KR101114674B1 - 임피던스 측정을 위한 초퍼 안정화 계측증폭기 - Google Patents
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Abstract
본 발명은 초퍼안정화 계측증폭기에 관한 것이다. 증폭기는 매우 낮은 전력소모에서 저주파로 안정적인 측정을 달성하도록 구성된다. 계측증폭기는 증폭기에 의해 출력되는 출력 신호로부터 생성되는 오프셋과 잡음을 실질적으로 제거하기 위해 차동 구조와 혼합 증폭기를 사용한다. 저전력에서의 초퍼 안정화에 대한 결과인 동적 결함, 즉 글리칭은 혼합 증폭기와 피드백 안쪽의 낮은 임피던스 노드들에서의 초핑 조합을 통해 실질적으로 제거될 수 있다. 증폭기의 신호경로는 초퍼 주파수 대역 혹은 초퍼 주파수의 고조파 주파수 대역에서 신호 전송로에 들어오는 외부 신호나 잡음의 왜곡을 최소화함으로써 연속 시간 시스템으로 동작한다. 이와 같은 증폭기는 이식가능형 의료기기 등과 같이 안정적이고 저잡음의 출력신호를 제공하기 위한 저전력 시스템에 사용될 수 있다.
계측증폭기, 혼합 증폭기, 차동 신호, 초핑, 피드백 경로, 잡음, 이식가능형 의료기기
Description
본 발명은 증폭기에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 정밀한 신호를 측정하기 위한 계측증폭기에 관한 것이다.
계측증폭기(instrumentation amplifier)는 다양한 테스트와 측정 신호를 정확히 측정하기 위해 사용된다. 예를 들면, 의료 계측증폭기는 심전도(ECG)나 근전도(EMG), 뇌파(EEG), 압력, 체저항 혹은 움직임 신호 등과 같은 생리학적 신호를 측정하도록 구성될 수 있다. 일반적으로 계측증폭기는 낮은 오프셋과 낮은 드리프트, 적은 소음, 높은 동상 신호 제거(high common mode rejection), 높은 루프 이득, 높은 입력 저항을 나타내는 차동 증폭기(differential amplifier)로 구성된다. 많은 경우에 있어서, 계측증폭기는 높은 수준의 정확도를 위해 회로 요소들의 신중한 조합과 미세한 조정이 요구된다.
계측증폭기는 이산 신호 표본을 얻기 위한 이산 시간 스위치된(discreet time swiched) 캐패시터 구조로 구성될 수 있다. 그러나 이산 시간 구조는 바람직 하지 못한 신호와 잡음의 왜곡(aliasing)을 발생시켜 측정 신호의 정확도를 손상시킬 수 있다. 이에 대한 대안으로써 계측증폭기는 잡음과 오프셋을 제거하기 위해 측정 신호를 보다 높은 주파수 대역으로 상향 변조하는 초퍼 회로로 이루어진 초퍼 안정화 구조를 사용할 수 있다. 하지만 초퍼 안정화 구조는 통과 대역에서 큰 리플이 나타나는 제한된 대역을 가지고 있다. 리플은 저전력 응용에서 초퍼 안정화 디자인의 구현을 어렵게 할 수 있다.
발명의 요약
본 발명은 초퍼 안정화 계측증폭기(chopper stabilized instrumentation amplifier)에 관한 것이다. 증폭기는 매우 낮은 전력소모로 저주파에서 안정적인 측정을 달성하도록 구성된다. 계측증폭기는 증폭기에 의해 출력되는 출력 신호로부터 생성되는 오프셋과 잡음을 실질적으로 제거하기 위해 차동 구조(differential architecture)와 혼합 증폭기(mixer amplifier)를 사용한다. 저전력에서의 초퍼 안정화로부터 발생하는 글리칭(glitching)과 같은 동적 결함(dynamic limitations)은 혼합 증폭기에서 저 임피던스 노드(node)들에서의 초핑(chopping)과 피드백의 조합을 통해 실질적으로 제거되거나 감소될 수 있다. 증폭기의 신호경로는 연속 시간 시스템(continuous time system)으로 동작하여 촙 주파수 대역 혹은 촙 주파수의 고조파 주파수 대역에서 신호 전송로에 들어오는 외부 신호나 잡음의 왜곡(aliasing)을 최소화한다. 의료기기(implantable medical device) 등과 같은 저전력 시스템에 사용되어 안정적이고 저잡음의 출력신호를 제공할 수 있다. 초퍼 안정화 계측용 증폭기는 생리학적 신호 감지(sensing), 임피던스 감지, 원격 측정법 또는 기타 다른 테스트나 측정용 응용 기기에 사용될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 본 발명은 생물학적 로드(load)에 인가할 클락 주파수의 교류 자극 전류를 생성하는 교류 전류(AC) 전원과, 상기 자극 전류에 응하여 상기 부하로부터 차동 입력 신호를 수신하기 위해 커플링되며, 상기 차동 입력 신호를 증폭하여 증폭된 신호를 생성하고 클락 주파수에서 상기 증폭된 신호를 복조하여 출력신호를 생성하는 혼합 증폭기와, 클락 주파수에서 상기 출력 신호의 진폭을 변조하는 제2변조기와, 상기 변조된 출력 신호를 차동 피드백 신호로서 차동 입력 신호에 인가하는 피드백 경로를 포함하는 생물 의학적 임피던스 감지 장치를 제공한다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 본 발명은 클락 주파수에서 교류(AC) 자극 전류를 생성하는 단계, 상기 자극 전류를 부하에 적용하여 차동 입력 신호를 생성하는 단계, 혼합증폭기에서 상기 차동 입력신호를 증폭하여 증폭된 신호를 생성하는 단계, 상기 혼합 증폭기의 증폭된 신호를 클락 주파수에서 복조하여 출력 신호를 생성하는 단계, 상기 출력신호의 진폭을 클락 주파수에서 변조하여 차동 피드백 신호를 생성하는 단계 및 제1피드백 경로를 통해 상기 변조된 출력 신호를 차동 피드백 신호로서 상기 차동 입력 신호에 인가하는 단계를 포함하는 방법을 제공한다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 본 발명은 부하에 인가할 클락 주파수의 교류 자극 전류를 생성하는 교류(AC) 전원, 상기 부하로부터 상기 자극 전류에 대응하여 차동 입력 신호를 수신하기 위하여 커플링되며, 상기 차동 입력 신호를 증폭하여 증폭된 신호를 생성하고, 클락 주파수에서 상기 증폭된 신호를 복조하여 출력신호를 생성하는 혼합 증폭기, 클락 주파수에서 상기 출력신호의 진폭을 변조하는 제2변조기 및 상기 변조된 출력신호를 차동 피드백 신호로서 차동 입력신호에 인가하는 피드백 경로를 포함하는 초퍼 안정화 계측증폭기를 제공한다.
본 발명의 여러 실시예들은 이후 본 명세서의 기재 및 첨부 도면에 의해 구체적으로 설명될 것이다. 본 발명의 다른 특징이나 목적 및 장점은 이러한 기재 및 도면, 그리고 청구항으로부터 명확해질 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 저전력으로 저주파에서 안정적인 측정을 수행할 수 있는 초퍼 안정화 계측증폭기의 구성을 도시한 블록도이다.
도 2는 도 1에 도시된 계측증폭기의 신호 흐름 경로를 나타낸 도면이다.
도 3A-D는 도 2에 도시된 신호 흐름 경로의 다양한 단계에서의 신호의 주파수 성분을 나타낸 그래프들이다.
도 4A-D는 도2에 나나탄 신호 흐름 경로의 서로 다른 단계에서의 신호를 나타낸 그래프들이다.
도 5는 초퍼 안정화 계측증폭기의 전형적인 잡음 성능을 나타낸 그래프이다.
도 6은 계측증폭기의 일부를 구성하는 초퍼 안정화 혼합 증폭기의 회로도이다.
도 7은 도 1의 계측증폭기의 실시예를 더욱 자세하게 도시한 블록도이다.
도 8은 전압 신호를 측정하기 위한 도 1의 계측증폭기의 실시예를 도시한 회로도이다.
도 9는 임피던스를 측정하기 위한 도1의 계측증폭기의 다른 실시예를 도시한 회로도이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 고대역 필터(high pass filter)로 구성된 네거티브 피드백 경로를 포함한 계측증폭기의 신호 경로 흐름을 나타낸 도면이다.
도 11은 도 10의 계측증폭기의 회로도이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 입력 임피던스를 증가시키기 위한 포지티브 피드백 경로를 포함한 계측증폭기의 신호 경로 흐름을 나타낸 도면이다.
도 13은 도 12의 계측증폭기의 회로도이다.
도 14A는 수신된 원격 측정용 신호를 복조하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 계측증폭기의 신호 경로 흐름을 나타낸 도면이다.
도 14B는 도 14A의 원격 측정용으로 구성된 계측증폭기의 안테나 입력과 피드백 회로의 회로도이다.
도 15A는 도 14A의 원격 측정용으로 구성된 계측증폭기의 블록도이다.
도 15B는 도 15A의 클락 동기 장치를 자세히 도시한 블록도이다.
도 16은 측정 및/또는 원격 측정을 위한 하나 이상의 계측증폭기를 포함한 이식 가능한 의료기기의 블록도이다.
도 17은 원격 측정을 위한 하나 이상의 계측증폭기를 포함한 이식 가능한 의료기기의 블록도이다.
본 발명은 초퍼 안정화 계측증폭기(chopper-stabilized instrumentation amplifier)에 관한 것이다. 증폭기는 매우 낮은 전력소모에서 저주파로 안정적인 측정을 달성하도록 구성된다. 계측증폭기는 증폭기에 의해 출력되는 출력 신호로부터 생성되는 오프셋과 잡음을 실질적으로 제거하기 위해 차동 구조와 혼합 증폭기를 사용한다. 저전력에서의 초퍼 안정화로부터 발생하는 글리칭과 같은 동적 결함은 혼합 증폭기에서 저 임피던스 노드들에서의 초핑과 피드백의 조합을 통해 실질적으로 제거되거나 감소될 수 있다. 증폭기의 신호경로는 촙 주파수 대역 혹은 촙 주파수의 고조파 주파수 대역에서 신호 전송로에 들어오는 외부 신호나 잡음의 왜곡을 최소화함으로써 연속 시간 시스템으로 동작한다. 이와 같은 방식으로, 계측증폭기는 이식가능형 의료기기 등과 같은 저전력 시스템에 사용되어 안정적이고 저잡음의 출력신호를 제공할 수 있다.
예를 들면, 의료 계측증폭기는 심전도(ECG)나 근전도(EMG), 뇌파(EEG), 압력, 체저항, 움직임 신호 및 기타 신호들과 같은 생리학적 신호를 측정하기 위해서 의료 계측증폭기를 초퍼 안정화 계측증폭기로 구성할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서, 계측증폭기는 저주파 전압 신호를 얻기 위하여 초핑되는(chopped) 용량소자 기반(capacitor-based)의 프론트엔드(front end)를 포함할 수 있다. 다른 실 시예로써, 계측증폭기는 임피던스 측정을 위하여 쵸핑되는 전류 전원 기반의 프론트엔드를 포함할 수 있다. 또 다른 실시예로써, 계측증폭기는 다른 기기로부터 원격 측정용 신호를 수신하기 위한 안테나 기반의 프론트엔드를 포함할 수 있다. 본 발명의 계측증폭기는 생물 의학적 측정 응용기기뿐만 아니라 일반적인 목적의 테스트와 측정 응용기기 및 무선 원격 측정 응용기기에도 사용될 수 있다.
일반적으로 본 발명에 따른 계측증폭기는 매우 낮은 전력에서 동작하는 응용기기를 위해 구성될 수 있다. 예를 들어 제한된 전원으로 적어도 수개월 혹은 수년동안 동작해야하는 이식 가능한 의료 기기에 사용될 수 있다. 그러므로 장치의 수명을 증가시키기 위해서는 일반적으로 센싱 및 치료 회로(therapy circuit)가 매우 적은 전력을 소모하도록 디자인되어야 한다. 예를 들어 본 발명에서 개시되는 계측증폭기와 연동하는 센서 회로의 동작은 최대 2.0 마이크로암페어, 바람직하게는 1.0 마이크로암페어 이하의 전류를 공급받아 동작하도록 구성된다. 일 실시예에서, 이러한 센서 회로는 약 100 나노암페어와 1.0 마이크로암페어 사이의 범위에서 공급전원을 소모하게 된다. 이러한 센서는 일반적으로 마이크로파워 센서라고 불리운다. 예시의 목적으로 의료용 기기가 기술되었으나, 마이크로파워 센서는 의료용 및 비의료용 기기 테스트 및 측정에 다양하게 사용될 수 있다. 이러한 모든 경우에 있어, 센서는 정확하고 정밀한 측정을 제공하면서 매우 낮은 전력을 소모해야만 한다.
본 발명의 다양한 실시예에 따르면, 초퍼 안정화 계측증폭기는 프론트엔드와, 제1초퍼, 교류(AC) 증폭기, 제2초퍼, 높은 이득과 보상을 가지는 기 저대역(baseband) 증폭기 형태의 적분기 및 하나 이상의 피드백 경로를 포함할 수 있다. 증폭기와 제2초퍼 및 적분기는 합쳐서 혼합 증폭기로 불리울 수 있다. 계측증폭기의 신호경로는 촙 주파수 대역 혹은 촙 주파수의 고조파 주파수 대역(harmonics)에서 신호 전송로에 들어오는 잡음이나 기타 원치않는 신호들의 왜곡을 감소시킴으로써 연속 시간 시스템으로 동작한다. 프론트엔드는 테스트하거나 측정하고자하는 응용기기의 주파수 대역인 기저대역에서 차동 입력 신호를 생성한다. 여기서 기저대역은 측정 대역이라고 불리우기도 한다.
입력 신호의 증폭은 증폭기의 결함이나 다른 요인들로 인해 생겨나는 1/f 혹은 팝콘 잡음과 같은 저주파 잡음과 DC 오프셋을 발생시킬 수 있다. 이러한 DC 오프셋과 저주파 잡음을 감소시키기 위해서는 입력되는 응용기기의 입력 신호를 혼합 증폭기에 입력하기 이전에 프론트엔드의 제1초퍼단은 입력 신호를 초퍼 주파수에서 변조해야 한다. 입력신호가 증폭된 이후에는, 혼합 증폭기의 제2초퍼가 초퍼 주파수에서 입력신호를 복조하여 증폭된 기저대역 출력신호를 생성한다. 이 과정은 증폭기에 의해 생성되는 잡음과 오프셋을 초퍼 주파수 대역으로 제한하여 잡음과 오프셋이 측정 대역으로 들어오는 것을 방지한다.
혼합 증폭기는 신호가 낮은 임피던스 노드에서 쵸핑되어 빠른 변조 동작을 제공하는 변형된 폴디드 캐스코드(modified folded cascode) 증폭기 구조를 가질 수 있다. 혼합 증폭기는 복조된 신호로부터 초퍼 주파수의 잡음과 오프셋을 실질적으로 제거하여 측정 대역으로 낮은 잡음 신호가 통과하게 된다. 그러나 혼합 증폭기가 저전력에서 동작할 때, 증폭기의 대역폭이 제한될 수 있다. 제한된 대역폭은 출력신호에 리플 혹은 스파이크와 같은 결함(glitching)을 초래할 수 있다. 본 발명에서 개시되는 계측증폭기는 혼합 증폭기로 입력되는 입력의 신호변화가 비교적 작아지도록 네거티브 피드백을 제공한다. 추가적으로, 차동 대 단일 변환(differential-to-single conversion)을 제공하기 위한 피드백이 혼합 증폭기의 양쪽 입력에 제공될 수 있다. 결과적으로, 계측 증폭기는 전원으로부터 매우 낮은 전류를 공급받는 반면 낮은 잡음 출력과 안정성을 갖도록 구성될 수 있다.
성능 향상을 이루기 위해 추가적인 피드백 경로가 추가될 수 있다. 예를 들면, 계측증폭기의 입력 임피던스를 증가시키기 위하여 포지티브 피드백 경로를 사용할 수 있다. 다른 예로써, 고대역 통과 필터의 구성을 위해 또다른 네거티브 피드백 경로가 허용될 수 있다. 각각의 피드백 경로는 차동 피드백 경로일 수 있다. 이러한 추가적인 피드백 경로는 초퍼 안정화 증폭기가 구동하는데 있어서 필수적이진 않으나, 성능을 향상시킬 수 있다. 예를 들면, 이러한 피드백 경로는 계측증폭기가 사용되는 다양한 응용기기의 추가적인 신호 처리나 신호 검사를 위하여 추가될 수 있다.
본 발명은 이와 관련된 다양한 실시예가 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 계측증폭기가 입력되는 전압의 차이를 감지하는 경우, 프론트엔드가 연속 시간 스위치된 캐패시터 네트워크를 포함하는 것이 유용하다. 스위치된 캐패시터 네트워크는 촙 주파수에서 입력 전압 사이를 토글(toggle)시키는 스위치된 입력 캐패시터들의 차동 집합(differential set)을 포함한다. 스위치된 입력 캐패시터들을 초핑함으로써 입력 차동 신호가 초퍼 주파수로 상향변조되고, 혼합 증폭기의 차동 입력에서 변조된 신호가 나타난다. 이러한 실시예는 가속도계를 이용한 자세 및 행동 모니터링이나 압력 센서를 이용한 카테터 모니터링, 다른 압력과 관계된 생리학적 모니터링, 심박 모니터링, 뇌파 모니터링, 및 정확한 센서 측정이 필요한 마이크로파워 시스템이 필요한 생리학적 모니터링 응용기기 등과 같은 생리학적 모니터링 응용기기와 뇌파도에 사용되는 계측증폭기에 유용하다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 계측증폭기는 세포 조직 임피던스와 같은 생리적으로 중요한 임피던스를 측정하도록 구성될 수 있다. 이러한 임피던스를 측정하는 것은 폐부종이나 순간호흡곤란(수면질식), 급성 심장병 및 일반적인 세포 조직 임피던스와 같은 생리학적 상태를 측정하는데 사용될 수 있다. 이러한 임피던스 측정에 있어서 중요한 점은, 자극에 민감한 세포를 자극하지 않거나 전극 부식과 같은 유해한 효과를 발생하지 않도록 자극 전류가 약 10 마이크로암페아 이하로 작아야 하는 점이다. 이러한 실시예에 있어서는, 환자의 세포 조직을 통하여 혼합 증폭기에 AC로 연결된(coupled) 프론트엔드가 AC 변조 신호를 생성한다. 자극 전류의 응답으로 세포 조직 전압 신호의 진폭을 변조하기 위해 프론트엔드가 초퍼 주파수에서 자극 전류를 변조한다. 이 방법에 있어서, 세포 조직은 직류전류(DC)에 노출되서는 안된다. 자극 전류를 제어하는 클락과 혼합 증폭기의 촙 주파수를 제어하는 클락 사이의 상대적인 위상은 세포 조직의 저항 혹은 유도저항(reactance)를 측정하기 위한 계측증폭기를 고려하여 변경될 수 있다. 저항 측정에 있어서는, 통상적으로 프론트엔드와 혼합 증폭기의 촙 주파수는 서로 동상(in-phase) 관계에 있다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 계측증폭기는 수신기의 하향 혼합기와 같은 원격 측정 응용기기에 유용하도록 구성된다. 이러한 실시예에 있어서는, 계측증폭기는 환자 혹은 임상실험자, 이식가능형 펄스 생성기(IPG), 혹은 환자의 몸에 이식되며 무선통신을 통하여 임상실험자 혹은 환자 관리자와 통신할 수 있는 다른 이식가능형 의료기기(IMD) 등의 구성요소로 사용할 수 있다. 이러한 예시의 프론트엔드는 원격송신장치에 위치한 송신기와, 송신기로부터 전송되는 원격 측정 신호를 수신하기 위한 수신장치의 안테나를 포함한다. 예를 들어, 원격 측정 신호는 약 1kHz에서 1GHz 사이의 주파수 범위를 가질 수 있으며, 다른 실시예에서는 다른 주파수 대역에서 동작할 수 있음에도 약 175 kHz의 주파수를 가질수도 있다. 이러한 예에서는 제1초퍼가 사실상 원격장치의 송신기에 위치한다. 프론트엔드는 초퍼 주파수로 변조된 송신 신호를 혼합기로부터 생성된 1/f 잡음과 오프셋을 실질적으로 제거하는 동시에 신호를 기저대역으로 직접 하향 변환하는 혼합 증폭기에 커플링시킨다. 위상고정루프(PLL), 혹은 다른 클락 동기화 회로는 송신기(프론트엔드)와 수신기(혼합 증폭기)간의 위상을 동상으로 유지하기 위한 피드백을 제공하기 위하여 포함될 수 있다.
원격 측정 신호는 프로그래밍 명령과 같은 데이터를 포함할 수 있다. 예를 들면, 의료 기기 프로그래머는 이식된 의료기기의 치료법과 같은 동작 방법을 변경하기 위한 프로그래밍 명령을 다운로드하기 위한 원격 측정 신호를 이식된 의료기기에 전송할 수 있다. 프로그래밍 명령은 새로운 자극이나 약품 방출 프로그램, 혹은 현재 프로그램을 조정하는 것에 대하여 상세하게 기술할 수 있다. 프로그래밍 명령은 전기적 자극 펄스 진폭, 펄스 폭, 펄스 빈도, 펄스 지속시간, 혹은 약물 전달 용량, 약물 전달 빈도, 용량 한도, 폐쇄 구간 등과 같은 프로그래밍 파라메타를 조절하도록 상세히 기술될 수 있다. 마찬가지로, 원격 측정 신호를 통해 이식된 의료 기기가 외부프로그래머에게 데이터를 송신할 수 있다. 프로그래머에게 전송되는 데이터는 동작 데이터, 진단 데이터, 장애 데이터, 감지 데이터 등을 포함할 수 있다.
생리학적 신호들은 일반적으로 대략 100 Hz 이하의 낮은 대역에서 찾을 수 있으며, 많은 경우 약 2Hz 이하, 혹은 1Hz 이하에서도 찾을 수 있다. 생리학적 신호에 대한 측정과 분석은 만성 질환이나 급성 질병 상태와 다른 의학적 상태를 진단하는데 사용할 수 있다. 상기에 기술된 것과 같이 생리학적 신호들의 예로써 EEG(뇌파) 신호, ECG(심전도) 신호, EMG(근전도) 신호, 압력, 임피던스와 동작 신호 등이 있다. 이러한 신호들은 심장 허혈(심장 수축에 의한 국소 빈혈), 폐부종, 호흡, 활동, 자세, 압력, 뇌활동, 위장활동 등을 측정하거나 검출하는데 사용되기도 한다.
생리학적 신호를 측정하기 위한 계측증폭기를 포함한 이식가능형 의료 기기는 낮은 전압과 낮은 잡음 환경에서의 동작이 요구된다. 저전력 소모는 수년동안 동작하도록 설계된 오래 지속되는 이식된 의료 기기, 특히 생리학적 신호를 감지하고 치료요법을 전송하도록 구성된 의료기기에는 저전력 소모가 매우 중요하다. 치료기능이 있는 의료기기의 예로 이식형 심장박동 조절장치, 이식형 심장율동전환-심장충격기, 신경자극기, 근육자극기 혹은 세포 조직자극기와 같은 이식형 전기 자 극기, 이식형 약품전달장치 및 다른 기타 장치 등이 있다.
잡음은 잘못된 진단 정보나 감도를 저감시키는 결과를 낳기 때문에 계측증폭기에 있어서 낮은 잡음 성능을 제공하는 것은 중요하다. 또한 제한된 배터리 자원을 보존하여 이식가능형 의료 기기의 동작 수명을 증가시키기 위해서는 계측증폭기가 저전력에서 동작하는 것도 중요하다. 본 발명에서 설명하는 초퍼 안정화 계측증폭기는 낮은 전력으로 저주파에서 정밀한 측정이 가능하도록 구성될 수 있다. 이후 기술될 내용에 있어서, 초퍼 안정화 계측증폭기는 낮은 임피던스 노드에서 초핑을 포함하고 증폭기의 낮은 대역폭으로 인한 리플을 감소하기 위한 피드백을 포함하여 구성될 수 있다.
도1은 매우 낮은 전력으로 저주파에서 안정적인 측정이 가능하도록 구성된 초퍼 안정화 계측증폭기10을 나타낸 블록도이다. 계측증폭기10은 1/f 잡음과 팝콘 잡음 및 오프셋을 실질적으로 제거하기 위하여 차동 구조와 혼합 증폭기를 사용한다. 저전력에서 초퍼 안정화로부터 발생하는 글리칭과 같은 동적 결함은 혼합 증폭기14 내에서 낮은 임피던스 노드에서의 초핑과 피드백 경로16를 통한 피드백의 조합을 통해 제거된다. 증폭기의 신호경로(16)는 촙 주파수 대역 혹은 촙 주파수의 고조파 주파수 대역에서 신호 전송로에 들어오는 외부 신호나 잡음의 왜곡을 최소화함으로써 연속 시간 시스템으로 동작한다. 결과적으로, 계측증폭기10는 약 2.0 볼트 이하, 보다 바람직하게는 약1.5볼트 이하의 공급전압을 요구하며, 약 2.0 마이크로암페아 이하, 보다 바람직하게는 약1.0 마이크로암페아 이하의 공급전류가 필요한 마이크로파워 시스템의 제약 하에서 동작하면서도, 생리학적 신호와 약10Hz 미만의 주파수, 바람직하게는 약2.0Hz 이하의 주파수, 보다 바람직하게는 약1.0Hz의 주파수를 갖는 저주파수 신호를 안정적으로 측정할 수 있다.
도1에 도시된 바와 같이, 계측증폭기10은 프론트엔드12와 혼합 증폭기14, 및 피드백 경로16을 포함한다. 도1의 예시에 있어서, 프론트엔드12는, 예를 들면, 저주파 전압 진폭의 측정을 위하여 혼합 증폭기14에 스위치된 혹은 정지상태의 용량성 차동 인터페이스(static capacitive differential interface)를 제공할 수 있다. 다른 실시예에서, 프론트엔드12는 원격 측정 응용기기 혹은 임피던스 측정용으로 구성될 수 있다. 프론트엔드12는 반송 (초퍼) 주파수에 저주파의 관심 신호(low frequency signal of interest)를 포함하는 차동 변조 (초핑) 입력 신호를 커플링시킨다. 즉, 프론트엔드12는 혼합 증폭기14로 인한 저주파 잡음의 유입에 영향을 받는 저주파수 신호를 혼합 증폭기14가 신호에 실질적인 잡음을 유입시키지 않는 반송 주파수로 쉬프트시킨다. 예를 들어 저주파 관심 신호의 주파수는 0에서 약 100Hz 사이일 수 있다. 일 실시예에서, 반송(초퍼) 주파수는 대략 4kHz에서 200kHz 사이의 주파수 범위일 수 있다. 프론트엔드12는 원래의 기저대역(저주파) 신호 요소가 저주파에서 혼합 증폭기14에 의해 생성되는 잡음 요소에 의해 손상되지 않도록 하기 위해서 혼합 증폭기14로 입력되기 전에 저주파 신호를 변조한다.
잡음은 일반적으로 혼합 증폭기14를 통해 계측증폭기10의 신호 경로에 유입된다. 그러나, 혼합 증폭기14는 반송 주파수의 변조된 신호에 잡음을 유입시키지는 않는다. 오히려 잡음 요소는 전형적으로 저주파로 존재하며 1/f 잡음 혹은 팝콘 잡음을 포함할 수 있다. 이와 더불어 DC 오프셋 형태의 잡음은 반송 주파수에서는 유 입될 수 없다. 혼합 증폭기14는 프론트엔드12로부터 상향 변조된 입력 신호를 수신하여 증폭한다. 또다시, 저주파 잡음과 오프셋으로부터 입력신호를 보호하기 위해서 상향 변조된 입력 신호를 초퍼 주파수로 상향 변조한다.
혼합 증폭기14는 측정 대역 외부의 혼합 증폭기 1/f 잡음과 오프셋을 상향 변조하는 한편 변조된 입력 신호를 반송 주파수에서 관심 기저대역으로 복조한다. 이리하여 원래의 저주파 신호 요소는 혼합 증폭기14의 저주파 잡음과 오프셋 요소 없이 다시 기저대역으로 복조가 가능하다. 혼합 증폭기14는 오로지 기저대역 신호, 예를 들면 약 100Hz 이하 주파수 요소를 포함하는 신호를 출력으로 통과시키며 반송 주파수에 존재하는 잡음 요소를 제거하거나 실질적으로 감소시킨다. 이리하여 계측증폭기10의 출력은 관심있는 저주파 신호 요소를 포함하게 된다. 이에 더하여, 혼합 증폭기14는 입력 신호를 증폭하는 이득 증폭기를 제공한다. 이와 같이, 계측증폭기10는 저전압에서 동작하는 반면 낮은 잡음 출력(low noise output)을 제공하게 된다.
계측증폭기10은 마이크로파워 시스템의 제약조건하에서 동작하기 때문에 대역폭이 제한된다. 계측증폭기10의 제한적인 대역폭은 통과 대역의 출력신호에 결함이나 리플을 발생시킬 수 있다. 이후 설명되는 것과 같이, 혼합 증폭기14는 낮은 임피던스 노드에서 예를 들면 CMOS 스위치 등을 이용한 스위칭 동작을 제공하는 변형된 폴디드 캐스코드 구조로 이루어질 수 있다. 낮은 임피던스 노드에서의 스위칭 동작은 잔류된 오프셋에 전하가 주입되는 것이 유일한 제한인 높은 주파수에서의 초핑이 가능하도록 한다.
피드백 경로16은 리플을 감소시키기 위하여 혼합 증폭기14의 출력과 프론트엔드12 사이에 커플링된다. 피드백 경로 16은 혼합 증폭기14로의 순수 입력 신호(net input signal)를 0을 향해 조정함으로써 출력신호의 글리칭을 실질적으로 제거하는 차동 구조로 구성될 수 있다. 이러한 경우, 피드백 경로16는 혼합 증폭기의 입력단의 신호가 정상 상태에서 비교적 작게 변화하도록 유지한다. 결과적으로, 계측 증폭기10은 저전력에서 동작하면서도 안정적이고 잡음이 적으며 낮은 왜곡의 특성을 갖는 출력이 이루어진다.
계측 증폭기10은 많은 다른 응용기기에도 사용될 수 있다. 본 발명은 계측증폭기10의 다양한 실시예를 제공한다. 그러나 본 발명에서 넓게 구현되고 기술하는 것처럼 이러한 실시예들이 계측증폭기10를 제한하는 것으로 생각되서는 안된다. 오히려, 본 발명의 실시예들은 본 발명의 요지내에서 다양한 다른 실시예들을 포함하는 것으로 이해되어야 할 것이다.
본 발명의 일 실시예에서, 이식가능형 의료 기기와 같은 장치는 다수의 계측증폭기10를 포함할 수 있다. 예를 들면, 다수의 계측증폭기10는 다중 감지 채널을 제공하기 위해 병렬로 제조될 수 있다. 다중 감지 채널은 예를 들면 서로 다른 위치나 각도 혹은 서로 다른 센서를 통하여 동일한 유형의 생리학적 정보를 감지할 수 있다. 이와 더불어 다중 감지 채널은 임피던스, EEG(뇌파), ECG(심전도), EMG(근전도), 압력, 동작 등과 같은 서로 다른 유형의 생리학적 신호를 감지할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 증폭기10의 프론트엔드12는 연속 시간 스위 치된 캐패시터 네트워크로 구성될 수 있다. 스위치된 캐패시터 네트워크는 계측증폭기10의 양(+) 단자와 음(-) 단자 사이의 입력 전압을 토글시키는 스위치된 입력 캐패시터들의 차동 집합을 포함한다. 초퍼 주파수에서 스위치된 입력 캐패시터들이 토글 동작을 함으로써 차동 입력 신호는 초핑된다. 이러한 방법으로, 차동 입력 신호는 반송 주파수로 상향 변조되고, 혼합 증폭기14의 차동 입력에서 변조된 신호가 생성된다. 이러한 실시예에서, 계측증폭기10는 EEG(뇌파), ECG(심전도), EMG(근전도), 압력, 동작 등과 같은 생리학적 전압 신호를 측정하기 위해 구성된다. 그러므로 프론트엔드12에는 전극이나 다양한 가속도계, 압력 센서, 피로 측정 기기 등과 같은 기기의 출력이 입력될 수 있다.
또 다른 실시예에 의하면, 계측증폭기10의 프론트엔드12는 임피던스 센서를 포함할 수 있다. 특히, 계측증폭기10는 예를 들면 근육 세포 조직, 기관 세포 조직, 뇌세포 조직, 지방 세포 조직, 혹은 이러한 조직들의 조합과 같은 환자의 세포 조직의 임피던스를 측정하기 위한 생물학적 임피던스 감지 장치로 형성될 수 있다. 프론트엔드12에 의해 형성된 임피던스 센서는 환자의 세포 조직을 통해 혼합 증폭기14로 연결되어 입력되는 변조된 교류(AC) 신호를 생성한다. 이 경우에 있어서, 프론트 엔드12는 세포 조직 전압 신호의 진폭을 변조하기 위하여 자극 전류를 변조한다. 즉, 프론트엔드12는 자극 전류원을 초핑한다. 이리하여, 환자는 직류 전류(DC) 신호에 노출되지 않는다. 더욱이, 변조된 신호는 세포 조직을 크게 자극하지 않는다. 그것에 의해서 환자가 변조된 신호로부터 불편함이나 다른 유해한 효과를 겪을 가능성이 줄어든다. 자극 전류를 제어하는 클락과 혼합 증폭기14의 촙 주 파수를 제어하는 클락간의 상대적인 위상은 계측증폭기가 세포 조직의 저항이나 리엑턴스를 측정할 수 있도록 변경될 수 있다. 따라서, 계측증폭기10는 예를 들면 폐부종이나 순간호흡곤란(수면질식), 급성 심장병 및 일반적인 세포 조직 임피던스와 같은 다양한 생리학적 신호를 측정하는데 사용될 수 있다. 예를 들면 자극 전류의 클락과 혼합 증폭기의 클락 사이의 상대적인 위상은 예를 들면 저항 혹은 리엑턴스와 같이 상이한 대상의 측정을 위하여 측정의 진행중에 동적으로 조절될 수 있다.
또 다른 실시예에 따르면, 피드백16은 전술한 계측증폭기10 출력의 글리칭을 감소하고 증폭기10의 일반적인 이득을 제공하는 네거티브 피드백 경로 이외에 제2의 피드백 경로를 포함할 수 있다. 제2피드백 경로는 고대역 통과 필터의 구성을 허용하는 네거티브 피드백을 제공한다. 제2피드백 경로는 차단 주파수보다 저주파에서 주로 동작하고, 초퍼 안정화 네거티브 피드백 경로는 통과대역 주파수에서 주로 동작한다. 고대역 통과 필터는 약 2.5 Hz, 혹은 0.5 Hz나 0.05 Hz의 차단 주파수를 갖는다. 이러한 경우, 출력의 결함을 제거하는 "초퍼 안정화" 피드백 경로인 제1피드백 경로는 통과 대역 주파수에서 주로 동작하고, 제2 "고대역 통과 필터" 피드백 경로는 저주파에서 주로 동작한다. 제2피드백 경로 고대역 통과 필터의 차단 주파수는 제1피드백 경로의 피드백 캐패시터와 제2피드백 경로의 스위치된 캐패시터 적분기의 시정수(time-constant)를 변경함으로써 설정된다. 한가지 예로써, 고대역 통과 필터는 심장 모니터링 기기에 있는 심박 후 세포 조직의 인위적인 효과를 무시하고 전극의 오프셋을 제거하는데 유용한 피드백 경로에 의해 제공된다. 제2피드백 경로는 가장 낮은 1/f 잡음을 위한 초퍼 안정화 고대역 통과 적분기를 포함할 수 있다.
또 다른 실시예에 따르면, 피드백16은 제1피드백 경로와 더불어 제3피드백 경로를 포함할 수 있다. 제3피드백 경로는 계측증폭기10의 입력 임피던스를 증가시키는 포지티브 피드백을 제공한다. 입력 임피던스는 센서 입력에 보상적인 전하를 제공하기 위해 계측증폭기의 출력을 샘플링하고 증가된 전하를 프론트엔드12에 구성된 스위치된 캐패시터들의 입력에 가함으로써 증가될 수 있다. 증가된 전하는 입력 신호를 초핑하기에 앞서 신호 흐름의 한 점에 가해진다. 주입된 전류는 프론트엔드12에 구성된 입력 초퍼 캐패시터의 샘플링 기간동안 잃어버린 전하를 효과적으로 "대체한다(replace)". 이러한 전하 대체 피드백은 기초 전하를 보충하는 것과 유사하다. 포지티브 피드백은 계측증폭기10의 등가 저주파수 입력 임피던스를 10배 또는 그 이상 증가시킨다. 이러한 제3피드백 경로는 다양한 응용에 있어서 필요하지 않을 수도 있다. 그러나 만일 증가된 입력 임피던스가 필요하면, 이 제3피드백 경로가 즉시 추가될 수 있다.
또 다른 실시예에 따르면, 계측증폭기10는 제1(초퍼 안정화)피드백 경로와 더불어 상기 제2 피드백 경로와 제3피드백 경로를 모두 포함할 수 있다. 이러한 경우, 제3피드백 경로는 전술한 것과 같이 계측증폭기10의 출력 신호를 가져오지 않는다. 오히려 제3의 포지티브 피드백 경로는 제2의 고대역 통과 필터 피드백 경로에 의해 제공된 통합된 신호를 가져온다. 따라서, 제1,2,3 피드백 경로의 다양한 조합을 통해 글리칭, 저주파 차단, 및/또는 증폭기 입력 임피던스를 조절할 수 있다.
다른 실시예에 따르면, 계측증폭기10는 원격 측정용 응용기기, 더 자세하게는 의료기기에 사용되는 약175 kHz와 유사한 비교적 저주파와 저전력에서 동작하는 원격 측정용 응용기기에 사용될 수 있다. 예를 들면, 계측증폭기10는 이식가능형 펄스 생성기(IPG)나 이식가능형 제약 펌프, 환자에게 이식하여 무선 통신을 통해 환자에 이식된 IPG와 통신하는 의료진이나 환자 프로그래머와 통신할 수 있는 다른 이식가능형 의료 기기(IMD) 원격 측정용 수신기로 사용될 수 있다. 또한 반대로 계측증폭기10는 환자에 이식된 IPG와 통신하는 의료진이나 환자 프로그래머의 원격 측정용 수신기로도 사용될 수 있다. 원격 측정용 수신기로 구현되는 경우, 프론트엔드12는 송신기와 송신기로부터 전송되는 신호를 수신하기 위한 수신 안테나를 구비한다. 그러나 프론트엔드12의 송신기 부분은 사실상 신호를 송신하는 원격 장치에 구비된다. 프론트엔드12는 1/f 잡음과 오프셋을 실질적으로 제거하는 반면 기저대역으로 직접 하향 혼합하는 혼합 증폭기14에 연결되어 수신된 신호를 전달한다. 위상고정루프는 송신기와 수신기의 클락이 서로 동상을 유지하도록 피드백을 제공한다.
계측증폭기10은 다양한 실시예에 있어서 하나 이상의 장점을 제공한다. 예를 들면, 전술한 바와 같이 계측증폭기10은 저주파와 저전력에서 안정적인 측정을 가능하게 한다. 이것은 계측증폭기10의 기본적인 구조의 결과이다. 다른 장점으로는, 온칩(on-chip) 폴리-폴리(poly-poly) 캐패시터를 계측증폭기10의 피드백 캐패시터로 사용할 수 있다. 폴리-폴리 캐패시터는 고속 스위칭 동작을 가능하게 하며 다른 증폭기 요소와 함께 칩상(on-chip)에 구성될 수 있다. 폴리-폴리 캐패시터는 이산 화 실리콘 절연체가 두 개의 폴리실리콘 전극 사이에 삽입되어 결합됨으로써 다른 장치와 함께 온칩으로 형성될 수 있다. 계측증폭기의 이득은 입력 캐패시터와 피드백 캐패시터의 비율로 정해질 수 있으며 선택된 기준 전압의 중심 근처에 존재한다. 게다가 프론트엔드12에서 입력 신호가 변조되는 것에 의해, 공통모드 입력전압은 최소값과 최대값 사이에서 진동할 수 있으며 혼합 증폭기14는 지속적으로 차동 전압을 추출할 수 있다. 이러한 장점은 단지 전형적인 것이며 계측증폭기10에 의해 제공되는 잠재적인 장점의 일부일 뿐이다. 추가적인 장점들은 본 발명에서 논의되거나 본 발명에 개시된 사항을 고려하여 당업자에 의해 자명할 수 있다. 더욱이, 이러한 장점들은 모든 실시예에서 동시에 존재하지는 않을 수 있다.
도2는 전형적인 계측증폭기10의 신호 경로 흐름을 나타내는 블록도이다. 도2에서, 프론트엔드12는 저주파 입력 신호32를 변조해서 변조된 입력 신호21를 생성하는 변조기20를 포함한다. 입력 정전용량(Cin)13은 변조기20의 출력을 합산 노드22에 커플링시킨다. 차동 입력을 위해, Cin13은 혼합 증폭기14의 제1입력과 제2입력에 각각 연결(couple)되는 제1입력 캐패시터와 제2입력 캐패시터를 포함한다. 변조기20는 입력 신호32의 차동 진폭을 클락 신호21A가 제공하는 반송 주파수로 변조한다. 클락 신호21A는 본 발명에 기술된 다른 클락 신호와 마찬가지로 원하는 클락 주파수에 1을 더하고 뺌으로써 효과적으로 신호를 곱하는 구형파 신호일 수 있다. 이러한 방법에 있어서, 변조기20는 혼합 증폭기14로 전송되는 입력 신호를 응용하기 전에 입력 신호32를 초핑한다. 일 실시예에서, 변조기20는 입력 신호32를 반송 주파수로 변조(촙)하기위해 클락 신호21A에 의해 동작하는 상보적 금속 산화 반도체(CMOS) 단일 폴 양 접점(SPDT, single pole, double throw) 스위치 한쌍을 포함할 수 있다. CMOS SPDT 스위치들은 공통 모드 신호를 차단(reject)하기 위하여 서로 연결(cross-coupled)되어 있을 수 있다.
일 실시예에 있어서, 혼합 증폭기14의 입력에서 입력 정전용량 Cin을 구성하는 연속 시간 스위치된 캐패시터 네트워크를 형성하기 위해 CMOS 스위치들은 차동 캐패시터들의 집합에 연결(couple)될 수 있다. 이러한 경우, 프론트엔드12는 출력점에서 감지된 생리학적인 파라메타에 비례하는 입력 신호32를 생성하는 생리학적 감지 장치와 연결된다. 예를 들어, 입력 신호32는 전극 쌍이나 가속도계, 압력 센서 등으로부터 나오는 차동 출력 신호일 수 있다. 다른 실시예에 있어서, CMOS 스위치들은 혼합 증폭기14로 입력되는 변조 입력 신호21와 교류 연결된 캐패시터들과 연결될 수 있다. 이러한 경우, 프론트엔드12는 환자의 세포 조직에 가해지는 자극 전류를 변조하는 임피던스 센서일 수 있다. 추가적인 실시예에 있어서, 프론트엔드 12는 원격 측정 송신기의 일부분일 수 있다. 이러한 경우, 입력 신호32는 무선 채널을 통해 송신되도록 클락 신호21A에 의해 반송 주파수로 변조된 데이터와 함께 암호화 된 전기적인 신호이다.
피드백 합산노드(summing node, 22)는 피드백 경로16과 함께 설명될 것이다. 합산노드24는 혼합 증폭기14 내부에서 오프셋과 1/f 잡음의 도입을 나타낸다. 합산노드24에서, 입력 신호32의 원래의 기저대역 요소는 반송 주파수에 존재한다. 입력 신호32의 기저대역 신호 요소의 주파수는 0에서 약 100 Hz 범위에 존재하고, 반송 주파수는 약 4 kHz에서 약 10 kHz의 사이에 존재한다. 잡음23은 합산노드24에서 신 호 경로에 유입되어 변조된 입력 신호25에 잡음을 발생시킨다. 잡음23은 낮은(기저대역) 주파수에서 신호 경로에 유입되는 다른 외부 신호나 1/f 잡음, 팝콘 잡음, 오프셋 등이 포함된다. 그러나 노드 24에서 원래의 저주파 요소들은 이미 변조기20에 의해 높은 주파수 대역으로 변조되기 위해 초핑된다. 이리하여, 저주파 잡음23은 원래의 저주파 요소와 분리된다.
혼합 증폭기14는 노드24로부터 잡음이 섞인 변조 입력 신호 25를 수신한다. 도2의 예에 있어서, 혼합 증폭기14는 이득 증폭기 26와 변조기28, 적분기30을 포함한다. 증폭기26은 잡음이 섞인 변조 입력 신호25를 증폭하여 증폭된 신호27을 생성한다. 변조기28은 증폭된 신호27을 복조한다. 이것은, 변조기28는 잡음23을 반송 주파수로 상향시키고 반송 주파수로부터 다시 기저대역으로 원래의 기저대역 신호 요소를 복조한다. 변조기 28은 폴디드 캐스코드 구조의 혼합 증폭기14 내부의 낮은 임피던스 노드 위치에 예를 들면 CMOS SPDT 스위치들과 같은 스위치를 포함한다. 변조기28에는 클락 신호21A와 같은 반송 주파수에서 증폭된 신호27을 복조하기위해 클락 신호 21B가 공급된다. 그러므로, 클락 신호21A, 21B는 서로 동기되어야 한다. 일 실시예에 있어서, 클락 신호 21A와 클락 신호21B는 같은 클락에서 공급되는 같은 신호일 수 있다. 다른 실시예에 있어서, 리엑턴스 측정에 있어서, 클락 신호 21A, 21B, 및 21C는 상대적인 위상이 변경될 수 있다.
일 실시예에서 클락 신호 21A와 클락 신호 21B는 다른 클락으로부터 공급되는 신호일 수 있다. 이러한 실시예에서는 변조기20과 28은 정확히 서로 동상일 필요는 없으며, 클락 신호 21A와 21B가 서로 동상인 것을 보장하기 위한 추가적인 회 로가 추가될 수 있다. 이런 경우는 변조기 28가 수신 신호를 복조하기위해 수신기에 사용되는 반면, 무선 채널로 전송될 신호를 변조하기 위한 변조기20가 원격 장치의 송신기로 사용되기 때문에 계측증폭기10가 원격 측정 수신기로 사용되는 경우이다. 이리하여 변조기20, 28이 서로 동상을 유지하도록 위상고정루프와 같은 추가적인 신호처리가 사용될 수 있다.
적분기30은 기저대역에서 저주파 신호 요소를 통과시키고 반송파주파수에서 잡음 성분 23을 실질적으로 제거하기 위하여 복조 신호를 조작한다. 이러한 방법에 있어서, 적분기30은 보상과 필터링을 제공한다. 다른 실시예에 있어서, 보상과 필터링은 다른 회로에 의해서 제공될 수 있다. 그러나 본 발명에서 설명하는 것과 같이 적분기30를 사용하는 것이 바람직하다. 도6은 혼합 증폭기14의 실시예에 대한 자세한 회로도이다. 도2에 나타난바와 같이, 피드백 경로16는 출력신호의 글리칭을 감소시키기 위해 혼합 증폭기14의 입력으로 네거티브 피드백을 제공한다. 특히, 피드백 경로16은 정상상태에서 변조 신호25를 0으로 조정(drive)한다. 이러한 방법에 있어서, 피드백 경로16는 혼합 증폭기14로 입력되는 신호의 변화를 작게 유지시킨다. 피드백 경로16는 변조기34를 포함하는데, 이 변조기34는 프론트엔드12와 혼합 증폭기14 사이 노드22에 신호 경로를 추가하는 차동 피드백 신호 35를 생성하기 위한 출력 신호31를 변조한다.
피드백 경로16는 혼합 증폭기14의 입력 정전용량Cin에 대비하여 감쇠기능을 제공하기 위해 캐패시터의 크기를 조정하고, 이에 의해서 증폭기10의 출력 이득을 생성한다. 이에 따라, 피드백 경로16는 주어진 혼합 증폭기14의 입력 정전용량(Cin)13 값에 따라 원하는 이득을 생성하기 위하여 선택된 피드백 정전용량(Cfb)17을 포함한다. 측정대역의 상향변환된 오프셋과 1/f 잡음을 제거(filtering)하는 동시에 적분기는 안정적인 피드백 경로16을 제공하도록 설계된다.
클락 신호21C는 출력 신호를 반송 주파수로 변조하도록 피드백 경로16에 있는 변조기34를 구동한다. 클락 신호21C는 클락 신호21B와 같은 클락으로부터 생성될 수 있다. 그러나, 출력 신호31이 하나의 경로로 끝나기 때문에, 피드백 경로16은 혼합 증폭기14로 입력되는 양입력단자와 음입력단자로 네거티브 피드백을 공급하는 두 개의 피드백 경로를 포함한다. 이리하여, 두 개의 피드백 경로는 서로 180도의 역위상이어야(out of phase) 하고, 하나의 피드백 경로는 변조기28과 동기화되어 변조된다. 이로 인하여 클락 주기의 각각 절반동안 네거티브 피드백 경로가 보장된다.
선택적으로, 다른 실시예에 있어서, 혼합 증폭기14는 단일 종단(single-ended) 출력 신호보다는 차동 출력 신호를 생성하도록 구성될 수 있다. 차동 출력 신호는 양(+)과 음(-)출력을 제공한다. 이러한경우에 있어서, 피드백 경로16를 통해 양(+)출력은 혼합 증폭기14의 양(+)입력에, 음(-)출력은 혼합 증폭기의 음(-)입력에 각각 피드백 시킬 수 있다. 차동 출력 신호에 있어서, 피드백 경로16는 양(+)과 음(-)출력 각각을 변조할 수 있다. 그러나 양(+)과 음(-)출력은 역위상 보다는 동 위상(in-phase)으로 변조될 수 있다. 차동 출력이 가능할지라도, 단일 종단 출력을 차동 피드백으로 변경한 구성의 피드백 경로16는 예시의 목 적으로 본 발명에서 설명될 것이다.
도2에는 전술한 네거티브 피드백 경로16 만이 도시되어 있다. 이전에 설명된 입력 임피던스를 증가시키고 고대역 통과 필터를 구성한 피드백 경로들은 도 2에서는 제외되었다. 이러한 피드백 경로들은 계측증폭기10의 적절한 동작을 위해서 반드시 필요한 요소가 아니기 때문에 도2에서 제외되었다. 그러나 도10과 12의 신호 흐름도에서는 피드백 경로들이 포함되었으며, 몇몇의 응용에는 이러한 피드백 경로들이 반드시 필요할 수도 있다.
도3A-3D는 도2의 신호 흐름 경로 내의 다양한 단계에서 신호의 주파수 요소를 나타낸 그래프이다. 특히, 도3A는 입력 신호 32의 주파수 요소를 나타낸 도면이다. 주파수 요소는 블록40에 의해 나타나고, 도3A의 기저대역에 존재한다.
도3B는 잡음이 섞인 변조 입력 신호25의 주파수 요소를 나타낸다. 도3B에 있어서, 잡음이 섞인 변조 입력 신호25의 원래의 기저대역 주파수 요소는 변조되고 홀수번째 고조파에서 블록42로 표현되었다. 잡음23의 주파수 요소는 점선43으로 표현되었다. 도3A에는 잡음23의 주파수 요소의 에너지는 기저대역에 존재하고, 원래의 저주파 요소의 에너지는 반송(촙) 주파수와 반송 주파수의 홀수번째 고조파에 존재한다는 것이 분명히 나타난다.
도3C는 복조된 신호29의 주파수 요소를 나타낸다. 특히 복조된 신호29의 원래의 저주파 요소는 다시 기저대역에 존재하고 블록44에 의해 표현된다. 잡음23의 주파수 요소는 변조되고 점선45에 의해 표현된다. 잡음23의 주파수 요소는 도3C의 반송(촙) 주파수 홀수번째 고조파에 존재한다. 도3C는 또한 적분기30에 의해 복조 신호29에 적용되는 저대역 통과 필터의 영향이 나타나 있다. 저대역 통과 필터 효과는 선49로 표현되었다.
도3D는 출력 신호31의 주파수 요소를 나타낸 그래프이다. 도3D에 있어서, 원래의 저주파 요소의 주파수 요소는 블록 46으로 표현되고 잡음23의 주파수 요소는 점선47로 표현된다. 도3D는 도3C에 나타난 저대역 통과 필터의 통과대역 외부에 위치한 잡음23의 주파수 요소를 제거하는 적분기30를 나타내고 있다. 명백하게, 잡음23의 에너지는 출력 신호31로부터 실질적으로 제거되거나, 그렇지 않으면 유입되었을 원래의 잡음과 오프셋에 대하여 적어도 실질적으로 줄어들었다.
도4A-4D는 계측증폭기10 의 서로다른 단계에서의 초퍼 안정화 신호의 스텝 응답의 시간 영역에서의 동작을 나타낸 그래프이다. 특히, 도2를 참고하면, 도4A-4D는 잡음이 섞인 변조 입력 신호25, 증폭 신호27, 복조 신호29, 및 출력 신호31의 시간영역에서의 동작을 각각 나타내고 있다. 참고로, 도4A-4D각각은 또한 신호 52,54,56,58과 선택된 기준전압50을 나타내고 있다. 신호52,54,56,58은 각각 신호 25,27,29,31과 대응되고, 피드백 경로16을 통한 네거티브 피드백없는 시간영역 동작을 나타내고 있다. 도4A-4C에 있어서, 신호 25,27,29는 시간0점에서 기준전압50을 중심으로 하고 있으며, 네거티브 피드백에 의해 시간이 지날수록 기준전압50으로 수렴하고 있다. 그러므로, 피드백 경로16을 통해 네거티브 피드백을 추가함으로써, 정상상태에서 교류(AC)신호가 시간의 흐름에 따라 0으로 수렴된다.
일반적으로, 도 4A-4D는 피드백 경로16를 통해 계측증폭기10의 순간적인 글 리칭을 제거한 도면과 혼합 증폭기14의 낮은 임피던스 노드들의 스위칭을 나타낸 도면이다. 이러한 글리칭은 계측증폭기10의 동적 제한의 결과이다. 그러나 피드백16은 혼합 증폭기14의 활성화 신호를 0이나 정상상태에서 도4A-4D에 나타난 기준전압50을 향해 구동함으로써 실질적으로 글리칭을 억제한다.
도4A는 네거티브 피드백이 없는 상태의 잡음섞인 변조된(noisy modulated) 입력 신호25와 이에 대응하는 신호52를 나타낸다. 신호25와52는 기준전압50을 중심으로 나타난다. 잡음섞인 변조된 입력 신호25는 혼합 증폭기14에서 증폭되어 증폭된 신호 27이 생성된다.
도4B에 나타난 것과 같이, 증폭기26의 제한된 대역폭은 유한한 상승시간으로 인하여 증폭된 신호27과 대응하는 신호54의 모서리를 둥글게 하거나 부드럽게 하는 경향이 있다. 증폭된 신호27이 구형파와 함께 복조되면, 도4C에 나타난것과같이, 복조된 신호29는 원하는 신호 위에 겹쳐지는 연속적인 스파이크처럼 보이게 된다. 이에 따라, 출력 신호31또한 도4D에 나타난 것과 같이 원하는 신호 위에 겹쳐지는 연속적인 스파이크처럼 보이게 된다. 출력 신호31에 나타난 스파이크는 원하는 신호의 에너지를 감소시킬 수 있기 때문에 대단히 중요하고 민감한 에러를 발생시킬 수 있다. 더욱이, 스파이크는 매우 높은 차수의 저대역 통과 필터 없이는 만족할만한 수준으로 억제하기 어렵다. 더구나, 스파이크는 ECG(심전도)에서 나타날수 있는 고유 신호나 EEG(뇌파) 발작 활동과 같은 관심있는 신호와 유사하기 때문에 스파이크는 특히 문제가 될 수 있다.
계측증폭기10은 피드백16을 통해 정상상태에서 글리칭을 실질적으로 억제할 수 있다. 피드백 16은 정상상태에서 잡음섞인 변조 신호25를 0을 향해 구동하기 위해 출력 신호31을 혼합 증폭기14의 입력으로 다시 인가한다. 결과적으로, 혼합 증폭기14는 동적 성능이 거의 필요없다. 이는 스위칭(변조) 동작으로부터 전체적인 루프 동작을 분리하는 혼합 증폭기14에서 신호가 적분되기 전에 변조 단계를 분할함으로써 이루어질 수 있다. 더군다나, 피드백 경로를 폐쇠함으로써 계측증폭기10의 전체적인 이득은 프론트엔드12의 입력 캐패시터 Cin과 피드백 경로16의 피드백 캐패시터 Cfb의 비율로 설정된다. 캐패시터의 비율로 이득을 설정하는 방법은 트랜지스터들의 변화에 대한 민감함을 피할 수 있다. 이러한 방법으로, 피드백16은 계측증폭기10가 매우 낮은 전력의 저주파에서 안정적이고 잡음이 적은 측정을 수행할 수 있도록 한다.
계측증폭기10의 이득은 각각의 응용에 따라 서로 달라질 수 있다. 예를 들면 ECG(심전도) 감지에 있어서, 이득은 50 정도가 바람직하다. EEG(뇌파) 감지에 있어서는, 이득이 500정도 되어야 바람직하다. 한가지 예에 있어서, EEG(뇌파) 감지에 있어서 약500 정도의 이득을 얻기 위해서는, Cin은 20pF(picofarads)으로 설정되고 Cfb은 40fF(femtofarads)으로 설정되어야 한다. 다른 예로써, 약50정도의 이득을 얻기 위해서는 Cin은 10pF으로 설정되고 Cfb은 200fF으로 설정되어야 한다.
도5는 계측증폭기의 전형적인 잡음 성능에 대한 보드플롯(전압이나 전류, 전력 등 신호에 대한 크기와 위상을 표현한 선도)을 나타내고 있다. 특히, 보드플롯의 선58과 59는 각각 초핑(혼합 증폭기14의 입력) 이전의 잡음과 초핑(혼합 증폭기14의 출력) 이후의 잡음을 표시하고 있다. 선58은 초핑 전의 잡음 요소가 주 로 저주파에 존재한다는 것을 보여주고 있다. 높은 주파수에서는, 오직 백색 잡음(white noise)만이 존재한다. 바람직한 실시예에 있어서, 촙 주파수는1/f 잡음의 코너(cornerof the 1/f noise)와 열잡음(thermal noise)의 차단점 위에 있다. 따라서 선59는 초핑 이후 신호에 포함된 잡음이 실질적으로 제거된 것을 보여준다. 초핑 이후 신호에 포함된 잡음은 본질적으로 이론적인 백색 잡음의 한계이다.
도6은 본 발명의 일 실시예에 있어서 계측증폭기10에 사용된 혼합 증폭기14를 상세하게 나타낸 회로도이다. 전술한 바와 같이, 혼합 증폭기14는 증폭된 신호를 생성하고 증폭된 신호를 복조하기 위하여 잡음이 섞인 변조된 입력 신호25를 증폭한다. 또한 혼합 증폭기14는 출력 신호31을 생성하기 위해서 복조된 신호의 잡음을 실질적으로 제거한다. 도6의 실시예에 있어서, 혼합 증폭기14는 낮은 임피던스 노드에서 스위칭 동작을 하는 변형된 폴디드 캐스코드 증폭기이다. 변형된 폴디드 캐스코드 구조는 잡음 효율을 최대화하도록 전류를 분할할 수 있다. 일반적으로, 폴디드 캐스코드 구조는 두 개의 스위치 집합을 추가함으로써 도6과 같이 변형된다. 하나의 스위치 집합은 도6에 나타난 스위치 60A와 60B(합쳐서 스위치들60)이고 다른 하나의 스위치 집합은 스위치 62A와 62B (합쳐서 스위치들62)이다.
스위치들60은 촙 주파수에서의 변조를 위해 증폭된 신호의 초핑을 도와줄 촙 논리회로에 의해 구동된다. 특히, 스위치들60은 증폭된 신호를 복조하고 프론트엔드 오프셋과 1/f 잡음을 변조한다. 스위치들62는 트랜지스터 M6, M7, M8 및 M9로 형성되는 자가 바이어스 캐스코드 미러 내부에 포함되고, 트랜지스터 M8과 M9로부 터의 저주파 에러를 상향 변조하기위한 촙 논리회로에 의해 구동된다. 트랜지스터 M6와 M7에서의 저주파 에러는 트랜지스터 M8과 M9의 소스 축퇴(source degeneration)에 의해 감쇄된다. 증폭기26의 출력31은 기저대역에서, 트랜지스터 M10과 캐패시터 63(Ccomp)로 형성되어 피드백 경로16(미도시)를 안정화하고 변조된 오프셋을 여파(filtering)하기 위한 적분기를 동작시킨다.
혼합 증폭기14는 트랜스컨덕터, 복조기, 적분기의 3개 주요 블록으로 이루어진다. 핵심은 폴디드 캐스코드와 유사하다. 트랜스컨덕터 부분에 있어서, 트랜지스터 M5는 입력 트랜지스터 M1과 M2의 차동 입력을 위한 전류원이다. 일 실시예에 있어서, 트랜지스터 M5는 약800 nA를 통과시키는데, 이는 트랜지스터 M1과 M2 각각에 400 nA씩 나누어진다. 트랜지스터 M1과 M2는 증폭기14의 입력이다. 작은 전압 차이를 통해 전형적인 차동쌍 방법(differential pair way)으로 트랜지스터 M1과 M2의 드레인으로 유입되는 차동 전류를 제어한다. 트랜지스터 M3와 M4는 낮은측(low side) 전류 싱크 역할을 하고, 각각의 싱크양은 대략 500nA으로 일반적으로 고정된, 변화가 없는 전류이다. 트랜지스터 M1, M2, M3, M4 및 M5는 함께 차동 트랜스컨덕터를 구성한다.
이러한 예에서, 약 100 nA의 전류가 복조 부분의 각각의 단자를 통해 유입된다. 촙 주파수에서 트랜지스터 M1과 M2로부터의 교류 전류(AC) 또한 복조기의 단자를 통해 흐른다. 스위치들60은 측정 신호를 다시 기저대역으로 복조하기 위해서 복조기의 단자 사이를 앞뒤로 번갈아 연결하고, 반면에 트랜스컨덕터로부터의 오프셋은 초퍼 주파수로 상향 변조된다. 전술한 바와 같이, 트랜지스터 M6, M7, M8 및 M9 는 자가 바이어스 캐스코드 미러이고, 트랜지스터 M10과 캐피시터63(Ccomp)로 이루어진 출력 적분기로 전달되기전에 신호 단일 종단을 만든다. 캐스코드((M6-M9) 내부에 위치한 스위치들62은 트랜지스터 M8과 M9로부터의 저주파 에러를 상향 변환 시키고, 반면에 트랜지스터 M6과 트랜지스터M7의 저주파 에러는 트랜지스터 M8과 M9로부터의 소스 축퇴에 의해 억제된다. 또한 소스 축퇴는 바이어스 N2트랜지스터66로 부터의 에러들을 억제한다. 바이어스 N2트랜지스터 M12 및 M13은 초퍼 스위칭으로 낮은 임피던스를 제공하고 드레인 전압에 내성을 지닌 트랜지스터 M6 및 M7으로 신호 전류를 통과시키는 공통 게이트 증폭기를 형성한다.
출력 직류(DC) 신호 전류와 상향 변조된 에러 전류는 트랜지스터 M10, 캐패시터63, 및 하부 NFET 전류원 트랜지스터M11로 구성된 적분기를 통과한다. 다시, 이러한 적분기는 피드백 경로의 안정화와 상향 변조된 에러 소스의 여파 두가지 모두를 제공한다. 트랜지스터M10의 바이어스는 약 100 nA 이며, 트랜지스터 M8과 비교하여 증가되었다. 낮은쪽 NFET M11의 바이어스 또한 약 100 nA이다. 결과적으로, 적분기는 신호 없이도 균형화 된다. 만약 더 많은 전류 구동이 필요하면, 적분 말미의 전류는 표준 적분 회로 설계 기술을 사용함으로써 적당히 증가될 수 있다. 도6의 예에 따른 다양한 트랜지스터들은 전계 효과 트랜지스터(FET) 일 수 있고, 더 상세히는 CMOS 트랜지스터들 일 수 있다.
도7은 계측증폭기10을 더욱 상세하게 나타낸 블록도이다. 도7은 단지 본 발명의 전형적인 예시일 뿐이며 이것이 본 발명을 제한하는 것으로 이해되어서는 안될 것이다. 오히려, 도7의 목적은 계측증폭기10의 동작을 더욱 상세히 설명하기위 한 전체적인 개관을 제공하기 위한 것이다. 이러한 개관은 본 발명이 제공하는 자세한 회로도에 관하여 전술한 실시예들을 설명하기 위한 구성으로 사용된다.
도7에 있어서, 프론트엔드12는 변조된 차동 입력 신호 25를 출력한다. 변조된 차동 입력 신호는 반송 주파수에서 관심 신호를 실어 보낸다. 이전에 설명된 것과 같이, 프론트엔드12는 다양한 서로 다른 요소의 형태로 이루어질 수 있다. 예를 들어, 프론트엔드12는 생리학적 센서로부터 입력 신호를 변조(촙)하는 연속 시간 스위치된 캐패시터 네트워크, 또는 환자의 세포 조직을 통해 혼합 증폭기14에 교류(AC)연결된 AC 변조 신호를 생성하기위한 자극 전류를 변조하는 임피던스 센서, 혹은 무선 채널로의 전송을 위해 반송 주파수로 암호화된 출력신호 데이터를 변조하는 원격 측정 송신기의 일부분이 될 수도 있다. 따라서, 프론트엔드12는 본 발명에서 포괄적으로 설명된 바와 같이 차동 변조된 입력 신호를 생성하는 요소이거나 요소의 조합일 수 있다고 이해될 수 있다.
특히 생리학적 센서에 연결된 연속 시간 스위치된 캐패시터를 구현할 때, 연속 시간 스위치된 캐패시터는 생리학적 센서에 의해 출력된 차동 신호를 반송 주파수로 변조(촙)하는 변조기로 동작한다. 생리학적 센서는 전극 집합, 가속도계, 압력 센서, 전압 센서, 혹은 차동 전압 신호를 출력하는 다른 센서 일 수 있다. 특히, 예를들어 생리학적 센서는 ECG(심전도) 신호, EMG(근전도) 신호, EEG(뇌파) 신호 혹은 다른 신호와 같은 생리학적 신호에 비례하여 차동 신호를 생성할 수 있다. 센서에 의해 생성된 신호는 저주파 신호이다. 예시처럼 생리학적 신호를 사용하면, 차동 신호의 주파수는 약 0 Hz에서 약 100 Hz 사이의 범위에 있고, 약 2 Hz 미만일 수 있으며, 어떤 경우에는 약 1 Hz 미만일 수 있다.
생리학적 센서외의 다른 센서도 사용될 수 있다. 그것은, 센서가 생리학적 신호에 비례한 차동신호를 출력하지 않아도 된다는 것이다. 오히려, 센서는 어떠한 전극, 가속도계, 압력 센서, 전압 센서, 혹은 차동 전압 신호를 출력하는 다른 센서 일 수 있는 반면에, 생리학적 신호를 표현 할 수도, 하지 않을 수도 있으며 혹은 의학 감지 응용을 제공할 수도, 하지 않을 수도 있다. 그러나 생리학적 센서의 경우, 반송 주파수는 비록 다른 주파수 대역이 가능할 지라도 약 4 kHz에서 약 10 kHz범위에 있다. 그러나 반송 주파수가 관심 기저대역 신호의 주파수보다 실질적으로 높고, 신호에 잡음이 유입되지 않는 범위내, 즉 혼합 증폭기14가 신호에 잡음이 유입되지 않도록 동작할 수 있는 주파수이어야 하는 점이 중요하다.
이러한 경우, 프론트엔드12의 변조기는 입력 신호의 진폭을 변조(촙)하기위한 생리학적 센서의 출력들 사이에서 토글되는 예를 들면 CMOS 스위치들과 같은 스위치의 차동 집합을 포함할 수 있다. 클락96은 반송(촙) 주파수에서 차동 입력 신호를 변조하는데 사용되는 프론트엔드12의 변조기와 혼합 증폭기14의 복조기86의 클락 신호를 공급한다. 한쪽 끝부분에서, 스위치들은 서로 상호 연결되고 공통 모드 신호를 차단하고 연속 시간 과정, 즉 논샘플링(non-sampling) 과정으로 동작하기 위해 센서의 출력 단자들 사이를 토글한다. 연속 시간 스위치된 캐패시터를 형성하기 위해 스위치들의 다른 한쪽 끝부분이 혼합 증폭기14의 입력 캐패시터에 연결된다. 이러한 경우 프론트엔드 12는 혼합 증폭기14에 입력되는 차동 입력 신호를 진폭 변조(촙)한다, 결과적으로, 프론트엔드12로부터 생성된 변조된 차동 입력 신 호는 반송 주파수와 같은 주파수의 구형파이다. 이러한 실시예의 회로도는 도8에 나타나 있다.
프론트엔드 12가 임피던스 센서로 구현될 때, 프론트엔드12는 한쪽 끝은 기준 전위에 연결되고, 다른 한쪽 끝은 대응하는 저항들과 연결되는 CMOS SPDT 스위치 집합을 포함할 수 있다. 스위치들은 기준 전위 사이를 토글하고 저항을 통해 자극 전류를 변조(촙)하기 위해 서로 연결되어 있으며 공통 모드 신호를 차단한다. 저항들은 환자의 세포 조직을 통해 혼합 증폭기14와 교류(AC) 연결되어 있는 캐패시터들과 각각 직렬로 연결될 수 있다. 초핑된 자극 전류는 혼합 증폭기14와 교류(AC)연결되어 반송 주파수에서 진폭 변조된 초핑된 전압을 세포 조직에 생성한다. 이러한 실시예에 대한 회로도는 도9에 나타나 있다.
계측증폭기10가 원격 측정 신호를 복조하는데 사용될 때, 프론트엔드12는 원격 측정 시스템의 송신기의 일부로 보일 수 있다. 특히, 일반적인 원격 측정 기술로 알려진 것처럼, 프론트엔드12는 무선 채널로 전송하기 위해 데이터를 함호화한 신호를 변조하는 어떠한 회로에도 구현될 수 있다. 예를 들어 프론트엔드12는 환자에 이식되어 의료진이나 환자 프로그래머와 통신하는 IPG(이식 가능한 펄스 생성기)의 내부에 구성된 수신기의 일부로 볼 수도 있다. 또다른 방법으로, 프론트엔드12는 환자에 이식된 IPG와 통신하는 의료직 혹은 환자 프로그래머의 수신기의 일부분일 수도 있다. 이러한 상세한 설명과 관련되어 제세한 블록도가 도15A에 나타나 있다.
어떠한 경우에나, 프론트엔드12는 혼합 증폭기14의 차동 입력 신호를 생성한 다. 잡음 섞인 변조된 입력 신호25를 생성하는 1/f 납음, 팝콘 잡음 및 오프셋과 같은 잡음이 계측증폭기10 신호 경로상의 혼합 증폭기14에 유입된다. 잡음섞인 변조된 입력 신호25는 반송 주파수로 상향 변조된 원래의 저주파 요소와 기저대역의 잡음 요소로 이루어져있다.
전술한 바와 같이, 혼합 증폭기14는 도6에 나타난 변형된 폴디드 캐스코드 증폭기 구조로 구현된다. 기준전압 및 바이어스 생성기94는 혼합 증폭기14로 기준전압과 바이어스 전압을 공급한다. 간단히 표현하여, 도7에 나타난 대로 혼합 증폭기14는 증폭기84와 복조기86 및 적분기88을 포함하는데, 이는 도2에 설명된 증폭기26과 복조기28 및 적분기30에 대응한다. 따라서, 증폭기84는 잡음섞인 변조된 입력 신호25를 증폭하고 복조기86는 증폭된 신호27을 복조한다. 더 구체적으로, 복조기86는 증폭된 신호의 원래 저주파 신호 요소를 다시 기저대역으로 하향시키고 변조된 잡음23을 반송 주파수로 상향시킨다. 그에 따라 원하는 신호와 잡음이 구분되는 것이다. 클락96은 복조기86를 구동하기 위한 클락 신호를 공급한다. 예를 들어 도6의 회로도에 관하여, 클락96은 복조기86을 동작시키는 스위치60과 62를 구동하기 위한 클락 신호를 공급한다. 적분기88은 기준전압 및 바이어스 생성기94로부터 공급되는 기준전압과 관련된 복조 신호29를 적분하고 기저대역 이외의 주파수를 갖는 신호 성분을 실질적으로 제거하는 낮은 통과대역 필터로 동작한다. 결과적으로, 복조된 신호29의 반송 주파수에 존재하는 잡음은 적분기88의 출력인 출력 신호31로부터 실질적으로 제거된다.
도7에 나타난 것과 같이, 피드백16은 네거티브 피드백 경로90과92 및 포지티 브 피드백 경로98을 포함한다. 차동-단일 변환을 제공하기 위해, 피드백 경로 90, 92 및 98 각각은 혼합 증폭기14의 양(+)과 음(-) 차동 입력 각각에 피드백을 제공하기 위하여 두 개의 대칭적인 피드백 경로 분기를 포함한다. 특히, 네거티브 피드백 경로90은 신호변화를 작게 유지하기 위해 혼합 증폭기14의 입력으로 네거티브 피드백을 공급한다. 네거티드 피드백90의 피드백 경로 분기 각각은 기준전압 및 바이어스 공급기94로부터 제공되는 기준 전압과 함께 출력 신호31를 변조한다. 네거티브 피드백 경로90에 존재하는 네거티브 피드백 경로가 항상 존재하도록 보장하기 위해서, 피드백 경로90의 네거티브 피드백 분기에 적용되는 촙 주파수는 하나의 피드백 경로에서 프론트엔드12와 동기화되고 서로 180도의 위상차를 가진다. 이러한 방법으로, 네거티브 피드백 경로90의 피드백 경로 분기중 하나는 각각의 클락 주기 절반동안 네거티브 피드백이 가해진다. 결과적으로, 혼합 증폭기14의 입력의 차동 신호들은 작아지고 기준 전압을 중심으로 나타난다. 네거티브 피드백90은 출력 신호31의 글리칭인 계측증폭기10의 동적 제한을 실질적으로 제거한다.
네거티브 피드백 경로92는 고대역 통과 필터 구조를 가능하게 한다. 특히, 네거티브 피드백 경로92는 기준전압 및 바이어스 생성기94에 의해 공급되는 기준전압과 관련된 출력 신호31인 계측증폭기10의 출력을 적분하고 캐패시터를 통해 적분된 신호를 혼합 증폭기14의 입력으로 인가한다. 네거티브 피드백 경로92의 피드백 경로 분기 각각은 기준 전압과 함께 적분된 출력 신호를 변조한다. 이전에 설명한 네거티브 피드백 경로90의 피드백 경로들과 유사하게, 네거티브 피드백 경로92의 피드백 경로 분기 각각의 상대적인 위상은 각각 클락 주기의 절반동안 네거티브 피 드백 경로가 존재하는 것을 보장한다. 동작에 있어서, 네거티브 피드백 경로92는 저주파에서 주로 동작하고 계측증폭기10의 직류전류(DC) 응답을 억제한다. 그러나, 네거티브 피드백 경로90은 통과대역 주파수들에서 주로 동작한다. 피드백 경로90의 피드백 캐패시터들의 크기와 피드백 경로92의 시정수는 필터의 고대역 통과 차단 주파수를 설정한다. 다른 말로, 피드백 경로90과 92의 축전기들은 고대역 통과 차단 주파수를 설정하는데 사용된다.
예를 들어, 고대역 통과 필터는 계측증폭기10가 심장 모니터링 기기에 사용되고 뇌신호를 모니터링하는데 사용될 때 전극의 오프셋의 여파할 때 고대역 통과 필터는 심박 후 인위적인 효과를 차단하는데 유용하다. 예를 들어, 피드백 경로92가 약 2.5 Hz, 0.5 Hz 혹은 0.05 Hz의 차단 주파수를 갖는 고대역 통과 필터를 구성하는데 사용될 수 있다. 이러한 경우, 피드백 경로92는 2.5 Hz, 0.5 Hz 혹은 0.05 Hz의 차단 주파수 이하의 주파수들에서 동작한다. 반면 피드백 경로90은 차단 주파수 이상의 주파수에서 동작한다. 하나의 예로써, 피드백 경로92는 약 0.5 Hz의 차단 주파수를 가지며, 피드백 경로90가 0.5 Hz 이상 예를 들어 약 5 Hz 부터 100 Hz인 주파수들에서의 동작을 가능하게 한다.
포지티브 피드백 경로98은 계측증폭기10의 입력 임피던스를 증가시킨다. 보다 상세하게, 포지티브 피드백 경로98은 출력 신호 31을 샘플링하고 입력신호를 초퍼 변조하기 전에 프론트엔드12에 피드백을 제공한다. 포지티브 피드백 경로98는 샘플링 과정 동안 손실되는 혼합 증폭기14 입력 캐패시터들의 전하를 효과적으로 대체한다. 포지티브 피드백 경로98은 10배 또는 그 이상으로 계측증폭기10의 입력 임피던스를 증가시킬 수 있다. 포지티브 피드백 경로98의 각각의 피드백 경로 분기는 입력 캐패시터들에 전하를 보충하기 위해서 스위치된 캐피시터 배열을 포함할 수 있다.
도7이 네거티브 피드백 경로90, 네거티브 피드백 경로92 및 포지티브 피드백 경로98을 포함하는 피드백 경로16를 나타내고 있음에도 불구하고, 오직 네거티브 피드백 경로90만이 매우 낮은 전력의 저주파에서 계측증폭기10가 안정적인 측정을 할 수 있도록 제공될 수 있다. 따라서, 피드백 경로들 92, 98은 계측증폭기10가 추가적인 성능을 향상시킬 수 있도록하는 선택적이고 추가적인 요소로 생각될 수 있다. 결과적으로, 본 발명에서 개시되는 본 발명의 다양한 실시예에 따르면 피드백 경로92,98 중 어느 하나, 혹은 둘다 포함하거나 또는 모두 포함하지 않을 수 있다. 계측증폭기가 피드백 경로들 92와 98을 포함하는 경우, 포지티브 피드백 경로98는 혼합 증폭기14의 출력신호를 샘플링하는 대신 네거티브 피드백 경로92로부터의 적분된 출력 신호를 샘플링할 수 있다. 피드백 경로90, 92, 98의 상대적인 배열은 추가적인 도면의 회로도를 통해 보다 명백해질 것이다.
일 실시예에 있어서, 클락96은 하나 이상의 클락들로 구성될 수 있다. 예를 들어, 계측증폭기10가 단일칩에 형성되는 경우, 단일 클락이 프론트엔드12와 혼합 증폭기14 및 피드백 경로16에 클락 신호를 공급할 수 있다, 그러나 일 실시예에 있어서, 계측증폭기10가 원격 측정 신호들을 복조하는데 사용될 경우, 프론트엔드12는 혼합 증폭기14와 피드백16과 다른 칩에 형성될 수 있다. 이러한 경우 프론트엔드12는 혼합 증폭기14와 피드백16에 클락 신호를 공급하는 클락과는 다른 클락으로 부터 클락 신호를 공급받게 된다. 이러한 경우, 두 개의 클락들이 서로 동상이 아닐 수도 있다. 송신된 신호가 복원되기 위해서는 두 개의 클락이 서로 동상이어야 하기 때문에, 수신기측에 클락들을 동기시키기 위한 추가적인 회로가 필요하다.
기준전압 및 바이어스 생성기 94는 프론트엔드12, 혼합 증폭기14, 네거티브 피드백 경로90 및 네거티브 피드백 경로92에 바이어스 전압을 공급한다. 프론트엔드12가 생리학적 센서를 포함하는 경우, 기준전압 및 바이어스 생성기94는 생리학적 센서를 구동하는 기준 전압을 공급할 수 있다. 또한 기준전압 및 바이어스 생성기94는 임피던스센서의 전극에 기준전압을 공급할 수 있다. 혼합 증폭기14와 관련하여, 기준전압 및 바이어스 생성기94는 도6에 나타난 트랜지스터들의 바이어싱을 위하여 바이어스 전압을 공급할 수 있다. 이전에 설명되었듯이 피드백 경로들 90 및 92에서 신호들과 혼합되었던 기준 전압은 기준전압 및 바이어스 생성기94로부터 공급될 수 있다. 0볼트에서 1.2볼트(밴드갭) 혹은 0볼트에서 0.6볼트(하프 밴드갭 )의 바이어스 전압이 바이어스 점(point)들로 사용될 수 있다.
도8은 계측증폭기100의 회로도를 나타낸다. 계측증폭기100은 이전에 설명되었던 계측증폭기10의 일 실시예이다. 도8에 있어서, 계측증폭기100는 출력 102A와 102B(합쳐서 출력 102)를 교차하는 차동 전압을 생성하는 센서101을 포함한다. 출력 102A와 102B는 각각 전압 Vin-plus와 Vin-minus를 제공한다. 센서101은 생물물리학적 신호들을 출력102에 나타나는 차동 전기 전압으로 바꾸는 생리학적 센서일 수 있다. 예를 들어 센서101은 가속도계, 압력 센서, 힘센서, 회전 센서, 습도 센서, 한쌍의 전극 혹은 기타 센서 일 수 있다.
입력 102A와 102B는 스위치 104A와 104B(합쳐서 스위치104)를 거쳐서 캐패시터106A와 106B(합쳐서 캐패시터106)에 각각 연결된다. 스위치104는 시스템 클락(미도시)에 의해 제공되는 클락 신호에 의해 구동되고 공통모드 신호를 차단하기 위해 서로 연결된다. 캐패시터106의 한쪽 끝은 대응하는 스위치 중 하나와 연결되고 다른 한쪽은 혼합 증폭기116의 대응하는 입력에 연결된다. 특히 캐패시터106A는 혼합 증폭기116의 양(+) 입력에 연결되고, 캐패시터 106B는 음(-) 입력에 연결되어, 차동 입력을 제공한다.
도8에 있어서, 센서101, 스위치104 및 캐피시터106은 프론트엔드110를 구성한다. 프론트엔드110은 대체로 계측증폭기10의 프론트엔드12와 대응된다. 특히 프론트엔드110은 프론트엔드12와 관련되어 이전에 설명되었듯이 연속 시간 스위치된 캐패시터 네트워크로 동작한다. 입력102의 개방 상태와 닫힘 상태를 토글하는 스위치104는 반송(클락) 주파수에서 센서101의 출력을 변조(촙)하기 위해 클락 주파수에서 캐패시터106과 연결된다. 이전에 설명되었듯이, 센서101의 출력은 약0 Hz에서 100Hz 사이 범위내의 저주파 신호일 수 있다. 반송 주파수는 약 4 kHz에서 약 10 kHz사이의 주파수일 수 있다. 그러므로 저주파 센서 출력은 보다 높은 촙 주파수 밴드로 초핑된다.
스위치들104은 혼합 증폭기116에 입력되는 차동 입력 신호를 제공하기 위해 동상 상태에서 서로 토글한다. 클락 신호의 첫번째 위상 동안, 스위치104A는 센서 출력102B와 캐패시터106A를 연결하고 스위치104B는 센서 출력102A와 캐패시터 106B를 연결한다. 두번째 위상 동안은, 스위치104A는 포트102A와 캐패시터 106A를 연결 하고 스위치104B는 포트102B와 106B를 연결하는 상태로 스위치104가 변경된다. 스위치104는 반송 주파수에서 출력102의 차동 전압을 변조하기 위해 제1위상과 제2 위상 사이를 동시에 번갈아가며 연결한다. 그 결과 생성된 촙 차동 신호는 캐패시터106을 가로질러(across) 인가되고, 혼합 증폭기116의 입력을 가로질러 차동신호와 연결된다.
저항108A와 108B(합쳐서 저항108)은 혼합 증폭기116 입력의 바이어스 전압을 제어하는 직류전류(DC) 전도경로를 제공한다. 즉, 저항108은 바이어스 임피던스가 높도록 유지하는데 사용되는 등가 저항을 제공하도록 선택된다. 예를 들어, 저항108은 5GΩ의 등가저항을 제공하도록 선택될 수 있다. 하지만 등가 저항을 정확하게 선택하지 않아도 계측증폭기100의 성능에는 크게 영향을 주지는 않는다. 일반적으로, 임피던스의 증가는 잡음 성능과 고조파 제거 성능을 향상시킨다. 그러나 과부하로부터의 회복시간이 늘어난다. 기준이 되는 구조(frame reference)를 제공하기 위해서는, 5GΩ 등가 저항이 약 25pF의 입력 정전용량(Cin)에 있어서 약 20nV/rt Hz의 참고 입력(RTI, referred-to-input) 잡음이 나타나야 한다. 이러한 견지에서, 임피던스를 높게 유지하려는 이유는 클락 주기의 절반 주기 동안 혼합 증폭기116의 입력 노드들에서의 세틀링으로 인한 신호 연쇄에 왜곡을 일으킬 수 있는 높은 주파수 고조파를 차단하기 위함이다.
저항108은 혼합 증폭기116의 신호 입력을 제어하기 위한 여러가지 바이어싱 방법중 단지 하나의 전형적인 예이다. 사실, 바이어싱 방법은 등가 저항의 정확한 값이 중요하지 않기 때문에 유연성이 있다. 일반적으로, 저항108과 입력 캐패시터106의 시정수는 초핑 주파수의 역수보다 약100배 길도록 선택될 수 있다.
혼합 증폭기116은 입력에 인가되는 차동신호에 잡음과 오프셋을 생성한다. 이러한 이유로, 차동 입력은 관심 신호를 잡음과 오프셋으로부터 다른 주파수 밴드로 이동시키기 위해 스위치104A, 104B 및 캐패시터106A, 106B를 통해 초핑된다. 그 다음, 혼합 증폭기116는 잡음과 오프셋이 촙 주파수 밴드로 상향 변조하는 반면 관심 신호(signal of interest)는 기저대역으로 하향 복조하기 위하여 증폭된 신호를 2번에 걸쳐 초핑한다. 이러한 방법으로 계측증폭기100은 관심 심호와 잡음 및 오프셋의 실질적인 분리를 유지할 수 있다. 혼합 증폭기116과 피드백 경로118는 낮은 전력에서 동작하는 센서101에 의해 저주파 신호의 안정적인 측정을 수행하기 위해 잡음섞인 변조된 입력 신호를 처리한다.
전술한 바와 같이, 저전력에서의 동작은 혼합 증폭기116의 대역폭을 제한하는 경향이 있으며 출력신호의 왜곡(ripple)을 초래한다. 따라서, 혼합 증폭기116과 피드백 경로118는 이전에 설명된 혼합 증폭기14와 피드백 경로16과 유사한 방식으로 동작한다. 더 구체적으로, 피드백 경로118은 도7에 설명된 네거티브 피드백 경로90에 대응한다. 혼합 증폭기116과 피드백 경로118은 각각 낮은 임피던스 노드와 교류(AC) 피드백에서 초핑 조합을 통해 초퍼 안정화의 동적 제한을 실질적으로 제거할 수 있다.
도8에는, 혼합 증폭기116가 단순화를 위해 회로 기호로 표현되었다. 그러나 혼합 증폭기116는 도6의 회로도에 따라서 구현될 수 있음을 이해하여야 한다. 혼합 증폭기116는 프론트엔드12에 대해 동기화된 복조를 제공하고 신호 입력부터 신호 출력까지 센서101로부터 생성된 차동 전압의 증폭된 표현인1/f 잡음, 팝콘 잡음, 및 오프셋을 실질적으로 제거할 수 있다.
피드백 경로118에 의해 제공되는 네거티브 피드백이 없으면, 혼합 증폭기116의 출력은 낮은 전력에서 동작하는 증폭기의 제한된 대역폭 때문에 원하는 신호에 겹쳐진(superimposed) 스파이크(spike)를 포함한다. 그러나, 피드백 경로118에 의해 제공되는 네거티브 피드백이 이러한 스파이크를 억제하고 그로 인하여 정상상태에서의 계측증폭기100의 출력은 센서101에 의해 생성되는 매우 낮은 잡음을 포함하는 차동 전압의 증폭된 표현이 된다.
도8의 피드백 경로118은 차동-단일 종단 연결을 제공하는 두 개의 피드백 경로들을 포함할 수 있다. 위쪽의 피드백 경로 분기는 혼합 증폭기116의 양(+) 입력 단자로 네거티브 피드백을 제공하기위해 혼합 증폭기116의 출력을 변조한다. 피드백 경로 분기는 캐패시터112A와 스위치114A를 포함한다. 유사하게, 피드백 경로 118의 아래쪽 피드백 경로 분기는 혼합 증폭기116의 음(-) 입력 단자에 네거티브 피드백을 제공하기위해 혼합 증폭기116의 출력을 변조하는 캐패시터112B와 스위치114B를 포함한다. 캐패시터112A와 112B는 각각 한쪽 끝이 스위치114A와 114B에 연결되고, 다른쪽 끝은 혼합 증폭기116의 양(+) 입력 단자와 음(-) 입력 단자에 각각 연결된다.
스위치114A와 114B는 각각 캐패시터112A와 112B에 전하를 충전하기 위하여 기준 전압(Vref)과 혼합 증폭기116의 출력을 토글한다. 예를 들면, 기준 전압은 증폭기116의 최대 전압과 접지 전압의 중간 전압 일 수 있다. 예를 들어, 만약 증폭 기 회로가 0에서 2볼트의 전원으로 전력을 공급받으면, Vref(기준) 전압은 대략 1볼트일 수 있다. 중요한 것은, 클락 주기의 각각 절반 동안 네거티브 피드백 경로가 존재하는 것을 보장하기 위해서는 스위치114A와 114B가 서로 180도 위상차를 가져야 한다. 스위치114 중 하나는 또한 혼합 증폭기116과 동기화되어야 하고 그로 인하여 네거티브 피드백이 정상상태에서 신호 변화를 작게 유지하도록 혼합 증폭기116 입력 신호의 진폭을 억제하게 된다. 신호 변화를 작게 유지하고 혼합 증폭기116의 낮은 임피던스 노드를 스위칭하는 것에 의해, 예를 들어 도6의 회로도에 나타난 것과 같이, 스위칭 노드에서만 중요한 전압 상태 변화가 나타나게 된다. 결과적으로, 글리칭(리플)은 혼합 증폭기의 출력에서 실질적으로 제거되거나 감소된다.
혼합 증폭기116의 낮은 임피던스 점에서의 스위치뿐 아니라, 스위치104와114도 CMOS SPDT 스위치 일 수 있다. CMOS 스위치는 연속적인 것처럼 보이는 빠른 스위칭 동작을 제공한다. 계측증폭기100의 전달 함수는 아래의 식(1)로 정의될 수 있다. 여기서 Vout은 혼합 증폭기116의 출력 전압이며, Cin은 입력 캐패시터106의 정전용량이고, △Vin은 혼합 증폭기116에 입력되는 차동 전압이고, Cfb는 피드백 캐패시터112의 정전용량이며, Vref는 스위치114와 혼합 증폭기116의 출력을 혼합한 기준 전압이다.
Vout = Cin(△Vin)/Cfb + Vref (1)
식(1)로부터, 계측증폭기100의 이득은 캐패시터 106과 캐패시터112인 입력 캐패시터Cin과 피드백 캐패시터Cfb의 비율로 정해진다. Cin/Cfb의 비율은 대략 100으로 선택된다. 캐패시터112는 폴리-폴리 단일칩 캐패시터나 다른 형식의 MOS 캐패시터일 수 있고 대칭형태로 잘 매칭되어야 한다.
비록 도8에 나타나있지 않더라도, 계측증폭기100는 자동 영점(auto-zeroing) 증폭기100을 위한 션트(shunt) 피드백 경로를 포함할 수 있다. 션트 피드백 경로는 증폭기를 빨리 리셋시키는데 사용될 수 있다. 긴급 재충전 스위치 또한 증폭기의 빠른 리셋을 돕기위해 바이어싱 노드를 분리된 경로로 바꾸기 위해 제공될 수 있다. 입력 캐패시터106의 기능은 센서101로부터의 저주파 차동 전압을 상향 변조시키는 것과 공통모드 신호를 차단하는 것이다. 위에서 논의되었듯이, 상향 변조를 수행하기 위해서는, 차동 입력이 SPDT 스위치104를 통해 감지 캐패시터 106A, 106B에 연결되어야 한다. 스위치의 위상은 교류(AC) 트랜스컨덕턴스 혼합 증폭기116로 입력되는 차동 입력을 위해 조절된다. 이 스위치104는 예를 들면 4 kHz의 클락 주파수로 동작한다. 감지 캐패시터106이 두 입력 사이을 토글하기 때문에, 전하 전달 기능에서 저주파 공통 모드 신호가 0으로 억제되는 반면 차동 전압은 반송 주파수로 상향 변조된다. 더 높은 대역폭의 공통 신호를 차단하는 것은 이러한 차동 구조와 캐패시터들의 좋은 매칭에 달려있다.
도8에 더욱 도시된 바와 같이, 측정을 위한 응용기기가 심장 박동기, 심장 제세동기, 신경자극기로부터 전송되는 자극 펄스들과 같이 동작하기 위해서는, 혼합 증폭기116를 프론트엔드110에 다시 연결하기 전에 입력 신호를 안정화하기 위하 여 차단 회로가 계측증폭기100, 혼합 증폭기116의 입력 및 연결 캐패시터106에 추가될 수 있다. 예를 들어 차단 회로는 혼합 증폭기116과 프론트엔드110을 선택적으로 연결하거나 분리하는 차단 멀티플렉서(blanking multiplexer, MUX)일 수 있다. 이 차단 회로는 혼합 증폭기의 차동 입력 신호를 선택적으로 제거하거나, 예를 들어 자극 펄스가 전송되는 동안 스위치104,114인 제1,2 변조기를 동작시키지 않는다.
차단 MUX111은 선택적이지만 바람직한 구성일 수 있다. 혼합 증폭기116에 잔존하는 오프셋 전압이 증폭기를 수 밀리세컨드 동안 증폭기를 포화시키기 때문에 변조기로 동작하는 클락 구동 스위치104, 114를 쉽게 차단할 수 없다. 이러한 이유로, 차단 MUX111은 심장 박동기, 심장 제세동기, 혹은 신경자극기로부터 전송되는 자극이 있는 동안과 같은 기간동안 증폭기116을 입력 신호로부터 분리하기 위하여 필요하다.
차단(blanking)을 적절히 수행하기 위해서는, 혼합 증폭기116가 입력 신호를 복조하는 동안에는 입력과 피드백 스위치104, 114가 동작하지 않아야 한다. 이는 변조된 신호가 적분기의 입력에 존재하지 않지만, 복조기는 직류(DC) 오프셋을 초핑하는 기능을 계속하기 때문에 혼합 증폭기116의 적분기 상태를 유지시킨다. 결과적으로, 차단 MUX111은 차단 기간동안 스위치104,114를 선택적으로 불능화시키도록 회로에 추가적으로 포함되거나 구성된 회로와 관련될 것이다. 차단 후에, 혼합 증폭기116는 약간의 불안정함 때문에 다시 동작하기 위해 추가적인 시간이 필요할 수 있다. 그러므로 전체 차단 시간은 입력과 스위치104,114가 동작하지 않는 동안 입 력 신호를 복조하는 시간과 남아있는 불안정함을 안정화시키는 시간을 모두 포함한다. 예를 들어 자극 펄스를 이용한 응용의 차단 시간은 혼합 증폭기116을 위한 5 ms와 AC 연결 요소를 위한 3 ms을 더한 약 8 ms 이다.
도9는 세포 조직 부하(tissueload) 211의 임피던스를 측정하기 위한 계측증폭기100의 회로도이다. 세포 조직 부하211은 계측증폭기200으로 임피던스를 측정할 환자의 세포 조직을 나타낸다. 세포 조직211은 만성환자나 급성 질병 상태, 혹은 다른 의료 상황을 진단하기위해 임피던스를 측정하는 심장 세포 조직, 폐 세포 조직, 혹은 뇌 세포 조직, 근육 세포 조직, 지방 세포 조직 혹은 다른 세포 조직과 같은 기관 세포 조직이다. 임피던스 측정을 위한 일 응용 예로 폐부종 감지, 순간 호흡 측정, 심장 동작 측정 및 뇌파 측정 등이 있다. 일반적으로, 계측증폭기200은 인체조직의 세포를 자극하거나 전극 부식과 같은 다른 유해한 효과를 발생시키지 않는다.
계측증폭기200은 일반적으로 도1-7에 참조되어 설명된 계측증폭기와 일치한다. 도9의 예시에 있어서, 계측증폭기200은 저전력과 고유의 전하 균형, 전극 전위의 제거 및 작은 자극 전류를 통해 정확한 임피던스 측정을 위하여 동기 검출 원칙(synchronous detection principle)을 적용한다. 계측증폭기200는 이전에 설명된 계측증폭기10의 일 실시예이다. 계측증폭기10과 마찬가지로, 계측증폭기200는 프론트엔드210과 혼합 증폭기226 및 피드백 경로228을 포함한다. 이러한 특징은 일반적으로 계측증폭기10의 프론트엔드12, 혼합 증폭기14 및 피드백 경로16에 각각 대응된다.
도9에 있어서, 프론트엔드210는 포트202A와202B(합쳐서 포트202)의 입력 전압, 스위치204A와 204B(합쳐서 스위치204), 저항 206A와 206B(합쳐서 저항 206) 및 캐패시터 208A와 208B(합쳐서 캐패시터208)를 포함한다. 일반적으로, 프론트엔드210은 세포 조직 부하211에 전압을 생성하는 자극 전류를 변조한다. 자극 전류는 두 개 이상의 전극을 통해 세포 조직 부하211을 통해 인가될 수 있는데, 전극은 한 개 이상의 도선에 구성되거나 이식가능형 의료 기기 외부 표면(housing)에 구성될 수 있다. 유사하게, 세포 조직 부하211를 거친 전압 신호의 결과는 도선이나 장치 외부(housing)에 배치된 두 개 이상의 전극을 통해 감지될 수 있다. 세포 조직 부하211의 전압은 캐패시터222A와 222B(합쳐서 캐패시터222) 각각을 통해 혼합 증폭기226의 양(+)과 음(-) 입력에 교류(AC)연결된다. 이리하여 세포 조직 부하211로 대표되는 세포 조직은 직류(DC) 전류에 노출되지 않는다. 더군다나, 약 10 μA 이하의 작은 변조된 (AC) 자극 전류는 세포 조직 부하211로 대표되는 세포 조직을 크게 자극하지 않는다.
저항206A와 캐패시터208A, 저항206B와 캐패시터208B로 구성되는 저항-캐패시터(RC)쌍을 통해 자극 전류를 생성하기 위하여 스위치204는 포트202(Vstim+ 와 Vstim-)의 입력 전압 사이를 토글한다. 스위치204, 저항206 및 캐패시터 208은 211과 같은 부하에 사용하기 위해 클락 주파수에서 AC 자극 전류를 생성하는 교류(AC)원을 형성한다. 특히, 스위치204, 저항206 및 캐패시터208는 부하에 가할 자극 전류를 생성하기위해 클락 주파수에서 제1,2 전압인 Vstim+와Vstim-를 변조하는 변조기를 형성한다. 그러나, 임피던스 측정을 위한 AC자극 전류를 제공하기 위한 다른 형식의 AC 전류원도 사용될 수 있다.
입력 전압 Vstim+와 Vstim-는 이식가능형 의료 기기와 같이 계측증폭기200을 구비한 장치 내의 조절된 전원 공급기로부터 제공될 수 있다. 세포 조직 임피던스를 측정하기 위해 RC쌍(206, 208)을 통해 포트202의 입력전압에 의해 전달되는 입력 자극 전류를 초핑하기 위하여 스위치204는 초퍼 주파수에서 계폐된다. 이러한 방법에 있어서, 프론트엔드210는 혼합 증폭기226과 피드백 경로228에 의해 처리되는 변조된 차동 입력 신호를 생성한다. 포트202에서의 자극 전류는 환자에 이식된 IPG(이식가능형 펄스 발생기)와 연결된 도선에 부착된 전극에의해 공급된다. 이는 임피던스 측정을 위한 자극 전류의 전달에 대한 하나의 예시일 뿐이다. 대안으로, 임피던스 측정을 위한 자극 전류는 하나 이상의 스위치된 전류원으로 생성이 가능하다. 포트202의 기준전압과 저항206및 개패시터208의 크기는 자극 전류의 제약 조건, 측정의 선형성 및 스위치204를 구동하는 클락(미도시)과 비교한 계측증폭기200의 시정수에 의해 결정될 수 있다.
예를 들어, 10μA의 자극 전류를 사용하는 것은, 202A와 202B에는 전압을 각각 2V와 0V를 공급할 수 있고, 저항206은 100kΩ으로 선택될 수 있다. 다른 방법으로, 2000kΩ을 사용하는 것은 0.5μA의 자극전류와 100kΩ의 저항을 생기게 할 수 있다. 캐패시터208로10nF의 캐패시터를 사용하면 자극 전류의 시정수가 1ms가 되는데, 이는 동작이 안정화되기 위한 최소한의 에러를 보장하는 약 5kHz의 주파수를 필요로 하게 된다. 이 경우 1kHz 부하를 가정했을 때 측정의 비선형성은 0.5% 범위 이내가 된다.
혼합 증폭기226으로의 입력은 고대역 통과 필터212과 연결 캐패시터222A, 222B를 포함할 수 있다. 일 실시예에 있어서, 고대역 통과 필터212는 심장 운동 측정에 있어서 박동 후 회복을 최소로 하는데 도움을 준다. 도9에 나타나 있듯이, 고대역 통과 필터212는 캐패시터214A, 214B(합쳐서 캐패시터214)와 저항216A, 216B(합쳐서 저항216)이 포함된다. 캐패시터214와 저항216의 값은 고대역 통과 필터212가 1%이하의 등가 측정 에러와 같이 최소의 위상에러를 보장하는 고대역 통과 차단 주파수를 가지고, 잔존하는 박동 오류가 2.5~5 ms의 시정수에서 안정화되는 동안 혼합 증폭기226에서 나타나도록 선택될 수 있다. 심장 임피던스 분석과 같은 응용에서는, 예를 들면 고대역 통과 차단 주파수가 약 300Hz와 약 800Hz의 범위 사이에 있을 수 있다.
저항 224A와 224B(합쳐서 저항 224)은 혼합 증폭기226의 입력 전압을 제어한다. 따라서, 저항224는 도7의 저항 108과 유사하고 단지 전형적인 예시일 뿐이다. 전술한 바와 같이, 저항224 또는 서로 다른 바이어스 계획(scheme)은 정확한 값은 중요하지 않을지라도 5GΩ 등가 저항을 제공하도록 선택될 수 있다.
혼합 증폭기226과 피드백 경로228는 저전력에서 동작하는 반면 세포 조직 부하211상의 차동 전압을 안정적으로 측정하기 위하여 잡음섞인 변조 입력 신호를 처리한다. 혼합 증폭기226과 피드백 경로228은 일반적으로 도7의 혼합 증폭기116과 피드백 경고118에 대응한다. 따라서, 혼합 증폭기226은 프론트엔드12와 동기화된 복조를 수행하며 증폭된 출력 신호의 1/f 잡음, 팝콘 잡음 및 오프셋 등의 잡음을 실질적으로 제거한다. 혼합 증폭기226은 도6과 같이 낮은 임피던스 노드에서 스위 칭하는 변형된 폴디드 캐스코드 구조로 구현될 수 있다.
도9에 나타나 있는 것처럼, 피드백 경로228은 네거티브 피드백과 단일 차동 인터페이스를 제공하는 상부 및 하부 피드백 경로 분기로 구성된다. 상부 및 하부 피드백 경로 분기는 스위치 232A와 232B(합쳐서 스위치 232)에 각각 연결된 캐패시터230A와 230B(합쳐서 캐패시터 203)을 포함한다. 스위치232A와 232B는 서로 180도 위상차이를 가지고 있고, 혼합 증폭기226의 출력을 변조하기 위해 혼합 증폭기226의 출력과 기준 전압(Vref) 사이를 토글한다. 결과적으로, 전술한 바와 같이 피드백 경로218는 신호 변화를 작게 유지하기 위해서 혼합 증폭기226의 입력에 네거티브 피드백을 제공한다.
스위치206, 스위치232 및 혼합 증폭기226의 낮은 임피던스 노드의 스위치들은 CMOS SPDT 스위치 혹은 빠른 스위칭 동작을 제공하는 다른 스위치일 수 있다. 계측증폭기200의 전달 함수는 계측증폭기100의 전달함수와 같은데, 이는 상기 도7과8의 설명에 나타나 있다. 이리하여, 피드백 캐패시터인 캐패시터230의 정전용량과 입력 캐패시터인 캐패시터222의 정전용량의 비율은 계측증폭기226의 이득을 설정한다. 캐패시터222와 230은 폴리-폴리 캐패시터 혹은 다른 종류의 MOS 캐패시터일 수 있고 대칭적으로 잘 매칭되어야 한다. 캐패시터222와 230은 다른 계측증폭기 요소와 함께 칩상에 위치할 수 있다.
동작에 있어서, 계측증폭기200는 반송 주파수와 홀수번째 고조파에서 변조된 입력 신호에 전자파간섭(EMI)을 삽입할 수 있다. 채널에 간섭이 있는지를 판단하기 위해서, 프론트엔드210에 자극 전류를 가하지 않은채 계측증폭기200의 출력을 모니 터링할 수 있다. 다른 방법으로, 프론트엔드210과 혼합 증폭기226 사이의 동기화 클럭 감지를 없애기 위해 주파수 대역확산(spread-spectrum) 기술을 사용할 수 있다. 주파수 대역확산 클락 동작은 혼합 증폭기226에 의해 실질적으로 제거된 광대역 잡음 신호로 관계 없는 잡음이 유입되는 것을 중단시키는 반면, 관련된 임피던스 측정을 유지한다.
계측증폭기200의 출력은 세포 조직 부하211의 임피던스를 측정하기 위하여 추가적인 처리를 하는 아날로그-디지털 변환기(ADC)(미도시)로 보내질 수 있다. 더욱이, 계측증폭기200이 환자에 이식되는 경우, 세포 조직과 전극간의 연결(프론트엔드12)은 측정 회로(혼합 증폭기226과 피드백 회로228)로부터 전기적으로 격리 될 수 있다. 전기적인 격리는 전극의 분극을 차단하고 전극 사이의 순수 전하 균형을 유지하는데 도움이 된다.
계측증폭기200은 부종, 급성 질식 및 심장 운동에 대한 임피던스 측정으로부터 도선 임피던스(lead impedence) 측정을 분리하는데 사용될 수 있다. 그 이유는 두 경우의 측정에 있어서 요구되는 점이 다르기 때문이다. 도선 임피던스는 보통 측정을 요구하는 몇 개의 벡터를 가지고 심박이나 자극 펄스를 전달하기 직전에 빠르게 샘플이 취해져야한다. 측정 직후 바로 자극 펄스가 뒤따르기 때문에 감지 채널의 작은 오류(perturbation)는 중요한 문제가 아니다. 이것은 응용기기가 크고 빠르며 표본이 된 자극 전류를 사용할 수 있도록 해준다. 그러나 부종, 급성 질식 및 심장 운동에 대한 측정은 감지 채널에 오류나 잡음이 없어야하는 저주파에서 이루어진다. 도선 임피던스의 측정과 같은 이러한 측정의 중요한 오류는 심박 후 생 성되는 전위를 정확히 측정하기 위한 감지 채널의 기능을 손상하고 그 결과 지나치게 민감해질 수 있다. 그러므로 부종, 급성 질식 및 심장 운동에 대한 측정은 연속 시간 방법으로 평균화된 낮은 레벨의 자극이 유리하다. 계측증폭기200는 부종, 급성 질식 및 심장 운동의 측정을 도선 임피던스와 분리하여 측정이 가능하도록 한다.
도9에 나타나지는 않았지만, 측정을 위한 응용기기가 심장 박동기 혹은 신경자극기로부터 전송되는 자극 펄스들과 같이 동작하기 위해서는, 도8에 나타난 차단 MUX111와 같은 차단 회로가 계측증폭기200에 추가적으로 구성될 수있다. 예를 들어, 차단 MUX111는 입력 캐패시터222를 혼합 증폭기226의 입력으로부터 분리할 수 있다. 그에 더불어, 입력과 피드백 변조기는 차단 기간동안 사용하지 않을 수 있다. 다른 실시예에 있어서, 혼합 증폭기226와 프론트엔드210이 다시 연결되기 전에 입력 신호가 안정화되는 것을 보장하기 위해 차단 MUX는 고대역 통과 필터212와 연결 캐패시터222 사이에 위치할 수 있다. 그러므로 차단 회로는 혼합 증폭기226과 프론트엔드210를 선택적으로 연결하거나 분리할 수 있는 멀티플렉서(MUX)일 수 있다. 도8에서도 언급되었듯이, 혼합 증폭기226에 잔존하는 오프셋 전압이 증폭기를 수 밀리세컨드 동안 포화시키기 때문에 스위치를 구동하는 클락은 쉽게 차단할 수 없으므로, 차단 회로를 구성하는 것이 바람직할 수 있다.
차단을 적절히 수행하기 위해서는, 혼합 증폭기226가 입력 신호를 복조하는 동안에는 입력과 피드백 스위치222, 232가 동작하지 않아야 한다. 이는 변조된 신호가 적분기의 입력에 존재하지 않지만, 복조기는 직류(DC) 오프셋을 초핑하는 기 능을 계속하기 때문에 혼합 증폭226의 적분기 상태를 유지시킨다. 차단 후에, 혼합 증폭기226는 약간의 불안정함 때문에 다시 동작하기 위해 추가적인 시간이 필요할 수 있다. 그러므로 전체 차단 시간은 입력과 피드백 스위치가 동작하지 않는 동안 입력 신호가 복조되는 시간과 남아있는 불안정함을 안정화시키는 시간을 모두 포함한다. 예를 들어 자극 펄스를 이용한 응용의 차단 시간은 혼합 증폭기226을 위한 5 ms와 AC 연결 요소를 위한 3 ms을 더한 약 8 ms 이다.
실험을 통하여, 계측증폭기200을 통한 선형성 측정은 500nA 자극 전류에서 0.05%의 이론적인 한계와 10μA 자극 전류에서의 1.5%를 만족하는 것을 발견했다. 혼합 증폭기226의 유한한 출력 임피던스 때문에 선형성의 최악의 경우는 높은 임피던스에 존재했다. 즉, 자극 전류가 높을수록 비선형적인 특성을 나타냈다. 실제로, 약 1kΩ의 세포 조직 부하를 통한 정당한 자극 벡터에 있어서는 관찰할 수 있는 비선형성은 작았다.
실험에서는 계측증폭기100및 200과 같이 혼합 증폭기와 네거티브 피드백을 포함한 계측증폭기의 측정된 잡음 플로어(noise floor)(측정 시스템 내부의 잡음원과 원치않는 신호의 합으로부터 생성된 신호 크기)의 크기는 약 100nV/rt Hz으로 나타났다. 이것은 1μA의 자극 전류를 혼합 증폭기226에 입력했을 때 생겨나는 존슨 잡음(Johnson noise)의 이론적인 예측과 일치한다. 10μA의 자극 전류에 있어서는, 0.01Ω/rtHz의 등가 잡음 플로어로 바꿀수 있는데, 이는 많은 생리학적 응용기기들의 요구를 만족시키는 수치이다.
도10은 고대역 통과 필터 구조를 위한 네거티브 피드백을 포함한 계측증폭기300의 신호 흐름의 예시를 나타낸 도면이다. 도2와 관련되어, 도10에 나타난 계측증폭기300의 구조는 네거티브 피드백92를 제외하고는 계측증폭기10과 대체로 일치한다. 결과적으로 도2와 도10의 동일한 숫자의 요소들은 동일한 기능을 갖는다. 장황한 설명 대신 간단히 설명하기 위해, 프론트엔드10, 혼합 증폭기14 및 피드백 경로90을 통과하는 신호 흐름에 대해서는 자세히 설명하지 않는다. 대신에, 혼합 증폭기14에서 생성되어 네거티브 피드백 경로92를 통과하는 출력 신호31의 흐름에 대해서 자세히 설명한다.
일반적으로, 네거티브 피드백 경로92는 혼합 증폭기14의 입력에 고대역 통과 필터를 구성하기 위해 출력 신호31에 추가적인 신호처리를 수행한다. 고대역 통과 필터는 차단 주파수 이하의 주파수에 해당하는 신호 요소를 실질적으로 제거한다. 예를 들어, 피드백 경로92는 약 2.5Hz, 0.5Hz 혹은 0.05Hz를 차단 주파수로 설정할 수 있다. 일반적으로, 네거티브 피드백 경로92는 차단 주파수와 직류 사이의 신호를 억제할 수 있다. 이전에 설명되었듯이, 피드백 경로92는 대칭적인 피드백 경로를 통해 혼합 증폭기14의 두 개의 입력에 각각 차동 피드백을 공급할 수 있다. 피드백 경로들은 서로 180도의 위상차가 있어야 하며 그 결과 클락 주기의 각각 절반동안 네거티브 피드백이 사용될 수 있다.
도10에 나타난 것과 같이, 네거티브 피드백 경로92는 적분기302와 변조기304를 포함한다. 적분기302는 기준전압과 관련하여 출력 신호31를 적분한다. 이 기준 전압은 변조기20, 28 및 34에 의해 계측증폭기300의 신호와 함께 변조되는 기준 전압과 같아야 한다. 일 실시예에 있어서, 적분기302는 스위치된 캐패시터 적분기일 수 있다. 다른 실시예에 있어서는, 표준 RC 적분기가 사용될 수 있다. 그러나 스위치된 캐패시터 적분기가 보다 장점이 많을 수 있다.
변조기304는 혼합 증폭기14로 입력되는 차동 전압을 생성하는 적분기302의 출력을 변조한다. 변조기304는 피드백 경로90과 동기화되어야 하기 때문에, 클락 신호21C가 변조기304도 구동한다. 도10에 나타난 것처럼, 적분기302가 스위치된 캐패시터 적분기로 구현되는 경우 클락 신호21C는 적분기302에도 공급되어야 한다. 또한 도10에는, 입력 정전용량(Cin)13, 피드백 경로90의 피드백 정전용량(Cfb)17, 피드백 경로92의 고대역 통과 필터 정전용량(Chp)10이 나타나 있다.
동작에 있어서, 적분기 302는 변조기34의 스위치된 캐패시터의 전하에 반대되는 변조기304의 스위치된 캐패시터의 전압을 생성한다. 초기에 있어서, 복조된 신호29와 적분기30의 기준 전압 사이의 전압차는 상대적으로 크다. 반대로 출력 전압31과 적분기302의 기준전압 사이의 전압차는 상대적으로 작다. 결과적으로, 적분기30이 변조기34의 스위치된 캐패시터의 전하를 충전하는 속도가 적분기302가 변조기304의 스위치된 캐패시터의 전하를 충전하는 속도보다 빠르다.
그러나 시간이 지날수록, 복조된 신호29와 적분기30의 기준 전압의 전압차는 줄어들고 적분기는 많은 전하를 충전하지 못한다. 동시에 출력 신호31과 적분기302의 기준전압차이는 증가하고 적분기302는 변조기304의 스위치된 캐패시터에 보다 많은 전하를 충전하게된다. 이리하여, 정상상태에서는 피드백 경로92는 피드백 경로90보다 우위를 차지하게 되고 피드백 반대 전하는 대부분 네거티브 피드백 경로92를 통해 공급된다. 결과적으로, 피드백 경로92는 캐패시터17과 19(Cfb와 Chp)에 의해 고대역 통과 차단 주파수를 설정하고, 적분기302의 캐패시터와 클락 주파수에 의해 시정수를 설정한다. 중요한 점은, 계측증폭기300이 단일칩에 모두 구현되므로, 칩에서 떨어진 캐패시터는 고대역 통과 여파에 필요하지 않을 수 있다.
도11은 계측증폭기300의 회로도이다. 도11에 나타난 것처럼, 계측증폭기300의 구조는 네거티브 피드백 경로92가 추가된 것 외에는 계측증폭기100과 대체로 일치한다. 결과적으로 도7와 도10의 동일한 숫자의 요소들은 동일한 기능을 갖는다. 장황한 설명 대신 간단히 설명하기 위해 이러한 공유되는 요소에 대한 동작은 설명하지 않는다. 하지만, 피드백 경로92에 대한 동작은 설명한다.
네거티브 피드백92는 혼합 증폭기116의 출력을 꺼내고(tap off) 네거티브 피드백을 혼합 증폭기116의 입력으로 인가한다. 도11의 예시에 따르면, 적분기302는 스위치된 캐패시터 적분기이다. 적분기302는 적분기일뿐 아니라 혼합 증폭기116 내부에 제공되는 복조기일 수 있다. 스위치된 캐패시터 적분기는 스위치312A를 통해 접지와 증폭기116의 출력 사이를 연결하고, 스위치312B를 통해 접지와 증폭기316의 음(-)의 입력 사이를 연결하는 캐패시터310을 포함한다. 스위치312A와 312B는 촙 주파수에서 토글하지만, 서로 위상이 다르다. 스위치 312A와 312B의 클락 주파수는 적분기302의 시정수를 설정하기 위해 조절될 수 있다. 증폭기316의 양(+)의 입력단자는 기준 전압과 연결되어 있는데, 이 기준전압은 계측증폭기300의 다른 단계에서 신호와 혼합된 기준전압과 동일하다. 캐패시터314는 증폭기316의 출력과 증폭기316의 음(-)의 단자를 연결한다.
피드백 경로92의 두 개의 피드백 경로는 혼합 증폭기116에 네거티브 피드백을 공급하기 위해서 적분기302의 출력을 꺼낸다. 특히, 위쪽 피드백 경로 분기는 혼합 증폭기116의 양(+)의 단자에 네거티브 피드백을 공급하기 위하여 적분기302의 출력을 변조한다. 위쪽 피드백 경로 분기는 캐패시터320A와 스위치322A를 포함한다. 유사하게, 피드백 경로92의 아래 피드백 경로 분기는 캐패시터320B와 스위치 322를 포함하고, 이는 혼합 증폭기116의 음(-)의 단자에 네거티브 피드백을 공급하기 위해 적분기 302의 출력을 변조한다.
캐패시터 320A와 320B는 한쪽 끝이 스위치322A와 322B에 각각 연결되고, 다른 한쪽은 혼합 증폭기116의 양(+)과 음(-)의 단자에 각각 연결된다. 스위치322A와 322B는 각각 캐패시터 320A와 320B에 전하를 충전하기 위해 기준 전압과 혼합 적분기302의 출력 사이를 토글한다. 스위치322A와 322B는 서로 180도 위상차이를 가지고 토글한다. 중요한점은, 스위치322A와 322B는 각각 스위치114A와 114B와 동기화되어야 한다는 것이다. 이러한 방법에 있어서, 네거티브 피드백 경로는 클락 신호의 각각 절반 주기 동안 존재하고 네거티브 피드백 경로와 동기화되어야 한다.
도10에서 이미 설명되었듯이, 적분기 302는 스위치322A와 322B(합쳐서 스위치322)에 의해 캐패시터320A와 320B(합쳐서 캐패시터320)에 인가되는 전압을 생성한다. 정상상태에서 캐패시터320의 전하는 캐피시터106의 전하와 반대이다. 좀더 상세하게는, 캐패시터320의 전하는 저주파에 있어서 정상상태에서 피드백 경로를 조절한다. 이리하여, 정상상태에서 대부분의 전류는 네거티브 피드백 경로92를 통해 흐르고 피드백 경로118에는 전류가 거의 흐르지 않는다. 결과적으로 피드백 캐 패시터112와 320의 비율과 적분기302의 시정수가 네거티브 피드백 경로 92에 의해 제공되는 고대역 필터의 차단 주파수를 결정한다. 차단 주파수는 약 2.5Hz, 0.5Hz, 0.05Hz 혹은 다른 원하는 주파수 들로 설정될 수 있다. 칩상의 피드백 캐패시터112를 통해, 고대역 통과 필터 특성은 과부화나 과도전류로부터 회복을 돕기위해 동적으로 변경될 수 있다.
스위치312와 322는 CMOS SPDT 스위치나 빠른 스위칭 동작이 가능한 다른 스위치일 수 있다. 캐패시터310, 314 및 320은 폴리-폴리 캐패시터 혹은 다른 형식의 MOS 캐패시터 일 수 있다.
본 발명에서 포괄적으로 설명되었듯이, 도11에 나타난 것처럼 피드백 경로92는 일반적으로 계측증폭기에 인가될 수 있다고 이해되어야 한다. 결과적으로 계측증폭기300은 제한적으로 생각해서는 안된다. 대신 본 발명에서 설명한 것 처럼, 계측증폭기300은 고대역 통과 필터를 구성하는 네거티브 피드백 경로를 포함하는 많은 계측증폭기의 한 예시인 것이다. 예를 들어, 도11에 나타난 것과 같이, 피드백 경로92는 도9의 계측증폭기200에 추가될 수도 있다.
도12는 계측증폭기의 입력 임피던스를 증가시키는 포지티브 피드백 경로를 포함한 계측증폭기400의 전형적인 신호 흐름을 나타낸 도면이다. 계측증폭기400의 구조는 추가적인 신호 처리를 포함한 포지티브 피드백 경로98를 제외하고는 도2의 계측증폭기10과 대체로 일치한다. 결과적으로 도12와 도2와10의 동일한 숫자의 요소들은 동일한 기능을 갖는다. 장황한 설명 대신 간단히 설명하기 위해, 프론트엔드10, 혼합 증폭기14 및 피드백 경로90을 통과하는 신호 흐름에 대해서는 자세히 설명하지 않는다. 대신에, 혼합 증폭기14에서 생성되어 포지티브 피드백 경로98를 통과하는 출력 신호31의 흐름에 대해서 자세히 설명한다.
일반적으로 포지티브 피드백 경로98은 혼합 증폭기14의 출력을 꺼내거나, 또는 만일 제공되는 경우 선택적으로 피드백 경로92의 적분기302 출력을 꺼낸다. 포지티브 피드백 경로98은 응용기기가 입력 신호32를 초핑하기 전인 변조기20전에 프론트엔드12로 피드백을 공급한다. 도12에 나타난 바와 같이 포지티브 피드백 경로98은 클락 신호21C로 구동되는 스위치된 캐패시터 배열404(Cpos)을 포함한다. 특히, 스위치된 캐패시터(404)는 계측증폭기400 입력의 유효한 저항과 실절적으로 동일한 저항을 생성하는데 사용된다. 계측증폭기의 유효한 입력 저항(Reff)은 아래 식(2)로 계산된다. 여기서 클락 신호21A-C의 주파수는 Fclock이고, Cin은 변조기20의 입력 캐패시터106A, 106B의 정전용량이다. 결과적으로, 계측증폭기400를 동작시키는 전하는 식(3)으로 설명된다. 여기서 Q는 전기 전하량이고 △Vin은 전압의 전하량이다.
Reff = 1/(Fclock*Cin) (2)
dQ/df = Cin*Fclock△Vin (3)
포지티브 피드백 경로98은 변조기20의 스위치된 입력 캐패시터13으로 전하를 "되돌리거나(replace)" 가져다 놓음으로써 유효 저항을 통과하는 전류를 보상한다. 피드백 경로98이 없는 계측증폭기400의 출력 전압은 변조기20의 입력 캐패시터106A, 106B의 정전용량Cin과 변조기34의 피드백 캐패시터 112A, 112B의 정전용량Cfb의 비율에 의해 곱해지는 차동입력과 비례하기 때문에, 스위치된 캐패시터404(Cpos)는 혼합 증폭기14의 출력을 샘플링하고 손실된 전하를 되돌리기 위해 포지티브 피드백을 사용한다. 다른 말로, 포지티브 피드백 경로98은 유효한 입력 저항을 통과하는 전류를 보상하는 전류를 주입한다. 포지티브 피드백 경로98은 10배 또는 그 이상으로 등가의(equivalent) 저주파 입력 임피던스를 증가시킬 수 있다.
포지티브 피드백 경로98은 또한 포지티브 피드백 경로92와 동시에 사용될 수 있다. 이러한 경우, 포지티브 피드백 경로98은 포지티브 피드백 경로92에 의해 적분된 신호 출력을 꺼낼 수 있다. 도10에 따르면, 포지티프 피드백 경로98는 혼합 증폭기116의 출력보다는 적분기302의 출력을 꺼낼 수 있다.
도13은 계측증폭기400의 회로도이다. 도13에 있어서, 포지티브 피드백 경로98이 혼합 증폭기116의 출력을 꺼내고 프론트엔드110의 캐패시터106으로 포지티브 피드백을 공급하는 점을 빼고는 계측증폭기400의 구조는 계측증폭기300과 동일하다. 도13과 도8과11 사이에 공유되는 숫자의 요소는 같은 기능을 공유한다. 결과적으로, 장황한 설명 대신 간단히 설명하기 위해 이러한 요소들의 동작에 대해서는 설명하지 않을 것이다. 그러나 포지티브 피드백 98의 동작에 대해서는 설명한다.
도13에 있어서, 포지티프 피드백 경로98은 제1피드백 경로 분기와 제2 피드백 경로 분기를 통해 차동 피드백을 제공한다. 제1피드백 경로 분기(위쪽 분기)는 혼합 증폭기114의 양(+) 입력 단자에 포지티브 피드백을 공급하기 위해서 혼합 증폭기116의 출력을 변조한다. 제1피드백 경로 분기(도13의 위쪽 분기)는 캐패시터410A, 스위치412A 및 스위치412B를 포함한다. 스위치 412A는 캐패시터410A의 한쪽과 기준 전압 Vref 혹은 혼합 증폭기116의 출력중 하나를 선택적으로 연결한다. 스위치412B는 캐패시터410A의 다른 한쪽과 Vref 혹은 센서101의 입력 포트102A를 선택적으로 연결한다. 제2피드백 경로 분기(도13의 아래쪽 분기)는 캐패시터410B와 스위치412C를 포함한다. 캐패시터410B의 한쪽은 접지와 연결된다. 스위치 412C는 캐패시터410B의 다른 한쪽과 혼합 증폭기116의 출력 혹은 센서101의 입력 포트102B와 선택적으로 연결된다.
캐패시터410A와 410B는 모두 제1클락 상태동안 혼합 증폭기116의 출력에 연결된다. 이리하여 제1클락 상태(first clock phase) 동안, 캐패시터 410A와 410B는 혼합 증폭기116의 출력을 샘플링한다. 캐패시터410A의 한쪽 끝은 제1상태 동안 Vref와 연결된다. 제2클락 상태 동안, 캐패시터410A와 410B는 입력 포트102A, 102B의 한쪽 끝에 각각 연결된다. 다른 한쪽 끝에는, 제2클락 상태 동안, 캐패시터410A는 Vreg에 연결되는 반면, 캐패시터410B는 접지에 연결된다. 캐패시터410A와 410B의 크기는 프론트엔드 변조 동안 입력 캐패시터 106A, 106B의 샘플링을 위한 보상이 필요한 전하에 따라 선택된다. 예를 들어, 각각 캐패시터410A, 410B가 피드백 캐패시터112A, 112B 각각의 피드백 정전용량 Cfb 값의 약2배의 정전용량을 가질 수 있다. 캐패시터410A, 410B는 캐패시터106A와 106B 및 112A, 112B와 근사한 매칭을 위해 온칩으로 구현될 수 있다.
제2 피드백 경로 분기(아래쪽)에 있어서, 혼합 증폭기116의 출력을 샘플링하기위해 캐패시터410B가 연결된 제1클락 상태 이후인 제2 클락 상태 동안 프론트엔드 스위치104b로 전하가 전달된다. 유사하게, 제1 피드백 경로 분기(위쪽)에서, 제2 클락 상태 동안 프론트엔드 스위치104A로 전하가 전달된다. 혼합 증폭기116의 단일 종단 출력으로부터 차동 전하 이동을 생성하기 위해서, 서로 다른 스위칭 계획은 아래쪽 피드백 경로 분기보다는 제1피드백 경로 분기(위쪽)에서 이루어져야 한다. 스위치412A, 412B, 412C를 구동하기 위한 클락 주파수는 초핑 주파수와 같을 수 있다. 피드백 경로98에 사용되는 기준 전압과 특히 캐패시터410A의 기준전압은 단계1과 단계2에서 연결되고, 피드백 경로119에서 사용되는 기준전압과 일치해야 한다.
스위치412A, 412B 및 412C는 CMOS SPDT 스위치 혹은 빠른 스위칭 동작을 제공하는 다른 스위치일 수 있다. 캐패시터410A와 410B는 폴리-폴리 캐패시터거나 다른 형식의 MOS 캐패시터 일 수 있고, 캐패시터 112A, 112B, 106A 및 106B와 함께 온칩으로 구현될 수 있다.
이전에 설명되었듯이, 포지티브 피드백 경로98은 또한 네거티브 피드백 경로92와 동시에 사용될 수 있다. 이러한 경우, 도11을 참조하면, 포지티브 피드백 경로98은 적분기302의 출력을 샘플링하여 꺼낼 수 있다. 그것은, 스위치412A와 412C가 혼합 증폭기116의 출력 대신에 증폭기302의 출력에 연결될수 있다는 것이다.
도14A는 원격 측정 시스템에서 수신기498의 일부로 사용되는 계측증폭기500 의 신호 흐름을 나타낸 도면이다. 예를 들어, 계측증폭기500는 의료진이나 환자 프로그래머와 같은 외부 프로그래밍 장치가 원격 측정을 통해 환자에 이식된 이식가능형 펄스 생성기(IPG), 이식가능형 제약 전달 장치 혹은 다른 형식의 환자에 이식된 이식가능형 의료 기기(IMD)와 통신하는 수신기의 일부로 사용될 수 있다. 더욱이, 계측증폭기500은 또한 환자에 이식된 IPG나 다른 형식의 IMD와 통신하는 외부 프로그래밍 장치에 위치할 수 있다. 수신기498는 외부 프로그래머 혹은 IMD와 관견된 송신기499로부터 신호를 수신할 수 있다. 본 발명에 설명된 것처럼, 수신기498과 송신기499는 계측증폭기500을 사용함으로써 함께 원격 측정 시스템을 형성할 수 있다. 앞으로 설명하겠지만, 제1초퍼 단계는 송신기499에 있는 반면, 제2초퍼 단계와 피드백 경로는 수신기498의 계측증폭기500에 존재한다.
일반적으로, 계측증폭기500은 "팔 길이 원격측정(arms length telemetry)" 방식을 통하여 통신하는 IMD나 IMD를 프로그래밍하는 장치의 원격 측정 회로의 일부로 구현된다. 팔 길이 원격측정(ALT)은 약 10 ㎝ 혹은 그 이상의 길이에서 적용되는 원격 측정이다. 예를 들어, ALT는 약 50cm 나 약 1m의 거리에서 동작할 수 있다. 따라서, ALT는 통신을 위하여 프로그래밍 장치가 직접 IMD에 위치하여야 하는 것에 대한 부담을 제거하였다. 그러나, 신호 레벨이 프로그래밍 장치와 IMD 사이의 거리의 세제곱에 비례하여 낮아진 결과 ALT의 신호 레벨은 대략 수백 마이크로볼트 수준이 된다. 결과적으로, ALT는 송신 신호는 추출하는 반면 잡음과 같이 대역 외의 필요없는 요소(out of band agressor)는 억제하거나 차단하는 마이크로파워 회로를 필요로 한다. 필요없는 요소는 자극 루프 요소 및 그 유사한 현상을 포함한 다.
계측증폭기500은 온-오프-키(on-off-keyed, OOK) 신호를 검출하기 위한 동기화된 복조를 제공하도록 구성된다. 예를 들어, 175kHz의 산업-과학-의료용(ISM) 밴드를 통해 송신기499가 이러한 신호를 송신한다. 네거티브 피드백90이 있는 혼합 증폭기14와 같이 본 발명을 통해 설명한 초퍼 안정화 혼합 증폭기는 매우 낮은 오프셋과 안정적인 이득과 함께 동기화된 복조를 제공하기 위해 계측증폭기500에 구현될 수 있다. 더군다나, 계측증폭기500의 이득은 네거티브 피드백 경로90의 피드백 캐패시터의 정전용량과 입력 캐패시터의 정전용량의 비율인 온칩 캐패시터 비율을 통해 편리하게 결정될 수 있다. 도14에 나타난 것과 같이, 계측증폭기500은 또한 송신기499와 수신기498간의 클락 위상이 달라질 경우 이를 일치시키기위한 클락 동기화기502를 포함한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 클락 동기화기502는 또다른 초퍼 안정화 혼합 증폭기를 포함할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 수신된 신호는 계측증폭기를 포함한 수신기498가 있는 프로그래밍 장치와 IMD간에 데이터를 전송하기위해 온-오프-키를 이용한 175kHz 신호일 수 있다. 175kHz 신호는 ISM 대역에 포함된다. 데이터는 4.4kbps 속도를 제공하기 위해 고정된 간격인 22μs로 프레임화 된다. 프레임에 포함된 신호의 순환주기는 데이터 비트가 1혹은0인지를 나타낸다.
계측증폭기500은 상기의 포로토콜로 제한되지 않는다. 대신에, 이 프로토콜은 ALT에 사용되는 많은 프로토콜중 하나의 예시이다. 그러므로, 도14A에 나타난 계측증폭기500과 계측증폭기500의 신호 흐름은 본 발명에 있어서 팔 길이 원격 측 정을 위한 신호의 동기화된 변조를 위해 초퍼 안정화 계측증폭기가 어떻게 사용되는지 넓게 설명하기 위한 예시로 보아야 할 것이며, 제한적 요소로 생각되어서는 안된다.
도14A 계측증폭기500의 신호 흐름은 변조기520을 포함한 송신기499로부터 시작된다. 변조기520은 송신될 데이터를 포함한 입력 데이터 신호532를 수신하고, 송신기 안테나501과 수신기 안테나503을 통해 수신기498로 전송될 출력 신호를 생성하기 위해 클럭 신호521A에 의해 정의되는 초핑 주파수에서 입력신호를 초핑한다. 변조기520을 통해 생성된 변조 신호의 전송을 허용하기위해 추가적인 증폭기와 필터 요소가 제공될 수 있다. 본 발명의 실시예를 아날로그 관점에서 다른 계측증폭기를 살펴보면, 사실상 송신기499와 변조기520는 신호 흐름에 있어서 제1초핑 단계를 수행하는 프론트엔드12을 형성한다. 그러므로, 이러한 경우, 계측증폭기500 전체에 걸쳐서 프론트엔드 12는 IMD나 프로그래머 같은 분리된 장치와 관련이 있는 송신기499이다. 송신기499는 디지털 비트 스트림을 생성하고, 디지털 비트 스트림을 무선 채널을 통해 송신할 무선 신호533을 생성하기위해 변조기520를 통해 175kHz와 같은 반송 주파수로 변조되는 아날로그 파형(입력 신호532)으로 변환한다. 이러한 경우 무선 채널은 프로그래밍 장치와 환자에 이식된 IMD간에 무선 신호533가 송수신 되는 경로이다.
무선 신호533은 수신 안테나502로 수신된다. 혼합 증폭기14는 합산 노드522로부터 신호525를 수신한다. 이미 도2, 10 및 12에서 설명하였듯이, 혼합 증폭기14는 증폭기26, 복조기28 및 적분기30을 포함한다. 도면의 동일한 숫자의 요소는 동 일하게 동작한다. 예를 들어 증폭기26은 증폭된 신호527과 같은 증폭된 신호를 생성하기 위하여 입력신호525를 증폭한다. 변조기28은 복조된 신호529를 생성하기 위해 촙 주파수에서 증폭된 신호527을 복조하는데, 이는 원래의 데이터 스트림은 기저대역으로 변환하고 잡음은 175kHz로 상향 변조한다. 적분기 30은 기저대역 요소 외의 신호 요소를 억제하고, 그로 인하여 잡음523이 실질적으로 제거된 출력 신호531이 생성된다
도10에서 이미 설명된 것처럼, 네거티브 피드백 경로90은 혼합 증폭기에서의 신호 변화를 작게 유지시켜주는 네거티브 피드백을 제공한다. 특히, 네거티브 피드백 90은 합산 노드522에서 신호 경로가 추가되는 차동 피드백 신호를 생성하기 위한 출력 신호531을 변조하는 변조기34를 포함한다. 클락 신호521C는 피드백 캐패시터17(Cfb)을 통해 초핑 반송 주파수에서 출력 신호531을 변조하기 위한 변조기34를 구동한다. 네거티브 피드백 경로90은 차동 혼합 증폭기14의 양(+)과 음(-)의 입력에 네거티브 피드백을 인가하는 두 개의 피드백 경로 분기를 포함할 수 있다. 피드백 경로는 클락 주기의 각각 절반 동안 네거티브 피드백 경로가 존재하는 것을 보장하기 위해 두 개의 피드백 분기의 위상이 서로 다르다. 이러한 방법을 통해, 혼합 증폭기14는 저전력에서 안정적이고 낮은 잡음 출력을 제공하게 된다.
그러나 도14A에 있어서, 클락 신호521A와 521B를 제공하는 클락들은 같은 물리적 공간에 존재하지 않는다. 특히, 클락 신호521A는 송신기498에 있는 클락으로부터 공급되고, 클락 신호521B는 수신기499의 계측증폭기에 존재한다. 결과적으로, 클락 신호521A와 521B는 서로 동기되어 있지 않을 수도 있다. 클락 신호521A, 521B 사이의 위상천이는 위상천이가 90 도 또는 비트(beat) 주파수이어서 수신된 신호의 복호화(decoding)를 불가능하지는 않으나 매우 어렵게 만들어 변조된 신호529를 무효로 만드는 결과를 초래할 수 있다. 클락 동기화장치502는 클락 신호521A, 521B사이의 위상 불일치를 정정한다.
도14A에 나타나 있듯이, 클락 동기화장치502는 클락 신호521A, 521B사이의 위상 불일치를 정정하기 위해 입력 신호533인 수신된 신호를 사용한다. 클락 신호521B는 증폭된 신호527을 초핑하기 위한 변조기528에 공급되고, 합산 노드522의 피드백을 위해 출력 신호531을 초핑하기 위해 피드백 경로 90에 있는 변조기34에도 공급된다. 클락 신호521B와 클락신호521A가 서로 실질적으로 동기화되는 경우, 복호화기504는 출력 신호531로부터 디지털 비트스트림을 생성할 수 있다. 복호화기504는 아날로그 기저대역 신호를 디지털 비트스트림으로 변환할 수 있는 슬라이서(slicer) 혹은 이와 비슷한 장치일 수 있다. 예를 들어, 복호화기504는 출력 신호의 레벨을 감지하는 비교기로부터 형성되는 슬라이서를 포함할 수 있다. 비교기는 배경 잡음 플로어에 있는 다양한 요소를 설명하기 위한 동적 레벨 조절기능을 포함할 수 있다. 짧은 시간동안 디지털 파형의 작은 진폭 변화에 있어서의 다중 트리거를 방지하기 위하여 슬라이서에 가벼운 자기 이력 현상(mild hysterisis)이 추가될 수 있다.
클락 동기화장치502는 위상고정루프나 송수신기간의 클락 위상 불일치를 정정할 수 있는 RF(radio frequency) 분야에서 공지된 장치를 이용할 수 있다. 일 실시예로써, 본 발명에서 설명하는 바와 같이, 클락 동기화장치502는 초퍼 안정화 혼 합 증폭기를 포함할 수 있다. 초퍼 안정화 혼합 증폭기를 이용해 수신 신호로부터 혼합 증폭기14로 입력되는 클락 신호521B인 혼합기 클락을 끌어낼 수 있다. 이것에 의하여, 직각위상(quadrature)을 복구할 필요가 없어진다. 다른 말로, 본 발명에 나타난 계측증폭기의 핵심 구성은 수신 신호로부터 추출할 수 있는 동기 클락을 생성하기 위한 클락 동기화기502의 핵심 요소로 사용될 수 있다는 것이다. 이러한 핵심 특징은 네거티브 피드백 경로90을 포함한 혼합 증폭기14과 관련되어 본 발명에 자세하게 설명되었다.
클락 신호를 추출하기 위해 초퍼 안정화 혼합 증폭기를 클럭 동기화기502에 사용하는 것은 몇가지 장점이 있다. 첫째로, 혼합 증폭기가 초퍼 안정화되면, 안테나 오프셋(RTAO)의 영향을 최소화할 수 있다. 이는 약100마이크로볼트의 작은 진폭을 갖는 수신 신호를 정확히 수신할 수 있다. 피드백 경로90과 보상 회로를 사용하는 것은 수신신호에 고정된 채로 대역 외에서 생겨나는 변화를 억제하도록 조절되는 루프 동작을 허용할 수 있다. 이에 더불어, 전원에서 공급되는 전류를 최소로 유지한채 초퍼 혼합 요소를 통해 신호를 처리할 수 있다. 예를 들어 어떤 실시예에 있어서, 계측증폭기500의 순수 대기 전류는 약 5μA 이하이다.
요약하면, 수신기498은 3개의 주요 구성 요소로 이루어진다. 안테나503의 프론트엔드는 두 개의 초퍼 안정화 혼합기에 연결되는데, 하나는 기준 클락을 추출하기 위한 위상 고정 루프502이고, 나머지 하나는 수신 신호를 기저대역으로 변환하고 대역 외의 불필요한 요소를 억제하는 반면 수신신호는 증폭하는 혼합 증폭기14이다. 일반적으로, 클락 동기화기502에 사용되는 초퍼 안정화 혼합 증폭기는 전압 제어발진기(VCO)에서 위상 센서로 동작하는 선형 혼합기처럼 동작하는 반면, 다른 초퍼 안정화 혼합 증폭기는 데이터를 추출하기 위해 복조, 증폭 및 저대역 통과 여파 기능을 제공하는 선형 혼합기와 같은 동작을 한다. 동상 혼합 증폭기14의 출력은 디지털화를 위하여 복호화기504를 통과한다. 도14A의 구조는 대역외 불필요한 요소는 차단하는 반면 전동 대역의 신호를 수신하기위해 높은 감도를 갖는 동기화된 복조기가 포함되어 있다. 혼합 증폭기14와 클락 동기화기502로 구성된 초퍼 안정화 혼합기 구조를 통해 낮은 전압의 동기화된 복조가 가능해진다.
도14B는 도14A에 나타난 원격 측정용 구성 계측증폭기의 입력과 피드백에 관련된 회로도이다. 도14B에 나타난 것처럼, 혼합 증폭기14는 입력 캐패시터106A, 106B를 통해 변조된 차동 입력 신호를 수신한다. 입력 캐패시터106A는 차동 안테나 신호(ANT+)의 양(+)끝을 혼합 증폭기14의 양(+)입력으로 공급한다. 입력 캐패시터106 B는 차동 안테나 신호(ANT-)의 음(-)끝을 혼합 증폭기14의 음(-)입력으로 공급한다. 입력 바이어스 임피던스를 설정하기 위한 혼합 증폭기14의 입력을 설정하기 위해 저항108A와108B이 사용된다. 다른 예시에 나타난 것 처럼, 혼합 증폭기14의 양(+)과 음(-)의 입력은 피드백 캐패시터112A, 112B(Cfb)와 스위치114A, 114B를 통해 피드백 경로90의 피드백 경로 분기와 연결된다. 입력 캐패시터106(Cin)의 정전용량과 관련된 피드백 캐패시터112(Cfb)의 정전용량은 계측증폭기의 전체적인 명목상의 이득을 설정한다. 다른 실시예에서 설명되었듯이, 네거티브 피드백92역시 계측증폭기를 위한 고대역 통과 차단 주파수를 설정한다.
도15A는 계측증폭기500의 블록도이다. 본 발명의 일관성을 위하여, 계측증폭 기500은 도15A의 혼합 증폭기14와 피드백 경로16을 포함한다. 그러나 이전의 실시예와는 다르게, 도14A와 14B에서 처럼, 프론트엔드12는 다른 물리적 공간에 구성된다. 특히, 도14를 참조하여 설명한 것처럼, 프론트엔드12는 원격 IMD나 프로그래머의 송신기499에 구성된다. 계측증폭기500의 수신 안테나503으로 수신된 신호는 이미 IMD나 프로그래머에서 초핑되어 있다. 계측증폭기500에는 원격 장치의 프론트엔드12에서 추출된 클락과 혼합 증폭기14에서 추출된 클락 사이의 위상 불일치를 정정하기 위한 클락 동기화기502가 구성되어 있다. 클락 동기화기502는 혼합 증폭기14에 의해 제공되는 데이터 복조화 경로에서 사용될 위상 기준을 추출하는 선형 혼합기를 제공한다.
도15에 나타나있듯이, 수신 안테나503은 원격 송신기에서 출력된 무선 신호를 수신한다. 계측증폭기500의 혼합 증폭기14는 이전에 설명한것처럼 동작하고 낮은 임피던스 노드에서 스위칭하는 변형된 폴디드 캐스코드 증폭기로 구현된다. 그리하여, 혼합 증폭기14는 도15A에 나타난 것처럼 증폭기26, 복조기28 및 적분기30을 포함한다. 도15A에 따르면, 혼합 증폭기14는 수신 안테나503을 통해 변조된 입력 신호를 수신한다. 증폭기26는 변조된 입력 신호527를 증폭하여 증폭된 신호527을 생성한다. 복조기28은 폴디드 캐스코드 증폭기의 낮은 임피던스 노드에의 스위칭을 이용해 증폭된 신호527을 복조하여 복조된 신호529를 생성한다. 그러나, 만약 복조기28을 구동하는 클락이 송신기의 변조기를 구동하는 클락과 동기화되지 않는 경우, 복조된 신호529는 무효한 신호이거나 비트 주파수 신호가 될 수 있다. 이것이 계측증폭기가 클락 동기화기502를 포함하는 이유이다.
복조된 신호29는 반송 주파수(175kHz)에는 1/f 잡음, 팝콘 잡음 및 오프셋을 포함할 수 있으며 기저대역에는 원래의 신호를 포함할 수 있다. 적분기30은 복조화된 신호529를 적분하여 출력 신호531을 생성한다. 특히 적분기30은 수신기 기준전압 및 바이어스 생성기로부터 공급되는 기준 전압과 관련하여 복조된 신호529를 적분하고, 기저대역 이외의 주파수 신호 요소를 억제하기 위한 저대역 통과 필터처럼 동작한다. 결과적으로, 변조된 신호529의 반송 주파수에 존재하는 잡음은 실질적으로 제거되고 안정적이고 적은 잡음을 포함하는 출력 신호531이 생성된다.
다시 말하면, 출력 신호531은 네거티브 피드백 경로90에 의해 제공되는 네거티브 피드백에 의해 안정화된다. 네거티브 피드백 경로90이 없으면, 원하는 신호에 겹쳐져서 신호를 디지털 비트스트림으로 변환(slice)하고 데이터를 복호하기 매우 어렵게 만드는 연속적인 스파이크가 출력 신호에 포함되게 된다. 이러한 스파이크는 매우 낮은 전력에서 동작하여 혼합 증폭기14의 대역폭이 제한된 결과이다. 혼합 증폭기14의 입력에 네거티브 피드백을 제공하는 것은 정상상태에서 신호 변화를 작게하고, 그 결과 스위칭 노드에서만 중요한 전압 변화가 생겨나게 된다. 네거티브 피드백 경로90은 혼합 증폭기의 양(+)과 음(-) 차동 입력에 각각 네거티브 피드백을 공급하는 대칭적인 피드백 경로 분기를 포함한다. 각각 피드백 경로 분기는 수신기 바이어스 및 기준 전압 생성기로부터 공급되는 기준 전압과 함께 출력 신호531을 변조한다. 피드백 경로 분기는 클락 주기 각각의 절반동안 피드백을 공급하기 위하여 서로 180도 위상 차이가 있다. 이러한 방법으로, 혼합 증폭기14와 네거티브 피드백90은 글리칭을 실질적으로 제거하여 안정적이고 잡음이 낮은 출력 신호531을 생성하게 된다
송수신기의 클락의 위상이 서로 동상이 아닌 경우, 출력 신호531는 무효한 신호이거나 비트 주파수 신호가 될 수 있다. 송신기 클락 신호는 기저대역 신호를 예를 들어 175kHz의 반송 주파수로 변조하는 변조기를 구동한다. 수신기 클락은 혼합 증폭기14와 네거티브 피드백 경로90에 클락 신호를 공급한다. 좀더 구체적으로, 수신기 클락은 수신되고 증폭된 신호527을 복조하는 복조기28을 구동하는 클락 신호와, 네거티브 피드백 경로90에서 출력 신호531를 변조시키는 신호(들)을 공급한다.
클락 동기화기502는 송신기 클락과 수신기 클락의 위상차를 정정한다. 특히, 위상차를 보상하기 위하여, 혼합 증폭기14의 복조기28 및 네거티브 피드백 경로90의 변조기에서 사용되는 정정 신호를 생성하기 위해 클락 동기화기는 변조된 입력 신호525인 수신 신호로부터 추출된 동기화 클락을 생성한다.
도15A에 나타난 클락 동기화기502는 수신 신호에서 혼합기 클락을 추출하기 위한 비교기를 사용하여 생기는 문제점을 제거한다다. 비교기를 사용하여 생기는 문제점은 수신 신호의 전력이 낮기 때문에 구형파(square wave)를 생성하기 어렵다는 점이다. 이것은, 175kHz 클락 주파수에서 미리 볼트 신호의 모서리를 직각으로 만들기 어렵기 때문이다. 또한 비교기는 일반적으로 프론트엔드의 DC 오프셋을 제거하기위하여 AC 연결된 전치증폭기나 다른 장치가 필요하다. 그렇지 않으면 중요한 순환주기(듀티 사이클)에러의 발생 및/또는 약 밀리볼트 단위 혹은 그 이하에서 신호가 나타나지 않는 구간(dead zone)이 생겨날 수 있다. 더 나아가서, 비교기는 메모리가 없으므로, 비교기를 거치는 어떠한 신호도 기저대역에서 신호와 혼합되는 결과를 초래한다. 이것은 약 수 백 밀리볼트 신호의 문제점이며, 좀 더 구체적으로는, 175kHz ISM 밴드에서의 수 백 마이크로볼트의 민감도를 갖는 신호의 문제점이다.
도15A에 있어서, 클락 동기화기502는 위상고정루프처럼 동작하고, 초퍼 안정화 혼합 증폭기560, 보상 네트워크562, 전압제어발진기(VCO)564 및 지연기566과568을 포함한다. 혼합 증폭기560는 혼합 증폭기14와 유사하거나 같은 방식으로 배열된 혼합 증폭기를 포함한다. 그러나 혼합 증폭기의 입력에 네거티브 피드백을 수신하는 대신, 혼합 증폭기560은 혼합 증폭기560의 복조기에 인가되는 직각위상 클락 피드백을 수신한다. 그러므로, 일 실시예에 있어서, 초퍼 안정화 혼합 증폭기560은 본 발명에서 설명된 혼합 증폭기14와 유사한 구성요소를 포함하고 유사하게 동작한다. 예를 들어 도15A에 따르면, 초퍼 안정화 혼합 증폭기560는 증폭기, 복조기 및 혼합 증폭기 형태이며 안정화 출력을 생성하기 위한 초퍼 안정화를 제공하는 네거티브 피드백 경로를 수신하는 적분기로 구성된다. 그러나 앞서서도 언급되었듯이, 혼합 증폭기560으로부터 수신한 네거티브 피드백 은 복조기의 클락 주파수를 조정하기 위한 직각위상(쿼드러쳐) 피드백 일 수 있다. 직각위상 피드백은 혼합 증폭기560으로부터 수신된 입력 신호와 위상이 다르다. 그리하여, 초퍼 안정화 혼합 증폭기560는 낮은 임피던스 노드에서 스위칭하는 변형된 폴디드 캐스코드 증폭기 구조를 갖는 혼합 증폭기로 구성된다. 이 구조는 도6에 나타나 있다. 초파 안정화 혼합 증폭기560은 도15A에 하나의 블록으로 나타나 있다.
일반적으로, 클락 동기화기502는 출력과 혼합 증폭기14의 복조기28사이에 피드백 경로를 제공한다. 초퍼 안정화 혼합 증폭기560은 수신 안테나503을 통해 변조된 입력 신호525를 수신하여 안정화되고 잡음이 적은 신호를 생성한다. 중요한 점은, 초퍼 안정화 혼합 증폭기560이 수신된 신호의 오프셋을 실질적으로 제거하고 구형파와 매우 유사한 신호를 출력하는 것이다. 결과적으로, 초퍼 안정화 혼합 증폭기560은 이전에 설명된 비교기를 사용함으로써 발생되는 문제점을 해결할 수 있다.
보상 네트워크562는 초퍼 안정화 혼합 증폭기560의 출력을 수신하여 적분기로 인가하고 고대역을 0으로 만든다. 보상 네트워크562에 적분기를 사용함으로써, 수신신호와 직각 위상을 갖는 피드백 클락(VCO564의 출력)과 같이 적분기의 출력은 VCO564를 조절한다. 다른 말로, 정상상태에서 초퍼 안정화 혼합 증폭기560은 순수한 0(제로) 신호를 출력하기 때문에, 송신기 클락과 VCO564는 서로 직각위상 상태이다. 보상 네트워크에 적분기를 사용하는 것에 의해, 적분기는 수신 신호가 "오프상태"(신호가 없어 초퍼 안정화 혼합 증폭기560의 출력이 계속 0인 상태)인 동안 VCO 값을 유지시키고, 신호가 입력되면 VCO의 값을 빨리 획득하는 것이 중요하다. 이러한 방법에 있어서, 클락 동기화기502는 변조된 입력 신호25인 수신 신호를 직각위상으로 고정하는 "페이저 플라이 휠(phasor fly wheel)"처럼 보일 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 있어서, VCO564는 약 350kHz(2*175kHz ISM 주파수)로 동작한다. VCO564의 출력은 초퍼 안정화 혼합 증폭기560, 복조기28 및 네거티브 피드백 경로90에 구성된 복조기를 위해 지연기566과 568을 거쳐 직각위상 신호가 된 다. 지연기568은 VCO564의 출력을 다시 초퍼 안정화 혼합 증폭기560의 복조기로 공급한다. 지연기566은 복조기28과 네거티브 피드백90을 위한 동상 클락을 생상하기 위해 VCO564의 반대 위상이 된다. 그것은, VCO564의 출력이 입력 신호와 직각위상(쿼드러쳐)으로 고정되기 때문에, 지연기566는 복조기28과 네거티브 피드백90을 위한 동상 클락을 생상하기 위해 클락 주기의 절반을 지연시킨다. 따라서, 지연기566은 제1위상 Φ을 포함한 VCO564의 출력을 혼합 증폭기14의 복조기28과 네거티브 피드백 경로90의 변조기34로 공급한다. 반면에 지연기568은 제2 위상 Φ'과 함께 VCO564의 출력을 혼합 증폭기560의 복조기로 공급한다. 지연기566과 568의 출력은 서로 90도 위상차가 존재한다. 송신기 클락과 동상인 클락 신호를 사용하는 복조기28를 이용하여, 송신된 비트를 복구하고 복호화하기위해 혼합 증폭기14의 출력을 신호처리 한다. 지연기566과 568은 D-형식 플리플롭이나 신호에 지연을 줄 수 있는 다른 요소 일 수 있다.
일반적으로 클락 동기화기502는 혼합 증폭기14와 네거티브 피드백 경로90의 데이터 복조화 경로를 위해 위상 기준을 추출할 수 있는 위상고정루프일 수 있다. 입력 신호525의 클락 주파수와 90도 위상차를 이루는 초퍼 안정화 혼합 증폭기의 변조 클락은 VCO564로부터의 피드백으로 조절할 수 있다. 이러한 경우, 초퍼 안정화 혼합 증폭기560은 출력이 Vin*cos(Φ)인 선형 위상 센서처럼 동작할 수 있다. 여기서 Vin은 수신 안테나503의 수신 전압이고, Φ는 초퍼 안정화 혼합 증폭기560과 입력 신호간의 위상차이다. 전달 함수의 결과는 90도에서 제로(null)이다. 피드백 보상의 목적으로는, 한 점에서의 작은 변화는 선형 관계로 근사화된다.
보상 네트워크562에 의한 VCO560의 보상은 입력 전압에 의한 루프 이득 크기에 의해 복잡해질 수 있다. 보상 네트워크562의 적분기를 단순히 0으로 사용하여, 안테나503의 작은 신호의 위상을 안정적으로 고정시킬 수 있다. 그러나 큰 전압에 있어서는, 0(제로) 보상은 클락 주파수에서의 채널을 포화시키는 큰 신호를 생성하고 VCO를 벗어나 버린다(throw off). 이러한 신호의 근본(origin)은 고정된 혼합기 출력의 "숨겨진 상태(hidden state)"이며, 이는 직류(DC)요소는 없지만 혼합기 주파수에서의 중요한 신호이다. 이러한 문제를 해결하기 위하여, 루프 교차 이외 보상 네트워크562에 두번째 극점(pole)을 추가할 수 있다. 이 극점의 목적은 혼합기 주파수에서의 신호를 억제하고 VCO 지터(jitter)를 최소화하는데 있다. 루프 이득이 너무 높지 않은 한, 추가적인 극점은 문제가 되지 않는다. 여분의 극점은 보상을 0(제로)로 만드는데, 이는 두 개의 적분기(혼합 증폭기560의 적분기와 VCO564의 위상 적분기)의 허수축을 없애고 남은 절반의 평면(실수축)으로 가져온다.
VCO564가 신중하게 보상된 것처럼, 원격 측정 연결(telemetry link)의 동적 범위를 넘어 확고한 고정을(robust lock)을 달성할 수 있다. 이러한 방법에 있어서, 루프는 최적으로 보상되어 더욱 천천히 응답하며, 원격 측정 연결의 거리가 늘어나고 신호가 작아짐에 따라 장애물을 엄격하게 여파(filtering)한다. 실제적으로, 전형적인 원격 측정 연결 범위에 걸쳐 균일한 동작을 유지하도록 수신 신호 세기(RSSI)로 동작하는 모드 스위치가 제공될 수 있다. 모드 스위치는 입력신호의 레벨에 기초한 클락 동기화 장치502의 루프 이득을 조절하는 동작을 할 수 있다. 따라서, 루프 이득은 더 높은 입력 신호를 위하여 줄어들 수 있고, 낮은 입력 신호를 위해서는 증가할 수 있다.
도15B는 도15A의 클럭 동기화기502를 보다 상세하게 나타낸 블록도이다. 도15B에 나타난 클락 동기화기502는 혼합 증폭기560을 제외하고는 도15A의 클락 동기화기와 유사하다. 특히, 혼합 증폭기560은 증폭기26B, 변조기28B 및 적분기30B를 포함하는데, 그 각각의 기능은 혼합 증폭기14의 증폭기26, 변조기28 및 적분기30와 유사한 방법으로 동작한다. 그러나 도15B에 나타난 것처럼, 지연기568은 혼합 증폭기560의 변조기28B를 조절하기 위하여 직각위상(쿼드러쳐)에서 입력 신호525와 함께 VCO564의 출력을 공급한다. 따라서, 변조기28B의 피드백 신호는 입력 신호525와 90도 위상차를 나타내고, 변조기28B의 클락 주파수를 조절하는데 사용되며, 그것에 의하여 혼한 증폭기560의 초퍼 안정화를 유지한다.
도16은 본 발명에서 설명한 계측증폭기를 포함한 이식가능형 의료 기기(IMD)700의 다양한 구성요소를 나타낸 블록도이다. IMD700은 치료 전달 모듈702, 프로세서704, 메모리708, 원격 측정 모듈706, 센서701, 전원712 및 치료 요소714로 이루어져 있다. 일반적으로 IMD700은 센서710의 일부나 원격 측정 모듈76의 일부, 혹은 둘 다에 초퍼 안정화 계측증폭기를 구성할 수 있다.
센서710은 압력 센서, 가속도계, 행동 센서, 임피던스 센서, 전기 센서 또는 심장 소리나 뇌신호, 및/또는 다른 생리학적 신호들을 모니터할 수 있도록 구성된 센서 일 수 있다. 도16에는 IMD에 포함되도록 나타나 있지만, 센서710의 일부는 IMD700의 외부에 위치할 수 있다. 예를 들어 센서 변환기나 하나 이상의 전극은 환자 내부의 목표부분에 이식되고 도전체를 통해 IMD700와 전기적으로 연결되는 도선 의 말단에 위치할 수 있다. 다른 방법으로, 센서 변환기나 하나 이상의 전극은 IMD 내부나 표면에 구성될 수 있다. 예를 들어 가속도계가 IMD의 내부나 IMD외부로 연장된 도선내부에 있을 수 있다. 전기 신호를 감지하기 위해서, 센서710은 두 개 이상의 전극이 도선에 배열되거나, 하나의 전극은 리드에 위치하고 다른 한 개는 IMD표면에 위치하거나, 두 개 이상의 전극이 IMD 표면에 위치하거나 혹은 다르게 배열된 전극을 포함할 수 있다. 센서710에 관련된 센서 회로는 IMD700 내부에 있는 센서710에 구성될 수 있다.
일반적으로 센서710은 출력 전압이나 전류에 의해 변환되는 생리학적 신호나 파라메타를 측정한다. 본 발명에서 설명한바와 같이, 초퍼 안정화 계측증폭기는 매우 낮은 전력 조건에서 안정적이고 잡음이 적게 포함된 신호를 생성하기 위해 신호의 출력을 증폭하거나 필터링한다. 이러한 방법에 있어서, 초퍼 안정화 계측증폭기는 충전 가능 혹은 충전 불가능한 배터리와 같이 한정된 전원712을 바탕으로 수개월 혹은 수년동안 IMD700을 동작시킨다. 어느 한쪽의 방법에 있어서, 전력 통신을 하는 것은 바람직하다.
보다 구체적으로, 프로세서704는 센서710의 출력과 센서710과 관련된 초퍼 안정화 계측증폭기의 출력을 수신한다. 프로세서704는, 메모리708에 값이 저장되기 전에, 예를 들어 처리를 위해 출력 신호를 디지털 값으로 변환하는 것과 같은 추가적인 처리 및/또는 원격 측정 모듈706을 통해 외부 프로그래머에게 값을 전송하는 동작을 수행한다. 원격 측정 모듈706은 또한 적어도 초퍼 안정화 계측증폭기의 일부를 포함한다. 프로세서704는 센서710의 출력에 기초하여 치료법을 환자에게 전송 하는 것을 제어한다.
IMD700은 치료 요소714를 통해 환자에게 치료법을 전달할 수 있다. 다른 실시예에 있어서, IMD700은 환자를 감지만 할 수 있을 뿐 치료 전달 모듈702은 포함하지 않을 수 있다. 치료 전달 모듈714의 구성은 하나 이상의 도선에 있는 전극이나 IMD표면에 있는 전극, 하나 이상의 유동체 전달 장치, 혹은 그것의 어떠한 조합도 가능하다. 결과적으로, 치료 전달 모듈702는 이식가능형 자극 생성기 혹은 프로세서704의 제어하에 치료 요소714를 형성하는 적어도 몇 개의 전극을 통해 환자에게 전달되는, 예를 들면 펄스나 정현파와 같은 실질적으로 연속적인 신호인 전기 신호를 전달하는 자극 회로를 포함할 수 있다.
치료 전달 모듈40에의해 생성되는 자극 에너지는 심장 혹은 신경의 다양한 질환을 치료하거나 환자의 신경학상 응답에 영향받는 질환으로써 명확해진다. 자극 치료법의 예시로 심장 박동기, 심장 제세동기, 뇌심부 자극술(DBS), 척수 자극술(SCS), 주변 신경 자극법(PNFS), 골반 자극법, 위장 자극법 등이 있다.
치료 전달 모듈702, 포르세서704, 원격 측정 모듈706, 메모리708 및 센서710은 전원712로부터 동작 전원을 공급받는다. 전원712는 작거나, 충전가능 혹은 충전 불가능한 배터리 혹은 에너지와 유도적으로 결합하여 표면적으로 유도 전력을 공급받는 유도 전원 연결(인터페이스)로 이루어진다. 충전 가능한 배터리의 경우, 전원712는 충전 전력을 표면을 통하여 공급받도록 유도 전원 연결과 유사하다.
일 실시예에 있어서, 하나 이상의 유동체 전달 장치가 치료 요소(therapy element)714의 일부로 사용되는 경우, 치료 전달 모듈702는 유동체 전달 장치를 통 해 유동체 저장기의 유동체를 목표 지점에 주입하는 하나 이상의 유동체 저장기와 하나 이상의 펌프를 포함할 수 있다. 유동체 저장기에는 제약이나 제약들의 혼합체가 저장될 수 있다. 유동체 저장기는, 예를 들어 자가봉합형 주입구를 통해 피부를 통해 유동체를 주입할 수 있는 것과 같은 동작을 통해 제약을 채우는 것이 가능하다. 예를 들어, 유동체 전달 장치에는 유동체 저장기의 제약을 목표지점에 주입하거나 침투시키는 등의 전달을 할 수 있는 도관(catheter)가 구성될 수 있다.
프로세서704는 마이크로프로세서, 마이크로컨트롤러, 디지털 신호처리기(DSP), 주문형반도체(ASIC), 프로그램 가능한 게이트 배열(FPGA), 이산 로직 회로 혹은 이러한 요소의 조합으로 이루어질 수 있다. 프로세서704는 메모리708에 저장된 선택된 파라메타 설정에 따라 치료 전달을 제어하도록 프로그래밍된다. 특히, 프로세서704는 전기 자극, 제약 치료 혹은 두 개의 조합을 전달하기 위해 치료 전달 모듈702를 제어한다. 예를 들어, 프로세서704는 제약을 전달하고 전달된 제약을 투약하는 것을 제어할 수 있다.
선택된 파라메타 설정에 따라 프로그램에 의해 지정된 펄스 진폭, 펄스폭 및 주파수(펄스 속도)에 의해 전기 자극을 전달할 수 있도록 프로세서704는 치료 전달 모듈702을 제어한다. 프로세서704는 또한 파라메타 설정에 의해 서로 다른 프로그램에 따라 각각의 자극이 전달되도록 치료 전달 모듈을 제어할 수 있다. 일 실시예에 있어서, 프로세서704는 펄스 자극이 아닌 사실상 연속적인 자극을 전달하도록 치료 전달 모듈을 제어할 수 있다.
메모리708은 환자가 전기 자극 및/또는 제약 치료의 전달을 선택할 수 있도 록 파라메타 설정을 저장한다. 메모리는 또한 일정(schedule)을 저장할 수 있다. 메모리는 휘발성, 비휘발성, 제거가능, 자기, 광 혹은 고체 상태의 매체가 될 수 있으며, 그 예로 읽기만 가능한 메모리(ROM), 임의 접속 메모리(RAM), 전기적으로 지울수 있는 프로그램가능한 ROM(EEPROM), 플래시 메모리 등이 있다.
프로세서704는 또한 원격 측정 모듈706이 무선 원격 측정을 통해 의료진 및또는 환자 프로그래머와 같은 외부 프로그래머와의 정보 교환을 제어할 수 있다. 프로세서704는 원격 측정 모듈706을 외부 프로그래머와 주기적으로 통신하거나, 외부 프로그래머의 요청이 있을시 통신하도록 제어할 수 있다. 추가적으로, 어떤 실시예에 있어서는, 원격 측정 모듈706은 생리학적 신호를 감지하고 신호를 IMD700으로 전송하는 무선 센서와 통신할 수 있다.
원격 측정 모듈706은 외부 프로그래머로부터 신호를 수신하고 원격 측정 신호를 외부 프로그래머로 송신할 수 있는 송수신기로 동작할 수 있다. 일 실시예에 있어서, 원격 측정 모듈706은 초퍼 안정화 계측증폭기를 포함할 수 있다. 보다 구체적으로, 도14와15에 나타난 것처럼, 원격 측정 모듈706의 수신기 부분은 초퍼 안정화 계측증폭기의 말단(back end)을 구성하는 초퍼 안정화 혼합 증폭기와 피드백 경로를 포함할 수 있고, 이는 수신된 원격 측정 신호로부터 기저대역 신호를 생성한다. 대응하는 프론트엔드는 IMD700과 통신하는 외부 프로그래머의 송신기부분에 위치하기 때문에, 본 설명에서 수신기 부분은 단지 말단 (초퍼 안정화 혼합 증폭기)만을 포함한다.
수신기 부분은 또한 도15A에 참조로 설명된 다른 초퍼 안정화 혼합 증폭기를 포함하는 클럭 동기화기를 포함할 수 있다. 이 초퍼 안정화 혼합 증폭기는 외부 프로그래머의 송신기와 원격 측정 모듈706의 수신기 부분이 동기화 하도록 사용되는 정정 신호를 만들어내기 위한 위상고정루프로 사용될 수 있는 출력을 생성할 수 있다.
외부 측정 모듈706은 또한 IMD700으로부터 외부 프로그래머, 다른 IMD 혹은 외부 의료 기기로 신호를 송신하는 송신기를 포함할 수 있다. 송신기는 외부 프로그래머, 다른 IMD 혹은 외부 의료 기기로 송신하기 위한 무선 주파수 입력 신호를 변조하는 제1초퍼 단계를 포함하는 초퍼 안정화 계측증폭기의 프론트엔드를 포함할 수 있다.
중요한 점은, 센서710을 구성하는 계측증폭기와 원격 측정 모듈706은 안정적이고 잡음이 적은 신호를 제공하는 마이크로파워 회로이어야 한다는 점이다. 그리하여, IMD700은 동작할 때 보다 많은 전력을 필요로 하는 계측증폭기를 사용하는 것 보다 더 오래 동작할 수 있다.
도17은 환자나 의료진이 IMD700과 통신할 수 있도록 하는 환자 혹은 의료진 프로그래머의 블록도이다. 환자나 의료진은 프로그래머720과 전기 자극, 제약 치로 혹은 이의 조합을 프로그램할 수 있도록 상호 작용한다. 예시에 나타난것과 같이, 프로그래머720은 프로세서722, 사용자 인터페이스724, 입출력726, 원격 측정 모듈728, 메모리730, 및 전원732로 구성된다. 프로그래머720은 원격 측정 모듈728의 일부로 초퍼 안정화 계측증폭기를 포함할 수 있다.
환자 혹은 의료진(사용자)은 전기 자극, 제약 치료 혹은 이의 조합의 전달을 제어하기 위해 사용자 인터페이스724를 통하여 프로세서722와 상호작용할 수 있다. 사용자 인터페이스724는 디스플레이, 키패드를 포함하고, 위에서 설명된 것처럼, 터치스크린이나 주변 포인팅 장치를 포함할 수 있다. 프로세서722는 사용자와의 상호작용을 용이하게 하는 그래픽 사용자 인터페이스(GUI)를 제공할 수 있다. 이는 이후에 더욱 자세히 설명될 것이다. 프로세서722는 마이크로프로세서, 컨트롤러, DSP, ASIC, FPGA 혹은 이산 로직 회로 등으로 구성될 수 있다.
프로그래머720은 메모리730을 포함한다. 일 실시예에 있어서, 메모리730은 사용자에 의해 치료 전달이 선택되도록 하는 파라메타 설정을 저장한다. 메모리730은 또한 일정을 저장할 수 있다. 그러므로, 파라메타 설정과 일정은 IMD700이나 프로그래머720, 혹은 둘 다에 저장될 수 있다. 프로그래머720은 또한 프로세서722를 IMD700과 통신하게 하는 원격 측정 모듈728과 추가적으로 프로세서722가 다른 프로그래머와 통신하게 하는 입출력 회로 모듈726을 포함할 수 있다.
프로세서722는 사용자 인터페이스724를 통해 사용자가 선택하는 파라메타 설정을 수신할 수 있다. 그리고 선택된 파라메타 설정에 맞는 치료를 전달하도록 원격 측정 모듈728을 통해 IMD700으로 선택된 파라메타 설정을 보내거나 사용자의 선택을 전송할 수 있다. 프로그래머720은 메모리730에 파라메타 설정을 저장한 경우, 프로세서722는 의료진이 프로그래밍하는 동안 입출력 모듈726을 통해 다른 프로그래머로부터 파라메타 설정을 수신할 수 있다. 예를 들어, 환자 프로그래머는 의료진 프로그래머로부터 파라메타 설정을 수신할 수 있다.
원격 측정 모듈728은 무선 통신을 위한 송수신기, 유선 통신을 위한 적당한 포트, 이동 가능한 전기 매체를 통한 통신, 혹은 이동 자기 혹은 광학 매체를 통한 통신을 위한 적당한 드라이브를 포함할 수 있다. 만약 무선 통신이 사용되면, 원격 측정 모듈728은 IMD700과 다른 프로그래머와 모두 무선으로 통신이 가능하다.
IMD700의 원격 측정 모듈706과 유사하게, 원격 측정 모듈728은 IMD700 그리고 가능하면 다른 프로그래머와 송수신이 가능한 송수신기 형태로 동작한다. 전송된 신호를 복구하도록 처리되는 기저대역 신호를 생성하기 위하여 원격 측정 모듈706의 수신기 부분은 주 신호 경로에 초퍼 안정화 혼합 증폭기를 포함할 수 있다. 초퍼 안정화 혼합 증폭기의 프론트엔드에 해당하는 부분은 IMD700의 송신기 부분에 위치한다.
수신기부분 역시 주 신호 경로의 클락 동기화기 혹은 위상고정루프에 초퍼 안정화 혼합 증폭기를 포함할 수 있다. 이 초퍼 안정화 혼합 증폭기는 동기 클락을 추출하기 위한 위상고정루프에 의해 처리되는 신호를 생성하기 위하여 수신된 신호를 기저대역으로 하향 혼합한다. 원격 측정 모듈728의 송신기 부분은 IMD700이나 다른 프로그래머 혹은 장치에 무선으로 전송하기위한 입력 신호를 초핑하는 제1초퍼 단계를 포함할 수 있다.
전원732은 프로그래머720에 전원을 공급한다. 이것은, 전원732은 프로세서722, 사용자 인터페이스724, 입출력726, 원격 측정 모듈728 및 메모리730에 전원을 공급한다. 원격 측정 모듈728의 초퍼 안정화 혼합 증폭기가 매우 낮은 전력에서 동작하기 때문에, 전원732의 사용기간을 증가시킬 수 있다.
전원732는 작고, 충전가능 혹은 충전 불가능한 배터리 혹은 유도적으로 결합 된 에너지를 표면적으로(transcutaneously) 공급받는 유도 전원 인터페이스로 이루어질 수 있다. 충전 가능한 배터리의 경우, 전원732는 충전 전력을 표면을 통하여 공급받도록 유도 전원 인터페이스를 포함할 수 있다.
계측증폭기와 관련된 회로, 장치, 시스템 및 방법을 포함한 본 발명은 다양한 응용분야에서 유용하게 사용될 수 있다. 예를 들어, 본 발명은 심부정맥, 심장 섬유성 연축, 만성고통, 떨림, 파킨슨병, 간질, 대소변 실금, 성기능장애, 비만 혹은 위마비와 같은 다양한 증상이나 상태를 감지하고 관련되 치료법을 제공하는데 적용될 수 있으며, 환자의 심장, 뇌, 척수, 골반신경, 주변신경 혹은 위장관 등의 다양한 세포 조직 부분에 대한 전기 자극이나 약품 전달을 제어하는 유용한 정보를 제공할 수 있다.
그러므로, 본 발명에 설명한 계측증폭기는 제세동기, 척수 자극기, 골반신경 자극기, 뇌심도 자극기, 위장 자극기, 주변 신경 자극기, 혹은 근육 자극기와 같은 외부 혹은 이식 가능한 의료 기기에 관련되어 통합되거나 내장되거나 연결되어 구성될 수 있으며, 또한 이식가능하거나 외부의 제약 전달 장치와 결합되어 사용될 수 있다. 예를 들어, 계측증폭기 및/또는 관련된 감지 장치는 이식가능형 의료 기기의 본체나 이에 연결된 도선, 혹은 도관에 존재할 수 있다.
계측증폭기는 심장 자극기, 뇌심도 자극기(DBS), 척수 자극기(SCS), 골반 통증을 위한 골반 자극기, 실금, 성기능장애, 위마비를 위한 위자극기, 비만 혹은 다른 질병들, 고통 관리를 위한 주변신경자극기와 같은 서로 다른 치료 응용분야에 결합되어 사용될 수 있다. 자극 또한 근육 활동을 증진하고 쇠약을 방지하기 위해 기능성 전기 자극(FES)와 같은 근육 자극으로 사용될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예가 설명되었다. 이러한 실시예와 다른 실시예는 이후 기재될 청구 범위에 속한다.
Claims (40)
- 부하에 인가하기 위한 초퍼 주파수에서 변조된 자극 전류를 생성하는 수단을 포함하며 상기 변조된 자극 전류의 부하에 대한 인가는 입력 신호를 생성하는, 프론트엔드;상기 입력신호를 증폭하여 증폭된 신호를 생성하는 수단;상기 증폭된 신호를 초퍼 주파수에서 복조하여 출력 신호를 생성하는 수단;상기 출력 신호의 진폭을 초퍼 주파수에서 변조하는 수단; 및상기 변조된 출력 신호를 피드백 신호로써 입력 신호에 인가하는 수단을 포함하며,상기 변조된 자극 전류를 생성하는 수단은 전류원을 포함하고,상기 입력 신호를 증폭하는 수단은 이득 증폭기를 포함하며,상기 증폭된 신호를 초퍼 주파수에서 복조하는 수단은 복조기를 포함하고, 상기 출력 신호의 진폭을 초퍼 주파수에서 변조하는 수단은 변조기를 포함하며,상기 변조된 출력 신호를 피드백 신호로써 입력 신호에 인가하는 수단은 피드백 경로를 포함하는 초퍼 안정화 계측증폭기.
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- 제1항에 있어서, 상기 이득 증폭기는 제1캐패시터를 통해 부하에 커플링되고, 상기 전류원은 제2캐패시터 및 저항을 통해 부하에 커플링되는 초퍼 안정화 계측증폭기.
- 제1항에 있어서, 상기 부하는 생물학적 조직 부하(biological tissue load)이고, 상기 전류원 및 이득 증폭기는 부하와 전기적으로 절연되는 초퍼 안정화 계측증폭기.
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- 프론트엔드에서 초퍼 주파수에서 변조된 자극 전류를 생성하는 단계;상기 변조된 자극 전류를 부하에 인가하여 입력 신호를 생성하는 단계;상기 입력신호를 이득 증폭기에서 증폭하여 증폭된 신호를 생성하는 단계;상기 증폭된 신호를 복조기로 초퍼 주파수에서 복조하여 출력 신호를 생성하는 단계;상기 출력 신호의 진폭을 초퍼 주파수에서 변조하여 피드백 신호를 생성하는 단계;상기 변조된 출력신호를 제1피드백 경로를 통해 피드백 신호로써 입력신호에 인가하는 단계; 및제1캐패시터를 통해 이득 증폭기를 부하에 커플링시키며, 제2캐패시터 및 저항을 통해 전류원을 부하에 커플링시키는 단계를 포함하는 초퍼 안정화 계측증폭기의 동작 방법.
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- 제1항에 있어서, 상기 변조된 자극 전류를 생성하는 수단은 제1신호를 이용해 자극 전류를 변조하는 수단을 포함하며, 상기 증폭된 신호를 복조하는 수단은 제2신호를 이용하여 증폭된 신호를 복조하는 수단을 포함하고, 상기 제1신호와 제2신호는 부하의 저항을 측정하기 위하여 서로 동위상(in-phase)인 초퍼 안정화 계측증폭기.
- 제1항에 있어서, 상기 변조된 자극 전류를 생성하는 수단은 제1신호를 이용해 자극 전류를 변조하는 수단을 포함하며, 상기 증폭된 신호를 복조하는 수단은 제2신호를 이용하여 증폭된 신호를 복조하는 수단을 포함하며, 상기 제1신호와 제2신호는 부하의 리엑턴스를 측정하기 위하여 서로 역위상(out-of-phase)인 초퍼 안정화 계측증폭기.
- 제1항에 있어서, 상기 변조된 자극 전류를 생성하는 수단은 제1신호를 이용해 자극 전류를 변조하는 수단을 포함하며, 상기 증폭된 신호를 복조하는 수단은 제2신호를 이용하여 증폭된 신호를 복조하는 수단을 포함하고, 초퍼 안정화 계측증폭기는 서로 다른 타입의 임피던스 측정을 달성하기 위해서 제1신호와 제2신호의 상대적인 위상을 조절하는 수단을 추가로 포함하는 초퍼 안정화 계측증폭기.
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