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Vorgeschlagen wird eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zu deren Steuerung für eine Zeitbereich-(time-domain)-Multiplexing-Auslesung, welche insbesondere zum Auslesen von Sensorarrays geeignet ist. Jedoch ist diese Schaltungsanordnung nicht auf Arrays beschränkt. Ebenso kann eine beliebig große Anzahl von Einzelsensoren am Eingang der Schaltungsanordnung anliegen.
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Die vorgeschlagene Schaltungsanordnung ist prinzipiell auf alle Typen elektrischer Sensoren anwendbar, beispielhaft insbesondere auf die Auslesung von Bolometer-, Thermoelement-, Thermopile- und auch Antennen-Arrays.
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Aus dem Stand der Technik sind eine Reihe von Vorschlägen bekannt, die sich einer vergleichbaren Aufgabenstellung annehmen, so z. B.:
A. Luukanen, A.. J. Miller, E. N. Grossman, Active millimeter-wave video rate imaging with a staring 120-element microbolometer array, Proceedings SPIE, 5410, pp. 195–201, (2004) und
A. Luukanen, E. N. Grossman, A. J. Miller, P. Helistö, J. S. Penttilä, H. Sipola, and H. Seppä, An Ultra-Low Noise Superconducting Antenna-Coupled Microbolometer With a Room-Temperature Read-Out, IEEE MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTS LETTERS, VOL. 16, NO. 8, AUGUST (2006).
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Diesen und weiteren Vorschlägen haftet jedoch der Nachteil an, dass sie bei Raumtemperatur eine für praktische Anwendungen zu hohe Rauschtemperatur aufweisen. Bislang bekannt gewordene niedrigste Rauschtemperaturen TN werden danach mit 300 K angegeben. Typische Werte für TN können bis zu 50.000 K betragen.
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Darüber hinaus befasst sich
US 2010/0086991 A1 mit einem spezifischen Problem bei der Steuerung mikrofluidischer Anordnungen, nämlich mit einem sogenannten „out of phase”-Anschalten von Sub-Einheiten dieser Anordnungen, die durch Zusammenfassung mikrofluidischer Einzelelemente zu miteinander korrelierten Gruppen erstellt werden, um damit den Leistungsverbrauch der Gesamtanordnung zu senken. Diese Methode kann jedoch nicht für die Übertragung von gewöhnlich unkorrelierter Information verwendet werden und gehört folglich zu einer anderen Klasse von Vorrichtungen für nur einige Spezialanwendungen.
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Weiterhin ist in
US 2010/0033240 A1 ein Verfahren zur Verbesserung einer bekannten Methode der Wandlung von Rauschspektren, um das Niederfrequenzrauschen des Verstärkers gegen sein Rauschspektrum bei hohen Frequenzen auszutauschen, beschrieben. Diese Schrift beschreibt mehrere Möglichkeiten zur Reduzierung parasitärer Interferenzen, die mit vorliegender Erfindung allerdings nichts gemein haben.
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Schließlich gehört zum in Betracht zu ziehenden bekannten Stand der Technik noch die Schrift
US 2006/0245174 A1 , welche ein Verfahren zur rückgekoppelten Ansteuerung von Leuchtkörpern beschreibt. Das dort beschriebene Verfahren – basierend auf einem festgelegten Anwender-Setup – erfordert, im Gegensatz zur vorliegenden Erfindung, keine schnelle und hochaufgelöste Datenübertragung. Zur Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses von langsamen und niedrig aufgelösten Signalen zur Steuerung von Leuchtkörpern werden dort logarithmische Verstärker mit einem eingeengten Frequenzbereich und numerischer Codierung/Decodierung vorgeschlagen, die in dieser Schrift als ein Spezifikum der Signalverarbeitung aufzufassen sind, anstatt, wie in vorliegender Erfindung, die Übertragung analoger Daten mit maximalem Volumen, d. h. höchster Auflösung, und maximaler Übertragungsrate.
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Aufgabe vorliegender Erfindung ist es daher, eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zu deren Betrieb anzugeben, die eine niedrige Rauschtemperatur von TN kleiner 60 K aufweist, hohe Umschaltraten bzw. höhere Multiplexing-Frequenzen bis zu 3·106 samples/s und ein Multiplexing einer großen Zahl von Kanälen (Sensoren) ermöglicht.
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Die Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale von Anspruch 1 und 5 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der jeweils nachgeordneten Ansprüche.
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Das Wesen der Erfindung besteht einerseits im Einsatz einer unilateralen Übertragereinheit, wobei jedem einzelnen Sensorelement eine Baugruppe aus zwei wechselseitig eröffen- und schließbaren Schaltern, zwischen denen eine Übertragerkapazität vorgesehen ist, zugeordnet ist, wobei durch eine entsprechende erfindungsgemäße Ansteuerung gewährleistet ist, dass die Stellung aller vorgesehenen Schalter stets so erfolgt, dass nur eine Übertragerkapazität mit den in der Schaltungsanordnung vorgesehenen weiteren nachgeordneten Baugruppen in Verbindung steht. Durch die Verwendung einer Übertragerkapazität, die zusammen mit den ihr zugeordneten Schaltern eine unilaterale Übertragereinheit darstellt, wird gewährleistet, dass die Signalübertragung nur in einer Richtung erfolgt, indem die Transferfunktion in der Gegenrichtung nahezu Null ist. Damit kann eine Rückkopplung der Signalauslesung auf die Sensorelemente wirkungsvoll vermieden werden. Insbesondere durch das mit diesem Vorschlag realisierte Merkmal der Rückkopplungsfreiheit bei niedrigen Rauschtemperaturen, setzt sich die vorgeschlagene Schaltungsanordnung vom Stand der Technik ab, nach welchem alle bisher bekannten Lösungen entweder rückkopplungsbehaftet sind oder aber rückkopplungsfrei, z. B. durch den Einsatz von Zirkulator-Elementen, welche dann jedoch mit hohen Verlusten behaftet sind und hohe Rauschtemperaturen aufweisen. Die erfindungsgemäß vorgeschlagenen Übertragerkapazitäten dienen gleichzeitig zur Reduzierung der Stromrauschkomponente am Eingang des Operationsverstärkers. Diese Übertragerkapazitäten dienen dazu, parasitäre Rauschströme am Verstärkereingang zu eliminieren und die Übertragung einer durch den Sensor auf dieser Kapazität akkumulierten Ladung (und der damit verbundenen Spannung) auf den Verstärkereingang zu beschleunigen und eine Rückkopplung des Verstärkers auf den Sensor zu verhindern, wozu die vorgeschlagenen Schalter entsprechend angesteuert werden.
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Um eine hohe Empfindlichkeit in einem breiten Frequenzbereich zu erreichen, wird erfindungsgemäß eine mit „Pseudo-Chopper-Modus” bezeichnete Methode vorgeschlagen.
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Bei dieser Methode wird das Signal mit der Multiplexing-Frequenz moduliert, um damit das Rauschen einschließlich der Flicker-Rauschkomponente zu reduzieren. Eine gänzliche Vermeidung des Flickerrauschens, wie sie durch den Einsatz einer reinen Choppertechnik möglich ist, gelingt mit dem vorgeschlagenen Pseudo-Chopper-Verfahren nicht, im Vergleich zu konventionellen Choppertechniken ist die vorgeschlagene Lösung jedoch nicht durch die Frequenz limitiert.
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Im Pseudo-Chopper-Modus wird das Signal synchron mit den Schaltimpulsen eines Multiplexers gechoppert, wobei mit Hilfe zweier erfindungsgemäßer PID-Regler (Proportional-Integral-Differential-Regler) die Totzeit zwischen zwei aufeinander folgenden Pulsen zur Erzeugung zusätzlicher Servicepulse genutzt wird, um damit einen Rauschspannungsbeitrag zu eliminieren, der durch eine Drift während der Dauer des vorausgegangenen Pulses verursacht wird. Die durch die PID-Regler erzeugten Pulse bewirken kurzzeitige Übersteuerungen an beiden Verstärkereingängen eines Operationsverstärkers (vgl. 1), wodurch diese zurückgesetzt werden (Reset). Voraussetzung hierfür ist eine begrenzte Länge dieser Pulse. Damit werden alle Spannungen bzw. Ladungen, die das System vorher gespeichert hat, eliminiert und somit jeweils nur das Signal eines Sensors seriell der weiteren Auswertung zugeführt.
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Eine weitere Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses wird durch die Verwendung eines einfachen Integrators erreicht, indem die hiermit bewirkte kanalbezogene Signalmittelung zu einer deutlichen Reduzierung der Korrelationskomponente des Flicker-Rauschens bei niedrigen Frequenzen führt.
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Die Erfindung soll nachstehend anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert werden. Es zeigen:
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1 eine vorteilhafte Schaltungsanordnung mit ihren wesentlichen Komponenten und
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2 ein beispielhaftes Funktionsdiagramm beim Betrieb der Schaltungsanordnung.
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Eine wesentliche Funktionskomponente zur Lösung der Aufgabe vorliegender Erfindung ist in 1 mit einem strichliniert umfassten Feld links dargestellt, welche eine Übertragereinheit 1 repräsentiert. Im Beispiel sind zur Erläuterung der Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung lediglich die Anbindung zweier Sensoren S1 und S2 an die Schaltung näher dargestellt. Die analoge Erweiterung auf n Sensoren ist durch einen Sensor Sn angedeutet. Zur Reduzierung des Stromrauschens sind vor dem Verstärkereingang zusätzliche Übertrager-Kapazitäten (in 1 sind dies C1 und C2) vorgeschlagen, welche im Beispiel durch wechselseitig eröffen- und schließbare Schalter SW11–SW12 und SW21–SW22 eingebunden sind. Diese Kapazitäten dienen dazu, parasitäre Rauschströme des Verstärkereinganges zu eliminieren, die Übertragung einer durch den Sensor auf dieser Kapazität akkumulierten Ladung (und der damit verbundenen Spannung) auf den Verstärkereingang zu beschleunigen und eine Rückkopplung des Verstärkers auf den Sensor zu verhindern.
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Schaltungstechnisch wird diese Methode für jeden Kanal durch eine unilaterale Übertragereinheit, bestehend aus einer Übertrager-Kapazität und Schaltern SWn1 und SWn2, realisiert (vgl. 1).
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Diese unilateralen Übertrager sind praktisch ständig mit den Sensorelementen verbunden, wodurch es möglich ist, während der Wartezeit des Multiplexers D durch eine Integration der Sensorsignale auf den zugeordneten Kapazitäten eine zusätzliche Zeitbereichs-Methode zur Rauschreduzierung innerhalb der Übertrager separat für jeden Sensor anzuwenden. Damit ist eine zusätzliche Steigerung des Signal-Rausch-Verhältnisses um ca. 3,2 dB im Vergleich zu konventionellen Zeitbereichs-Auslesungen möglich, wenn die Zahl der Einzelsensoren des Arrays ≥ 4 ist.
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Die Wirkungsweise der Übertragereinheit 1 beruht darauf, dass während der Zeit, in der Schalter SWn1 geschlossen und SWn2 offen ist, das Signal auf der Übertrager-Kapazität integriert und damit gemittelt wird. Mit der Öffnung von SWn1 und dem Schließen von SWn2 wird die Kapazität vom Sensorelement getrennt und die Signalauslesung greift nur auf die zugehörige Kapazität zu, während alle anderen zweiten Schalter SWn2 geöffnet bleiben. Im Beispiel nach 1 greift die Signalauslesung also auf die dem Sensor S2 zugeordnete Kapazität C2 zu.
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Damit ist es möglich, die Rückkopplung einer parasitären Spannung am Verstärkereingang auf den Sensor deutlich zu minimieren bzw. zu vermeiden, so dass die Auslesung nur durch das Spannungsrauschen, nicht jedoch das Stromrauschen begrenzt ist. Je höher dabei die Anzahl der pro Zeiteinheit geschalteten Kanäle und damit je kürzer die entsprechenden Zeitintervalle sind, desto stärker werden die durch Rückkopplung übertragenen parasitären Spannungen unterdrückt.
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Bei der Wahl der Schaltelemente SWn1 und SWn2 in der Übertragereinheit 1 kann vorteilhaft auf verfügbare Multiplexer-Baugruppen zurückgegriffen werden. Dabei ist die Verwendung von Multiplexern mit sowohl normal offenen, normal geschlossenen als auch Multiplexern mit teils normal offenen und normal geschlossenen Kanälen möglich.
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Die Effektivität der Rauschminderung steigt mit der Reduzierung der Auslesezeit bzw. der Steigerung der Multiplex-Frequenz, wobei Empfindlichkeit und Geschwindigkeit der Auslesung wesentlich durch hochfrequente Verzerrungen von Rechtecksignalen am Ausgang des rauscharmen Verstärkers begrenzt werden.
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Um deshalb die Übertragung von Rechtecksignalen mit einem Minimum an Verzerrung und Schaltspitzen zu gewährleisten, wird der Einsatz im Rahmen vorliegender Erfindung weiterentwickelter PID-Regler PID-1 und PID-2 vorgeschlagen.
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Nach dem Stand der Technik werden PID-Regler in Ausleseschaltungen zur Stabilisierung und damit zur Gewährleistung einer maximalen Übertragungsbandbreite eingesetzt. Die methodische Weiterentwicklung in der vorgeschlagenen Lösung besteht darin, die PID-Regler zum einen zur Erzeugung der Service-Pulse sowie zu deren Formgebung und Amplitude für den Pseudo-Chopper-Modus zu nutzen und zum anderen eine optimale Transferfunktion für die Rückkopplung auf den invertierten Eingang des Operationsverstärkers OPV zu schaffen. Durch eine Optimierung der Parameter der PID-Regler kann die Rauschtemperatur der gesamten Ausleseschaltung im Pseudo-Chopper-Modus beispielsweise bis auf 50 K bei einer Knickfrequenz des Flickerrauschens f0 ~ 3 Hz reduziert werden, obwohl das Flickerrauschen kommerzieller OPVs bestenfalls 10–30 Hz beträgt.
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Mit der vorgeschlagenen Methode wird darüber hinausgehend insbesondere eine minimale Verzerrung des auf den Demultiplexer übertragenen Signals erreicht.
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Die Ausleseschaltung kann auf einfache, fachgemäße Weise an Sensorimpedanzen in einem sehr breiten Bereich Von ca. 100 Ω bis ca. 100 MΩ angepasst werden.
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Durch das Zusammenwirken aller in der Schaltungsanordnung angewendeten Komponenten und des Verfahrens zu ihrem Betrieb ist eine Erhöhung des Signal-Rausch-Verhältnisses um einen Faktor ≥ 5 gegenüber dem Stand der Technik möglich.
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Aus der in 1 beispielhaft dargestellten Schaltungsanordnung zur Auslesung von n Sensoren sind die weiteren Schaltungskomponeten ersichtlich:
Neben bereits genannter Übertragereinheit für jedes Sensorelement, im Beispiel bestehend aus den Schaltern SW11 und SW12 und einer Übertragerkapazität C1, sowie SW21 und SW22 und der Übertragerkapazität C2 enthält die Schaltung eine Chopperanordnung, zwei PID-Reglern PID-1, PID-2 und einen Operationsverstärker OPV. Mittels des ersten PID-Reglers PID-1 erfolgt die Signalübertragung von der jedem Sensorelement zugeordneten Kapazität auf den Eingang des Operationsverstärkers (in der im Beispiel dargestellten Schalterstellung also von C2). Der zweite PID-Regler PID-2 ist mit dem invertierten Eingang des OPV verbunden, wodurch ein Service-Puls am Ausgang des OPV proportional zum Verstärkungsfaktor kompensiert wird.
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Dem OPV ist ein Demultiplexer D mit vorteilhaft für jeden Kanal nachgeschaltetem Integrator (I-1 bis I-n) am OPV-Ausgang zugeordnet.
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Die Steuerung der Schaltungerstellungen erfolgt durch einen Multiplex-Schalter- und Chopper-Generator 2, der die jeweilige Kanalzuordnung zwischen dem Demultiplexer D und der Übertragereinheit 1 gewährleistet.
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Am Beginn eines Auslesezyklus sind beispielsweise alle Schalter SW11 bis SWn1 geschlossen und alle Schalter SW12 bis SWn2 offen. Die Signale der Sensoren S1 bis Sn werden auf den zugehörigen Übertragerkapazitäten C1 bis Cn (nicht dargestellt) der Einzelkanäle akkumuliert.
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Im dargestellten Beispiel wird zur Auslesung von Sensor S2 der Schalter SW21 geöffnet und SW22 geschlossen. Dabei bleiben die Schalter SW11 bis SWn1, bis auf Schalter SW21, geschlossen und die übrigen Schalter SW12 bis SWn2, mit Ausnahme des Schalters SW22 geöffnet.
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Die Anregungsimpulse, die die Schalter treiben, sind prinzipiell in 2a dargestellt. Die 2b und 2c zeigen die damit korrelierten Schaltzustände der beiden Schalter SWn1 und SWn2.
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So zeigt 2: Funktionsdiagramme, nämlich
- a) Multiplexer-Anregungsimpulse, die die Schalter SWn1 und SWn2 treiben (drei Impulse dargestellt)
- b) Schaltdiagramm für den ersten Schalter SWn1
- c) Schaltdiagramm für den zweiten Schalter SWn2
- d) Spannung an der Stelle A (s. Schaltbild in 1), wobei die Resetimpulse durch genannte PID-Regler erzeugt werden.
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Über den PID-Regler PID-1 erfolgt im nach 1 dargestellten Beispiel die Übertragung des auf der Kapazität C2 akkumulierten Signals von Sensor 2 auf den Eingang des Operationsverstärkers. Der zeitliche Spannungsverlauf an dessen Eingang (Stelle A in 1) ist in 2d dargestellt.
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Das über den OPV verstärkte Signal gelangt dann auf den Demultiplexer D, durch den eine Zuordnung auf die Integratoren der entsprechenden Kanalausgänge erfolgt, im Beispiel also auf den Integrator I-2.
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Die Auslesung der Sensorelemente S-1 bis S-n erfolgt seriell, gesteuert durch den Multiplex-Schalter- und Chopper-Generator 2 durch entsprechende Umschaltung der Schalterstellungen in der Übertragereinheit 1.
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Ein wesentlicher Vorteil der vorgeschlagenen Schaltungsanordnung und deren Betriebsweise besteht in einer Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses mit abnehmender Pulslänge, was gleichbedeutend ist mit einer Verbesserung dieses Signal-Rausch-Verhältnisses mit zunehmender Samplingrate bzw. einer wachsenden Zahl der pro Zeit auslesbaren Kanäle.
