CN101401287A - 双向升降压dcdc转换器装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能实现一次侧、二次侧的双向功率流、能自动控制的双向升降压DCDC转换器装置。包括：与一次侧电源的输入输出端子连接、进行功率变换动作的一次侧变换部；与二次侧电源的输入输出端子连接、进行功率变换动作的二次侧变换部；连接一次侧变换部和二次侧变换部的耦合部；以及控制部，该控制部输入一次侧变换部、二次侧变换部、耦合部的检测值，控制一次侧变换部、或二次侧变换部，使该检测值与所提供的指令值一致。

Description

双向升降压DCDC转换器装置
技术领域
本发明涉及直流电压源彼此间互相连接时使用的DCDC转换器装置，可适用于安装了例如功率存储器件的电车等。
背景技术
以往，对于电气铁路系统是这样构成的，即，应用二次电池或双电层电容器等功率存储器件，将车辆制动时产生的剩余再生功率存储于功率存储器件中，在加速时使用所存储的功率，从而可知能有效利用车辆所具有的动能，在这种情况下，可进行双向功率控制的降压转换器(以下称为双向降压DCDC转换器)与直流架线和功率存储器件连接使用(例如专利文献1)。
专利文献1：日本专利特开2005-206111号公报
但是，在上述的双向降压DCDC转换器中，在其电路结构上，当转换器的一次侧电压低于二次侧电压时，则不能进行电流的控制，因此通常必须在一次侧电压高于二次侧电压的条件下使用。
为避免该问题，有效的方法是采用与DCDC转换器的一次侧电压和二次侧电压的大小关系无关的、而能实现从一次侧向二次侧或从二次侧向一次侧的双向功率流的DCDC转换器(以下称为双向升降压DCDC转换器)，例如专利文献2中所揭示的电路结构。
专利文献2：日本专利特开2001-268900号公报
发明内容
但是，专利文献2中揭示的双向升降压DCDC转换器有4个动作模式，即，在从一次侧向二次侧的功率流中，有一次侧电压高于二次侧电压的情况和一次侧电压低于二次侧电压的情况，在从二次侧向一次侧的功率流中，有一次侧电压高于二次侧电压的情况和一次侧电压低于二次侧电压的情况，而这4个动作模式中的开关元件的动作形态是由每个动作模式决定的，例如由于没有设定一次侧电压和二次侧电压相同的情况、或功率流为零的情况，因此无法在各动作模式间进行连续转移。
还说明了各开关元件的通流率是用电位器调整的，没有考虑以瞬时值为基准对功率流实施自动控制。
因此，不能对DCDC转换器的一次侧向二次侧、或从二次侧向一次侧的功率的方向和大小以瞬时值为基准连续地自动控制为规定的值。
本发明是为了解决上述问题而提出的，提供一种双向升降压DCDC转换器装置，该双向升降压DCDC转换器装置是在将不同的直流电压源分别与DCDC转换器的一次侧和二次侧连接的状态下，与一次侧电压和二次侧电压的大小关系无关，能实现从一次侧向二次侧、或从二次侧向一次侧的双向的功率流，可以将该功率的方向和大小以瞬时值为基准连续地自动控制为规定的值。
本发明的双向升降压DCDC转换器装置具备：
与一次侧电源的输入输出端子连接、进行功率变换动作的一次侧变换部；
与二次侧电源的输入输出端子连接、进行功率变换动作的二次侧变换部；
连接一次侧变换部和二次侧变换部的耦合部；以及
控制部，所述控制部输入来自一次侧变换部、二次侧变换部、以及耦合部的检测值，而对所述一次侧变换部、或所述二次侧变换部进行控制，使该检测值与所提供的指令值一致。
根据本发明，可以获得双向升降压DCDC转换器装置，该双向升降压DCDC转换器装置在将不同的直流电压源分别与双向升降压DCDC转换器的一次侧和二次侧连接的状态下，与一次侧电压和二次侧电压的大小关系无关，能实现从一次侧向二次侧、或从二次侧向一次侧的双向的功率流，可以将该功率的方向和大小以瞬时值为基准连续地自动控制为规定的值。
附图说明
图1是实施形态1中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。
图2是表示实施形态1中的、控制部30a的结构例的图。
图3是表示实施形态1中的、电流指令变换部31a的结构例的图。
图4是表示实施形态1中的、电流指令调整部32a的结构例的图。
图5是表示实施形态1中的、电流控制部33a的结构例的图。
图6是表示实施形态1中的、通流率指令生成部34a的结构例的图。
图7是表示实施形态1中的、栅极信号生成部35a的结构例的图。
图8是表示实施形态1中的、双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图。
图9是表示实施形态1中的、双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图。
图10是表示实施形态1中的、双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图。
图11是表示实施形态1中的、双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图。
图12是表示实施形态1中的、双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图。
图13是表示实施形态1中的、双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图。
图14是表示实施形态1中的、双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图。
图15是表示实施形态1中的、双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图。
图16是实施形态2中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。
图17是表示实施形态2中的、控制部30b的结构例的图。
图18是表示实施形态2中的、电流指令调整部32b的结构例的图。
图19是表示实施形态2中的、一次侧电容电压上限操作量计算部60的结构例的图。
图20是表示实施形态2中的、一次侧电容电压下限操作量计算部61的结构例的图。
图21是表示实施形态2中的、二次侧电容电压上限操作量计算部62的结构例的图。
图22是表示实施形态2中的、二次侧电容电压下限操作量计算部63的结构例的图。
图23是表示实施形态2中的、一次侧开关电路电流上限操作量计算部66的结构例的图。
图24是表示实施形态2中的、一次侧开关电路电流下限操作量计算部67的结构例的图。
图25是表示实施形态2中的、二次侧开关电路电流上限操作量计算部68的结构例的图。
图26是表示实施形态2中的、二次侧开关电路电流下限操作量计算部69的结构例的图。
图27是实施形态3中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。
图28是表示实施形态3中的、控制部30c的结构例的图。
图29是实施形态4中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。
图30是表示实施形态4中的、控制部30d的结构例的图。
图31是表示实施形态4中的、电流指令变换部31b的结构例的图。
图32是实施形态5中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。
图33是表示实施形态5中的、控制部30e的结构例的图。
图34是实施形态6中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。
图35是表示实施形态6中的、控制部30f的结构例的图。
图36是实施形态7中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。
图37是表示实施形态7中的、控制部30g的结构例的图。
图38是表示实施形态7中的、通流率指令生成部34b的结构例的图。
图39是表示实施形态7中的、双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图。
图40是表示实施形态7中的、双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图。
图41是表示实施形态7中的、双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图。
图42是表示实施形态7中的、双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图。
图43是实施形态8中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。
图44是表示实施形态8中的、控制部30h的结构例的图。
图45是表示实施形态8中的、通流率指令生成部34c的结构例的图。
图46是表示实施形态8中的、栅极信号生成部35b的结构例的图。
图47是表示实施形态8中的、双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图。
图48是表示实施形态8中的、双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图。
图49是表示实施形态8中的、双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图。
图50是实施形态9中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。
图51是表示实施形态9中的、控制部30i的结构例的图。
图52是实施形态10中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。
图53是表示实施形态10中的、控制部30j的结构例的图。
图54是表示实施形态10中的、通流率指令生成部34d的结构例的图。
图55是表示实施形态10中的、栅极信号生成部35c的结构例的图。
图56是实施形态11中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。
图57是表示实施形态11中的、控制部30k的结构例的图。
图58是实施形态12中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。
图59是表示实施形态12中的、控制部30m的结构例的图。
图60是表示实施形态12中的、电流指令变换部31c的结构例的图。
图61是表示实施形态12中的、电流指令调整部32c的结构例的图。
图62是表示实施形态12中的、电流控制部33b的结构例的图。
图63是实施形态13中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。
图64是表示实施形态13中的、控制部30n的结构例的图。
图65是表示实施形态13中的、电流指令变换部31d的结构例的图。
图66是表示实施形态13中的、电流指令调整部32d的结构例的图。
图67是表示实施形态13中的、电流控制部33c的结构例的图。
图68是表示实施形态14中的、双向升降压DCDC转换器装置的应用例的图。
图69是表示实施形态15中的、双向升降压DCDC转换器装置的应用例的图。
(标号说明)
1a：一次侧变换部
1b：二次侧变换部
1c：耦合部
2a：一次侧电源
2b：二次侧电源
3：耦合电抗器
4：电流检测器
5：连接线
6：电压检测器
7：电流检测器
10：开关电路
11、12：开关元件
13：电容
14：电压检测器
30：控制部
31：电流指令换算部
32：电流指令调整部
33：电流控制部
34：通流率指令生成部
35：栅极信号生成部
280：架线
281：受电弓
282：驱动控制用逆变器装置
283：电动机
284：轨道
285：双向升降压DCDC转换器装置
286：功率存储器件
287：直流电源
288：车辆
289：系统控制装置
具体实施方式
实施形态1
图1是表示本发明实施形态1的双向升降压DCDC转换器装置的结构图。图1中，一次侧变换部1a连接于由一次侧电源阻抗21a和一次侧电源电压源22a构成的一次侧电源2a的输出输入端子23a、24a，通过耦合电抗器3和连接线5形成的耦合部1c与二次侧变换部1b连接，该二次侧变换部1b同样地连接于由二次侧电源阻抗21b和二次侧电源电压源22b构成的二次侧电源2b的输出输入端子23b、24b。
而且，一次侧变换部1a是由将开关元件11a和12a串联连接的一次侧开关电路10a、与该一次侧开关电路10a并联连接的一次侧电容13a、以及检测一次侧电容13a的电压的电压检测器14a构成的。
由于二次侧变换部1b也采用与此同样的结构，所以下面对一次侧变换部1a进行说明。
将一次侧开关电路10a的上臂侧侧的开关元件11a的正极端子作为第一端子15a，将一次侧开关电路10a的下臂侧侧的开关元件12a的负极端子作为第二端子16a、第四端子18a，第一端子15a连接于一次侧电容13a的正极，第二端子16a连接于一次侧电容13a的负极。第四端子18a和同样构成的二次侧开关电路10b中的第四端子18b通过连接线5连接，上臂侧侧的开关元件11a的负极侧和下臂侧侧的开关元件12a的正极侧的连接点为第三端子17a，与同样构成的二次侧开关电路10b中的第三端子17b通过耦合电抗器3连接，其中设置了检测该耦合电抗器3的电流IL的第1电流检测器4。
另外，将上述一次侧开关电路10a的第三端子17a和上述二次侧开关电路10b的第三端子17b之间的任意位置、与连接线5之间的电压作为耦合部电压VL，设有检测该耦合部电压VL的电压检测器6。
还有，图1中的结构是，将用电压检测器6检测出的耦合电抗器3和连接线5之间的电压值用作为耦合部电压VL的情况，但耦合部电压VL也可以是例如一次侧开关电路10a的第三端子17a与连接线5之间的电压，也可以是二次侧开关电路10b的第三端子17b与连接线5之间的电压。
再有，将从一次侧变换部1a输出的一次侧电容电压V1、从二次侧变换部1b输出的二次侧电容电压V2、以及从耦合部1c输出的耦合电抗器电流IL、耦合部电压VL，都输入到控制部30a。该控制部30a将作为分别对开关元件11a、11b、12a、12b进行开关(ON/OFF)控制的栅极信号G1a、G1b、G2a、G2b，输出给一次侧变换部1a和二次侧变换部1b，使得耦合部1c中从一次侧流向二次侧的功率PL与所提供的指令值P*一致。
这里，功率指令P*相当于，例如，控制含有本发明的DCDC转换器装置的功率存储系统的、从位于本DCDC转换器的控制部30a的上级的其他控制装置输入的信号等。
另外，由于一次侧开关电路10a中的第一端子15a的电流和第二端子16a的电流、耦合电抗器3的电流和连接线5的电流、二次侧开关电路10b中的第一端子15b的电流和第二端子16b的电流，分别是大小相等、仅方向相反的关系，因此若考虑这一点，则检测任一侧都可以实现本发明的内容，但是，本说明书中的全部说明，是假设检测一次侧开关电路10a中的第一端子15a的电流(以下记为一次侧开关电路电流I1)、耦合电抗器3的电流(以下记为耦合电抗器电流IL)、以及二次侧开关电路第一端子15b的电流(以下记为二次侧开关电路电流I2)的情况而进行的说明。
另外，当电路的负极侧(从一次侧的输入输出端子24a，经一次侧开关电路10a的第二端子16a、第四端子18a、连接线5、二次侧开关电路10b的第四端子18b、第二端子16b，到二次侧输入输出端子24b的连线)接地使用时，相对于是高电位并经常进行变动的一次侧开关电路10a的第一端子15a、二次侧开关电路10b的第一端子15b、以及耦合电抗器3的对地电位，成为接地电位的一次侧开关电路10a的第二端子16a、二次侧开关电路10b的第二端子16b、以及连接线5的对地电位要低且稳定，在这里设置电流检测器，则可使得电流检测器所要求的绝缘耐压较低，有时还能获得噪声较少的检测值。
接着，对于控制部30a的结构进行说明。
图2是表示本发明实施形态1中的、控制部30a的结构例的图。
如图2所示，控制部30a是由电流指令换算部31a、电流指令调整部32a、电流控制部33a、通流率指令生成部34a以及栅极信号生成部35a构成。
在电流指令变换部31a，由功率指令P*和耦合部电压VL，生成耦合电抗器基本电流指令IL0*。
在电流指令调整部32a，调整从电流指令变换部31a输入的耦合电抗器基本电流指令IL0*，生成耦合电抗器电流指令IL*。
在电流控制部33a，由耦合电抗器电流指令IL*和耦合电抗器电流IL，生成电流误差DIL。
在通流率指令生成部34a，由从电流控制部33a输入的电流误差DIL、一次侧电容电压V1，以及二次侧电容电压V2，生成一次侧通流率指令VREF1和二次侧通流率指令VREF2。
在栅极信号生成部35a，由从通流率指令生成部34a输入的一次侧通流率指令VREF1和二次侧通流率指令VREF2，生成分别对开关元件11a、12a、11b、12b进行开关控制的栅极信号G1a、G2a、G1b、G2b。
另外，图2中，控制部30a是从外部输入功率指令P*而构成的，但也可以是从外部向控制部30a输入相当于耦合电抗器基本电流指令IL0*、或耦合电抗器电流指令IL*的信号而构成，来代替功率指令P*，在这种情况下，可以省略电流指令变换部31a和电流指令调整部32a。
以下，说明电流指令换算部31a、电流指令调整部32a、电流控制部33a、通流率指令生成部34a以及栅极信号生成部35a的结构例。
图3是表示本发明实施形态1中的、电流指令换算部31a的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对除法器40等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图3所示，在电流指令变换部31a，将所提供的功率指令P*用除法器40除以耦合部电压VL，从而生成耦合电抗器基本电流指令IL0*。
图4是表示本发明实施形态1中的、电流指令调整部32a的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对限幅器70a的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图4所示，在电流指令调整部32a，对于电流指令变换部31a中生成的耦合电抗器基本电流指令IL0*，通过利用电流指令上限值ILMTH和电流指令下限值ILMTL设定了上限和下限的限幅器70a，将限制了上限和下限的值作为耦合电抗器电流指令IL*输出。
这里，说明限幅器70a的功能。通过将限制了耦合电抗器基本电流指令ILO*的上限和下限的信号作为耦合电抗器电流指令IL*，可以限制控制为与其一致的实际的耦合电抗器电流IL的上限和下限。由于该耦合电抗器电流IL通常是流过开关元件11a～12b中的某一个的电流，因此，通过限制耦合电抗器电流IL的上限和下限，可以限制开关元件11a～12b的电流。
另外，关于限幅器70a的电流指令上限值ILMTH和电流指令下限值ILMTL的大小，设定为开关元件11a～12b的电流容量以下比较合适。
根据上述构成的电流指令调整部32a，例如，当对控制部30a输入了过大的功率指令P*时等情况下，电流指令换算部31a算出的耦合电抗器基本电流指令IL0*，相对于开关元件11a～12b的电流容量过大，则可以通过限幅器70a，将耦合电抗器电流指令IL*限制在开关元件11a～12b的电流容量以内。
由此，可以将实际的耦合电抗器电流IL、进而开关元件11a～12b的电流限制在其电流容量内，可以避免由于过电流而损坏开关元件11a～12b，从而可以获得对于过大功率指令输入等的抗干扰能力强的双向升降压DCDC转换器装置。
图5是表示本发明实施形态1中的、电流控制部33a的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对减法器200等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图5所示，在电流控制部33a的减法器200中，生成由电流指令调整部32a生成的耦合电抗器电流指令IL*和耦合电抗器电流IL的偏差，并将它输入到比例积分控制器201中。在比例积分控制器201，由下式得出电流误差DIL。
K1；比例增益、K2；积分增益、s；拉普拉斯算子
DIL＝(K1+K2/s)×(IL*—IL)
图6是表示本发明实施形态1中的、通流率指令生成部34a的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对加法器211a等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图6所示，在通流率指令生成部34a，用除法器210a将二次侧电容电压V2除以一次侧电容电压V1，从而求出二次侧电容电压V2与一次侧电容电压V1之比V2/V1。将对此用限幅器213a被限制为下限为零、上限为1的值，作为向一次侧变换部1a的一次侧基本通流率指令VREF1A。
对于该一次侧基本通流率指令VREF1A，用加法器211a，与电流控制部33a生成的电流误差DIL进行加法运算，将所得的结果作为一次侧变换部1a的通流率指令即一次侧通流率指令VREF1。
即VREF1为，VREF1＝VREF1A+DIL。
另一方面，用除法器210b将一次侧电容电压V1除以二次侧电容电压V2，从而求出一次侧电容电压V1与二次侧电容电压V2之比V1/V2。将对此用限幅器213b被限制为下限为零、上限为1的值，作为向二次侧变换部1b的二次侧基本通流率指令VREF2A。
对于该二次侧基本通流率指令VREF2A，用加法器211b，与将电流控制部33a生成的电流误差DIL用符号反转电路212进行了符号反转后的DIL2进行加法运算，将所得的结果作为二次侧变换部1b的通流率指令即二次侧通流率指令VREF2。
即VREF2为，VREF2＝VREF2A+DIL2。
图7是表示本发明实施形态1中的、栅极信号生成部35a的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对比较器220a等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图7所示，在栅极信号生成部35a，首先用载波信号生成部222生成取值为0～1的载波信号CAR。作为载波信号CAR，合适的例如有三角波、锯齿波等。
然后，用比较器220a、220b、反转电路221a、221b，按照通流率指令生成部34a生成的一次侧通流率指令VREF1、二次侧通流率指令VREF2、与载波信号CAR的大小关系，按下述逻辑决定各开关元件11a～12b的栅极信号G1a～G2b。
VREF1>CAR时，给开关元件11a的栅极信号G1a为导通，给开关元件12a的栅极信号G2a为闭合。反之，VREF1<CAR时，则给开关元件11a的栅极信号G1a为闭合，给开关元件12a的栅极信号G2a为导通。
VREF2>CAR时，给开关元件11b的栅极信号G1b为导通，给开关元件12b的栅极信号G2b为闭合。反之，VREF2<CAR时，则给开关元件11b的栅极信号G1a为闭合，给开关元件12b的栅极信号G2b为导通。
根据上述那样构成控制部30a，则与一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2的大小或大小关系无关，当功率指令P*为正时，耦合电抗器基本电流指令IL0*为正，能够使流过耦合部1c的功率PL(以下记为耦合部功率PL)从一次侧电源2a向二次侧电源2b的方向流动，其大小与功率指令P*的大小一致。
另一方面，当功率指令P*为负时，耦合电抗器基本电流指令IL0*为负，能够使耦合部功率PL从二次侧电源2b向一次侧电源2a的方向流动，其大小与功率指令P*的大小一致。
另外，当功率指令P*为零时，耦合电抗器基本电流指令IL0*也为零，能够停止一次侧电源2a和二次侧电源2b之间的功率流。
这样，通过从正值到负值为止包括零任意设定功率指令P*的大小·方向，从而能够连续地以瞬时值为基准控制耦合部功率PL为任意大小·方向。
另外，可以限制开关元件11a～12b的电流为任意的值，例如，可以限制开关元件11a～12b的电流在其电流容量以内，可以避免由于过电流而损坏开关元件11a～12b，从而可以获得对于过大功率指令输入等的抗干扰能力强的、双向升降压DCDC转换器装置。
本实施形态1是着眼于耦合部功率PL，控制该耦合部功率PL，使其与功率指令P*一致。换言之，是将功率指令P*换算成与之对应的耦合电抗器电流指令IL*，从而进行控制，使实际的耦合电抗器电流IL与其一致。
此外，由于一次侧变换部1a、耦合部1c、二次侧变换部1b的损耗微小而忽略不计时，由于一次侧电容13a、二次侧电容13b中储存的能量的变动也很微小而忽略不计时，一次侧电源2a的输入输出功率P10、耦合部功率PL、和二次侧电源2b的输入输出功率P20，以瞬时值为基准则相等，因此，通过控制耦合部功率PL，可以控制一次侧电源2a和二次侧电源2b之间的功率流。
还有，在一次侧变换部1a、耦合部1c、二次侧变换部1b的损耗到不能忽略的程度而要求控制精度的用途中，虽然未图示，但通过将设定功率指令P*或耦合电抗器电流指令IL*为包括损耗(通常是DCDC转换器的输入输出的总功率的百分之几左右)的值，可以进一步提高功率流的控制精度。
另外，在一次侧电容13a、二次侧电容13b中储存的能量变动到不能忽略的程度而要求控制精度的用途中，虽然未图示，但通过对应一次侧电容13a和二次侧电容13b中储存的能量的变动量，而调整功率指令P*或耦合电抗器电流指令IL*，从而能够提高功率流的暂态控制精度。
图8～图11、图12～图15是表示双向升降压DCDC转换器装置的动作波形的仿真结果的图，该双向升降压DCDC转换器装置应用本发明实施形态1中的、控制部30a的结构。
图8(a)、图12(a)是表示一次侧端子电压V10和二次侧端子电压V20的图，图8(b)、图12(b)是表示一次侧通流率指令VREF1的图。
图9(c)、图13(c)是表示二次侧通流率指令VREF2的图，图9(d)、图13(d)是表示耦合电抗器电流指令IL*的图。
图10(e)、图14(e)是表示耦合电抗器电流IL的图，图10(f)、图14(f)是表示功率指令P*的图。
图11(g)、图15(g)是表示耦合部功率PL的图。
图8～图11是表示，将使一次侧端子电压V10在400V～800V之间以2Hz的斜坡变化的电压源作为一次侧电源2a连接、将初始电压为600V的大容量电容器作为二次侧电源2b连接、使功率指令P*在±500KW的范围内以1Hz的斜坡变化时的动作波形图。另外，通过设定限幅器70a为±1000A，将耦合电抗器电流指令IL*限制在±1000A以内。
从图8～图11可知，与一次侧端子电压V10和二次侧端子电压V20的大小关系无关，一次侧通流率指令VREF1和二次侧通流率指令VREF2得到最佳调整，耦合电抗器电流IL与耦合电抗器电流指令IL*一致。由于耦合电抗器电流指令IL*不足±1000A，因此没有被限幅器70a限制而动作。结果可知耦合部功率PL在整个区域中与功率指令P*一致。
图12～图15是表示，将使一次侧端子电压V10在400V～800V之间以2Hz的斜坡变化的电压源作为一次侧电源2a连接、将初始电压为600V的大容量电容器作为二次侧电源2b连接、使功率指令P*在±500KW的范围内以1Hz的斜坡变化时的动作波形图。另外，通过设定限幅器70a为±500A，将耦合电抗器电流指令IL*限制在±500A。
从图12～图15可知，与一次侧端子电压V10和二次侧端子电压V20的大小关系无关，一次侧通流率指令VREF1和二次侧通流率指令VREF2得到最佳调整，耦合电抗器电流IL与耦合电抗器电流指令IL*一致，其值被限制于±500A以下。可知，在耦合电抗器电流IL为±500A以下的区域，耦合部功率PL与功率指令P*一致；而耦合电抗器电流IL被限制在±500A期间，由于耦合电抗器电流IL不足，使得耦合部功率PL小于功率指令P*。
这样，可以将耦合电抗器电流IL限制为用限幅器70a设定的值，因此即使输入过大的功率指令P*，也可以防止由于过电流而破坏开关元件11a～12b。
实施形态2
以下，一边参照附图，一边对本发明实施形态2的双向升降压DCDC转换器装置的结构进行详细说明。另外，以下仅说明与本发明实施形态1的双向升降压DCDC转换器装置的结构的不同点。
图16是表示本发明实施形态2中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。具有下述特征，即这里在上述实施形态1之外，还具有检测一次侧开关电路电流I1的电流检测器7a、以及检测二次侧开关电路电流I2的电流检测器7b，而且控制部30b的结构还具有以下所示特征。
图17是表示本发明实施形态2中的、控制部30b的结构例的图。电流指令调整部32b是输入一次侧开关电路电流I1、二次侧开关电路I2、一次侧电容电压V1、以及二次侧电容电压V2而构成，具有以下所示的特征。
图18是表示本发明实施形态2中的、电流指令调整部32b的结构例的图。
如图18所示，在电流指令调整部32b，对于从电流指令变换部31a输入的耦合电抗器电流基本指令IL0*，利用一次侧电容电压V1、二次侧电容电压V2、一次侧开关电路电流I1、二次侧开关电路电流I2、一次侧电容电压上限值V1LMTCOMH、一次侧电容电压下限值V1LMTCOML、二次侧电容电压上限值V2LMTCOMH、二次侧电容电压下限值V2LMTCOML、一次侧开关电路电流上限值I1LMTCOMH、一次侧开关电路电流下限值I1LMTCOML、二次侧开关电路电流上限值I2LMTCOMH、二次侧开关电路电流下限值I2LMTCOML、温度保护用电流指令上限值THLMTH、温度保护用电流指令下限值THLMTL、电流指令上限值ILMTH、以及电流指令下限值ILMTL，
将在一次侧电容电压上限操作量计算部60算出的一次侧电容电压上限操作量V1LMTH、在一次侧电容电压下限操作量计算部61算出的一次侧电容电压下限操作量V1LMTL、在二次侧电容电压上限操作量计算部62算出的二次侧电容电压上限操作量V2LMTH、在二次侧电容电压下限操作量计算部63算出的二次侧电容电压下限操作量V2LMTL、
在一次侧开关电路电流上限操作量计算部66算出的一次侧开关电路电流上限操作量I1LMTH、在一次侧开关电路电流下限操作量计算部67算出的一次侧开关电路电流下限操作量I1LMTL、在二次侧开关电路电流上限操作量计算部68算出的二次侧开关电路电流上限操作量I2LMTH、以及在二次侧开关电路电流下限操作量计算部69算出的二次侧开关电路电流下限操作量I2LMTL，用加法器59a～59j相加以实施修正后，用被温度保护用电流指令上限值THLMTH和温度保护用电流指令下限值THLMTL限制的限幅器71、以及被电流指令上限值ILMTH和电流指令下限值ILMTL限制的限幅器70b进行限制，从而生成耦合电抗器电流IL*。
另外，限幅器71是以保护温度过高为目的而进行电流指令限制的，例如是这样动作的，即，根据可检测出一次侧电源2a、二次侧电源2b、开关元件11a～12b、以及耦合电抗器3的温度的温度传感器(未图示)的检测值，决定温度保护用电流指令上限值THLMTH和温度保护用电流指令下限值THLMTL，在温度上升时限制耦合电抗器电流指令IL*的大小，从而抑制一次侧电源2a、二次侧电源2b、开关元件11a～12b、以及耦合电抗器3的温度上升，避免这些部件因温度过高而损伤。
以下，对于一次侧电容电压上限操作量计算部60、一次侧电容电压下限操作量计算部61、二次侧电容电压上限操作量计算部62、二次侧电容电压下限操作量计算部63、一次侧开关电路电流上限操作量计算部66、一次侧开关电路电流下限操作量计算部67、二次侧开关电路电流上限操作量计算部68、以及二次侧开关电路电流下限操作量计算部69的结构例进行说明。
图19是表示本发明实施形态2中的、一次侧电容电压上限操作量计算部60的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对减法器80等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图19所示，在一次侧电容电压上限操作量计算部60，用减法器80从一次侧电容电压V1减去一次侧电容电压上限值V1LMTCOMH，得到偏差。用比例积分控制器81对此进行放大，将通过去掉负值的负限幅器82的值，作为一次侧电容电压上限操作量V1LMTH输出。
由此，当一次侧电容电压V1为一次侧电容电压上限值V1LMTCOMH以上时，根据其偏差，输出一次侧电容电压上限操作量V1LMTH，通过使耦合电抗器电流指令IL*增加，从而使耦合部功率PL增加，抑制一次侧电容电压V1的上升，可以将一次侧电容电压V1维持在一次侧电容电压上限值V1LMTCOMH附近。
图20是表示本发明实施形态2中的、一次侧电容电压下限操作量计算部61的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对减法器90等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图20所示，在一次侧电容电压下限操作量计算部61，用减法器90从一次侧电容电压V1减去一次侧电容电压下限值V1LMTCOML，得到偏差。用比例积分控制器91对此进行放大，将通过去掉正值的正限幅器92的值，作为一次侧电容电压下限操作量V1LMTL输出。
由此，当一次侧电容电压V1为一次侧电容电压下限值V1LMTCOML以下时，根据其偏差，输出一次侧电容电压下限操作量V1LMTL，通过使耦合电抗器电流指令IL*减少，从而使耦合部功率PL减少，抑制一次侧电容电压V1的下降，可以将一次侧电容电压V1维持在一次侧电容电压下限值V1LMTCOML附近。
图21是表示本发明实施形态2中的、二次侧电容电压上限操作量计算部62的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对减法器100等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图21所示，在二次侧电容电压上限操作量计算部62，用减法器100从二次侧电容电压上限值V2LMTCOMH减去二次侧电容电压V2，得到偏差。用比例积分控制器101对此进行放大，将通过去掉正值的正限幅器102的值，作为二次侧电容电压上限操作量V2LMTH输出。
由此，当二次侧电容电压V2为二次侧电容电压上限值V2LMTCOMH以上时，根据其偏差，输出二次侧电容电压上限操作量V2LMTH，通过使耦合电抗器电流指令IL*减少，从而使耦合部功率PL减少，抑制二次侧电容电压V2的上升，可以将二次侧电容电压V2维持在二次侧电容电压上限值V2LMTCOMH附近。
图22是表示本发明实施形态2中的、二次侧电容电压下限操作量计算部63的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对减法器110等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图22所示，在二次侧电容电压下限操作量计算部63，用减法器110从二次侧电容电压下限值V2LMTCOML减去二次侧电容电压V2，得到偏差。用比例积分控制器111对此进行放大，将通过去掉负值的负限幅器112的值，作为二次侧电容电压下限操作量V2LMTL输出。
由此，当二次侧电容电压V2为二次侧电容电压下限值V2LMTCOML以下时，根据其偏差，输出二次侧电容电压下限操作量V2LMTL，通过使耦合电抗器电流指令IL*增加，从而使耦合部功率PL增加，抑制二次侧电容电压V2的下降，可以将二次侧电容电压V2维持在二次侧电容电压下限值V2LMTCOML附近。
图23是表示本发明实施形态2中的、一次侧开关电路电流上限操作量计算部66的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对减法器130等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图23所示，在一次侧开关电路电流上限操作量计算部66，用减法器130从一次侧开关电路电流上限值I1LMTCOMH减去一次侧开关电路电流I1，得到偏差。用比例积分控制器131对此进行放大，将通过去掉正值的正限幅器132的值，作为一次侧开关电路电流上限操作量I1LMTH输出。
由于这样构成，当一次侧开关电路电流I1为一次侧开关电路电流上限值I1LMTCOMH以上时，根据其偏差，输出一次侧开关电路电流上限操作量I1LMTH，通过使耦合电抗器电流指令IL*减少，从而使耦合部功率PL减少，抑制一次侧开关电路电流I1的上升，可以将一次侧开关电路电流I1维持在一次侧开关电路电流上限值I1LMTCOMH附近。
图24是表示本发明实施形态2中的、一次侧开关电路电流下限操作量计算部67的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对减法器140等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图24所示，在一次侧开关电路电流下限操作量计算部67，用减法器140从一次侧开关电路电流下限值I1LMTCOML减去一次侧开关电路电流I1，得到偏差。用比例积分控制器141对此进行放大，将通过去掉负值的负限幅器142的值，作为一次侧开关电路电流下限操作量I1LMTL输出。
由于这样构成，当一次侧开关电路电流I1为一次侧开关电路电流下限值I1LMTCOML以下时，根据其偏差，输出一次侧开关电路电流下限操作量I1LMTL，通过使耦合电抗器电流指令IL*增加，从而使耦合部功率PL增加，抑制一次侧开关电路电流I1的减少，可以将一次侧开关电路电流I1维持在一次侧开关电路电流下限值I1LMTCOML附近。
图25是表示本发明实施形态2中的、二次侧开关电路电流上限操作量计算部68的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对减法器150等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图25所示，在二次侧开关电路电流上限操作量计算部68，用减法器150从二次侧开关电路电流上限值I2LMTCOMH减去二次侧开关电路电流I2，得到偏差。用比例积分控制器151对此进行放大，将通过去掉正值的正限幅器152的值，作为二次侧开关电路电流上限操作量I2LMTH输出。
由于这样构成，当二次侧开关电路电流I2为二次侧开关电路电流上限值I2LMTCOMH以上时，根据其偏差，输出二次侧开关电路电流上限操作量I2LMTH，通过使耦合电抗器电流指令IL*减少，而使耦合部功率PL减少，抑制二次侧开关电路电流I2的上升，可以将二次侧开关电路电流I2维持在二次侧开关电路电流上限值I2LMTCOMH附近。
图26是表示本发明实施形态2中的、二次侧开关电路电流下限操作量计算部69的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对减法器160等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图26所示，在二次侧开关电路电流下限操作量计算部69，用减法器160从二次侧开关电路电流下限值I2LMTCOML减去二次侧开关电路电流I2，得到偏差。用比例积分控制器161对此进行放大，将通过去掉负值的负限幅器162的值，作为二次侧开关电路电流下限操作量I2LMTL输出。
由于这样构成，当二次侧开关电路电流I2为二次侧开关电路电流下限值I2LMTCOML以下时，根据其偏差，输出二次侧开关电路电流下限操作量I2LMTL，通过使耦合电抗器电流指令IL*增加，从而使耦合部功率PL增加，抑制二次侧开关电路电流I2的减少，可以将二次侧开关电路电流I2维持在二次侧开关电路电流下限值I2LMTCOML附近。
根据上述那样构成电流指令调整部32b，可对一次侧电源2a、二次侧电源2b、一次侧变换部1a、二次侧变换部1b、以及耦合电抗器3进行过电压、过电流、温度过高的保护。
实施形态3
以下，一边参照附图，一边对本发明实施形态3的双向升降压DCDC转换器装置的结构进行详细说明。另外，本实施形态3的结构以前述实施形态2的结构为基础。以下仅说明与本发明实施形态2的双向升降压DCDC转换器装置的结构的不同点。
图27是表示本发明实施形态3中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。具有以下特征，即省略了实施形态2的结构中设置的、检测一次侧开关电路电流I1的电流检测器7a、以及检测二次侧开关电路电流I2的电流检测器7b，控制部30c还有以下特征。
图28是表示本发明实施形态3中的、控制部30c的结构例的图。
如图28所示，其特征在于，从耦合电抗器电流IL、耦合部电压VL、一次侧电容电压V1、以及二次侧电容电压V2，计算并求出输入给电流指令调整部32b的一次侧开关电路电流I1和二次侧开关电路电流I2。
如图27所示，可知若忽略一次侧变换部1a和耦合部1c中的损耗，则通过一次侧开关电路10a的第一端子15a和第二端子16a的功率(以下记为一次侧开关电路部功率P1)与耦合部功率PL，以瞬时值为基准则相等。
利用这一点，如图28所示，在控制部30c中是这样构成，即，通过乘法器37a生成耦合电抗器电流IL和耦合部电压VL之积，利用除法器36a将此除以一次侧电容电压V1，获得一次侧开关电路电流I1。
还同样是这样结构，即，通过乘法器37a生成耦合电抗器电流IL和耦合部电压VL之积，利用除法器36b将此除以二次侧电容电压V2，获得二次侧开关电路电流I2。
利用上述那样构成，在本发明实施形态3的双向升降压DCDC转换器装置中，即使不用电流检测器7a、7b直接检测一次侧开关电路电流I1和二次侧开关电路电流I2，也可以使用它们的值进行控制，从而不会增大DCDC转换器装置的零部件数量、大小以及质量，能构成功能更强大的控制部。
实施形态4
以下，一边参照附图，一边对本发明实施形态4的双向升降压DCDC转换器装置的结构进行详细说明。另外，以下仅说明与本发明实施形态1的双向升降压DCDC转换器装置的结构的不同点。
图29是表示本发明实施形态4中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图，控制部30d具有以下所示特征。
图30是表示本发明实施形态4中的、控制部30d的结构例的图。
对于电流指令换算部31b，还具有输入一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2而构成的特征。
图31中表示本发明实施形态4中的、电流指令换算部31b的结构例。
如图31所示，在电流指令换算部31b，是采用以下结构，即，使一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2分别通过带通滤波器120a、120b，从而获得调整了增益和相位的交流成分的一次侧电容电压振荡抑制操作量V1DMP、二次侧电容电压振荡抑制操作量V2DMP。将该V1DMP通过加法器121与功率指令P*进行加法运算，将V2DMP通过减法器122与功率指令P*进行减法运算，将其结果通过除法器41除以耦合部电压VL，将该相除的值作为耦合电抗器基本电流指令IL0*。
利用这样的构成，在一次侧电容电压V1有上升趋势时，调整功率指令P*，使得耦合部功率PL增加，在一次侧电容电压V1有下降趋势时，调整功率指令P*，使得耦合部功率PL减少。
另外，在二次侧电容电压V2有上升趋势时，调整功率指令P*，使得耦合部功率PL减少，在二次侧电容电压V2有下降趋势时，调整功率指令P*，使得耦合部功率PL增加。
利用上述构成，在本发明实施形态4的双向升降压DCDC转换器装置中，可以抑制一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2的电压振荡，可以进行更加稳定的控制。
实施形态5
以下，一边参照附图，一边对本发明实施形态5的双向升降压DCDC转换器装置的结构进行详细说明。另外，以下仅说明与本发明实施形态1的双向升降压DCDC转换器装置的结构的不同点。
图32是表示本发明实施形态5中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。具有省略了检测耦合部电压VL的电压检测器6的特征，控制部30e具有以下所示特征。
图33是表示本发明实施形态5中的、控制部30e的结构例的图。
如图33所示，在控制部30e，其特征在于采用以下结构，即，利用乘法器37b，获得一次侧电容电压V1和一次侧通流率指令VREF1之积，将其结果用作耦合部电压VL。
利用上述构成，在本发明实施形态5的双向升降压DCDC转换器装置中，可以省略检测耦合部电压VL的电压检测器6，从而使得装置整体构成为更小型、更轻量。
实施形态6
以下，一边参照附图，一边对本发明实施形态6的双向升降压DCDC转换器装置的结构进行详细说明。另外，以下仅说明与本发明实施形态1的双向升降压DCDC转换器装置的结构的不同点。
图34是表示本发明实施形态6中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。具有省略了检测耦合部电压VL的电压检测器6的特征，控制部30f具有以下所示特征。
图35是表示本发明实施形态6中的、控制部30f的结构例的图。
如图35所示，在控制部30f，其特征在于采用以下结构，即利用乘法器37c，获得一次侧电容电压V2和二次侧通流率指令VREF2之积，将其结果用作耦合部电压VL。
利用上述构成，在本发明实施形态6的双向升降压DCDC转换器装置中，可以省略检测耦合部电压VL的电压检测器6，从而使得装置整体构成为更小型、更轻量。
实施形态7
以下，一边参照附图，一边对本发明实施形态7的双向升降压DCDC转换器装置的结构进行详细说明。另外，以下仅说明与本发明实施形态1的双向升降压DCDC转换器装置的结构的不同点。
图36是表示本发明实施形态7中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图，控制部30g具有以下所示特征。
图37是表示本发明实施形态7中的、控制部30g的结构例的图。
通流率指令生成部34b具有以下所示特征。
图38是表示本发明实施形态7中的、通流率指令生成部34b的结构例的图。
其特征在于，
通过除法器210a，将二次侧电容电压V2除以一次侧电容电压V1得到的值，经限幅器214a限制其上限和下限，再将经乘法器215a乘上通流率增益GREF所得到的值，作为一次侧基本通流率指令VREF1A，
通过除法器210b，将一次侧电容电压V1除以二次侧电容电压V2得到的值，经限幅器214b限制其上限和下限，再将经乘法器215b乘上通流率增益GREF所得到的值，作为二次侧基本通流率指令VREF2A。
此外，通流率增益GREF可以是0～1之间的任意值。
还设定限幅器214a、214b的下限为0、上限为1。
利用上述构成，例如，当设GREF为0.9时，一次侧基本通流率指令VREF1A为对限制了V2/V1的上限为1的值乘上0.9所得的值，而二次侧基本通流率指令VREF2A为对限制了V1/V2的上限为1的值乘上0.9所得的值，它们的最大值都是0.9。
这里，关于一次侧通流率指令VREF1、和二次侧通流率指令VREF2，是对前述VREF1A、VREF2A分别通过加法器211a、211b加上电流误差DIL、及其符号用符号反转电路212反转后的值DIL2而得到的值，但若DIL和DIL2在稳定状态下很小而被忽略时，则一次侧通流率指令VREF1和二次侧通流率指令VREF2的最大值与GREF相等，为0.9，无法更大。
尤其是，即使一次侧通流率指令VREF1和二次侧通流率指令VREF2达到最大的、一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2相等时，一次侧通流率指令VREF1和二次侧通流率指令VREF2的最大值都与GREF相等，为0.9，无法更大。
这一点意味着可以将一次侧通流率指令VREF1和二次侧通流率指令VREF2的最大值限制为通流率增益GREF的值。
而且，开关元件11a～12b的开关脉冲宽度如前所述，由于是由一次侧通流率指令VREF1、二次侧通流率指令VREF2、和载波信号CAR的大小关系决定的，因此，限制一次侧通流率指令VREF1和二次侧通流率指令VREF2的最大值，这具有相当于限制开关元件11a～12b的开关脉冲宽度的最小值的意义。也就是说，意味着可以利用通流率增益GREF的值任意限制开关元件11a～12b的最小脉冲宽度。
一般来说，开关元件由于其开关动作的延迟，对于可正确进行开关动作的脉冲宽度的最小值是有限度的，即使提供比几微秒～十几微秒宽度还窄的脉冲宽度的栅极信号，也照样难以进行开关动作，不能正确输出与所提供的栅极信号一致的脉冲宽度。
这种情况下，会发生耦合电抗器电流IL与耦合电抗器电流指令IL*产生微小误差等的控制性能的劣化。
根据上述本实施形态7的结构，由于可以利用通流率增益GREF设定开关元件11a～12b的最小脉冲宽度为任意值，因此可以设定GREF的值为不使开关元件11a～12b以超过其限度的窄脉宽进行动作的值，尤其是一次侧通流率指令VREF1和二次侧通流率指令VREF2为最大值的、一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2相等时，也可以避免开关元件11a～12b以超过其限度的窄脉宽进行动作。
由此，开关元件11a～12b可以正确输出与所提供的栅极信号一致的脉冲宽度，从而可以避免耦合电抗器电流IL与耦合电抗器电流指令IL*产生微小误差等的控制性能的劣化。
图39～图42是表示双向升降压DCDC转换器的动作波形的仿真结果的图，该双向升降压DCDC转换器应用了本发明实施形态7中的、控制部30g的结构。
图39(a)是表示一次侧端子电压V10和二次侧端子电压V20的图，图39(b)是表示一次侧通流率指令VREF1的图，图40(c)是表示二次侧通流率指令VREF2的图，图40(d)是表示耦合电抗器电流指令IL*的图，图41(e)是表示耦合电抗器电流IL的图，图41(f)是表示功率指令P*的图，图42(g)是表示耦合部功率PL的图。
图39～图42是，
设定前述通流率增益GREF为0.9，
将使一次侧端子电压V10在400V～800V之间以2Hz的斜坡变化的电压源作为一次侧电源2a连接、将初始电压为600V的大容量电容器作为二次侧电源2b连接、使功率指令P*在±500KW的范围内以1Hz的斜坡变化时的动作波形。另外，通过设定限幅器70a为±1000A，将耦合电抗器电流指令IL*限制在±1000A以内。与一次侧端子电压V10和二次侧端子电压V20的大小关系无关，一次侧通流率指令VREF1和二次侧通流率指令VREF2得到最佳调整，耦合电抗器电流IL与耦合电抗器电流指令IL*一致。由于耦合电抗器电流指令IL*不足±1000A，因此没有被限幅器70a限制而动作。可知其结果是耦合部功率PL在整个区域中与功率指令P*一致。
特别是可以确认，当一次侧端子电压V10和二次侧端子电压V20相等时的、一次侧通流率指令VREF1和二次侧通流率指令VREF2的最大值，为用通流率增益GREF设定的0.9附近，从而可知，是可以避免开关元件11a～12b以超过其限度的窄脉宽进行动作的结构。
还有，通流率增益GREF也可以在动作中的任意时刻变更为任意值。
例如，考虑的办法是，当一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2之差足够大时，设定GREF为1.0，
只有在一次侧通流率指令VREF1和二次侧通流率指令VREF2增加、一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2之差变小的情况下，才将通流率增益GREF变为0.9等。
通过这样变更通流率增益GREF，
当一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2之差足够大时，由于一次侧变换部1a或二次侧变换部1b中的任一个的通流率指令为1.0，因此，该变换部的上臂侧侧开关元件或下臂侧侧开关元件可以维持导通状态、或闭合状态，停止开关动作。从而可以降低开关损耗。
还有，当一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2之差变小时，通过将通流率增益GREF的值变更为不使开关元件11a～12b以超过其限度的窄脉宽进行动作的值，可以避免开关元件11a～12b以超过其限度的窄脉宽进行动作，从而可以正确输出与栅极信号一致的脉冲宽度，其结果是可以避免耦合电抗器电流IL与耦合电抗器电流指令IL*产生微小误差等的控制性能的劣化。
实施形态8
以下，一边参照附图，一边对本发明实施形态8的双向升降压DCDC转换器装置的结构进行详细说明。另外，以下仅说明与本发明实施形态1的双向升降压DCDC转换器装置的结构的不同点。
图43是表示本发明实施形态8中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图，控制部30h具有以下所示特征。
图44是表示本发明实施形态8中的、控制部30h的结构例的图。从通流率指令生成部34c输出的信号变为VREF，还有，通流率指令生成部34c和栅极信号生成部35b具有以下所示特征。
图45是表示本发明实施形态8中的、通流率指令生成部34c的结构例的图。
虽然未图示，但也可以是对加法器232等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图45所示，首先用加法器232获得一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2之和。然后，用除法器230将二次侧电容电压V2除以上述一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2之和，从而求出二次侧电容电压V2、与一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2之和的比V2/(V1+V2)。将此作为对一次侧、二次侧变换部1a、1b共用的基本通流率指令VREF0。
这里，用加法器231对上述基本通流率指令VREF0加上电流误差DIL，将所得的值作为对一次侧、二次侧变换部1a、1b共用的通流率指令VREF。
图46是表示本发明实施形态8中的、栅极信号生成部35b的结构例的图。
虽然未图示，但也可以是对比较器240的输入、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
首先在载波信号生成部241，生成取值为0～1的载波信号CAR。作为载波信号CAR，合适的有三角波、锯齿波等。
然后，在比较器240、反转电路242，根据上述通流率指令VREF与载波信号CAR的大小关系，按下述逻辑决定各开关元件11a～12b的栅极信号G1a～G2b的开关。
这里，VREF>CAR时，一次侧变换部1a的开关元件11a的栅极信号G1a为导通，开关元件12a的栅极信号G2a为闭合。同时二次侧变换部1b的开关元件12b的栅极信号G2b为导通，开关元件11b的栅极信号G1b为闭合。
当VREF<CAR时，一次侧变换部1a的开关元件11a的栅极信号G1a为闭合，开关元件12a的栅极信号G2a为导通。同时二次侧变换部1b的开关元件12b的栅极信号G2b为闭合，开关元件11b的栅极信号G1b为导通。
利用上述构成，当一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2相等时，通流率指令VREF为0.5，开关元件11a和12a、开关元件11b和12b的开关占空比分别为50％。
另一方面，当一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2不相同时，根据其比例，开关元件11a和12a、开关元件11b和12b的开关占空比，分别以50％为中心而增减。
通过这样的动作，由于即使是一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2之差变小的情况下，也可以避免开关元件11a～12b以超过其限度的窄脉宽进行动作，从而开关元件11a～12b可以正确输出与所提供的栅极信号一致的脉冲宽度，其结果是可以避免耦合电抗器电流IL与耦合电抗器电流指令IL*产生微小误差等的控制性能的劣化。
图47～图49是表示双向升降压DCDC转换器的动作波形的仿真结果的图，该双向升降压DCDC转换器应用了本发明实施形态8中的、控制部30h的结构。
图47(a)是表示一次侧端子电压V10和二次侧端子电压V20的图，图47(b)是表示通流率指令VREF的图，图48(c)是表示耦合电抗器电流指令IL*的图，图48(d)是表示耦合电抗器电流IL的图，图49(e)是表示功率指令P*的图，图49(f)是表示耦合部功率PL的图。
图47～图49是，
将使一次侧端子电压V10在400V～800V之间以2Hz的斜坡变化的电压源作为一次侧电源2a连接、将初始电压为600V的大容量电容器作为二次侧电源2b连接、使功率指令P*在±500KW的范围内以1Hz的斜坡变化时的动作波形。另外，通过设定限幅器70a为±2000A，限制耦合电抗器电流指令IL*在±2000A以内。与一次侧端子电压V10和二次侧端子电压V20的大小关系无关，通流率指令VREF得到最佳调整，耦合电抗器电流IL与耦合电抗器电流指令IL*一致。由于耦合电抗器电流指令IL*不足±2000A，因此没有被限幅器70a限制而动作。可知其结果是耦合部功率PL在整个区域中与功率指令P*一致。
还能确认，当一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2相等时，通流率指令VREF为0.5，当一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2不相同时，根据其比例，通流率指令VREF以50％为中心而增减。从而可知，是可以避免开关元件11a～12b以超过其限度的窄脉宽进行动作的结构。
实施形态9
以下，一边参照附图，一边对本发明实施形态9的双向升降压DCDC转换器装置的结构进行详细说明。另外，本实施形态9的结构以实施形态8的结构为基础。以下仅说明与本发明实施形态8的双向升降压DCDC转换器装置的结构的不同点。
图50是表示本发明实施形态9中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图，具有省略了检测耦合部电压VL的电压检测器6的特征，控制部30i具有以下所示特征。
图51是表示本发明实施形态9中的、控制部30i的结构例的图。
如图51所示，其特征在于，将利用乘法器37d运算的、通流率指令VREF和一次侧电容电压V1之积，
和通过乘法器37e运算的、经减法器39a从1.0中减去通流率指令VREF的值和二次侧电容电压V2之积，用加法器38a作加法运算，再将用乘法器37f乘以0.5后的值，用作为耦合部电压VL。
利用上述构成，可以省略检测耦合部电压VL的电压检测器6，从而使得DCDC转换器装置构成为更小型、更轻量。
实施形态10
以下，一边参照附图，一边对本发明实施形态10的双向升降压DCDC转换器装置的结构进行详细说明。另外，以下仅说明与本发明实施形态1的双向升降压DCDC转换器装置的结构的不同点。
图52是表示本发明实施形态10中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图，控制部30j具有以下所示特征。
图53是表示本发明实施形态10中的、控制部30j的结构例的图。从通流率指令生成部34d输出的信号变为VREF，通流率指令生成部34d和栅极信号生成部35c具有以下所示特征。
图54是表示本发明实施形态10中的、通流率指令生成部34d的结构例的图。
虽然未图示，但也可以是对加法器252等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图54所示，用加法器252获得一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2之和。然后，用除法器250将一次侧电容电压V1除以一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2之和，从而求出一次侧电容电压V1、与一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2之和的比V1/(V1+V2)。将此作为对一次侧、二次侧变换部1a、1b共用的基本通流率指令VREF0。
这里，用加法器251对上述基本通流率指令VREF0加上电流误差DIL，将所得的值作为对一次侧、二次侧变换部1a、1b共用的通流率指令VREF。
图55是表示本发明实施形态10中的、栅极信号生成部35c的结构例的图。
虽然未图示，但也可以是对比较器260的输入、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
首先在载波信号生成部261，生成取值为0～1的载波信号CAR。作为载波信号CAR，合适的有三角波、锯齿波等。
然后，在比较器260、反转电路262，根据上述通流率指令VREF与载波信号CAR的大小关系，按下述逻辑决定各开关元件11a～12b的栅极信号G1a～G2b的开关。
这里，VREF>CAR时，一次侧变换部1a的开关元件11a的栅极信号G1a为闭合，开关元件12a的栅极信号G2a为导通。同时二次侧变换部1b的开关元件12b的栅极信号G2b为闭合，开关元件11b的栅极信号G1b为导通。
当VREF<CAR时，一次侧变换部1a的开关元件11a的栅极信号G1a为导通，开关元件12a的栅极信号G2a为闭合。同时二次侧变换部1b的开关元件12b的栅极信号G2b为导通，开关元件11b的栅极信号G1b为闭合。
利用上述构成，当一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2相等时，通流率指令VREF为0.5，开关元件11a和12a、开关元件11b和12b的开关占空比分别为50％。
另一方面，当一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2不相同时，根据其比例，开关元件11a和12a、开关元件11b和12b的开关占空比，分别以50％为中心而增减。
通过这样的动作，由于即使是一次侧电容电压V1和二次侧电容电压V2之差变小的情况下，也可以避免开关元件11a～12b以超过其限度的窄脉宽进行动作，从而开关元件11a～12b可以正确输出与所提供的栅极信号一致的脉冲宽度，其结果是可以避免耦合电抗器电流IL与耦合电抗器电流指令IL*产生微小误差等的控制性能的劣化。
实施形态11
以下，一边参照附图，一边对本发明实施形态11的双向升降压DCDC转换器装置的结构进行详细说明。另外，本实施形态11的结构以实施形态10的结构为基础。以下仅说明与本发明实施形态10的双向升降压DCDC转换器装置的结构的不同点。
图56是表示本发明实施形态11中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。具有省略了检测耦合部电压VL的电压检测器6的特征，控制部30k具有以下所示特征。
图57是表示本发明实施形态11中的、控制部30k的结构例的图。
如图57所示，其特征在于，将利用乘法器37g运算的、通流率指令VREF和二次侧电容电压V2之积，
和通过乘法器37h运算的、经减法器39b从1.0中减去通流率指令VREF的值和一次侧电容电压V1之积，用加法器38b作加法运算，再将用乘法器37i乘以0.5后的值，用作为耦合部电压VL。
利用上述构成，可以省略检测耦合部电压VL的电压检测器6，从而使得DCDC转换器装置构成为更小型、更轻量。
实施形态12
以下，一边参照附图，一边对本发明实施形态12的双向升降压DCDC转换器装置的结构进行详细说明。另外，以下仅说明与本发明实施形态1的双向升降压DCDC转换器装置的结构的不同点。
图58是表示本发明实施形态12中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。其特征在于，省略了检测耦合电抗器电流IL的电流检测器4、和检测耦合部电压VL的电压检测器6，在一次侧变换部1a添加了检测一次侧开关电路电流I1的电流检测器7a，而且，控制部30m具有以下所示特征。
图59是表示本发明实施形态12中的、控制部30m的结构例的图。
与实施形态1比较，其特征在于，是对电流指令变换部31c输入一次侧电容电压V1的结构，来自电流指令变换部31c的输出信号是一次侧开关电路基本电流指令I10*，电流指令调整部32c的输出是一次侧开关电路电流指令I1*，是对电流控制部33b输入一次侧开关电路电流I1的结构，此外，电流指令换算部31c、电流指令调整部32c、电流控制部33b的结构具有以下所示特征。
图60是表示本发明实施形态12中的、电流指令变换部31c的结构例的图。
虽然未图示，但也可以是对除法器42的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图60所示，通过除法器42，将功率指令P*除以一次侧电容电压V1，生成一次侧开关电路基本电流指令I10*。
与实施形态1的结构比较，其不同点在于，输入一次侧电容电压V1来代替耦合部电压VL，输出一次侧开关电路基本电流指令I10*来代替耦合电抗器基本电流指令IL0*。
图61是表示本发明实施形态12中的、电流指令调整部32c的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对限幅器70c的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图61所示，在电流指令调整部32c，对于一次侧开关电路基本电流指令I10*，利用限幅器70c，将以电流指令上限值ILMTH和电流指令下限值ILMTL限制了上限和下限的值，作为一次侧开关电路电流指令I1*输出。
另外，由于限幅器70c的效果与实施形态1中的限幅器70a的效果相同，所以省略其说明。
与实施形态1的结构比较，其不同点在于，输入一次侧开关电路基本电流指令I10*来代替耦合电抗器基本电流指令IL0*，输出一次侧开关电路电流指令I1*来代替耦合电抗器电流指令IL*。
图62是表示本发明实施形态12中的、电流控制部33b的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对减法器202等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图62所示，用减法器202，生成一次侧开关电路电流指令I1*和一次侧开关电路电流I1的偏差，并将它输入到比例积分控制器203。作为比例积分控制器203的输出，得到电流误差DIL。
与实施形态1的结构比较，其不同点在于，输入一次侧开关电路电流指令I1*来代替耦合电抗器电流指令IL*，输出一次侧开关电路电流I1来代替耦合电抗器电流IL。
以上，实施形态12中所示的控制方法，是着眼于一次侧开关电路部功率P1，并进行控制，使其与功率指令P*一致。换言之，是将功率指令P*换算成与之对应的一次侧开关电路电流指令I1*，从而进行控制，使实际的一次侧开关电路电流I1与其一致。
再加一点说明，由于一次侧变换部1a、耦合部1c、二次侧变换部1b的损耗和一次侧电容13a、二次侧电容13b中储存的能量的变动很微小，而因此将它们忽略不计时，由于一次侧电源2a的输入输出功率P10、一次侧开关电路部功率P1、和二次侧电源2b的输入输出功率P20，以瞬时值为基准则相等，因此，通过控制一次侧开关电路部功率P1，可以控制一次侧电源2a和二次侧电源2b之间的功率流。
还有，前述中将一次侧变换部1a、耦合部1c、二次侧变换部1b的损耗作为十分微小而被忽略，但在这些损耗到不能忽略的程度而要求控制精度的用途中，虽然未图示，但通过设定功率指令P*或一次侧开关电路电流指令I1*为包括损耗(通常是DCDC转换器的输入输出的总功率的百分之几左右)的值，可以进一步提高功率流的控制精度。
另外，前述中将一次侧电容13a、二次侧电容13b中储存的能量变动作为十分微小而被忽略，但在这些变动到不能忽略的程度而要求控制精度的用途中，虽然未图示，但通过对应一次侧电容13a和二次侧电容13b中储存的能量的变动量，而调整功率指令P*或一次侧开关电路电流指令I1*，从而可以提高功率流的暂态控制精度。
还有，图59中，控制部30m是从外部输入功率指令P*而构成，但也可以是从外部向控制部30m输入相当于一次侧开关电路基本电流指令I10*、或一次侧开关电路电流指令I1*的信号而构成，来代替功率指令P*，在这种情况下，可以省略电流指令变换部31c和电流指令调整部32a。
利用这样构成，可以构筑基于一次侧开关电路电流I1的控制系统，由于可以省略耦合部1c的电压、电流检测器，从而可以扩大结构上的设计自由度。
实施形态13
以下，一边参照附图，一边对本发明实施形态13的双向升降压DCDC转换器装置的结构进行详细说明。另外，以下仅说明与本发明实施形态1的双向升降压DCDC转换器装置的结构的不同点。
图63是表示本发明实施形态13中的、双向升降压DCDC转换器装置的结构图。其特征在于，省略了检测耦合电抗器电流IL的电流检测器4、检测耦合部电压VL的电压检测器6，在二次侧变换部1b添加了检测二次侧开关电路电流I2的电流检测器7b，而且，控制部30n具有以下所示特征。
图64是表示本发明实施形态13中的、控制部30n的结构例的图。
与实施形态1比较，其特征在于，是对电流指令变换部31d输入二次侧电容电压V2的结构，来自电流指令变换部31d的输出信号是二次侧开关电路基本电流指令I20*，电流指令调整部32d的输出是二次侧开关电路电流指令I2*，是对电流控制部33c输入二次侧开关电路电流I2的结构，此外，电流指令换算部31d、电流指令调整部32d、电流控制部33c的结构具有以下所示特征。
图65是表示本发明实施形态13中的、电流指令变换部31d的结构例的图。
虽然未图示，但也可以是对除法器43的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图65所示，通过除法器43，将功率指令P*除以二次侧电容电压V2，生成二次侧开关电路基本电流指令I20*。
与实施形态1的结构比较，其不同点在于，输入二次侧电容电压V2来代替耦合部电压VL，输出二次侧开关电路基本电流指令I20*来代替耦合电抗器基本电流指令IL0*。
图66是表示本发明实施形态13中的、电流指令调整部32d的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对限幅器70d的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图66所示，在电流指令调整部32d，对于二次侧开关电路基本电流指令I20*，利用限幅器70d，将以电流指令上限值ILMTH和电流指令下限值ILMTL限制了上限和下限的值，作为二次侧开关电路电流指令I2*输出。
这里，限幅器70d的效果与实施形态1中的限幅器70a的效果相同，所以省略其说明。
与实施形态1的结构比较，其不同点在于，输入二次侧开关电路基本电流指令I20*来代替耦合电抗器基本电流指令IL0*，输出二次侧开关电路电流指令I2*来代替耦合电抗器电流指令IL*。
图67是表示本发明实施形态13中的、电流控制部33c的结构例的图。虽然未图示，但也可以是对减法器204等功能块的输入输出、插入低通滤波器等来除去不必要的频率成分而构成。
如图67所示，用减法器204，生成二次侧开关电路电流指令I2*和二次侧开关电路电流I2的偏差，并将它输入到比例积分控制器205。作为比例积分控制器205的输出，得到电流误差DIL。
与实施形态1的结构比较，其不同点在于，输入二次侧开关电路电流指令I2*来代替耦合电抗器电流指令IL*，输入二次侧开关电路电流I2来代替耦合电抗器电流IL。
以上，实施形态13中所示的控制方法，是着眼于通过二次侧开关电路10b的第一端子15b和第二端子16b的功率(以下记为二次侧开关电路部功率P2)，并进行控制，使其与功率指令P*一致。换言之，是将功率指令P*换算成与之对应的二次侧开关电路电流指令I2*，从而进行控制，使实际的二次侧开关电路电流I2与其一致。
再加一点说明，由于一次侧变换部1a、耦合部1c、二次侧变换部1b的损耗和一次侧电容13a、二次侧电容13b中储存的能量的变动很微小，而因此将它们忽略不计时，一次侧电源2a的输入输出功率P10、二次侧开关电路部功率P2、和二次侧电源2b的输入输出功率P20，以其瞬时值为基准则相等，因此，通过控制二次侧开关电路部功率P2，可以控制一次侧电源2a和二次侧电源2b之间的功率流。
还有，前述中将一次侧变换部1a、耦合部1c、二次侧变换部1b的损耗作为十分微小而被忽略，但在这些损耗到不能忽略的程度而要求控制精度的用途中，虽然未图示，但通过设定功率指令P*或二次侧开关电路电流指令I2*为包括损耗(通常是DCDC转换器的输入输出的总功率的百分之几左右)的值，可以进一步提高功率流的控制精度。
另外，前述中将一次侧电容13a、二次侧电容13b中储存的能量变动作为十分微小而被忽略，但在这些变动到不能忽略的程度而要求控制精度的用途中，虽然未图示，但通过对应一次侧电容13a和二次侧电容13b中储存的能量的变动量，而调整功率指令P*或二次侧开关电路电流指令I2*，从而可以提高功率流的暂态控制精度。
还有，图64中，控制部30n是从外部输入功率指令P*而构成，但也可以是从外部向控制部30n输入相当于二次侧开关电路基本电流指令I20*、或二次侧开关电路电流指令I2*的信号而构成，来代替功率指令P*，在这种情况下，可以省略电流指令变换部31d和电流指令调整部32d。
利用这样构成，可以构筑基于二次侧开关电路电流I2的控制系统，由于可以省略耦合部1c的电压、电流检测器，从而可以扩大结构上的设计自由度。
上述实施形态1～13是本发明实施形态及其结构的一个例子，并不限于此，即使将其中一部分进行组合、或者与公知的技术组合、或者在不损害其物理意义的范围内对结构进行变形，不用说也可以实施本发明的内容。
实施形态14
图68是表示本发明实施形态14中的、双向升降压DCDC转换器装置的应用例的图。
如图68所示，是一种铁路车辆驱动控制系统，该控制系统利用从架线280和轨道284经过受电弓281输入输出的功率、与利用实施形态1～13中说明的内容所构成的双向升降压DCDC转换器装置285进行了最佳调整的来自功率存储器件286的功率之和，通过驱动控制用逆变器装置282，对电动机283进行驱动。
这里，双向升降压DCDC转换器装置285在车辆动力行驶时等适当的时刻，使得功率存储器件186的功率适量放出那样进行动作，反之在车辆制动时等适当的时刻，使功率存储器件286吸收适量的功率那样进行动作。
利用这样的构成，可以实现车辆的再生能量的有效充分利用。
本发明实施形态14中的双向升降压DCDC转换器装置285为了实现与从驱动控制用逆变器装置282输入的功率指令P*一致的功率流，以实施形态1～13中所示的方法进行控制。功率指令P*也可以从驱动控制用逆变器装置282以外的装置(例如车辆信息管理装置，未图示。)输入。还具有向驱动控制用逆变器装置282传送动作状态的功能，但也可以向驱动控制用逆变器装置282以外的装置(例如车辆信息管理装置，未图示。)传送。
另外，不用说也可以是以下结构，即对双向升降压DCDC转换器装置285输入前述一次侧开关电路电流指令I1*、前述二次侧开关电路电流指令I2*、前述耦合电抗器电流指令IL*等，来代替功率指令P*。
利用这样构成，可以一边设定功率存储器件286的端子电压为最佳值，而与架线280的电压无关，一边进行双向的功率控制。由此，也可以提高功率存储器件286的电压，以高于架线280的电压，可以降低双向升降压DCDC转换器装置285、和功率存储器件286的电流，从而可以构筑更加小型轻量、高效率的铁路车辆驱动控制系统。
实施形态15
图69是表示本发明实施形态15中的、双向升降压DCDC转换器装置的应用例的图。
如图69所示，在通过与架线280和轨道284连接的直流电源装置287、对车辆288提供功率的电气铁路供电系统中，是通过与架线280和轨道284连接的、实施形态1～13的双向升降压DCDC转换器装置285，具有向架线280侧放出功率存储器件286的功率、或反之从架线280侧吸收功率的功能的电气铁路供电系统。
这里，双向升降压DCDC转换器装置285在例如架线280的电压下降时，使得功率存储器件286的功率适量放出那样进行动作，反之在架线280的电压上升时，使功率存储器件286吸收适量的功率那样进行动作。
另外，也可以实施控制，来实现与来自系统控制装置289的功率指令P*一致的功率流。
利用这样的构成，可以抑制架线280的电压变动，实现车辆的再生能量的有效充分利用。
另外，不用说也可以是以下结构，即对双向升降压DCDC转换器装置285输入前述一次侧开关电路电流指令I1*、前述二次侧开关电路电流指令I2*、前述耦合电抗器电流指令IL*等，来代替功率指令P*。
利用本发明实施形态15中的双向升降压DCDC转换器装置285，可以一边设定功率存储器件286的端子电压为最佳值，而与架线电压无关，一边进行双向的功率控制。由此，也可以提高功率存储器件286的电压，以高于架线280的电压，可以降低双向升降压DCDC转换器装置285、和功率存储器件286的电流，从而可以构筑更加小型轻量、高效率的电气铁路供电系统。
实施形态14、15仅仅是表示双向升降压DCDC转换器装置的应用例的一个例子，但并不限于此，不用说也可以与公知的技术组合，应用到升降机驱动装置、混合动力汽车、电动汽车、直流电源装置等使用直流功率的各种领域。

Claims (17)

1.一种双向升降压DCDC转换器装置，是在一次侧电源和二次侧电源这两个直流电压源之间、双向地供给直流功率的双向升降压DCDC转换器装置，其特征在于，具备：
与一次侧电源的输入输出端子连接、进行所述一次侧电源的功率变换动作的一次侧变换部；
与二次侧电源的输入输出端子连接、进行所述二次侧电源的功率变换动作的二次侧变换部；
连接所述一次侧变换部和所述二次侧变换部的耦合部；以及
控制部，向所述控制部输入来自所述一次侧变换部、所述二次侧变换部、以及所述耦合部的信号，所述控制部对所述一次侧变换部和所述二次侧变换部进行控制使该信号与指令值一致。
2.如权利要求1所述的双向升降压DCDC转换器装置，其特征在于，
一次侧变换部具备：
串联连接两个开关元件的一次侧开关电路；
与所述一次侧开关电路并联连接的一次侧电容；以及
检测所述一次侧电容的电压、并向所述控制部输出的第1电压检测器，
二次侧变换部具备：
串联连接两个开关元件的二次侧开关电路；
与所述二次侧开关电路并联连接的二次侧电容；以及
检测所述二次侧电容的电压、并向所述控制部输出的第2电压检测器，
耦合部具备耦合电抗器和连接线。
3..如权利要求1或2所述的双向升降压DCDC转换器装置，其特征在于，
具备：检测流经所述耦合电抗器的电流、并向所述控制部输出的第1电流检测器，
控制部向所述一次侧变换部和所述二次侧变换部输出进行功率变换动作的控制信号，使得从所述第1电流检测器输入的信号与被提供的指令值一致。
4..如权利要求1或2所述的双向升降压DCDC转换器装置，其特征在于，具备：检测流经所述连接线的电流、并向所述控制部输出的第2电流检测器，
控制部向所述一次侧变换部和所述二次侧变换部输出进行功率变换动作的控制信号，使得从所述第2电流检测器输入的信号与指令值一致。
5.如权利要求1或2所述的双向升降压DCDC转换器装置，其特征在于，
将所述一次侧开关电路或所述二次侧开关电路的正极端子作为第1端子，
该双向升降压DCDC转换器装置具备：检测流经所述第1端子的电流、并向所述控制部输出的第3电流检测器，
控制部向所述一次侧变换部和所述二次侧变换部输出进行功率变换动作的控制信号，使得从所述第3电流检测器输入的信号与指令值一致。
6.如权利要求1或2所述的双向升降压DCDC转换器装置，其特征在于，
将所述一次侧开关电路的所述一次侧电源侧负极端子或所述二次侧开关电路的所述二次侧电源侧负极端子作为第2端子，
该双向升降压DCDC转换器装置具备：检测流经所述第2端子的电流、并向所述控制部输出的第4电流检测器，
控制部向所述一次侧变换部和所述二次侧变换部输出进行充放电动作的控制信号，使得从所述第4电流检测器输入的信号与指令值一致。
7.如权利要求1到6中的任意一项所述的双向升降压DCDC转换器装置，其特征在于，
控制部使用
从所述第1～第4中的任一个电流检测器输入的信号，以及
从所述第1、第2电压检测器输入的信号所获得的状态量，
向所述一次侧变换部和所述二次侧变换部输出进行功率变换动作的控制信号。
8.如权利要求1到6中的任意一项所述的双向升降压DCDC转换器装置，其特征在于，
在对所述控制部提供电流指令值时，控制部具备：
将所述电流指令值调整为与所述状态量相应的值的电流指令调整部；
生成所述电流指令调整部中调整的电流指令值与从所述第1～第4中的任一个电流检测器输入的信号的偏差的电流控制部；
根据所述电流控制部生成的偏差、与从所述第1、第2电压检测器输入的信号来生成所述开关元件的通流率指令的通流率指令生成部；以及
根据所述通流率指令生成部生成的所述通流率指令来生成所述开关元件的栅极信号的栅极信号生成部。
9.如权利要求1到6中的任意一项所述的双向升降压DCDC转换器装置，其特征在于，
在对所述控制部提供功率指令值时，控制部具备：
从所述功率指令值获得电流指令值的电流指令换算部；
将所述电流指令值调整为与所述状态量相应的值的电流指令调整部；
生成所述电流指令调整部中调整的电流指令值与从所述第1～第3中的任一个电流检测器输入的信号的偏差的电流控制部；
根据所述电流控制部生成的偏差、与从所述第1、第2电压检测器输入的信号来生成所述开关元件的通流率指令的通流率指令生成部；以及
根据所述通流率指令生成部生成的所述通流率指令来生成所述开关元件的栅极信号的栅极信号生成部。
10.如权利要求9所述的双向升降压DCDC转换器装置，其特征在于，
具有：检测所述耦合电抗器和所述连接线之间的电压的第3电压检测器。
11.如权利要求9或10所述的双向升降压DCDC转换器装置，其特征在于，
电流指令换算部根据所述功率指令值和从所述第1～第3中的任一个电压检测器输入的信号来生成电流指令值。
12.如权利要求8到10中的任意一项所述的双向升降压DCDC转换器装置，其特征在于，
电流指令调整部将所述电流指令值的上限和下限限制为任意值。
13.如权利要求8或9所述的双向升降压DCDC转换器装置，其特征在于，
电流控制部具备
对所述电流指令调整部中调整的电流指令值与从所述第1～第4中的任一个电流检测器输入的信号的偏差进行放大的比例积分控制器。
14.如权利要求8或9所述的双向升降压DCDC转换器装置，其特征在于，
通流率指令生成部生成：
控制所述一次侧开关电路的第1通流率指令；以及
控制所述二次侧开关电路的第2通流率指令。
15.如权利要求8或9所述的双向升降压DCDC转换器装置，其特征在于，
栅极信号生成部
对所述第1通流率指令、第2通流率指令和载波信号进行比较，
对所述一次侧开关电路的上臂侧开关元件以及下臂侧开关元件、和所述二次侧开关电路的上臂侧开关元件以及下臂侧开关元件，分别生成进行导通闭合的栅极信号。
16.一种电气铁路供电系统，其特征在于，具备：
将架线提供的功率作为驱动功率而对电动机进行供电的驱动控制用逆变器装置；
存储由所述架线供给的功率的功率存储器件；以及
设置于所述架线和所述功率存储器件之间、对所述架线和所述功率存储器件的功率进行双向控制的双向升降压DCDC转换器装置，
所述双向升降压DCDC转换器装置具备：
与一次侧电源的输入输出端子连接、进行所述一次侧电源的功率变换动作的一次侧变换部；
与二次侧电源的输入输出端子连接、进行所述二次侧电源的功率变换动作的二次侧变换部；
连接所述一次侧变换部和所述二次侧变换部的耦合部；以及
控制部，所述控制部输入来自所述一次侧变换部、所述二次侧变换部、以及所述耦合部的信号，而对所述一次侧变换部和所述二次侧变换部进行控制，使该信号与指令值一致。
17.如权利要求16所述的电气铁路供电系统，其特征在于，
该电气铁路供电系统的结构为：
将所述一次侧变换部的正极端子与受电弓、或驱动控制用逆变器装置的正极侧连接，
将所述一次侧变换部的负极端子与回流线电路、或所述驱动控制用逆变器装置的负极侧连接，
将所述二次侧变换部的正极端子与功率存储器件的正极侧连接，以及
将所述二次侧变换部的负极端子与功率存储器件的负极侧连接。
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