KR100975485B1 - 쌍방향 승강압 ｄｃｄｃ 컨버터 장치, 철도 차량 구동 제어 시스템, 전기 철도 급전 시스템 - Google Patents

쌍방향 승강압 ｄｃｄｃ 컨버터 장치, 철도 차량 구동 제어 시스템, 전기 철도 급전 시스템 Download PDF

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Abstract

1차측, 2차측의 쌍방향 전력 플로우가 가능하고, 자동 제어가 가능한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치를 얻는다.
1차측 전원의 입출력 단자에 접속되어, 전력 변환 동작을 행하는 1차측 변환부와; 2차측 전원의 입출력 단자에 접속되어, 전력 변환 동작을 행하는 2차측 변환부와; 1차측 변환부와 2차측 변환부를 접속하는 결합부와; 1차측 변환부, 2차측 변환부, 결합부로부터의 검출값을 입력하고, 그 검출값이 부여된 지령값과 일치하도록 1차측 변환부 또는 2차측 변환부를 제어하는 제어부를 구비하는 것으로 하였다.

Description

쌍방향 승강압 ＤＣＤＣ 컨버터 장치, 철도 차량 구동 제어 시스템, 전기 철도 급전 시스템{BIDIRECTIONAL STEP-UP/STEP-DOWN DC/DC CONVERTER APPARATUS, RAILWAY COACH DRIVE CONTROL SYSTEM, RAILWAY FEEDER SYSTEM}
본 발명은 직류 전압원끼리를 서로 접속할 때에 사용하는 DCDC 컨버터 장치에 관한 것으로, 예를 들어 전력 저장 디바이스를 탑재한 전기차 등에 적용 가능하다.
종래부터 전철 시스템에 2차 전지나 전기 이중층 캐패시터 등의 전력 저장 디바이스를 응용하여, 차량의 브레이크시에 발생하는 잉여 회생 전력을 전력 저장 디바이스에 저장하고, 가속시에 저장한 전력을 사용하는 구성으로 하는 것에 의해, 차량이 갖는 운동 에너지를 유효하게 사용할 수 있는 것이 알려져 있으며, 이 경우 쌍방향의 전력 제어가 가능한 강압 컨버터(이하, 쌍방향 강압 DCDC 컨버터)가 직류 가선(架線)과 전력 저장 디바이스의 접속에 사용되고 있다(예를 들어 특허 문헌 1).
특허 문헌 1: 일본 특개 2005-206111호 공보
그러나 상기와 같은 쌍방향 강압 DCDC 컨버터에서는 그 회로 구성상 컨버터의 1차측 전압이 2차측 전압보다 낮은 경우, 전류의 제어가 불가능하게 되므로, 항상 1차측 전압이 2차측 전압보다 높아지는 조건에서 사용할 필요가 있었다.
이와 같은 문제를 회피하려면 DCDC 컨버터의 1차측 전압과 2차측 전압의 대소 관계에 상관없이, 1차측으로부터 2차측으로 또 2차측으로부터 1차측으로 쌍방향의 전력 플로우(power flow)가 가능한 DCDC 컨버터(이하, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터)가 유효하고, 예를 들어 특허 문헌 2에 회로 구성이 개시되어 있다.
특허 문헌 2: 일본 특개 2001-268900호 공보
그러나 특허 문헌 2에 개시되어 있는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터는 1차측으로부터 2차측으로의 전력 플로우에 있어서 1차측 전압을 2차측 전압보다 올리는 경우와, 1차측 전압을 2차측 전압보다 내리는 경우와, 2차측으로부터 1차측으로의 전력 플로우에 있어서 1차측 전압을 2차측 전압보다 올리는 경우와, 1차측 전압을 2차측 전압보다 내리는 경우, 이 4개의 동작 모드에 있어서 스위칭 소자의 동작 패턴이 각 동작 모드마다 결정되어 있고, 예를 들어 1차측 전압과 2차측 전압이 동일해지는 경우나, 전력 플로우를 제로로 하는 경우를 상정하고 있지 않기 때문에, 각 동작 모드간을 연속적으로 천이(遷移)할 수 없다.
또, 각 스위칭 소자의 통류율(通流率)은 볼륨으로 조정한다고 기재되어 있고, 전력 플로우를 순시값(瞬時値) 베이스로 자동 제어하는 것은 고려되어 있지 않다.
따라서, DCDC 컨버터의 1차측으로부터 2차측으로 또 2차측으로부터 1차측으로의 전력 방향과 크기를 순시값 베이스로 연속적으로 원하는 값으로 자동 제어할 수 없다.
본 발명은 이와 같은 문제를 해결하기 위해서 이루어진 것이고, 다른 직류 전압원을 DCDC 컨버터의 1차측과 2차측에 각각 접속한 상태에서, 2차측 전압과 1차측 전압의 대소 관계에 상관없이, 1차측으로부터 2차측으로 또 2차측으로부터 1차측으로 쌍방향의 전력 플로우를 가능하게 하고, 그 전력의 방향과 크기를 순시값 베이스로 연속적으로 원하는 값으로 자동 제어 가능한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치, 당해 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치를 사용한 철도 차량 구동 제어 시스템, 전기 철도 급전 시스템를 제공하는 것이다.
본 발명에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치는, 1차측 전원과 2차측 전원의 두 개 직류 전압원 사이에서 쌍방향으로 직류 전력을 서로 공급하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치에 있어서, 1차측 전원의 입출력 단자에 접속되어, 상기 1차측 전원의 전력 변환 동작을 행하는 1차측 환산부(31와; 2차측 전원의 입출력 단자에 접속되어, 상기 2차측 전원의 전력 변환 동작을 행하는 2차측 변환부와; 상기 1차측 변환부와 상기 2차측 변환부를 접속하여, 상기 1차측 변환부와 상기 2차측 변환부 사이의 전력 수수(授受)를 중개하는 결합부와; 상기 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값, 상기 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값, 및 상기 결합부에 있어서 상기 1차측 변환부와 상기 2차측 변환부를 각각 접속하는 정극측(正極側) 접속단과 부극측(負極側) 접속단 사이의 임의 개소(箇所)의 전압값 중에서 적어도 상기 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값과 상기 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값을 검출하는 동시에, 상기 1차측 변환부에 유출입(流出入)하는 전류값, 상기 2차측 변환부에 유출입하는 전류값, 및 상기 결합부에 유출입하는 전류값 중에서 적어도 하나를 검출하고, 이들 검출된 전류값 중에서 선택한 하나의 전류값이, 그 선택된 하나의 전류값에 대응하는 지령값에 일치하도록 제어하는 동시에, 상기 1차측 전원과 상기 2차측 전원 사이의 쌍방향으로 흐르는 전력 플로우의 방향 및 전력의 크기가 상기 2개의 직류 전압원을 각각 접속한 상태에서, 상기 1차측 전원의 전압값과 상기 2차측 전원의 전압값의 대소 관계에 상관없이, 순시값 베이스의 연속적인 가변 제어를 가능하게 하도록, 상기 검출된 상기 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값과, 상기 검출된 상기 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값과, 상기 선택된 하나의 전류값과, 당해 전류값에 대응한 상기 지령값에 기초한 신호에 근거하여, 상기 1차측 변환부 및 상기 2차측 변환부의 전력 변환 동작을 제어하는 제어부를 구비한 것을 특징으로 한다.
도 1은 실시 형태 1에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성도이다.
도 2는 실시 형태 1에 있어서, 제어부(30a)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 3은 실시 형태 1에 있어서, 전류 지령 환산부(31a)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 4는 실시 형태 1에 있어서, 전류 지령 조정부(32a)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 5는 실시 형태 1에 있어서, 전류 제어부(33a)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 6은 실시 형태 1에 있어서, 통류율 지령 생성부(34a)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 7은 실시 형태 1에 있어서, 게이트 신호 생성부(35a)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 8은 실시 형태 1에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 9는 실시 형태 1에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 10은 실시 형태 1에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 11은 실시 형태 1에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 12는 실시 형태 1에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 13은 실시 형태 1에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 14는 실시 형태 1에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 15는 실시 형태 1에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 16은 실시 형태 2에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성도이다.
도 17은 실시 형태 2에 있어서, 제어부(30b)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 18은 실시 형태 2에 있어서, 전류 지령 조정부(32b)의 구성예를 나타내는 도이다.
도 19는 실시 형태 2에 있어서, 1차측 콘덴서 전압 상한 제한 조작량 산출부(60)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 20은 실시 형태 2에 있어서, 1차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 산출부(61)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 21은 실시 형태 2에 있어서, 2차측 콘덴서 전압 상한 제한 조작량 산출부(62)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 22는 실시 형태 2에 있어서, 2차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 산출부(63)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 23은 실시 형태 2에 있어서, 1차측 스위칭 회로 전류 상한 제한 조작량 산출부(66)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 24는 실시 형태 2에 있어서, 1차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 산출부(67)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 25는 실시 형태 2에 있어서, 2차측 스위칭 회로 전류 상한 제한 조작량 산출부(68)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 26은 실시 형태 2에 있어서, 2차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 산출부(69)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 27은 실시 형태 3에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성도이다.
도 28은 실시 형태 3에 있어서, 제어부(30c)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 29는 실시 형태 4에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성도이다.
도 30은 실시 형태 4에 있어서, 제어부(30d)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 31은 실시 형태 4에 있어서, 전류 지령 환산부(31b)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 32는 실시 형태 5에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성도이다.
도 33은 실시 형태 5에 있어서, 제어부(30e)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 34는 실시 형태 6에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성도이다.
도 35는 실시 형태 6에 있어서, 제어부(30f)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 36은 실시 형태 7에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성도이다.
도 37은 실시 형태 7에 있어서, 제어부(30g)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 38은 실시 형태 7에 있어서, 통류율 지령 생성부(34b)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 39는 본 실시 형태 7에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 40은 본 실시 형태 7에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 41은 본 실시 형태 7에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 42는 본 실시 형태 7에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 43은 실시 형태 8에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성도이다.
도 44는 실시 형태 8에 있어서, 제어부(30h)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 45는 실시 형태 8에 있어서, 통류율 지령 생성부(34c)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 46은 실시 형태 8에 있어서, 게이트 신호 생성부(35b)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 47은 실시 형태 8에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 48은 실시 형태 8에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파 형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 49는 실시 형태 8에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 50은 실시 형태 9에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성도이다.
도 51은 실시 형태 9에 있어서, 제어부(30i)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 52는 실시 형태 10에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성도이다.
도 53은 실시 형태 10에 있어서, 제어부(30j)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 54는 실시 형태 10에 있어서, 통류율 지령 생성부(34d)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 55는 실시 형태 10에 있어서, 게이트 신호 생성부(35c)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 56은 실시 형태 11에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성도이다.
도 57은 실시 형태 11에 있어서, 제어부(30k)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 58은 실시 형태 12에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성도이다.
도 59은 실시 형태 12에 있어서, 제어부(30m)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 60은 실시 형태 12에 있어서, 전류 지령 환산부(31c)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 61은 실시 형태 12에 있어서, 전류 지령 조정부(32c)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 62는 실시 형태 12에 있어서, 전류 제어부(33b)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 63은 실시 형태 13에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성도이다.
도 64는 실시 형태 13에 있어서, 제어부(30n)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 65는 실시 형태 13에 있어서, 전류 지령 환산부(31d)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 66는 실시 형태 13에 있어서, 전류 지령 조정부(32d)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 67은 실시 형태 13에 있어서, 전류 제어부(33c)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 68은 실시 형태 14에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 응용예를 나타내는 도면이다.
도 69는 실시 형태 15에 있어서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 응용예를 나타내는 도면이다.
< 부호의 설명 >
1a: 1차측 변환부
1b: 2차측 변환부
1c: 결합부
2a: 1차측 전원
2b: 2차측 전원
3: 결합 리액터
4: 전류 검출기
5: 접속선
6: 전압 검출기
7: 전류 검출기
10: 스위칭 회로
11, 12: 스위칭 소자
13: 콘덴서
14: 전압 검출기
30: 제어부
31: 전류 지령 환산부
32: 전류 지령 조정부
33: 전류 제어부
34: 통류율 지령 생성부
35: 게이트 신호 생성부
280: 가선
281: 팬토그래프(pantograph)
282: 구동 제어용 인버터 장치
283: 전동기
284: 레일
285: 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치
286: 전력 저장 디바이스
287: 직류 전원
288: 차량
289: 계통 제어 장치
실시 형태 1.
도 1은 본 발명의 실시 형태 1에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성을 나타내는 도면이다. 도 1에 있어서, 1차측 변환부(1a)는 1차측 전원 임피던스(21a)와 1차측 전원 전압원(22a)으로 구성된 1차측 전원(2a)의 입출력 단자(23a, 24a)에 접속되고, 결합 리액터(3)와 접속선(5)으로 이루어진 결합부(1c)를 통하여, 마찬가지로 2차측 전원 임피던스(21b)와 2차측 전원 전압원(22b)으로 구성된 2차측 전원(2b)의 입출력 단자(23b, 24b)에 접속되어 있는 2차측 변환부(1b)와 접속되어 있다.
그리고, 1차측 변환부(1a)는 스위칭 소자(11a, 12a)를 직렬로 접속한 1차측 스위칭 회로(10a)와, 이 1차측 스위칭 회로(10a)에 병렬로 접속되어 있는 1차측 콘덴서(13a)와, 1차측 콘덴서(13a)의 전압을 검출하는 전압 검출기(14a)에 의해 구성되어 있다.
2차측 변환부(1b)도 동양(同樣)으로 구성되어 있기 때문에, 이하 1차측 변환부(1a)에 대해 설명을 한다.
1차측 스위칭 회로(10a)의 상측 암(arm)측의 스위칭 소자(11a)의 정극 단자를 제1 단자(15a)로 하고, 1차측 스위칭 회로(10a)의 하측 암측의 스위칭 소자(12a)의 부극 단자를 제2 단자(16a), 제4 단자(18a)로 하고, 제1 단자(15a)는 1차측 콘덴서(13a)의 정극측에 접속되고, 제2 단자(16a)는 1차측 콘덴서(13a)의 부극에 접속되어 있다. 제4 단자(18a)와, 같게 구성된 2차측 스위칭 회로(10b)에 있어서 제4 단자(18b)가 접속선(5)을 통해 접속되고, 상측 암측의 스위칭 소자(11a)의 부극측과 하측 암측의 스위칭 소자(12a)의 정극측의 접속점을 제3 단자(17a)와, 같게 구성된 2차측 스위칭 회로(10b)에 있어서 제3 단자(17b)가 결합 리액터(3)와 접속되고, 이 결합 리액터(3)의 전류 IL을 검출하는 제1 전류 검출기(4)가 마련되어 있다.
또, 상기 1차측 스위칭 회로(10a)의 제3 단자(17a)와 상기 2차측 스위칭 회로(10b)의 제3 단자(17b) 사이의 임의 개소와, 접속선(5) 사이의 전압을 결합부 전압 VL로 하고, 이 결합부 전압 VL을 검출하는 전압 검출기(6)를 갖는다.
또한, 도 1에서는 결합 리액터(3)와 접속선(5) 사이의 전압을 전압 검출기(6)로 검출한 값을, 결합부 전압 VL로 사용한 경우의 구성으로 하고 있으나, 결합부 전압 VL은 예를 들어 1차측 스위칭 회로(10a)의 제3 단자(17a)와 접속선(5) 사이의 전압이어도 되고, 2차측 스위칭 회로(10b)의 제3 단자(17b)와 접속선(5) 사이의 전압이어도 된다.
또한, 1차측 변환부(1a)로부터 출력되는 1차측 콘덴서 전압 V1, 2차측 변환부(1b)로부터 출력되는 2차측 콘덴서 전압 V2, 및 결합부(1c)로부터 출력되는 결합 리액터 전류 IL, 결합부 전압 VL이 제어부(30a)에 입력된다. 이 제어부(30a)는 결합부(1c)를 1차측으로부터 2차측 방향으로 흐르는 전력 PL을 주어진 지령값 P*와 일치하도록, 스위칭 소자(11a, 11b, 12a, 12b)를 각각 온오프 제어하는 게이트 신호 G1a, G1b, G2a, G2b로 하고, 1차측 변환부(1a), 2차측 변환부(1b)에 출력한다.
여기서 전력 지령 P*는 예를 들어 본 발명의 DCDC 컨버터 장치를 포함하는 전력 저장 시스템을 제어하는 본 DCDC 컨버터의 제어부(30a)보다 상위에 위치하는 다른 제어 장치로부터 입력되는 신호 등에 상당한다.
또한, 1차측 스위칭 회로(10a)에 있어서 제1 단자(15a)의 전류와 제2 단자(16a)의 전류, 결합 리액터(3)의 전류와 접속선(5)의 전류, 2차측 스위칭 회로(10b)에 있어서 제1 단자(15b)의 전류와 제2 단자(16b)의 전류는 각각 크기가 동일하고 단순히 방향이 반대인 관계이기 때문에, 이를 고려하면 어느 쪽을 검출해도 본 발명의 내용을 실현할 수 있으나, 본 명세서내의 모든 설명은 1차측 스위칭 회 로(10a)에 있어서 제1 단자(15a)의 전류(이하, 1차측 스위칭 회로 전류 I1로 표기함), 결합 리액터(3)의 전류(이하, 결합 리액터 전류 IL로 표기함), 2차측 스위칭 회로의 제1 단자(15b)의 전류(이하, 2차측 스위칭 회로 전류 I2로 표기함)를 검출한 경우를 상정한 설명으로 하고 있다.
또한, 회로의 부극측(1차측의 입출력 단자(24a)로부터 1차측 스위칭 회로(10a)의 제2 단자(16a), 제4 단자(18a), 접속선(5), 2차측 스위칭 회로(10b)의 제4 단자(18b), 제2 단자(16b), 2차측의 입출력 단자(24b)에 이르는 라인)이 접지되어 사용되는 경우, 고전위이며 상시 변동하는 1차측 스위칭 회로(10a)의 제1 단자(15a), 2차측 스위칭 회로(10b)의 제1 단자(15b), 결합 리액터(3)의 대지 전위보다, 접지 전위로 되는 1차측 스위칭 회로(10a)의 제2 단자(16a), 2차측 스위칭 회로(10b)의 제2 단자(16b), 접속선(5)의 대지 전위의 쪽이 낮게 안정되어 있고, 여기에 전류 검출기를 설치하는 쪽이 전류 검출기에 요구되는 절연 내압이 낮게 되고, 또 소음이 적은 검출값이 얻어지는 경우가 있다.
다음에, 제어부(30a)의 구성에 관하여 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 제어부(30a)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도 2에 나타내는 바와 같이, 제어부(30a)는 전류 지령 환산부(31a), 전류 지령 조정부(32a), 전류 제어부(33a), 통류율 지령 생성부(34a), 게이트 신호 생성부(35a)로 이루어진다.
전류 지령 환산부(31a)에서는 전력 지령 P*와 결합부 전압 VL로부터 결합 리액터 기본 전류 지령 ILO*를 생성한다.
전류 지령 조정부(32a)에서는 전류 지령 환산부(31a)로부터 입력되는 결합 리액터 기본 전류 지령 ILO*를 조정하여, 결합 리액터 전류 지령 IL*를 생성한다.
전류 제어부(33a)에서는 결합 리액터 전류 지령 IL*와, 결합 리액터 전류 IL로부터 전류 오차 DIL을 생성한다.
통류율 지령 생성부(34a)에서는 전류 제어부(33a)로부터 입력된 전류 오차 DIL과, 1차측 콘덴서 전압 V1과, 2차측 콘덴서 전압 V2로부터 1차측 통류율 지령 VREF1, 2차측 통류율 지령 VREF2를 생성한다.
게이트 신호 생성부(35a)에서는 통류율 지령 생성부(34a)로부터 입력된 1차측 통류율 지령 VREF1, 2차측 통류율 지령 VREF2로부터 스위칭 소자(11a, 12a, 11b, 12b)를 각각 온오프 제어하는 게이트 신호 G1a, G2a, G1b, G2b를 생성한다.
또한, 도 2에서는 제어부(30a)는 외부에서 전력 지령 P*를 입력하는 구성으로 하고 있으나, 전력 지령 P* 대신에, 결합 리액터 기본 전류 지령 ILO* 또는 결합 리액터 전류 지령 IL*에 상당하는 신호를 외부에서 제어부(30a)에 입력하는 구성으로 해도 되고, 이 경우는 전류 지령 환산부(31a), 전류 지령 조정부(32a)는 생략할 수 있다.
이하, 전류 지령 환산부(31a), 전류 지령 조정부(32a), 전류 제어부(33a), 통류율 지령 생성부(34a), 게이트 신호 생성부(35a)의 구성예를 설명한다.
도 3은 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 전류 지령 환산부(31a)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 나눗셈기(40) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터(low-pass filter) 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성 으로 해도 된다.
도 3에 나타내는 바와 같이, 전류 지령 환산부(31a)에서는 주어진 전력 지령 P*를 나눗셈기(40)를 사용하여 결합부 전압 VL로 나누는 것으로, 결합 리액터 기본 전류 지령 ILO*를 생성한다.
도 4는 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 전류 지령 조정부(32a)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 리미터(70a)의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 4에 나타내는 바와 같이, 전류 지령 조정부(32a)에서는 전류 지령 환산부(31a)에서 생성된 결합 리액터 기본 전류 지령 ILO*에 대해 전류 지령 상한 제한값 ILMTH와, 전류 지령 하한 제한값 ILMTL에 의해 상한 하한을 설정된 리미터(70a)에 의해 상한, 하한을 제한한 값을 결합 리액터 전류 지령 IL*로서 출력한다.
여기서, 리미터(70a)의 기능을 설명한다. 결합 리액터 기본 전류 지령 ILO*의 상한, 하한을 제한한 신호를 결합 리액터 전류 지령 IL*로 하는 것에 의해, 이것에 일치하도록 제어되는 실제의 결합 리액터 전류 IL의 상한, 하한을 제한하는 것이 가능하게 된다. 이 결합 리액터 전류 IL은 항상 스위칭 소자(11a ~ 12b)의 어느 하나에 흐르고 있는 전류이기 때문에, 결합 리액터 전류 IL의 상한, 하한을 제한하는 것에 의해 스위칭 소자(11a ~ 12b)의 전류를 제한할 수 있다.
또한, 리미터(70a)의 전류 지령 상한 제한값 ILMTH와 전류 지령 하한 제한값 ILMTL의 크기는 스위칭 소자(11a ~ 12b)의 전류 내량(電流 耐量) 이하로 설정하는 것이 적당하다.
상술한 바와 같이, 전류 지령 조정부(32a)를 구성하는 것에 의해, 예를 들어 제어부(30a)에 과대한 전력 지령 P*가 입력된 경우 등에 있어서, 전류 지령 환산부(31a)에서 산출된 결합 리액터 기본 전류 지령 ILO*가 스위칭 소자(11a ~ 12b)의 전류 내량에 대해 과대로 된 경우도, 리미터(70a)에 의해 결합 리액터 전류 지령 IL*를 스위칭 소자(11a ~ 12b)의 전류 내량 이내로 제한하는 것이 가능하게 된다.
이에 의해, 실제의 결합 리액터 전류 IL, 나아가서는 스위칭 소자(11a ~ 12b)의 전류를 그 전류 내량 이내로 제한하는 것이 가능하여, 스위칭 소자(11a ~ 12b)를 과전류로 파손되는 것으로부터 회피할 수 있어, 과대한 전력 지령 입력 등의 외란에 대해 강한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치를 얻을 수 있다.
도 5는 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 전류 제어부(33a)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 감산기(200) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 5에 나타내는 바와 같이, 전류 제어부(33a)에서는 감산기(200)에 있어서, 전류 지령 조정부(32a)에서 생성된 결합 리액터 전류 지령 IL*와 결합 리액터 전류 IL의 편차를 생성하고, 이것을 비례 적분 제어기(201)에 입력한다. 비례 적분 제어기(201)에서는 다음 식에 의해 전류 오차 DIL을 얻는다.
K1; 비례 게인, K2; 적분 게인, s; 라플라스 연산자로 하면,
DIL = (K1+K2/s) × (IL*-IL)
도 6은 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 통류율 지령 생성부(34a)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 가산기(211a) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 6에 나타내는 바와 같이, 통류율 지령 생성부(34a)에서는 나눗셈기(210a)로 2차측 콘덴서 전압 V2를 1차측 콘덴서 전압 V1로 나누는 것에 의해, 2차측 콘덴서 전압 V2와 1차측 콘덴서 전압 V1의 비 V2/V1이 구해진다. 이것을 리미터(213a)로 하한을 제로, 상한을 1로 제한한 값을 1차측 변환부(1a)에 대한 1차측 기본 통류율 지령 VREF1A로 한다.
이 1차측 기본 통류율 지령 VREF1A에, 전류 제어부(33a)에서 생성된 전류 오차 DIL을 가산기(211a)로 가산한 것을 1차측 변환부(1a)의 통류율 지령인 1차측 통류율 지령 VREF1로 한다.
즉, VREF1은 VREF1 = VREF1A + DIL 로 된다.
한편, 나눗셈기(210b)로 1차측 콘덴서 전압 V1을 2차측 콘덴서 전압 V2로 나누는 것에 의해, 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2의 비 V1/V2가 구해진다. 이것을 리미터(213b)로 하한을 제로, 상한을 1로 제한한 값을 2차측 변환부(1b)에 대한 2차측 기본 통류율 지령 VREF2A로 한다.
이 2차측 기본 통류율 지령 VREF2A에, 전류 제어부(33a)에서 생성된 전류 오차 DIL을 부호 반전 회로(212)로 부호 반전한 DIL2를 가산기(211b)로 가산한 것을 2차측 변환부(1b)의 통류율 지령인 2차측 통류율 지령 VREF2로 한다.
즉, VREF2는 VREF2 = VREF2A + DIL2 로 된다.
도 7은 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 게이트 신호 생성부(35a)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 비교기(220a) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 7에 나타내는 바와 같이, 게이트 신호 생성부(35a)에서는 우선 캐리어 신호 생성부(222)에서, 0 ~ 1의 값을 취하는 캐리어 신호 CAR을 생성한다. 캐리어 신호 CAR로는 예를 들어 삼각파, 톱니파 등이 적당하다.
그리고, 비교기(220a, 220b), 반전 회로(221a, 221b)로, 통류율 지령 생성부(34a)에서 생성된 1차측 통류율 지령 VREF1, 2차측 통류율 지령 VREF2와, 캐리어 신호 CAR의 대소 관계로부터 이하의 논리로 각 스위칭 소자(11a ~ 12b)의 게이트 신호 G1a ~ G2b를 결정한다.
VREF1 > CAR의 경우, 스위칭 소자(11a)에 대한 게이트 신호 G1a를 온, 스위칭 소자(12a)에 대한 게이트 신호 G2a를 오프한다. 반대로, VREF1 < CAR이면 스위칭 소자(11a)에 대한 게이트 신호 G1a를 오프, 스위칭 소자(12a)에 대한 게이트 신호 G2a를 온한다.
VREF2 > CAR의 경우, 스위칭 소자(11b)에 대한 게이트 신호 G1b를 온, 스위칭 소자(12b)에 대한 게이트 신호 G2b를 오프한다. 반대로, VREF2 < CAR이면 스위칭 소자(11b)에 대한 게이트 신호 G1b를 오프, 스위칭 소자(12b)에 대한 게이트 신호 G2b를 온한다.
이상과 같이 제어부(30a)를 구성하는 것에 의해, 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2의 크기나 대소 관계에 관계없이, 전력 지령 P*가 정(positive)인 경우, 결합 리액터 기본 전류 지령 ILO*는 정으로 되어, 결합부(1c)를 흐르는 전력 PL(이하, 결합부 전력 PL로 표기함)을 1차측 전원(2a)으로부 터 2차측 전원(2b)의 방향으로 흐르게 하는 것이 가능하게 되고, 그 크기는 전력 지령 P*의 크기에 일치한다.
한편, 전력 지령 P*가 부(negative)인 경우, 결합 리액터 전류 기본 지령 ILO*는 부로 되어, 결합부 전력 PL을 2차측 전원(2b)으로부터 1차측 전원(2a)의 방향으로 흐르게 하는 것이 가능하게 되고, 그 크기는 전력 지령 P*의 크기에 일치한다.
또, 전력 지령 P*가 제로인 경우, 결합 리액터 기본 전류 지령 ILO*는 제로로 되어, 1차측 전원(2a)과 2차측 전원(2b) 사이의 전력 플로우를 정지할 수 있다.
이와 같이, 전력 지령 P*를 정으로부터 제로를 포함하여 부까지 크기ㆍ방향을 임의로 설정하는 것에 의해, 결합부 전력 PL을 임의 크기ㆍ방향으로 연속적으로 순시값 베이스로 제어하는 것이 가능하게 된다.
또, 스위칭 소자(11a ~ 12b)의 전류를 임의 값으로 제한하는 것이 가능하게 되고, 예를 들어 스위칭 소자(11a ~ 12b)의 전류를 그 전류 내량 이내에 제한하는 것이 가능하여, 스위칭 소자(11a ~ 12b)를 과전류로 파손되는 것을 회피할 수 있어, 과대한 전력 지령 입력 등의 외란에 대해 강한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치를 얻을 수 있다.
본 실시 형태 1은 결합부 전력 PL에 주목하여, 이것을 전력 지령 P*에 일치시키도록 제어하는 것이다. 바꾸어 말하면, 전력 지령 P*를 그에 대응하는 결합 리액터 전류 지령 IL*로 환산하고, 이것에 실제의 결합 리액터 전류 IL이 일치하도록 제어를 실시하는 것이다.
또한, 1차측 변환부(1a), 결합부(1c), 2차측 변환부(1b)에서의 손실이 아주 작으므로 무시하고, 1차측 콘덴서(13a), 2차측 콘덴서(13b)에 축적되어 있는 에너지의 변동이 아주 작으므로 이것을 무시한 경우, 1차측 전원(2a)의 입출력 전력 P10과, 결합부 전력 PL과, 2차측 전원(2b)의 입출력 전력 P20은 순시값 베이스로 동일해지므로, 결합부 전력 PL을 제어하는 것에 의해 1차측 전원(2a)과 2차측 전원(2b) 사이의 전력 플로우의 제어가 가능하게 된다.
또한, 1차측 변환부(1a), 결합부(1c), 2차측 변환부(1b)에서의 손실을 무시할 수 없을 정도로 제어의 정밀도를 요하는 용도로는 도시하지 않으나 전력 지령 P* 또는 결합 리액터 전류 지령 IL*을 손실(통상, DCDC 컨버터에 입출력하는 전 전력의 수 퍼센트 정도)을 포함한 값으로 설정하는 것에 의해, 전력 플로우의 제어 정밀도를 더욱 향상시킬 수 있다.
또, 1차측 콘덴서(13a), 2차측 콘덴서(13b)에 축적되어 있는 에너지의 변동을 무시할 수 없을 정도로 제어의 정밀도를 요하는 용도로는 도시하지 않으나 1차측 콘덴서(13a)와 2차측 콘덴서(13b)에 축적되어 있는 에너지 변동량에 따라 전력 지령 P* 또는 결합 리액터 전류 지령 IL*을 조정하는 것에 의해, 전력 플로우의 과도기적인 제어 정밀도를 향상시킬 수 있다.
도 8 ~ 도 11, 도 12 ~ 도 15는 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 제어부(30a)의 구성을 적용한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 8(a), 도 12(a)는 1차측 단자 전압 V10과 2차측 단자 전압 V20을 나타내 는 도면이고, 도 8(b), 도 12(b)는 1차측 통류율 지령 VREF1을 나타내는 도면이다.
도 9(c), 도 13(c)은 2차측 통류율 지령 VREF2를 나타내는 도면이고, 도 9(d), 도 13(d)은 결합 리액터 전류 지령 IL*을 나타내는 도면이다.
도 10(e), 도 14(e)는 결합 리액터 전류 IL을 나타내는 도면이고, 도 10(f), 도 14(f)는 전력 지령 P*를 나타내는 도면이다.
도 11(g), 도 15(g)는 결합부 전력 PL을 나타내는 도면이다.
도 8 ~ 도 11은 1차측 단자 전압 V10을 400V ~ 800V까지의 동안을 2Hz로 램프 변화시키는 전압원을 1차측 전원(2a)으로서 접속하고, 초기 전압 600V의 대용량 캐패시터를 2차측 전원(2b)으로서 접속하고, 전력 지령 P*를 ±500KW의 범위를 1Hz로 램프 변화시킨 경우의 동작 파형을 나타내는 도면이다. 또한, 리미터(70a)는 ±1000A로 설정하는 것에 의해 결합 리액터 전류 지령 IL*를 ±1000A 이내로 제한하고 있다.
도 8 ~ 도 11에서, 1차측 단자 전압 V10과 2차측 단자 전압 V20의 대소 관계에 관계없이, 1차측 통류율 지령 VREF1, 2차측 통류율 지령 VREF2가 최적으로 조정되어, 결합 리액터 전류 IL은 결합 리액터 전류 지령 IL*에 일치하고 있다. 결합 리액터 전류 지령 IL*는 ±1000A에 못 미치기 때문에 리미터(70a)로 제한받지 않고 동작하고 있다. 결과적으로, 결합부 전력 PL은 전 영역에서 전력 지령 P*에 일치하고 있다는 것을 알 수 있다.
도 12 ~ 도 15는 1차측 단자 전압 V10을 400V ~ 800V까지의 동안을 2Hz로 램프 변화시키는 전압원을 1차측 전원(2a)으로서 접속하고, 초기 전압 600V의 대용량 캐패시터를 2차측 전원(2b)으로서 접속하고, 전력 지령 P*를 ±500KW의 범위를 1Hz로 램프 변화시킨 경우의 동작 파형을 나타내는 도면이다. 또한, 리미터(70a)를 ±500A로 설정하는 것에 의해 결합 리액터 전류 지령 IL*를 ±500A로 제한하고 있다.
도 12 ~ 도 15에서, 1차측 단자 전압 V10과 2차측 단자 전압 V20의 대소 관계에 관계없이, 1차측 통류율 지령 VREF1, 2차측 통류율 지령 VREF2가 최적으로 조정되어, 결합 리액터 전류 IL은 결합 리액터 전류 지령 IL*에 일치하고, 그 값은 ±500A 이하로 제한되고 있다. 결합 리액터 전류 IL이 ±500A 이하의 영역에서는 결합부 전력 PL은 전력 지령 P*에 일치하고 있고, 결합 리액터 전류 IL이 ±500A로 제한되고 있는 동안은 결합 리액터 전류 IL이 부족된 만큼, 결합부 전력 PL은 전력 지령 P*보다 작다는 것을 알 수 있다.
이와 같이, 결합 리액터 전류 IL을 리미터(70a)로 설정한 값으로 제한하는 것이 가능하게 되므로, 과대한 전력 지령 P*가 입력되어도 스위칭 소자(11a ~ 12b)를 과전류로 파괴하는 것을 방지할 수 있다.
실시 형태 2.
이하, 도면을 참조하면서, 본 발명의 실시 형태 2에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성에 대해 상세하게 설명한다. 또한, 이하에서는 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성과 다른 점만을 기재한다.
도 16은 본 발명의 실시 형태 2에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성을 나타내는 도면이다. 여기서는 상술한 실시 형태 1에 추가로, 1차측 스위칭 회로 전류 I1을 검출하는 전류 검출기(7a), 2차측 스위칭 회로 전류 I2를 검출하는 전류 검출기(7b)를 갖는 것이 특징이고, 또한 제어부(30b)의 구성에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 17은 본 발명의 실시 형태 2에 있어서 제어부(30b)의 구성예를 나타내는 도면이다. 전류 지령 조정부(32b)는 1차측 스위칭 회로 전류 I1, 2차측 스위칭 회로 전류 I2, 1차측 콘덴서 전압 V1, 2차측 콘덴서 전압 V2가 입력되는 구성으로 되고 있고, 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 18은 본 발명의 실시 형태 2에 있어서 전류 지령 조정부(32b)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 18에 나타내는 바와 같이, 전류 지령 조정부(32b)에서는 전류 지령 환산부(31a)로부터 입력되는 결합 리액터 전류 기본 지령 ILO*에 대해 1차측 콘덴서 전압 V1과, 2차측 콘덴서 전압 V2와, 1차측 스위칭 회로 전류 I1과, 2차측 스위칭 회로 전류 I2와, 1차측 콘덴서 전압 상한 제한값 V1LMTCOMH와, 1차측 콘덴서 전압 하한 제한값 V1LMTC0ML과, 2차측 콘덴서 전압 상한 제한값 V2LMTCOMH와, 2차측 콘덴서 전압 하한 제한값 V2LMTC0ML과, 1차측 스위칭 회로 전류 상한 제한값 I1LMTCOMH와, 1차측 스위칭 회로 전류 하한 제한값 I1LMTC0ML과, 2차측 스위칭 회로 전류 상한 제한값 I2LMTCOMH와, 2차측 스위칭 회로 전류 하한 제한값 I2LMTC0ML과, 온도 보호용 전류 지령 상한 제한값 THLMTH와, 온도 보호용 전류 지령 하한 제한값 THLMTL과, 전류 지령 상한 제한값 ILMTH와, 전류 지령 하한 제한값 ILMTL을 사용하여, 1차측 콘덴서 전압 상한 제한 조작량 산출부(60)에서 산출되는 1차측 콘덴서 전압 상한 제한 조작량 V1LMTH, 1차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 산출부(61)에서 산출되는 1차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 V1LMTL, 2차측 콘덴서 전압 상한 제한 조작량 산출부(62)에서 산출되는 2차측 콘덴서 전압 상한 제한 조작량 V2LMTH, 2차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 산출부(63)에서 산출되는 2차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 V2LMTL, 1차측 스위칭 회로 전류 상한 제한 조작량 산출부(66)에서 산출되는 1차측 스위칭 회로 전류 상한 제한 조작량 I1LMTH, 1차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 산출부(67)에서 산출되는 1차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 I1LMTL, 2차측 스위칭 회로 전류 상한 제한 조작량 산출부(68)에서 산출되는 2차측 스위칭 회로 전류 상한 제한 조작량 I2LMTH, 2차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 산출부(69)에서 산출되는 2차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 I2LMTL을 가산기(59a ~ 59j)로 더하여 보정을 실시한 후, 온도 보호용 전류 지령 상한 제한값 THLMTH, 온도 보호용 전류 지령 하한 제한값 THLMTL로 제한되는 리미터(71)와, 전류 지령 상한 제한값 ILMTH, 전류 지령 하한 제한값 ILMTL로 제한되는 리미터(70b)로 제한을 행하여 결합 리액터 전류 지령 IL*를 생성하는 것이다.
또한, 리미터(71)는 과온도 보호를 목적으로 한 전류 지령 제한을 행하는 것이고, 예를 들어 1차측 전원(2a), 2차측 전원(2b), 스위칭 소자(11a ~ 12b), 결합 리액터(3)의 온도를 검출할 수 있는 온도 센서(도시하지 않음)의 검출값에 따라, 온도 보호용 전류 지령 상한 제한값 THLMTH, 온도 보호용 전류 지령 하한 제한값 THLMTL을 결정하고, 온도 상승시에는 결합 리액터 전류 지령 IL*의 크기를 제한하 는 것에 의해, 1차측 전원(2a), 2차측 전원(2b), 스위칭 소자(11a ~ 12b), 결합 리액터(3)의 온도 상승을 억제하고, 이것들이 과온도에 의해 손상되는 것을 회피하도록 동작시키는 것이다.
이하에, 1차측 콘덴서 전압 상한 제한 조작량 산출부(60), 1차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 산출부(61), 2차측 콘덴서 전압 상한 제한 조작량 산출부(62), 2차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 산출부(63), 1차측 스위칭 회로 전류 상한 제한 조작량 산출부(66), 1차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 산출부(67), 2차측 스위칭 회로 전류 상한 제한 조작량 산출부(68), 2차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 산출부(69)의 구성예에 대해 설명한다.
도 19는 본 발명의 실시 형태 2에 있어서 1차측 콘덴서 전압 상한 제한 조작량 산출부(60)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 감산기(80) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 19에 나타내는 바와 같이, 1차측 콘덴서 전압 상한 제한 조작량 산출부(60)에서는 감산기(80)로 1차측 콘덴서 전압 V1로부터 1차측 콘덴서 전압 상한 제한값 V1LMTCOMH를 빼서 편차를 취한다. 이것을 비례 적분 제어기(81)로 증폭하고, 부측을 커트하는 부측 리미터(82)를 통한 값을 1차측 콘덴서 전압 상한 제한 조작량 V1LMTH로서 출력한다.
이와 같이 하는 것에 의해, 1차측 콘덴서 전압 V1이 1차측 콘덴서 전압 상한 제한값 V1LMTCOMH 이상으로 된 경우에, 그 편차에 따라 1차측 콘덴서 전압 상한 제 한 조작량 V1LMTH가 출력되고, 결합 리액터 전류 지령 IL*을 증가시키는 것에 의해 결합부 전력 PL을 증가시켜서 1차측 콘덴서 전압 V1의 상승을 억제하여, 1차측 콘덴서 전압 V1을 1차측 콘덴서 전압 상한 제한값 V1LMTCOMH 근방으로 유지하는 것이 가능하게 된다.
도 20은 본 발명의 실시 형태 2에 있어서 1차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 산출부(61)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 감산기(90) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 20에 나타내는 바와 같이, 1차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 산출부(61)에서는 감산기(90)로 1차측 콘덴서 전압 V1로부터 1차측 콘덴서 전압 하한 제한값 V1LMTC0ML을 빼서 편차를 취한다. 이것을 비례 적분 제어기(91)로 증폭하고, 정측을 커트하는 정측 리미터(92)를 통한 값을 1차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 V1LMTL로서 출력한다.
이와 같이 하는 것에 의해, 1차측 콘덴서 전압 V1이 1차측 콘덴서 전압 하한 제한값 V1LMTC0ML 이하로 된 경우에, 그 편차에 따라 1차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 V1LMTL이 출력되고, 결합 리액터 전류 지령 IL*를 감소시키는 것에 의해 결합부 전력 PL을 감소시켜서 1차측 콘덴서 전압 V1의 하강을 억제하여, 1차측 콘덴서 전압 V1을 1차측 콘덴서 전압 하한 제한값 V1LMTC0ML 근방으로 유지하는 것이 가능하게 된다.
도 21은 본 발명의 실시 형태 2에 있어서 2차측 콘덴서 전압 상한 제한 조작 량 산출부(62)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 감산기(100) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 21에 나타내는 바와 같이, 2차측 콘덴서 전압 상한 제한 조작량 산출부(62)에서는 감산기(100)로 2차측 콘덴서 전압 상한 제한값 V2LMTCOMH로부터 2차측 콘덴서 전압 V2를 빼서 편차를 취한다. 이것을 비례 적분 제어기(101)로 증폭하고, 정측을 커트하는 정측 리미터(102)를 통한 값을 2차측 콘덴서 전압 상한 제한 조작량 V2LMTH로서 출력한다.
이와 같이 하는 것에 의해, 2차측 콘덴서 전압 V2가 2차측 콘덴서 전압 상한 제한값 V2LMTCOMH 이상으로 된 경우에, 그 편차에 따라 2차측 콘덴서 전압 상한 제한 조작량 V2LMTH가 출력되고, 결합 리액터 전류 지령 IL*를 감소시키는 것에 의해 결합부 전력 PL을 감소시켜서 2차측 콘덴서 전압 V2의 상승을 억제하여, 2차측 콘덴서 전압 V2를 2차측 콘덴서 전압 상한 제한값 V2LMTCOMH 근방으로 유지하는 것이 가능하게 된다.
도 22는 본 발명의 실시 형태 2에 있어서 2차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 산출부(63)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 감산기(110) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 22에 나타내는 바와 같이, 2차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 산출부(63)에서는 감산기(110)에서 2차측 콘덴서 전압 하한 제한값 V2LMTC0ML로부터 2 차측 콘덴서 전압 V2를 빼서 편차를 취한다. 이것을 비례 적분 제어기(111)로 증폭하고, 부측을 커트 하는 부측 리미터(112)를 통한 값을 2차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 V2LMTL을 출력한다.
이와 같이 하는 것에 의해, 2차측 콘덴서 전압 V2가 2차측 콘덴서 전압 하한 제한값 V2LMTC0ML 이하로 된 경우에, 그 편차에 따라 2차측 콘덴서 전압 하한 제한 조작량 V2LMTL이 출력되고, 결합 리액터 전류 지령 IL*을 증가시키는 것에 의해 결합부 전력 PL을 증가시켜 2차측 콘덴서 전압 V2의 하강을 억제하여, 2차측 콘덴서 전압 V2를 2차측 콘덴서 전압 하한 제한값 V2LMTC0ML 근방으로 유지하는 것이 가능하게 된다.
도 23은 본 발명의 실시 형태 2에 있어서 1차측 스위칭 회로 전류 상한 제한 조작량 산출부(66)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 감산기(130) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 23에 나타내는 바와 같이, 1차측 스위칭 회로 전류 상한 제한 조작량 산출부(66)에서는 감산기(130)로 1차측 스위칭 회로 전류 상한 제한값 I1LMTCOMH로부터 1차측 스위칭 회로 전류 I1을 빼서 편차를 취한다. 이것을 비례 적분 제어기(131)로 증폭하고, 정측을 커트하는 정측 리미터(132)를 통한 값을 1차측 스위칭 회로 전류 상한 제한 조작량 I1LMTH로서 출력한다.
이와 같이 구성하는 것에 의해, 1차측 스위칭 회로 전류 I1이 1차측 스위칭 회로 전류 상한 제한값 I1LMTCOMH 이상으로 된 경우에, 그 편차에 따라 1차측 스위 칭 회로 전류 상한 제한 조작량 I1LMTH가 출력되고, 결합 리액터 전류 지령 IL*를 감소시키는 것에 의해 결합부 전력 PL을 감소시켜 1차측 스위칭 회로 전류 I1의 상승을 억제하여, 1차측 스위칭 회로 전류 I1을 1차측 스위칭 회로 전류 상한 제한값 I1LMTCOMH 근방으로 유지하는 것이 가능하게 된다.
도 24는 본 발명의 실시 형태 2에 있어서 1차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 산출부(67)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 감산기(140) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 24에 나타내는 바와 같이, 1차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 산출부(67)에서는 감산기(140)로 1차측 스위칭 회로 전류 하한 제한값 I1LMTC0ML로부터 1차측 스위칭 회로 전류 I1을 빼서 편차를 취한다. 이것을 비례 적분 제어기(141)로 증폭하고, 부측을 커트하는 부측 리미터(142)를 통한 값을 1차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 I1LMTL로서 출력한다.
이와 같이 구성하는 것에 의해, 1차측 스위칭 회로 전류 I1이 1차측 스위칭 회로 전류 하한 제한값 I1LMTC0ML 이하로 된 경우에, 그 편차에 따라 1차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 I1LMTL이 출력되고, 결합 리액터 전류 지령 IL*를 증가시키는 것에 의해 결합부 전력 PL을 증가시켜서 1차측 스위칭 회로 전류 I1의 감소를 억제하여, 1차측 스위칭 회로 전류 I1을 1차측 스위칭 회로 전류 하한 제한값 I1LMTC0ML 근방으로 유지하는 것이 가능하게 된다.
도 25는 본 발명의 실시 형태 2에 있어서, 2차측 스위칭 회로 전류 상한 제 한 조작량 산출부(68)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 감산기(150) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 25에 나타내는 바와 같이, 2차측 스위칭 회로 전류 상한 제한 조작량 산출부(68)에서는 감산기(150)로 2차측 스위칭 회로 전류 상한 제한값 I2LMTCOMH로부터 2차측 스위칭 회로 전류 I2를 빼서 편차를 취한다. 이것을 비례 적분 제어기(151)로 증폭하고, 정측을 커트하는 정측 리미터(152)를 통한 값을 2차측 스위칭 회로 전류 상한 제한 조작량 I2LMTH로서 출력한다.
이와 같이 구성하는 것에 의해, 2차측 스위칭 회로 전류 I2가 2차측 스위칭 회로 전류 상한 제한값 I2LMTCOMH 이상으로 된 경우에, 그 편차에 따라 2차측 스위칭 회로 전류 상한 제한 조작량 I2LMTH가 출력되고, 결합 리액터 전류 지령 IL*을 감소시키는 것에 의해 결합부 전력 PL을 감소시켜 2차측 스위칭 회로 전류 I2의 상승을 억제하여 2차측 스위칭 회로 전류 I2를 2차측 스위칭 회로 전류 상한 제한값 I2LMTCOMH 근방으로 유지하는 것이 가능하게 된다.
도 26은 본 발명의 실시 형태 2에 있어서 2차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 산출부(69)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 감산기(160) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 26에 나타내는 바와 같이, 2차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 산출부(69)에서는 감산기(160)로 2차측 스위칭 회로 전류 하한 제한값 I2LMTC0ML로부 터 2차측 스위칭 회로 전류 I2를 빼서 편차를 취한다. 이것을 비례 적분 제어기(161)로 증폭하고, 부측을 커트하는 부측 리미터(162)를 통한 값을 2차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 I2LMTL로서 출력한다.
이와 같이 구성하는 것에 의해, 2차측 스위칭 회로 전류 I2가 2차측 스위칭 회로 전류 하한 제한값 I2LMTC0ML 이하로 된 경우에, 그 편차에 따라 2차측 스위칭 회로 전류 하한 제한 조작량 I2LMTL이 출력되고, 결합 리액터 전류 지령 IL*을 증가시키는 것에 의해 결합부 전력 PL을 증가시켜 2차측 스위칭 회로 전류 I2의 감소를 억제하여 2차측 스위칭 회로 전류 I2를 2차측 스위칭 회로 전류 하한 제한값 I2LMTC0ML 근방으로 유지하는 것이 가능하게 된다.
이상과 같이 전류 지령 조정부(32b)를 구성하는 것에 의해, 1차측 전원(2a), 2차측 전원(2b), 1차측 변환부(1a), 2차측 변환부(1b), 결합 리액터(3)를 과전압, 과전류, 과온도로부터 보호하는 것이 가능하게 된다.
실시 형태 3.
이하, 도면을 참조하면서, 본 발명의 실시 형태 3에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성에 대해 상세하게 설명한다. 또한, 본 실시 형태 3의 구성은 상기 실시 형태 2의 구성을 베이스로 하고 있다. 이하에서는 본 발명의 실시 형태 2에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성과 다른 점만을 기재한다.
도 27은 본 발명의 실시 형태 3에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성을 나타내는 도면이다. 실시 형태 2에 있어서 구성으로 마련하고 있던, 1차측 스위칭 회로 전류 I1을 검출하는 전류 검출기(7a), 2차측 스위칭 회로 전류 I2를 검출하는 전류 검출기(7b)가 생략되어 있는 점이 특징이고, 또 제어부(30c)에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 28은 본 발명의 실시 형태 3에 있어서 제어부(30c)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 28에 나타내는 바와 같이, 전류 지령 조정부(32b)에 입력되는 1차측 스위칭 회로 전류 I1, 2차측 스위칭 회로 전류 I2를 결합 리액터 전류 IL과, 결합부 전압 VL과, 1차측 콘덴서 전압 V1과, 2차측 콘덴서 전압 V2로부터 연산하여 구하는 점이 특징이다.
도 27에 나타내는 바와 같이, 1차측 스위칭 회로(10a)의 제1 단자(15a)와 제2 단자(16a)를 통과하는 전력(이하, 1차측 스위칭 회로부 전력 P1로 표기함)과, 결합부 전력 PL이 1차측 변환부(1a)와 결합부(1c)에서의 손실을 무시하면 순시값 베이스로 동일하다는 것을 알 수 있다.
이것을 사용하여 도 28에 나타내는 바와 같이, 제어부(30c)에서는 곱셈기(37a)에 의해 결합 리액터 전류 IL과 결합부 전압 VL의 곱을 생성하고, 이것을 나눗셈기(36a)에 의해 1차측 콘덴서 전압 V1로 나누는 것에 의해 1차측 스위칭 회로 전류 I1을 얻는 구성으로 하고 있다.
또 마찬가지로 곱셈기(37a)에 의해 결합 리액터 전류 IL과 결합부 전압 VL의 곱을 생성하고, 이것을 나눗셈기(36b)에 의해 2차측 콘덴서 전압 V2로 나누는 것에 의해, 2차측 스위칭 회로 전류 I2를 얻는 구성으로 하고 있다.
이상과 같이 구성하는 것에 의해, 본 발명의 실시 형태 3에 관한 쌍방향 승 강압 DCDC 컨버터 장치에서는 1차측 스위칭 회로 전류 I1과 2차측 스위칭 회로 전류 I2를 직접 전류 검출기(7a, 7b)로 검출하지 않아도 이들 값을 사용한 제어가 가능하여, DCDC 컨버터 장치의 부품 점수, 크기, 질량을 늘리지 않고 보다 고기능의 제어부를 구성하는 것이 가능하게 된다.
실시 형태 4.
이하, 도면을 참조하면서, 본 발명의 실시 형태 4에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성에 대해 상세하게 설명한다. 또한, 이하에서는 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성과 다른 점만을 기재한다.
도 29는 본 발명의 실시 형태 4에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성을 나타내는 도면이고, 제어부(30d)에는 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 30은 본 발명의 실시 형태 4에 있어서 제어부(30d)의 구성예를 나타내는 도이다. 전류 지령 환산부(31b)에 대해, 또한 1차측 콘덴서 전압 V1, 2차측 콘덴서 전압 V2를 입력하는 구성으로 되어 있는 것이 특징이다.
도 31에, 본 발명의 실시 형태 4에 있어서 전류 지령 환산부(31b)의 구성예를 나타낸다. 도 31에 나타내는 바와 같이, 전류 지령 환산부(31b)에서는 1차측 콘덴서 전압 V1과, 2차측 콘덴서 전압 V2를 각각 밴드 패스 필터(120a, 120b)에 통과시키는 것에 의해, 게인과 위상이 조정된 교류 성분인 1차측 콘덴서 전압 진동 억제 조작량 V1DMP, 2차측 콘덴서 전압 진동 억제 조작량 V2DMP를 얻는다. 이 V1DMP를 가산기(121)에 의해 전력 지령 P*에 가산하고, V2DMP를 감산기(122)에 의해 전 력 지령 P*로부터 감산하고, 그 결과를 나눗셈기(41)에 의해 결합부 전압 VL로 나눈 값을 결합 리액터 기본 전류 지령 ILO*로 하는 구성으로 하고 있다.
이와 같이 구성하는 것에 의해, 1차측 콘덴서 전압 V1이 상승 경향에 있을 때는 결합부 전력 PL이 증가하도록 전력 지령 P*가 조정되고, 1차측 콘덴서 전압 V1이 감소 경향에 있을 때는 결합부 전력 PL을 감소하도록 전력 지령 P*가 조정된다.
또, 2차측 콘덴서 전압 V2가 상승 경향에 있을 때는 결합부 전력 PL이 감소하도록 전력 지령 P*가 조정되고, 2차측 콘덴서 전압 V2가 감소 경향에 있을 때는 결합부 전력 PL이 증가하도록 전력 지령 P*가 조정된다.
이상과 같이 구성하는 것에 의해, 본 발명의 실시 형태 4에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치에서는 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2의 전압 진동을 억제하는 것이 가능하여 보다 안정된 제어가 가능하게 된다.
실시 형태 5.
이하, 도면을 참조하면서, 본 발명의 실시 형태 5에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성에 대해 상세하게 설명한다. 또한, 이하에서는 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성과 다른 점만을 기재한다.
도 32는 본 발명의 실시 형태 5에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성을 나타내는 도면이다. 결합부 전압 VL을 검출하는 전압 검출기(6)가 생략되어 있는 것이 특징이고, 제어부(30e)에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 33은 본 발명의 실시 형태 5에 있어서 제어부(30e)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 33에 나타내는 바와 같이, 제어부(30e)에서는 곱셈기(37b)에 의해 1차측 콘덴서 전압 V1과 1차측 통류율 지령 VREF1의 곱을 취하여, 그 결과를 결합부 전압 VL로 사용하는 구성으로 하고 있는 점이 특징이다.
이상과 같이 구성하는 것에 의해, 본 발명의 실시 형태 5에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치에서는 결합부 전압 VL을 검출하는 전압 검출기(6)를 생략하는 것이 가능하여, 장치 전체를 보다 소형으로 보다 경량으로 구성하는 것이 가능하게 된다.
실시 형태 6.
이하, 도면을 참조하면서, 본 발명의 실시 형태 6에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성에 대해 상세하게 설명한다. 또한, 이하에서는 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성과 다른 점만을 기재한다.
도 34는 본 발명의 실시 형태 6에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성을 나타내는 도면이다. 결합부 전압 VL을 검출하는 전압 검출기(6)가 생략되어 있는 것이 특징이고, 제어부(30f)에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 35는 본 발명의 실시 형태 6에 있어서 제어부(30f)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 35에 나타내는 바와 같이, 제어부(30f)에서는 곱셈기(37c)에 의해 2차측 콘덴서 전압 V2와 2차측 통류율 지령 VREF2의 곱을 취하여, 그 결과를 결합부 전압 VL로서 사용하는 구성으로 하고 있는 점이 특징이다.
이상과 같이 구성하는 것에 의해, 본 발명의 실시 형태 6에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치에서는 결합부 전압 VL을 검출하는 전압 검출기(6)를 생략하는 것이 가능하여, 장치 전체를 보다 소형으로 보다 경량으로 구성하는 것이 가능하게 된다.
실시 형태 7.
이하, 도면을 참조하면서, 본 발명의 실시 형태 7에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성에 대해 상세하게 설명한다. 또한, 이하에서는 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성과 다른 점만을 기재한다.
도 36은 본 발명의 실시 형태 7에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성을 나타내는 도면이고, 제어부(30g)에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 37은 본 발명의 실시 형태 7에 있어서 제어부(30g)의 구성예를 나타내는 도면이다. 통류율 지령 생성부(34b)에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 38은 본 발명의 실시 형태 7에 있어서 통류율 지령 생성부(34b)의 구성예를 나타내는 도면이다.
나눗셈기(210a)에 의해 2차측 콘덴서 전압 V2를 1차측 콘덴서 전압 V1로 나눈 값을 리미터(214a)로 상한과 하한을 제한하고, 또한 통류율 게인 GREF를 곱셈기(215a)로 곱한 값을 1차측 기본 통류율 지령 VREF1A로 하고 있는 것, 나눗셈 기(210b)에 의해 1차측 콘덴서 전압 V1을 2차측 콘덴서 전압 V2로 나눈 값을 리미터(214b)로 상한과 하한을 제한하고, 또한 통류율 게인 GREF를 곱셈기(215b)로 곱한 값을 2차측 기본 통류율 지령 VREF2A로 하고 있는 것이 특징이다.
또한, 통류율 게인 GREF는 0 ~ 1까지의 임의 값을 취할 수 있다.
또, 리미터(214a, 214b)의 하한은 제로, 상한은 1로 설정한다.
이상과 같이 구성하는 것에 의해, 예를 들어 GREF를 0.9로 한 경우, 1차측 기본 통류율 지령 VREF1A는 V2/V1의 상한을 1로 제한한 값에 대해 0.9를 곱한 값으로 되고, 2차측 기본 통류율 지령 VREF2A는 V1/V2의 상한을 1로 제한한 값에 대해 0.9를 곱한 값으로 되어 최대값은 모두 0.9로 된다.
여기서, 1차측 통류율 지령 VREF1, 2차측 통류율 지령 VREF2는 상기 VREF1A, VREF2A에 전류 오차 DIL과, 그 부호를 부호 반전 회로(212)로 반전한 값 DIL2가 각각 가산기(211a, 211b)에 의해 가산된 값이지만, DIL과 DIL2는 정상 상태에서는 작기 때문에 이것을 무시하면, 1차측 통류율 지령 VREF1, 2차측 통류율 지령 VREF2의 최대값은 GREF와 동일한 0.9로 되고, 이 이상으로는 되지 않는다.
특히, 1차측 통류율 지령 VREF1과 2차측 통류율 지령 VREF2가 최대로 되는 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2가 동일한 경우에 있어서도, 1차측 통류율 지령 VREF1, 2차측 통류율 지령 VREF2도, 그 최대값은 통류율 게인 GREF와 동일한 0.9로 되고, 이 이상으로는 되지 않는다.
이는 1차측 통류율 지령 VREF1과 2차측 통류율 지령 VREF2의 최대값을, 통류율 게인 GREF의 값으로 제한하는 것이 가능함을 의미한다.
또한, 스위칭 소자(11a ~ 12b)의 온오프 펄스폭은 상기와 같이 1차측 통류율 지령 VREF1, 2차측 통류율 지령 VREF2와, 캐리어 신호 CAR의 대소 관계에 의해 결정되므로, 1차측 통류율 지령 VREF1과 2차측 통류율 지령 VREF2의 최대값을 제한하는 것은 스위칭 소자(11a ~ 12b)의 온오프 펄스폭의 최소값을 제한하는 것과 동일한 의미를 갖는다. 즉, 스위칭 소자(11a ~ 12b)의 최소 펄스폭을 통류율 게인 GREF의 값에 의해 임의로 제한하는 것이 가능함을 의미한다.
일반적으로, 스위칭 소자는 그 온오프 동작의 지연으로 인하여 정확하게 온오프 동작이 가능한 펄스폭의 최소값에는 한계가 있어, 수 μ초 ~ 수십 μ초로부터 폭이 좁은 펄스폭의 게이트 신호를 주어도, 그대로 온오프 동작시키는 것이 곤란하여, 주어진 게이트 신호대로의 펄스폭을 정확하게 출력할 수 없게 된다.
이 경우, 결합 리액터 전류 IL이 결합 리액터 전류 지령 IL*로부터 미소한 오차를 일으키는 등의 제어 성능의 열화가 발생한다.
상술한 바와 같이, 본 실시 형태 7의 구성에 의하면, 스위칭 소자(11a ~ 12b)의 최소 펄스폭을 통류율 게인 GREF에 의해 임의 값으로 설정할 수 있기 때문에, GREF의 값을 스위칭 소자(11a ~ 12b)가 그 한계를 넘는 좁은 펄스폭으로 동작하지 않는 값으로 설정하는 것에 의해, 특히 1차측 통류율 지령 VREF1과 2차측 통류율 지령 VREF2가 최대로 되는 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2가 동일한 경우에 있어서도, 스위칭 소자(11a ~ 12b)가 그 한계를 넘는 좁은 펄스폭으로 동작하는 것을 회피할 수 있다.
이에 의해, 스위칭 소자(11a ~ 12b)는 주어진 게이트 신호대로의 펄스폭을 정확하게 출력할 수 있기 때문에, 결합 리액터 전류 IL이 결합 리액터 전류 지령 IL*로부터 미소한 오차를 일으키는 등의 제어 성능의 열화를 회피할 수 있다.
도 39 ~ 도 42는 본 실시 형태 7에 있어서 제어부(30g)의 구성을 적용한 경우의 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터의 동작을 시뮬레이션한 결과를 나타내는 도면이다. 도 39(a)는 1차측 단자 전압 V10과 2차측 단자 전압 V20을 나타내는 도면이고, 도 39(b)는 1차측 통류율 지령 VREF1을 나타내는 도면이고, 도 40(c)은 2차측 통류율 지령 VREF2를 나타내는 도면이고, 도 40(d)은 결합 리액터 전류 지령 IL*를 나타내는 도면이고, 도 41(e)은 결합 리액터 전류 IL을 나타내는 도면이고, 도 41(f)은 전력 지령 P*를 나타내는 도면이고, 도 42(g)는 결합부 전력 PL을 나타내는 도면이다.
도 39 ~ 도 42는 상기 통류율 게인 GREF를 0.9로 설정하고, 1차측 단자 전압 V10을 400V ~ 800V까지의 동안을 2Hz로 램프 변화시키는 전압원을 1차측 전원(2a)으로서 접속하고, 초기 전압 600V의 대용량 캐패시터를 2차측 전원(2b)으로서 접속하고, 전력 지령 P*를 ±500KW의 범위를 1Hz로 램프 변화시킨 경우의 동작 파형이다. 또한, 리미터(70a)는 ±1000A로 설정하는 것에 의해, 결합 리액터 전류 지령 IL*을 ±1000A 이내로 제한하고 있다. 1차측 단자 전압 V10과 2차측 단자 전압 V20의 대소 관계에 관계없이, 1차측 통류율 지령 VREF1, 2차측 통류율 지령 VREF2가 최적으로 조정되어, 결합 리액터 전류 IL은 결합 리액터 전류 지령 IL*에 일치하고 있다. 결합 리액터 전류 지령 IL*은 ±1000A에 미치지 못하기 때문에, 리미터(70a)로 제한되는 일 없이 동작하고 있다. 결과적으로 결합부 전력 PL은 전 영역에서 전 력 지령 P*에 일치하고 있다는 것을 알 수 있다.
특히, 1차측 단자 전압 V10과 2차측 단자 전압 V20이 동일해지는 점에 있어서, 1차측 통류율 지령 VREF1, 2차측 통류율 지령 VREF2의 최대값은 통류율 게인 GREF로 설정한 0.9 근방으로 되어 있음을 확인할 수 있고, 이에 따라 스위칭 소자(11a ~ 12b)가 그 한계를 넘는 좁은 펄스폭으로 동작하는 것을 회피할 수 있는 구성이라는 것을 알 수 있다.
또한, 통류율 게인 GREF는 동작 중 임의 타이밍에 임의 값으로 변경해도 된다.
예를 들어 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2의 차가 충분히 있는 경우는 GREF를 1.0으로 설정해 두고, 1차측 통류율 지령 VREF1과 2차측 통류율 지령 VREF2가 증가하는 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2의 차가 작아진 경우에만, 통류율 게인 GREF를 0.9로 변경하는 등의 방법을 생각할 수 있다.
이와 같이 통류율 게인 GREF를 변경하는 것에 의해, 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2의 차이가 충분히 있는 경우에는 1차측 변환부(1a) 또는 2차측 변환부(1b) 중 어느 한 쪽의 통류율 지령이 1.0으로 되므로, 당해 변환부의 상측 암측 스위칭 소자 또는 하측 암측 스위칭 소자는 온 상태 또는 오프 상태가 유지되어 스위칭 동작을 정지할 수 있다. 이에 의해, 스위칭 손실을 저감하는 것이 가능하게 된다.
또, 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2의 차가 작아진 경우에는 통류율 게인 GREF의 값을 스위칭 소자(11a ~ 12b)가 그 한계를 넘는 좁은 펄스폭으 로 동작하지 않는 값으로 변경하는 것에 의해, 스위칭 소자(11a ~ 12b)가 그 한계를 넘는 좁은 펄스폭으로 동작하는 것을 회피할 수 있기 때문에, 게이트 신호대로의 펄스폭을 정확하게 출력할 수 있고, 그 결과 결합 리액터 전류 IL이 결합 리액터 전류 지령 IL*로부터 미소한 오차를 일으키는 등의 제어 성능의 열화를 회피할 수 있다.
실시 형태 8.
이하, 도면을 참조하면서, 본 발명의 실시 형태 8에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성에 대해 상세하게 설명한다. 또한, 이하에서는 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성과 다른 점만을 기재한다.
도 43은 본 발명의 실시 형태 8에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성을 나타내는 도면이고, 제어부(30h)에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 44는 본 발명의 실시 형태 8에 있어서 제어부(30h)의 구성예를 나타내는 도면이다. 통류율 지령 생성부(34c)로부터 출력되는 신호가 VREF로 변경된 것, 또 통류율 지령 생성부(34c)와 게이트 신호 생성부(35b)에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 45는 본 발명의 실시 형태 8에 있어서 통류율 지령 생성부(34c)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 가산기(232) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 45에 나타내는 바와 같이, 우선 가산기(232)로 1차측 콘덴서 전압 V1과 2 차측 콘덴서 전압 V2의 합을 취한다. 계속해서, 나눗셈기(230)로 2차측 콘덴서 전압 V2를 상기 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2의 합으로 나누는 것에 의해, 2차측 콘덴서 전압 V2와, 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2의 합의 비 V2/(V1+V2)가 구해진다. 이것을 1차측, 2차측 변환부(1a, 1b)에 공통의 기본 통류율 지령 VREF0으로 한다.
여기서 가산기(231)로 상기 기본 통류율 지령 VREFO에 전류 오차 DIL을 가산한 것을 1차측, 2차측 변환부(1a, 1b)에 공통으로 되는 통류율 지령 VREF로 한다.
도 46은 본 발명의 실시 형태 8에 있어서 게이트 신호 생성부(35b)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 비교기(240)의 입력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
우선 캐리어 신호 생성부(241)에서 0 ~ 1의 값을 취하는 캐리어 신호 CAR을 생성한다. 캐리어 신호 CAR로서는 삼각파, 톱니파 등이 적당하다.
다음에, 비교기(240), 반전 회로(242)로, 상기 통류율 지령 VREF와 캐리어 신호 CAR의 대소 관계로부터, 이하의 논리로 각 스위칭 소자(11a ~ 12b)의 게이트 신호 G1a ~ G2b의 온오프를 결정한다.
여기서, VREF > CAR의 경우, 1차측 변환부(1a)의 스위칭 소자(11a)의 게이트 신호 G1a를 온, 스위칭 소자(12a)의 게이트 신호 G2a를 오프한다. 동시에, 2차측 변환부(1b)의 스위칭 소자(12b)의 게이트 신호 G2b를 온, 스위칭 소자(11b)의 게이트 신호 G1b를 오프한다.
또, VREF < CAR의 경우, 1차측 변환부(1a)의 스위칭 소자(11a)의 게이트 신 호 G1a를 오프, 스위칭 소자(12a)의 게이트 신호 G2a를 온한다. 동시에, 2차측 변환부(1b)의 스위칭 소자(12b)의 게이트 신호 G2b를 오프, 스위칭 소자(11b)의 게이트 신호 G1b를 온한다.
이상과 같이 구성하는 것에 의해, 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2가 동일한 경우, 통류율 지령 VREF는 0.5로 되고, 스위칭 소자(11a, 12a), 스위칭 소자(11b, 12b)의 온오프 듀티 비는 50%로 된다.
한편, 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2가 다른 경우, 그 비율에 따라 스위칭 소자(11a, 12a), 스위칭 소자(11b, 12b)의 온오프 듀티비는 각각 50%를 중심으로 증감하게 된다.
이와 같은 동작에 의해, 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2의 차가 작아진 경우에 있어서도, 스위칭 소자(11a ~ 12b)가 그 한계를 넘는 좁은 펄스폭으로 동작하는 것을 회피할 수 있기 때문에, 스위칭 소자(11a ~ 12b)는 주어진 게이트 신호대로의 펄스폭을 정확하게 출력할 수 있고, 그 결과 결합 리액터 전류 IL이 결합 리액터 전류 지령 IL*로부터 미소한 오차를 일으키는 등의 제어 성능의 열화를 회피할 수 있다.
도 47 ~ 도 49는 본 발명의 실시 형태 8에 있어서 제어부(30h)의 구성을 적용한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터의 동작 파형의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 47(a)는 1차측 단자 전압 V10과 2차측 단자 전압 V20을 나타내는 도면이고, 도 47(b)는 통류율 지령 VREF를 나타내는 도면이고, 도 48(c)는 결합 리액터 전류 지령 IL*을 나타내는 도면이고, 도 48(d)는 결합 리액터 전류 IL을 나타내는 도면이고, 도 49(e)는 전력 지령 P*를 나타내는 도면이고, 도 49(f)는 결합부 전력 PL을 나타내는 도면이다.
도 47 ~ 도 49는 1차측 단자 전압 V10을 400V ~ 800V까지의 동안을 2Hz로 램프 변화시키는 전압원을 1차측 전원(2a)으로서 접속하고, 초기 전압 600V의 대용량 캐패시터를 2차측 전원(2b)으로서 접속하고, 전력 지령 P*를 ±500KW의 범위를 1Hz로 램프 변화시킨 경우의 동작 파형이다. 또한, 리미터(70a)는 ±2000A로 설정하는 것에 의해 결합 리액터 전류 지령 IL*을 ±2000A 이내로 제한하고 있다. 1차측 단자 전압 V10과 2차측 단자 전압 V20의 대소 관계에 상관없이 통류율 지령 VREF가 최적으로 조정되어, 결합 리액터 전류 IL은 결합 리액터 전류 지령 IL*에 일치하고 있다. 결합 리액터 전류 지령 IL*은 ±2000A에 미치지 못하기 때문에 리미터(70a)로 제한되는 일 없이 동작하고 있다. 결과적으로, 결합부 전력 PL은 전 영역에서 전력 지령 P*에 일치하고 있다는 것을 알 수 있다.
또, 통류율 지령 VREF는 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2가 동일한 경우 0.5로 되고, 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2가 다른 경우, 그 비율에 따라 0.5를 중심으로 증감하고 있음을 확인할 수 있다. 이에 의해, 스위칭 소자(11a ~ 12b)가 그 한계를 넘는 좁은 펄스폭으로 동작하는 것을 회피할 수 있는 구성이라는 것을 알 수 있다.
실시 형태 9.
이하, 도면을 참조하면서, 본 발명의 실시 형태 9에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성에 대해 상세하게 설명한다. 또한, 본 실시 형태 9의 구성은 실시 형태 8의 구성을 베이스로 하고 있다. 이하에서는 본 발명의 실시 형태 8에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성과 다른 점만을 기재한다.
도 50은 본 발명의 실시 형태 9에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성을 나타내는 도면이다. 결합부 전압 VL을 검출하는 전압 검출기(6)가 생략되어 있는 것이 특징이고, 제어부(30i)에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 51은 본 발명의 실시 형태 9에 있어서 제어부(30i)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 51에 나타내는 바와 같이, 곱셈기(37d)에 의해 연산되는 통류율 지령 VREF와 1차측 콘덴서 전압 V1의 곱과, 곱셈기(37e)에 의해 연산되는 감산기(39a)에 의해 1.0에서 통류율 지령 VREF를 뺀 값과 2차측 콘덴서 전압 V2의 곱을 가산기(38a)로 가산하고, 곱셈기(37f)로 0.5를 곱한 값을 결합부 전압 VL로 사용하고 있는 것이 특징이다.
이와 같이 구성하는 것에 의해, 결합부 전압 VL을 검출하는 전압 검출기(6)를 생략하는 것이 가능하여, DCDC 컨버터 장치를 보다 소형으로 보다 경량으로 구성하는 것이 가능하게 된다.
실시 형태 10.
이하, 도면을 참조하면서, 본 발명의 실시 형태 10에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성에 대해 상세하게 설명한다. 또한, 이하에서는 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성과 다른 점만을 기재 한다.
도 52는 본 발명의 실시 형태 10에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성을 나타내는 도면이고, 제어부(30j)에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 53은 본 발명의 실시 형태 10에 있어서 제어부(30j)의 구성예를 나타내는 도면이다. 통류율 지령 생성부(34d)로부터 출력되는 신호가 VREF로 변경된 것과, 통류율 지령 생성부(34d)와 게이트 신호 생성부(35c)에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 54는 본 발명의 실시 형태 10에 있어서 통류율 지령 생성부(34d)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 가산기(252) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 54에 나타내는 바와 같이, 가산기(252)로 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2의 합을 취한다. 이어서, 나눗셈기(250)로 1차측 콘덴서 전압 V1을 상기 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2의 합으로 나누는 것에 의해, 1차측 콘덴서 전압 V1과, 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2의 합의 비 V1/(V1+V2)이 구해진다. 이것을 1차측, 2차측 변환부(1a, 1b) 공통의 기본 통류율 지령 VREF0으로 한다.
여기서, 가산기(251)로 상기 기본 통류율 지령 VREF0에 전류 오차 DIL을 가산한 것을 1차측, 2차측 변환부(1a, 1b)에 공통으로 되는 통류율 지령 VREF로 한다.
도 55는 본 발명의 실시 형태 10에 있어서 게이트 신호 생성부(35c)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 비교기(260)의 입력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
우선, 캐리어 신호 생성부(261)에서 0 ~ 1의 값을 취하는 캐리어 신호 CAR을 생성한다. 캐리어 신호 CAR로서는 삼각파, 톱니파 등이 적당하다.
그리고, 비교기(260), 반전 회로(262)로, 상기 통류율 지령 VREF와 캐리어 신호 CAR의 대소 관계로부터, 이하의 논리로 각 스위칭 소자(11a ~ 12b)의 게이트 신호 G1a ~ G2b의 온오프를 결정한다.
여기서, VREF > CAR의 경우, 1차측 변환부(1a)의 스위칭 소자(11a)의 게이트 신호 G1a를 오프, 스위칭 소자(12a)의 게이트 신호 G2a를 온한다. 동시에, 2차측 변환부(1b)의 스위칭 소자(12b)의 게이트 신호 G2b를 오프, 스위칭 소자(11b)의 게이트 신호 G1b를 온한다.
또, VREF < CAR의 경우, 1차측 변환부(1a)의 스위칭 소자(11a)의 게이트 신호 G1a를 온, 스위칭 소자(12a)의 게이트 신호 G2a를 오프한다. 동시에, 2차측 변환부(1b)의 스위칭 소자(12b)의 게이트 신호 G2b를 온, 스위칭 소자(11b)의 게이트 신호 G1b를 오프한다.
이와 같이 구성하는 것에 의해, 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2가 동일한 경우, 통류율 지령 VREF는 0.5로 되고, 스위칭 소자(11a, 12a), 스위칭 소자(11b, 12b)의 온오프 듀티비는 50%로 된다.
한편, 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2가 다른 경우, 그 비율 에 따라 스위칭 소자(11a, 12a), 스위칭 소자(11b, 12b)의 온오프 듀티비는 각각 50%를 중심으로 증감하게 된다.
이와 같은 동작에 의해, 1차측 콘덴서 전압 V1과 2차측 콘덴서 전압 V2의 차가 작아진 경우에 있어서도, 스위칭 소자(11a ~ 12b)가 그 한계를 넘는 좁은 펄스폭으로 동작하는 것을 회피할 수 있기 때문에, 스위칭 소자(11a ~ 12b)는 주어진 게이트 신호대로의 펄스폭을 정확하게 출력할 수 있고, 그 결과 결합 리액터 전류 IL이 결합 리액터 전류 지령 IL*로부터 미소한 오차를 일으키는 등의 제어 성능의 열화를 회피할 수 있다.
실시 형태 11.
이하, 도면을 참조하면서, 본 발명의 실시 형태 11에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성에 대해 상세하게 설명한다. 또한, 본 실시 형태 11의 구성은 실시 형태 10의 구성을 베이스로 하고 있다. 이하에서는 본 발명의 실시 형태 10에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성과 다른 점만을 기재한다.
도 56은 본 발명의 실시 형태 11에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성을 나타내는 도면이다. 결합부 전압 VL을 검출하는 전압 검출기(6)가 생략되어 있는 것이 특징이고, 제어부(30k)에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 57은 본 발명의 실시 형태 11에 있어서 제어부(3Ok)의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 57에 나타내는 바와 같이, 곱셈기(37g)에 의해 연산되는 통류율 지령 VREF와 2차측 콘덴서 전압 V2의 곱과, 곱셈기(37h)에 의해 연산되는 감산기(39b)에 의해 1.0에서 통류율 지령 VREF를 뺀 값과 1차측 콘덴서 전압 V1의 곱을 가산기(38b)로 가산하고, 곱셈기(37i)로 0.5를 곱한 값을 결합부 전압 VL로서 사용하고 있는 것이 특징이다.
이와 같이 구성하는 것에 의해, 결합부 전압 VL을 검출하는 전압 검출기(6)를 생략하는 것이 가능하여, DCDC 컨버터 장치를 보다 소형으로 보다 경량으로 구성하는 것이 가능하게 된다.
실시 형태 12.
이하, 도면을 참조하면서, 본 발명의 실시 형태 12에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성에 대해 상세하게 설명한다. 또한, 이하에서는 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성과 다른 점만을 기재한다.
도 58은 본 발명의 실시 형태 12에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성을 나타내는 도면이다. 결합 리액터 전류 IL을 검출하는 전류 검출기(4), 결합부 전압 VL을 검출하는 전압 검출기(6)가 생략되고, 1차측 변환부(1a)에 1차측 스위칭 회로 전류 I1을 검출하는 전류 검출기(7a)가 추가되어 있는 것이 특징이고, 또 제어부(30m)에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 59는 본 발명의 실시 형태 12에 있어서 제어부(30m)의 구성예를 나타내는 도면이다. 실시 형태 1과 비교해서, 전류 지령 환산부(31c)에 1차측 콘덴서 전압 V1이 입력되는 구성으로 되어 있는 것, 전류 지령 환산부(31c)로부터의 출력 신호가 1차측 스위칭 회로 기본 전류 지령 I10*인 것, 전류 지령 조정부(32c)의 출력이 1차측 스위칭 회로 전류 지령 I1*인 것, 전류 제어부(33b)에 1차측 스위칭 회로 전류 I1이 입력되는 구성인 것이 특징이고, 또 전류 지령 환산부(31c), 전류 지령 조정부(32c), 전류 제어부(33b)의 구성에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 60은 본 발명의 실시 형태 12에 있어서 전류 지령 환산부(31c)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 나눗셈기(42)의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 60에 나타내는 바와 같이, 나눗셈기(42)에 의해 전력 지령 P*를 1차측 콘덴서 전압 V1로 나누는 것에 의해, 1차측 스위칭 회로 기본 전류 지령 I10*를 생성한다.
실시 형태 1의 구성과 비교해서, 결합부 전압 VL 대신에 1차측 콘덴서 전압 V1이 입력되고, 결합 리액터 기본 전류 지령 ILO* 대신에 1차측 스위칭 회로 기본 전류 지령 I10*가 출력되는 점이 다르다.
도 61은 본 발명의 실시 형태 12에 있어서 전류 지령 조정부(32c)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 리미터(70c)의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 61에 나타내는 바와 같이, 전류 지령 조정부(32c)에서는 1차측 스위칭 회로 기본 전류 지령 I10*에 대해, 리미터(70c)에 의해 전류 지령 상한 제한값 ILMTH와, 전류 지령 하한 제한값 ILMTL에 의해 상한과 하한을 제한한 값을 1차측 스위칭 회로 전류 지령 I1*로서 출력한다.
또한, 리미터(70c)가 가져오는 효과는 실시 형태 1에 있어서 리미터(70a)의 것과 동양이므로 설명은 생략한다.
실시 형태 1의 구성과 비교해서, 결합 리액터 기본 전류 지령 ILO* 대신에 1차측 스위칭 회로 기본 전류 지령 I10*가 입력되고, 결합 리액터 전류 지령 IL* 대신에 1차측 스위칭 회로 전류 지령 I1*가 출력되는 점이 다르다.
도 62는 본 발명의 실시 형태 12에 있어서 전류 제어부(33b)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 감산기(202) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 62에 나타내는 바와 같이, 감산기(202)로, 1차측 스위칭 회로 전류 지령 I1*과 1차측 스위칭 회로 전류 I1의 편차를 생성하고, 이것을 비례 적분 제어기(203)에 입력한다. 비례 적분 제어기(203)의 출력으로 전류 오차 DIL이 얻어진다.
실시 형태 1의 구성과 비교해서, 결합 리액터 전류 지령 IL* 대신에 1차측 스위칭 회로 전류 지령 I1*가 입력되는 점과, 결합 리액터 전류 IL 대신에 1차측 스위칭 회로 전류 I1이 입력되는 점이 다르다.
이상, 실시 형태 12에 나타낸 제어 방법은 1차측 스위칭 회로부 전력 P1에 주목하여, 이것을 전력 지령 P*에 일치시키도록 제어하는 것이다. 바꾸어 말하면, 전력 지령 P*를 그에 대응하는 1차측 스위칭 회로 전류 지령 I1*로 환산하고, 이것에 실제의 1차측 스위칭 회로 전류 I1이 일치하도록 제어를 행하는 것이다.
더욱 설명을 추가하면, 1차측 변환부(1a), 결합부(1c), 2차측 변환부(1b)에서의 손실과, 1차측 콘덴서(13a), 2차측 콘덴서(13b)에 축적되어 있는 에너지의 변 동은 아주 작기 때문에 이것을 무시한 경우, 1차측 전원(2a)의 입출력 전력 P10과, 1차측 스위칭 회로부 전력 P1과, 2차측 전원(2b)의 입출력 전력 P20은 순시값 베이스로 동일해지므로, 1차측 스위칭 회로부 전력 P1을 제어하는 것에 의해, 1차측 전원(2a)과 2차측 전원(2b) 사이의 전력 플로우의 제어가 가능하게 된다.
또한, 상기에서는 1차측 변환부(1a), 결합부(1c), 2차측 변환부(1b)에서의 손실을 아주 작아서 무시하였으나, 이를 무시할 수 없을 정도로 제어의 정밀도를 요하는 용도로는 도시하지 않으나 전력 지령 P* 또는 1차측 스위칭 회로 전류 지령 I1*을 손실(통상, DCDC 컨버터에 입출력하는 전 전력의 몇 퍼센트 정도)을 포함한 값으로 설정하는 것에 의해, 전력 플로우의 제어 정밀도를 더욱 향상시킬 수 있다.
또, 상기에서는 1차측 콘덴서(13a), 2차측 콘덴서(13b)에 축적되어 있는 에너지의 변동을 아주 작아서 무시하였으나, 이를 무시할 수 없을 정도로 제어의 정밀도를 요하는 용도로는 도시하지 않으나 1차측 콘덴서(13a)와 2차측 콘덴서(13b)에 축적되어 있는 에너지 변동량에 따라 전력 지령 P* 또는 1차측 스위칭 회로 전류 지령 I1*을 조정하는 것에 의해, 전력 플로우의 과도기적인 제어 정밀도를 향상시킬 수 있다.
또한, 도 59에서는 제어부(30m)는 외부로부터 전력 지령 P*를 입력하는 구성으로 하고 있으나, 전력 지령 P* 대신에 1차측 스위칭 회로 기본 전류 지령 I10* 또는 1차측 스위칭 회로 전류 지령 I1*에 상당하는 신호를 외부로부터 제어부(30m)에 입력하는 구성으로 해도 되고, 이 경우는 전류 지령 환산부(31c), 전류 지령 조정부(32c)는 생략할 수 있다.
이와 같이 구성하는 것에 의해, 1차측 스위칭 회로 전류 I1을 베이스로 한 제어계를 구축하는 것이 가능하여 결합부(1c)의 전압, 전류 검출기를 생략할 수 있기 때문에, 구조상의 설계 자유도를 확대할 수 있다.
실시 형태 13.
이하, 도면을 참조하면서, 본 발명의 실시 형태 13에 관한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성에 대해 상세하게 설명한다. 또한, 이하에서는 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성과 다른 점만을 기재한다.
도 63은 본 발명의 실시 형태 13에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 구성을 나타내는 도면이다. 결합 리액터 전류 IL을 검출하는 전류 검출기(4), 결합부 전압 VL을 검출하는 전압 검출기(6)가 생략되고, 2차측 변환부(1b)에 2차측 스위칭 회로 전류 I2를 검출하는 전류 검출기(7b)가 추가되어 있는 것이 특징이고, 또 제어부(30n)에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 64는 본 발명의 실시 형태 13에 있어서 제어부(30n)의 구성예를 나타내는 도면이다. 실시 형태 1과 비교해서, 전류 지령 환산부(31d)에 2차측 콘덴서 전압 V2가 입력되는 구성으로 되어 있는 것, 전류 지령 환산부(31d)로부터의 출력 신호가 2차측 스위칭 회로 기본 전류 지령 I20*인 것, 전류 지령 조정부(32d)의 출력이 2차측 스위칭 회로 전류 지령 I2*인 것, 전류 제어부(33c)에 2차측 스위칭 회로 전류 I2가 입력되는 구성인 것이 특징이고, 또 전류 지령 환산부(31d), 전류 지령 조정부(32d), 전류 제어부(33c)의 구성에 이하에 나타내는 특징이 있다.
도 65는 본 발명의 실시 형태 13에 있어서 전류 지령 환산부(31d)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 나눗셈기(43)의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 65에 나타내는 바와 같이, 나눗셈기(43)에 의해 전력 지령 P*를 2차측 콘덴서 전압 V2로 나누는 것에 의해 2차측 스위칭 회로 기본 전류 지령 I20*를 생성한다.
실시 형태 1의 구성과 비교해서, 결합부 전압 VL 대신에 2차측 콘덴서 전압 V2가 입력되고, 결합 리액터 기본 전류 지령 ILO* 대신에 2차측 스위칭 회로 기본 전류 지령 I20*가 출력되는 점이 다르다.
도 66은 본 발명의 실시 형태 13에 있어서 전류 지령 조정부(32d)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 리미터(70d)의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 66에 나타내는 바와 같이, 전류 지령 조정부(32d)에서는 2차측 스위칭 회로 기본 전류 지령 I20*에 대해, 리미터(70d)에 의해 전류 지령 상한 제한값 ILMTH와 전류 지령 하한 제한값 ILMTL에 의해 상한과 하한을 제한한 값을 2차측 스위칭 회로 전류 지령 I2*로서 출력한다.
여기서 리미터(70d)가 가져오는 효과는 실시 형태 1에 있어서 리미터(70a)의 것과 동양이므로 설명은 생략한다.
실시 형태 1의 구성과 비교해서, 결합 리액터 기본 전류 지령 ILO* 대신에 2차측 스위칭 회로 기본 전류 지령 I20*가 입력되고, 결합 리액터 전류 지령 IL* 대 신에 2차측 스위칭 회로 전류 지령 I2*가 출력되는 점이 다르다.
도 67은 본 발명의 실시 형태 13에 있어서 전류 제어부(33c)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도시하지 않으나, 감산기(204) 등의 기능 블록의 입출력에 로패스 필터 등을 삽입하여 불필요한 주파수 성분을 제거하는 구성으로 해도 된다.
도 67에 나타내는 바와 같이, 감산기(204)로 2차측 스위칭 회로 전류 지령 I2*와 2차측 스위칭 회로 전류 I2의 편차를 생성하고, 이것을 비례 적분 제어기(205)에 입력한다. 비례 적분 제어기(205)의 출력으로 전류 오차 DIL이 얻어진다.
실시 형태 1의 구성과 비교해서, 결합 리액터 전류 지령 IL* 대신에 2차측 스위칭 회로 전류 지령 I2*가 입력되는 점과, 결합 리액터 전류 IL 대신에 2차측 스위칭 회로 전류 I2가 입력되는 점이 다르다.
이상, 실시 형태 13에 나타낸 제어 방법은 2차측 스위칭 회로(10b)의 제1 단자(15b), 제2 단자(16b)를 통과하는 전력(이하, 2차측 스위칭 회로부 전력 P2로 표기함)에 주목하여, 이것을 전력 지령 P*에 일치시키도록 제어하는 것이다. 바꾸어 말하면, 전력 지령 P*를 그에 대응하는 2차측 스위칭 회로 전류 지령 I2*로 환산하고, 이것에 실제의 2차측 스위칭 회로 전류 I2가 일치하도록 제어를 행하는 것이다.
더욱 설명을 추가하면, 1차측 변환부(1a), 결합부(1c), 2차측 변환부(1b)에서의 손실과, 1차측 콘덴서(13a), 2차측 콘덴서(13b)에 축적되어 있는 에너지의 변동은 아주 작기 때문에 이를 무시한 경우, 1차측 전원(2a)의 입출력 전력 P10과, 2 차측 스위칭 회로부 전력 P2와, 2차측 전원(2b)의 입출력 전력 P20은 순시값 베이스로 동일해지므로, 2차측 스위칭 회로부 전력 P2를 제어하는 것에 의해, 1차측 전원(2a)과 2차측 전원(2b) 사이의 전력 플로우의 제어가 가능하게 된다.
또한, 상기에서는 1차측 변환부(1a), 결합부(1c), 2차측 변환부(1b)에서의 손실을 아주 작다고 무시하였으나, 이를 무시할 수 없을 정도로 제어의 정밀도를 요하는 용도로는 도시하지 않으나 전력 지령 P* 또는 2차측 스위칭 회로 전류 지령 I2*를 손실(통상, DCDC 컨버터에 입출력하는 전 전력의 몇 퍼센트 정도)을 포함한 값으로 설정하는 것에 의해, 전력 플로우의 제어 정밀도를 더욱 향상시킬 수 있다.
또, 상기에서는 1차측 콘덴서(13a), 2차측 콘덴서(13b)에 축적되어 있는 에너지의 변동을 아주 작다고 하여 무시하였으나, 이를 무시할 수 없을 정도로 제어의 정밀도를 요하는 용도로는 도시하지 않으나 1차측 콘덴서(13a)와 2차측 콘덴서(13b)에 축적되어 있는 에너지 변동량에 따라 전력 지령 P* 또는 2차측 스위칭 회로 전류 지령 I2*를 조정하는 것에 의해, 전력 플로우의 과도기적인 제어 정밀도를 향상시킬 수 있다.
또한, 도 64에서는 제어부(30n)는 외부로부터 전력 지령 P*를 입력하는 구성으로 하고 있으나, 전력 지령 P* 대신에 2차측 스위칭 회로 기본 전류 지령 I20* 또는 2차측 스위칭 회로 전류 지령 I2*에 상당하는 지령을 외부로부터 제어부(30n)에 입력하는 구성으로 해도 되고, 이 경우는 전류 지령 환산부(31d), 전류 지령 조정부(32d)는 생략할 수 있다.
이와 같이 구성하는 것에 의해, 2차측 스위칭 회로 전류 I2를 베이스로 한 제어계를 구축하는 것이 가능하여, 결합부(1c)의 전압, 전류 검출기를 생략할 수 있기 때문에 구조상의 설계 자유도를 확대할 수 있다.
이상의 실시 형태 1 ~ 13은 본 발명의 실시 형태와 그 구성의 일례이고, 이에 한정되지 않으며, 일부를 조합하거나 공지된 기술과 조합하거나 물리적 의미를 손상시키지 않는 범위에서 구성을 변형해도 본 발명의 내용이 실현 가능함을 물론이다.
실시 형태 14.
도 68은 본 발명의 실시 형태 14에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 응용예를 나타내는 도면이다.
도 68에 나타내는 바와 같이, 가선(280)과 레일(284)로부터 팬토그래프(281)를 통해 입출력되는 전력과, 실시 형태 1 ~ 13에서 설명한 내용으로 구성되는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치(285)에 의해 최적으로 조정된 전력 저장 디바이스(286)로부터의 전력 합으로, 구동 제어용 인버터 장치(282)에 의해 전동기(283)를 구동하는 철도 차량 구동 제어 시스템이다.
여기서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치(285)는 차량 역행시 등의 적절한 타이밍에 전력 저장 디바이스(286)의 전력을 적절한 양을 방출하도록 동작하고, 또 반대로 차량 제동시 등의 적절한 타이밍에 전력 저장 디바이스(286)에 적절한 양의 전력을 흡수하도록 동작하는 것이다.
이와 같이 구성하는 것에 의해 차량의 회생 에너지의 유효 활용을 도모하는 것이다.
본 발명의 실시 형태 14에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치(285)는 구동 제어용 인버터 장치(282)로부터 입력되는 전력 지령 P*에 일치하는 전력 플로우를 실현하도록, 실시 형태 1 ~ 13에서 나타낸 수단으로 제어된다. 전력 지령 P*는 구동 제어용 인버터 장치(282) 이외의 장치(예를 들어 차량 정보 관리 장치, 도시하지 않음)로부터 입력되어도 된다. 또, 동작 상태를 구동 제어용 인버터 장치(282)에 전송하는 기능을 갖고 있으나, 구동 제어용 인버터 장치(282) 이외의 기기(예를 들어 차량 정보 관리 장치, 도시하지 않음)에 전송해도 된다.
또한, 전력 지령 P* 대신에, 상기 1차측 스위칭 회로 전류 지령 I1*, 상기 2차측 스위칭 회로 전류 지령 I2*, 상기 결합 리액터 전류 지령 IL* 등을 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치(285)에 입력하는 구성으로 해도 되는 것은 물론이다.
이와 같이 구성하는 것에 의해, 전력 저장 디바이스(286)의 단자 전압을 가선(280)의 전압에 관계없이 최적의 값으로 설정하면서 쌍방향의 전력 제어가 가능하게 된다. 이에 의해, 전력 저장 디바이스(286)의 전압을 가선(280)의 전압보다 올리는 것도 가능하게 되고, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치(285)나 전력 저장 디바이스(286)의 전류를 저감시키는 것이 가능하여, 한층 더 소형 경량으로 효율이 좋은 철도 차량 구동 제어 시스템을 구축할 수 있다.
실시 형태 15.
도 69는 본 발명의 실시 형태 15에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 응용예를 나타내는 도면이다.
도 69에 나타내는 바와 같이, 가선(280)과 레일(284)에 접속된 직류 전원 장 치(287)로부터 차량(288)에 전력을 공급하는 전철 급전 시스템에 있어서, 가선(280)과 레일(284)에 접속된 실시 형태 1 ~ 13의 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치(285)를 통하여, 전력 저장 디바이스(286)의 전력을 가선(280)측에 방출하거나, 반대로 가선(280)측으로부터 전력을 흡수하는 기능을 갖는 전철 급전 시스템이다.
여기서, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치(285)는 예를 들어 가선(280)의 전압이 강하한 경우에, 전력 저장 디바이스(286)의 전력을 적절한 양을 방출하도록 동작하고, 또 반대로 가선(280)의 전압이 상승한 경우에는 전력 저장 디바이스(286)에 적절한 양의 전력을 흡수하도록 동작하는 것이다.
또, 계통 제어 장치(289)로부터의 전력 지령 P*에 일치하는 전력 플로우를 실현하는 제어를 실시해도 된다.
이와 같이 구성하는 것에 의해, 가선(280)의 전압 변동 억제나 차량의 회생 에너지의 유효 활용을 도모하는 것이다.
또한, 전력 지령 P* 대신에, 상기 1차측 스위칭 회로 전류 지령 I1*, 상기 2차측 스위칭 회로 전류 지령 I2*, 상기 결합 리액터 전류 지령 IL* 등을 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치(285)에 입력하는 구성으로 해도 되는 것은 물론이다.
본 발명의 실시 형태 15에 있어서 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치(285)에 의해, 전력 저장 디바이스(286)의 단자 전압은 가선 전압에 관계없이 최적의 값으로 설정하면서 쌍방향의 전력 제어가 가능하게 된다. 이에 의해, 전력 저장 디바이스(286)의 전압을 가선(280)의 전압보다 올리는 것도 가능하게 되고, 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치(285)나 전력 저장 디바이스(286)의 전류를 저감시키는 것이 가능하여, 한층 더 소형 경량으로 효율이 좋은 전철 급전 시스템을 구축할 수 있다.
실시 형태 14, 15는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치의 응용예의 일례를 나타내는 것에 지나지 않으며, 이에 한정되지 않고, 공지된 기술과 조합 등을 하여, 엘리베이터 구동 장치, 하이브리드 자동차, 전기 자동차, 직류 전원 장치 등, 직류 전력을 취급하는 여러 가지 분야에 응용이 가능함은 물론이다.
본 발명에 의하면, 1차측 전원의 입출력 단자에 접속되어 1차측 전원의 전력 변환 동작을 행하는 1차측 변환부; 2차측 전원의 입출력 단자에 접속되어 2차측 전원의 전력 변환 동작을 행하는 2차측 변환부; 및 이들 1차측 변환부와 2차측 변환부를 접속하여 1차측 변환부와 2차측 변환부 사이의 전력 수수를 중개하는 결합부가 구성되고, 이들을 제어하는 제어부가 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값, 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값, 및 결합부에 있어서 1차측 변환부와 2차측 변환부를 각각 접속하는 정극측 접속단과 부극측 접속단 사이의 임의 개소의 전압값 중에서 적어도 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값과 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값을 검출하는 동시에, 1차측 변환부에 유출입하는 전류값, 2차측 변환부에 유출입하는 전류값, 및 결합부에 유출입하는 전류값 중에서 적어도 하나를 검출하고, 이들 검출된 전류값 중에서 선택한 하나의 전류값이, 그 선택된 하나의 전류값에 대응하는 지령값에 일치하도록 제어하는 동시에, 검출된 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값과, 검출된 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값과, 선택된 하나의 전류값과, 당해 전류값에 대응한 상기 지령값에 기초한 신호에 근거하여, 1차측 변환부 및 2차측 변환부의 전력 변환 동작을 제어하도록 하고 있고 있으므로, 1차측 전원과 2차측 전원 사이의 쌍방향으로 흐르는 전력 플로우의 방향 및 전력의 크기가 1차측 전원 및 2차측 전원을 각각 접속한 상태에서, 1차측 전원의 전압값과 2차측 전원의 전압값의 대소 관계에 상관없이, 순시값 베이스로 연속적인 가변 제어하는 것이 가능한 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터를 얻을 수 있다.

Claims (19)

1차측 전원과 2차측 전원의 두 개 직류 전압원 사이에서 쌍방향으로 직류 전력을 서로 공급하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치에 있어서,
1차측 전원의 입출력 단자에 접속되어, 상기 1차측 전원의 전력 변환 동작을 행하는 1차측 변환부와,
2차측 전원의 입출력 단자에 접속되어, 상기 2차측 전원의 전력 변환 동작을 행하는 2차측 변환부와,
상기 1차측 변환부와 상기 2차측 변환부를 접속하여, 상기 1차측 변환부와 상기 2차측 변환부 사이의 전력 수수(授受)를 중개하는 결합부와,
상기 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값, 상기 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값, 및 상기 결합부에 있어서 상기 1차측 변환부와 상기 2차측 변환부를 각각 접속하는 정극측(正極側) 접속단과 부극측(負極側) 접속단 사이의 임의 개소(箇所)의 전압값 중에서 적어도 상기 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값과 상기 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값을 검출하는 동시에, 상기 1차측 변환부에 유출입(流出入)하는 전류값, 상기 2차측 변환부에 유출입하는 전류값, 및 상기 결합부에 유출입하는 전류값 중에서 적어도 하나를 검출하고, 이들 검출된 전류값 중에서 선택한 하나의 전류값이, 그 선택된 하나의 전류값에 대응하는 지령값에 일치하도록 제어하는 동시에, 상기 1차측 전원과 상기 2차측 전원 사이의 쌍방향으로 흐르는 전력 플로우(power flow)의 방향 및 전력의 크기가 상기 2개의 직류 전압원을 각각 접속한 상태에서, 상기 1차측 전원의 전압값과 상기 2차측 전원의 전압값의 대소 관계에 상관없이, 순시값(瞬時値) 베이스의 연속적인 가변 제어를 가능하게 하도록, 상기 검출된 상기 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값과, 상기 검출된 상기 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값과, 상기 선택된 하나의 전류값과, 당해 전류값에 대응한 상기 지령값에 기초한 신호에 근거하여, 상기 1차측 변환부 및 상기 2차측 변환부의 전력 변환 동작을 제어하는 제어부를 구비한 것을 특징으로 하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 1차측 변환부는
스위칭 소자 두 개를 직렬로 접속한 1차측 스위칭 회로와,
상기 1차측 스위칭 회로에 병렬로 접속된 1차측 콘덴서와,
상기 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값으로서 상기 1차측 콘덴서의 전압을 검출하여 상기 제어부에 출력하는 제1 전압 검출기를 구비하고,
상기 2차측 변환부는
스위칭 소자 두 개를 직렬로 접속한 2차측 스위칭 회로와,
상기 2차측 스위칭 회로에 병렬로 접속된 2차측 콘덴서와,
상기 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값으로서 상기 2차측 콘덴서의 전압을 검출하여 상기 제어부에 출력하는 제2 전압 검출기를 구비하고,
상기 결합부는 결합 리액터와 접속선을 구비한 것을 특징으로 하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치.
청구항 2에 있어서,
상기 결합부에 유출입하는 전류값으로서 상기 결합 리액터에 흐르는 전류를 검출하여 상기 제어부에 출력하는 제1 전류 검출기를 구비하고,
상기 제어부는
상기 제1 전류 검출기에서 검출된 신호에 기초한 값과 상기 지령값이 일치하도록, 상기 1차측 변환부 및 상기 2차측 변환부에 전력 변환 동작을 행하는 제어 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치.
청구항 2에 있어서,
상기 결합부에 유출입하는 전류값으로서 상기 접속선에 흐르는 전류를 검출하여 상기 제어부에 출력하는 제2 전류 검출기를 구비하고,
상기 제어부는
상기 제2 전류 검출기에서 검출된 신호에 기초한 값과 상기 지령값이 일치하도록, 상기 1차측 변환부 및 상기 2차측 변환부에 전력 변환 동작을 행하는 제어 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치.
청구항 2에 있어서,
상기 1차측 스위칭 회로 또는 상기 2차측 스위칭 회로의 정극 단자를 제1 단자로 하고,
상기 1차측 변환부에 유출입하는 전류값으로서 상기 제1 단자에 흐르는 전류를 검출하여 상기 제어부에 출력하는 제3 전류 검출기를 구비하고,
상기 제어부는
상기 제3 전류 검출기에서 검출된 신호에 기초한 값과 상기 지령값이 일치하도록, 상기 1차측 변환부 및 상기 2차측 변환부에 전력 변환 동작을 행하는 제어 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치.
청구항 2에 있어서,
상기 1차측 스위칭 회로의 상기 1차측 전원측 부극 단자 또는 상기 2차측 스위칭 회로의 상기 2차측 전원측 부극 단자를 제2 단자로 하고,
상기 결합부에 유출입하는 전류값으로서 상기 제2 단자에 흐르는 전류를 검출하여 상기 제어부에 출력하는 제4 전류 검출기를 구비하고,
상기 제어부는
상기 제4 전류 검출기에서 검출된 신호에 기초한 값과 상기 지령값이 일치하도록, 상기 1차측 변환부 및 상기 2차측 변환부에 전력 변환 동작을 행하는 제어 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치.
청구항 3 내지 청구항 6 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제어부는
상기 지령값으로서의 전류 지령값과, 상기 제1 ~ 제4 전류 검출기 중에서 어느 하나의 전류 검출기로부터 입력된 신호와의 편차를 생성하는 전류 제어부와,
상기 전류 제어부에서 생성된 편차와, 상기 제1 전압 검출기 및 제2 전압 검출기로부터 입력된 신호를 사용하여 상기 스위칭 소자의 통류율(通流率) 지령을 생성하는 통류율 지령 생성부와,
상기 통류율 지령 생성부에서 생성된 상기 통류율 지령으로부터 상기 스위칭 소자의 게이트 신호를 생성하는 게이트 신호 생성부를 구비한 것을 특징으로 하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치.
청구항 3 내지 청구항 6 중 어느 한 항에 있어서,
외부로부터 전력 지령값이 입력되는 경우,
상기 제어부는
상기 전력 지령값으로부터 전류 지령값을 얻는 전류 지령 환산부와,
상기 전류 지령값과, 상기 제1 ~ 제4 전류 검출기 중 어느 하나의 전류 검출기로부터 입력된 신호와의 편차를 생성하는 전류 제어부와,
상기 전류 제어부에서 생성된 편차와, 상기 제1 전압 검출기 및 제2 전압 검출기로부터 입력된 신호를 사용하여 상기 스위칭 소자의 통류율 지령을 생성하는 통류율 지령 생성부와,
상기 통류율 지령 생성부에서 생성된 상기 통류율 지령으로부터 상기 스위칭 소자의 게이트 신호를 생성하는 게이트 신호 생성부를 구비한 것을 특징으로 하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치.
청구항 7에 있어서,
상기 제어부는
상기 전류 지령값을 상기 제1 ~ 제4 전류 검출기 중 어느 하나의 전류 검출기로부터 입력된 신호와, 상기 제1 전압 검출기 및 상기 제2 전압 검출기로부터 입력된 신호에 기초하여 조정하는 전류 지령 조정부를 구비한 것을 특징으로 하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치.
청구항 9에 있어서,
전류 지령 조정부는
상기 전류 지령값의 상한과 하한을 임의 값으로 제한하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치.
청구항 8에 있어서,
상기 전류 지령 환산부는
상기 전력 지령값과, 상기 제1 및 제2 전압 검출기로부터 입력된 신호를 사용하여 상기 전류 지령값을 생성하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치.
청구항 8에 있어서,
상기 1차측 변환부와 상기 2차측 변환부를 각각 접속하는 정극측 접속단과 부극측 접속단 사이의 임의 개소의 전압을 검출하는 제3 전압 검출기를 갖고,
상기 전류 지령 환산부는
상기 전력 지령값과, 상기 제1, 제2 및 제3 전압 검출기로부터 입력된 신호를 사용하여 상기 전류 지령값을 생성하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치.
청구항 9에 있어서,
상기 전류 제어부는
상기 전류 지령 조정부에 있어서 조정된 전류 지령값과, 상기 제1 ~ 제4 전류 검출기 중 어느 하나의 전류 검출기로부터 입력된 신호와의 편차를 증폭하는 비례 적분 제어기를 구비한 것을 특징으로 하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치.
청구항 7에 있어서,
상기 통류율 지령 생성부는
상기 1차측 스위칭 회로를 제어하는 제1 통류율 지령, 및 상기 2차측 스위칭 회로를 제어하는 제2 통류율 지령을 생성하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치.
청구항 14에 있어서,
상기 게이트 신호 생성부는
상기 제1 통류율 지령 및 제2 통류율 지령 각각과, 소정의 캐리어 신호를 비교하여, 상기 1차측 스위칭 회로의 상측 암(arm) 스위칭 소자 및 하측 암 스위칭 소자의 각 스위칭 소자와, 상기 2차측 스위칭 회로의 상측 암 스위칭 소자 및 하측 암 스위칭 소자의 각 스위칭 소자를 각각 온오프하는 게이트 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치.
가선(架線)으로부터 공급된 전력을 구동 전력으로서 전동기에 급전하는 구동 제어용 인버터 장치와,
상기 가선으로부터 공급된 전력을 비축하는 전력 저장 디바이스와,
상기 가선과 상기 전력 저장 디바이스 사이에 마련되고, 상기 가선과 상기 전력 저장 디바이스의 전력을 쌍방향으로 제어하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치를 구비하고,
상기 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치는
1차측 전원의 입출력 단자에 접속되어, 상기 1차측 전원의 전력 변환 동작을 행하는 1차측 변환부와,
2차측 전원의 입출력 단자에 접속되어, 상기 2차측 전원의 전력 변환 동작을 행하는 2차측 변환부와,
상기 1차측 변환부와 상기 2차측 변환부를 접속하여, 상기 1차측 변환부와 상기 2차측 변환부 사이의 전력 수수를 중개하는 결합부와,
상기 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값, 상기 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값, 및 상기 결합부에 있어서 상기 1차측 변환부와 상기 2차측 변환부를 각각 접속하는 정극측 접속단과 부극측 접속단 사이의 임의 개소의 전압값 중에서 적어도 상기 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값과 상기 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값을 검출하는 동시에, 상기 1차측 변환부에 유출입하는 전류값, 상기 2차측 변환부에 유출입하는 전류값, 및 상기 결합부에 유출입하는 전류값 중에서 적어도 하나를 검출하고, 이들 검출된 전류값 중에서 선택한 하나의 전류값이, 그 선택된 하나의 전류값에 대응하는 지령값에 일치하도록 제어하는 동시에, 상기 1차측 전원과 상기 2차측 전원 사이의 쌍방향으로 흐르는 전력 플로우의 방향 및 전력의 크기가 상기 2개의 직류 전압원을 각각 접속한 상태에서, 상기 1차측 전원의 전압값과 상기 2차측 전원의 전압값의 대소 관계에 상관없이, 순시값 베이스의 연속적인 가변 제어를 가능하게 하도록, 상기 검출된 상기 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값과, 상기 검출된 상기 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값과, 상기 선택된 하나의 전류값과, 당해 전류값에 대응한 상기 지령값에 기초한 신호에 근거하여, 상기 1차측 변환부 및 상기 2차측 변환부의 전력 변환 동작을 제어하는 제어부를 구비한 것을 특징으로 하는 철도 차량 구동 제어 시스템.
청구항 16에 있어서,
상기 1차측 변환부의 정극 단자를 팬토그래프(pantograph) 및 구동 제어용 인버터 장치의 정극측에 접속하고,
상기 1차측 변환부의 부극 단자를 귀선(歸線) 회로 및 상기 구동 제어용 인버터 장치의 부극측에 접속하고,
상기 2차측 변환부의 정극 단자를 전력 저장 디바이스의 정극측에 접속하고,
상기 2차측 변환부의 부극 단자를 전력 저장 디바이스의 부극측에 접속하는 구성으로 한 것을 특징으로 하는 철도 차량 구동 제어 시스템.
가선과 레일에 접속된 직류 전원 장치로부터 차량에 전력을 공급하는 전기 철도 급전 시스템에 있어서,
상기 가선으로부터 공급된 전력을 구동 전력으로서 전동기에 급전하는 구동 제어용 인버터 장치와,
상기 가선으로부터 공급된 전력을 비축하는 전력 저장 디바이스와,
상기 가선과 상기 전력 저장 디바이스 사이에 마련되고, 상기 가선과 상기 전력 저장 디바이스의 전력을 쌍방향으로 제어하는 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치를 구비하고,
상기 쌍방향 승강압 DCDC 컨버터 장치는
1차측 전원의 입출력 단자에 접속되어, 상기 1차측 전원의 전력 변환 동작을 행하는 1차측 변환부와,
2차측 전원의 입출력 단자에 접속되어, 상기 2차측 전원의 전력 변환 동작을 행하는 2차측 변환부와,
상기 1차측 변환부와 상기 2차측 변환부를 접속하여, 상기 1차측 변환부와 상기 2차측 변환부 사이의 전력 수수를 중개하는 결합부와,
상기 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값, 상기 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값, 및 상기 결합부에 있어서 상기 1차측 변환부와 상기 2차측 변환부를 각각 접속하는 정극측 접속단과 부극측 접속단 사이의 임의 개소의 전압값 중에서 적어도 상기 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값과 상기 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값을 검출하는 동시에, 상기 1차측 변환부에 유출입하는 전류값, 상기 2차측 변환부에 유출입하는 전류값, 및 상기 결합부에 유출입하는 전류값 중에서 적어도 하나를 검출하고, 이들 검출된 전류값 중에서 선택한 하나의 전류값이, 그 선택된 하나의 전류값에 대응하는 지령값에 일치하도록 제어하는 동시에, 상기 1차측 전원과 상기 2차측 전원 사이의 쌍방향으로 흐르는 전력 플로우의 방향 및 전력의 크기가 상기 2개의 직류 전압원을 각각 접속한 상태에서, 상기 1차측 전원의 전압값과 상기 2차측 전원의 전압값의 대소 관계에 상관없이, 순시값 베이스의 연속적인 가변 제어를 가능하게 하도록, 상기 검출된 상기 1차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값과, 상기 검출된 상기 2차측 변환부에 있어서 전원측의 전압값과, 상기 선택된 하나의 전류값과, 당해 전류값에 대응한 상기 지령값에 기초한 신호에 근거하여, 상기 1차측 변환부 및 상기 2차측 변환부의 전력 변환 동작을 제어하는 제어부를 구비한 것을 특징으로 하는 전기 철도 급전 시스템.
청구항 18에 있어서,
상기 1차측 변환부의 정극 단자를 가선에, 부극 단자를 레일에 접속하고,
상기 2차측 변환부의 정극 단자를 전력 저장 디바이스의 정극측에 접속하고,
상기 2차측 변환부의 부극 단자를 전력 저장 디바이스의 부극측에 접속하는 구성으로 한 것을 특징으로 하는 전기 철도 급전 시스템.
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