KR100737794B1 - Ｄｃ－ｄｃ 컨버터, ｄｃ－ｄｃ 컨버터의 제어 회로 및ｄｃ－ｄｃ 컨버터의 제어 방법 - Google Patents

Ｄｃ－ｄｃ 컨버터, ｄｃ－ｄｃ 컨버터의 제어 회로 및ｄｃ－ｄｃ 컨버터의 제어 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 면적의 증대를 억제하고 출력 전류의 대소에 상관없이 높은 변환 효율을 얻을 수 있는 DC-DC 컨버터를 제공하는 것을 목적으로 한다.
제어 회로(21)의 모드 제어 회로(35)는 출력 전압(Vout)에 기초하여 PWM 동작 모드와 선형 동작 모드 중 어느 것인지를 판단한다. 그리고 제어 회로(21)는 DC-DC 컨버터(12)를, PWM 동작 모드시에 제1 출력 트랜지스터(T1)와 제2 출력 트랜지스터(T2)를 상보적으로 온(ON)/오프(OFF) 동작시키는 스위칭 조정기로서 동작시킨다. 또한 제어 회로(21)는 DC-DC 컨버터(12)를, 선형 동작 모드시에 제2 출력 트랜지스터(T2)를 오프하고 제1 출력 트랜지스터(T1)의 온 저항치를 제어하는, 즉 선형 동작시키는 선형 조정기로서 동작시킨다.
DC-DC 컨버터, PWM 동작 모드, 선형 동작 모드, 스위칭 조정기

Description

ＤＣ－ＤＣ 컨버터, ＤＣ－ＤＣ 컨버터의 제어 회로 및 ＤＣ－ＤＣ 컨버터의 제어 방법{CONTROLLER FOR DC-DC CONVERTER AND METHOD FOR CONTROLLING DC-DC CONVERTER}
도 1은 제1 실시 형태의 DC-DC 컨버터의 블록도.
도 2는 제1 실시 형태의 모드 제어 회로의 블록도.
도 3은 삼각파 발진기의 회로도.
도 4는 전자 기기의 블록도.
도 5는 제2 실시 형태의 DC-DC 컨버터의 블록도.
도 6은 제2 실시 형태의 모드 제어 회로의 블록도.
도 7은 제3 실시 형태의 DC-DC 컨버터의 블록도.
도 8은 다른 삼각파 발진기의 회로도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
21, 21a, 35a, 71: 제어 회로
31: 오차 증폭기
32: PWM 비교기
33, 36, 75: 발진기
33b, 36b, 80: 삼각파 발진기
35, 35a: 모드 제어 회로
C1: 평활용 컨덴서
DH, DL: 제어 신호
IL: 출력 전류
L1: 초크 코일
T1: 제1 출력 트랜지스터
T2: 제2 출력 트랜지스터
SM, SM1 내지 SM3: 모드 제어 신호
SS: 삼각파 신호
Vout: 출력 전압
S1a, S1b: 오차 신호
Vin: 입력 전압
Vr1, Vr2: 기준 전압
본 발명은 DC-DC 컨버터, DC-DC 컨버터의 제어 회로 및 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 관한 것이다.
최근 휴대형 전자 기기가 많이 이용되고 있다. 휴대 기기는 구동 전원으로서 전지가 탑재되어 있다. 전지의 출력 전압은 기기의 사용이나 방전에 의해 저하되기 때문에 전자 기기에는 전지의 전압을 일정 전압으로 변환하는 직류 전압 변환 회로(DC-DC 컨버터)가 마련된다. DC-DC 컨버터의 변환 효율은 전지에 의해 가동되는 전자 기기의 가동 시간에 영향을 끼친다. 전자 기기는 그 때마다의 동작에 따라 필요로 하는 전류량이 다르기 때문에 전류량이 변화되더라도 변환 효율이 좋은 DC-DC 컨버터 및 DC-DC 컨버터의 제어 회로가 요구되고 있다.
종래, 휴대형 전자 기기는 구동 전원으로서 전지가 탑재되어 있다. 전지의 출력 전압은 기기의 사용이나 방전에 의해 저하되기 때문에 전자 기기에는 전지의 전압을 일정 전압으로 변환하는 직류 전압 변환 회로(DC-DC 컨버터)가 마련되어 있다. 휴대형 전자 기기에는 소형이며 변환 효율이 좋은 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터(이하, 스위칭 조정기라고 함)가 이용되고 있다. 스위칭 조정기는 PWM(펄스 폭 변조: pulse width modulation) 방식의 조정기이며, 메인 스위칭 트랜지스터를 구동하는 펄스 신호의 펄스 폭을 출력 전압 또는 출력 전류에 따라 제어함으로써 출력 전압을 거의 일정하게 유지한다.
그런데, 전지에 의해 가동하는 전자 기기는 전지를 길게 유지시키기 위해, 즉 전자 기기의 가동 시간을 길게 하기 위해 소비 전류를 낮게 억제하는 경우가 있다. 그러나 PWM 방식의 스위칭 조정기는 이러한 저부하시에서의 전압 변환 효율이 매우 낮다. 이것은 이하의 이유에 의한다.
스위칭 조정기의 전력 손실은 트랜지스터의 온 저항 등의 출력 전류에 의존하는 손실과, 메인 스위칭 트랜지스터의 온/오프에서의 손실이나 트랜지스터 조정기 자신의 소비 전력 등의 출력 전류에 의존하지 않는 고정 손실이 있다. 출력 전 류가 많은(입력 전류와 출력 전류의 차가 작음) 경우, 그 출력 전류에 의존하는 손실도 커지지만 고정 손실은 일정하기 때문에 스위칭 조정기 전체의 변환 효율은 외관상 나쁘지는 않다. 그러나 출력 전류가 적어지면(입력 전류와 출력 전류의 차가 큼) 그 출력 전류에 의존하는 손실에 대하여 고정 손실의 비율이 많아지기 때문에 변환 효율이 저하한다.
스위칭 조정기의 고정 손실은 메인 스위칭 트랜지스터의 온/오프에서의 손실이나 트랜지스터 조정기 자신의 소비 전력 등이며, 이들 손실은 스위칭의 주파수에 비례한다. 이 때문에 스위칭의 주파수를 낮춤으로써 전력 손실을 저감하는 방법이 있다. 그러나 이 방법에서는 출력 전압의 리플(ripple)이 증가한다.
이 때문에, 예컨대 특허문헌 1에는 스위칭 조정기와 선형 조정기를 구비하고, 양 조정기를 부하 전류에 의해 전환하여 사용하는 전원 시스템이 개시되어 있다. 선형 조정기의 손실은 입력 전압과 출력 전압의 차에 의해 결정되고 입력 전류와 출력 전류의 차에 따르지 않는다. 이 때문에 선형 조정기는 저부하시에서 높은 변환 효율을 실현할 수 있다.
[특허문헌 1] 일본 특허 공개 제2003-9515호 공보
그러나 상기 특허문헌 1에 개시된 전원 시스템에서는 각각 독립적으로 동작하는 스위칭 조정기와 선형 조정기를 구비하고 있다. 또한 이 전원 시스템을 실제로 전자 기기에 탑재하는 경우, 부하 전류의 대소를 판별하는 판별 회로나 전환 제어 회로가 필요하다. 이 때문에 시스템 전체의 면적이 커져 이 전원 시스템을 탑재 하는 칩의 면적의 증대, 나아가서는 전자 기기의 대형화를 초래한다고 하는 문제가 있었다.
본 발명은 상기 문제점을 해결하기 위해서 이루어진 것으로 그 목적은 면적의 증대를 억제하고 출력 전류의 대소에 상관없이 높은 변환 효율을 얻을 수 있는 DC-DC 컨버터, DC-DC 컨버터의 제어 회로 및 DC-DC 컨버터의 제어 방법을 제공하는 것에 있다.
상기 목적을 달성하기 위해서 청구항 1, 청구항 7, 청구항 9에 기재한 발명에서는, 출력 전력에 기초하여 제1 동작 모드와 제2 동작 모드 중 어느 하나가 판단된다. 그리고 DC-DC 컨버터는 제1 동작 모드시에 제1 출력 트랜지스터와 제2 출력 트랜지스터를 상보적으로 온/오프 동작시키는 스위칭 조정기로서 동작한다. 또한 DC-DC 컨버터는 제2 동작 모드시에 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 제1 출력 트랜지스터를 선형 동작시키는 선형 조정기로서 동작한다. 따라서 DC-DC 컨버터는 출력 전력에 따라 스위칭 조정기 또는 선형 조정기로서 동작하기 때문에, 스위칭 조정기와 선형 조정기를 별개로 구비하는 구성에 비해 시스템 전체의 면적이 작아 면적의 증대를 억제할 수 있다. 또한, 출력 전력에 따라 스위칭 조정기 또는 선형 조정기로서 동작하기 때문에 출력 전력에 따라 변환 효율이 좋은 조정기로 해서 동작하면 좋으며, 출력 전류의 대소에 상관없이 높은 변환 효율을 얻을 수 있다.
청구항 2에 기재한 발명에서는, 모드 제어 회로는 출력 전력과 비교하는 기준치를 구비하고, 상기 출력 전력이 상기 기준치보다 클 때는 제1 동작 모드로 판 단하며, 상기 출력 전력이 상기 기준치보다 작을 때는 제2 동작 모드로 판단하고 그 판단 결과에 따른 모드 제어 신호를 생성한다. 따라서 제어 회로가 모드 제어 신호에 기초하여 제1 출력 트랜지스터와 제2 출력 트랜지스터를 동작시킴으로써 스위칭 조정기와 선형 조정기를 전환할 수 있다.
청구항 3, 청구항 6에 기재한 발명에서는, 삼각파 발진기 및 상기 PWM 비교기 중 적어도 한쪽을 모드 제어 신호에 기초해서 제2 동작 모드시에 동작을 정지함으로써 소비 전력을 저감하여 높은 변환 효율을 얻을 수 있다.
청구항 4, 청구항 8, 청구항 10에 기재한 발명에서는, 출력 전력에 기초하여 제1 동작 모드와 제2 동작 모드와 제3 동작 모드 중 어느 하나가 판단된다. 그리고 DC-DC 컨버터는, 제1 동작 모드시에 제1 출력 트랜지스터와 제2 출력 트랜지스터를 상보적으로 온/오프 동작시키는 제1 스위칭 조정기로서 동작한다. 또한, DC-DC 컨버터는, 제2 동작 모드시에 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 제1 출력 트랜지스터를 제1 동작 모드시보다 긴 간격으로 온/오프 제어하는 제2 스위칭 조정기로서 동작한다. 또한 DC-DC 컨버터는, 제2 동작 모드시에 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 제1 출력 트랜지스터를 선형 동작시키는 선형 조정기로서 동작한다. 따라서 DC-DC 컨버터는 출력 전력에 따라 스위칭 조정기 또는 선형 조정기로서 동작하기 때문에, 제1 스위칭 조정기, 제2 스위칭 조정기와 선형 조정기를 별개로 구비하는 구성에 비해 시스템 전체의 면적이 작아서 면적의 증대를 억제할 수 있다. 또한 출력 전력에 따라 제1 스위칭 조정기, 제2 스위칭 조정기 또는 선형 조정기로서 동작한다. 제2 스위칭 조정기에서는 제1 스위칭 조정기에 비해 제1 출력 트랜지스터의 온/오 프 주기가 길기 때문에, 즉 온/오프 주파수가 낮기 때문에 출력 전류가 낮은 영역에서 고정 손실이 적어 효율이 좋다. 또한 선형 조정기는 제1 스위칭 조정기, 제2 스위칭 조정기에 비해 출력 전류가 더 낮은 영역에서 손실이 적어 효율이 좋다. 따라서 출력 전력에 따라 변환 효율이 좋은 조정기로서 동작하면 좋으며, 출력 전류의 대소에 상관없이 높은 변환 효율을 얻을 수 있다.
청구항 5에 기재한 발명에서는, 모드 제어 회로는 출력 전력과 비교하는 제1 기준치와 제2 기준치를 구비한다. 모드 제어 회로는 출력 전력이 제1 기준치 및 제2 기준치보다 클 때는 제1 동작 모드로 판단하고, 출력 전력이 제1 기준치보다 작고 또한 제2 기준치보다 클 때는 제2 동작 모드로 판단하며, 출력 전력이 제1 기준치 및 제2 기준치보다 작을 때는 제3 동작 모드로 판단하여 그 판단 결과에 따른 모드 제어 신호를 생성한다. 따라서 제어 회로가 모드 제어 신호에 기초하여 제1 출력 트랜지스터와 제2 출력 트랜지스터를 동작시킴으로써 제1 스위칭 조정기, 제2 스위칭 조정기와 선형 조정기를 전환할 수 있다.
(제1 실시 형태)
이하, 본 발명을 구체화한 제1 실시 형태를 도면에 따라 설명한다.
도 4에 도시한 바와 같이 전자 기기(10)는 휴대형이며 내장하는 전지(11)의 전력에 의해 구동하도록 구성되어 있다. 전지(11)는 전원 회로로서의 DC-DC 컨버터(12)에 접속되어 있다. DC-DC 컨버터(12)에는 CPU 등의 내부 회로(13)가 접속되어 있다. DC-DC 컨버터(12)는 전지(11)로부터 입력되는 입력 전압(Vin)을, 내부 회로(13)를 동작시키기 위한 정전압인 출력 전압(Vout)으로 변환하여 상기 출력 전압 (Vout)을 출력한다.
DC-DC 컨버터(12)의 구성을 설명한다.
도 1에 도시하는 DC-DC 컨버터(12)는 전압 제어 모드형 DC-DC 컨버터이며, 제어 회로(21), 메인 스위칭용 트랜지스터로서의 출력 트랜지스터(T1), 동기 정류용 트랜지스터로서의 출력 트랜지스터(T2), 초크 코일(L1), 다이오드(D1), 평활용 컨덴서(C1)에 의해 구성되어 있다.
제어 회로(21)는 출력 트랜지스터(T1)의 게이트에 제어 신호(DH)를 공급하고 출력 트랜지스터(T2)의 게이트에 제어 신호(DL)를 공급한다. 출력 트랜지스터(T1)는 P 채널 MOS 트랜지스터이며, 소스에 입력 전압(Vin)이 공급되고 드레인이 출력 트랜지스터(T2)에 접속되어 있다. 출력 트랜지스터(T2)는 N 채널 MOS 트랜지스터이며, 소스가 저전위 전원(그라운드)에 접속되고 드레인이 출력 트랜지스터(T1)에 접속되어 있다. 출력 트랜지스터(T1)는 제어 신호(DH)에 응답하여 온/오프되고 출력 트랜지스터(T2)는 제어 신호(DL)에 응답하여 온/오프된다.
출력 트랜지스터(T1)의 드레인과 출력 트랜지스터(T2)의 드레인 사이의 접속점은 초크 코일(L1)의 제1 단자에 접속되고, 상기 초크 코일(L1)의 제2 단자는 부하로서의 내부 회로(13)(도 4 참조)에 접속되어 있다.
초크 코일(L1)의 제1 단자에는 다이오드(D1)의 캐소드가 접속되고 다이오드(D1)의 애노드는 그라운드에 접속되어 있다. 초크 코일(L1)의 제2 단자에는 출력 전압(Vout)을 평활화하는 평활용 컨덴서(C1)의 제1 단자가 접속되고 컨덴서(C1)의 제2 단자는 그라운드에 접속되어 있다. 초크 코일(L1)의 제2 단자에서의 전압, 즉 출력 전압(Vout)은 귀환 신호(FB)로서 제어 회로(21)의 입력측에 귀환된다.
제어 회로(21)에는 도시하지 않지만 입력 전압(Vin)이 전원 전압(Vcc)으로서 공급되고 제어 회로(21)는 전원 전압(Vcc)에 의해 동작하도록 구성되어 있다.
제어 회로(21)는 오차 증폭기(31), PWM 비교기(32), 발진기(33), 신호 제어 회로로서의 AND 회로(34), 모드 제어 회로(35), 저항(R1, R2), 기준 전원(e1), 선택 회로로서의 스위치(SW1)를 구비하고 있다.
귀환 신호(FB)는 제1 저항(R1)의 제1 단자에 공급되고 제1 저항(R1)의 제2 단자는 저항(R2)의 제1 단자에 접속되며 제2 저항(R2)의 제2 단자는 그라운드에 접속되어 있다. 제1 저항(R1) 및 제2 저항(R2)은 분압 회로를 구성하여 귀환 신호(FB)를 분압한 비교 전압(V1)를 생성한다. 그 비교 전압(V1)은 오차 증폭기(31)에 입력된다.
오차 증폭기(31)는 반전 입력 단자와 비반전 입력 단자를 구비하고, 반전 입력 단자에 비교 전압(V1), 즉 출력 전압(Vout)의 분압 전압이 입력되며, 비반전 입력 단자에는 기준 전원(e1)의 기준 전압(Vr1)이 입력된다. 오차 증폭기(31)는 비반전 출력 단자와 반전 출력 단자를 구비하고, 기준 전원(e1)의 전압과 비교 전압(V1)[출력 전압(Vout)의 분압 전압]의 비교 결과에 따라 기준 전원(e1)의 전압과 비교 전압(V1)의 차전압을 증폭한 상보(相補)의 오차 신호(S1a, S1b)를 출력한다. 본 실시 형태에서 제1 오차 신호(S1a)는 반전 입력 단자에 입력되는 비교 전압(V1)이 비반전 입력 단자에 입력되는 기준 전압(Vr1)보다 낮아지면 그 차전압에 따라 상승하고, 비교 전압(V1)이 기준 전압(Vr1)보다 높아지면 그 차전압에 따라 하강한 다. 제2 오차 신호(S1b)는 제1 오차 신호(S1a)와 반대로 변화된다.
오차 증폭기(31)로부터 출력되는 제1 오차 신호(S1a)는 PWM 비교기(32)에 공급된다. PWM 비교기(32)는 비반전 입력 단자와 반전 입력 단자를 가지고, 비반전 입력 단자에는 오차 증폭기(31)의 제1 오차 신호(S1a)가 입력되며, 반전 입력 단자에는 발진기(33)의 출력 신호가 입력된다. 발진기(33)는 사각파 발진기(33a)와 삼각파 발진기(33b)로 구성되어 있다. 사각파 발진기(33a)는 발진 동작하여 일정한 주파수를 갖는 펄스형의 신호(SP)를 발생한다. 삼각파 발진기(33b)는 발진 동작하여 일정한 주파수를 갖는 삼각형의 삼각파 신호(SS)를 발생한다. PWM 비교기(32)에는 삼각파 신호(SS)가 입력된다.
PWM 비교기(32)는, 오차 증폭기(31)의 제1 오차 신호(S1a)와 삼각파 발진기(33b)의 삼각파 신호(SS)를 비교하여 그 비교 결과에 따른 레벨을 갖는 신호(QL)를 반전 출력 단자로부터 출력한다. PWM 비교기(32)는 제1 오차 신호(S1a)의 전압이 삼각파 신호(SS)의 전압보다 클 때에 L 레벨의 신호(QL)를 출력하고, 제1 오차 신호(S1a)의 전압이 삼각파 신호(SS)의 전압보다 낮을 때에 H 레벨의 신호(QL)를 출력한다. 신호(QL)는 스위치(SW1)와 AND 회로(34)에 공급된다.
스위치(SW1)는 2개의 전환 단자(Ta, Tb)와 공통 단자(Tc)를 가지고, 제1 전환 단자(Ta)에는 신호(QL)가 공급되며 제2 전환 단자(Tb)에는 제2 오차 신호(S1b)가 공급된다. 스위치(SW1)의 공통 단자는 출력 트랜지스터(T1)의 게이트에 접속되어 있다. 스위치(SW1)는 후술하는 모드 제어 회로(35)로부터 공급되는 모드 제어 신호(SM)에 응답하여 공통 단자(Tc)를 제1 전환 단자(Ta)와 제2 전환 단자(Tb)로 전환하여 접속한다. 따라서 스위치(SW1)는 신호(QL)와 제2 오차 신호(S1b) 중 어느 한쪽을 선택하여 그 선택한 신호에 대응하는 제어 신호(DH)를 출력한다. 그리고 제어 신호(DH)는 출력 트랜지스터(T1)에 공급되고 상기 출력 트랜지스터(T1)는 제어 신호(DH)에 응답하여 동작한다.
AND 회로(34)는 2개의 입력 단자를 갖는 논리 회로이며 신호(QL)와 모드 제어 신호(SM)가 입력된다. AND 회로(34)의 출력 단자는 출력 트랜지스터(T2)의 게이트에 접속되어 있다. AND 회로(34)는 신호(QL)와 모드 제어 신호(SM)를 논리곱 연산한 결과를 갖는 제어 신호(DL)를 출력한다. 따라서 제어 신호(DL)는 신호(QL) 및 모드 제어 신호(SM)가 함께 H 레벨인 경우에는 H 레벨이며, 신호(QL)와 모드 제어 신호(SM) 중 적어도 한쪽이 L 레벨인 경우에는 L 레벨이다. 제어 신호(DL)는 출력 트랜지스터(T2)에 공급되고 상기 출력 트랜지스터(T2)는 제어 신호(DL)에 응답하여 온/오프된다.
모드 제어 회로(35)는, DC-DC 컨버터(12)의 출력 전력을 검출하여 상기 검출 결과에 따라 DC-DC 컨버터의 동작 모드를 변경하기 위한 모드 제어 신호(SM)를 출력한다. DC-DC 컨버터(12)의 동작 모드에는 PWM 동작 모드와 선형 동작 모드가 있다. PWM 동작 모드에서 DC-DC 컨버터(12)는 출력 트랜지스터(T1, T2)를 온/오프 제어하는 제어 신호(DH, DL)의 펄스 폭을 출력 전압(Vout)에 따라 변경하는 PWM 동작에 의해 입력 전압(Vin)을 출력 전압(Vout)으로 변환한다. 선형 동작 모드에서 DC-DC 컨버터(12)는 출력 트랜지스터(T2)를 오프하여 출력 트랜지스터(T1)의 게이트 전압을 제어하여 입력 전압(Vin)을 출력 전압(Vout)으로 변환한다.
즉, 모드 제어 회로(35)는 DC-DC 컨버터(12)를, 출력 트랜지스터(T1, T2)를 온/오프 제어하여 입력 전압(Vin)을 출력 전압(Vout)으로 변환하는 스위칭 조정기와, 출력 트랜지스터(T1)의 게이트 전압을 제어하여 입력 전압(Vin)을 출력 전압(Vout)으로 변환하는 선형 조정기로 전환하여 동작시킨다.
상술하면, 본 실시 형태의 모드 제어 회로(35)는 귀환 신호(FB)에 의해 출력 전압(Vout)의 전압을 검출하여 상기 검출 결과에 따른 모드 제어 신호(SM)를 출력한다. PWM 동작하고 있는 DC-DC 컨버터(12)로부터 부하인 내부 회로(13)에 출력 전압(Vout)을 공급하고 있는 경우, 그 부하가 가벼워지면, 즉 내부 회로(13)에서 필요로 하는 전류량이 적어지면, 출력 전압(Vout)이 상승한다. 이 때문에 모드 제어 회로(35)는 이 출력 전압(Vout)의 상승에 의해 부하가 가벼워진 것을 검출한다.
모드 제어 회로(35)는 출력 전압(Vout)과 소정의 기준 전압을 비교하고 상기 비교 결과에 기초하여 출력 전압(Vout)이 기준 전압보다 높을 때는 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)를 출력하고, 출력 전압(Vout)이 기준 전압보다 낮을 때는 L 레벨의 모드 제어 신호(SM)를 출력한다. 이 모드 제어 신호(SM)는 스위치(SW1)와 AND 회로(34)에 공급된다.
스위치(SW1)는 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 응답하여 공통 단자(Tc)를 제1 전환 단자(Ta)에 접속하고, 이 접속에 의해 신호(QL)와 실질적으로 동일한 레벨을 갖는 제어 신호(DH)를 출력한다. AND 회로(34)는 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 응답하여 신호(QL)와 실질적으로 동일한 레벨을 갖는 제어 신호(DL)를 출력한다. 즉, 제어 신호(DH)와 제어 신호(DL)는 신호(QL)에 의해 생성된다. 이 때문에 제어 신호(DH)가 공급되는 출력 트랜지스터(T1)와 제어 신호(DL)가 공급되는 출력 트랜지스터(T2)는 상보적으로 온/오프하고, DC-DC 컨버터(12)는 양 트랜지스터(T1, T2)의 온/오프에 따라 입력 전압(Vin)을 출력 전압(Vout)으로 변환하는 스위칭 조정기로서 동작한다.
한편, 스위치(SW1)는 L 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 응답하여 공통 단자(Tc)를 제2 전환 단자(Tb)에 접속하고, 이 접속에 의해 제2 오차 신호(S1b)와 실질적으로 동일한 레벨을 갖는 제어 신호(DH)를 출력한다. AND 회로(34)는, L 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 응답하여 L 레벨의 제어 신호(DL)를 출력한다. 이 때문에 제어 신호(DH)가 공급되는 출력 트랜지스터(T1)는 제어 신호(DH)에 따른 전류를 흘리고 제어 신호(DL)가 공급되는 출력 트랜지스터(T2)는 오프한다. 따라서 DC-DC 컨버터(12)는 출력 트랜지스터(T1)의 온 저항치를 제어하여 입력 전압(Vin)을 출력 전압(Vout)으로 변환하는 선형 조정기로서 동작한다.
다음에, 모드 제어 회로(35)의 구성을 설명한다.
도 2에 도시한 바와 같이, 모드 제어 회로(35)는 전압 비교기(41), 플립플롭 회로(이하, FF 회로)(42), 기준 전원(e2)을 구비하고 있다. 전압 비교기(41)의 비반전 입력 단자에는 귀환 신호(FB)가 입력되고 반전 입력 단자에는 기준치로서 기준 전원(e2)의 기준 전압(Vr2)이 입력되어 있다. 전압 비교기(41)는 귀환 신호(FB)의 전압과 기준 전압(Vr2)을 비교하여 그 비교 결과에 따른 신호 S11을 출력한다.
FF 회로(42)는 D형 플립플롭 회로이며, 데이터 입력 단자(D)에 신호 S11이 입력되고, 클록 입력 단자에 사각파 발진기(33a)로부터 출력되는 펄스형의 신호 (SP)가 입력된다. FF 회로(42)는 신호(SP)에 동기하여 신호 S11을 유지하고 상기 유지한 신호 S11과 실질적으로 동일한 레벨을 갖는 모드 제어 신호(SM)를 출력한다.
따라서 모드 제어 회로(35)는 기준 전압(Vr2)과 귀환 신호(FB)의 전압, 즉 기준 전압(Vr2)과 출력 전압(Vout)을 비교하여 상기 비교 결과에 기초하는 모드 제어 신호(SM)를 출력하는 동시에 상기 모드 제어 신호(SM)의 레벨을 유지한다.
상기한 바와 같이 구성된 모드 제어 회로(35)는, 출력 전압(Vout)이 기준 전압(Vr2)보다 높은 경우에는 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)를 출력하고, 출력 전압(Vout)이 기준 전압(Vr2)보다 낮은 경우에는 L 레벨의 모드 제어 신호(SM)를 출력한다.
또한, 도 1에 나타낸 바와 같이 모드 제어 신호(SM)는 PWM 비교기(32)와 발진기(33)에 공급된다. 발진기(33)를 구성하는 삼각파 발진기(33b)는, 도 3에 도시한 바와 같이 링 오실레이터(51)와 파형 정형 회로(52)를 구비하고 있다. 링 오실레이터(51)는 홀수 개(도면에서는 3개)의 인버터 회로를 링형으로 접속하여 구성되고 소정의 주파수를 갖는 신호를 출력한다. 파형 정형 회로(52)는 링 오실레이터(51)로부터 출력되는 신호를 삼각형 형상으로 정형하여 삼각파 신호(SS)를 출력한다. 링 오실레이터(51)와 파형 정형 회로(52)에는 스위치(SW2)를 통해 전원 전압(Vcc)이 공급되고, 그 스위치(SW2)는 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 온하며 L 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 오프한다. 따라서 모드 제어 신호(SM)가 H 레벨일 때, 즉 스위칭 동작 모드시에 링 오실레이터(51) 및 파형 정형 회로(52)에 전 원 전압(Vcc)이 공급되어 삼각파 발진기(33b)는 삼각파 신호(SS)를 생성한다. 한편 모드 제어 신호(SM)가 L 레벨일 때, 즉 선형 동작 모드시에 링 오실레이터(51) 및 파형 정형 회로(52)에 전원 전압(Vcc)이 공급되지 않기 때문에 삼각파 발진기(33b)에서 전력을 소비하지 않는다. 즉 선형 동작 모드시의 소비 전력이 저감된다. 또한, 도시하지 않지만 PWM 비교기(32)는, 링 오실레이터(51)와 동일하게, 비교기(32)를 구성하는 소자에 대하여 모드 제어 신호(SM)에 의해 전원 전압(Vcc)의 공급·정지가 제어가능하게 구성되어 있기 때문에, 이 PWM 비교기(32)에서의 전력 소비를 억제하여 선형 동작 모드시의 소비 전력을 저감할 수 있다.
다음에, 상기한 바와 같이 구성된 DC-DC 컨버터(12)의 작용을 설명한다.
도 4에 도시하는 전지(11)로부터 공급되는 입력 전압(Vin)은 전자 기기(10)의 사용이나 방전에 의해 저하된다. DC-DC 컨버터(12)의 모드 제어 회로(35)는, 귀환 신호(FB)의 전압, 즉 출력 전압(Vout)이 기준 전압(Vr2)보다 높을 때는 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)를 출력하고, 출력 전압(Vout)이 기준 전압(Vr2)보다 낮을 때는 L 레벨의 모드 제어 신호(SM)를 출력한다.
[모드 제어 신호(SM)가 H 레벨일 때]
발진기(33)는, H 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 발진 동작하여 삼각파 신호(SS)를 출력한다. PWM 비교기(32)는 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 동작하고, 삼각파 신호(SS)와 오차 증폭기(31)로부터 출력되는 제1 오차 신호(S1a)를 비교한 결과에 따른 신호(QL)를 출력한다. 스위치(SW1)는 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 공통 단자(Tc)를 제1 전환 단자(Ta)에 접속하고, PWM 비교기(32)로부 터 출력되는 신호(QL)를 제어 신호(DH)로서 출력 트랜지스터(T1)에 공급한다. AND 회로(34)는 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 PWM 비교기(32)로부터 출력되는 신호(QL)를 제어 신호(DL)로서 출력 트랜지스터(T2)에 공급한다. 따라서 출력 트랜지스터(T1, T2)는 상보적으로 온/오프한다.
출력 트랜지스터(T1)의 온 동작에 기초하여 출력 전압(Vout)이 상승한다. 출력 전압(Vout)은 평활용 컨덴서(C1)에 의해 평활된다. 출력 트랜지스터(T1)가 오프되면, 초크 코일(L1)에 축적되어 있는 에너지가 방출된다. 초크 코일(L1)에 축적된 에너지가 감소하고 출력 전압(Vout)이 저하하여, 저항(R1, R2)에 의한 비교 전압(V1)이 기준 전압(Vr1)보다 낮아지면, 출력 트랜지스터(T1)가 온 된다.
출력 전압(Vout)이 높아지면 오차 증폭기(31)의 출력 전압이 저하하여 출력 트랜지스터(T1)의 온 시간이 짧아지고, 출력 전압(Vout)이 낮아지면 오차 증폭기(31)의 출력 전압이 상승하여 출력 트랜지스터(T1)의 온 시간이 길어진다. 이와 같이 출력 트랜지스터(T1, T2)를 온/오프하는 스위칭 조정기로서 동작하여 출력 전압(Vout)이 기준 전압(Vr1)에 기초하는 일정 전압으로 유지된다.
[모드 제어 신호(SM)가 L 레벨일 때]
PWM 비교기(32) 및 발진기(33)는 L 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 전원 전압(Vcc)의 공급이 정지되어 동작을 정지한다. 스위치(SW1)는 L 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 공통 단자(Tc)를 제2 전환 단자(Tb)에 접속한다. 이에 따라 출력 트랜지스터(T1)에는 제2 오차 신호(S1b)가 제어 신호(DH)로서 공급된다. AND 회로(34)는 L 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 L 레벨의 제어 신호(DL)를 출력 트랜 지스터(T2)에 공급하고, 출력 트랜지스터(T2)는 L 레벨의 제어 신호(DL)에 의해 오프한다.
오차 증폭기(31)는 출력 전압(Vout)과 기준 전압(Vr1)의 차를 증폭하여 출력하기 때문에, 오차 증폭기(31)의 반전 출력인 제2 오차 신호(S1b)는 출력 전압(Vout)이 낮을수록 낮은 전압이 되고, 출력 전압(Vout)이 높고 기준 전압(Vr1)에 근접할수록 높은 전압이 된다.
제2 오차 신호(S1b)는 출력 트랜지스터(T1)의 게이트에 공급되고 있는, 출력 전압(Vout)이 하강하면 출력 트랜지스터(T1)의 게이트 전압도 하강한다. 출력 트랜지스터(T1)는 P 채널 MOS 트랜지스터이기 때문에 게이트 전압이 하강하면 온 저항치가 작아진다. 그 결과, 출력 트랜지스터(T1)의 온 저항에 의한 전압 강하가 감소하여 출력 전압(Vout)이 상승한다.
한편, 출력 전압(Vout)이 상승하면 오차 증폭기(31)의 반전 출력인 제2 오차 신호(S1b)의 전압도 상승하고 출력 트랜지스터(T1)의 게이트 전압이 상승한다. 출력 트랜지스터(T1)는 P 채널 MOS 트랜지스터이기 때문에 게이트 전압이 상승하면 온 저항치가 커진다. 그 결과, 출력 트랜지스터(T1)의 온 저항치에 의한 전압 강하가 증가하여 출력 전압(Vout)이 하강한다.
이와 같이 오차 증폭기(31)의 반전 출력인 제2 오차 신호(S1b)를 출력 트랜지스터(T1)의 게이트에 공급함으로써 DC-DC 컨버터(12)는 선형 조정기로서 동작하고 출력 전압(Vout)이 기준 전압(Vr1)에 기초하는 일정 전압으로 유지된다. 선형 조정기는 스위칭 동작을 수반하지 않기 때문에, 출력 전압(Vout)의 리플 전압을 매 우 낮게 억제할 수 있다. 또한 DC-DC 컨버터(12)의 오차 증폭기(31) 이외의 회로로서 PWM 비교기(32)와 삼각파 발진기(33b)의 동작을 정지시킨다. PWM 비교기(32)와 삼각파 발진기(33b)에서의 소비 전력은 DC-DC 컨버터(12)의 고정 손실이기 때문에 DC-DC 컨버터(12)의 제어 회로(21)에서의 고정 손실을 저감하는 일이 가능해진다.
이상 기술한 바와 같이 본 실시 형태에 따르면 이하의 효과를 나타낸다.
·제어 회로(21)의 모드 제어 회로(35)는 출력 전압(Vout)에 기초하여 PWM 동작 모드와 선형 동작 모드 중 어느 하나를 판단한다. 그리고 제어 회로(21)는 DC-DC 컨버터(12)를 PWM 동작 모드시에 제1 출력 트랜지스터(T1)와 제2 출력 트랜지스터(T2)를 상보적으로 온/오프 동작시키는 스위칭 조정기로서 동작시킨다. 또한 제어 회로(21)는 DC-DC 컨버터(12)를 선형 동작 모드시에 제2 출력 트랜지스터(T2)를 오프하고 제1 출력 트랜지스터(T1)의 온 저항치를 제어하는, 즉 선형 동작시키는 선형 조정기로서 동작시킨다. 따라서 DC-DC 컨버터(12)는 출력 전압(Vout)에 따라 스위칭 조정기 또는 선형 조정기로서 동작하기 때문에, 스위칭 조정기와 선형 조정기를 별개로 구비하는 구성에 비해 시스템 전체의 면적이 작아져 면적의 증대를 억제할 수 있다. 또한 출력 전압(Vout)에 따라 출력 전류가 많을 때는 스위칭 조정기로서 동작시키고, 출력 전류가 적을 때는 선형 조정기로서 동작시키는, 즉 출력 전압(Vout)에 따라 변환 효율이 좋은 조정기로서 동작함으로써 출력 전류의 대소에 상관없이 높은 변환 효율을 얻을 수 있다.
·모드 제어 회로(35)는 출력 전압(Vout)과 비교하는 기준 전압(Vr2)을 구비하고, 출력 전압(Vout)이 기준 전압(Vr2)보다 클 때는 PWM 동작 모드로 판단하며, 출력 전압(Vout)이 기준 전압(Vr2)보다 작을 때는 선형 동작 모드로 판단하여 그 판단 결과에 따른 모드 제어 신호(SM)를 생성한다. 따라서 제어 회로(21)가 모드 제어 신호(SM)에 기초하여 제1 출력 트랜지스터(T1)와 제2 출력 트랜지스터(T2)를 동작시킴으로써 스위칭 조정기와 선형 조정기를 전환할 수 있다.
·삼각파 발진기(33b) 및 PWM 비교기(32) 중 적어도 한쪽을 모드 제어 신호(SM)에 기초하여 선형 동작 모드시에 동작을 정지함으로써 소비 전력을 저감하여 높은 변환 효율을 얻을 수 있다.
(제2 실시 형태)
이하, 본 발명을 구체화한 제2 실시 형태를 도면에 따라 설명한다.
또한 설명의 편의상, 제1 실시 형태와 동일한 구성에 대해서는 동일한 부호를 붙여 그 설명을 일부 생략한다.
도 5에 도시한 바와 같이, 본 실시 형태의 DC-DC 컨버터(12a)는 제1 실시 형태와 마찬가지로 전압 제어 모드형 DC-DC 컨버터이다. 이 DC-DC 컨버터(12a)는 제1 실시 형태의 DC-DC 컨버터(12)와 치환된다. 즉, DC-DC 컨버터(12a)는 도 1에 도시하는 전지(11)로부터 입력되는 입력 전압(Vin)을, 내부 회로(13)를 동작시키기 위한 정전압인 출력 전압(Vout)으로 변환하여 상기 출력 전압(Vout)을 내부 회로(13)에 공급한다.
DC-DC 컨버터(12a)는 제어 회로(21a), 메인 스위칭용 트랜지스터로서의 출력 트랜지스터(T1), 동기 정류용 트랜지스터로서의 출력 트랜지스터(T2), 초크 코일(L1), 다이오드(D1), 평활용 컨덴서(C1)에 의해 구성되고 제1 실시 형태와 동일하 게 접속되어 있다.
제어 회로(21a)는, 오차 증폭기(31), PWM 비교기(32), 발진기(36), 신호 제한 회로로서의 AND 회로(34), 모드 제어 회로(35a), 저항(R1, R2), 기준 전원(e1), 선택 회로로서의 스위치(SW1)를 구비하고 있다. 발진기(36)는 사각파 발진기(36a)와 삼각파 발진기(36b)를 구비하고 있다.
모드 제어 회로(35a)는 DC-DC 컨버터(12a)의 출력 전력을 검출하여 상기 검출 결과에 따라 DC-DC 컨버터의 동작 모드를 변경하기 위한 복수의 모드 제어 신호(SM1 내지 SM3)를 출력한다. DC-DC 컨버터(12a)는 동작 모드로서 PWM 동작 모드와, PFM 동작 모드와, 선형 동작 모드를 갖고 있다. PWM 동작 모드는 출력 트랜지스터(T1, T2)를 PWM 제어에 의해 온/오프하여 입력 전압(Vin)을 출력 전압(Vout)으로 변환하는 스위칭 동작 모드이다. PFM 동작 모드는 PWM 동작 모드보다 낮은 주파수에서 출력 트랜지스터(T1, T2)를 온/오프하는 스위칭 동작 모드이다. 선형 동작 모드는 출력 트랜지스터(T2)를 오프하여 출력 트랜지스터(T1)의 게이트 전압을 제어하여 입력 전압(Vin)을 출력 전압(Vout)으로 변환하는 동작 모드이다. 모드 제어 회로(35a)는 DC-DC 컨버터(12a)의 출력 전력을 검출하고 상기 검출 결과에 기초하여 동작 모드에 따른 모드 제어 신호(SM1 내지 SM3)를 출력한다.
상술하면, 본 실시 형태의 모드 제어 회로(35a)는 귀환 신호(FB)에 의해 출력 전압(Vout)의 전압을 검출하여 상기 검출 결과에 따른 모드 제어 신호(SM1 내지 SM3)를 출력한다. PWM 동작 또는 PFM 동작하고 있는 DC-DC 컨버터(12a)로부터 부하인 내부 회로(13)(도 4 참조)에 출력 전압(Vout)을 공급하고 있는 경우, 그 부하가 가벼워지면, 즉 내부 회로(13)에서 필요로 하는 전류량이 적어지면, 출력 전압(Vout)이 상승한다. 이 때문에 모드 제어 회로(35a)는 이 출력 전압(Vout)의 상승에 의해 부하가 가벼워진 것을 검출한다.
도 6에 나타내는 바와 같이 모드 제어 회로(35a)는 전압 비교기(61, 62), 플립플롭 회로(이하, FF 회로)(63, 64), 기준 전원(e11, e12)을 구비하고 있다. 제1 및 제2 전압 비교기(61, 62)의 비반전 입력 단자에는 귀환 신호(FB)가 입력된다. 제1 전압 비교기(61)의 반전 입력 단자에는 제1 기준치로서 기준 전원(e11)의 제1 기준 전압(Vr11)이 입력되고, 제2 전압 비교기(62)의 반전 입력 단자에는 제2 기준치로서 기준 전원(e12)의 제2 기준 전압(Vr12)이 입력되어 있다. 제1 기준 전압(Vr11)은 제2 기준 전압(Vr12)보다 높게 설정되어 있다. 제1 전압 비교기(61)는 귀환 신호(FB)의 전압과 제1 기준 전압(Vr11)을 비교하여 그 비교 결과에 따른 신호 S21을 출력한다. 제2 전압 비교기(62)는 귀환 신호(FB)의 전압과 제2 기준 전압(Vr12)을 비교하여 그 비교 결과에 따른 신호 S22를 출력한다.
FF 회로(63, 64)는 D형 플립플롭 회로이며, 클록 입력 단자에 사각파 발진기(36a)로부터 출력되는 펄스형의 신호(SP)가 입력된다. FF 회로(63)의 데이터 입력 단자(D)에는 신호 S21이 입력되고, FF 회로(64)의 데이터 입력 단자(D)에는 신호 S22가 입력된다. 제1 FF 회로(63)는 신호(SP)에 동기하여 신호 S21을 유지하고, 상기 유지한 신호 S21과 실질적으로 동등한 레벨을 갖는 제1 모드 제어 신호(SM1)를 출력한다. 제2 FF 회로(64)는 신호(SP)에 동기하여 신호 S22를 유지하고, 상기 유지한 신호 S22와 실질적으로 동등한 레벨을 갖는 제3 모드 제어 신호(SM3)를 출력 한다. 제1 모드 제어 신호 및 제3 모드 제어 신호(SM1, SM3)는 논리 회로(65)에 입력된다. 논리 회로(65)는 제1 모드 제어 신호(SM1)의 반전 신호와 제3 모드 제어 신호(SM3)를 논리곱 연산하여 그 연산 결과를 논리 반전한 신호를 제2 모드 제어 신호(SM2)로서 출력한다.
따라서 모드 제어 회로(35a)는 소정의 제1 기준 전압(Vr11) 및 제2 기준 전압(Vr12)과, 출력 전압(Vout)을 비교하고 그 비교 결과에 기초하여 모드 제어 신호(SM1 내지 SM3)를 출력한다. 출력 전압(Vout)이 제1 기준 전압보다 높은 경우, 모드 제어 회로(35a)는 H 레벨의 제1 모드 제어 신호 내지 제3 모드 제어 신호(SM1 내지 SM3)를 출력한다. 출력 전압(Vout)이 제1 기준 전압 이하이며 또한 제2 기준 전압보다 높은 경우, 모드 제어 회로(35a)는 L 레벨의 제1 모드 제어 신호 및 제2 모드 제어 신호(SM1, SM2)와 H 레벨의 제3 모드 제어 신호(SM3)를 출력한다. 출력 전압(Vout)이 제2 기준 전압 이하인 경우, 모드 제어 회로(35a)는 L 레벨의 제1 모드 제어 신호 및 제3 모드 제어 신호(SM1, SM3)와 H 레벨의 제2 모드 제어 신호(SM2)를 출력한다.
제1 모드 제어 신호(SM1)는 정논리로서 PWM 동작 모드인 것을 나타내고, 제2 모드 제어 신호(SM2)는 부논리로서 PFM 동작 모드인 것을 나타내며, 제3 모드 제어 신호(SM3)는 부논리로서 선형 동작 모드인 것을 나타낸다. 제1 모드 제어 신호 내지 제3 모드 제어 신호(SM1 내지 SM3)는 발진기(36)에 공급되고, 제1 모드 제어 신호(SM1)는 AND 회로(34)에 공급되며, 제3 모드 제어 신호(SM3)는 스위치(SW1)에 공급된다.
스위치(SW1)는 H 레벨의 제3 모드 제어 신호(SM3)에 응답하여 공통 단자(Tc)를 제1 전환 단자(Ta)에 접속하고, 이 접속에 의해 신호(QL)와 실질적으로 동일한 레벨을 갖는 제어 신호(DH)를 출력한다. 한편, 스위치(SW1)는 L 레벨의 제3 모드 제어 신호(SM3)에 응답하여 공통 단자(Tc)를 제2 전환 단자(Tb)에 접속하고, 이 접속에 의해 제2 오차 신호(S1b)와 실질적으로 동일한 레벨을 갖는 제어 신호(DH)를 출력한다. 제3 모드 제어 신호(SM3)는 PWM 동작 모드 및 PFM 동작 모드시에 H 레벨이 되고 선형 동작 모드시에 L 레벨이 된다. 따라서 출력 트랜지스터(T1)에는 PWM 동작 모드 및 PFM 동작 모드시에 PWM 비교기(32)로부터 출력되는 신호 S2가 제어 신호(DH)로서 공급되고, 선형 동작 모드시에 오차 증폭기(31)로부터 출력되는 제2 오차 신호(S1b)가 제어 신호(DH)로서 공급된다.
AND 회로(34)는, H 레벨의 제1 모드 제어 신호(SM1)에 응답하여 신호(QL)와 실질적으로 동일한 레벨을 갖는 제어 신호(DL)를 출력하고, L 레벨의 제1 모드 제어 신호(SM1)에 응답하여 L 레벨의 제어 신호(DL)를 출력한다. 제1 모드 제어 신호(SM1)는 PWM 동작 모드시에 H 레벨이 되고, PFM 동작 모드 및 선형 동작 모드시에 L 레벨이 된다. 따라서 출력 트랜지스터(T2)는 PWM 동작 모드시에 제어 신호(DL)에 응답하여 온/오프하고, PFM 동작 모드 및 선형 동작 모드시에 오프한다. 또한, PWM 동작 모드에서 출력 트랜지스터(T1)에 공급되는 제어 신호(DH)와 출력 트랜지스터(T2)에 공급되는 제어 신호(DL)는 PWM 비교기(32)로부터 출력되는 신호 S2로부터 생성된다. 그리고 출력 트랜지스터(T1)는 P 채널 MOS 트랜지스터이며, 출력 트랜지스터(T2)는 N 채널 MOS 트랜지스터이다. 따라서 출력 트랜지스터(T1)와 출력 트랜 지스터(T2)는 PWM 동작 모드에서 상보적으로 온/오프한다.
따라서 DC-DC 컨버터(12a)는 PWM 동작 모드시에 출력 트랜지스터(T1)와 출력 트랜지스터(T2)를 상보적으로 온/오프하여 입력 전압(Vin)을 출력 전압(Vout)으로 변환하는 스위칭 조정기로서 동작한다. 또한 DC-DC 컨버터(12a)는 PFM 동작 모드시에 동기용의 출력 트랜지스터(T2)를 오프하고 출력 트랜지스터(T1)를 온/오프하여 입력 전압(Vin)을 출력 전압(Vout)으로 변환하는 스위칭 조정기로서 동작한다. 또한 DC-DC 컨버터(12a)는 출력 트랜지스터(T2)를 오프하고, 제2 오차 신호(S1b)에 의해 출력 트랜지스터(T1)의 온 저항치를 제어하여 입력 전압(Vin)을 출력 전압(Vout)으로 변환하는 선형 조정기로서 동작한다.
발진기(36)는 사각파 발진기(36a)와 삼각파 발진기(36b)를 구비하고 있다. 사각파 발진기(36a)는 발진 동작하여 일정한 주파수를 갖는 펄스형의 신호(SP)를 발생한다. 삼각파 발진기(36b)는 발진 동작하여 일정한 주파수를 갖는 삼각형의 삼각파 신호(SS)를 발생한다. 또한 사각파 발진기(36a)와 삼각파 발진기(36b)는 모드 제어 신호(SM1 내지 SM3)에 기초하여 발진 주파수를 변경하도록 구성되어 있다.
상술하면, 사각파 발진기(36a) 및 삼각파 발진기(36b)는 모드 제어 신호(SM1 내지 SM3)에 기초하여 PWM 동작 모드시에는 소정의 주파수의 신호(SP, SS)를 출력한다. 이 때의 발진 주파수는 출력 트랜지스터(T1, T2)의 온/오프에 의해 출력 전압(Vout)에 리플이 발생하지 않거나 혹은 매우 적도록 설정되어 있다. 또한, 사각파 발진기(36a) 및 삼각파 발진기(36b)는 PFM 동작 모드시에 상기한 소정의 주파수보다 낮은(예컨대 1/2) 주파수의 신호(SP, SS)를 출력한다. 이에 따라 단위 시간당 에 있어서의 출력 트랜지스터(T1, T2)의 온/오프 횟수, PWM 비교기(32), 발진기(36)의 동작 횟수가 PWM 동작 모드시에 비해 PFM 동작 모드시가 적어지기 때문에 전력 손실이 적어지고 소비 전력이 적어져 변환 효율이 향상된다.
또한 삼각파 발진기(36b)는 제1 실시 형태와 마찬가지로 모드 제어 신호(SM1 내지 SM3)에 기초하여 선형 동작 모드시에 발진을 정지하기 때문에 제어 회로(35a)에서의 소비 전력을 저감할 수 있다.
이상 기술한 바와 같이 본 실시 형태에 따르면 이하의 효과를 나타낸다.
·제어 회로(21a)의 모드 제어 회로(35a)는 출력 전압(Vout)에 기초하여 PWM 동작 모드와 PFM 동작 모드와 선형 동작 모드 중 어느 하나를 판단한다. 그리고 제어 회로(21a)는 DC-DC 컨버터(12a)를, PWM 동작 모드시에 제1 출력 트랜지스터(T1)와 제2 출력 트랜지스터(T2)를 상보적으로 온/오프 동작시키는 PWM 방식의 스위칭 조정기로서 동작시킨다. 또한 제어 회로(21a)는 DC-DC 컨버터(12a)를, PFM 동작 모드시에 제2 출력 트랜지스터(T2)를 오프하여 제1 출력 트랜지스터(T1)를 PWM 동작 모드보다 긴 주기로 온/오프시키는 PFM 방식의 스위칭 조정기로서 동작시킨다. 또한, 제어 회로(21)는 DC-DC 컨버터(12)를, 선형 동작 모드시에 제2 출력 트랜지스터(T2)를 오프하고 제1 출력 트랜지스터(T1)의 온 저항치를 제어하는, 즉 선형 동작시키는 선형 조정기로서 동작시킨다. 따라서 DC-DC 컨버터(12)는 출력 전압(Vout)에 따라 PWM 방식, PFM 방식의 스위칭 조정기 또는 선형 조정기로서 동작하기 때문에, 스위칭 조정기와 선형 조정기를 별개로 구비하는 구성에 비해 시스템 전체의 면적이 작아서 면적의 증대를 억제할 수 있다.
또한 출력 전압(Vout)에 따라 출력 전류가 많을 때는 PWM 방식의 스위칭 조정기로서 동작시키고, 출력 전류가 중 정도일 때는 PFM 방식의 스위칭 조정기로서 동작시키며, 출력 전류가 적을 때는 선형 조정기로서 동작시킨다. 따라서, 출력 전압(Vout)에 따라 변환 효율이 좋은 조정기로서 동작함으로써 출력 전류의 대소에 상관없이 높은 변환 효율을 얻을 수 있다.
·모드 제어 회로(35a)는 출력 전압(Vout)과 비교하는 기준 전압(Vr2)을 구비하고, 출력 전압(Vout)이 기준 전압(Vr2)보다 클 때는 PWM 동작 모드로 판단하며, 출력 전압(Vout)이 기준 전압(Vr2)보다 작을 때는 선형 동작 모드로 판단하여 그 판단 결과에 따른 모드 제어 신호(SM)를 생성한다. 따라서 제어 회로(21)가 모드 제어 신호(SM)에 기초하여 제1 출력 트랜지스터(T1)와 제2 출력 트랜지스터(T2)를 동작시킴으로써 스위칭 조정기와 선형 조정기를 전환할 수 있다.
·삼각파 발진기(36b) 및 PWM 비교기(32) 중 적어도 한쪽을 모드 제어 신호(SM1 내지 SM3)에 기초하여 선형 동작 모드시에 동작을 정지함으로써 소비 전력을 저감하여 높은 변환 효율을 얻을 수 있다.
(제3 실시 형태)
이하, 본 발명을 구체화한 제3 실시 형태를 도면에 따라 설명한다.
또한 설명의 편의상, 제1 실시 형태, 제2 실시 형태와 동일한 구성에 대해서는 동일한 부호를 붙여 그 설명을 일부 생략한다.
도 7에 나타내는 DC-DC 컨버터(70)는, 전류 제어 모드 방식의 DC-DC 컨버터이며, 제어 회로(71), 출력 트랜지스터(T1, T2), 초크 코일(L1), 평활용 컨덴서 (C1), 다이오드(D1), 전류 검출용 저항(Rs)으로 구성된다. 출력 전압(Vout)은 전류 검출용 저항(Rs)을 통하여 출력된다.
제어 회로(71)의 전압 증폭기(72)에는 전류 검출용 저항(Rs)의 양 단자 전압을 갖는 귀환 신호(CS, FB)가 입력된다. 전압 증폭기(72)는 전류 검출용 저항(Rs)에 흐르는 출력 전류에 기초하여 전류 검출용 저항(Rs)의 양 단자 사이에 발생하는 전압을 증폭하여 비교기(73)에 출력한다. 제어 회로(71)의 오차 증폭기(31)는 귀환 신호(FB)의 전압, 즉 출력 전압(Vout)을 저항(R1, R2)으로 분할한 전압과, 기준 전원(e1)의 출력 전압의 차전압을 증폭한 오차 신호(S1a, S1b)를 생성한다. 제1 오차 신호(S1a)는 비교기(73)에 공급되고 제2 오차 신호(S1b)는 스위치(SW1)에 공급된다.
비교기(73)는 전압 증폭기(72)의 출력 전압과 오차 증폭기(31)의 제1 오차 신호(S1a)의 전압을 비교하여, 전압 증폭기(72)의 출력 전압이 오차 증폭기(31)의 제1 오차 신호(S1a)의 전압보다 높을 때에 H 레벨의 출력 신호를 플립플롭 회로(이하, FF 회로)(74)의 리셋 단자(R)에 출력한다. 또한, 전압 증폭기(72)의 출력 전압이 오차 증폭기(31)의 제1 오차 신호(S1a)의 전압보다 낮을 때는 L 레벨의 출력 신호를 리셋 단자(R)에 출력한다.
FF 회로(74)의 세트 단자(S)에는 발진기(75)로부터 일정 주파수의 펄스 신호가 입력된다. FF 회로(74)는 세트 단자(S)에 H 레벨의 신호가 입력되면 반전 출력 단자(
Figure 112006025937310-pat00001
)로부터 L 레벨의 출력 신호(QL)를 출력하고, 리셋 단자(R)에 H 레벨의 신호가 입력되면, 반전 출력 단자(
Figure 112006025937310-pat00002
)로부터 H 레벨의 출력 신호(QL)를 출력한다.
상기 전압 증폭기(72)의 출력 전압은 모드 제어 회로(35)에 공급된다. 모드 제어 회로(35)는 전압 증폭기(72)의 출력 전압에 기초하여 모드 제어 신호(SM)를 출력한다. 전압 증폭기(72)의 출력 전압은 귀환 신호(CS, FB)의 차전압에 대응하고 있다. 즉 DC-DC 컨버터(70)의 출력 전류에 대응하고 있다. 따라서 모드 제어 회로(35)는 DC-DC 컨버터(70)의 출력 전류를 검출하여 상기 검출 결과에 따라 DC-DC 컨버터(70)의 동작 모드를 변경하기 위한 모드 제어 신호(SM)를 출력한다. 이 모드 제어 신호(SM)는 제1 실시 형태와 마찬가지로 스위치(SW1), AND 회로(34), 발진기(75)에 공급된다. 또한 도시하지 않지만, 제어 회로(71)는 도 2에 나타내는 사각파 발진기(33a)를 구비하고, 상기 사각파 발진기(33a)로부터 출력되는 신호(SP)에 의해 모드 제어 회로(35)가 동작하도록 구성되어 있다.
FF 회로(74)의 반전 출력 단자에는 스위치(SW1)와 AND 회로(34)가 접속되어 있다. 스위치(SW1)는 2개의 전환 단자(Ta, Tb)와 공통 단자(Tc)를 가지고, 제1 전환 단자(Ta)에는 신호(QL)가 공급되며, 제2 전환 단자(Tb)에는 제2 오차 신호(S1b)가 공급된다. 스위치(SW1)의 공통 단자는 출력 트랜지스터(T1)의 게이트에 접속되어 있다. 스위치(SW1)는 모드 제어 회로(35)로부터 공급되는 모드 제어 신호(SM)에 응답하여 공통 단자(Tc)를 제1 전환 단자(Ta)와 제2 전환 단자(Tb)로 전환하여 접속한다. 따라서 스위치(SW1)는 신호(QL)와 제2 오차 신호(S1b) 중 어느 한쪽을 선택하여 그 선택한 신호에 대응하는 제어 신호(DH)를 출력한다. 그리고 제어 신호(DH)는 출력 트랜지스터(T1)에 공급되고 상기 출력 트랜지스터(T1)는 제어 신호(DH)에 응답하여 동작한다.
AND 회로(34)는 2개의 입력 단자를 갖는 논리 회로이며, 신호(QL)와 모드 제어 신호(SM)가 입력된다. AND 회로(34)의 출력 단자는 출력 트랜지스터(T2)의 게이트에 접속되어 있다. AND 회로(34)는 신호(QL)와 모드 제어 신호(SM)를 논리곱 연산한 결과를 갖는 제어 신호(DL)를 출력한다. 따라서 제어 신호(DL)는 신호(QL) 및 모드 제어 신호(SM)가 함께 H 레벨인 경우에는 H 레벨이며, 신호(QL)와 모드 제어 신호(SM) 중 적어도 한쪽이 L 레벨인 경우에는 L 레벨이다. 제어 신호(DL)는 출력 트랜지스터(T2)에 공급되고, 상기 출력 트랜지스터(T2)는 제어 신호(DL)에 응답하여 온/오프된다.
발진기(75)는 제1 실시 형태의 삼각파 발진기(33b)와 마찬가지로 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 응답하여 발진 동작하여 소정 주파수의 펄스 신호(SP)를 출력하도록 구성되어 있다. 또한 FF 회로(74)는 제1 실시 형태의 PWM 비교기(32)와 마찬가지로 상기 FF 회로(74)를 구성하는 소자에 대하여 모드 제어 신호(SM)에 의해 전원 전압의 공급·정지가 제어 가능하게 구성되어 있다.
다음에 상기한 바와 같이 구성된 DC-DC 컨버터(70)의 작용을 설명한다.
도 4에 도시하는 전지(11)로부터 공급되는 입력 전압(Vin)은 전자 기기(10)의 사용이나 방전에 의해 저하된다. DC-DC 컨버터(70)의 모드 제어 회로(35)는 귀환 신호(FB)의 전압, 즉 출력 전압(Vout)이 기준 전압(Vr2)보다 높을 때는 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)를 출력하고, 출력 전압(Vout)이 기준 전압(Vr2)보다 낮을 때는 L 레벨의 모드 제어 신호(SM)를 출력한다.
[모드 제어 신호(SM)가 H 레벨일 때]
발진기(75)는 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 발진 동작하여 펄스형의 신호(SP)를 출력한다. FF 회로(74)는 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 동작한다. 스위치(SW1)는 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 공통 단자(Tc)를 제1 전환 단자(Ta)에 접속한다. AND 회로(34)는 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 FF 회로(74)의 출력 신호(QL)와 동상(同相)의 제어 신호(DL)를 출력한다.
따라서 제어 회로(71)는 발진기(75)의 출력 신호의 상승에 기초하여 일정 주기로 출력 트랜지스터(T1)를 온시킨다. 출력 트랜지스터(T1)가 온되면, 초크 코일(L1) 및 전류 검출용 저항(Rs)에 흐르는 전류(IL)가 증대하여 전압 증폭기(72)의 출력 전압이 상승한다. 그리고 전압 증폭기(72)의 출력 전압이 오차 증폭기(31)의 출력 전압보다 높아지면, FF 회로(74)의 리셋 단자(R)에 H 레벨의 신호가 출력되기 때문에 출력 트랜지스터(T1)가 오프되고 출력 트랜지스터(T2)가 온되어 초크 코일(L1)에 축적된 에너지가 출력된다.
상기와 같은 출력 트랜지스터(T1, T2)의 온·오프 동작시에 출력 전압(Vout)이 낮아지면, 오차 증폭기(31)의 출력 전압이 높아지고 비교기(73)의 출력 신호가 H 레벨이 되기까지의 시간이 길어지기 때문에 출력 트랜지스터(T1)의 온 시간이 길어진다. 또한, 출력 전압(Vout)이 높아지면, 오차 증폭기(31)의 출력 전압이 낮아져 비교기(73)의 출력 신호가 H 레벨이 되기까지의 시간이 짧아지기 때문에 출력 트랜지스터(T1)의 온 시간이 짧아진다. 이러한 동작에 의해 출력 트랜지스터(T1)는 발진기(75)의 출력 신호 주파수에 기초하여 일정 주기로 온 되고, 출력 트랜지스터(T1)가 오프되는 타이밍은 출력 전류(IL)의 증대에 기초하여 결정된다. 그리고 출 력 전압(Vout)의 고저에 기초하여 그 타이밍이 변화되어 출력 전압(Vout)이 일정하게 유지된다.
[모드 제어 신호(SM)가 L 레벨일 때]
발진기(75)와 FF 회로(74)는 L 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 동작을 정지한다. 스위치(SW1)는 L 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 공통 단자(Tc)를 제2 전환 단자(Tb)에 접속한다. AND 회로(34)는 L 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 L 레벨의 제어 신호(DL)를 출력한다.
따라서 제어 회로(71)는 출력 트랜지스터(T2)를 오프하고 출력 트랜지스터(T1)의 온 저항치를 제2 오차 신호(S1b)에 의해 제어한다. 즉 DC-DC 컨버터(12)는 선형 조정기로서 동작하고 출력 전압(Vout)이 기준 전압(Vr1)에 기초하는 일정 전압으로 유지된다. 선형 조정기는 스위칭 동작을 수반하지 않기 때문에, 출력 전압(Vout)의 리플 전압을 매우 낮게 억제할 수 있다. 또한, DC-DC 컨버터(70)의 오차 증폭기(31)와 전압 증폭기(72) 이외의 회로로서 FF 회로(74)와 발진기(75)의 동작을 정지시킨다. FF 회로(74)와 발진기(75)에서의 소비 전력은 DC-DC 컨버터(70)의 고정 손실이기 때문에 DC-DC 컨버터(70)의 제어 회로(71)에서의 고정 손실을 저감하는 일이 가능해진다.
이상 기술한 바와 같이 본 실시 형태에 따르면, 이하의 효과를 나타낸다.
·DC-DC 컨버터(70)는 전류 제어 모드 방식의 DC-DC 컨버터이며, 전류 검출용 저항(Rs)에 흐르는 전류(IL)를 검출하여 출력 전압(Vout)을 일정 전압으로 유지한다. 이와 같이 전류 제어 모드 방식의 DC-DC 컨버터에서도 제1 실시 형태와 마찬 가지로 출력 전류(IL)에 따라 PWM 동작 모드인지 선형 동작 모드인지를 판단하여 동작 모드에 따라 스위칭 조정기 또는 선형 조정기로서 동작함으로써 높은 변환 효율을 얻고 면적의 증대를 억제할 수 있다.
또한 상기 각 실시 형태는 이하의 형태로 변경하더라도 좋다.
·제1 실시 형태, 제2 실시 형태에서 모드 제어 회로(35)의 FF 회로(42)에 펄스형의 신호(SP)를 공급했지만, FF 회로(42)가 신호의 래치·유지가 가능하면 상기 FF 회로(42)에 공급하는 신호는 펄스형으로 한정되지 않는다. 예컨대, 삼각파 발진기(33b)로부터 출력하는 삼각형 형상의 신호(SS)를 FF 회로(42)에 공급하도록 하더라도 좋다.
·제1 실시 형태에서 삼각파 발진기(33b)는 모드 제어 신호(SM)에 의해 온/오프 제어되는 스위치(SW2)를 구비하고, 상기 스위치(SW2)에 의해 링 오실레이터(51)와 파형 정형 회로(52)에 대한 전원 전압(Vcc)의 공급·정지를 제어하여 소비 전력을 저감하도록 했지만, 그 밖의 구성에 의해 소비 전력을 저감하도록 하더라도 좋다. 예컨대, 도 8에 도시한 바와 같이 링 오실레이터(81)를 링형으로 접속한 1개의 NAND 회로(82)와 짝수 개(도면에서 2개)의 인버터 회로(83, 84)로 구성되고 NAND 회로(82)에 모드 제어 신호(SM)를 입력한다. 이와 같이 구성된 삼각파 발진기(80)는 H 레벨의 모드 제어 신호(SM)에 의해 발진 동작하고 L 레벨의 발진 동작은 하지 않는다. 따라서 삼각파 발진기에서의 소비 전력은 선형 동작 모드시에 정적인 소비 전력이 되고, 발진 동작에 따르는 동적인 소비 전력이 없어져 소비 전력을 저감할 수 있다.
·제3 실시 형태에서 제2 실시 형태의 모드 제어 회로(35)를 구비하는 구성으로 하더라도 좋다.
·제1 실시 형태, 제2 실시 형태에서의 발진기(33)는 사각파 발진기(33a)와 삼각파 발진기(33b)를 구비하는 구성으로 했지만, 각각 별개의 발진기로 하더라도 좋다.
·상기 각 실시 형태에서 상보(相補)인 오차 신호(S1a, S1b)를 출력하는 오차 증폭기(31)를 이용했지만, 이것은 제1 오차 신호(S1a)와 PWM 비교기(32), FF 회로(74)의 출력 신호의 변화가 서로 달라 제1 오차 신호(S1a)를 직접 출력 트랜지스터(T1)에 공급할 수 없기 때문이다. 따라서 제1 오차 신호(S1a)를 기준 전압(Vr1)을 기준으로 해서 반전하는 회로나, 제1 오차 신호(S1a)와 동일한 방향으로 변화하는 신호를 PWM 비교기(32), FF 회로(74)가 출력하는 등의 구성으로 하면, 1개의 오차 신호를 출력하는 출력 단자를 구비한 오차 증폭기를 이용하더라도 좋다.
·상기 각 실시 형태에서 신호 제어 회로로서 AND 회로(34)를 이용했지만, 그 밖의 구성에 의해 모드 제어 신호에 기초하여 신호를 제어하는 구성으로 하더라도 좋다.
·상기 각 실시 형태에서는 입력 전압(Vin)을 강압한 전압(Vout)을 출력하는 강압형의 DC-DC 컨버터(12, 12a, 70)로 구체화했지만, 전압(Vout)을 적절하게 변경하더라도 좋다. 즉 DC-DC 컨버터는 강압형, 승압형에 한하지 않고 출력 전압(Vout)을 공급하는 반도체 회로의 구성에 따라 부전압을 생성하는 DC-DC 컨버터나 다른 복수의 전압을 생성하는 DC-DC 컨버터로 구체화하더라도 좋다.
이상의 여러가지 실시 형태를 정리하면, 이하와 같이 된다.
(부기 1)
직렬 접속된 제1 출력 트랜지스터 및 제2 출력 트랜지스터와, 양 출력 트랜지스터 사이에 제1 단자가 접속된 초크 코일과, 상기 초크 코일의 제2 단자에 접속된 평활용 컨덴서와, 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 회로를 구비하고, 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급되는 입력 전압을 전압 변환한 출력 전압을 생성하는 DC-DC 컨버터에 있어서,
상기 제어 회로는 출력 전력에 기초하여 제1 동작 모드와 제2 동작 모드 중 어느 하나를 판단하고, 그 판단 결과에 기초하여 제1 동작 모드시에는 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 상보적으로 온/오프 동작시키며, 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 상기 제1 출력 트랜지스터를 선형 동작시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터. (1)
(부기 2)
출력 전력과 비교하는 기준치를 구비하고, 상기 출력 전력이 상기 기준치보다 클 때는 제1 동작 모드로 판단하며, 상기 출력 전력이 상기 기준치보다 작을 때는 제2 동작 모드로 판단하여 그 판단 결과에 따른 모드 제어 신호를 생성하는 모드 제어 회로를 구비하고,
상기 제어 회로는 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 동작시키는 것을 특징으로 하는 부기 1에 기재한 DC-DC 컨버터. (2)
(부기 3)
상기 제어 회로는
상기 출력 전압의 분압 전압과 기준 전압을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 오차 신호를 출력하는 오차 증폭기와,
소정 주파수의 삼각파 신호를 생성하는 삼각파 발진기와,
상기 오차 신호와 삼각파 신호를 전압 비교하여 상기 비교 결과에 따른 제어 신호를 출력하는 PWM 비교기와,
상기 오차 신호와 상기 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드시에는 상기 제어 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제2 동작 모드시에는 상기 오차 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하는 선택 회로와,
상기 오차 신호와 상기 모드 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드시에는 상기 오차 신호를 상기 제2 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하는 신호를 출력하는 신호 제어 회로를 구비하고,
상기 삼각파 발진기 및 상기 PWM 비교기 중 적어도 한쪽은 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제2 동작 모드시에 동작을 정지하는 것을 특징으로 하는 부기 2에 기재한 DC-DC 컨버터. (3)
(부기 4)
직렬 접속된 제1 출력 트랜지스터 및 제2 출력 트랜지스터와, 양 출력 트랜지스터 사이에 제1 단자가 접속된 초크 코일과, 상기 초크 코일의 제2 단자에 접속된 평활용 컨덴서와, 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 회로를 구비하고, 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급되는 입력 전압을 전압 변환한 출력 전압을 생성하는 DC-DC 컨버터에 있어서,
상기 제어 회로는 출력 전력에 기초하여 제1 동작 모드와 제2 동작 모드와 제3 동작 모드 중 어느 하나를 판단하고, 그 판단 결과에 기초하여 제1 동작 모드시에는 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 상보적으로 온/오프 동작시키며, 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하여 상기 제1 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하고, 제3 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 상기 제1 출력 트랜지스터를 선형 동작시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터. (4)
(부기 5)
상기 출력 전력과 비교하는 서로 다른 제1 기준치와 제2 기준치를 구비하고, 상기 출력 전력이 상기 제1 기준치 및 제2 기준치보다 클 때는 상기 제1 동작 모드로 판단하며, 상기 출력 전력이 상기 제1 기준치보다 작고 또한 상기 제2 기준치보다 클 때는 상기 제2 동작 모드로 판단하고, 상기 출력 전력이 상기 제1 기준치 및 상기 제2 기준치보다 작을 때는 상기 제3 동작 모드로 판단하여 그 판단 결과에 따른 모드 제어 신호를 생성하는 모드 제어 회로를 구비하고,
상기 제어 회로는 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 동작시키는 것을 특징으로 하는 부기 4에 기재한 DC-DC 컨버터. (5)
(부기 6)
상기 제어 회로는
상기 출력 전압의 분압 전압과 기준 전압을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 오차 신호를 출력하는 오차 증폭기와,
상기 오차 신호와 삼각파 발진기의 출력 신호를 전압 비교하여 상기 비교 결과에 따른 제어 신호를 출력하는 PWM 비교기와,
상기 오차 신호와 상기 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드와 상기 제2 동작 모드시에는 상기 제어 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제3 동작 모드시에는 상기 오차 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하는 선택 회로와,
상기 오차 신호와 상기 모드 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드시에는 상기 오차 신호를 상기 제2 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제2 동작 모드와 상기 제3 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하는 신호를 출력하는 신호 제어 회로를 구비하고,
상기 삼각파 발진기 및 상기 PWM 비교기 중 적어도 한쪽은 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제2 동작 모드시에 동작을 정지하는 것을 특징으로 하는 부기 5에 기재한 DC-DC 컨버터. (6)
(부기 7)
직렬 접속된 제1 출력 트랜지스터 및 제2 출력 트랜지스터와, 양 출력 트랜지스터 사이에 제1 단자가 접속된 초크 코일과, 상기 초크 코일의 제2 단자에 접속된 평활용 컨덴서를 구비하고, 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급되는 입력 전압을 전압 변환한 출력 전압을 생성하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로로서,
출력 전력에 기초하여 제1 동작 모드와 제2 동작 모드 중 어느 하나를 판단하고, 그 판단 결과에 기초하여 제1 동작 모드시에는 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 상보적으로 온/오프 동작시키며, 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 상기 제1 출력 트랜지스터를 선형 동작시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로. (7)
(부기 8)
출력 전력과 비교하는 기준치를 구비하고, 상기 출력 전력이 상기 기준치보다 클 때는 제1 동작 모드로 판단하며, 상기 출력 전력이 상기 기준치보다 작을 때는 제2 동작 모드로 판단하여 그 판단 결과에 따른 모드 제어 신호를 생성하는 모드 제어 회로를 구비하고,
상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 동작시키는 것을 특징으로 하는 부기 7에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 9)
상기 출력 전압의 분압 전압과 기준 전압을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 오차 신호를 출력하는 오차 증폭기와,
소정 주파수의 삼각파 신호를 생성하는 삼각파 발진기와,
상기 오차 신호와 삼각파 신호를 전압 비교하여 상기 비교 결과에 따른 제어 신호를 출력하는 PWM 비교기와,
상기 오차 신호와 상기 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드시에는 상기 제어 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제2 동작 모드시에는 상기 오차 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하는 선택 회로와,
상기 오차 신호와 상기 모드 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드시에는 상기 오차 신호를 상기 제2 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하는 신호를 출력하는 신호 제어 회로를 구비하고,
상기 삼각파 발진기 및 상기 PWM 비교기 중 적어도 한쪽은 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제2 동작 모드시에 동작을 정지하는 것을 특징으로 하는 부기 8에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 10)
직렬 접속된 제1 출력 트랜지스터 및 제2 출력 트랜지스터와, 양 출력 트랜지스터 사이에 제1 단자가 접속된 초크 코일과, 상기 초크 코일의 제2 단자에 접속 된 평활용 컨덴서를 구비하고, 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급되는 입력 전압을 전압 변환한 출력 전압을 생성하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로로서,
출력 전력에 기초하여 제1 동작 모드와 제2 동작 모드와 제3 동작 모드 중 어느 하나를 판단하고, 그 판단 결과에 기초하여 제1 동작 모드시에는 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 상보적으로 온/오프 동작시키며, 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하여 상기 제1 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하고, 제3 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 상기 제1 출력 트랜지스터를 선형 동작시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로. (8)
(부기 11)
상기 출력 전력과 비교하는 서로 다른 제1 기준치와 제2 기준치를 구비하고, 상기 출력 전력이 상기 제1 기준치 및 제2 기준치보다 클 때는 상기 제1 동작 모드로 판단하며, 상기 출력 전력이 상기 제1 기준치보다 작고 또한 상기 제2 기준치보다 클 때는 상기 제2 동작 모드로 판단하고, 상기 출력 전력이 상기 제1 기준치 및 상기 제2 기준치보다 작을 때는 상기 제3 동작 모드로 판단하여 그 판단 결과에 따른 모드 제어 신호를 생성하는 모드 제어 회로를 구비하고,
상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 동작시키는 것을 특징으로 하는 부기 10에 기재한 DC-DC 컨버터의 제 어 회로.
(부기 12)
상기 출력 전압의 분압 전압과 기준 전압을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 오차 신호를 출력하는 오차 증폭기와,
상기 오차 신호와 삼각파 발진기의 출력 신호를 전압 비교하여 상기 비교 결과에 따른 제어 신호를 출력하는 PWM 비교기와,
상기 오차 신호와 상기 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드와 상기 제2 동작 모드시에는 상기 제어 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제3 동작 모드시에는 상기 오차 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하는 선택 회로와,
상기 오차 신호와 상기 모드 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드시에는 상기 오차 신호를 상기 제2 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제2 동작 모드와 상기 제3 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하는 신호를 출력하는 신호 제어 회로를 구비하고,
상기 삼각파 발진기 및 상기 PWM 비교기 중 적어도 한쪽은 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제2 동작 모드시에 동작을 정지하는 것을 특징으로 하는 부기 11에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 13)
직렬 접속된 제1 출력 트랜지스터 및 제2 출력 트랜지스터와, 양 출력 트랜지스터 사이에 제1 단자가 접속된 초크 코일과, 상기 초크 코일의 제2 단자에 접속 된 평활용 컨덴서를 구비하고, 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급되는 입력 전압을 전압 변환한 출력 전압을 생성하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법으로서,
출력 전력에 기초하여 제1 동작 모드와 제2 동작 모드 중 어느 하나를 판단하고, 그 판단 결과에 기초하여 제1 동작 모드시에는 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 상보적으로 온/오프 동작시키며, 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 상기 제1 출력 트랜지스터를 선형 동작시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법. (9)
(부기 14)
출력 전력과 비교하는 기준치를 구비하고, 상기 출력 전력이 상기 기준치보다 클 때는 제1 동작 모드로 판단하며, 상기 출력 전력이 상기 기준치보다 작을 때는 제2 동작 모드로 판단하여 그 판단 결과에 따른 모드 제어 신호를 생성하는 모드 제어 회로를 구비하고,
상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 동작시키는 것을 특징으로 하는 부기 13에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
(부기 15)
상기 출력 전압의 분압 전압과 기준 전압을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 오차 신호를 출력하는 오차 증폭기와,
소정 주파수의 삼각파 신호를 생성하는 삼각파 발진기와,
상기 오차 신호와 삼각파 신호를 전압 비교하여 상기 비교 결과에 따른 제어 신호를 출력하는 PWM 비교기와,
상기 오차 신호와 상기 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드시에는 상기 제어 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제2 동작 모드시에는 상기 오차 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하는 선택 회로와,
상기 오차 신호와 상기 모드 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드시에는 상기 오차 신호를 상기 제2 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하는 신호를 출력하는 신호 제어 회로를 구비하고,
상기 삼각파 발진기 및 상기 PWM 비교기 중 적어도 한쪽은 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제2 동작 모드시에 동작을 정지하는 것을 특징으로 하는 부기 14에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
(부기 16)
직렬 접속된 제1 출력 트랜지스터 및 제2 출력 트랜지스터와, 양 출력 트랜지스터 사이에 제1 단자가 접속된 초크 코일과, 상기 초크 코일의 제2 단자에 접속된 평활용 컨덴서를 구비하고, 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급되는 입력 전압을 전압 변환한 출력 전압을 생성하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법으로서,
출력 전력에 기초하여 제1 동작 모드와 제2 동작 모드와 제3 동작 모드 중 어느 하나를 판단하고, 그 판단 결과에 기초하여 제1 동작 모드시에는 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 상보적으로 온/오프 동작시키며, 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하여 상기 제1 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하고, 제3 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 상기 제1 출력 트랜지스터를 선형 동작시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법. (10)
(부기 17)
상기 출력 전력과 비교하는 서로 다른 제1 기준치와 제2 기준치를 구비하고, 상기 출력 전력이 상기 제1 기준치 및 제2 기준치보다 클 때는 상기 제1 동작 모드로 판단하며, 상기 출력 전력이 상기 제1 기준치보다 작고 또한 상기 제2 기준치보다 클 때는 상기 제2 동작 모드로 판단하고, 상기 출력 전력이 상기 제1 기준치 및 상기 제2 기준치보다 작을 때는 상기 제3 동작 모드로 판단하여 그 판단 결과에 따른 모드 제어 신호를 생성하는 모드 제어 회로를 구비하고,
상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 동작시키는 것을 특징으로 하는 부기 16에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
(부기 18)
상기 출력 전압의 분압 전압과 기준 전압을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 오차 신호를 출력하는 오차 증폭기와,
상기 오차 신호와 삼각파 발진기의 출력 신호를 전압 비교하여 상기 비교 결과에 따른 제어 신호를 출력하는 PWM 비교기와,
상기 오차 신호와 상기 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드와 상기 제2 동작 모드시에는 상기 제어 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제3 동작 모드시에는 상기 오차 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하는 선택 회로와,
상기 오차 신호와 상기 모드 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드시에는 상기 오차 신호를 상기 제2 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제2 동작 모드와 상기 제3 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하는 신호를 출력하는 신호 제어 회로를 구비하고,
상기 삼각파 발진기 및 상기 PWM 비교기 중 적어도 한쪽은 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제2 동작 모드시에 동작을 정지하는 것을 특징으로 하는 부기 17에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
(부기 19)
상기 부기 1 내지 부기 6 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터를 구비한 반도체 소자.
(부기 20)
상기 부기 1 내지 부기 6 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터를 구비한 모듈.
(부기 21)
상기 부기 1 내지 부기 6 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터를 구비한 전원 장치.
(부기 22)
상기 부기 1 내지 부기 6 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터를 구비한 전자 기기.
본 발명에 따르면, 면적의 증대를 억제하고 출력 전류의 대소에 상관없이 높은 변환 효율을 얻을 수 있는 DC-DC 컨버터, DC-DC 컨버터의 제어 회로, 및 DC-DC 컨버터의 제어 방법을 제공할 수 있다.

Claims (10)

  1. 직렬 접속된 제1 출력 트랜지스터(T1) 및 제2 출력 트랜지스터(T2)와, 양 출력 트랜지스터 사이에 제1 단자가 접속된 초크 코일(L1)과, 상기 초크 코일의 제2 단자에 접속된 평활용 컨덴서(C1)와, 출력 전류(IL) 또는 출력 전압(Vout)에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 회로(21, 71)를 구비하고, 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급되는 입력 전압(Vin)을 전압 변환한 출력 전압을 생성하는 DC-DC 컨버터(12, 70)에 있어서,
    상기 제어 회로는 출력 전압 또는 출력 전류에 기초하여 제1 동작 모드와 제2 동작 모드 중 어느 하나를 판단하고, 그 판단 결과에 기초하여 제1 동작 모드시에는 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 상보적으로 온/오프 동작시키며, 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 상기 제1 출력 트랜지스터를 선형 동작시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 출력 전압과 비교하는 기준치(e2)를 구비하고, 상기 출력 전압이 상기 기준치보다 클 때는 제1 동작 모드로 판단하며, 상기 출력 전압이 상기 기준치보다 작을 때는 제2 동작 모드로 판단하여 그 판단 결과에 따른 모드 제어 신호(SM)를 생성하는 모드 제어 회로(36)를 구비하고,
    상기 제어 회로는 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 동작시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  3. 제2항에 있어서, 상기 제어 회로는
    상기 출력 전압의 분압 전압과 기준 전압(e1)을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 오차 신호(S1a)를 출력하는 오차 증폭기(31)와,
    소정 주파수의 삼각파 신호(SS)를 생성하는 삼각파 발진기(33b)와,
    상기 오차 신호와 삼각파 신호를 전압 비교하여 상기 비교 결과에 따른 제어 신호(QL)를 출력하는 PWM 비교기(32)와,
    상기 오차 신호와 상기 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드시에는 상기 제어 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제2 동작 모드시에는 상기 오차 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하는 선택 회로(SW1)와,
    상기 제어 신호와 상기 모드 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드시에는 상기 제어 신호를 상기 제2 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하는 신호를 출력하는 신호 제어 회로(34)를 구비하고,
    상기 삼각파 발진기 및 상기 PWM 비교기 중 적어도 한쪽은 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제2 동작 모드시에 동작을 정지하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  4. 직렬 접속된 제1 출력 트랜지스터(T1) 및 제2 출력 트랜지스터(T2)와, 양 출 력 트랜지스터 사이에 제1 단자가 접속된 초크 코일(L1)과, 상기 초크 코일의 제2 단자에 접속된 평활용 컨덴서(C1)와, 출력 전류(IL) 또는 출력 전압(Vout)에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 회로(21a)를 구비하고, 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급되는 입력 전압(Vin)을 전압 변환한 출력 전압을 생성하는 DC-DC 컨버터(12a)에 있어서,
    상기 제어 회로는 출력 전압 또는 출력 전류에 기초하여 제1 동작 모드와 제2 동작 모드와 제3 동작 모드 중 어느 하나를 판단하고, 그 판단 결과에 기초하여 제1 동작 모드시에는 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 상보적으로 온/오프 동작시키며, 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 상기 제1 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하며, 제3 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 상기 제1 출력 트랜지스터를 선형 동작시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  5. 제4항에 있어서, 상기 출력 전압과 비교하는 서로 다른 제1 기준치와 제2 기준치를 구비하고, 상기 출력 전압이 상기 제1 기준치(e11) 및 상기 제2 기준치(e12)보다 클 때는 상기 제1 동작 모드로 판단하며, 상기 출력 전압이 상기 제1 기준치보다는 작고 상기 제2 기준치보다 클 때는 상기 제2 동작 모드로 판단하고, 상기 출력 전력이 상기 제1 기준치 및 상기 제2 기준치보다 작을 때는 상기 제3 동작 모드로 판단하여 그 판단 결과에 따른 모드 제어 신호(SM1, SM2, SM3)를 생성하는 모드 제어 신호(35a)를 구비하고,
    상기 제어 회로는 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 동작시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  6. 제5항에 있어서, 상기 제어 회로는
    상기 출력 전압의 분압 전압과 기준 전압(e1)을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 오차 신호(S1a)를 출력하는 오차 증폭기(31)와,
    상기 오차 신호와 삼각파 발진기(36b)의 출력 신호(SS)를 전압 비교하여 상기 비교 결과에 따른 제어 신호(QL)를 출력하는 PWM 비교기(32)와,
    상기 오차 신호와 상기 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드와 상기 제2 동작 모드시에는 상기 제어 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제3 동작 모드시에는 상기 오차 신호를 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급하는 선택 회로(SW1)와,
    상기 제어 신호와 상기 모드 제어 신호가 입력되고, 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제1 동작 모드시에는 상기 제어 신호를 상기 제2 출력 트랜지스터에 공급하며, 상기 제2 동작 모드와 상기 제3 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하는 신호를 출력하는 신호 제어 회로(34)를 구비하고,
    상기 삼각파 발진기 및 상기 PWM 비교기 중 적어도 한쪽은 상기 모드 제어 신호에 기초하여 상기 제2 동작 모드시에 동작을 정지하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  7. 직렬 접속된 제1 출력 트랜지스터(T1) 및 제2 출력 트랜지스터(T2)와, 양 출력 트랜지스터 사이에 제1 단자가 접속된 초크 코일(L1)과, 상기 초크 코일의 제2 단자에 접속된 평활용 컨덴서(C1)를 구비하고, 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급되는 입력 전압(Vin)을 전압 변환한 출력 전압을 생성하는 DC-DC 컨버터(12, 70)에 있어서, 출력 전류(IL) 또는 출력 전압(Vout)에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로로서,
    출력 전압 또는 출력 전류에 기초하여 제1 동작 모드와 제2 동작 모드 중 어느 하나를 판단하고, 그 판단 결과에 기초하여 제1 동작 모드시에는 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 상보적으로 온/오프 동작시키며, 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 상기 제1 출력 트랜지스터를 선형 동작시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
  8. 직렬 접속된 제1 출력 트랜지스터(T1) 및 제2 출력 트랜지스터(T2)와, 양 출력 트랜지스터 사이에 제1 단자가 접속된 초크 코일(L1)과, 상기 초크 코일의 제2 단자에 접속된 평활용 컨덴서(C1)를 구비하고, 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급되는 입력 전압(Vin)을 전압 변환한 출력 전압(Vout)을 생성하는 DC-DC 컨버터(12a)에 있어서, 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로(21a)로서,
    출력 전압 또는 출력 전류에 기초하여 제1 동작 모드와 제2 동작 모드와 제3 동작 모드 중 어느 하나를 판단하고, 그 판단 결과에 기초하여 제1 동작 모드시에는 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 상보적으로 온/오프 동작시키며, 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 상기 제1 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하며, 제3 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 상기 제1 출력 트랜지스터를 선형 동작시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
  9. 직렬 접속된 제1 출력 트랜지스터(T1) 및 제2 출력 트랜지스터(T2)와, 양 출력 트랜지스터 사이에 제1 단자가 접속된 초크 코일(L1)과, 상기 초크 코일의 제2 단자에 접속된 평활용 컨덴서(C1)를 구비하고, 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급되는 입력 전압(Vin)을 전압 변환한 출력 전압(Vout)을 생성하는 DC-DC 컨버터(12, 70)에 있어서, 출력 전류(IL) 또는 출력 전압에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법으로서,
    출력 전압 또는 출력 전류에 기초하여 제1 동작 모드와 제2 동작 모드 중 어느 하나를 판단하고, 그 판단 결과에 기초하여 제1 동작 모드시에는 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 상보적으로 온/오프 동작시키며, 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 상기 제1 출력 트랜지스터를 선형 동작시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
  10. 직렬 접속된 제1 출력 트랜지스터(T1) 및 제2 출력 트랜지스터(T2)와, 양 출력 트랜지스터 사이에 제1 단자가 접속된 초크 코일(L1)과, 상기 초크 코일의 제2 단자에 접속된 평활용 컨덴서(C1)를 구비하고, 상기 제1 출력 트랜지스터에 공급되는 입력 전압(Vin)을 전압 변환한 출력 전압(Vout)을 생성하는 DC-DC 컨버터(12a)에 있어서, 출력 전류(IL) 또는 출력 전압에 기초하여 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법으로서,
    출력 전압에 기초하여 제1 동작 모드와 제2 동작 모드와 제3 동작 모드 중 어느 하나를 판단하고, 그 판단 결과에 기초하여 제1 동작 모드시에는 상기 제1 출력 트랜지스터와 상기 제2 출력 트랜지스터를 상보적으로 온/오프 동작시키며, 제2 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 상기 제1 출력 트랜지스터를 온/오프 제어하며, 제3 동작 모드시에는 상기 제2 출력 트랜지스터를 오프하고 상기 제1 출력 트랜지스터를 선형 동작시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
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