KR101929514B1 - 위상 고정 루프의 스위칭 및 위상 잡음 향상 기법을 적용한 트랜시버 - Google Patents

위상 고정 루프의 스위칭 및 위상 잡음 향상 기법을 적용한 트랜시버 Download PDF

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Abstract

일 실시예에 따르면, 수신 신호를 처리하는 수신 RF 파트, 송신 신호를 처리하는 송신 RF 파트 및 수신 RF 파트로 수신 주파수를 제공하고, 송신 RF 파트로 송신 주파수를 제공하는 위상 고정 루프(PLL)를 포함하고, 위상 고정 루프는 수신 RF 파트 또는 송신 RF 파트가 활성화되었는지 여부에 따라 제어되는 트랜시버를 제공할 수 있다.
또한, 일 실시예에 따르면, 복수의 안테나들 각각에 대응하는 RF 파트의 발진 신호들을 제어하는 발진 제어 신호 발생기들을 포함하고, 발진 신호들은 동일한 주파수로 동작하는 전압 제어 오실레이터들 각각에 의해 생성되며, 발진 제어 신호 발생기들 각각은 발진 신호들이 서로 교차되지 않도록(Non-overlapped) 대응되는 전압 제어 오실레이터를 제어하는 트랜시버를 제공할 수 있다.

Description

위상 고정 루프의 스위칭 및 위상 잡음 향상 기법을 적용한 트랜시버{TRANSCEIVER USING TECHNIQUE FOR IMPROVEMENT OF PHASE NOISE AND SWITCHING OF PHASE LOCK LOOP(PLL)}
아래의 실시예들은 위상 고정 루프의 스위칭 및 위상 잡음 향상 기법을 적용한 트랜시버에 관한 것이다.
일반적으로 초저전력 시스템(Ultra Low Power(ULP) system)은 RF 트랜시버(Transceiver)의 전력 소모가 가장 많다. 그리고, RF 트랜시버(Transceiver)에서도 RF/아날로그의 RF 블록들이 가장 전력 소모가 많다. 특히, 초저전력 시스템에서는 신호의 도달 거리가 짧음으로 인해 전력 증폭기(Power Amplifier)의 전력 소모 비중이 작은 반면, 전압 제어 오실레이터(Voltage Control Oscillator; VCO)와 위상 고정 루프(Phase Lock Loop; PLL)의 상대적인 전력 소모 비중이 커지는 경향이 있다. 뿐만 아니라, 대부분의 RF 트랜시버에서 위상 고정 루프(PLL)와 전압 제어 오실레이터(VCO)에는 항상 전원이 인가되므로 이로 인한 전력 소모가 크다.
뿐만 아니라, 다수의 전압 제어 오실레이터들 간에 분리(isolation)가 충분히 되지 않은 경우, 여러 경로를 통해서 서로 간의 간섭이 유발되고, 간섭 신호가 수신 신호보다 큰 경우 수신 신호를 인지하지 못할 수도 있다.
일 실시예에 따르면, 트랜시버는 수신 신호를 처리하는 수신 RF 파트; 송신 신호를 처리하는 송신 RF 파트; 및 상기 수신 RF 파트로 수신 주파수를 제공하고, 상기 송신 RF 파트로 송신 주파수를 제공하는 위상 고정 루프(Phase Lock Loop; PLL)를 포함하고, 상기 위상 고정 루프는 상기 수신 RF 파트 또는 상기 송신 RF 파트가 활성화되었는지 여부에 따라 제어될 수 있다.
상기 위상 고정 루프는 상기 수신 주파수를 생성하기 위한 수신 전압 제어 오실레이터; 및 상기 송신 주파수를 생성하기 위한 송신 전압 제어 오실레이터를 포함할 수 있다.
상기 위상 고정 루프는 상기 수신 전압 제어 오실레이터 및 상기 송신 전압 제어 오실레이터와 연결되는 단일의 공통 제어 회로를 포함할 수 있다.
상기 위상 고정 루프는 상기 수신 RF 파트 또는 상기 송신 RF 파트가 활성화되었는지 여부에 따라 상기 단일의 공통 제어 회로를 활성화시킬 수 있다.
상기 단일의 공통 제어 회로는 상기 수신 RF 파트 또는 상기 송신 RF 파트가 활성화되었는지 여부에 따라 스위칭되는 각각의 스위치를 통해 상기 수신 전압 제어 오실레이터 및 상기 송신 전압 제어 오실레이터에 연결될 수 있다.
상기 단일의 공통 제어 회로는 위상 주파수 감지부(Phase Frequency Detector; PFD)에서 감지된 펄스 폭에 대응하는 일정량의 전하를 펌핑(pumping)하는 주 전하 펌프(main charge pump); 및 상기 일정량의 전하에 따라 상기 수신 전압 제어 오실레이터 또는 상기 송신 전압 제어 오실레이터를 위한 제어 전압을 가변시키는 루프 필터(loop filter)를 포함할 수 있다.
상기 위상 고정 루프는 상기 주 전하 펌프(main charge pump)에 인가되는 소스 전류(source current)의 크기 및 싱크 전류(sink current)의 크기를 서로 독립적으로 조절함으로써 상기 주 전하 펌프에서 발생하는 전류 부정합(current mismatch)을 보상하는 부정합 보상(mismatch compensation)부를 더 포함할 수 있다.
상기 부정합 보상부는 센싱 커패시터의 감지 결과에 따라 보조 전하 펌프를 위한 싱크 전류를 조절함으로써 상기 주 전하 펌프에서 발생하는 전류 부정합에 대한 이산적인 튜닝을 수행하는 제1 튜닝부; 및 상기 이산적인 튜닝의 결과를 기초로 전류 복제 기법에 의해 상기 전류 부정합을 보상하는 제2 튜닝부를 포함할 수 있다.
상기 제1 튜닝부는 상기 센싱 커패시터로부터 생성되는 전압을 감지하고, 상기 감지 결과에 따라 상기 보조 전하 펌프를 위한 싱크 전류를 조절하는 전하 펌프 제어부; 및 상기 전하 펌프 제어부에게 상기 위상 고정 루프의 외부에서 인가되는 클럭을 제공하는 클럭 생성부를 포함할 수 있다.
상기 제2 튜닝부는 상기 이산적인 튜닝의 결과를 동일하게 제공하는 복제 전하 펌프(replica charge pump); 및 비교기(comparator)를 통한 센싱 커패시터 양극의 전압 비교 결과에 기초하여 상기 전류 복제 기법을 수행함으로써 상기 전류 부정합을 보상하는 부정합 전류 복제부(mismatch current mirror)를 포함할 수 있다.
상기 위상 고정 루프는 상기 주 전하 펌프(main charge pump)의 대역폭(bandwidth)을 조절함으로써 상기 수신 주파수 또는 상기 송신 주파수로의 고정 시간(lock time)을 제어할 수 있다.
상기 위상 고정 루프는 상기 주 전하 펌프(main charge pump)의 대역폭(bandwidth)을 증가시켜 상기 고정 시간을 가속한 후, 상기 대역폭을 감소시킴으로써 상기 위상 고정 루프의 비활성화에 따른 위상 잡음(phase noise)을 제어할 수 있다.
상기 위상 고정 루프는 상기 위상 고정 루프가 비활성화 됨에 따라 상기 수신 전압 제어 오실레이터 또는 상기 송신 전압 제어 오실레이터에서 누출되는 전압을 보상하는 누출 보상부를 포함할 수 있다.
상기 누출 보상부는 상기 송신 주파수의 고정 시간 또는 상기 수신 주파수의 고정 시간에서의 고정 제어 전압과 상기 수신 RF 파트 또는 상기 송신 RF 파트가 비활성화 됨에 따라 변화된 제어 전압을 이용하여 상기 누출되는 전압을 보상할 수 있다.
상기 누출 보상부는 상기 고정 제어 전압과 상기 변화된 제어 전압 간의 차이에 기초한 디지털 신호를 생성하는 아날로그/디지털 변환기(Analogue/Digital Converter; ADC); 및 상기 디지털 신호에 기초하여, 누출된 전하를 보상하는 누출 보상 전하 펌프(leak compensation charge pump)에 대한 제어 신호를 생성하는 누출 전류 제어부를 포함할 수 있다.
상기 누출 보상부는 상기 아날로그/디지털 변환기의 레졸루션(resolution)을 조절함으로써 상기 수신 전압 제어 오실레이터 또는 상기 송신 전압 제어 오실레이터를 위한 제어 전압을 제어할 수 있다.
상기 누출 보상부는 상기 고정 제어 전압과 상기 변화된 제어 전압 간의 차이를 비교하는 비교기; 및 상기 비교 결과에 기초하여, 누출된 전하를 보상하는 누출 보상 전하 펌프(leak compensation charge pump)에 대한 제어 신호를 생성하는 누출 전류 제어부를 포함할 수 있다.
상기 수신 전압 제어 오실레이터 또는 상기 송신 전압 제어 오실레이터는 엘씨 탱크(LC Tank)를 가지는 클래스 씨 타입(Class-C Type)의 전압 제어 오실레이터를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 트랜시버는 제1 RF 파트의 발진 신호를 제어하는 제1 발진 제어 신호 발생기(QWG); 및 제2 RF 파트의 발진 신호를 제어하는 제2 발진 제어 신호 발생기를 포함하고, 상기 발진 신호들은 동일한 주파수로 동작하는 제1 전압 제어 오실레이터(Voltage Controlled Oscillator; VCO) 및 제2 전압 제어 오실레이터 각각에 의해 생성되고, 상기 제1 발진 제어 신호 발생기 및 상기 제2 발진 제어 신호 발생기는 상기 발진 신호들이 서로 교차되지 않도록(Non-overlapped) 상기 제1 전압 제어 오실레이터 및 상기 제2 전압 제어 오실레이터를 제어할 수 있다.
하나의 안테나를 더 포함하고, 상기 제1 발진 제어 신호 발생기는 상기 하나의 안테나에 대응하는 제1 RF 파트의 발진 신호를 제어하고, 상기 제2 발진 제어 신호 발생기는 상기 하나의 안테나에 대응하는 제2 RF 파트의 발진 신호를 제어할 수 있다.
적어도 제1 안테나 및 제2 안테나를 포함하는 복수의 안테나들을 더 포함하고, 상기 제1 발진 제어 신호 발생기는 상기 제1 안테나에 대응하는 제1 RF 파트의 발진 신호를 제어하고, 상기 제2 발진 제어 신호 발생기는 상기 제2 안테나에 대응하는 제2 RF 파트의 발진 신호를 제어할 수 있다.
상기 제1 발진 제어 신호 발생기 및 상기 제2 발진 제어 신호 발생기는 대응하는 전압 제어 오실레이터에 입력되는 전류량을 조절함으로써 상기 대응하는 전압 제어 오실레이터의 발진 시점을 조절할 수 있다.
상기 제1 발진 제어 신호 발생기 및 상기 제2 발진 제어 신호 발생기는 상기 대응하는 전압 제어 오실레이터의 바이어스 전류가 미리 설정된 임계 전류(critical current)에 해당하는 때에 상기 대응하는 전압 제어 오실레이터가 발진하도록 상기 대응하는 전압 제어 오실레이터의 발진 시점을 조절할 수 있다.
상기 제1 RF 파트의 발진 신호와 상기 제2 RF 파트의 발진 신호 사이에는 상기 복수 개의 전압 제어 오실레이터들 중 어느 하나의 전압 제어 오실레이터의 출력이 다른 전압 제어 오실레이터의 출력에 간섭을 미치는 것을 방지하기 위한 가드 타임(Guard Time)이 있을 수 있다.
상기 가드 타임은 상기 어느 하나의 전압 제어 오실레이터의 방전(discharge)에 따른 발진 지연(Quenching Delay)보다 큰 시간 값을 가질 수 있다.
일 실시예에 따르면, 트랜시버는 적어도 제1 안테나 및 제2 안테나를 포함하는 복수의 안테나들; 상기 제1 안테나에 대응하는 제1 송신 RF 파트의 발진 신호 및 제1 수신 RF 파트의 발진 신호를 제어하는 제1 발진 제어 신호 발생기(Quenching Waveform Generator; QWG)들; 및 상기 제2 안테나에 대응하는 제2 송신 RF 파트의 발진 신호 및 제2 수신 RF 파트의 발진 신호를 제어하는 제2 발진 제어 신호 발생기들을 포함하고, 상기 발진 신호들은 동일한 주파수로 동작하는 복수의 전압 제어 오실레이터(Voltage Controlled Oscillator; VCO)들에 의해 생성되고, 상기 제1 발진 제어 신호 발생기들 및 상기 제2 발진 제어 신호 발생기들은 상기 발진 신호들이 서로 교차되지 않도록(Non-overlapped) 상기 복수의 전압 제어 오실레이터들을 제어할 수 있다.
상기 제1 발진 제어 신호 발생기들 및 상기 제2 발진 제어 신호 발생기들은 대응하는 전압 제어 오실레이터들에 입력되는 전류량을 조절함으로써 상기 대응하는 전압 제어 오실레이터들의 발진 시점을 조절할 수 있다.
상기 발진 신호들 사이에는 상기 복수의 전압 제어 오실레이터들 중 어느 하나의 전압 제어 오실레이터의 출력이 다른 전압 제어 오실레이터의 출력에 간섭을 미치는 것을 방지하기 위한 가드 타임(Guard Time)이 있을 수 있다.
일 실시예에 따르면, 트랜시버는 적어도 제1 안테나 및 제2 안테나를 포함하는 복수의 안테나들; 상기 제1 안테나에 대응하는 제1 송신 RF 파트 및 제1 수신 RF 파트를 포함하는 제1 RF 파트; 및 상기 제2 안테나에 대응하는 제2 송신 RF 파트 제2 수신 RF 파트를 포함하는 제2 RF 파트를 포함하고, 상기 제1 RF 파트 및 상기 제2 RF 파트 각각은 해당 수신 파트로 수신 주파수를 제공하고, 해당 송신 파트로 송신 주파수를 제공하며, 상기 해당 수신 파트 또는 상기 해당 송신 파트가 활성화되었는지 여부에 따라 제어되는 위상 고정 루프(Phase Lock Loop; PLL); 동일한 주파수로 동작하며 해당 송신 파트를 위한 발진 신호를 생성하고, 해당 수신 파트를 위한 발진 신호를 생성하는 복수의 전압 제어 오실레이터들; 및 상기 발진 신호들이 서로 교차되지 않도록(Non-overlapped) 상기 복수의 전압 제어 오실레이터들을 제어하는 발진 제어 신호 발생기들을 포함할 수 있다.
상기 발진 제어 신호 발생기들은 상기 해당 송신 파트를 위한 발진 신호들 및 상기 해당 수신 파트를 위한 발진 신호들이 서로 교차되지 않도록(Non-overlapped) 대응되는 전압 제어 오실레이터들을 제어할 수 있다.
도 1은 일 실시예에 따른 트랜시버에 포함된 위상 고정 루프(PLL)에서 전력을 절감하는 기법을 나타낸 도면이다.
도 2는 일 실시예에 따른 트랜시버의 블록도이다.
도 3은 일 실시예에 따른 트랜시버의 송/수신 모드에 따른 타이밍 다이어그램을 나타낸 도면이다.
도 4는 일 실시예에 따른 트랜시버의 동작 방법을 나타낸 플로우차트이다.
도 5는 일 실시예에 따른 트랜시버의 위상 고정 루프(PLL)의 전하 펌프(Charge pump) 및 누출 보상(leakage compensation)부의 구성을 나타낸 도면이다.
도 6은 일 실시예에 따른 트랜시버의 위상 고정 루프(PLL)에 포함된 주 전하 펌프에서 수행되는 대역폭 스위칭(Bandwidth Switching) 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 일 실시예에 따른 트랜시버에서 콜스 튜닝(Coarse Tuning)을 수행하기 위한 제어 방법을 나타낸 플로우차트이다.
도 8은 일 실시예에 따른 트랜시버에서 파인 튜닝(Fine Tunig)을 수행하기 위한 제어 방법을 나타낸 플로우차트이다.
도 9는 일 실시예에 따른 트랜시버에서 누출 보상(Leakage Compensation)을 수행하기 위한 제어 방법을 나타낸 플로우차트이다.
도 10은 도 5에 나타난 트랜시버의 위상 고정 루프(PLL)의 부정합 보상부에서 부정합 보상(mismatch compensation)을 위한 제1 튜닝을 수행하는 때의 회로 동작을 나타낸 도면이다.
도 11는 도 5에 나타난 트랜시버의 부정합 보상부에서 부정합 보상(mismatch compensation)을 위한 제2 튜닝을 수행하는 때의 회로 동작을 나타낸 도면이다.
도 12은 도 5에 나타난 트랜시버의 누출 보상(leakage compensation)부에서 Flash ADC 방법으로 누출 보상이 수행되는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 13은 일 실시예에 따른 트랜시버에서 SAR(Successive Approximation) 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 이용하여 구성한 누출 보상부를 나타낸 도면이다.
도 14는 일 실시예에 따른 트랜시버의 누출 보상부에서 전압 제어 오실레이터(VCO)를 위한 고정 제어 전압(VCTRL)을 제어하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 15는 일 실시예에 따른 트랜시버의 전압 제어 오실레이터(VCO)를 나타낸 회로이다.
도 16은 도 15에 나타난 전압 제어 오실레이터(VCO)의 위상 잡음(Phase Noise) 특성을 나타낸 도면이다.
도 17은 도 15에 나타난 전압 제어 오실레이터(VCO)에 포함된 LC 탱크에 의해 플리커 잡음(Flicker Noise)이 감소되는 것을 나타낸 도면이다.
도 18은 일 실시예에 따른 트랜시버에 포함된 위상 고정 루프의 고정 시간을 시뮬레이션(simulation)한 결과를 나타낸 그래프이다.
도 19는 일 실시예에 따른 트랜시버에 포함된 위상 고정 루프에서 부정합이 발생하지 않는 때의 고정 제어 전압(VCTRL)과 전류(Current)와의 관계를 시뮬레이션(simulation)한 결과를 나타낸 그래프이다.
도 20은 일 실시예에 따른 트랜시버에 포함된 위상 고정 루프에서 부정합이 발생하여 싱크 전류가 소스 전류보다 낮아진 경우(ISOURCE > ISINK)를 나타낸 그래프이다.
도 21은 일 실시예에 따른 트랜시버에 포함된 위상 고정 루프에서 부정합이 발생하여 소스 전류가 싱크 전류보다 낮아진 경우(ISOURCE < ISINK)를 나타낸 그래프이다.
도 22는 일 실시예에 따른 다수의 전압 제어 오실레이터들 및 다수의 발진 제어 신호 발생기들을 포함하는 트랜시버의 동작 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 23은 일 실시예에 따른 다수의 전압 제어 오실레이터들에 인가되는 비-교차되는 발진 제어 신호들(Non-overlapped Quenching Waveforms) 및 그에 따른 출력 포락선(output envelope)을 나타낸 도면이다.
도 24는 일 실시예에 따른 비-교차되는 발진 제어 신호들을 이용한 다중 경로 다이버시티에 기초한 수신 RF 파트의 구조를 나타낸 도면이다.
도 25는 일 실시예에 따른 다수의 위상 고정 루프, 전압 제어 오실레이터들 및 발진 제어 신호 발생기들을 포함하는 트랜시버의 개념을 나타낸 도면이다.
도 26은 일 실시예에 따른 트랜시버의 송신 RF 파트와 수신 RF 파트가 위상 고정 루프(PLL)를 공유하는 구성을 나타낸 도면이다.
도 27은 다른 실시예에 따른 트랜시버의 구성을 나타낸 도면이다.
이하, 실시예들을 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 그러나, 본 발명이 일 실시예들에 의해 제한되거나 한정되는 것은 아니다. 또한, 각 도면에 제시된 동일한 참조 부호는 동일한 부재를 나타낸다.
도 1은 일 실시예에 따른 트랜시버에 포함된 위상 고정 루프(PLL)에서 전력을 절감하는 기법을 나타낸 도면이다.
상술한 바와 같이, 위상 고정 루프(PLL) 및 전압 제어 오실레이터(VCO)의 전력 소모는 초저전력 시스템에서 점차 중요성이 높아져가고 있다. 따라서, 일 실시예에서는 도 1과 같이 데이터의 전송 전에 패스트 락킹(Fast Lock) 기법을 통해 원하는 전송 주파수를 빠르게 고정시킴으로써 위상 고정 루프의 활성화((PLL-on) 시에 피크 파워(peak power)가 활성화(active)되는 시간을 줄여 전력 소모를 줄일 수 있다.
또한, 일 실시예에서는 위상 고정 루프의 비활성화 시(즉, 데이터 전송 시)에 전압 제어 오실레이터(VCO) 및 보상 회로(COMP)를 위한 전압만(PVCO+PComp)을 인가할 수 있다. 이를 통해 위상 고정 루프의 비활성화(PLL-off) 시에 발생하는 주파수 드리프트(frequency drift) 현상 및 위상 잡음(Phase Noise) 열화 현상을 극복할 수 있다.
이 밖에도 일 실시예에서는 위상 고정 루프의 활성화 시간을 줄이고, 비활성화 시의 전력 소모를 줄임으로써 위상 고정 루프의 평균 전력 소모량(Pave) 또한 감소시킬 수 있다.
도 2는 일 실시예에 따른 트랜시버의 블록도이다.
도 2를 참조하면, 일 실시예에 따른 트랜시버(200)는 수신(Rx) RF 파트(210), 송신(Tx) RF 파트(270) 및 위상 고정 루프(Phase Lock Loop; PLL)(230)를 포함할 수 있다.
수신(Rx) RF 파트(210)는 수신 신호를 처리할 수 있다. 여기서, 수신(Rx) RF 파트(210)의 구성은 일반적인 수신기의 구조에 해당하므로 이에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.
위상 고정 루프(PLL)(230)는 수신 RF 파트(210)로 수신 주파수를 제공하고, 송신 RF 파트(270)로 송신 주파수를 제공할 수 있다. 또한, 위상 고정 루프(230)는 수신 RF 파트(210) 또는 송신 RF 파트(270)가 활성화되었는지 여부에 따라 제어될 수 있다. 수신 RF 파트(210)는 수신 모드에서 활성화되고, 송신 RF 파트(270)는 송신 모드에서 활성화될 수 있다.
일 실시예에 따른 트랜시버(200)는 TDD(Time Division Duplex) 방식 또는 FDD(Frequency Division Duplex) 방식 모두에 이용될 수 있다.
위상 고정 루프(230)는 전압 제어 오실레이터들(250)을 포함할 수 있다.
보다 구체적으로, 위상 고정 루프(230)는 수신 주파수를 생성하기 위한 수신 전압 제어 오실레이터(VCO RX)(251) 및 송신 주파수를 생성하기 위한 송신 전압 제어 오실레이터(VCO TX)(253)를 포함할 수 있다.
또한, 위상 고정 루프(230)는 수신 전압 제어 오실레이터(251) 및 송신 전압 제어 오실레이터(253)와 연결되는 단일의 공통 제어 회로(240)를 포함할 수 있다. 위상 고정 루프(230)는 수신 RF 파트(210) 또는 송신 RF 파트(270)가 활성화되었는지 여부에 따라 단일의 공통 제어 회로(240)를 활성화시킬 수 있다.
또한, 단일의 공통 제어 회로(240)는 수신 RF 파트(210) 또는 송신 RF 파트(270)가 활성화되었는지 여부에 따라 스위칭되는 각각의 스위치(248, 249)를 통해 수신 전압 제어 오실레이터(251) 및 송신 전압 제어 오실레이터(253)에 연결될 수 있다.
단일의 공통 제어 회로(240)는 주 전하 펌프(Main Charge Pump; Main CP)(241) 및 루프 필터(Loop Filter; LF)(243)를 포함할 수 있다.
주 전하 펌프(241)는 위상 주파수 감지부(Phase Frequency Detector; PFD)(231)에서 감지된 펄스 폭에 대응하는 일정량의 전하를 펌핑(pumping)할 수 있다.
즉, 주 전하 펌프(241)는 위상 주파수 감지부(231)에서 출력된 펄스 폭에 비례하는 특정량의 전하(charge), 즉 전류를 펄스 부호에 따라 밀거나 당겨줄 수 있다. 이때, 펄스를 전류로 전환하는 과정에서 전류 이득(Icp)이 존재할 수 있으며, 이 값(Icp)은 위상 고정 루프(230)의 고정 시간(lock time)을 비롯한 위상 고정 루프(230)의 성능에 큰 영향을 줄 수 있다.
여기서, 위상 주파수 감지부(PFD)(231)는 기준 주파수(f ref )와 분주기(Divider)(280)를 통해 나누어져 들어온 출력 주파수(f div )를 비교하여 그 차이에 해당하는 펄스 폭(혹은 펄스 열)을 출력할 수 있다.
루프 필터(243)는 주 전하 펌프(241)에서 펌핑된 일정량의 전하에 따라 수신 전압 제어 오실레이터(251) 또는 송신 전압 제어 오실레이터(253)를 위한 제어 전압(VCTRL)을 가변시킬 수 있다.
또한, 위상 고정 루프(230)는 부정합 보상(Mismatch compensation)부(245) 및 누출 보상(Leakage Compensation)부(247)를 포함할 수 있다.
부정합 보상(mismatch compensation)부(245)는 주 전하 펌프(241)에 인가되는 소스 전류(source current)의 크기 및 싱크 전류(sink current)의 크기를 서로 독립적으로 조절함으로써 주 전하 펌프(241)에서 발생하는 전류 부정합(current mismatch)을 보상할 수 있다.
부정합 보상부(245)의 구체적인 동작은 도 7 및 도 8을 통해 후술한다.
누출 보상부(247)는 위상 고정 루프(230)가 비활성화(off) 됨에 따라 수신 전압 제어 오실레이터(251) 또는 송신 전압 제어 오실레이터(253)에서 누출되는 전압을 보상할 수 있다. 이때, 위상 고정 루프(230)는 수신 RF 파트(210) 또는 송신 RF 파트(270)가 비활성화 됨에 비활성화될 수 있다.
누출 보상부(247)의 구체적인 동작은 도 9를 통해 후술한다.
송신(Tx) RF 파트(270)는 송신 신호를 처리할 수 있다. 여기서, 송신(Tx) RF 파트(270)의 구성은 일반적인 수신기의 구조에 해당하므로 이에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.
도 3은 일 실시예에 따른 트랜시버의 송/수신 모드에 따른 타이밍 다이어그램을 나타낸 도면이다.
도 3을 참조하면, 일 실시예에 따른 트랜시버는 송/수신 모드에 따라 송신 RF 파트(도 2의 270) 및 수신 RF 파트(도 2의 210)를 활성화(On) 또는 비활성화(Off)할 수 있고, 각 파트의 활성화 여부에 따라 활성화 되는 위상 고정 루프에 의해 전압 제어 오실레이터(VCO)의 제어 전압(VCTRL) 및 전하 펌프의 전류를 보상할 수 있다.
일 실시예에 따른 트랜시버는 모뎀(modem) 또는 맥 계층(MAC Layer)으로부터 제어 신호를 수신함에 따라 송신 모드(Tx Mode) 및 수신 모드(Rx Mode)로 전환될 수 있다.
'수신 모드(Rx Mode)'는 수신 RF 파트(도 2의 210)에 의해 수신 신호를 처리하는 모드이고, '송신 모드(Tx Mode)'는 송신 RF 파트(도 2의 270)에 의해 송신 신호를 처리하는 모드이다.
수신 모드(Rx Mode)에서 수신 RF 파트가 활성화 되면, 스위치(도 2의 248)의 스위칭을 통해 단일의 공통 제어 회로(240)는 수신 주파수를 생성하기 위한 송신 전압 제어 오실레이터(도 2의 251)에 연결될 수 있다.
또한, 송신 모드(Tx Mode)에서 송신 RF 파트가 활성화 되면, 스위치(도 2의 249)의 스위칭을 통해 단일의 공통 제어 회로(도 2의 240)는 송신 주파수를 생성하기 위한 송신 전압 제어 오실레이터(도 2의 253)에 연결될 수 있다.
이와 같이 일 실시예에서는 송/수신 RF 파트의 활성화 혹은 비활성화에 따라 단일의 공통 제어 회로(도 2의 240), 즉 하나의 위상 고정 루프(도 2의 230)만을 이용하여 송, 수신을 수행할 수 있다.
트랜시버의 송/수신 모드에 따른 동작은 다음과 같다.
일 실시예에 따른 트랜시버에 처음 전원이 인가되면, 트랜시버의 위상 고정 루프(PLL)에서는 전하 펌프(charge pump)의 업/다운(UP/DOWN) 소스 전류(source current) 간의 차이를 보상하기 위한 초기 보정(Initial Calibration)(310)이 수행될 수 있다.
이때, 초기 보정이 수행되는 시점은 송신 모드 혹은 수신 모드도 아닌 상태이다.
초기 보정(310) 시에는 콜스 튜닝(Coarse Tuning) 및 파인 튜닝(Fine Tuning) 과정을 거쳐 전압 제어 오실레이터(VCO)를 위한 제어 전압(VCTRL)을 고정시킬 수 있다. 여기서, 콜스 튜닝(Coarse Tuning) 및 파인 튜닝(Fine Tuning)에 대하여는 도 7 및 도 8의 설명을 참조하기로 한다.
이후, 모뎀(modem) 또는 맥 계층(MAC Layer)으로부터 수신한 제어 신호에 따라 트랜시버는 송신 모드(Tx Mode)로 동작하게 되고, 송신 모드(Tx Mode)가 활성화 됨에 따라 송신 RF 파트에 연결된 위상 고정 루프(Tx PLL)가 활성화(On)될 수 있다.
송신 RF 파트에 연결된 위상 고정 루프(Tx PLL)가 활성화(On)되면, 송신 RF 파트를 위한 송신 주파수가 고정(Lock)될 수 있고, 송신 주파수가 고정된 이후에 송신 RF 파트에 연결된 위상 고정 루프(Tx PLL)는 비활성화될 수 있다.
이때, 송신 RF 파트에 연결된 위상 고정 루프가 활성화(PLL On)되면 위상 고정 루프에 포함된 누출 보상부의 동작 또한 활성화되어 위상 고정 루프의 비활성화(off) 기간 동안 떨어진(누출된) 전압을 보상할 수 있다('Compensation On')(330).
전압이 보상됨에 따라, 송신 전압 제어 오실레이터(VCO Tx)(도 2의 253)를 위한 제어 전압은 초기 보정된 제어 전압(VCTRL)으로 복귀될 수 있다.
송신 RF 파트에 연결된 위상 고정 루프(Tx PLL)가 비활성화된 후, 모뎀(modem) 또는 맥 계층(MAC Layer)으로부터 수신한 제어 신호에 따라 트랜시버는 수신 모드(Rx Mode)로 동작하게 된다. 트랜시버가 수신 모드로 동작함에 따라 수신 RF 파트에 연결된 위상 고정 루프(Rx PLL)는 활성화(On)될 수 있다.
수신 RF 파트에 연결된 위상 고정 루프(Rx PLL)가 활성화(On)되면, 수신 RF 파트를 위한 수신 주파수가 고정(Lock)될 수 있고, 수신 주파수가 고정됨에 따라 수신 RF 파트를 위해 위상 고정 루프(Rx PLL)는 비활성화될 수 있다.
수신 RF 파트에 연결된 위상 고정 루프(Rx PLL)가 활성화(PLL On) 됨에 따라 위상 고정 루프에 포함된 누출 보상부의 동작이 활성화되어 다시 위상 고정 루프의 비활성화(off) 기간 동안 떨어진(누출된) 전압을 보상할 수 있다('Compensation On')(350).
도 4는 일 실시예에 따른 트랜시버의 동작 방법을 나타낸 플로우차트이다.
도 4를 참조하면, 일 실시예에 따른 트랜시버는 모뎀(modem) 또는 맥 계층(MAC Layer)으로부터 제어 신호를 수신함에 따라 송신 모드(Tx Mode) 혹은 수신 모드(Rx Mode)로의 전환(switching)을 수행할 수 있다(410).
송신 모드(Tx Mode) 혹은 수신 모드(Rx Mode)로의 전환에 따라 트랜시버에 포함된 위상 고정 루프(PLL) 또한 송신 RF 파트 혹은 수신 RF 파트로 스위칭될 수 있다(420).
트랜시버는 패스트 락킹(fast locking), 즉 보다 빠른 주파수 안정을 위해 대역폭 스위칭(BandWidth(BW) Switching)을 수행할 수 있다(430). 이때, 트랜시버에 포함된 위상 고정 루프는 주 전하 펌프(main charge pump)의 대역폭(bandwidth)을 조절함으로써 수신 주파수 또는 송신 주파수로의 고정 시간(lock time)을 제어할 수 있다. 대역폭 스위칭(Bandwidth Switching) 방법에 대하여는 도 6을 참조하여 설명한다.
트랜시버는 전하 펌프(charge pump)(예를 들어, 주 전하 펌프(도 2의 241))에서 발생하는 전류 부정합(current mismatch)을 보상할 수 있다(440). 트랜시버는 위상 고정 루프가 처음 활성화 될 때, 전하 펌프의 전류 소스(current source) (예를 들어, 소스 전류(ISOURCE)와 싱크 전류(ISINK)) 간의 부정합을 보상할 수 있다. 여기서, '위상 고정 루프가 처음 활성화 될 때'는 위상 고정 루프(PLL)에 처음 전원이 인가된 때를 의미할 수 있다.
일반적으로 전하 펌프의 전류 정합 특성은 공정, 공급 전압, 온도 변화 등에 따라 변화하게 되고, 이는 위상 고정 루프의 잡음 특성 저하에 영향을 줄 수 있다.
따라서, 일 실시예에서는 전류 부정합을 효과적으로 보상하기 위해 콜스 튜닝(Coarse Tuning) 과정(443)과 파인 튜닝(Fine Tuning) 과정(446)의 2 단계를 거쳐 보상하기로 한다. 즉, 한꺼번에 전류 부정합을 보상하기 보다는 일단 콜스(Coarse)하게 튜닝한 후, 파인(fine)하게 튜닝하는 방법을 이용하여 튜닝 시간 및 정확도 측면에서 효과적으로 보상할 수 있도록 한다.
콜스 튜닝(Coarse Tuning) 과정(443) 및 파인 튜닝(Fine Tuning) 과정(446)에 대하여는 도 7 및 도 8의 설명을 참조하기로 한다.
이후, 트랜시버는 위상 고정 루프가 비활성화 됨에 따라 전압 제어 오실레이터에서 누출되는 전압을 보상하는 누출 보상(Leakage Compensation)을 수행할 수 있다(450). 트랜시버가 누출 보상을 수행하는 구체적인 방법은 도 9를 참조하여 설명한다.
도 5는 일 실시예에 따른 트랜시버의 위상 고정 루프(PLL)의 전하 펌프(Charge pump) 및 누출 보상(leakage compensation)부의 구성을 나타낸 도면이다.
도 5를 참조하면, 일 실시예에 따른 트랜시버(500)는 위상 주파수 감지부(PFD)(510), 주 전하 펌프(Main CP)(520), 보조 전하 펌프(Aux CP)(530), 제1 튜닝부(540), 제2 튜닝부(550) 및 누출 보상(leak compensation)부(560) 및 루프 필터(Loop Filter)(570)를 포함할 수 있다.
여기서, 제1 튜닝부(540) 및 제2 튜닝부(550)는 전술한 부정합 보상(mismatch compensation)부를 구성할 수 있다.
이 밖에도, 일 실시예에 따른 트랜시버(500)는 대역폭 제어 블록(BW Control Block)(525) 및 센싱 커패시터(Sensing Cap)(535)를 포함할 수 있다.
위상 주파수 감지부(PFD)(510)는 기준 주파수(f ref )와 분주기(Divider)(미도시)를 통해 나누어져 들어온 출력 주파수(f div )를 비교하여 그 차이에 해당하는 펄스 폭(혹은 펄스 열)을 출력할 수 있다.
주 전하 펌프(Main CP)(520)는 위상 주파수 감지부(PFD)(510)에서 감지된 펄스 폭에 대응하는 일정량의 전하를 펌핑(pumping)할 수 있다. 즉, 주 전하 펌프(520)는 위상 주파수 감지부(PFD)(510)에서 출력된 펄스 폭에 비례하는 특정량의 전하(charge), 즉 전류를 펄스 부호에 따라 밀거나 당겨줄 수 있다.
대역폭 제어 블록(BW Control Block)(525)은 위상 고정 루프(PLL)의 대역폭을 제어할 수 있다.
제1 튜닝부(540)와 제2 튜닝부(550)를 포함하는 부정합 보상(mismatch compensation)부는 주 전하 펌프(520)에 인가되는 소스 전류(Isource)의 크기 및 싱크 전류(Isink)의 크기를 서로 독립적으로 조절함으로써 주 전하 펌프(520)에서 발생하는 전류 부정합(current mismatch)을 보상할 수 있다.
제1 튜닝부(540)는 센싱 커패시터(Sensing Cap)(535)의 감지 결과에 따라 보조 전하 펌프(Aux CP)(530)를 위한 싱크 전류(Isink)를 조절함으로써 주 전하 펌프(520)에서 발생하는 전류 부정합에 대한 이산적인(discrete) 튜닝을 수행할 수 있다.
제1 튜닝부(540)는 클럭 생성부(CLK Generator)(543) 및 전하 펌프 제어부(CP Controller)(546)를 포함할 수 있다.
클럭 생성부(543)는 전하 펌프 제어부(546)에게 위상 고정 루프(PLL)의 외부에서 인가되는 클럭(CLK)을 제공할 수 있다.
전하 펌프 제어부(546)는 센싱 커패시터(535)로부터 생성되는 전압을 감지하고, 감지 결과에 따라 보조 전하 펌프(530)를 위한 싱크 전류를 조절할 수 있다.
제1 튜닝부(540)는 '콜스 튜닝(Coarse Tuning)부'라고도 부를 수 있으며, 이산적인(discrete) 디지털 튜닝을 통해 대략적인 전류 보상을 수행할 수 있다.
제1 튜닝부(540)의 구체적인 동작은 도 7을 참조하여 후술한다.
제2 튜닝부(550)는 제1 튜닝부(540)에서 수행된 디지털 튜닝의 결과를 기초로 전류 복제 기법에 의해 전류 부정합을 보상할 수 있다. 제2 튜닝부(550)는 복제 전하 펌프(replica charge pump)(551), 부정합 전류 복제부(mismatch current mirror)(553) 및 비교기(comparator)(557)를 포함할 수 있다.
복제 전하 펌프(551)는 제1 튜닝부(540)에 의한 디지털 튜닝의 결과를 동일하게 제2 튜닝부(550)로 제공할 수 있다.
부정합 전류 복제부(553)는 비교기(557)를 통한 센싱 커패시터(535) 양극의 전압 비교 결과에 기초하여 전류 복제 기법을 수행함으로써 전류 부정합을 보상할 수 있다.
제2 튜닝부(550)는 '파인 튜닝(Fine Tuning)부'라고도 부를 수 있으며, 세밀한 보상으로 아날로그 전압을 통해 주 전하 펌프의 전류 부정합을 보상할 수 있다.
제2 튜닝부(650)의 구체적인 동작은 도 8을 참조하여 후술한다.
누출 보상(leak compensation)부(560)는 송신 주파수의 고정 시간 또는 수신 주파수의 고정 시간에서의 고정 제어 전압과 수신 RF 파트 또는 송신 RF 파트가 비활성화 됨에 따라 변화된 제어 전압을 이용하여 누출되는 전압을 보상할 수 있다.
누출 보상부(560)는 비교기(561), 누출 전류 제어부(Leakage Current Controller)(563) 및 누출 보상 전하 펌프(leakage Compensation CP)(565)를 포함할 수 있다.
비교기(561)는 고정 제어 전압과 변화된 제어 전압 간의 차이를 비교할 수 있다.
누출 전류 제어부(563)는 비교기(561)의 비교 결과에 기초하여, 누출된 전하를 보상하는 누출 보상 전하 펌프(565)에 대한 제어 신호를 생성할 수 있다.
누출 보상부(560)는 누출 보상 전하 펌프(565)를 통해 누출 전류를 보상할 수 있다.
루프 필터(Loop Filter)(570)는 주 전하 펌프(520)에서 펌핑된 일정량의 전하에 따라 전압 제어 오실레이터(VCO)를 위한 제어 전압(VCTRL)을 가변시킬 수 있다.
도 6은 일 실시예에 따른 트랜시버의 위상 고정 루프(PLL)에 포함된 주 전하 펌프에서 수행되는 대역폭 스위칭(Bandwidth Switching) 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 6을 참조하면, 일 실시예에 따른 트랜시버의 위상 고정 루프(PLL)는 주 전하 펌프(main charge pump)의 대역폭(bandwidth)을 조절함으로써 수신 주파수 또는 송신 주파수로의 고정 시간(lock time)을 제어할 수 있다. 일반적으로 위상 고정 루프의 고정 시간(lock time)은 대역폭에 반비례하므로 대역폭을 증가시킴으로써 고정 시간을 빠르게 할 수 있다.
이때, 위상 고정 루프(PLL)의 대역폭(
Figure 112018034974213-pat00001
)은 아래의 [수학식 1]을 통해 구할 수 있다.
Figure 112018034974213-pat00002
여기서,
Figure 112018034974213-pat00003
는 전하 펌프(charge pump)의 전류 이득을,
Figure 112018034974213-pat00004
는 전압 제어 오실레이터(VCO)의 이득(gain), 즉 전압 제어 오실레이터의 전압이 바뀔 때 주파수가 얼마나 바뀌는지를 나타낸다.
Figure 112018034974213-pat00005
는 루프 필터의 저항을 나타내고,
Figure 112018034974213-pat00006
및
Figure 112018034974213-pat00007
는 루프 필터의 커패시터를 나타내며, N 은 위상 고정 루프(PLL)의 분주비(division ratio)를 나타낸다.
실시예에서 대역폭 제어 블록(BW Control Block)은 전하 펌프의 전류(
Figure 112018034974213-pat00008
)와 루프 필터의 저항(
Figure 112018034974213-pat00009
)을 조절하여 위상 고정 루프의 초기 고정 시간(lock time)을 빠르게 할 수 있다. 하지만, 대역폭이 증가하는 경우 위상 잡음(phase noise)에 따른 열화 또한 증가할 수 있다.
따라서, 일대역폭 제어 블록(BW Control Block)은 주 전하 펌프(main charge pump)의 대역폭(bandwidth)을 넓게 증가(610)시켜 초기 고정 시간을 가속한 후, 대역폭을 중간 대역폭(620)으로, 이후, 좁은 대역폭으로(630) 점차 감소시킴으로써 위상 고정 루프의 비활성화에 따른 위상 잡음(phase noise) 특성을 유지할 수 있다.
도 7은 일 실시예에 따른 트랜시버에서 콜스 튜닝(Coarse Tuning)을 수행하기 위한 제어 방법을 나타낸 플로우차트이다.
일 실시예에 따른 부정합 보상(Mismatch Compensation)부는 콜스 튜닝 및 파인 튜닝의 두 단계를 거쳐 전류 부정합을 보상할 수 있으며, 이 중 첫번째 콜스 튜닝은 다음과 같은 제어 과정을 통해 수행될 수 있다.
도 7을 참조하면, 부정합 보상부는 콜스 튜닝을 수행하기 위해 우선 루프 필터와의 연결을 끊어 루프 필터를 오프(off) 상태로 만들 수 있다(710). 이는 콜스 튜닝 동안에 루프 필터의 커패시터와 저항에 튜닝에 의한 영향이 미치는 것을 방지하기 위한 것이다.
이후, 부정합 보상부는 센싱 커패시터의 전압을 감지할 수 있다(720). 일 실시예에 따른 트랜시버는 초기에 소스 전류(ISOURCE)가 싱크 전류(ISINK)보다 크도록 설계되어 있으므로 이때, 센싱 커패시터의 전압은 High로 감지될 수 있다.
그러면, 센싱 커패시터에 감지된 전압이 높다고 감지되므로 부정합 보상부는 CPC<n:0> 신호를 통해 싱크 전류(Aux._ISINK)를 온(On)시킬 수 있다(730).
부정합 보상부는 이후, 제어 전압이 low상태 인지 여부를 판단할 수 있다(740). 740에서 전압이 low 상태라면, 부정합 보상부는 콜스 튜닝을 종료할 수 있다(750). 730에서 싱크 전류(Aux._ISINK)를 온(On)시키면서 전압이 low 상태가 되면, 부정합 보상부는 그 시점에서 콜스 튜닝을 종료시킬 수 있기 때문이다.
하지만, 전압이 여전히 high 상태라면, 부정합 보상부는 다시 730으로 가서 CPC<n:0> 신호를 통해 싱크 전류(Aux._ISINK)를 온(On)시킬 수 있다
도 8은 일 실시예에 따른 트랜시버에서 파인 튜닝(Fine Tunig)을 수행하기 위한 제어 방법을 나타낸 플로우차트이다.
일 실시예에 따른 부정합 보상(Mismatch Compensation)부가 콜스 튜닝의 완료 이후에 수행하는 파인 튜닝은 다음과 같은 제어 과정을 통해 수행될 수 있다.
도 8을 참조하면, 일 실시예에 따른 부정합 보상부는 파인 튜닝이 시작됨에 따라 콜스 튜닝 시에 사용한 전하 펌프 제어부(CP Controller)(도 5의 546 참조)를 오프(off)시키고, 콜스 튜닝 시에 연결이 끊어졌던 루프 필터를 다시 연결하여 온(on) 상태로 만들 수 있다(810).
부정합 보상부는 비교기(comparator)(도 5의 557)를 통해 비교기의 +측에 인가되는 Vref 전압과 센싱 커패시터에 감지되는 Vctrl 전압을 비교할 수 있다(820).
부정합 보상부는 820의 비교 결과, Vref 전압이 Vctrl 전압보다 큰 지 여부를 판단할 수 있다(830).
830의 판단 결과, Vref 전압이 Vctrl 전압보다 크다면, 부정합 보상부는 부정합 전류 복제부(mismatch current mirror)(도 5의 553)에서 SWP를 온(On)시켜 파인(Fine)한 소스 전류를 생성시킴으로써 Vctrl 전압을 높일 수 있다(840).
반면에, 830의 판단 결과, Vref 전압이 Vctrl 전압보다 작다면, 부정합 보상부는 부정합 전류 복제부(도 5의 553)에서 SWN을 온(On)시켜 파인(Fine)한 싱크 전류를 생성시킴으로써 Vctrl 전압을 낮출 수 있다(860).
이후, 부정합 보상부는 다시 Vctrl 전압을 감지하여(850), 820의 비교 과정을 수행하도록 할 수 있다.
도 9는 일 실시예에 따른 트랜시버에서 누출 보상(Leakage Compensation)을 수행하기 위한 제어 방법을 나타낸 플로우차트이다.
도 9를 참조하면, 일 실시예에 따른 트랜시버에서 위상 고정 루프의 주파수가 고정되면(PLL Locking), 위상 고정 루프 홀드(PLL Hold) 신호가 '0'에서 '1'로 바뀌면서 누출 보상(Leakage Compensation)부가 동작을 시작한다(910).
누출 보상부는 위상 고정 루프의 주파수 고정(Locking) 시에 결정된 제어 전압(Vctrl 전압)을 비교기(도 5의 561)를 통해 변환(Conversion)할 수 있다(920). 실시예에 따라서는, 비교기를 대신하여 도 13에 도시된 아날로그-디지털 변환기를 이용할 수도 있다.
920에서 제어 전압은 예를 들어, V_ctrl_dig<7:0>의 형태로 변환될 수 있다.
이후, 누출 보상부는 초기 제어 전압(즉, V_ctrl_dig<7:0> Initial Value)(static)이 누출에 의하여 변화된 제어 전압(V_ctrl_dig<7:0> present state)(Current)보다 큰 지 여부를 판단할 수 있다(940).
여기서, '초기 제어 전압'은 위상 고정 루프가 동작하여 주파수가 고정된 때의 제어 전압으로서, 예를 들어, 위상 고정 루프가 활성화에서 비활성로 변환된 시점에 래칭(latching)된 전압 제어 오실레이터(VCO)를 위한 제어 전압에 해당할 수 있다.
또한, '변화된 제어 전압'은 수신 RF 파트 또는 송신 RF 파트가 비활성화 됨에 따라 위상 고정 루프가 비활성화되면서 누출(leak)에 의해 변화된 전압을 의미할 수 있다.
940의 판단 결과, 초기 제어 전압이 변화된 제어 전압보다 크다면, 누출 보상부는 보조 전하 펌프(Auxiliary CP)(예를 들어, 누출 보상 전하 펌프(leakage compensation charge pump))(도 5의 565 참조)에 대한 업(UP) 신호를 생성할 수 있다(950).
반면에, 940의 판단 결과, 초기 제어 전압이 변화된 제어 전압보다 작다면, 누출 보상부는 보조 전하 펌프(Auxiliary CP)에 대한 다운(DN) 신호를 생성할 수 있다(980).
여기서, 보조 전하 펌프에 대한 업 신호에 의해 제어 전압은 커지고, 다운 신호에 의해 제어 전압은 작아지도록 보상될 수 있다.
누출 보상부는 보상된 제어 전압의 값을 센싱 커패시터를 이용하여 감지하고(960), 보상된 제어 전압을 다시 비교기를 통해 디지털 비트로 변환할 수 있다(970). 이후, 누출 보상부는 다시 930으로 피드백하여 계속하여 비교를 진행하며 누출된 전압을 보상할 수 있다.
도 10은 도 5에 나타난 트랜시버의 위상 고정 루프(PLL)의 부정합 보상부에서 부정합 보상(mismatch compensation)을 위한 제1 튜닝을 수행하는 때의 회로 동작을 나타낸 도면이다.
여기서, 제1 튜닝은 이산적인 디지털 튜닝을 통해 대략적인 전류 보상을 수행하는 과정으로 콜스 튜닝(Coarse Tuning)이라고 부를 수 있다.
도 10을 참조하면, 제1 튜닝부(1060)는 센싱 커패시터(Sensing Cap)(1040)의 감지 결과에 따라 보조 전하 펌프(Aux CP)(1030)를 위한 싱크 전류(Aux._ISINK)를 조절함으로써 주 전하 펌프(1020)에서 발생하는 전류 부정합에 대한 이산적인(discrete) 디지털 튜닝을 수행할 수 있다. 즉, 제1 튜닝부(1040)는 클럭 생성부(CLK Generator)(1063) 및 전하 펌프 제어부(CP Controller)(1066)에 의해 콜스(Coarse)하게 디지털 튜닝을 수행할 수 있다.
클럭 생성부(1063)는 전하 펌프 제어부(1066)에게 위상 고정 루프(PLL)의 외부에서 인가되는 클럭(CLK)을 제공할 수 있다.
전하 펌프 제어부(1066)는 센싱 커패시터(1040)로부터 생성되는 전압을 감지하고, 그 감지 결과에 따라 보조 전하 펌프(1030)(Aux._ISINK)를 조절할 수 있다.
제1 튜닝 동안에 루프 필터(1050)의 커패시터와 저항에 튜닝에 의한 영향이 미치는 것을 방지하기 위하여, 전하 펌프 제어부(1066)는 스위치(1055)를 제어하여 전압 제어 오실레이터를 위한 제어 전압(Vctrl)과 루프 필터(1050) 간의 연결을 끊는다.
이때, 전하 펌프 제어부(1066)로부터 출력되는 신호인 CPC<n:0>는 복제 전하 펌프(Replica CP)(1070)에도 동일하게 전달된다. 이를 통해, 제1 튜닝에서 콜스(Coarse)하게 정해진 전압이 얼만인지 제2 튜닝 시에 동일하게 파악할 수 있다.
일 실시예에서는 위상 주파수 감지부(1010)를 통해 주 전하 펌프(1020)에 인가되는 소스 전류(ISOURCE)가 싱크 전류(ISINK)보다 크도록 설계할 수 있다. 따라서, 센싱 커패시터(1040)로부터 생성되는 초기 전압은 VDD(High)가 될 수 있다.
이 후, 전하 펌프 제어부(1066)는 초기 전압을 감지하고, 보조 전하 펌프(1030)의 전류 소스(Current source) 중 1개를 '온(On)' 시킨 후, 다시 센싱 커패시터(1040)의 전압을 감지할 수 있다. 이때, 만약 센싱 커패시터(1040)의 전압이 GND(Low)로 떨어지게 되면, 제1 튜닝부(1040)의 동작은 종료될 수 있다.
도 11은 도 5에 나타난 트랜시버의 부정합 보상부에서 부정합 보상(mismatch compensation)을 위한 제2 튜닝을 수행하는 때의 회로 동작을 나타낸 도면이다.
여기서, 제2 튜닝은 제1 튜닝에서 완벽하게 보상하지 못한 부분에 대하여 다시 보상하는 과정으로서, 파인 튜닝(Fine Tuning)이라고 부를 수 있다.
도 11을 참조하면, 제1 튜닝 시에 사용한 클럭 생성부와 전하 펌프 제어부(CP Controller)는 오프(off)되고, 제1 튜닝 시에 연결이 끊어졌던 전압 제어 오실레이터를 위한 제어 전압(Vctrl)과 루프 필터(1150)는 다시 연결될 수 있다.
이때, 전하 펌프 제어부(도 10의 1066)로부터 출력되는 신호인 CPC<n:0>는 복제 전하 펌프(1160)에도 동일하게 전달되고, 이를 통해 제1 튜닝에서 콜스(Coarse)하게 정해진 전압이 얼마인지를 제2 튜닝 시에 파악할 수 있다.
제2 튜닝 시에 예를 들어, 위상 주파수 감지부(1110)를 통해 주 전하 펌프(1120)에 인가된 소스 전류(ISOURCE)가 싱크 전류(ISINK)보다 크다면, 센싱 커패시터(1140)에는 아래의 [수학식 2]과 같이 △I 만큼의 부정합 전류(Mismatch current)가 충전될 수 있다.
Figure 112018034974213-pat00010
따라서, 센싱 커패시터(1140) 양극의 전압은 상승하게 되고, 이 값은 비교기(1180)에 의해 비교되어 판단 신호를 'LOW'로 출력한다.
이에 따라 부정합 전류 복제부(Mismatch Current Mirror)(1170)의 SWN은 온(ON), SWP는 오프(OFF)가 되어 MN1으로 △I 만큼의 부정합 전류가 흐르게 된다.
이 전류는 MN1와 MN2의 게이트가 서로 연결된 전류 복제 기법을 이용하여 아래의 [수학식 3]와 같이 주 전하 펌프(1120)의 싱크 전류(ISINK)를 △I 만큼 증가시켜 주게 된다. 이때, △I 만큼의 부정합 전류는 보조 전하 펌프(1130)를 거쳐 주 전하 펌프(1120)로 전달될 수 있다.
Figure 112018034974213-pat00011
결국, 최종적으로 싱크 전류(ISINK )는 보상된 싱크 전류(ISINK . COR)와 같게 된다.
도 12는 도 5에 나타난 트랜시버의 누출 보상(leakage compensation)부에서 누출 보상이 수행되는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 12를 참조하면, 일 실시예에 따른 트랜시버의 위상 고정 루프가 동작하여 주파수를 고정시킨 때에 누출 보상부는 전압 제어 오실레이터(VCO)(1070)를 위한 제어 전압을 예를 들어, Vctrl_dig<7:0>의 형태로 저장할 수 있다.
이 후, 위상 고정 루프가 비활성화(OFF)됨에 따라 제어 전압은 변화하게 되고, 이에 따라 누출 보상부는 비교기(1210)에 의해 변화된 제어 전압을 받아 주파수 고정(PLL Lock) 시에 저장되어 있던 값과 비교할 수 있다.
누출 전류 제어부(1230)는 비교기(1210)의 비교 결과에 기초하여, 누출된 전하를 보상하는 누출 보상 전하 펌프(leak compensation charge pump)(1270)에 대한 제어 신호를 생성할 수 있다. 즉, 누출 전류 제어부(1230)는 누출 보상 전하 펌프(1270)에 대한 제어 신호(예를 들어, UP_EN 신호 및 DN_EN 신호)를 조절함으로써 전압 제어 오실레이터(VCO)(1270)를 위한 제어 전압(Vctrl)을 유지시킬 수 있다.
예를 들어, 위상 고정 루프에서 주파수 고정(PLL Lock)이 이루어졌을 때의 제어 전압(Vctrl)이 0.6V이고, 이 때 비교기(1210)에서 출력된 코드(Code)인 Vctrl_dig<7:0>(1)가 "10000000"이라고 가정하자.
만약, 제어 전압이 0.5V로 내려간다면, 비교기(1210)에서 출력된 코드 Vctrl_dig<7:0>(2)는 "01001000"로 작아질 수 있다. 비교기(1210)에서 출력된 코드들을 비교했을 때, Vctrl_dig<7:0>(1)보다 Vctrl_dig<7:0>(2)가 작기 때문에, 누출 전류 제어부(1230)는 이를 비교하여 UP 전류 쪽의 EN 신호(즉, UP_EN 신호)를 High로 출력하여 전압 제어 오실레이터(VCO)(1270)를 위한 제어 전압(Vctrl)을 보상할 수 있다.
도 13은 일 실시예에 따른 트랜시버에서 SAR(Successive Approximation) 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 이용하여 구성한 누출 보상부를 나타낸 도면이다.
누출 보상부는 아날로그/디지털 변환기(Analogue/Digital Converter; ADC)(1310), 누출 전류 제어부(Leakage Current Controller)(1330) 및 누출 보상 전하 펌프(leak compensation charge pump)(1350)를 포함할 수 있다.
아날로그/디지털 변환기(ADC)(1310)는 고정 제어 전압과 변화된 제어 전압 간의 차이에 기초한 디지털 신호를 생성할 수 있다.
누출 전류 제어부(1330)는 아날로그/디지털 변환기(ADC)(1310)에서 생성된 디지털 신호에 기초하여, 누출된 전하를 보상하는 누출 보상 전하 펌프(leak compensation charge pump)(1350)에 대한 제어 신호를 생성할 수 있다.
누출 보상부는 위상 고정 루프의 비활성화 시에 아날로그/디지털 변환기(1310)의 레졸루션(resolution)을 조절함으로써 전압 제어 오실레이터(VCO)(1370)를 위한 제어 전압을 제어할 수 있다. 만약, 제어 전압에 대한 정보를 미리 알고 있다면, 위상 고정 루프없이 아날로그/디지털 변환기(1310)로만 보상을 진행하여 제어 전압을 유지할 수도 있다.
이때, 제어 전압의 제어에 따른 전압 제어 오실레이터의 주파수 변화가 헤르쯔(Hz) 단위가 되도록 아날로그/디지털 변환기(1310)의 레졸루션을 선택할 수 있다.
도 14는 일 실시예에 따른 트랜시버의 누출 보상부에서 전압 제어 오실레이터(VCO)를 위한 제어 전압(VCTRL)을 제어하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
일 실시예에서는 위상 고정 루프에 의한 주파수 고정 후에 제어 전압 값을 찾고, 이에 따른 적당한 구간을 증폭기(Amplifier)(1410)를 이용하여 증폭함으로써 같은 아날로그/디지털 변환기(1430) 레졸루션(resolution)을 가질 때 전압 제어 오실레이터(VCO)를 위한 제어 전압의 보상 성능을 높이는 방식을 이용할 수 있다.
만약, Full Range로 8bit ADC Resolution을 설정하게 되면, 1LSB = 1/(28 1) = 3.9mV 를 가지지만, 예를 들어 제어 전압(Vctrl)이 0.6V일 때 위, 아래로 0.1V 구간을 잡는다고 하면 총 0.2V 의 구간을 가지게 되며 이 때 8bit을 사용할 경우 1LSB = 0.2/(28 -1) = 0.784mV 의 해상도를 가지는 효과를 얻을 수 있다.
도 15는 일 실시예에 따른 트랜시버의 전압 제어 오실레이터(VCO)를 나타낸 회로이다.
도 15를 참조하면, 위상 고정 루프의 비활성화 시에 적합한 저위상 잡음 클래스 씨 타입 전압 제어 오실레이터(low phase noise Class C Type VCO)를 볼 수 있다.
일 실시예에 따른 트랜시버의 전압 제어 오실레이터(VCO)는 엘씨 탱크(LC Tank)(1570)를 가지는 클래스 씨 타입(Class-C Type)의 전압 제어 오실레이터를 포함할 수 있다.
클래스 씨 타입(Class-C Type) 경우, 모스펫(MOSFET)(1510, 1530)에 바이어스(Bias) 전압(1550)을 인가하여 동작점을 180°보다 작게 동작하도록 하여 전류 소모를 줄일 수 있다.
또한, 일 실시예에서는 테일 전류 소스(Tail Current Source) 쪽에 엘씨 탱크(LC tank)(1570)를 추가함으로써 필터링(Filtering) 효과에 의해 플리커 잡음(Flicker Noise)을 효과적으로 제거할 수 있다. 뿐만 아니라, 엘씨 탱크(LC tank)(1570)에 의해 위상 고정 루프가 비활성화(OFF) 되어 전압 제어 오실레이터(VCO)가 단독으로 동작하는 상황에서도 향상된 위상 잡음(Phase Noise) 특성을 가질 수 있다.
도 16은 도 15에 나타난 전압 제어 오실레이터(VCO)의 위상 잡음(Phase Noise) 특성을 나타낸 도면이다.
도 16을 참조하면, 일 실시예에 따른 전압 제어 오실레이터는 다른 디퍼렌셜 타입(Differential Type)과 달리 바이어스(Bias) 전압(도 15의 1550)을 조절하여 동작점을 변화시킴으로써 전류 소모를 최소화하면서 스윙(Swing)을 증가시킬 수 있다.
도 17은 도 15에 나타난 전압 제어 오실레이터(VCO)에 포함된 엘씨 탱크(LC Tank)에 의해 플리커 잡음(Flicker Noise)이 감소되는 것을 나타낸 도면이다.
도 17을 참조하면, 플리커 잡음(Flicker Noise)은 능동 소자의 내부에서 발생하는 잡음을 주파수 축으로 표시했을 때, 저주파 쪽에서 갑자기 크게 증가하는 형상을 보이며, 주로 주파수가 100Hz이하로 내려오면 이러한 소자 내부의 잡음이 크게 증가하게 된다.
일반적인 경우 고주파 회로를 구성하는 경우에는 이런 저주파에서 튀는 잡음이 별 영향이 없겠지만, 오실레이터(Oscillator)(예를 들어, 전압 제어 오실레이터(VCO))의 경우에는 중요한 문제가 될 수 있다. 오실레이터는 스펙트럼 상에서 원하는 한 주파수에서 샤프(sharp)하게 파형이 떠야 좋은 것이지만, 실제로는 샤프하지 않고 도 17의 왼쪽 도면과 같이 그냥 좀 뾰족한 산모양, 즉 발진 주파수에서 옆으로 나아가면서 슬로프가 급격히 줄어드는 형태로 나타난다.
여기서, 슬로프가 얼마나 급격히 줄어들어 오실레이터가 원하는 주파수에서만 발진되는지를 체크하는 지표가 바로 위상 잡음(phase noise)이다. 이와 같이 중심 주파수를 기준으로 샤프하게 떨어지지 못하고 경사(slope)를 가지고 감쇄하게 되는 주 원인이 바로 플리커 잡음(Flicker Noise)이다.
플리커 잡음(Flicker Noise)은 활성 소자(active device)가 안고 있는 고유의 잡음으로서, 주파수에 반비례하기 때문에 '1/f 잡음'이라고 불리기도 한다.
따라서, 일 실시예에서는 엘씨 탱크(LC Tank), 즉 인덕터(L)와 커패시터(C)로 구성된 엘씨 필터(LC Filter)에 의해 플리커 잡음(Flicker Noise)를 제거함으로써 잡음 요소(Noise Factor)를 감소시켜 도 15의 오른쪽 도면과 같이 위상 잡음(Phase Noise)을 향상시킬 수 있다.
엘씨 탱크(LC Tank)에 포함된 인덕터(L)는 퀄리티 팩터(Q)가 향상된 인덕터일 수 있다. 이때, 복수 개의 본딩 와이어들, 복수 개의 리드 핀들 및 보드 트레이스의 각 구성의 길이, 각 구성이 만드는 폐 루프(close loop)의 넓이 등을 조절함으로써 인덕터의 퀄리티 팩터(Q)를 크게 향상시킬 수 있다.
도 18은 일 실시예에 따른 트랜시버에 포함된 위상 고정 루프의 고정 시간을 시뮬레이션(simulation)한 결과를 나타낸 그래프이다.
도 18을 참조하면, 일 실시예에 따른 트랜시버에 포함된 위상 고정 루프의 고정 시간은 약 50us로 일반적인 위상 고정 루프의 고정 시간인 100us에 비해 작은 값을 가짐을 확인할 수 있다.
또한, 위상 고정 루프의 제어 전압(Vctrl) 또한 주파수 고정(Locking) 이후에 일정해 지는 것을 확인할 수 있다.
도 19는 일 실시예에 따른 트랜시버에 포함된 위상 고정 루프에서 부정합이 발생하지 않는 때의 고정 제어 전압(VCTRL)과 전류(Current)와의 관계를 시뮬레이션(simulation)한 결과를 나타낸 그래프이다.
도 19를 참조하면, 위상 고정 루프의 주 전하 펌프에서 부정합(Mismatch)이 발생하지 않을 경우, 소스 전류(ISOURCE) 및 싱크 전류(ISINK)가 같은 값을 가짐을 확인할 수 있다.
도 20은 일 실시예에 따른 트랜시버에 포함된 위상 고정 루프에서 부정합이 발생하여 싱크 전류가 소스 전류보다 낮아진 경우(ISOURCE > ISINK)를 나타낸 그래프이다.
도 20을 참조하면, 위상 고정 루프의 주 전하 펌프에서 부정합(Mismatch)이 발생하여 싱크 전류(ISINK)가 1830과 같이 낮아질 경우, 일 실시예에 따른 위상 고정 루프는 부정합에 의한 전류량(△I)(1810)을 보상하여 소스 전류와 거의 동일한 보상 후 싱크 전류(ISINK)(1850)로 보상시켜 줄 수 있다.
여기서, 보상 후 싱크 전류(ISINK)(1850)= 보상 전 싱크 전류(ISINK)(1830)+ 부정합에 의한 전류량(△I)(1810) = 소스 전류(ISOURCE)의 관계를 만족할 수 있으며, 부정합에 의한 전류량(△I)은 소스 전류(ISOURCE)의 전류량 - 싱크 전류(ISINK)의 전류량에 해당할 수 있다.
도 21는 일 실시예에 따른 트랜시버에 포함된 위상 고정 루프에서 부정합이 발생하여 소스 전류가 싱크 전류보다 낮아진 경우(ISOURCE < ISINK)를 나타낸 그래프이다.
도 21을 참조하면, 도 20에서와 마찬가지로 위상 고정 루프의 주 전하 펌프에서 부정합(Mismatch)이 발생하여 소스 전류가 1930과 같이 낮아질 경우, 일 실시예에 따른 위상 고정 루프는 부정합에 의한 전류량(△I)(1910)을 보상하여 소스 전류(ISOURCE)를 싱크 전류(ISINK)와 거의 동일한 보상 후 소스 전류(ISOURCE)(1950)로 보상할 수 있다.
즉, 보상 후 소스 전류(ISOURCE)(1950)= 보상 전 소스 전류(ISOURCE)(1930) + 부정합에 의한 전류량(△I)(1910) = 싱크 전류(ISINK)의 관계를 만족할 수 있다. 이때, 부정합에 의한 전류량(△I)은 싱크 전류(ISINK)의 전류량 - 소스 전류(ISOURCE)의 전류량에 해당할 수 있다.
도 22는 일 실시예에 따른 다수의 전압 제어 오실레이터들 및 다수의 발진 제어 신호 발생기들을 포함하는 트랜시버의 동작 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 22를 참조하면, 발진 제어 신호 발생기(Quenching Waveform Generator; QWG) 및 전압 제어 오실레이터(Voltage Controlled Oscillator; VCO)를 각각 포함하는 다수 개의 RF-Front End(RF-FE)들을 볼 수 있다. 이때, RF-FE는 송신 RF 파트 및 수신 RF 파트에서 공통적으로 이용될 수 있다. 따라서, 트랜시버는 적어도 두 개의 RF-FE들로 구성될 수 있다.
예를 들어, RF-FE 1이 송신 파트이고, RF-FE 2가 수신 파트라고 하자.
트랜시버는 제1 발진 제어 신호 발생기(QWG 1), 제2 발진 제어 신호 발생기(QWG 2), 제1 전압 제어 오실레이터(VCO 1) 및 제2 전압 제어 오실레이터(VCO 2)를 포함할 수 있다.
제1 발진 제어 신호 발생기(QWG 1)는 제1 RF 파트(RF-FE 1)의 발진 신호를 제어하고, 제2 발진 제어 신호 발생기(QWG 2)는 제2 RF 파트(RF-FE 2)의 발진 신호를 제어할 수 있다. 제1 전압 제어 오실레이터(VCO 1) 및 제2 전압 제어 오실레이터(VCO 2)는 서로 동일한 주파수로 동작하며 제1 RF 파트(RF-FE 1)의 발진 신호 및 제2 RF 파트(RF-FE 2)의 발진 신호를 생성할 수 있다.
제1 발진 제어 신호 발생기(QWG 1) 및 제2 발진 제어 신호 발생기(QWG 2)는 각 발진 신호들이 서로 교차되지 않도록(Non-overlapped) 제1 전압 제어 오실레이터(VCO 1) 및 제2 전압 제어 오실레이터(VCO 2)를 제어할 수 있다.
이때, 제1 RF 파트의 발진 신호(Quench waveform for RF-FE 1)와 제2 RF 파트의 발진 신호(Quench waveform for RF-FE 2) 사이에는 제1 전압 제어 오실레이터(VCO 1)의 출력이 제2 전압 제어 오실레이터(VCO 2)의 출력에 간섭을 미치는 것을 방지하기 위한 가드 타임(Guard Time)(도 23의 2350 참조)이 존재할 수 있다. 가드 타임(Guard Time)에 대하여는 도 23의 설명을 참조하기로 한다.
또한, 상술한 바와 같이 RF-FE 1과 RF-FE 2의 두 개로 구성된 트랜시버는 실시예에 따라서 하나의 안테나를 포함할 수도 있고, 다수 개의 안테나를 포함할 수도 있다.
예를 들어, 트랜시버가 하나의 안테나를 포함하는 경우, 제1 발진 제어 신호 발생기는 하나의 안테나에 대응하는 제1 RF 파트의 발진 신호를 제어하고, 제2 발진 제어 신호 발생기 역시 마찬가지로 하나의 안테나에 대응하는 제2 RF 파트의 발진 신호를 제어할 수 있다.
만약, 트랜시버가 적어도 제1 안테나 및 제2 안테나를 포함하는 복수의 안테나들을 더 포함하는 경우, 제1 발진 제어 신호 발생기는 제1 안테나에 대응하는 제1 RF 파트의 발진 신호를 제어하고, 제2 발진 제어 신호 발생기는 제2 안테나에 대응하는 제2 RF 파트의 발진 신호를 제어할 수 있다.
다수 개의 RF-FE들 각각에 포함된 발진 제어 신호 발생기(QWG)들은 시간적으로 분리된 발진 제어 신호(Quench Waveform)를 통해 다수 개의 전압 제어 오실레이터(VCO)들이 서로 다른 시간에 공진하도록 전압 제어 오실레이터의 동작 시간을 결정할 수 있다.
예를 들어, 제1 RF-FE(Front End)에서 제1 발진 제어 신호 발생기(QWG 1)는 제1 전압 제어 오실레이터(VCO 1)에 입력되는 전류량을 조절하여 발진 여부를 제어하는 기능을 수행할 수 있다. 제1 발진 제어 신호기(QWG 1)는 제1 전압 제어 오실레이터(VCO 1)의 바이어스 전류(Bias Current)를 조절할 수 있다.
제1 전압 제어 오실레이터(VCO 1)는 바이어스 전류(Bias Current)가 임계 전류(Critical Current) 이상의 전류를 갖게 되면 발진할 수 있지만, 바이어스 전류가 임계 전류 이하의 전류를 갖게 되면 발진하지 않는다.
또 다른 실시예에 따르면, 트랜시버는 도 22와 같이 다수 개(예를 들어, L 개)의 송신 RF 파트 및 수신 RF 파트와 적어도 L 개의 안테나들을 포함할 수 있다.
이때, 제1 안테나에 대응하는 제1 RF 파트에 속한 제1 발진 제어 신호 발생기(Quenching Waveform Generator; QWG)들은 제1 안테나에 대응하는 제1 송신 RF 파트의 발진 신호 및 제1 수신 RF 파트의 발진 신호를 제어할 수 있다.
또한, 제2 안테나에 대응하는 제2 RF 파트에 속한 제2 발진 제어 신호 발생기들은 제2 안테나에 대응하는 제2 송신 RF 파트의 발진 신호 및 제2 수신 RF 파트의 발진 신호를 제어할 수 있다.
여기서, 각 발진 신호들은 동일한 주파수로 동작하는 복수의 전압 제어 오실레이터(Voltage Controlled Oscillator; VCO)들에 의해 생성될 수 있다. 그리고, 제1 발진 제어 신호 발생기들 및 제2 발진 제어 신호 발생기들은 각 발진 신호들이 서로 교차되지 않도록(Non-overlapped) 복수의 전압 제어 오실레이터들을 제어할 수 있다.
전압 제어 오실레이터들(VCO 1, VCO 2, ... , VCO L) 각각은 도 25와 같이 각각에 대응되는 서로 다른 위상 고정 루프와 발진 제어 신호 발생기에 의해서 조절될 수 있다. 또한, 실시예에 따라서 전압 제어 오실레이터들(VCO 1, VCO 2, ... , VCO L) 각각은 도 26과 같이 각각에 대응되는 발진 제어 신호 발생기와 공유된 위상 고정 루프에 의해 조절될 수도 있다. 여기서, 전압 제어 오실레이터(VCO)는 Super Regenerative Oscillator(SRO)에 의해 구현될 수 있다.
일 실시예에 따른 발진 제어 신호기들(QWG 1, QWG 2, ... , QWG L)은 다수의 전압 제어 오실레이터들 간의 상호 간섭 현상을 회피하기 위해서 도 22의 아래쪽 도면과 같이 발진 제어 신호들(Quench Waveform for RF-FE 1, RF-FE 2, ... , RF-FE N)이 비-교차(Non-overlapped) 되도록 발생시킬 수 있다.
도 23은 일 실시예에 따른 다수의 전압 제어 오실레이터들에 인가되는 비-교차되는 발진 제어 신호들(Non-overlapped Quenching Waveforms) 및 그에 따른 출력 포락선(output envelope)을 나타낸 도면이다.
다수의 발진 제어 신호 발생기들은 각각 비-교차되는 발진 제어 신호(Quenching Waveform)를 생성하여 대응하는 전압 제어 오실레이터들에 인가할 수 있다. 비-교차되는 발진 제어 신호를 수신한 전압 제어 오실레이터들은 출력 포락선(output envelope)이 발진 제어 신호와 교차되지 않도록 출력할 수 있다.
도 23에서 전압 제어 오실레이터(VCO) n-1에 대한 발진 제어 신호(Quenching Waveform)(2310)는 전압 제어 오실레이터(VCO) n-1의 동작 시간을 조절하는 신호이다. 그리고, 전압 제어 오실레이터(VCO) n에 대한 발진 제어 신호(2330)는 전압 제어 오실레이터(VCO) n의 동작 시간을 조절하는 신호이다.
이때, 전압 제어 오실레이터들 각각에 대한 발진 제어 신호(2310,2330)는 서로가 동시에 발진되지 않도록 설계될 수 있으며, 이를 통해서 다수의 오실레이터들이 동시에 동작할 때 서로에게 미치는 상호 간섭 현상을 회피할 수 있다.
발진 제어 신호(2310)와 발진 제어 신호(2330)은 연속으로 동작하는 전압 제어 오실레이터(VCO) n-1과 전압 제어 오실레이터(VCO) n을 조절하는 신호이며, 발진 제어 신호들 사이에는 보호 구간, 즉 가드 타임(Guard Time)(2350)이 존재할 수 있다.
가드 타임(2350)은 복수 개의 전압 제어 오실레이터들 중 어느 하나의 전압 제어 오실레이터의 출력이 다른 전압 제어 오실레이터의 출력에 간섭을 미치는 것을 방지하기 위한 시간 간격(interval)으로 이해될 수 있다. 즉, 가드 타임(2350)은 전압 제어 오실레이터(VCO) n-1의 출력이 전압 제어 오실레이터(VCO) n의 출력에 간섭을 미치는 것을 방지하기 위한 보호 구간이다.
이때, 가드 타임(2350)은 전압 제어 오실레이터의 방전(discharge)에 따라 출력 포락선(output envelope)(2320)이 사라지는 동안 발생하는 발진 지연 시간(Quenching Delay)(2360) 보다 충분히 클 수 있다.
따라서, 일 실시예에서는 전압 제어 오실레이터(VCO) n-1의 출력 포락선(output envelope)(2320)이 전압 제어 오실레이터(VCO) n의 발진(oscillation) 구간과 교차되어 전압 제어 오실레이터(VCO) n의 입력으로 전달됨에 따라 발생하는 상호 간섭 현상을 방지할 수 있다.
도 23에서 발진 제어 주기(Quenching Interval)(2370)는 다음과 같이 결정될 수 있다.
예를 들어, 총 L개의 전압 제어 오실레이터들이 있다고 가정할 때, L개의 전압 제어 오실레이터들이 모두 순차적으로 동작을 마치게 되면 다시 오실레이터 1이 동작하는 과정을 반복할 수 있다. 이때, 동작 제어를 통해 L개의 전압 제어 오실레이터들이 모두 순차적으로 동작을 마치게 되는 시간이 발진 제어 주기(Quenching Interval)(2370)로 결정될 수 있다.
일 실시예에서 L개의 발진 제어 신호기들은 L개의 발진 제어 신호들이 순차적으로 발생하도록 제어하여 다수의 오실레이터 출력 신호간에 독립적인 동작을 보장하게 되며 이를 통해서 다중 경로 이득을 상호 간섭 현상 없이 확보할 수 있다.
도 24는 일 실시예에 따른 비-교차되는 발진 제어 신호들을 이용한 다중 경로 다이버시티에 기초한 수신 RF 파트의 구조를 나타낸 도면이다.
도 24를 참조하면, 주파수 발생기(Clock Generator)와 지연기(Delay D)를 이용하여 비-교차되는 발진 제어 신호를 생성하는 수신 RF 파트의 구조 및 수신 RF 파트에서 생성되는 발진 제어 신호들을 볼 수 있다.
일 실시예에 따른 수신 RF 파트는 트랜시버를 구성하는 다중 수신 안테나 다이버시티 수신기로 구현될 수 있다.
트랜시버(2400)는 복수의 수신 안테나들(2410), 제1 발진 제어 신호 발생기(QWG)(2420), 제2 발진 제어 신호 발생기(2430), 제1 전압 제어 오실레이터(VCO)(2440), 제2 전압 제어 오실레이터(2450), 지연기(Delay D)(2460) 및 클럭 생성기(Clock Generator)(2470)를 포함할 수 있다.
복수의 수신 안테나들(2410)은 적어도 제1 수신 안테나 및 제2 수신 안테나를 포함할 수 있다.
제1 발진 제어 신호 발생기(QWG)(2420)는 제1 수신 안테나에 대응하는 제1 수신 RF 파트의 발진 신호를 제어할 수 있다. 제2 발진 제어 신호 발생기(2430)는 제2 수신 안테나에 대응하는 제2 수신 RF 파트의 발진 신호를 제어할 수 있다.
발진 신호들은 동일한 주파수로 동작하는 제1 전압 제어 오실레이터 (2440) 및 제2 전압 제어 오실레이터(2450) 각각에 의해 생성될 수 있다. 즉, 제1 수신 RF 파트의 발진 신호는 제1 전압 제어 오실레이터(2440)에 의해 생성되고, 제2 수신 RF 파트의 발진 신호는 제2 전압 제어 오실레이터(2450)에 의해 생성될 수 있다. 이때, 제1 전압 제어 오실레이터(2440)와 제2 전압 제어 오실레이터(2450)는 서로 동일한 주파수로 동작할 수 있다.
그리고, 제1 발진 제어 신호 발생기(2420) 및 제2 발진 제어 신호 발생기(2430)는 발진 신호들(제1 수신 RF 파트의 발진 신호 및 제2 수신 RF 파트의 발진 신호)이 서로 교차되지 않도록(Non-overlapped) 제1 전압 제어 오실레이터(2440) 및 제2 전압 제어 오실레이터(2450)를 제어할 수 있다.
이때, 제1 수신 RF 파트의 발진 신호와 제2 수신 RF 파트의 발진 신호 사이에는 도 23의 2350과 같은 가드 타임(Guard Time)이 존재할 수 있다.
가드 타임(Guard Time)은 복수 개의 전압 제어 오실레이터들 중 어느 하나의 전압 제어 오실레이터의 출력이 다른 전압 제어 오실레이터의 출력에 간섭을 미치는 것을 방지하기 위한 구간으로 이해될 수 있다. 가드 타임은 어느 하나의 전압 제어 오실레이터의 방전(discharge)에 따른 발진 지연(Quenching Delay)보다 큰 시간 값을 가질 수 있다.
이를 위해, 제1 발진 제어 신호 발생기(2420)는 대응하는 제1 전압 제어 오실레이터(2440)에 입력되는 전류량을 조절함으로써 제1 전압 제어 오실레이터(2440)의 발진 시점을 조절할 수 있다. 마찬가지로, 제2 발진 제어 신호 발생기(2430)는 대응하는 제2 전압 제어 오실레이터(2450)에 입력되는 전류량을 조절함으로써 제2 전압 제어 오실레이터(2450)의 발진 시점을 조절할 수 있다.
제1 발진 제어 신호 발생기(2420) 및 제2 발진 제어 신호 발생기(2430)는 도 23과 같이 각각에 대응하는 전압 제어 오실레이터의 바이어스 전류가 미리 설정된 임계 전류(critical current)에 해당하는 때에 대응하는 전압 제어 오실레이터가 발진하도록 대응하는 전압 제어 오실레이터의 발진 시점을 조절할 수 있다.
이때, 일 실시예에서는 전압 제어 오실레이터의 발진 시점을 조절하기 위해 지연기(Delay D)(2460) 및 클럭 생성기(Clock Generator)(2470)를 이용할 수 있다.
즉, 클럭 생성기(Clock Generator)(2470)에 의해 생성된 동일한 클럭을 지연기(Delay D)(2460)에 의해 지연시켜 제2 발진 제어 신호 발생기(2430)에 인가함으로써 제2 전압 제어 오실레이터(2450)의 발진 시점을 조절할 수 있다.
도 25는 일 실시예에 따른 다수의 위상 고정 루프, 전압 제어 오실레이터들 및 발진 제어 신호 발생기들을 포함하는 트랜시버의 개념을 나타낸 도면이다.
도 25를 참조하면, 독립적인 다수의 위상 고정 루프(PLL)들, 전압 제어 오실레이터(VCO)들 및 발진 제어 신호 발생기(QWG)들에 의해 위상 고정 루프의 스위칭 기법과 다중 경로 다이버시티 기법이 결합된 트랜시버의 구조를 살펴볼 수 있다.
여기서, 위상 고정 루프(PLL)는 전압 제어 오실레이터(VCO)에 입력되는 전압을 조절하여 동작 주파수를 제어할 수 있고, 발진 제어 신호 발생기(QWG)는 전압 제어 오실레이터(VCO)에 입력되는 전류 량을 조절하여 발진 여부를 제어할 수 있다.
이때, 발진 제어 신호 발생기(QWG)는 전압 제어 오실레이터(VCO)의 바이어스 전류(Bias Current)를 조절할 수 있다.
도 25에서 각각의 전압 제어 오실레이터(VCO)는 서로 다른 위상 고정 루프(PLL)와 발진 제어 신호 발생기(QWG)에 의해서 조절될 수 있다. 위상 고정 루프(PLL)는 전압 제어 오실레이터(VCO)의 동작 주파수를 결정하며, 발진 제어 신호 발생기(QWG)는 전압 제어 오실레이터(VCO)의 동작 시간을 결정할 수 있다.
일 실시예에 따른 발진 제어 신호 발생기(QWG)들은 다수의 전압 제어 오실레이터(VCO)들 간의 상호 간섭 현상을 회피하기 위해서 도 23과 같이 발진 제어 신호들이 비-교차(Non-overlapped) 되도록 발생시킬 수 있다.
도 26은 일 실시예에 따른 트랜시버의 송신 RF 파트와 수신 RF 파트가 위상 고정 루프(PLL)를 공유하는 구성을 나타낸 도면이다.
도 26을 참조하면, 일 실시예에 따른 트랜시버(2600)는 송신 RF 파트(2610), 위상 고정 루프(2630) 및 수신 RF 파트(2650)를 포함할 수 있다.
송신 RF 파트(2610)는 송신 발진 제어 신호 발생기(QWG Tx)(2611) 및 송신 전압 제어 오실레이터(VCO Tx)(2613)를 포함할 수 있다.
송신 발진 제어 신호 발생기(2611)는 송신 전압 제어 오실레이터(2613)에 의해 생성되는 발진 신호의 발진 시점을 제어할 수 있다. 예를 들어, 송신 발진 제어 신호 발생기(2611)는 송신 전압 제어 오실레이터(2613)에 입력되는 전류량을 조절하여 송신 전압 제어 오실레이터(2613)의 동작 시간을 결정할 수 있다.
위상 고정 루프(2630)는 송신 전압 제어 오실레이터(2613) 및 수신 전압 제어 오실레이터(2653)에 입력되는 전압을 조절하여 송신 RF 파트(2610) 및 수신 RF 파트(2650)에 대한 동작 주파수를 제어(결정)할 수 있다.
이때, 송신 전압 제어 오실레이터(2613) 및 수신 전압 제어 오실레이터(2653)는 동일한 주파수로 동작할 수 있다.
수신 RF 파트(2650)는 수신 발진 제어 신호 발생기(QWG Rx)(2651) 및 수신 전압 제어 오실레이터(VCO Rx)(2653)를 포함할 수 있다.
수신 발진 제어 신호 발생기(2651)는 수신 전압 제어 오실레이터(2653)에 의해 생성되는 발진 신호의 발진 시점을 제어할 수 있다.
이때, 송신 발진 제어 신호 발생기(2611) 및 송신 발진 제어 신호 발생기(2651)는 각각에 대응하는 전압 제어 오실레이터에서 생성되는 발진 신호들이 서로 교차되지 않도록(Non-overlapped) 송신 전압 제어 오실레이터(2613) 및 수신 전압 제어 오실레이터(2653)를 제어할 수 있다.
도 27은 다른 실시예에 따른 트랜시버의 구성을 나타낸 도면이다.
도 27을 참조하면, 트랜시버(2700)는 제1 RF 파트(2710), 제2 RF 파트(2730) 및 복수의 안테나들(2750)을 포함할 수 있다.
제1 RF 파트(2710)는 제1 안테나에 대응하는 제1 송신 RF 파트(2713), 제1 위상 고정 루프(PLL)(2716) 및 제1 수신 RF 파트(2719)를 포함할 수 있다.
제2 RF 파트(2730)는 제2 안테나에 대응하는 제2 송신 RF 파트(2733), 제2 위상 고정 루프(PLL)(2736) 및 제2 수신 RF 파트(2739)를 포함할 수 있다.
이때, 제1 위상 고정 루프(PLL)(2716) 및 제2 위상 고정 루프(PLL)(2736) 각각은 각각 해당 수신 파트로 수신 주파수를 제공하고, 해당 송신 파트로 송신 주파수를 제공하며, 해당 수신 파트 또는 해당 송신 파트가 활성화되었는지 여부에 따라 제어될 수 있다.
여기서, 제1 송신 RF 파트(2713) 및 제2 송신 RF 파트(2733)의 구성은 도 26의 송신 RF 파트(2610)의 구성과 동일하고, 제1 수신 RF 파트(2719) 및 제2 수신 RF 파트(2739)의 구성은 도 26의 수신 RF 파트(2650)의 구성과 동일하므로 해당 부분의 설명을 참고하도록 한다.
이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 상기의 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다.
그러므로, 다른 구현들, 다른 실시예들 및 특허청구범위와 균등한 것들도 후술하는 특허청구범위의 범위에 속한다.
200: 트랜시버
210: 수신(Rx) RF 파트 230: 위상 고정 루프(PLL)
231: 위상 주파수 감지부(PFD) 240: 단일의 공통 제어 회로
241: 주 전하 펌프(Main CP) 243: 루프 필터(LP)
245: 부정합 보상부(Mismatch Compensation)
247: 누출 보상부(Leakage Compensation)
248, 249: 스위치 250: 전압 제어 오실레이터(VCO)들
251: 수신 전압 제어 오실레이터(VCO Rx)
253: 송신 전압 제어 오실레이터(VCO Tx)
270: 송신(Tx) RF 파트 280: 분주기(Divider)

Claims (12)

  1. 제1 RF 파트의 발진 신호를 제어하는 제1 발진 제어 신호 발생기(QWG); 및
    제2 RF 파트의 발진 신호를 제어하는 제2 발진 제어 신호 발생기
    를 포함하고,
    상기 발진 신호들은
    동일한 주파수로 동작하는 제1 전압 제어 오실레이터(Voltage Controlled Oscillator; VCO) 및 제2 전압 제어 오실레이터 각각에 의해 생성되고,
    상기 제1 발진 제어 신호 발생기 및 상기 제2 발진 제어 신호 발생기는
    상기 발진 신호들이 시간적으로 서로 교차되지 않도록(Non-overlapped) 상기 제1 전압 제어 오실레이터 및 상기 제2 전압 제어 오실레이터의 발진 시점을 각각 제어하는 트랜시버.
  2. 제1항에 있어서,
    하나의 안테나
    를 더 포함하고,
    상기 제1 발진 제어 신호 발생기는
    상기 하나의 안테나에 대응하는 제1 RF 파트의 발진 신호를 제어하고,
    상기 제2 발진 제어 신호 발생기는
    상기 하나의 안테나에 대응하는 제2 RF 파트의 발진 신호를 제어하는 트랜시버.
  3. 제1항에 있어서,
    적어도 제1 안테나 및 제2 안테나를 포함하는 복수의 안테나들
    을 더 포함하고,
    상기 제1 발진 제어 신호 발생기는
    상기 제1 안테나에 대응하는 제1 RF 파트의 발진 신호를 제어하고,
    상기 제2 발진 제어 신호 발생기는
    상기 제2 안테나에 대응하는 제2 RF 파트의 발진 신호를 제어하는 트랜시버.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 발진 제어 신호 발생기 및 상기 제2 발진 제어 신호 발생기는
    대응하는 전압 제어 오실레이터에 입력되는 전류량을 조절함으로써 상기 대응하는 전압 제어 오실레이터의 발진 시점을 조절하는 트랜시버.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1 발진 제어 신호 발생기 및 상기 제2 발진 제어 신호 발생기는
    상기 대응하는 전압 제어 오실레이터의 바이어스 전류가 미리 설정된 임계 전류(critical current)에 해당하는 때에 상기 대응하는 전압 제어 오실레이터가 발진하도록 상기 대응하는 전압 제어 오실레이터의 발진 시점을 조절하는 트랜시버.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제1 RF 파트의 발진 신호와 상기 제2 RF 파트의 발진 신호 사이에는
    복수 개의 전압 제어 오실레이터들 중 어느 하나의 전압 제어 오실레이터의 출력이 다른 전압 제어 오실레이터의 출력에 간섭을 미치는 것을 방지하기 위한 가드 타임(Guard Time)이 있는 트랜시버.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 가드 타임은
    상기 어느 하나의 전압 제어 오실레이터의 방전(discharge)에 따른 발진 지연(Quenching Delay)보다 큰 시간 값을 가지는 트랜시버.
  8. 적어도 제1 안테나 및 제2 안테나를 포함하는 복수의 안테나들;
    상기 제1 안테나에 대응하는 제1 송신 RF 파트의 발진 신호 및 제1 수신 RF 파트의 발진 신호를 제어하는 제1 발진 제어 신호 발생기(Quenching Waveform Generator; QWG)들; 및
    상기 제2 안테나에 대응하는 제2 송신 RF 파트의 발진 신호 및 제2 수신 RF 파트의 발진 신호를 제어하는 제2 발진 제어 신호 발생기들
    을 포함하고,
    상기 발진 신호들은 동일한 주파수로 동작하는 복수의 전압 제어 오실레이터(Voltage Controlled Oscillator; VCO)들에 의해 생성되고,
    상기 제1 발진 제어 신호 발생기들 및 상기 제2 발진 제어 신호 발생기들은 상기 발진 신호들이 시간적으로 서로 교차되지 않도록(Non-overlapped) 상기 복수의 전압 제어 오실레이터들의 발진 시점을 각각 제어하는 트랜시버.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제1 발진 제어 신호 발생기들 및 상기 제2 발진 제어 신호 발생기들은
    대응하는 전압 제어 오실레이터들에 입력되는 전류량을 조절함으로써 상기 대응하는 전압 제어 오실레이터들의 발진 시점을 조절하는 트랜시버.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 발진 신호들 사이에는
    상기 복수의 전압 제어 오실레이터들 중 어느 하나의 전압 제어 오실레이터의 출력이 다른 전압 제어 오실레이터의 출력에 간섭을 미치는 것을 방지하기 위한 가드 타임(Guard Time)이 있는 트랜시버.
  11. 적어도 제1 안테나 및 제2 안테나를 포함하는 복수의 안테나들;
    상기 제1 안테나에 대응하는 제1 송신 RF 파트 및 제1 수신 RF 파트를 포함하는 제1 RF 파트; 및
    상기 제2 안테나에 대응하는 제2 송신 RF 파트 제2 수신 RF 파트를 포함하는 제2 RF 파트
    를 포함하고,
    상기 제1 RF 파트는,
    제1 수신 파트로 수신 주파수를 제공하고, 제1 송신 파트로 송신 주파수를 제공하며, 상기 제1 수신 파트 또는 상기 제1 송신 파트가 활성화되었는지 여부에 따라 제어되는 제1 위상 고정 루프(Phase Lock Loop; PLL);
    동일한 주파수로 동작하며 제1 송신 파트를 위한 발진 신호를 생성하고, 제1 수신 파트를 위한 발진 신호를 생성하는 복수의 제1 전압 제어 오실레이터들; 및
    상기 제1 송신 파트를 위한 발진 신호와 상기 제1 수신 파트를 위한 발진 신호가 시간적으로 서로 교차되지 않도록(Non-overlapped) 상기 복수의 제1 전압 제어 오실레이터들의 발진 시점을 각각 제어하는 제1 발진 제어 신호 발생기들
    을 포함하고,
    상기 제2 RF 파트는
    제2 수신 파트로 수신 주파수를 제공하고, 제2 송신 파트로 송신 주파수를 제공하며, 상기 제2 수신 파트 또는 상기 제2 송신 파트가 활성화되었는지 여부에 따라 제어되는 제2 위상 고정 루프(PLL);
    동일한 주파수로 동작하며 제2 송신 파트를 위한 발진 신호를 생성하고, 제2 수신 파트를 위한 발진 신호를 생성하는 복수의 제2 전압 제어 오실레이터들; 및
    상기 제2 송신 파트를 위한 발진 신호와 상기 제2 수신 파트를 위한 발진 신호가 시간적으로 서로 교차되지 않도록 상기 복수의 제2 전압 제어 오실레이터들의 발진 시점을 각각 제어하는 제2 발진 제어 신호 발생기들을 포함하는, 트랜시버.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 발진 제어 신호 발생기들은
    상기 제1 송신 파트 및 상기 제2 송신 파트를 위한 발진 신호들 및 상기 제1 수신 파트 및 상기 제2 송신 파트를 위한 발진 신호들이 서로 교차되지 않도록(Non-overlapped) 대응되는 전압 제어 오실레이터들을 제어하는 트랜시버.
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Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102211727B1 (ko) * 2014-01-20 2021-02-03 삼성전자주식회사 디지털 위상 고정 루프, 디지털 위상 고정 루프를 제어하는 방법 및 디지털 위상 고정 루프를 이용한 초저전력 송수신기
KR102482224B1 (ko) * 2015-09-17 2022-12-29 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 장치 및 방법
KR102387572B1 (ko) 2017-04-20 2022-04-18 삼성전자주식회사 무선 통신 장치 및 방법
JP7181884B2 (ja) * 2017-10-12 2022-12-01 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 位相同期回路
US10727838B2 (en) * 2018-07-13 2020-07-28 Qualcomm Incorporated Systems and methods for power conservation in a phase locked loop (PLL)
KR102527676B1 (ko) * 2018-07-13 2023-05-03 삼성전자주식회사 위상 고정 루프 회로
US10924123B2 (en) 2018-12-13 2021-02-16 Texas Instruments Incorporated Phase-locked loop (PLL) with direct feedforward circuit
US10700688B1 (en) * 2018-12-14 2020-06-30 Intel Corporation Low power and low jitter phase locked loop with digital leakage compensation
CN109799868B (zh) * 2018-12-29 2022-10-11 晶晨半导体(上海)股份有限公司 一种数字频率生成器的相位差值器误差补偿方法
US10693477B1 (en) 2019-03-21 2020-06-23 Apple Inc. Voltage-to-current converter circuit
CN115104260A (zh) * 2020-02-20 2022-09-23 株式会社索思未来 相位同步电路、收发电路以及半导体集成电路

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050250452A1 (en) 2004-05-07 2005-11-10 Qual Comm Incorporated Power-efficient multi-antenna wireless device
JP2006165703A (ja) 2004-12-02 2006-06-22 Sharp Corp Ｐｌｌ回路
US20070149143A1 (en) 2005-10-21 2007-06-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Local oscillation frequency generation apparatus and wireless transceiver having the same

Family Cites Families (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5935534B2 (ja) * 1980-02-20 1984-08-29 株式会社東芝 Ｐｌｌ回路
JPS5730414A (en) * 1980-07-30 1982-02-18 Fujitsu Ltd Offset automatic compensating system
JPH0434589Y2 (ko) * 1986-06-27 1992-08-18
US5715044A (en) * 1987-08-14 1998-02-03 Boeing North American, Inc. Laser radar
JPH0199433A (ja) * 1987-10-09 1989-04-18 Nec Corp バランス型正負電流源回路
JPH06132849A (ja) * 1992-10-22 1994-05-13 Hitachi Ltd 無線機および携帯電話機
JPH07212335A (ja) * 1994-01-25 1995-08-11 Alps Electric Co Ltd 時分割多重複信方式の送受信機
US6072371A (en) 1997-06-16 2000-06-06 Trw Inc. Quenchable VCO for switched band synthesizer applications
US6366622B1 (en) * 1998-12-18 2002-04-02 Silicon Wave, Inc. Apparatus and method for wireless communications
US6281758B1 (en) 1999-09-30 2001-08-28 Conexant Systems, Inc. Differential LC-VCO, charge pump, and loop filter architecture for improved noise-immunity in integrated phase-locked loops
JP3818624B2 (ja) * 2000-02-23 2006-09-06 株式会社ルネサステクノロジ 無線通信システム
JP3749075B2 (ja) * 2000-03-29 2006-02-22 三洋電機株式会社 発振出力切替装置及び無線電話装置
KR20020035190A (ko) 2000-11-04 2002-05-11 윤종용 락 시간을 단축시키는 제어회로를 구비하는 위상동기루프회로
US6700450B2 (en) * 2002-07-29 2004-03-02 Cognio, Inc. Voltage-controlled oscillator with an automatic amplitude control circuit
US6741842B2 (en) * 2002-09-30 2004-05-25 Motorola, Inc. System and method for frequency management in a communication device having a positioning device
US6834183B2 (en) * 2002-11-04 2004-12-21 Motorola, Inc. VCO gain tracking for modulation gain setting calibration
US20040198260A1 (en) * 2003-02-11 2004-10-07 Andreas Molisch UWB communication system with shaped signal spectrum
JP2006033488A (ja) * 2004-07-16 2006-02-02 Renesas Technology Corp 通信用半導体集積回路
EP1798864A4 (en) * 2004-09-30 2013-07-31 Brother Ind Ltd WIRELESS LABEL COMMUNICATION DEVICE, WIRELESS LABEL, WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM AND METHOD OF WIRELESS COMMUNICATION
JP4438013B2 (ja) * 2005-02-17 2010-03-24 パイオニア株式会社 通信装置および通信方法
US7242255B1 (en) 2005-05-02 2007-07-10 Sun Microsystems, Inc. Method and apparatus for minimizing phase error and jitter in a phase-locked loop
US7342465B2 (en) * 2005-10-20 2008-03-11 Honeywell International Inc. Voltage-controlled oscillator with stable gain over a wide frequency range
US8254865B2 (en) * 2006-04-07 2012-08-28 Belair Networks System and method for frequency offsetting of information communicated in MIMO-based wireless networks
US8164369B2 (en) 2008-11-12 2012-04-24 Qualcomm Incorporated Techniques for minimizing control voltage noise due to charge pump leakage in phase locked loop circuits
US8254849B2 (en) * 2009-04-02 2012-08-28 Qualcomm Incorporated FM radio frequency plan using programmable output counter
US8018293B2 (en) 2009-06-17 2011-09-13 Qualcomm Incorporated Configurable wide tuning range oscillator core
CN201550107U (zh) * 2009-11-19 2010-08-11 成都九洲迪飞科技有限责任公司 宽带收发机
JP5225474B2 (ja) * 2009-12-22 2013-07-03 株式会社東芝 無線装置
EP2355362B1 (en) 2010-02-05 2015-01-14 Intel Mobile Communications GmbH Rf transceiver and modem comprising such a transceiver
JP2011244086A (ja) * 2010-05-14 2011-12-01 Renesas Electronics Corp 発振回路
JP2012019378A (ja) * 2010-07-08 2012-01-26 Nec Corp 通信装置、通信装置の制御方法、及びプログラム
JP5573484B2 (ja) * 2010-08-13 2014-08-20 ソニー株式会社 位相同期回路および無線通信装置
KR101300829B1 (ko) 2010-12-03 2013-08-29 건국대학교 산학협력단 패스트 락킹 기법을 사용한 위상고정루프 회로 및 그 방법
KR101226205B1 (ko) 2010-12-03 2013-01-28 건국대학교 산학협력단 2단계 부정합 조정 기법을 사용한 전하 펌프
CN102324932B (zh) * 2011-09-13 2013-06-12 海能达通信股份有限公司 射频合成器和收发机

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050250452A1 (en) 2004-05-07 2005-11-10 Qual Comm Incorporated Power-efficient multi-antenna wireless device
JP2006165703A (ja) 2004-12-02 2006-06-22 Sharp Corp Ｐｌｌ回路
US20070149143A1 (en) 2005-10-21 2007-06-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Local oscillation frequency generation apparatus and wireless transceiver having the same

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