DE2053975C3 - Funktionsgenerator mit in Abwärts- und Aufwärtsrichtung zeitlichspiegelbildlichem, exponentiellem Spannungsverlauf in Hochfrequenzempfängern mit elektronischem Suchlauf - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Funktionsgenerator für einen mit Kapazitätsdioden abgestimmten Suchlaufempfänger gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Derartige Funktionsgeneratoren sind zur Erzeugung einer Kondensatorladespannung mit positivexponentiellem Anstieg aus der DE-OS 17 62177 bekannt. Der in betreffender Schrift beschriebene Funktionsgenerator erzeugt eine Kondensatorladespannung mit positiv-exponentiellem Anstieg, wobei der Ladestrom des Kondensators als Funktion der Zeit über ein aktives Netzwerk, z. B. einen Konverter, gesteuert wird, wobei die Steuergrößt für das aktive Netzwerk von der Ladespannung des zu ladenden Kondensators abgenommen und einem Steuertransistor zugeführt wird, der die Steuerspannung eines zweiten Transistors so beeinflußt, daß der durch diesen Transistor fließende Ladestrom bei kleiner Ladespannung am Kondensator klein ist und bei wachsender Ladespannung vergrößert wird. Der Konverter besteht aus einem zweistufigen Transistorverstärker mit. galvanischer Verbindung zwischen Ausgang und Eingang, dessen erste Stufe aus einem umkehrenden, emitterstrom-gekoppelten Spannungsverstärker mit einem relativ niedrigen Verstärkungsfaktor und dessen zweite Stufe mit einem zum ersten komplementären Transistortyp bestückt ist und als cmitterstromgegengekoppelter Stromverstärker in Emitterschaltung mit direkter Baslsankopplung an den Kollektor des Transistors der ersten Stufe arbeitet, wobei der Ausgang des Konverters mit dem Kollektor des zweiten und zugleich mit der Basis des ersten Transistors verbunden ist. Entladen wird der Ladekondensator über einen elektronischen Schwellwertschalter, der parallel zu ihm geschaltet ist, und der bei Erreichen einer bestimmten Ladespannung den I.adckondensator kurzschließt. Der Schwellwertschalter sperrt nach Abbau der im Kondensator gespeicherten f'.nergie automatisch wieder. Derartige Fiinktionsgaieratoren werden für den automatischen Sendersuchlauf in mittels Kapazitätsdioden abstimmbarer) Tunern

verwendet. Pie Zeitkonstante des Spannungsanstiegs ist gleich dem Produkt aus Kapazität und Ladewiderstand, Verwendet man ein solches /?C-Integrationsglied in einem Sägezahngenerator für den Sendersuchlauf, so sind die Anstiegsflanken der einzelnen Sägezähne entsprechend der Exponentialfunktion je nach Größe der verwendeten Ladewidsrstands- und Ladekapazität geneigt. Mit einem solchen Sägezahn läßt sich keine frequenzlineare Durchstimmung eines elektronischen abstimmbaren Tuners erreichen. Hinzu kommt, daß bei Verwendung einer linear ansteigenden oder abfallenden Abstimmspannung die Kapazitätsänderungen der Kapazitätsdioden und damit die Frequenz solcher Tuner keinen linearen Verlauf in Abhängigkeit von der Abstimmspannung aufweisen. Vielmehr sind die Frequenzänderungen dieser Frequenzen in Abhängkeit von der Abstimmspannung sehr groß und nehmen nach hohen Frequenzen hin ab. Um einen linearen Frequenzverlauf in Abhängigkeit von der Abstimmspannung zu erreichen, ist es deshalb erforderlich, daß die Sägezahnspannung tier Funktion der verwendeten Kapazitätsdiode angepaßt wird. Dies ist durch die bekannte Maßnahme erzielt. Die Abstimmung mit einem solchen Funktionsgenerator erfolgt in der aufwärtsgehenden Richtung proportional der Aufladung am Kondensator. Der Frequenzgenerator läßt sich aber nicht in umgekehrter Weise wieder entladen, sondern wird durch den Schwellwertschalter abrupt nach Durchlauf des gesamten Frequenzbandes auf den Ausgangswert zurückgestellt.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, den Funktionsgenerator so auszubilden, daß er eine Ausgar.gsspannung für die frequenzlineare Abstimmung in einem elektronischen Suchlauf sowohl in Aufwärts- als auch in Abwärtsrichtung proportional der Ladung des Kondensators liefert, wobei die Funktion nach den Teilabschnitten einer Exponentialfunktion in Aufwärtsrichtung und zeitlich spiegelt ildlich in einem Teilabschnitt einer Exponentialfunktion in Abwärtsrichtung verläuft, so daß ausgehend von eingestellten Sendern eine Verstimmung in positiver und negativer Frequenzrichtung erfolgen kann, ohne daß dabei von der Frequenzlinearität abgegangen oder das gesamte Frequenzband durchlaufen werden muß.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäii nach der im Kennzeichen des Anspruchs 1 wiedergegebenen technischen Lehre gelöst.

Die Entladung eines aufgeladenen Kondensators über einen reellen Widerstand über einen Schalter ist aus FTM, Heft 4, 1937, Seite 108, bereits bekannt. Der Spannungsverlauf erfolgt nach einer Exponentialfunktion. Dieses bekannte Verhalten bringt die Erfindung in Verbindung mit einer exponentiellen Aufladung eines Kondensators, indem sie beide Merkmale so miteinander kombiniert, daß eine spiegelbildliche Auf- und Entladung nach einer Exponentialfunktion gewährleistet und in beiden Fällen ein linearer Frequenzverlauf in Abhängigkeit von der Abstimmspannung erzielt wird,

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Untcransprüchcn beschrieben.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von in den Zeichnungen dargestellten Aiisfiihrungsbeispiclen unter Verweis auf die verschiedenen Kurvendarstellungen iiiihcr erläutert.

Fig. I das Ciriindsi.hnltschcma zweier komplementär aufgebauter Konverter mit Ladekondensator, Entladewiderständen und Vierpolschalter.

F i g. 2 die graphische Darstellung der vier Kurvenformen, die sich durch Betätigung des Vierpol-

s schalters in F i g. 1 ergeben.

F i g. 3 ein vollständiges Konverterschaltbild speziell für die Anwendung in einem UKW-Empfänger mit elektronischer Suchlaufeinrichtung, die zweiseitig frequenz-zeitlinear abläuft.

ίο F i g. 4 Teil-Blockschaltbilder für die Start-Schaltung des Empfängers mit elektronischem Suchlauf.

Fig. 5 Spannungs-Zeitfunktion der Abstimmdioden-Steuerspannung bei wiederholter Laufrichtungsumschaltung; Darstellung der Spiegelbild-Symmestrie beliebiger Kurven-Teilabschnitte.

F i g. 6 verschiedene Kurven- und Skalardarstellungen für den Kapazitäts-/Frequenzverlauf 45, Spannungs-/Frequenz- und Spannungs-/Zeitverlauf 41 der Sollkurve und Spannungs-/Zeitverlauf 42, 43, 44 approximierter Funktionen, sowie Skalar-Darstellungen des Frequenz-/Zeitablaufs ■'·.:■> Dioden-Abstimmaggregais 42a, 42ö, 43a.

F i g. 7 Funktionskurven des ersten Differentialquotienten der relativen Durchlaufzeiten pro Fre-

²S qucnzeinheit für verschiedene Spannungs-/Zeitfunktionen.

F i g. 8 eine graphische Darstellung zum Problem der Approximation an eine gegebene Sollkurve.
An Hand der F i g. 1 läßt sich das Grundprinzip der Erzeugung zeitlich spiegelbildlich ablaufender Spannungsfunktionen näher erläutern. Beginnt man mit der gezeichneten Stellung A des vierpoligen Umschalters 2, so wird sich der vorstehend aufgeladene Kondensator 15 über den Entladungswiderstand 10 gemäß der Gleichung (1) entladen, wobei die graphische Darstellung dieser exponentiell verlaufenden Funktion U = f (t) in Fig. 2a Kurventeil»/!« dargestellt ist.

Um den Entladungsvorgang abzubrechen und die Aufladung einzuleiten, wird der Umschalter 2 in die Stellung B gelegt. Jetzt beginnt die zeitlich spiegelbildlich ablaufende Aufladung des Kondensators 15 über den Konverter 1 mit oinem Kurvenverlauf nach F i g. 2 a »ß«. Durch wiederholten Wechsel der Schalterstellungen zwischen A und B kann auch ein periodischer Kurvenverlauf entsprechend der Gesamtkurve in Fig. 2a erreicht werden. Ein solcher oeriodischer Kurvenverlauf wird jedoch besser durch eine automatisch-periodische Umschaltung zwischen Ladung und Entladung bewirkt, beispielsweise unter Verwendung eines freilaufenden oder zwangssynchronisierten astabilen Multivibrators und einer Schaltdiode. Dies ist schaltungstechnisch besonders leicht durchführbar, weil für die Aufladung und Entladung kein Umschalter, sondern nur ein einpoliger Ein-Aus-Schalter benötigt wird, wenn man dafür sorgt, daß sich Lade- und Entladestrom wie 1:2 verhalten, indem z. B. der Entladewiderstand K)V₂ so groß wie der negative Ouellwiderstand des Konverters 1

gemacht wird. Die Berechnung des negativen Konverter=Qiiellwiderstandes wird weiter unten genauer dargelegt.

Wenn eine Kurvenform benötigt wird, die bezüglich der Zeitlichst' spiegelbildlich verlauft, wie in

Fig. 2a tiargestellt ^;st. und einen Verlauf entsprechend Fig. 2h hüben soll, benötigt man einen Konverter 3 mit komplementärem Aufbau gegenüber der Atiordnunti 1 nach Fi 1·. I. dessen Schaltung mit

den Transistoren 33. 34 und den Widerständen 30. 31 und 32 in Fig. I rechts dargestellt ist. Die Aufladung erfolgt jetzt in Schalterstellung C" über Widerstand 4. die zeitlich spiegelbildlich ablaufende ['Entladung über den Konverter 3. Der Kurven verlauf ist in Fig. 2b dargestellt Die Buchstaben ( und D an den Kurven-I cilahschnittcn entsprechen wiederum den zugehörigen Schalterstellungen mit gleicher Buchstaben-Kennzeichnung.

Mit dem vierpoligen Schalter 2 (Fig. Il können schließlich noch zwei weitere, jedoch nicht /citlichspiegelbildliche. Kurvenkombinalionen erzeugt werden, die sich zusätzlich ergeben, wenn entweder die Schalterstellungen A und C oder B und D kohiniert werden.

Bei der Kombination A und Γ erfolgt Auf- und F.ntladung über je einen Widerstand 4 bzw. 10. wobei die bekenn¹? K'irvrnfnmi nach Fig. 2d entsteht, die völlig der Form entspricht, die eine Rechteckschwingung hinter einem R-C-Tiefpaßglied zeigt.

Hingegen kann eine Kurvenform gemäß Fig. 2c. die sich aus der Kombination der Schalterstellungen Ii und D ergibt, nur durch eine Auf- und F.ntladung über die beiden komplementär aufgebauten Konverter 1 und 3 erzielt werden.

Die Kurvenformen nach Fig. 2a bzw. 2b behalten ihren spiegelbildlichen Formcharaktcr auch für beliebige Teilabschnitte, d. h. Tür den Fall, daß nach beliebigen, unterschiedlichen Zeitabschnitten eine Umkehrung der Laufrichtung erfolgt. Der zeitliche Kurvcnverlauf der Spannung in einem solchen allgemeinen Fall ist in Fig. 5 dargestellt. Diese Abbildung zeigt, daß auch alle Teilabschnitte eines gleichen Spannungsintervalls — von jedem Umkehrpunkc bis zu den gestrichelten Horizontallinien -·■ beiderseits der strichpunktiert gezeichneten senkrechten Symmetrielinien spiegelbildlich gleich sind.

Aufbau und Funktion des Konverters 1 sei zunächst an Hand eines einfachen Ausführungsbeispiels in Fig. 1 erläutert. Der Ausgangspunkt des Konverters 1, der Kollektoranschluß des Ausgangstransistors 12, der über Kontakt α des schalters 2 den Ladekondensator 15 speist, ist über eine Rückkopplungsleitung zugleich mit der Basis des Eingangstransistors 11 galvanisch direkt verbunden. Der Eingangstransistor 11 erfüllt drei Aufgaben:

1. transformiert er den Eingangswiderstand seines Basisanschlusses auf einen sehr hohen Wert, da der Stromgegenkopplungswiderstand 8 in seinem Emitterkreis in der Größenordnung von 100 K Ω liegen kann. In einer solchen Betriebsart ist bekanntlich der Basis-Eingangswiderstand R_B um den Wert des Stromverstärkungsfaktors B höher; R_B * B ■ Rg. Für übliche Werte von B ^ 100 ergibt sich ein Basiseingansswiderstand von Rg ^ 10 ΜΩ;

2. arbeitet der Transistor 11 als Spannungs-Umkehrstufe:

3. wird das Basispotential des Ausgangstransistors 12 trotz galvanischer Verkopplung von Ausgang und Eingang unabhängig von der Absolutgröße der Ausgangs- (= Eingangs-)Spannung, d. h., die jeweilige Spannungsdifferenz zwischen Ausgäügsspannung und Basisspannur.g des Transistors 12 spielt keine Rolle, da der Kollektorausgangswiderstand des Transistors 11 in dieser Schaltung gegenüber dem Wert des Kollektor-Arbeitswiderstandes h / gesetzt werden kann Der Kollektor des Transistors 11 liefert an Widerstand 7 also einen eingeprägten Stromwert

Der Widerstund 7 ist etwa um eine Größenordnung kleiner als der Widerstands, die Stufen-Spannun.sverstärkung liegt damit in der Größenordnung \oti 0.1.

Der Spannungsahfall an 7 stellt die Steuerspanruing für den als Stromverstärker arbeitenden Ausgangstransistor 12 dar. Der im F.mitterkreis von 12 liegende Widerstand 9 dient der Kennlinien-Linearisierung durch .Stromgegenkopplung und macht zugleich den Basis-Eingangswiderstand von 12 relativ hochohmig und linear IR,, * B Rq). Durch Anwendung der hohen Stromgegenkopplung in beiden Emitterkreisen wird der Konverter extrem linearisirri und der F.influß der Transistor-Parameter praktisch völlig eliminiert.

Bezüglich der Funktion dieser Anordnung ist leicht einzusehen, daß proportional zu einer beispielsweise ansteigenden Ausgangsspannung die Emitter- und Kollcktorstromstärke des Transistors 11 und damil auch der Spannungsabfall am Widerstand 7 ansteigt

^J5 Der aus dem Kollektorkreis des Transistors 12 kommende Ausgangsstrom ist wiederum proportiona zum Spannungsabfall an Widerstand 7. somit wächsi der Ausgangsstrom proportional zur Ausgangsspannung. Diese Wirkungsweise entspricht also der Defi nition eines linearen, negativen Widerstandes.

Der Betrag dieses negativen Quellcnwidcrstande: ist leicht zu berechnen nach der Näherungsgleichuni

R₁,

R-

In Fig. 3 ist ein vollständiges Schallbild eines

weiterentwickelten Konverters dargestellt. Außer den bei der Erläuterung von F i g. 1 bereits erwähnten Bestandteilen sind hier noch ein Spannungsteiler.

bestehend aus den sechs Widerständen mit den

DC/.UUAUUIIIIIICl I

r» _

dioden 13 und 14 hinzugekommen. Der parallel zur Speisespannung L\ liegende Spannungsteiler hai mehrere Aufgaben:

Bei der meist zweckmäßigen Verwendung von Siliziumtransistoren wird die Genauigkeit der Spannung-Strom-Proportionalität erhöht, wenn im Emitterkreis des Transistors 11 und im Basiskreis de< Transistors 12 ein Konstantspannungsanteil ir> Reihe zu den entsprechenden variablen Spannungsanteiler an den Widerständen 7 bzw. 8 eingefügt wird, wöbe diese Konstantspannungsanteile der Basis-Schwellenspannung entsprechen und bei Siliziumtransistorer im Mittelwert etwa 0.55 Volt betragen. Diese mit U₁ bezeichneten Spannungen entstehen als Spannungsabfall an den Teilwiderständen 35 bzw. 39.

Bei praktischen Anwendungsfällen des hier be schriebenen Funktionsgenerators ist zumeist eine Begrenzung des durchlaufenen Spannungsbereich: zwischen einem Maximal- und einem Minimalwen erforderlich.

Diese Aufgabe übernehmen die beiden Dioden und zwar begrenzt die Diode 13 den Maximalwert U₁ entsprechend dem Gesamtspannungsabfal! an der Widerständen 37 .. 40, während die Diode 14 der Minimalwert U₃ entsprechend dem Gesamtspannungsabfall an den Widerständen 38 .. 40 begrenzt

Diese Begrenzung ist mich erforderlich, um weder Spannung noch StT(IiH im eigentlichen Konverter his /u den Werten Null auslaufen zn lassen, da in diesen Grenzgebieten die I ineariläl der Konverterkennlinie nicht mehr gewährleistet werden kann. Die Dimensionierimg muß also so erfolgen, daß (./, mindesten« 'jtwa um 5 Volt größer als U₁ und (', mindestens um I Volt höher ids der Spannungsabfall an Widerstand 40 ist. Würde der Transistor 11 ganz stromlos, so wäre ein Start in Aufwärtsrich'.ung durch öffnen des Schalters 16 nicht möglich, da in diesem I-"iil 1 auch kein Stromdurchgang durch Transistor 12 erfolgen kann.

Bei dieser Schaltung wurde ein einpoliger E-.in-Aus-Schalter 16 für Aufwärts- und Abwärissteuerung vorgesehen. Demgemäß wird unter Verwendung der Gleichung (3) mit Berücksichtigung der entsprechenden Hezugsnummern der F i 11. 3 der Widerstand 10 nach der Näherungsgleichung

20 ^ I «„-Κ.,

«IM - ₂ K

(4)

berechnet.

Die Bedeutung der Spannung U_k wird im Zusammenhang mit einem weiter unten erläuterten Anwendungsfall noch erklärt.

Im Fmittcrkreis des Transistors 12 ist in Reihe mit dem Widerstand 9 noch ein Strommesser 17 eingezeichnet. Dieser kann gegebenenfalls die Aufgabe eines Voltmesscrs parallel zum Ladekondensator 15 übernehmen, das für bestimmte Anwendungen erforderlich ist. Dies ist zulässig, da der Emittcrstrom von 12 stets proportional der Spannung an 15 ist. Die hier angedeutete Lösung vermeidet einen störenden Nebenschluß zum Ladekondensator 15 durch ein Voltmeter.

Es soll nunmehr ein spezifischer Anwendungsfall des beschriebenen Funktionsgenerators näher erläutert werden. Es handelt sich dabei um den Abstimmteil eines UKW-Empfängers mit einer rein elektronisch arbeitenden Michiauieinnchtung. Ein solches Gerat wird entsprechend der Aufgabenstellung unter Vermeidung mechanisch betätigter Abstimmittel durch Kapazitätsdioden abgestimmt, deren Kapazitätsvariation durch eine variable Sperrspannung bewirkt wird.

Die Spannungs-Kapazitätsfunktion ist von der für verschiedene Anwendungszweckc unterschiedlichen Technologie der Diodenherstellung abhängig. Für den hier in Betracht kommenden Anwendungszweck im UKW-Gebiet werden Silizium-Sperrschicht-Kapazitätsdioden verwendet, die nach dem Diffusionsverfahren in Planar-Epitaxialtechnik hergestellt werden. Die Kapazität solcher Dioden verläuft in Abhängigkeit von der angelegten Sperrspannung nach der Gleichun«

O⁺T

C₀ ist die Dioden-Grundkapazität ohne Sperrspannung;

U_R ist die variable Diodensperrspannung für die Kapazitätsänderung:

U₁, ist die konstante Diffusionsspannung. bei Siliziumdioden 0.7 Volt:

η ist ein von der Art des PN-Ubergangs abhängiger Exponent, der bei dem verwendeten Dioden-

60 typ mit abruptem l'N-f'bergang den konstanten Wert von elwa 0.45 hai.

Der Kapa/ilälsverlauf in Abhängigkeit von l^: _K nach Gleichung (5) mit den angegebenen Par imelern hat eine Kurvenform, die einer e '-Funktion sehr ähnlich ist. Hierdurch ergibt sich die Möglichkeit, durch Ansteuerung der Abslimmdioden mil einer zeitlich nach der Kurvenform des weiter oben beschriebenen Funktionsgenerator* verlaufenden Spannung einen zeitlincarcn Frec|iienzablaufdes Suehlaufempfängers zu erreichen, woraus mehrere Vorteile resultieren.

Bei bisher bekanntgewordenen Ausführungen von Suchlaufempfänger!! mit elektronischer Kapazitätsabstimmung wurden nahezu oder vollständig zcitlineare Spannungsabläufe verwendet. Fin Konzept, bei dem jedoch ein Frequenzablauf nur in einer Richtung vorgesehen ist. arbeitet zwar auch nach dem Prinzip der Kondensalorladung über einen Widerstand, jedoch wird eine sehr hohe Quellenspannung nur zu einem kleinen Teil ausgenutzt, wodurch sich wiederum ein praktisch zeitlinearer Spannungsablauf ergibt.

Fin weiteres bekanntgewordenes Konzept (unsere Anm. P 20 38 694.1) gibt eine Lösung für einen in beiden Frcqucnzänderungsrichtungen ablaufenden Suchlaufempfänger an. bei dem aus Gründen des gleichartigen Zeitablaufs in beiden Richtungen eine Kondensatoraufladung über Konstantstromdioden (FcldcfTektdiodcn) vorgesehen wurde. Hieraus resultiert ebenfalls ein zeitlinearer Spannungsanstieg und ein zeitlich stark nichtlincarcr Frequenzablauf.

über den zahlenmäßigen Vergleich der bisherigen Lösung mit nichtlinearem Frequenzablauf und der beim erfindungsgemäßen linearen Frequenzablauf durch Anwendung der exponentiell verlaufenden Abstimmspannung folgen noch genauere Angaben an Hand eines praktischen Beispiels. Hier wird zwecks Erläuterung der Vorteile das Resultat vorweggenommen:

Die Fig. 7 zeigt den im ü K Vv-Bereich auf einen relativen Kleinstwert I reduzierten ersten Differen-

tialquotienten j . =/(/). gleichbedeutend mit dem relativen Zeitbedarf für die Einheit der Frequenzänderung in Abhängigkeit von der Frequenz (88 ... 104 MHz). Diese Funktion ist zugleich eine anschauliche Darstellung des relativen Zeitbedarfs für die Abstimmung eines Nachbarkanals. Die gestrichelte gerade Linie 46 bezieht sich auf den Öptimalfall eines absolut zeitlinearcn Frequenzablaufs. Die Kurve 47 zeigt den Frequenzablauf bei Anwendung des erfindungsgemäßen Funktionsgenerators mit spiegelbildlich gleichem, exponentiellem Spannungsvcrlauf in beiden Richtungen. Hierbei beträgt die Abweichung an beiden Bereichsenden nur etwa 20°ό gegenüber dem Wert 1 in Bereichsmitte.

Hingegen ücigt die Kurve 48. daß bei zeitiinearcm Spannungsverlauf die Zeit für die Abstimmung eines Nachbarkanals bei 104MHz um den Faktor 14 größer ist als am anderen Bereichsende bei 88 MHz.

Die Bewertung dieses Vergleichsresultats geht nun von folgender Überlegung aus: Die Zeitlincarität des Frequenzabiaufs ist notwendig, weil die Dimensionierung der absoluten Spannungsanstiegs-Geschwindigkeit einen Kompromiß aus zwei konträren Forderunaen darstellen muß:

Einerseils darf die Geschwindigkeit tier Frequenzänderung an keiner Stelle des Bereichs größer sein, als es die Ansprcchgesehwindigkeit der mil ΛιιΓ-ladungsvorgängcn und Ticfpaßgliedern arbeilenden eleklninisehen Ahfangsapparatur zuläßt, die jeweils einen Suchlaufvoruang beendet, wenn ein neuer Kanal erreicht ist. Auch die kleinste zumutbare Reaktionszeit bei der Be ücnung der Slarttaste erfordert eine Mindestlaufzcit, weil es sonst nicht möglich wäre, einen unmittelbar benachbarten Kanal etnzufangen.

Andererseits ist eine höhere Geschwindigkeit der Frequenzänderung wünschenswert, um beispielsweise von einem Kanal an einem Bereichsendc durch Dauerkontaktgabe mit der Starttaste schnellstens einen gewünschten neuen Kanal zu erreichen, der am entgegengesetzten Bereichsendc liegt.

Wenn nun unter Berücksichtigung des beschriebenen Kompromisses für beide Problemlösungen die gleiche Maximalgeschwindigkeit der Frequenzänderung dimensioniert wird, vermeidet die neue Lösung nicht nur den überflüssigen Zeitverlust bis zum I4fachen Wert bei der Abstimmung von Kanälen in der Umgebung des höherfrcquenten Bereichsendes, sondern sie ermöglicht zugleich — wie die weiteren Ausführungen noch zeigen werden — die Durchstimmzeit von einem zum anderen Ende des ganzen Frequenzbereichs auf den vierten Teil zu verkürzen.

Außer diesen beiden technischen Vorzügen bringt die neue Lösung zugleich eine Kostenersparnis, da die zur Anwendung kommenden zwei normalen Bipolar-Transistoren wesentlich billiger sind, als zwei Konstantstrom-Feldeffektdioden für die bekannte Lösung mit zeitlinearcm Anstieg. (Die beiden Begrenzerdioden müssen in beiden Lösungen verwendet werden, einige Widerstände sind preislich vernachlässigbar.)

Nachstehend soll die Dimensionierung des Konverters mit dem Ziel einer optimalen Approximation seines Ausgangsspannungsverlaufs an eine vorgegebene Sollkurvc, nämlich die KapazitatS'/Spannungskcnnlinie der verwendeten Diodentype, erläutert werden.

Ausgangspunkt ist ein UKW-Tuner, dessen Abstimmkrcisc mit isperrschicht-K.apazitatsdioden des Typs BB 103 bestückt sind. Um übersteuerungseffektc zu vermeiden, sind in jedem Schwingkreis je zwei Dioden hochfrequenzmäßig gegenpolig in Serie, bezüglich der Sperrspannungsansteuerung jedoch parallel geschaltet. Daher erscheint in der F i g. 6 der Ausdruck »C_R/2« für die durch die Serienschaltung halbierte Reihenkapazität eines Dioden-Paares.

Der Frequenzbereich 88 ... 104 MHz entspricht einem I/von 1,18, die demnach erforderliche Kapazitätsänderung ist proportional zu I/² = 1,4. Die Schwingkreis-Gesamtkapazität setzt sich aus einem Festwert von 19 pF und der variablen Diodenkapazität Cj,/2 = 6 ... 16 pF zusammen. Die Gesamtkapazität beträgt also 25 ... 35 pF und entspricht damit dem errechneten Änderungsverhältnis von 1,4.

Der Verlauf des variablen Kapazitätsanteils wurde errechnet und in F i g. 6 als Kurve 45, C„/2 = / (/) dargestellt. Aus dem Kennlinienblatt des Diodentyps BB 103 ist Tür den Bereich von 2 · (6 ... 16) pF = 12 ... 32 pF der Einzeldiode ein Spannungsbereich von U_R = 30 ... 3 Volt abzulesen.

Aus den Einzelwerten der Kurve 45 [C_R/2 = /(/)] und der — nicht eingezeichneten — Diodenkapazitätskennlinie C_R = f(U_R) wurde die Kurve 41 (Fig. 6) als U_R = /(/) abgeleitet und eingezeichAnfangswert ',■ = O bis zum Endwert ', = 2.3 be-

net, die nunmehr bei linearer Teilung des I requen/-maüslabes auf d.r Abszisse des Koordinatensystems zugleich die Sollkurve des Spannungsvcrlaufs von U_H für zeillinearcn Frequcnzablauf darstellt.

I is wird nun zuerst geklärt, ob eine Λ-C-Iinlladungsfunktion nach Gleichung (I) eine ausreichende Übereinstimmung mit der Sollkurve 41 ergibt. Die Sollkurve durchläuft den Spannungsbercich von 30 ... 3 Volt, relativ ausgedrückt von I ... 0.1. Hierdurch wird zunächst dor Abszissenmaßstab ermittelt, der für die Aufzeichnung der Funktion nach Gleichung (1) benötigt wird, wobei der Exponent -. die

Variable darstellt. Der Ausdruck e ; in Gleichung(I)

soll nun ebenfalls vom Anfangswert 1 bis zum Endwert 0,1 laufen. Aus der Kurve c ~'-Funktion kann man entnehmen, daß für c~^x = 0,1 der Exponent den Wert 2,3 hat. Die Gleichung (I) wird also vom

., = 0 bis zum Endwert ,

rechnet und mit j als Abszisse in F i g. 6 als gestrichelte Kurve 44 eingezeichnet. Hierbei deckt sich der Anfangswert j = Omit Frequenzwert 104 MHz und der Endwert 2,3 mit Frequenzwert 88 MHz. Da die Frequenzteilung eine Länge von 16 MHz hat, ergibt sich aus dem Verhältnis von 2,3/16 ein Äquivalent von

I MHz === 0,144 — bzw. I -~ = 6,96MHz.

Ein Vergleich der Kurve 44 mit der Sollkurve 41 zeigt die Übereinstimmung der Anfangs- und Endpunkte, jedoch noch eine gewisse Abweichung im Mittelbereich. Es ist nun möglich, die Approximation so zu verbessern, daß sich mindestens noch ein dritter Schnittpunkt mit der Sollkurve ergibt, und außerdem kann man zweckmäßigerweise diesen dritten Schnittpunkt genau in die Mitte des gesamten Frequenzbereichs legen. Hierbei sollen jedoch die Schnittpunkte am Anfang und Ende des Bereichs beibehalten werden, weil die hiervon bestimmten Eckwerte des Frequenzbereichs genau eingehalten werden müssen.

Um die Dreipunkte-Approximation zu erhalten, muß man die Gleichung (1) nicht bis zum bisher

benutzten Endwert γ. = 2,3, sondern — beim vorliegenden Ausfuhrungsbeispiel — bis zu einem höheren Wert von j auswerten.

Dies wird erreicht durch Einführung einer Korrekturspannung U_k — wie im Schaltbild F i g. 3 bereits eingezeichnet — an die der Entladewiderstand 10 und, parallel verschoben um den Wert U₈, der Emitterwiderstand 8 des Konverters angeschlossen werden. Nach wie vor werden die Anfangs- und Endwertspannung bei U₁ = 30 Volt bzw. U₃ = 3 Volt durch die Begrenzungsdioden 13 und 14 fixiert.

Die Berechnung der Spannung U_k für einen dritten Schnittpunkt in Bereichsmitte ergibt sich an Hand der Darstellung in F i g. 8 nach folgender Überlegung:

Die Funktion e~^x hat die Eigenschaft, daß beliebige Ordinatenpaare, die gegeneinander gleiche Abszissenabstände haben, in fortschreitender Reihenfolge stets den gleichen Quotienten ergeben. Hieraus

ergibt sich aus F i g. S für die durch die drei SoII-l'unkle Λ, I) und C laufende e '-Funktion, deren Hndwert sich asymptotisch dem Wert U_k näher;. Olgende Relation als Ansatz:

U₁ - 14 u, - (4

U₂ - 14

Hieraus ergibt sieh

l/, · U₁ - Ui

U₃ + U₁ - 2U₂

(6)

(7)

Für L/, = 3OVoIt, U₂ - HJVoIt und U₃ = 3 Voll

14 = 0.91 Volt.

Für die Berechnung der c-Funktion muß zunächst der Exponent ..'■ ermittelt werden. Uic Entla-

dungsfunktion durchläuft jetzt den Spannungsbereich l'i — U_k bis U₃ — U_k. Es ist demnach das maximale Spannungsvcrriältnis

f max. C₇ =

(8)

Mit den entsprechenden Zahleiiwcrten errechnet sich fiir das vorliegende Beispiel

7 =

30 0.91 3 - 0,91

= 13.91 .

35

Zu diesem Spannungsverhältnis entnimmt man der e^v-Funktion einen Exponenten

f max.

= 2.63

40

für den nunmehr in F i g. 6 neu einzubezeichnenden Zeitmaüstab errechnet sich ais Äquivaieniweti zu dem bereits eingezeichneten Frequenzmaßstab ein

Verhältnis von 2,63 7·"/16 MHz. Es entspricht also Tür den Abszissenmaßstab

1 MHz = 0,1645 ~ bzw. I ~ = 6.09 MHz.

ti

Die Berechnung des Spannungsverlaufs Cj, =i\f) erfolgt jetzt nach der Gleichung

= (U₁ - U_k)c

+ U_k

i = (U₃ - 14)-ei- + U_k.

(9)

(10)

⁵⁵

In Fig. 6 ist diese Funktion nach Gleichung (9) als Kurve 42 eingezeichnet und zeigt außer im Anfangs- und irn Endpunkt auch genau im Abszissen-Mittelpunkt, bei

t max.

2 T

einen dritten Schnittpunkt mit der Sollkurve 41.

Zwischen den drei Schnittpunkten ergeben sich nur sehr geringe Abweichungen der approximierten Kurve von der Sollkurve.

Die beschriebene Approximationsmethode hat für bogenförmig verlaufende Funktionen mindestens in einem begrenzten Abschnitt allgcmc'.ic Gültigkeit.

An Hand der Fig. 8 sei die Tendenz der Spannung U_k in Abhängigkeil von der Lage des mittleren Punktes C der Sollkurvc diskutiert:

Die voll ausgezogene Kurve A-C-Ii entspricht etwa einem Fall, wie er im Beispiel behandelt wurde. Wenn der mittlere Punkt, die Spannung U₂, höher liegt als C, dann wird der Betrag von U_k kleiner. Die gestrichelte Kurve durch den Punkt C, stellt den Grcnzfall dar — entsprechend der Kurve 4 in F i g. 6 -- wo U* = 0 wird und die Endwert-Asymptote der Entladungsfunktion mit der x-Achsc des Koordinatensystems zusammenfallt.

Liegt der Kurvenmittelpunkt noch höher als C₁, so wird der Wert U_k negativ. Es wird also entweder eine Ililfsspannungsquelle mit negativem Potential gegenüber Null benötigt, oder die Spannungen U₁ und U₃ müssen um den Betrag von U_k vergrößert und der bisher einpolig am Nullpotential liegende Verbraucher an ein positives Potential von der Größe U_k angeschlossen werden.

Bei Mittelpunktslage in C₂ — strichpunktierte Linie - würde U_k den Wert -r. annehmen, da die Kurvenform in eine Gerade entartet ist. Je flacher der bogenförmige Verlauf ist bzw. je mehr er sich der Geraden nähert, desto unrationeller wird die bisher behandelte Methode der Funktionsspannungser/cugung. Für solche Fälle fast geradlinigen Kurvenverlaufs sind Lösungen günstiger, die z. B. aus der Parallelschaltung eines Konverters und einer Konstantstromquelle in quantitativ geeigneter Kombination bestehen. Im Grenzfall der geraden Linie bzw. der sogenannten Dreieckskurve (bei symmetrischer Form) wird die übliche Ladung und Entladung mit Konstantstrom anzuwenden sein.

Die Kurvenformen nach F i g. 8 mit einem Mit-

IClpUllili /.Wl&CllCll X^. UIlU \_ 2 »"«JÜCii ul^Tvurtä vitC

Grundform»/!« (Fig. 2a), d.h. monoton fahnden ersten Differentialquotienten, aufwärts die Grundform »B«, also monoton ansteigenden ersten Differentialquotienten. Als Funktionsgenerator wird das Grundprinzip nach F i g. 1 mit Konverter 1 und Widerstand 10 angewendet.

Für Kurvenformen, deren Mittelpunkt nach F i g. 8 im Bereich um C₃, also oberhalb der Geraden A-C₂-B liegt, entsprechend der Grundform »D« (Fig. 2b) in Abwärtsrichtung (steigender Differentialquotient) bzw. »C« in Aufwärtsrichtung (fallender Differentialquotient) wird als Funktionsgenerator das Grundprinzip nach F i g. 1 mit dem komplementären Konverter 3 und Widerstand 4 benötigt. Die Tür die Berechnung von U_k benötigten Kurven bzw. Bezugspunkte werden dann zweckmäßigerweise im dritten Quadranten des Koordinatensystems eingezeichnet.

In F i g. 6 ist außer den bereits erwähnter. Kurven noch die Gerade 43 eingezeichnet, die einem zeii linearen Spannungsverlauf bei Anwendung der Konstantstromladung und -Entladung entspricht. Aus den Kurven 41 und 42 bzw. 41 und 43 wurde nun durch die strichpunktiert angedeutete Vcrtikai-Lotung der Frequenzteilung auf die Sollkurve 41, durch Horizontal-Lotung von 41 auf Istkurve 42 bzw. 43

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und nochmalige Vertikal-Lotung eine Skalarteilung Widerstand I 180 Ii

abgeleitet, aus der man den relativen Zeitbedai-Γ für Widerstand 2 1,8 ku

je ein MHz Abstimmungsänderung anschaulich ent- Widerstand 5 180 Ii

nehmen kann. Widerstand 6 100 U

Der Maßstab 43 α gilt für die zeitlineare Spannungs- 5 Widerstand 7 18 kii

änderung und zeigt einen maximalen Längenunter- Widerstand 8 100 kli

schied von 12,5:1 pro MHz für den Anfangs- und Widerstand 9 10 kii

Endbereich. Für die beiden Endpunkte selbst ergibt Widerstand 3 8,2 kü

sich, wie schon weiter oben erwähnt, aus der Funk- Widerstand 4 690 «>

tion des Differentia.quotienten £ - /,/) auf » Sn" " \ V. \ V. \! " \!!! V. \ K Hl

F i g. 7, Kurve 48 sogar ein Verhältnis von 14:1. Transistor 12 BC 157

Demgegenüber ergibt sich für den Maßstab 42 a Kondensator 15 50 μΡ

der approximierten Exponentialfunktion nur mehr (Strommesser 17 0,5 mA, Eigenwider-

eine Maxirn-labweichung von 1,23:1. Setzt man nun '5 stand von Widerstand 9 zu subtra-

aus den bereits weiter oben erwähnten Gründen, die hieren)
jeweils kleinste Frequenzänderungszeit pro MHz

— also die Höchstgeschwindigkeit der Frequenz- Mit dieser Dimensionierung ergibt sich bei der Anänderung — als Kriterium für die Dimensionierung wendung des Funktionsgenerators zu einem Suchder absoluten Zeitkonstante der Spannungsänderung 20 laufempfänger eine Durchlaufztit für den gesamten ein und rechnet demgemäß den Maßstab 42a pro- UKW-Bereich mit einer Bandbreite von 16 MHz portional in den reduzierten Maßstab 42b so um. von 10 Sekunden. Eine wesentlich längere Durchdaß die jeweils kürzesten Abschnitte pro MHz laufzeit ist im praktischen Betrieb des Empfängers

— schraffiert gekennzeichnet — gleich lang sind, so nicht empfehlenswert. Bei einem Kanalraster mit läßt sich aus dem Zeitlängenverhältnis a:b entneh- 25 300-kHz·Abständen — kleinere Abstände entspremen, daß die Durchlaufzeit über den gesamten Fre- chend dem neueren 100-kHz-Raster, kommen am qucnzbereich bei zeitlinearem Spannungsverlauf vier- jeweiligen Empfangsort kaum vor — beträgt die mal größer ist als bei dem approximativ zeitlinearen Suchzeit zwischen zwei Nachbarkanälen damit etwa Frequenzverlauf. 0.2 Sekunden.

Nachstehend wird eine zusammengefaßte Über- 30 Aus dieser kurzen Zeitspanne ergibt sich ein Prosicht der Bedeutungen aller graphischen Darstellungen Wem für den Suchlaufstart, wenn der Nachbarkanal in F i g. 6 gegeben. Es sind dies angesteuert werden soll. Nähere Erläuterungen hierzu

an Hand der F i g. 4, in der zwei Lösungen für die Starteinrichtung im Grundprinzip dargestellt sind.

Kurve 41 = U_R = /(/) = f (t). Sollkurve des 35 Der Transistor 18 übernimmt die Aufgabe des Spannungsverlaufs für Kapazitätsdi- Handsteuerungsschalters 16 in Fig. 3 und ist an öden BB 103 bei zeitlinearem Fre- den gleichen Punkten A und B angeschlossen. Bei quenzablauf; ₍ der einfacheren Anordnung nach Fi g. 4a wird nun Kurve 42 = U_R = (C/, - U_k) c- 7 + U_k in drei der Suchlauf in an sich bekannter Weise durch kurz-Punkten an die Sollkurve approximierte 40 zeitige Betätigung der Starttaste 23 beispielsweise Spannungsfunktion des Funktionsgene- nach unten, also in Richtung »Vorlauf« eingeleitet, rators nach Fig. 3: indem die Basis des Transistors 18 über den Wider-Kurve 43 = U_R = k-U_t, linearer Spannungsvcr- stand 20 ein negatives Sperrpotential erhält, entsprclauf durch Konstantstromentladung; chend einer öffnung des Schalters 16 in Fi g. 3. „ ., ,, ., 1 ... · 1- j . 45 Das Sperrpotential wird nun sofort durch eine eben-Kurve 44 = U„ = U₁ ■ e , . d.c in zwe. Endpunk- _fa„_s &_kl£_{ate Halte}. _und ^fangschaltung 19, die

ten an die Sollkurvc approximierte ihrerseits vom ZF-Demodulator angesteuert wird, Spannungsfunktion des Funktionsgene- über den Basislcitungswiderstand 20 festgehahcn.
rators nach Fig. 3. für U_k = 0; Durch die nun beginnende Aufladung des Konden-Kurvc45 = C_KI2 - f (/), Kapazitätsverlauf des i» sators 15. dem die Abstimmdioden parallel geschaltet variablen Kapazitätsantcils. bestehend sind, wird der Empfänger so lange kontinuierlich aus zwei in Serie geschalteten Di- weitergestimmt, bis er auf eine Sendefrequenz gelangt, odcn. Zusätzliche feste Kreiskapazität Hierdurch bewirkt die Abfangschaltung 19 eine Auf- = 19 pF; hebung der Sperrspannung an der Basis von Tran-Skala 43« = Relative Zeit für je 1 MHz Abstim- 55 sistor 18 und eine im Sinne einer automatischen mungsänderung bei zcitlinearem Span- Scharfabstimmung genau dosierte Ansteuerung des nungsvcrlauf von U_R: Transistors 18, der den Ladestrom voll kompensiert Skala 42« = Relative Zeit für je IMHz Abstim- und die Kondensatorspannueg auf dem Wert stabilimiingsiindcrung bei Spannungsvcriauf sieri. der Rir die cxakic Abstimmung der cingcfanvon Ilχ nach Kurve 42; <*> gcnen Frequenz erforderlich ist.

Skala 42/) = Wie 4.2«. jedoch mit reduziertem Maß- Soll nun ein erneuter Start, beispielsweise in umye-

stah. d.h. mit gleicher kleinster Teil- kehrtcr Richtung (»Rücklauf*) erfolgen, wird mit der

/eil wie hei Skala 43«. SlartUiste 23 kurzzeitig ein Hasisstrorn von f über

den Bcgrcnzungswidcrstand 31 geleitet, wodurch der ^ft5 Transistor 18 in Sättigung geht, in der er auch nach

Die Dimeiismnicrung des praktisch ausgeführten Loslassen der I aste 23 wiederum von der Halle- und

Konverters nach Fig. 3 hat für die ein/eliifti Me- Abfangschaltung 19 festgehalten wird. Dies entspricht

/ugsnuminern folgende Werte: einer Schließung des Schalters l(> in Fig. 3. Damit

beginnt die Entladung des Kondensators 15 Ober den Widerstand 10 und damit der Suchlauf, jedoch in umgekehrter Richtung wie beim ersten Start. Das Abfangen eines neuen Senders geschieht in gleicher Weise, wie bereits beschrieben.

Wenn bei einem erneuten Start die Abstimmung auf einen Nachbarkanal gewünscht wird, der "wie weiter oben gesagt, beispielsweise schon nach einer Suchzeit von 0,2 Sekunden erreicht ist, muß die Start-Kontaktgabe kürzer als 0,2 Sekunden dauern, weil sonst die Abstimmung bereits über die gewünschte Frequenz hinausgelaufen ist. Es muß also eine gewisse Geschicklichkeit und kurze Reaktionszeit des Bedienenden vorausgesetzt werden.

Mit geringfügig größerem Aufwand läßt sich nun der Einfluß individueller Eigenschaften des Gerätbenulzers eliminieren. Dies gelingt mit der in Fi g. 4b dargestellten, erfindungsgemäßen Variante der bekannten Lösung in F i g. 4 a.

An Stelle der einpoligen Umschalt-Starttaste 23 ist nunmehr für Vor- und Rücklauf je ein getrennter Kontaktsatz 26 und 27 mit je einem Ruhe- und zwei Folge-Arbeitskontakten vorgesehen. Die mechanische Bedienung kann auch durch einen für beide Kontaktsätze gemeinsamen Hebel, wie bei dem bekannten Kellog-Schalter, erfolgen, der in der gezeichneten Kontaktbestückung handelsüblich ist.

Wird nun beispielsweise der Kontaktsatz 26 nur so weit bewegt, daß der Ruhekontakt öffnet und der erste Arbeitskontakt schließt, dann wird der Startkondensator 25 an ein Pluspotential gelegt und gibt übe; den Begrenzungswiderstand 24 einen positiven Stromstoß auf die Basis des Transistors 18, der in Sättigung geht und die Entladung des Kondensators und damit den Suchlauf einleitet. Die Zeitkonstante des Kondensators 25 mit dem Widerstand 24 ist so dimensioniert, daß der ausgelöste Startimpuls wesentlich kürzer als die Suchzeit zum Nachbarkanal, also kürzer als 0,2 Sekunden, ist. Die Dauer der Kontaktgabe ist ganz ohne Einfluß auf die Impulslänge.

Beim Loslassen der Taste erfolgt über den Ruhekontakt und den damit in Reihe geschalteten Ruhekontakt des Kontaktsatzes 27 für den Suchlauf in umgekehrter Richtung eine sofortige Entladung des Startkondensators 25, Damit ist eine beliebig schnelle· Wiederholung von Startimpulsen möglich, beispiels-. weise, um in rascher Folge Programmüberprüfungen mehrerer Sender in geringem Frequenzabstand vorzunehmen.

Wenn der gleiche Kontaktsatz 26 bis zum Anschlag durchgedrückt wird, bewirkt dies einen Dauerstrom von + über Arbeits- und Folgekontakt über Widerstand 24 auf die Basis von Transistor 18, und man kann durch Festhalten· der Taste am Anschlag einen kontinuierlichen Durchlauf der Abstimmung über größere Frequenzbänder bewirken, ohne die Abfangschaltung bei dazwischenliegenden Sendefrequenzen zur Wirkung kommen zu lassen.

Die gleichen Funktionsmöglichkeiten ergeben sich bei entsprechender Betätigung des Kontaktsatzes 27, jedoch in umgekehrter Laufrichtung, da dieser Kontaktsatz negative Startimpulse oder negative Dauersperrspannung auf die Basis von Transistor 18 leitet.

Damit ermöglicht diese Einrichtung eine völlig unkritische Bedienung des Suchlaufempfänger, sowohl für beliebig kurzzeitigen Suchlauf als auch für kontinuierlichen Dauerlauf der Abstimmung in beiden Frequenzrichtungen, unabhängig von der manuellen Geschicklichkeit des Bedienenden.

Abschließend noch ein Hinweis bezüglich des Funktionsgenerators für die Abstimmspannung: Wenn der genaue Verlauf der im allgemeinen nur geringen Abweichungen der approximierten Kurve im Gebiet zwischen den drei Schnittpunkten mit der Sollkurve nicht interessiert, ist die vollständige Berechnung und Aufzeichnung der Kurven entsprechend F i g. 6 nicht erforderlich. Man muß lediglich die benötigten drei Werte der variablen Kapazität für Anfang, Vntte und Ende des Bereichs errechnen und aus dem Kennlinienblatt des verwendeten Kapazitätsdiodentyps die zugehörigen Werte für I/,, U₁ und U₁ (s. F i g. 8) entnehmen.

Hierdurch läßt sich dann nach Gleichung (7) unmittelbar U_k berechnen und der Funktionsgenerator entsprechend dimensionieren.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

Patentansprüche;

1. Funktionsgenerator in Einzelablaufausführung mit einem Kondensator, der über eine Ladeschaltung auf- und über eine Entladeschaltung entladen wird, wobei die Kundensatorladespannung mit positiv exponentiellem Anstieg nach

einem Teilabschnitt einer ey-Funktion verläuft,

und der Ladestrom des Kondensators als Funktion der Zeit über einen negativen reellen linearen Widerstand, z. B. einen Konverter, gesteuert wird, mit welcher Ausgangsspannung ein mit Kapazitätsdioden abgestimmter Suchlaufempfänger in der Frequenz annähernd zeitlinear gesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (15) über einen reellen linearen Widerstand, z. B. einen Konverter (3) entladen wird, und die Ausgangsspannung in Abwärtsrichtung

nach einem Teilabschnitt einer e~τ -Funktion

zeitlich spiegelbildlich zu dem positiven cxponcntiellen Anstieg während der Aufladung verläuft, und daß der Funktionsgenerator über Umschalter (2) nach beiden Frequenzrichtungen zum Suchlauf steuerbar ist, wobei die Ausgangsspannung des Funktionsgenerators auf die der höchsten und tiefsten Bereichsfrequenz entsprechenden Werte begrenzt ist.

2. Funktionsgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kondensatorauf- und -entladung durch je eine an einem Spannungsteiler liegende Diode (13, 14, Fig. 3) auf den gewünschten Höchstwert bzw. Mindestwert begrenzt ist.

3. Funktionsgenerator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangsspannungsverlauf zwecks optimaler Approximation an eine zeitlineare Frequenzsteuerung des Suchlaufempfängers für den Anfang, die Mitte und das Ende des Frequenzbereiches mit der Spannungsfunktion für die zeitlineare Frequenzänderung des Suchiaufempfängers angepaßt ist, wobei aus den der höchsten Frequenz, der mittleren Frequenz und der tiefsten Frequenz proportionalen drei Spannungswerten U_x, U₂, U₃ der Betrag einer Korrekturspannung U_k nach "der Gleichung

^u* - U₃ + u_x-2 U₂

errechnet wird, die an dem Entladewiderstand des Funktionsgenerators direkt oder an dem Emitterwiderstand (10, Fi g. 3) des ersten Transistors (12) des Konverters der aktiven Entladeschaltung unter Subtraktion seiner Basisschwellenspannung anliegt.

4. Schaltungsanordnung mit einem Funktionsgenerator nach einem der vorhergehenden Ansprüche für den wahlweisen Start eines Suchlaufempfängers in einer der beiden Frequenzrichtungen, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweiseitig wirkende Schalttaste (26, 27) mit mittlerer Ruhestellung für jede der beiden Betätigungsrichtungen vorgesehen ist und die Beschallung der von den Tasten (26, 27) betätigten Ruhe- und Zwillingsarbcitskontakte se ausgeführt ist, daß bei Teilbewegung der Schalttaste (26) in der einen Richtung ein über einen Widerstand (24) mit der Basis des Schalttransistors (18) des Funktionsgenerators verbundener Kondensator (25) ein von der Dauer der Kontaktgabe unabhängigen, kurzen positiven Startimpuls für den Suchlauf auf die Basis des Schalttransistors (18) gibt, hingegen bei vollendeter Bewegung der Schalttasten (26) bis zum Anschlag über den zweiten Arbeitskontakt eine positive Gleichspannungsdurchschaltung über den Widerstand (24) auf der Schalttransistorbasis (18) erfolgt und für die Dauer der Kontaktgabe einen kontinuierlichen Durchlauf der Abstimmung bewirkt, während beim Loslassen der Start-Schalttaste eine sofortige Entladung des Start-Impulskondensators (25) über die in Serie geschalteten Ruhekontakte beider Kontaktsätze erfolgt, und daß ferner bei entgegengesetzter Betätigungsrichtung der Schalttaste alle genannten Vorgänge jedoch in entgegengesetzter Frequenzrichtung geschaltet werden, indem die Taste (27) eine negative Spannung startet bzw. durchschaltet.