충전 경로는 100 나노초 미만, 바람직하게는 50 나노초 미만, 또는 보다 더욱 바람직하게는 20 나노초 미만으로 제 1 게이트 전압으로 전력 트랜지스터의 게이트 단자를 충전하도록 적응된다. 이러한 범위의 충전 시간은 100kHz 내지 10MHz 범위에서 PWM 또는 PDM 스위칭 주파수들로 동작하는 전력단의 스위칭된 전력 트랜지스터들을 제어하기에 매우-적합하다.
제 1 전압 서플라이의 전압 레벨이 게이트 드라이버의 동작 동안 상당히 변동할 수 있기 때문에, 제 2 전압 서플라이는 게이트 드라이버의 동작 동안 항상 제 1 전압 서플라이 상의 전압보다 적어도 2.5 볼트 높게 되도록 적응되는 것이 바람직하다. 이는, 전력 트랜지스터를 자신의 전도 상태로 스위칭하고 게이트 드라이버의 의도된 동작 동안 그 내부에서 전력 트랜지스터를 유지하기 위한 충분한 전압이 항상 이용가능한 것으로 보장한다.
특히 유리한 실시예에서, 본 발명은 앞서 설명된 본 발명의 실시예들 중 임의의 실시예에 따라서 복수의 게이트 드라이버들을 포함하는 부하 구동 어셈블리에 관한 것이다. 부하 구동 어셈블리는 제 1 충전 경로의 제 1 노드에 그리고 게이트 드라이버의 제 2 충전 경로의 제 1 노드에 전기적으로 접속된 게이트 단자를 각각 갖는 복수의 전력 트랜지스터들을 더 포함한다. 각각의 전력 트랜지스터의 드레인 단자는 전력 트랜지스터에 대한 제 1 공급 전압을 제공하기 위해 제 1 충전 경로의 제 2 노드에 전기적으로 커플링된다. 복수의 어셈블리 입력 단자들은 변조된 입력 신호들을 복수의 게이트 드라이버들에 공급하기 위해 복수의 게이트 드라이버들의 개별적인 입력부들에 커플링된다. 복수의 전력 트랜지스터들은 제 1 DC 공급 전압과 출력 단자 사이에 형성된 상부 레그 및 출력 단자와 제 2 DC 공급 전압 사이에 형상된 하부 레그와 캐스케이드로 커플링되어, 출력 단자가 상부 레그와 하부 레그 사이에 전기적으로 커플링된다.
부하 구동 어셈블리는 출력 단자에 커플링된 확성기 부하에 직접 접속될 수 있다. 부하 구동 어셈블리는 예를 들어, 별도의 게이트 드라이버에 커플링된 자신의 드레인 단자 및 게이트 단자를 각각 갖는 2개 내지 8개 캐스케이딩된 전력 트랜지스터들을 포함할 수 있다. 부하 구동 어셈블리의 바람직한 실시예에 따르면, 복수의 게이트 드라이버들의 제 2 전압 서플라이들은 제 2 전압 서플라이의 공통 전하 펌프 커패시터에 전기적으로 접속된다. 이러한 실시예는 복수의 제 2 충전 경로들로 하여금 오직 단일의 커패시터만을 요구하는 단일의 공유된 고전압 서플라이로부터 그들의 개별적인 충전 전류들을 수용하게 한다. 그 결과, 통상적인 부하 구동 어셈블리가 4개보다 많은, 예컨대, 6개, 8개, 또는 그보다 더 많은 캐스케이딩된 전력 트랜지스터를 포함할 수 있기 때문에, 단일의 커패시터 기반 고전압 서플라이로부터 제 2 전압을 공유하기 위한 능력은 부트스트랩 커패시터가 전력 트랜지스터들의 게이트 단자들을 구동하게 하기 위한 필요성을 감소시킨다. 따라서, 공통의 전하 펌프 커패시터가, 예컨대, 10㎋ 내지 100㎋와 같은 상당한 커패시턴스 값을 가질 수 있고, 이것은 공통의 전하 펌프 커패시터가 부하 구동 어셈블리에 대한 외부 컴포넌트가 되는 것으로 요구함에도 불구하고, 오직 단일 커패시터 컴포넌트만이 요구된다.
본 부하 구동 어셈블리는 다수의 적층된 또는 캐스케이딩된 전력 트랜지스터들의 그들의 활용으로 인해 다중-레벨 PWM 또는 PDM 출력 또는 전력단들에의 적용에 특히 유용하다. 부하 구동 어셈블리는 제 1 및 제 2 DC 공급 전압들 사이에서 5볼트 내지 120볼트의 DC 전압차로 동작하도록 적응될 수 있다. 다중-레벨 PWM 전력단으로서 이용하도록 적응된 부하 구동 어셈블리의 일 실시예에 따르면, DC 전압원은 상부 레그의 한 쌍의 캐스케이딩된 전력 트랜지스터들 사이에 위치된 제 1 노드와 하부 레그의 한 쌍의 캐스케이딩된 전력 트랜지스터들 사이에 위치된 제 2 노드 사이에서 미리결정된 DC 전압차를 설정하도록 구성된다. DC 전압원은 {충전된 커패시터, 부동 DC 서플라이 레일, 배터리}의 그룹으로부터 선택된 적어도 하나의 디바이스 또는 컴포넌트를 편리하게 포함할 수 있다. 바람직하게, 미리결정된 DC 전압차는 출력 단자에서 3-레벨 출력 신호의 생성을 가능하게 하기 위해 제 1 DC 공급 전압과 제 2 DC 공급 전압 사이의 DC 전압차의 1/2과 실질적으로 동일하다. 일 실시예에서, DC 전압원은 100㎋ 내지 10㎌의 커패시턴스를 갖는 충전된 커패시터를 포함한다. 복수의 전력 트랜지스터들은 실리콘, 갈륨 질화물, 또는 실리콘 카바이드와 같은 반도체 기판상에 증착된 NMOS 또는 IGBT와 같은 적어도 하나의 N-채널 전계 효과 트랜지스터를 포함하는 것이 바람직하다. 바람직하게, 부하 구동 어셈블리의 모든 전력 트랜지스터들은 N-채널 전계 효과 트랜지스터로서 구현된다.
본 발명의 또 다른 유리한 실시예에 따르면, 부하 구동 어셈블리는, 바람직하게 고전압 디바이스들을 지원하는 반도체 프로세스에서 CMOS 집적 회로와 같은 반도체 기판상에 형성 또는 통합된다. 반도체 기판은, 비용이 본질적인 파라미터가 되는, TV 세트들, 모바일 폰들 및 MP3 플레이어들과 같은 대량의 고객 지향(high-volume consumer oriented) 오디오 애플리케이션들에 특히 매우-적합한 부하 구동 어셈블리의 제조를 위해 강건한 저비용의 단일 칩 솔루션을 제공한다. 반도체 기판은 바람직하게 제 2 전압 서플라이에 대한 에너지 저장소로서 동작하는 외부 전하 펌프 커패시터에 전기적 접속을 제공하는 전압 공급 단자를 포함한다.
본 발명의 다른 양상은 부하 구동 어셈블리의 앞서-설명된 실시예들 중 하나를 포함하는 클래스 D 오디오 증폭기에 관한 것이다. 앞서 언급된 바와 같이, 클래스 D 오디오 증폭기는 2-레벨 또는 다중-레벨 PWM 또는 PDM에 대한 변조기들을 포함할 수 있다.
본 발명의 바람직한 실시예는 첨부된 도면들과 관련하여 이하 더욱 상세하게 설명된다.
도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라서 복수의 게이트 드라이버들을 포함하고, 복수의 전력 트랜지스터들의 개별적인 게이트 단자들에 전기적으로 커플링된 부하 구동 어셈블리의 개략도이다.
도 2는 바람직한 실시예에 따라서 관련 전력 트랜지스터의 게이트 단자에 커플링된 단일 게이트 드라이버의 개략도이다.
도 3은 도 1 및 도 2에 개략적으로 도시된 단일 게이트 드라이버의 혼합 블록 및 트랜지스터 레벨 도면이다.
도 4는 복수의 전력 트랜지스터들의 개별적인 게이트 단자들에 전기적으로 커플링된 제 2 바람직한 실시예에 따른 복수의 게이트 드라이버들을 포함하는 부하 구동 어셈블리의 개략도이다.
도 1은 확성기 부하(133)에 접속된 부하 구동 어셈블리(100)를 개략적으로 도시한다. 부하 구동 어셈블리(100)는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라서 4개의 개별적인 게이트 드라이버들(111, 113, 115, 117)을 포함하는 게이트 구동 회로(101)를 포함한다. 게이트 드라이버들 각각은 NMOS 트랜지스터들(SW1, SW2, SW3, SW4) 중 하나의 게이트 단자에 전기적으로 접속된 출력 단자를 갖는다. NMOS 트랜지스터들(SW1, SW2, SW3, SW4)은 제 1 또는 포지티브 DC 공급 전압 Vs와 그라운드, GND의 형태의 제 2 DC 공급 전압 사이에서 캐스케이드로 커플링된다. 캐스케이딩된 NMOS 트랜지스터들(SW1, SW2, SW3, SW4)은 부하 인덕터(137) 및 부하 커패시터(135)를 통해서 부하 드라이버의 출력 단자 VPWM에 커플링된 확성기 부하(133)에 대한 부하 드라이버를 형성한다. 부하 커패시터(135)와 부하 인덕터(137) 각각의 조합된 동작은, 확성기 부하(133)에 걸쳐 오디오 신호의 캐리어 또는 스위칭 주파수 컴포넌트들을 억제하기 위해 출력 단자 VPWM에 제공된 다중-레벨 펄스 폭 변조 출력 신호 파형의 저역통과 필터링을 제공하기 위한 것이다.
본 발명의 현재 실시예에서, 게이트 구동 회로(101), 및 캐스케이딩된 NMOS 전력 트랜지스터들(SW1, SW2, SW3, SW4)을 포함하는 부하 드라이버는, 게이트 드라이버들(111, 113, 115, 117) 각각과 자신의 관련 NMOS 전력 트랜지스터 사이에서 도시된 전기적 접속들이 반도체 기판상에 제공되도록, 공통의 반도체 기판 또는 다이 상에 집적된다. 그러나, 당업자는, 부하 드라이버가, 예를 들어, 별도의 반도체 기판 또는 집적 회로로서 게이트 구동 회로(101)로부터 전체적으로 별개의 회로로서 형성될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 후자의 실시예에서, 게이트 드라이버들(111, 113, 115, 117) 각각과 자신의 관련 NMOS 트랜지스터 사이의 도시된 전기적 접속들은 인쇄 회로 기판(PCB), 세라믹 기판 또는 유사한 캐리어 상의 전기적 트레이스들에 의해 제공될 수 있다. 당업자는, 캐스케이딩된 NMOS 트랜지스터들(SW1, SW2, SW3, SW4) 각각이 도 1에 개략적으로 도시된 바와 같이 단일 MOS 트랜지스터로 구성될 수 있거나 또는, 본 발명의 다른 실시예들에서는 복수의 더 작게 병렬로 커플링된 개별적인 NMOS 트랜지스터들을 포함할 수 있다는 것을 인식할 것이다.
당업자는, 도시된 단일-말단 다중-레벨 부하 구동 어셈블리(100)가 확성기 부하(133)의 대향하는 단자들에 접속되는 한 쌍의 본질적으로 동일한 부하 구동 회로 어셈블리들(100)에 기초하여 H-브릿지 부하 구동 어셈블리를 제공하도록 확대될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 이와 유사하게, 당업자는, 4개의 게이트 드라이버들(111, 113, 115, 117)이 PDM 또는 2-레벨 클래스 AD 또는 BD PWM 변조와 같은 스위칭된 전력단들의 다른 토폴로지들의 게이트 단자들을 구동하는데 이용될 수 있다는 것을 이해할 것이다.
본 실시예에서, 부하 드라이버는 한 쌍의 캐스케이딩된 NMOS 트랜지스터들(SW1, SW2)을 포함하는 상부 레그 A를 포함하고, 하부 레그 B는 한 쌍의 캐스케이딩된 NMOS 트랜지스터들(SW3, SW4)을 포함한다. 캐스케이딩된 NMOS 트랜지스터들(SW1, SW2)은 SW1의 드레인 단자에 있는 Vs 그리고 SW2의 소스 단자에 있는 노드 VPWM 또는 출력 단자에 커플링된다. NMOS 트랜지스터 SW3은 출력 단자 또는 노드 VPWM에 커플링된 자신의 드레인 단자를 갖고, SW4의 소스 단자는 GND에 커플링된다. 게다가, 부하 드라이버는 동출원인의 공동 계류중인 US 특허 출원 제61/407,262호에서 더욱 상세하게 설명된 바와 같이 다중-레벨 PWM 신호를 제공하기 위해 출력 노드 VPWM에서 Vs와 GND 사이에 제 3 출력 레벨 미드웨이의 생성을 가능하게 하는 충전된 소위 플라잉 커패시터 Cfly(125)를 포함한다. 부하 구동 어셈블리(100)의 동작 동안, 신호 생성기 또는 변조기는, 캐스케이딩된 NMOS 트랜지스터들(SW1, SW2, SW3, SW4)의 개별적인 상태들을 제어하도록 하기 위해 게이트 드라이버들(111, 113, 115, 117)의 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 입력들(PWM_1, PWM_2, PWM_3, PWM_4) 각각에 적절한 진폭 및 위상의 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 펄스 폭 변조된 제어 신호들을 적용하도록 구성된다. 이에 의해, NMOS 트랜지스터들(SW1-SW4) 각각은 논의되고 있는 펄스 폭 변조 제어 신호의 천이들에 따라서 ON-상태들 및 OFF-상태들 사이에서 토글링 또는 스위칭한다. 자신의 ON-상태/전도 상태에 있는 각각의 NMOS 트랜지스터들(SW1, SW2, SW3, SW4)의 on-저항은, 특정 애플리케이션의 요건들, 특히, 확성기 부하(133)의 임피던스 또는 다른 유형의 유도성 및/또는 용량성 부하의 임피던스에 따라서 상당히 변화할 수 있다. 본 실시예에서, NMOS 트랜지스터들 각각은, 자신의 on-저항이 0.01 내지 5Ω, 예컨대, 0.05 내지 0.5Ω에 놓이도록, 설계되는 것이 바람직하다.
부하 구동 어셈블리(100)는 포지티브 DC 공급 전압 Vs에 기초하여 고전압 서플라이를 생성하도록 적응된, 전압 멀티플라이어 또는 전하 펌프(120), HVboot를 포함한다. 포지티브 DC 공급 전압 Vs는 특정 애플리케이션들의 요건들에 따라서, 예를 들어, 5 내지 100볼트로 광범위하게 변화할 수 있지만, 본 발명의 이 실시예에서는 약 40볼트로 고정된다. 바람직하게, 전하 펌프(120)에 의해 생성된 고전압은 포지티브 DC 공급 전압 Vs보다 약 5볼트 높은 전압으로 설정되고, 게이트 드라이버들(111, 113, 115, 117) 각각으로 분배된다. 각각의 게이트 드라이버에서, 이하 더욱 상세하게 설명되는 바와 같이, 제 1, 제 2, 제 3, 및 제 4 펄스 폭 변조 제어 신호들에 따라서 NMOS 트랜지스터들(SW1, SW2, SW3, SW4) 각각을 저-저항 전도 상태로 구동시키도록 포지티브 DC 공급 전압 Vs보다 높은 게이트 구동 신호 또는 게이트 전압을 생성하기 위해 고전압이 활용된다. 전력 서플라이 또는 펌프 커패시터(123), Cboot는, 고전압 서플라이 HVboot에 대한 에너지 저장소를 제공하기 위해 일 말단은 고전압 서플라이에 커플링되고 대향 말단은 포지티브 DC 공급 전압에 커플링된다. 전하 펌프(120)는 부하 구동 어셈블리(100)의 적합한 DC 공급 전압으로부터의 그라운드보다 약 3볼트 또는 5볼트 높은 전압으로 간헐적으로 충전되는 플라잉 커패시터(미도시)를 포함한다. 플라잉 커패시터는 DC 공급 전압으로부터 간헐적으로 접속해제되고 획득된 전하를 그에 덤핑하기 위해 Cboot에 전기적으로 접속되어, 이에 의해 HVboot의 고전압을 포지티브 DC 공급 전압 Vs보다 대략적으로 3볼트 또는 5볼트 높이 상승시킨다. 전력 공급 커패시터(123)는 특정 애플리케이션에 의해 명령된 사이즈 및 비용 요건들에 따라서 부하 구동 어셈블리(100)에 대한 외부 컴포넌트일 수 있거나 또는 게이트 드라이버 회로(101)를 홀딩하는 반도체 기판상에 집적될 수 있다. 외부 전력 공급 커패시터(123)의 커패시턴스는 10㎋ 내지 100㎋의 값으로 설정되는 것이 바람직하다.
도시된 바와 같이, 게이트 드라이버들(111, 113, 115, 117) 각각은 NMOS 트랜지스터들(SW1, SW2, SW3, SW4)의 개개의 드레인, 게이트 및 소스 노드들 각각으로 3개의 별도의 전기적 접속들을 포함한다. 가장 위의 게이트 드라이버(111), GD1에 대해, 전기 컨덕터들(119, 121 및 122)은 NMOS 트랜지스터 SW1의 드레인, 게이트 및 소스 노드들에 접속된다. 도 2 및 도 3을 참조하여 이하 더욱 상세하게 설명되는 바와 같이, SW1의 게이트 단자는 게이트 드라이버 GD1 내에 제공된, 2개의 독립적인 충전 경로들, 즉, 제 1 충전 경로 및 제 2 충전 경로를 통해서 충전된다.
도 2는 전력 트랜지스터의 게이트 단자에 커플링된 단일 게이트 드라이버(111)(GD1)의 개략도이다. 게이트 드라이버(111)는 펄스 폭 변조 오디오 신호 PWM_1에 대한 사전-언급된 입력을 포함한다. 펄스 폭 변조 오디오 신호는, 펄스 폭 변조 오디오 신호의 DC 전압 레벨을 시프트할 수 있고 그리고/또는 나머지 게이트 드라이버 회로를 통해서 NMOS 전력 트랜지스터 SW1을 구동하기에 적합한 출력 신호를 제공하기 위해 그 진폭을 증가시킬 수 있는 레벨 시프터(203)에 적용된다. 출력 신호는, 제 1 충전 경로(211)를 통해서 게이트 단자(121)로의 충전 전류의 공급을 제어하고 그리고 제 2 충전 경로(209)를 통해서 게이트 단자(121)로의 충전 전류의 공급을 제어하도록 적응된 컨트롤러 또는 시퀀서(205)에 적용된다. 또한, 컨트롤러 또는 시퀀서(205)는 NMOS 전력 트랜지스터(SW1)의 게이트 단자(121)와 소스 단자(122) 사이에 전기적으로 접속된 제어가능한 방전 경로(207)의 OFF-상태 및 ON-상태를 제어하도록 적응된다. 충전 전류는, 컨트롤러(205)로부터의 제어 신호에 따라서 제 1 충전 경로(211)를 통해서 드레인 단자(119)에서 게이트 단자(121)로 공급된다. SW1의 드레인 단자가 포지티브 DC 공급 전압 Vs에 전기적으로 커플링되기 때문에, 충전 전류는 충분한 전력으로(with ample of power) 낮은 임피던스 전압원으로부터 공급된다. 본 실시예에서, 컨트롤러(205)는 게이트 단자(121) 상의 게이트 전압과 미리결정된 임계 전압을 비교함으로써 제 1 및 제 2 충전 경로들을 통해서 게이트 단자로의 충전 전류들의 공급을 제어하도록 적응된다. 게이트 전압이 미리결정된 임계 전압 미만인 경우, 컨트롤러(205)는 제 1 충전 경로(211)를 인에이블하고, 제 2 충전 경로(209)를 통한 고전압 서플라이 HVboot로부터의 충전 전류의 공급을 방해한다. 게이트 전압이 미리결정된 임계 전압에 도달하면, 제 1 충전 경로(211)는 컨트롤러(205)에 의해 중단되거나 또는 접속해제되고, 추가적인 충전 전류가 제 2 충전 경로(209)를 통해서 고전압 서플라이로부터 게이트 단자에 공급되도록 제 2 충전 경로(209)가 인에이블된다. 이러한 방식으로, 제 2 충전 경로(209)는 NMOS 전력 트랜지스터 SW1의 게이트 전압을 포지티브 DC 공급 전압보다 상당히 높이 리프트하거나 또는 상승시킬 수 있다. 임계 전압은 사실상 꽤 자유롭게 선택될 수 있고 몇몇 상이한 메커니즘들 중 임의의 하나에 의해 정의될 수 있다. 그러나, 본 실시예에서, 각각의 게이트 드라이버의 미리결정된 임계 전압은 관련 NMOS 전력 트랜지스터의 드레인 전압으로부터 도출된다. 미리결정된 임계 전압은 논의되고 있는 NMOS 전력의 드레인 전압 미만의 대략적으로 단일의 MOS 트랜지스터 임계 전압으로 고정된다. 이러한 단일 임계 전압은 통상적인 CMOS 집적 회로 기술들에 대한 0.5 내지 1.5볼트의 전압에 대응할 수 있다. 미리결정된 임계 전압을 관련 전력 트랜지스터의 드레인 전압에 가깝게 설정하는 것이 일반적으로 유리하다. 이러한 설정은, 드레인 전압이 게이트 전압과 대략적으로 동일할 때 전력 트랜지스터가 자신의 전도 상태 또는 ON-상태에 가깝게 동작하는 것을 보장한다. 이러한 방식은, 보통, 게이트 단자에 대해 요구되는 전류의 대부분이 출력단의 전력 효율적인 DC 전력 서플라이, 즉, 본 실시예의 포지티브 DC 공급 전압 Vs에 의해 전달되는 한편, 전체 게이트 충전 전류의 오직 비교적 작은 부분이 덜 전력 효율적인 고전압 서플라이에 의해 공급되는 것으로 보장한다. NMOS 전력 트랜지스터 SW1의 게이트 단자를 대략적으로 고전압 서플라이 HVboot의 전압으로 충전하기 위한 시간 기간은, 1 내지 20ns에 놓일 수 있다. NMOS 전력 트랜지스터 SW1이 제 1 및 제 2 충전 경로들의 조합 동작에 의해 자신의 전도 상태로 스위칭되면, 펄스 폭 변조 오디오 신호 PWM_1의 펄스 폭에 의해 정의된 시간 기간 동안 그 상태에서 계속 유지된다. 하향 진행 에지 또는 천이가 컨트롤러(205)에 의해 펄스 폭 변조 오디오 신호에서 검출될 때, 방전 경로(207)는 낮은 저항 경로에 의해 게이트 단자(121)를 소스 단자(122)로 효율적으로 단락시키도록 활성화된다. 결과적으로, 방전 경로(207)의 활성화는 게이트 전압을 방전하고, NMOS 전력 트랜지스터 SW1을 비-전도 상태로 스위칭한다.
도 3은 도 1 및 도 2에 개략적으로 도시된 단일 게이트 드라이버(111), GD1의 혼합된 블록 및 트랜지스터 레벨 도면이다. 도 2에서의 제 1 충전 경로(211) 및 제 2 충전 경로(209)는 여기서 트랜지스터 레벨에 도시되고, 레벨 시프터(203) 및 선형 전압 조절기(330)는 간략화를 위해 회로 블록들로서 도시된다. 당업자는, 도 2의 컨트롤러(205)가 MOS 트랜지스터들(P1, N3, N4, 및 N5)에 의해 형성된다는 것을 인식할 것이다. 게이트 드라이버(111)는 그라운드에 대해 부동 회로 블록으로서 구현되고, 고전압 절연 웰 내에서와 같이 CMOS 반도체 기판의 고전압 부분으로 집적시키기에 매우-적합하다. 선형 전압 조절기(330) 또는 LDO는 고전압 서플라이 HVboot에 커플링되고, 조절된 DC 서플라이를 출력단자들 VREG1과 VREG2 사이에서 3 내지 5볼트로 생성하도록 적응되는 것이 바람직하다. 예를 들어, 0.1 내지 1㎃의 시작 전류가 선형 전압 조절기(330)를 기동(start-up) 또는 부팅하기 위해 입력 Is를 통해서 공급된다. 제 1 충전 경로(211)의 동작은, 자신의 게이트 단자의 조작 또는 스티어링에 의해 제어가능한 NMOS 트랜지스터 N1의 스위칭을 통해서 제어된다. N1의 게이트 단자는, N4가 자신의 전도 및 비-전도 상태 사이에서 N1을 스위칭할 수 있도록, NMOS 트랜지스터 N4의 드레인에 커플링된다. N4는, 출력 신호가 이전에 설명된 바와 같이 VREG1 및 VREG2의 조절된 전압 레벨들 사이에서 스위칭하는 펄스 폭 변조 오디오 신호인, 레벨 시프터(203)의 출력 신호에 의해 제어된다. 출력 신호가 로직 로우, 즉, 전압 VERG2이면, N4가 비-전도 또는 OFF인 한편 P1은 전도 상태이고 이에 의해 N1에 포지티브 게이트-소스 전압을 제공하기 위해 N1의 게이트 단자를 VREG1로 끌어당기기 때문에 N1은 자신의 전도 상태에 놓인다. N1이 전도 상태이기 때문에, NMOS 전력 트랜지스터 SW1의 게이트 단자는, 포지티브 DC 공급 전압 Vs로부터 N1 및 순방향 바이어싱된 직렬 접속된 다이오드 D1을 통해 공급되는 충전 전류에 의해 충전된다. 본 발명의 이 실시예에서 N1의 게이트 단자의 50㎊ 내지 500㎊ 또는 약 100㎊와 같은 상당한 커패시턴스로 인해, 충전 전류는 150㎃ 또는 그 초과의 피크값들에 도달할 수 있다. 이 충전 전류는, 현재 게이트 드라이버(111) 내에서 SW1의 드레인 전압과 또한 동일한 포지티브 DC 공급 전압 미만의 하나의 다이오드 드롭에 관한 전압에 도달할 때까지, NMOS 트랜지스터 SW1의 게이트 단자 상의 게이트 전압을 상승시킨다. 이후, N1은, 게이트-소스 전압이 0에 접근하기 때문에, 비-전도 상태로 스위칭한다. 이에 따라, 이 전압은 임계 전압이다. SW1의 게이트 단자가 제 1 충전 경로를 통해서 충전되는 시간 기간 동안, N2가 N2의 게이트 단자를 조절된 공급 전압 VREG1로 끌어당기는 PMOS 트랜지스터 P1에 의해 전도 상태에 놓이기 때문에, NMOS 트랜지스터 N2를 포함하는 제 2 충전 경로는 또한 SW1의 게이트 단자에 충전 전류를 공급하도록 액티브된다. 그러나, N1과 N2의 상대적인 크기들과 가능하게 결합된 순방향 바이어싱된 다이오드 D2는, SW1의 게이트 전압이 앞서-언급된 임계 전압 미만일 때 SW1의 게이트 단자로의 충전 전류 대부분이 N1 또는 제 1 충전 경로를 통해서 공급되는 것을 보장하도록, N2에 걸친 게이트-소스 전압 강하가 N1에 걸친 게이트-소스 전압 강하보다 현저하게 더 작게 되는 것을 보장한다. 1 내지 10nC의 전체 전하는 SW1을 완전하게 충전시키기 위해 SW1의 게이트 단자에 제공될 수 있다. 이러한 전체 전하는, SW1의 게이트-소스 커패시턴스 및 게이트-드레인 커패시턴스 모두를 충전하는데 소모된다.
SW1 상의 게이트 전압이 임계 전압에 도달하면, N1은 자신의 비-전도 상태로 스위칭되는 한편, NMOS 트랜지스터 N2는 자신의 전도 상태로 유지된다. 그 결과, 추가적인 충전 전류가 제 2 충전 경로에 배열된 N2의 드레인-소스 단자들을 통해서 고전압 서플라이 HVboot로부터 SW1의 게이트 단자(121)에 공급된다. 고전압 서플라이 HVboot는 포지티브 DC 공급 전압 Vs 보다 실질적으로 더 높은 전압, 예를 들어, 본 발명의 실시예에서 3 내지 5볼트 바람직하게는 4.5볼트 더 높은 전압을 갖는다. N2를 통해서 SW1의 게이트 단자(121)를 충전하는 동안, 다이오드 D1은 SW1의 드레인에 접속된 포지티브 DC 공급 전압으로 N1을 통한 전류의 임의의 의도하지 않은 역행하는 흐름을 차단한다. 이에 따라, SW1의 게이트 단자는, SW1의 게이트 단자가 순방향 바이어싱된 다이오드 D2로 인해 조절된 전압 VREG1 미만인, 하나의 다이오드 드롭에 관한 전압, 즉, 약 0.5 - 0.8볼트에 도달할 때까지, N2를 통해서 충전된다. 그 결과, SW1의 게이트 단자는 조절된 전압 VREG1 미만의 하나의 다이오드 드롭과 대략적으로 동일한 전압으로 상승되고, 조절된 전압이 높은 전압 서플라이 HVboot의 전압 레벨과 대략적으로 동일하기 때문에, SW1의 게이트 전압은 포지티브 공급 전압보다 약 4볼트 높은 레벨로 구동된다. 따라서, SW1이 완전하게 전도성이 되도록 허용하며, 이에 의해 매우 낮은 on-저항을 나타낸다.
제 1 및 제 2 충전 경로들의 앞서-설명된 동작에 의해, SW1이 턴 온되거나 또는 전도성일 때, 레벨 시프터(203)의 출력 신호의 펄스 폭에 의해 설정된 특정 시간 기간 동안, 출력 신호는 VREG1에 의해 설정된 전압 레벨 또는 로직 하이로 갑자기 변화한다. 응답하여, SW1은 자신의 비-전도 상태가 되도록 스위칭될 것이고, N1 및 N2 모두를 통한 충전 전류의 공급 중단될 것이다. 이 기능은, P1이 레벨 시프터(203)의 출력에서 로직 하이 신호에 응답하여 자신의 비-전도 상태로 스위칭하고, 이러한 NMOS 디바이스에 걸친 게이트-소스 전압이 이전에 언급된 조절 전압 공급 단자들 사이의 차이인 약 4.5볼트로 강제되는 것으로 인해 N4가 자신의 전도 상태로 스위칭되기 때문에, 달성된다. 결국, N4는, 자신의 게이트-소스 전압이 0에 접근하기 때문에, N1의 게이트를, N1을 비-전도 상태로 스위칭하는 VREG2로 하향하여 끌어당긴다. N1의 비-전도 상태는 SW1의 게이트 단자로의 충전 전류의 공급을 단절시키기 위해 제 1 충전 경로를 중단시킨다. 동시에, N3은, MOS 트랜지스터에 걸친 N2의 게이트-소스 전압이 또한 0에 접근하기 때문에 N2를 자신의 비-전도 상태로 스위칭하는 전압 VREG2로 N2의 게이트를 하향하여 끌어당기며, 이에 따라 제 2 충전 경로를 중단시킨다. 따라서, 이러한 경로를 통한 SW1의 게이트 단자로의 충전 전류의 공급이 또한 방해된다. 최종적으로, SW1의 게이트 및 소스는, 자신의 게이트 단자에 적용된 로직 하이 레벨에 의해 자신의 전도 상태로 스위칭된 N5에 의해 단락된다. 이에 따라, SW1은 자신의 비-전도 상태 또는 OFF-상태로 스위칭되고 그리고 게이트 단자 상의 전하가 제거된다.
당업자는, 본 발명의 본 실시예에서 컨트롤러(205)가 부하 구동 어셈블리의 임의의 클록 신호와 비동기로 동작하는 조합 로직에 기초하여 상대적으로 간단하지만 효율적인 회로라는 것을 이해할 것이다. 그러나, 당업자는, 컨트롤러가 다른 방식들로, 예를 들어, 부하 구동 어셈블리에 이용가능한 마스터 또는 다른 시스템 클록 신호에 비동기로 동작하는 클록화된 시퀀셜 로직을 이용하여 구현될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 후자의 실시예에서, 컨트롤러(205)는 예를 들어 소프트웨어 프로그래머블 또는 하드-와이어드 디지털 신호 프로세서(DSP) 또는 범용 마이크로프로세서를 포함할 수 있다.
도 4는 본 발명의 제 2 바람직한 실시예에 따라서 복수의 게이트 드라이버들(GD1, GD2, GD3, GD4)(411, 413, 415, 및 417) 각각을 포함하는 부하 구동 어셈블리(400)의 개략도이다. 부하 드라이버(403)는 본 발명의 제 1 실시예와 관련하여 설명된 것과 유사한 4개의 NMOS 전력 트랜지스터들(SW1, SW2, SW3, SW4)의 캐스케이드를 포함한다. 게다가, 본 부하 구동 어셈블리 실시예에서의 복수의 게이트 드라이버들(GD1, GD2, GD3, GD4)은 본 발명의 제 1 바람직한 실시예와 관련하여 상세하게 앞서 설명된 게이트 드라이버들(GD1, GD2, GD3, GD4)과 동일한 전체 토폴로지를 갖는다. 그러나, 본 실시예에서, 각각의 게이트 드라이버의 LDO들(330)(도 3)은, 캐스케이딩된 트랜지스터 스위치들(sw433, sw435, sw437, sw439) 및 부트스트랩 커패시터들(Cb1, Cb2, Cb3 및 Cb4)을 포함하는 부트스트랩 래더 회로로 대체되었다. 부트스트랩 래더는, 스위치에 걸쳐서 임의의 현저한 전압 강하가 존재하는 동안 트랜지스터 스위치들 각각에서 전류의 전도가 회피되기 때문에, LDO들보다는 더욱 전력 효율적이다. 이에 따라, 트랜지스터 스위치 내의 전류 전도는, 논의되고 있는 스위치에 걸친 전압 강하가 0.5볼트 초과 또는 1.0볼트 초과일 때 회피되는 것이 바람직하다. 트랜지스터 스위치들(sw433, sw435, sw437, sw439) 각각은, 관련 게이트 드라이버가 전력 NMOS 트랜지스터를 구동시키기 위해 액티브일 때, 적합한 제어 신호에 의해 자신의 전도 상태에 놓인다. 캐스케이딩된 트랜지스터 스위치들(sw433, sw435, sw437, sw439)은, 앞서 설명된 고전압 서플라이와 유사한 그리고 전력 회선 컨덕터(431)를 통해서 제공된 고전압 서플라이 HVboot와 저전압 DC 서플라이 VDD 사이에 전기적으로 커플링된다. 고전압 서플라이 HVboot는 공급 커패시터 Cboot(423)를 포함한다. 저전압 DC 서플라이 VDD는, 사실상, 본 발명의 부하 구동 어셈블리(400)를 포함하는 클래스-D 증폭기의 CMOS 로직 회로에 대한 이용가능한 정규 DC 전력 서플라이, 예를 들어, 1.8, 3.3 또는 5볼트 DC 전력 서플라이로부터 도출될 수 있다. 최저측 게이트 드라이버 GD4는 도시된 바와 같이, 이 DC 전력 서플라이로부터의 직접 전력, 그리고 이 게이트 드라이버의 제 2 충전 경로에 대한 고전압 서플라이로 활용되는 DC 전원의 출력 전압이 공급된다. 이는, 전력 트랜지스터 SW4의 게이트 입력이 SW4를 전도 상태로 스위칭하기 위해 포지티브 DC 서플라이 전압 Vs보다 높은 전압으로 상승되거나 또는 구동될 필요가 없기 때문에 가능하다. SW4의 드레인은 Cfly(425) 주변에서 활용된 다중-레벨 출력단 토폴로지의 결과로서 Vs의 오직 약 1/2로 충전된다. 최외측 게이트 드라이버 GD1에는, 트랜지스터 스위치(SW433)을 통해서 고전압 서플라이 HVboot가, 또는 트랜지스터 스위치(sw435)를 통해서 Cb2rk 공급된다. SW433의 포함은 부트스트랩 커패시터들(Cb1, Cb2, Cb3 및 Cb4)에 대해 요구되는 전체 커패시턴스를 감소시키도록 부트스트랩 래더에 여분의 전압 공급 입력을 제공한다.

Claims (24)

  1. 출력 단자를 통해 확성기 부하에 접속가능한 부하 구동 어셈블리를 포함하는 클래스 D 오디오 증폭기로서,
    상기 부하 구동 어셈블리는:
    캐스케이드(cascade)로 커플링되는 복수의 전력 트랜지스터(power transistor)들을 포함하고,
    상기 복수의 전력 트랜지스터의 상부 레그는 제 1 DC 공급 전압과 출력 단자 사이에 형성되며 상기 복수의 전력 트랜지스터의 하부 레그는 상기 출력 단자와 제 2 DC 공급 전압 사이에 형성되며,
    상기 출력 단자는 상기 상부 레그와 상기 하부 레그 사이에서 전기적으로 커플링되고,
    상기 복수의 전력 트랜지스터들 각각은 게이트 드라이버의 제 1 및 제 2 충전 경로들의 제 1 노드들 각각에 전기적으로 연결되는 게이트 단자를 갖고,
    상기 복수의 전력 트랜지스터들 각각은 상기 전력 트랜지스터에 상기 제 1 DC 공급 전압을 제공하기 위해 상기 제 1 충전 경로의 제 2 노드에 전기적으로 커플링되는 드레인 단자를 갖고,
    복수의 어셈블리 입력 단자들은 복수의 게이트 드라이버들에 변조된 입력 신호들을 공급하기 위해 상기 복수의 게이트 드라이버들 각각에 커플링되고,
    각 게이트 드라이버는:
    상기 게이트 단자를 제 1 게이트 전압으로 충전하기 위해 상기 전력 트랜지스터의 상기 게이트 단자와 상기 드레인 단자 사이에서 전기적으로 접속가능한 제 1 충전 경로, 및
    상기 게이트 단자를 상기 제 1 게이트 전압에서 상기 제 1 게이트 전압보다 큰 제 2 게이트 전압으로 충전하기 위해 상기 전력 트랜지스터의 상기 게이트 단자와 제 2 전압 서플라이 사이에서 전기적으로 접속가능한 제 2 충전 경로를 포함하고,
    상기 제 2 전압 서플라이의 전압은 상기 제 1 DC 공급 전압보다 높은,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    각 게이트 드라이버의 상기 제 1 DC 공급 전압은 상기 전력 트랜지스터의 드레인 전압으로 전기적으로 연결되는,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    각 게이트 드라이버는 상기 제 1 충전 경로를 통해서 상기 전력 트랜지스터의 게이트 단자로의 충전 전류의 공급을 제어하고, 그리고 상기 제 2 충전 경로를 통해서 상기 전력 트랜지스터의 게이트 단자로의 충전 전류의 공급을 제어하도록 적응된 컨트롤러 또는 시퀀서(sequencer)를 포함하는,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 컨트롤러 또는 시퀀서는 상기 전력 트랜지스터의 게이트 전압을 미리결정된 임계 전압과 비교함으로써 상기 제 1 충전 경로 및 상기 제 2 충전 경로를 통해서 상기 전력 트랜지스터의 상기 게이트 단자로의 충전 전류들의 공급을 제어하도록 적응되는,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 컨트롤러 또는 시퀀서는 상기 제 1 충전 경로에 전기적으로 커플링된 상기 전력 트랜지스터의 드레인 전압으로부터 상기 미리결정된 임계 전압을 도출하도록 적응되는,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 컨트롤러 또는 시퀀서는, 상기 제 1 게이트 전압에 도달하기 위해 5와 100 나노초 사이의 시간 기간과 같은 미리결정된 충전 시간 기간 동안 상기 제 1 충전 경로를 통해서 상기 전력 트랜지스터의 상기 게이트 단자로 충전 전류를 공급하도록 적응되고; 그리고 후속하여,
    미리결정된 시간 기간 동안 상기 제 2 충전 경로를 통해서 상기 전력 트랜지스터의 상기 게이트 단자로 충전 전류를 공급하도록 적응되는,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  7. 제 3 항에 있어서,
    각 게이트 드라이버의 상기 제 1 충전 경로 및 상기 제 2 충전 경로 각각은 상기 컨트롤러 또는 시퀀서에 의해 제어되는 FET 트랜지스터들을 포함하고, 상기 FET 트랜지스터들은 상기 제 1 충전 경로 및 상기 제 2 충전 경로 각각에서 직렬로 연결되는,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  8. 제 4 항에 있어서,
    상기 컨트롤러 또는 시퀀서는, 상기 게이트 전압이 상기 미리결정된 임계 전압에 도달할 때까지, 상기 제 2 전압 서플라이로부터의 충전 전류의 공급을 방해하도록 적응되는,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  9. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    각 게이트 드라이버의 상기 제 2 전압 서플라이의 전압은 상기 전력 트랜지스터의 적어도 하나의 게이트-투-소스(gate-to-source) 전압 강하에 대응하고, 상기 적어도 하나의 게이트-투-소스(gate-to-source) 전압 강하는 상기 전력 트랜지스터의 전도 상태 또는 ON-상태 동안의 상기 제 1 DC 공급 전압보다 높은,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  10. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    각 게이트 드라이버의 제 1 충전 경로는, 100 나노초 미만에서 상기 게이트 단자를 상기 제 1 게이트 전압으로 충전하도록 적응되는,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  11. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제 2 전압 서플라이의 전압 레벨은, 상기 게이트 드라이버의 동작 동안 항상 상기 제 1 DC 공급 전압 상의 전압 레벨보다 적어도 2.5 볼트(Volt) 높은,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  12. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 부하 구동 어셈블리는:
    상기 상부 레그의 한 쌍의 캐스케이딩된 전력 트랜지스터들(SW1, SW2) 사이에 위치된 제 1 노드와, 상기 하부 레그의 한 쌍의 캐스케이딩된 전력 트랜지스터들 사이에 위치된 제 2 노드 사이에서 미리결정된 DC 전압차를 설정하도록 구성된 DC 전압원을 포함하는,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  13. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 복수의 전력 트랜지스터들은 실리콘, 갈륨 질화물, 또는 실리콘 카바이드(silicon carbide)와 같은 반도체 기판 상에 증착된 NMOS 또는 IGBT와 같은 적어도 하나의 N-채널 전계 효과 트랜지스터를 포함하는,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  14. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    복수의 게이트 드라이버들의 제 2 전압 서플라이들은 상기 제 2 전압 서플라이의 공통 전하 펌프 커패시터에 전기적으로 접속되는,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  15. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 부하 구동 어셈블리는 반도체 기판 상에 집적되는(integrated),
    클래스 D 오디오 증폭기.
  16. 제 3 항에 있어서,
    상기 컨트롤러 또는 시퀀서는 제어가능한 방전 경로의 OFF-상태 및 ON-상태를 제어하도록 추가로 적응되는,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  17. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    각 게이트 드라이버의 제 1 충전 경로는, 50 나노초 미만에서 상기 게이트 단자를 상기 제 1 게이트 전압으로 충전하도록 적응되는,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  18. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    각 게이트 드라이버의 제 1 충전 경로는, 20 나노초 미만에서 상기 게이트 단자를 상기 제 1 게이트 전압으로 충전하도록 적응되는,
    클래스 D 오디오 증폭기.
  19. 삭제
  20. 삭제
  21. 삭제
  22. 삭제
  23. 삭제
  24. 삭제
KR1020147001003A 2011-06-14 2012-06-13 전력 트랜지스터 게이트 드라이버 KR101939662B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201161496663P 2011-06-14 2011-06-14
US61/496,663 2011-06-14
PCT/EP2012/061161 WO2012171938A2 (en) 2011-06-14 2012-06-13 Power transistor gate driver

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20140040813A KR20140040813A (ko) 2014-04-03
KR101939662B1 true KR101939662B1 (ko) 2019-01-18

Family

ID=46319114

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020147001003A KR101939662B1 (ko) 2011-06-14 2012-06-13 전력 트랜지스터 게이트 드라이버

Country Status (6)

Country Link
US (1) US9231583B2 (ko)
EP (1) EP2721733B1 (ko)
JP (1) JP6480184B2 (ko)
KR (1) KR101939662B1 (ko)
CN (1) CN103620954B (ko)
WO (1) WO2012171938A2 (ko)

Families Citing this family (55)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9941813B2 (en) 2013-03-14 2018-04-10 Solaredge Technologies Ltd. High frequency multi-level inverter
US9621021B2 (en) * 2013-06-21 2017-04-11 Microchip Technology Inc. Auxiliary power supplies in parallel with a switch of a switching regulator
WO2015040517A2 (en) * 2013-09-19 2015-03-26 Koninklijke Philips N.V. Compact power conversion device with continuous output regulation range
JP6340191B2 (ja) * 2013-11-29 2018-06-06 株式会社メガチップス 電力増幅器
CN105934818B (zh) 2014-01-21 2019-03-29 英飞凌科技奥地利有限公司 用于驱动高侧功率晶体管的集成高侧栅极驱动器结构和电路
KR20150093347A (ko) * 2014-02-07 2015-08-18 삼성전기주식회사 저전압 트랜지스터를 이용한 고전압 드라이버
US9046912B1 (en) 2014-02-24 2015-06-02 The Boeing Company Thermally balanced parallel operation of transistors
JP2015171226A (ja) * 2014-03-06 2015-09-28 三菱電機株式会社 インバータ装置及び空気調和機
US9318974B2 (en) * 2014-03-26 2016-04-19 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter with flying capacitor topology
US9467140B2 (en) * 2014-07-22 2016-10-11 Honeywell International Inc. Field-effect transistor driver
US9419509B2 (en) * 2014-08-11 2016-08-16 Texas Instruments Incorporated Shared bootstrap capacitor for multiple phase buck converter circuit and methods
US9571093B2 (en) 2014-09-16 2017-02-14 Navitas Semiconductor, Inc. Half bridge driver circuits
US9960620B2 (en) 2014-09-16 2018-05-01 Navitas Semiconductor, Inc. Bootstrap capacitor charging circuit for GaN devices
KR101912975B1 (ko) 2014-10-30 2018-10-30 한국과학기술원 입사 파워 조절이 가능한 시분할 대역 확산코드 기반의 광분광학 시스템 및 그 제어 방법
US10504769B2 (en) 2014-12-09 2019-12-10 Infineon Technologies Austria Ag Regulated high side gate driver circuit for power transistors
CN107112955B (zh) * 2014-12-30 2020-11-20 英飞凌科技奥地利有限公司 多级d类音频功率放大器
CN104779782B (zh) * 2015-04-17 2017-06-20 华为技术有限公司 一种电压转换电路
US9530765B1 (en) * 2015-04-30 2016-12-27 Silanna Asia Pte Ltd Distributing capacitance with gate driver for power switch
US10020759B2 (en) 2015-08-04 2018-07-10 The Boeing Company Parallel modular converter architecture for efficient ground electric vehicles
US9571038B1 (en) * 2015-08-31 2017-02-14 Nxp B.V. Driver circuit for a power stage of a class-D amplifier
JP6634752B2 (ja) 2015-09-16 2020-01-22 富士電機株式会社 デバイス
US9954422B2 (en) * 2016-03-30 2018-04-24 Texas Instruments Incorporated Integrated gate driver for motor control
JP6659427B2 (ja) * 2016-03-31 2020-03-04 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
CN105827101B (zh) * 2016-05-06 2019-02-05 成都芯源系统有限公司 电压转换集成电路、自举电路以及开关驱动方法
TWI769160B (zh) * 2016-06-03 2022-07-01 美商英特矽爾美國有限公司 用以軟啟動大功率電荷泵的方法、電路，及電子系統
US10270440B2 (en) * 2016-07-20 2019-04-23 Semiconductor Components Industries, Llc Output driver having pull-down capability
CN106374908B (zh) * 2016-08-30 2019-03-19 无锡华润矽科微电子有限公司 阶跃电平输出电路
US10360988B2 (en) 2016-11-02 2019-07-23 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for protection against inadvertent programming of fuse cells
US10255982B2 (en) * 2016-11-02 2019-04-09 Skyworks Solutions, Inc. Accidental fuse programming protection circuits
CN110546884A (zh) 2017-04-28 2019-12-06 爱德万测试公司 放大器、输入信号的放大方法、偏置电压的微调电路及方法
US10090763B1 (en) * 2017-06-19 2018-10-02 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Multi-level buck converter having a regulated flying capacitor voltage used for high-side drive
DE102017219551A1 (de) * 2017-11-03 2019-05-09 Continental Teves Ag & Co. Ohg Verpolschutzanordnung, Verfahren zum Betrieb der Verpolschutzanordnung und korrespondierende Verwendung
CN108667327B (zh) * 2018-05-03 2020-03-20 华为数字技术（苏州）有限公司 多电平逆变器
US10425077B1 (en) 2018-06-06 2019-09-24 Analog Devices Global Unlimited Company Transistor gate driver
TWI732280B (zh) * 2018-08-28 2021-07-01 美商高效電源轉換公司 串級自舉式GaN功率開關及驅動器
US10707840B2 (en) * 2018-09-26 2020-07-07 Infineon Technologies Ag Power stage with sequential power transistor gate charging
WO2020196647A1 (ja) * 2019-03-25 2020-10-01 株式会社Ｊｖｃケンウッド 位相変調装置及び位相変調方法
CN109981057A (zh) * 2019-05-30 2019-07-05 南京固德芯科技有限公司 GaN 功率放大器漏级电源调制芯片的调制方法
US10707750B1 (en) * 2019-07-05 2020-07-07 Delta Electronics Int'l (Singapore) Pte Ltd Charge-based charge pump with wide output voltage range
CN110535332B (zh) * 2019-09-11 2020-07-28 上海南芯半导体科技有限公司 一种多相位电荷泵的驱动电路
JP7199330B2 (ja) * 2019-09-19 2023-01-05 株式会社東芝 レギュレータ回路
TWI785469B (zh) * 2020-01-20 2022-12-01 即思創意股份有限公司 功率電晶體模組及其控制方法
US11489521B2 (en) 2020-01-20 2022-11-01 Fast SiC Semiconductor Incorporated Power transistor module and controlling method thereof
CN112234804B (zh) * 2020-08-20 2022-08-05 上海艾为电子技术股份有限公司 驱动装置及其控制方法和电子设备
US11121682B1 (en) * 2020-09-04 2021-09-14 Elite Semiconductor Microelectronics Technology Inc. Single-stage boost class-D amplifier
EP3993249A1 (en) * 2020-10-28 2022-05-04 NXP USA, Inc. Advanced power supply to insure safe behavior of an inverter application
US11482919B2 (en) * 2020-10-28 2022-10-25 Halo Microelectronics International Gate drive apparatus and control method for switched capacitor converter
CN112600408B (zh) * 2020-12-02 2022-06-14 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 开关电容变换器及其驱动电路
TWI819256B (zh) * 2020-12-02 2023-10-21 瑞昱半導體股份有限公司 放大器裝置
CN113014077B (zh) * 2021-03-30 2022-06-28 国硅集成电路技术(无锡)有限公司 一种高压pn桥栅驱动电路
US11906997B2 (en) * 2021-05-14 2024-02-20 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Low-dropout (LDO) voltage regulator including amplifier and decoupling capacitor
CN113315351B (zh) * 2021-05-21 2022-11-01 武汉大学 一种用于多电平拓扑的阵列自举驱动电路
CN115411912A (zh) * 2021-05-27 2022-11-29 恩智浦有限公司 开关电容变换器
CN114825912A (zh) * 2022-05-24 2022-07-29 无锡友达电子有限公司 具有超低压差的nmos管输出电路
CN116404853B (zh) * 2023-06-07 2023-08-25 芯天下技术股份有限公司 N型双h桥电机驱动芯片的高边驱动方法、装置和电路

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090195068A1 (en) 2008-01-24 2009-08-06 Hiromichi Ohashi Power conversion apparatus

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19609121C1 (de) * 1996-03-08 1997-02-27 Siemens Ag Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Feldeffekttransistors mit sourceseitiger Last
US5914589A (en) * 1996-09-04 1999-06-22 Stmicroelectronics, S.R.L. Voltage boosting circuit for high-potential-side MOS switching transistor
EP1063772A1 (de) * 1999-04-21 2000-12-27 Infineon Technologies AG Treiberschaltung zum Ansteuern einer Halbbrücke
JP2002158542A (ja) 2000-11-16 2002-05-31 Sony Corp 出力回路
JP2002223132A (ja) 2001-01-29 2002-08-09 Niigata Seimitsu Kk 音声再生装置および方法
JP2003051724A (ja) 2001-08-08 2003-02-21 Sony Corp デジタルパワーアンプ及びデジタルアナログ変換器
JP2005142983A (ja) 2003-11-10 2005-06-02 Sony Corp 電力増幅回路
US6969967B2 (en) * 2003-12-12 2005-11-29 Ut-Battelle Llc Multi-level dc bus inverter for providing sinusoidal and PWM electrical machine voltages
JP2006080024A (ja) 2004-09-13 2006-03-23 Mitsubishi Electric Corp 放電灯点灯装置
JP4964877B2 (ja) * 2006-05-24 2012-07-04 シャープ株式会社 アナログ出力回路およびデータ信号線駆動回路ならびに表示装置、電位書き込み方法
JP2008193717A (ja) * 2008-03-17 2008-08-21 Hitachi Ltd 半導体装置の駆動方法および装置
JP2010004093A (ja) * 2008-06-18 2010-01-07 Nec Electronics Corp 出力駆動回路
JP2010226334A (ja) * 2009-03-23 2010-10-07 Sanyo Electric Co Ltd パルス幅変調増幅器

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090195068A1 (en) 2008-01-24 2009-08-06 Hiromichi Ohashi Power conversion apparatus

Also Published As

Publication number Publication date
US20140300413A1 (en) 2014-10-09
KR20140040813A (ko) 2014-04-03
WO2012171938A2 (en) 2012-12-20
CN103620954B (zh) 2017-02-15
CN103620954A (zh) 2014-03-05
EP2721733B1 (en) 2019-02-20
JP6480184B2 (ja) 2019-03-06
US9231583B2 (en) 2016-01-05
JP2014522612A (ja) 2014-09-04
EP2721733A2 (en) 2014-04-23
WO2012171938A3 (en) 2013-05-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101939662B1 (ko) 전력 트랜지스터 게이트 드라이버
US10854500B2 (en) Gate driver circuitry for power transistors
EP1961118B1 (en) High voltage power switches using low voltage transistors
US20090066399A1 (en) Level shift circuit
US8519777B2 (en) Triple mode charge-pump
US20220224330A1 (en) Driving D-Mode and E-Mode FETS in Half-Bridge Driver Configuration
CN113098469A (zh) 用于GaN开关的时间可编程失效安全下拉电路
US11606642B2 (en) Driver circuits
TWI728184B (zh) 半導體裝置
US6781458B2 (en) Providing DC isolation in switching amplifiers
US20070170975A1 (en) Turn-off of gate-controlled switch
JP6647932B2 (ja) オーディオアンプ回路、それを用いたオーディオ出力装置、およびそれを用いた電子機器
US9077259B2 (en) Gate driver circuit and method
CN116097560A (zh) 驱动器电路
WO2022195692A1 (ja) デジタルアナログ変換機
US10164588B2 (en) Audio amplifier circuit, audio output device using the same, and electronic device using the same

Legal Events

Date Code Title Description
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right