KR100627126B1 - 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로 - Google Patents

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Abstract

전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로는 전압 구동형 반도체 소자가 턴 오프되는 경우 전압 구동형 반도체 소자의 게이트 단자로부터 전하를 방전하는 전하 방전부; 및 전압 구동형 반도체 소자의 콜렉터 전압의 시간 변화를 검출하고, 검출된 콜렉터 전압의 시간 변화에 따라 전하 방출부에 의해 방전을 제어한다.
콜렉터, 전하 방출부, 에미터

Description

전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로{DRIVE CIRCUIT FOR VOLTAGE DRIVEN TYPE SEMICONDUCTOR ELEMENT}
도 1은 본 발명의 양호한 실시예에 따른 IGBT 구동 회로의 예시도.
도 2는 구동 회로의 주부(main section)내의 신호 파형을 설명하는 도면.
도 3은 과전류가 생성된 IGBT가 오프가 되는 경우, 콜렉터 전류의 시간에 따른 변화를 도시하는 도면.
도 4는 과전류가 생성된 IGBT가 오프가 되는 경우, 콜렉터 전압의 시간에 따른 변화를 도시하는 도면.
본 발명은 부하에 구동 전류를 공급하는 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로에 관한 것이다.
절연 게이트 바이폴러 트랜지스터(IGBT)와 같은 전압 구동형 반도체 소자를 스위칭 및 구동하기 위한 회로에 있어서, 과전류가 생성된 IGBT가 오프가 된 경우 등에서 생성되는 전압 서지(surge)를 억제하는 기술이 공지되어 있다(일본 공개 공보 H10-51285호 참조). 이 문헌에서 기재된 구동 회로에서, 전압 서지는 과전류가 IGBT에서 생성되는 경우 게이트 저항의 저항값을 보다 크게하여 턴 오프 시의 콜렉터 전류의 변화율을 억제함에 의해 경감된다.
일반적으로, 구동 회로가 설치되는 시스템에 대해 특정 데드 타임이 지정되어 있어서, 이 데드 타임 동안 IGBT를 턴 오프할 필요가 있다. 상술한 것처럼 게이트 저항값을 더 크게 함에 의해 턴 오프 시의 콜렉터 전류의 변화율(시간 감소율)을 억제하는 것에 대한 단점은 IGBT가 턴 오프될 때까지의 시간이 바람직하지 않게 길다는 것이다. 다시 말하면, 데드 타임 동안 IGBT를 턴 오프하는데 우선권이 주어진 경우, 게이트 저항값의 크기에 대해 제약이 주어진다는 것이다. 결과적으로, 콜렉터 전류의 변화율의 억제는 충분하지 않게 된다. 반면에, 콜렉터 전류의 변화율의 억제에 우선권이 주어지는 경우, 게이트 저항값의 크기에 대해서는 제약이 없다. 결과적으로, IGBT를 오프 시키는데 거리는 시간이 길어진다. 그러므로, 콜렉터 전류의 변화율의 억제를 보장하면서도 턴 오프에 대한 시간을 단축하는 것이 서로 양립한다는 것은 어려웠다.
본 발명의 제1 특성에 따르면, 전압 구동형 반도체 소자의 구동 회로는: 전압 구동형 반도체 소자가 온이 되는 경우 전압 구동형 반도체 소자의 게이트 단자에 전하를 공급하기 위한 전하 공급 수단; 전압 구동형 반도체 소자가 오프가 되는 경우 전압 구동형 반도체 소자의 게이트 단자로부터 전하를 방전하기 위한 전하 방전 수단; 및 오프 시에 전압 구동형 반도체 소자의 콜렉터 전류의 시간에 따른 감소율을 소정값으로 접근하도록 전하 방전 수단에 의한 전하 방전을 제어하기 위한 방전 제어 수단을 포함한다.
본 발명의 제2 특성에 따르면, 전압 구동형 반도체 소자를 위한 구동 회로는: 전압 구동형 반도체 소자가 오프가 되는 경우 전압 구동형 반도체 소자의 게이트 단자로부터 전하를 방전하기 위한 전하 방전 수단; 및 전압 구동형 반도체 소자의 콜렉터 전압의 시간 변화를 검출하고, 검출된 콜렉터 전압의 시간 변화에 따른 전하 방전 수단에 의해 전하 방전을 제어하기 위한 전하 제어 수단을 포함한다.
상기 기재에서, "부"는 "수단"과 대체될 수 있다.
이하, 본 발명을 구현하기 위한 양호한 실시예가 첨부된 도면을 참조로 설명된다. 도 1은 본 발명의 양호한 실시예에 따른 IGBT(절연 게이트 바이폴러 트랜지스터)를 위한 구동 회로를 설명하는 도면이다. 도 1에서, IGBT(Q101)에는 게이트 단자(G), 콜렉터 단자(C), 에미터 주 셀에 접속되는 에미터 단자(E), 및 콜렉터 전류를 검출하기 위하여 셀에 접속되는 센스 단자(S)가 제공된다.
IGBT(Q101)의 콜렉터 단자(C)는 부하(L101)의 일 단부에 접속되고, 부하(L101)의 다른 단부는 전원(VB)의 정의 측(positive side)에 접속된다. IGBT(Q101)의 에미터 단자(E)는 전원(VB)의 부의 측(negative side)에 접속된다. IGBT(Q101)가 온인 경우, 도 1에서 화살표로 도시된 방향의 콜렉터 전류(Ic)가 부하(L101)로 흘러 구동한다. 전류 흐름 경로내에 존재하는 기생 인덕턴스는 (Ls)로 표현될 것이다. 본 실시예에서, 도면에 도시되고 본 명세서에 기재되는 "GNDC"는 IGBT(Q101)의 에미터 단자의 전위를 표시하며, 도면의 접지 심볼은 IGBT(Q101)의 에미터 단자로의 접속을 표시한다.
IGBT(Q101)는 도시되지 않은 고레벨 제어기로부터 공급되는 입력 전압(Vin)에 따른 스위칭 동작(ON/OFF)를 수행하도록 제조된다. 버퍼 IC(I101)에 의해 임피던스가 반전되고, 이 입력 전압(Vin)은 IGBT(Q101)의 게이트를 온이 되도록 구동하기 위하여 NPN 트랜지스터(Q102)의 베이스 단자로 입력된다. 이 버퍼 IC(I102)는 푸시-풀(push-pull) 구조를 갖는다.
버퍼 IC(I102)에 의해 임피던스가 반전된 입력 전압(Vin)은 턴 오프 게이트 구동용 PNP 트랜지스터(Q103)의 베이스 단자에 저항(R103)를 통해 입력된다. 2개의 게이트 구동용 트랜지스터(Ql02 및 Ql03)는 IGBT(Ql01)의 게이트 단자(G)에의 충전 및 방전 전류를 가변할 수 있도록, 각 트랜지스터의 에미터 단자에 접속된 게이트 저항(Rgon) 및 게이트 저항(Rgoff)를 통해 IGBT(Q101)의 게이트 단자(G)에 접속된다. 또한, (Vcc)는 회로의 전원을 나타낸다.
상술한 IGBT(Ql01)의 센스 단자(S)는, IGBT(Ql01)의 콜렉터 전류(Ic)를 검출하기 위해서 제공되는 단자이다. 센스 단자(S)는 센스 저항(Rl01)을 통해 IGBT(Ql01)의 에미터 단자에 접속된다. IGBT(Ql01)에 흐르는 에미터 전류에 대해서 소정의 전류비의 전류가 센스 전류(Is)로서 도 1에 대해 화살표의 방향으로 흐른다. 비교기(I101)는 센스 저항(Rl01)의 양단에 발생하는 전압과 임계 전압(Vth)을 비교해, 비교 연산 결과를 출력한다. 센스 저항(Rl01)에 발생하는 전압이 비교기(I101)의 반전 입력(-) 단자에 입력되고, 임계 전압(Vth)이 비교기(I101)의 비반전 입력(+) 단자에 입력된다.
IGBT(Q101)가 턴 오프 시, 콜렉터 전압(Vce)의 시간 변화(dVce/dt)를 검출해, 상기 턴 오프용의 PNP 트랜지스터(Ql03)의 동작을 피드백 제어하는 것을 목적으로, 커패시터(C101)가 IGBT(Ql01)의 콜렉터 단자(C)와 PNP 트랜지스터(Ql03)의 베이스 단자 사이에 제공된다. 또, 상기 턴 오프 상태 시의 콜렉터 전압(Vce)의 시간 변화(dVce/dt)의 피드백 검출량을 소정값으로 제한하는 것을 목적으로, PNP 트랜지스터(Ql03)의 베이스 단자와 GNDC 사이에 조정 저항(Rl02)가 제공된다. 콜렉터 전압의 시간 변화란 시간을 기준으로 한 콜렉터 전압의 변화를 말한다.
조정 저항(Rl02)의 GNDC측 단자는 IGBT(Ql01)의 통전 상태에 따라 상기 피드백 검출량을 교체되도록, 스위칭 소자인 Pch-MOSFET(Ql05)및 Nch-MOSFET(Ql04)를 통해 GNDC에 접속된다. Pch-MOSFET(Ql05) 및 Nch-MOSFET(Ql04)가 모두 온인 경우, 조정 저항(Rl02)의 GNDC 측 단자는 IGBT(Ql01)의 에미터 단자에 접속되며, Pch-MOSFET(Ql05) 및 Nch-MOSFET(Ql04)의 한쪽이 오프인 경우, 조정 저항(Rl02)의 GNDC측 단자는 접속되지 않는다.
조정 저항(Rl02)과는 저항값이 다른 조정 저항(Rl03)(Rl02<Rl03)은 한편의 단자가 조정 저항(Rl02)과 동일하게 PNP트랜지스터(Ql03)의 베이스 단자에 접속되며, 다른 단자는 버퍼IC(I102)의 출력 단자 및 Pch-MOSFET(Ql05)의 게이트 단자에 접속된다. Nch-MOSFET(Ql04)의 게이트 단자는 상기 비교기(I101)의 출력 단자에 접속된다.
비교기(l101)의 출력 단자는 또한 풀업 저항(Rl04)을 통해 전원(Vcc)에 접속되는 것과 동시에, 입력 전압(Vin)의 신호 레벨을 강제적으로 H (High) 레벨로 제어하기 위해 제공되는 Pch-MOSFET(Ql06)의 게이트 단자와 접속된다. 본 실시의 형태에서, 입력 전압(Vin)이 H 레벨인 경우, IGBT(Ql01)가 오프 된다. Pch-MOSFET(Ql06)의 소스 단자는 전원(Vcc)에 접속되며, 드레인 단자는 버퍼 IC(I102)의 입력 단자에 접속된다. 또, 비교기(I101)의 출력 단자와 GNDC 사이에 커패시터(Cl02)가 제공된다.
비교기(I101)의 출력 레벨이 변화하면, Pch-MOSFET(Ql06) 및 Nch-MOSFET(Ql04)는 각각 온/오프의 동작 상태가 변화한다. 비교기(I101)의 출력 신호는 에러 신호(110)로서 상위 레벨 콘트롤러(도시 없음)로도 출력된다. 에러 신호가 이상 발생을 나타내는(본 실시 형태에서는 L(Lo)레벨) 경우에, 상위 레벨 콘트롤러는 신호(다시 말하면, 입력 전압(Vin))로 하여금 IGBT(Ql01)를 H 레벨로 스위칭 제어(즉, IGBT(Q101)를 오프로 함)하도록 제조된다. 복수의 IGBT로 인버터등을 구성하는 경우에, IGBT 중 하나에서 과전류가 발생한 것을 가리키는 에러 신호(110)를 트리거 신호로서 이용함에 의해, 상위 레벨 콘트롤러는 인버터등을 구성하는 모든 IGBT를 오프 시킨다.
상기 커패시터(C102)는 에러 신호(110)가 확실히 상위 콘트롤러로 인식 되도록, 비교기(I101)의 출력 레벨을 소정 시간 보관 유지하는 목적으로 설치된다.
이상 설명한 구동 회로의 동작에 대해 설명한다. 도 2는 도 1에 의한 구동 회로의 주요부에 있어서의 신호 파형의 예에 대한 도면이다. 도 2에서, IGBT(Ql01)의 콜렉터 전류(Ic), 입력 전압(Vin), 버퍼 IC(l102)의 출력전압, 트랜지스터(Ql02)의(Vce) 전압, IGBT(Ql01)의 게이트 전압(Vge), 트랜지스터(Q103)의 전압(Vbe), 트랜지스터(Q103)의 전압(Vce), 커패시터(C101)의 전류, 저항(Rl02)의 양단 전압, 저항(Rl03)의 양단 전압, IGBT(Ql01)의 콜렉터 전압(Vce), 센스 단자 전류(Is), 비교기(I101)의 출력 전압, MOSFET (Ql04)의 전압(Vds), MOSFET(Ql05)의 전압(Vds), M0SFET (Ql06)의 전압(Vds)의 파형이 각각 도시된다.
먼저, IGBT(Ql01)의 콜렉터 전류(Ic)가 정상적인 전류 범위에 있는 상태에서 IGBT(Ql01)가 턴 오프 하는 경우를 설명한다.
도 2의 시각 t1에서, IGBT(Ql01)를 턴 오프 시키기 위해 상위 레벨 콘트롤러(도시 없음)가 입력 전압(Vin)의 신호 레벨을 L (Lo)레벨로부터 H (High) 레벨로 변화시키면, 버퍼 IC(I102)는 임피던스 변환 후의 반전 신호를 H레벨로부터 L레벨로 변화시킨다(I102의 출력전압).
버퍼 lC(I102)의 출력 신호가 L레벨로 변화하면, 턴 온 게이트 구동용 NPN 트랜지스터(Q102)는 온 상태로부터 오프 상태로 천이하고, NPN 트랜지스터(Q102)의 콜렉터 전압(QI02 Vce 전압)이 L레벨로부터 H레벨로 변화한다. 이것과 동시에, 푸쉬-풀 구성으로 된 턴 오프 게이트 구동용 PNP 트랜지스터(Q103)의 베이스와 에미터 사이에서 전압차가 발생해(Ql03 Vbe 전압), PNP 트랜지스터(Ql03)는 오프 상태로부터 온 상태로 천이한다. PNP 트랜지스터(Ql03)가 온 하는 것으로써, IGBT(Ql01)내의 게이트 전하가 게이트 저항(Rgoff) 및 PNP 트랜지스터(Ql03)를 통해 방전되어, IGBT(Ql01)의 게이트 전압(Vge)은 하강을 개시한다.
덧붙여 이 시점에서는 Pch-MOSFET(Q106)은 오프 상태이며, Ql06 Vds 전압은 H레벨, Pch-MOSFET(Ql05)는 온 상태이며 Ql05 Vds 전압은 L레벨, Nch-MOSFET(Ql04)는 온 상태이며 Q104 Vds 전압은 L레벨이다.
IGBT(Ql01)의 게이트 전압(Vge)의 하강에 수반해, IGBT(Ql01)의 콜렉터 전류(Ic)가 차단됨과 동시에, IGBT(Ql01)의 콜렉터 전압(Vce)은 상승을 개시한다. 상승하는 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt)는 커패시터(C101)와의 미분에 의해 검출(C101 전류)되고, 커패시터(C101)로 흐르는 미분 전류에 의해서 저항(Rl02)의 양단에 발생하는 전압(Rl02 양단 전압)은 턴 오프 게이트 구동용 PNP 트랜지스터(Ql03)의 베이스 전압으로 피드백된다.
이 경우, 임의의 시각 t에 있어서의 턴 오프 게이트 구동용 PNP 트랜지스터(Ql03)의 베이스와 에미터 사이의 전압 Vbe (Ql03)은 아래의 식(1)로 나타난다.
Vbe(Ql03) =Vge-dVce/dt×C101×R102×{1-exp(-t/C101/R102)} (1)
dVce/dt=Dl (상수)
여기서, Vge는 IGBT(Ql01)의 게이트 (게이트와 에미터 사이의) 전압이다. dVce/dt는 IGBT(Ql01)의 콜렉터 전압의 시간 변화이며, 상수 D1으로 표시된다. C101는 커패시터(C101)의 용량이며, Rl02는 저항(Rl02)의 저항값이다.
상기 식(1)의 우변의 제2항은 커패시터와 저항가 미분 회로로서 직렬 접속되고 소정의 시간 변화를 가진 전압 변화 dV/dt가 커패시터로 입력되는 경우, 상기 저항의 양단에 발생하는 전압의 시간 변화를 과도 응답의 식으로서 나타낸 것과 동일하다.
상기 식(1)은 IGBT(Ql01)의 턴 오프 시 상승하는 콜렉터 전압(Vce)의 시간 변화(dVce/dt)가 변화하면, 턴 오프 게이트 구동용 PNP 트랜지스터(Q103)의 동작 상태를 결정하는 베이스와 에미터 사이의 전압 Vbe (Ql03)이 선형적으로 변화하는 것을 나타낸다. PNP 트랜지스터(Q103)의 베이스와 에미터 사이의 전압 Vbe(Ql03)이 변화하는 것에 의해서 IGBT(Ql01)의 게이트 전하의 방전량의 연속적 변화의 결과, 턴 오프시의 IGBT(Ql01)의 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt)는 상수 값 (Dl)으로 피드백 제어된다.
IGBT(Ql01)의 콜렉터 전류(Ic)가 정상적인 전류 범위내에 있는 상태에서 IGBT(Ql01)가 턴 오프 하는 경우, 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt)는 커패시터(C101) 및 저항(Rl02)에 의한 시정수에 의해 결정되는 이득에 의해 검출되므로, 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt)가 상수 값(Dl)으로 유지하도록 턴 오프 게이트 구동용 PNP 트랜지스터(Ql03)의 동작 상태를 연속적으로 피드백 제어할 수 있다.
콜렉터 전압의 시간 변화(Vce/dt)의 상술한 피드백 제어 동안, IGBT(Q101)의 콜렉터 전류(Ic)의 시간 변화(dIc/dt)는 상수값(d1으로 표시)으로 유진된다. 결과적으로, IGBT(Ql01)가 턴 오프시에 발생하는 서지 전압(Vs)은(dIc/dt)×Ls=d1×Ls로 유지된다. 상기 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt)에 대한 피드백 제어는 IGBT(Q101)이 턴 오프를 완료하기 직전까지 동작하므로, IGBT(Ql01)의 콜렉터 전류(Ic)의 크기나 IGBT(Ql01)의 특성의 편차에 영향을 받지 않으며, IGBT(Ql01)에 의한 서지 전압(Vs)은 작은 레벨로 억제된다.
IGBT(Ql01)의 콜렉터 전류가 정상 전류 범위내에 있으므로, IGBT(Ql01)가 턴 오프 동작을 시작하는 시각 t1 이후에 과전류 검출용으로 제공되는 비교기(I101)의 출력 신호 레벨은 또한 H레벨로 유지된다. 따라서, Pch-MOSFET (Ql06)는 오프 상태가 계속되어, 상위 레벨 콘트롤러로부터의 입력 전압(Vin)의 신호 레벨은 있는 그대로 버퍼 IC(I102)의 입력 신호 레벨로 유지된다.
시각 t2에서 IGBT(Ql01)를 턴 온 시키기 위해 상위 레벨 콘트롤러 (도시 없음)는 입력 전압(Vin)을 H레벨로부터 L레벨로 변화시키는 경우, 버퍼 IC(I102)는 임피던스 변환 후의 반전 신호를 L레벨로부터 H레벨로 변화시킨다(I102 출력전압).
버퍼 IC(I102)의 출력 레벨이 H레벨로 변화하면, 턴 온 게이트 구동용 NPN 트랜지스터(Q102)는 오프 상태로부터 온 상태로 천이하고, NPN 트랜지스터(Q102)의 콜렉터 전압(Ql02 Vce 전압)은 H레벨로부터 L레벨로 변화한다. 이것과 동시에, Pch-MOSFET(Q105)가 온 상태로부터 오프 상태로 천이하고, Ql05 Vds 전압이 L레벨로부터 H레벨로 변화한다. Pch-MOSFET(Ql05)는 I GBT(Ql01)의 턴 오프 게이트 구동용 PNP 트랜지스터(Ql03)를 턴 오프하기 위해 필요한 스위칭 소자이다. 즉, Pch-MOSFET(Q105)가 오프 하는 것으로써, 턴 오프게이트 구동용 PNP 트랜지스터(Ql03)의 베이스 단자는 이 시점에서 저항(Rl03)를 통해 H레벨의 버퍼 IC(I102)의 출력과 접속(pull-up)된다. 이것에 의해, 턴 오프 게이트 구동용의 PNP 트랜지스터(Q103)는 신뢰성있게 턴 오프되고, Ql03 Vce 전압은 H레벨이 된다.
다음에, IGBT(Ql01)의 콜렉터 전류(Ic)가 과전류가 된 상태로 IGBT(Ql01)가 턴 오프 하는 경우에 대해 설명한다.
턴 온된 IGBT(Ql01)의 콜렉터 전류(Ic)에 따라, IGBT(Ql01)의 센스 단자(S)로부터 저항(Rl01)으로 센스 단자 전류(Is)가 흐른다. lGBT(Ql01)는 센스 단자 전류(Is) 및 콜렉터 전류(Ic)의 비가 소정의 전류비(IGBT의 디바이스 구조에 의해 결정됨)를 가지도록 구성되어 있다.
센스 단자 전류(Is)에 의해서 저항(Rl01)의 양단에 발생한 전압이 시각 t 3에서 임계 전압(Vth)을 넘는 경우(즉, 콜렉터 전류(Ic)가 허용치를 넘음), 비교기(I101)의 비교 연산 출력이 H레벨로부터 L레벨로 변화한다. 비교기(I101)의 출력 신호가 L레벨로 변화하면, Pch-MOSFET(Q106)은 오프 상태로부터 온 상태로 천이하고, Ql06 Vds 전압은 L레벨이 된다. 이것에 의해, 상위 레벨 콘트롤러로부터의 입력 전압(Vin)의 신호 레벨이 L레벨인 경우, 버퍼 IC(I102)의 입력 신호는 온 상태가 되는 Pch-M0SFET(Ql06)에 의해서 전원(Vcc)에 접속(H레벨이 됨)되더라도, IGBT(Ql01)는 오프 동작으로 천이된다.
버퍼 IC(I102)는 임피던스 변환 후의 반전 신호를 H레벨로부터 L레벨로 변화시킨다(I102 출력전압). 버퍼 IC(I102)의 출력 신호가 L레벨로 변화하면, 턴 온 게이트 구동용 NPN 트랜지스터(Ql02)는 온 상태로부터 오프 상태로 천이하고, NPN 트랜지스터(Ql02)의 콜렉터 전압(Q102Vce 전압)은 L레벨로부터 H레벨로 변화한다. 이것과 동시에, 푸쉬 풀 구조인 턴 오프 게이트 구동용 PNP 트랜지스터(Ql03)의 베이스와 에미터 사이에서 전압 차이가 발생(Ql03Vbe 전압)하고, PNP 트랜지스터(Q103)은 오프 상태에서 온 상태로 천이한다. PNP 트랜지스터(Ql03)가 온이 되므로, IGBT (Ql01) 내의 게이트 전하가 게이트 저항(Rgoff) 및 PNP 트랜지스터(Ql03)를 통해 방전되어 IGBT(Ql01)의 게이트 전압(Vge)이 하강을 개시 한다.
이 시점에서, Pch-MOSFET(Ql06)을 온 상태로 할때 Ql06 Vds 전압은 L레벨 이고, Pch-MOSFET(QlO5)을 온 상태로 할때 Ql05 Vds 전압은 L레벨이며, Nch-MOSFET(QlO4)를 오프 상태로 할때 QI04 Vds 전압은 H레벨이다.
IGBT(Ql01)의 게이트 전압(Vge)의 하강에 수반해, IGBT(Ql01)의 콜렉터 전류(Ic)가 차단됨과 동시에, IGBT(Ql01)의 콜렉터 전압(Vce)은 상승을 개시한다. 상승하는 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt)는 커패시터(C101)로 미분함에 의해 검출(C101 전류)해, 커패시터(C101)를 흐르는 미분 전류에 의해서 저항(Rl03)의 양단에 발생하는 전압(Rl03 양단 전압)은 턴 오프 게이트 구동용 PNP 트랜지스터(Ql03)의 베이스 전압으로 피드백된다.
이 경우, 임의의 시각 t에 있어서의 턴 오프 게이트 구동용 PNP 트랜지스터(Ql03)의 베이스와 에미터 사이의 전압 Vbe (QI03)'은 식(2)로 주어진다.
Vbe(Ql03)'=Vge'-dVce/dt'×C101×Rl03×11-exp{-t/C101/Rl03)} (2)
dVce/dt'=D2 (상수)
여기서, Vge'는 IGBT(Ql01)의 게이트와 에미터 사이의 전압이다. dVce/dt는 IGBT(Q101)의 콜렉터 전압의 시간 변화이며, 상수 D2로 주어진다. C101은 커패시터(C101)의 용량이며, Rl03은 저항(Rl03)의 저항값이다.
IGBT(Q101)의 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt')의 검출된 이득이 상술한 콜렉터 전류가 정상 범위내에 있는 경우의 검출 이득으로 변환되고 턴 오프 게이트 구동용 PNP 트랜지스터(Ql03)의 베이스 전압으로 피드백되므로, IGBT(Ql01)의 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt')는 일정치(D2)로 바뀌게 된다. 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt')의 검출된 이득을 높게 하면, PNP 트랜지스터(Ql03)의 베이스 전압에의 피드백량이 증가하고, 전하 방전 속도가 늦어진다. 반대로, 검출 이득이 낮은 경우에는 PNP 트랜지스터(Ql03)에 의한 전하 방전 속도는 빨라진다. 본 실시의 형태에서는, 콜렉터 전류가 정상인 경우와 비정상인 경우(예를 들면 과전류 동안) 사이에서 검출 이득을 바꾸는 것으로, 전하 방전 속도가 제어된다.
콜렉터 전류에 과전류가 발생한 상태로 IGBT(Ql01)가 턴 오프 되더라도, 콜렉터 전류가 정상 범위인 상태에서 턴 오프되는 경우와 동일하게, 상기 피드백 제어는 IGBT(Ql01)가 턴 오프를 완료하기 직전까지 동작하므로, 서지 전압(Vs)을 억제하는 것이 가능하다.
IGBT(Ql01)는 게이트 저항(Rgoff) 및 PNP 트랜지스터(Ql03)를 통해 게이트 전하의 방전이 종료하면(게이트 전압(Vge)이 0이 되면) 턴 오프 한다. 반면에, 에러 신호(110)를 수신한 상위 레벨 콘트롤러(도시 없음)는 시각 t3이후의 소정의 타이밍에 입력 전압(Vin)을 L레벨로부터 H레벨로 변화시킨다.
이상 설명한 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt)=D1 및 (dVce/dt')=D2의 값은 각각 서지 전압(Vs)이 소정의 범위(IGBT(Ql01)의 내압정격)를 넘지 않게 설계시 결정된다. D1 및 D2의 값은 저항(R102) 및(R103)의 저항값에 의해서 결정 된다.
도 3은 콜렉터 전류에 과전류가 발생한 상태에서 IGBT를 턴 오프 시켰을 경우 상기 IGBT에 흐르는 콜렉터 전류(Ic)의 시간적 변화를 나타내는 도면이다. 도 3에서, 횡축은 시간을 나타내며, 세로축은 콜렉터 전류(Ic)의 크기를 나타낸다. 곡선 31은 본 발명에 따른 구동 회로를 이용해 턴 오프가 수행된 경우의 턴 오프 곡선이다. 곡선 32는 종래 기술에 따른 구동 회로에 의해 게이트 저항값을 작게 했을 경우의 턴 오프 곡선이다. 곡선 33은 종래 기술에 따른 구동 회로에 의해 게이트 저항값을 크게 했을 경우의 턴 오프 곡선이다.
도 3에서, 시각 t에서 턴 오프 동작이 개시 된다. 본 발명에 따른 구동 회로에서는, 곡선 31으로 도시된 것처럼, 콜렉터 전류(Ic)가 a보다 작아질 때까지 시간 감소율이 거의 일정하게 제어된다. 종래 기술로 게이트 저항값이 작아진 경우는, 곡선 32가 가리키듯이, 턴 오프 개시 후의 콜렉터 전류(Ic)의 감소율이 크고, 콜렉터 전류(Ic)가 감소하는 것에 따라 그 감소율이 작아진다. 종래 기술로 게이트 저항값을 크게 했을 경우는, 곡선 33이 가리키듯이, 콜렉터 전류(Ic)의 감소율이 작고, 턴 오프가 완료할 때까지의 시간이 길다.
도 4는 콜렉터 전류에 과전류(오버 전류)가 발생한 상태에서 IGBT가 턴 오프되는 경우의 상기 IGBT의 콜렉터 전압(Vce)의 시간적 변화를 나타내는 도면이다. 도 4에서, 횡축은 시간을 나타내, 세로축은 콜렉터 전압(Vce)의 크기를 나타낸다. 곡선 41은 본 발명에 의한 구동 회로를 이용해 턴 오프 시켰을 경우의 턴 오프 곡선이다. 곡선 42는 종래 기술에 의한 구동 회로로 게이트 저항값을 작게 했을 경우의 턴 오프 곡선이다. 곡선 43은 종래 기술에 의한 구동 회로로 게이트 저항값을 크게 했을 경우의 턴 오프 곡선이다.
도 4에서, 시각 t에서 턴 오프 동작이 개시된다. 본 발명에 따른 구동 회로에서는, 곡선 41이 가리키듯이, 콜렉터 전류(Ic)가 a보다 작아질 때까지 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt)가 거의 일정하게 제어된다. 곡선 41이 가리키는 콜렉터 전압(Vce)의 피크는, 3개의 곡선 41 내지 43 중에서 가장 작다. 종래 기술로 게이트 저항값을 작게 했을 경우는, 곡선 42가 가리키듯이, 콜렉터 전류(Ic)의 감소율이 크기 때문에, 콜렉터 전압(Vce)의 피크가 가장 커진다. 종래 기술로 게이트 저항값을 크게 했을 경우는, 곡선 43이 가리키듯이, 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt)는 완만하게 되지만, 턴 오프 시간이 길다.
도 3 및 도 4에서 분명한 것처럼, 본 발명에 의한 구동 회로에서는, 게이트 저항값을 크게 해 턴 오프 시간이 길어지지 않고, 콜렉터 전압(Vce)의 피크를 억제할 수 있다.
이상 설명한 실시의 형태에 대해 정리한다.
(1) 본 발명에 의한 구동 회로는, IGBT(Q101)가 턴 온되는 경우, 턴 온 게이트 구동용 NPN 트랜지스터(Ql02)를 턴 온 시키는 것에 의해서 저항(Rgon)를 통해 게이트 단자(G)로부터 전하를 공급(충전)되고, IGBT(Ql01)가 턴 오프 되는 경우, 턴 오프게이트 구동용 PNP 트랜지스터(Ql03)를 턴 오프 시키는 것에 의해서 저항(Rgoff)를 통해 게이트 단자(G)로부터 전하가 방전된다.
(2) 턴 오프 게이트 구동용 PNP 트랜지스터(Ql03)의 온 상태는 IGBT (Ql01)의 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt)에 따라 피드백을 제어한다. 따라서, 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt)에 따라 게이트 단자(G)로부터 방전되는 게이트 전하의 방전량을 선형적으로 변화시킬 수 있고, 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt)를 일정값(D1 혹은 D2)으로 제어할 수 있다. 이것에 의해, 콜렉터 전류(Ic)의 시간 변화(dIc/dt)를 대략 일정하게 할 수 있으며, 과전류시에도, 과대한 서지 전압이 발생하지 않고, 단시간에(신속히) IGBT(Ql01)를 오프 시킬 수 있다.
(3) 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt)에 따라 피드백 제어함에 의해, IGBT(Ql01)의 특성의 편차나 콜렉터 전류 통전 경로(버스 바(bus bar) 등)의 기생 인덕턴스(Ls)의 영향도 받기 어려워진다. 이 때문에, 특성 및 기생 인덕턴스 값의 변화와 무관하게, 서지 전압을 고정값내로 유지하도록 턴 오프 스위칭을 수행하는 것이 가능이다.
(4) IGBT(Ql01)에 과대한 서지 전압을 발생시키지 않도록 구성함에 의해, 내압정격(콜렉터 내압)이 낮은 소자를 이용하여 IGBT(Ql01)를 구성하는 것이 가능해지며, 따라서 IGBT의 크기를 줄이는 것이 가능하다. 또, IGBT 콜렉터 포화 전압을 낮게 할 수 있으므로, IGBT에 의해 발생된 손실을 억제하는 것 또한 가능하다.
상술한 설명에서, 콜렉터 전압의 시간 변화(dVce/dt)를 검출하는 이득은 커패시터(C101) 및 저항의 시정수(time constant)에 의해 결정되며, 이득이 콜렉터 전류가 정상인 경우와 과전류인 경우 사이에서 변하는 경우, 저항값이 다른 저항(Rl02) 및 저항(Rl03) 사이에서 변함에 의해 이 검출 이득을 바꾸도록 구성된다. 이 대신에, 커패시터(C101)와 용량이 다른 커패시터(C102)를 마련하고 커패시터(C101) 및 커패시터(C102)를 바꾸는 것에 의해서 검출 이득을 바꾸는 것도 가능하다.
커패시터(C101)및 커패시터(C102)를 바꾸는 대신에, 커패시터(C101)에 대해서 커패시터(C102)를 병렬에 접속하거나, 병렬 접속한 커패시터(C102)를 떼어내어 검출 이득을 바꾸는 것도 가능하다.
상술한 실시예는 예로서, 다양한 변형물이 본 발명의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않고 가능하다.
본 명세서는 이하의 우선 출원의 명세서를 포함한다.
일본 특허 출원 번호 제2004-081571, 2004년 03월 19일 출원.
본 발명에 의한 구동 회로에서는, 게이트 저항값을 크게 해 턴 오프 시간이 길어지지 않고, 콜렉터 전압(Vce)의 피크를 억제할 수 있다.

Claims (14)

  1. 삭제
  2. 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로에 있어서,
    전압 구동형 반도체 소자가 턴 오프되는 경우 전압 구동형 반도체 소자의 게이트 단자로부터 전하를 방전하는 전하 방전부;
    상기 전압 구동형 반도체 소자의 콜렉터 전류값을 검출하는 전류 검출부; 및
    상기 전압 구동형 반도체 소자의 콜렉터 전압의 시간 변화를 검출하고, 검출된 콜렉터 전압의 시간 변화 및 상기 전류 검출부에 의해 검출된 상기 콜렉터 전류값에 따라 상기 전하 방전부에 의한 방전을 제어하는 방전 제어부를 포함하는 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로.
  3. 삭제
  4. 제2항에 있어서,
    상기 방전 제어부는, 저항 소자 및 용량 소자를 포함하여 전압 구동형 반도체 소자의 콜렉터 전압 변화를 미분하는 미분 회로를 포함하며,
    상기 전하 방전부는 에미터 단자가 전압 구동형 반도체 소자의 게이트 단자에 접속되고, 콜렉터 단자가 전압 구동형 반도체 소자의 에미터 단자에 접속된 PNP 트랜지스터를 포함하고;
    상기 미분 회로로부터의 미분된 출력은 PNP 트랜지스터의 베이스 단자로 입력되는 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 미분 회로의 저항 소자는, 선택적으로 절환될 수 있는, 제1 저항값을 갖는 제1 저항 소자 및 상기 제1 저항값보다 더 큰 제2 저항값을 갖는 제2 저항 소자를 포함하며,
    상기 방전 제어부는 상기 전류 검출부에 의해 검출된 전류값이 소정값 이하인 경우 상기 제1 저항 소자로 절환하고, 상기 전류 검출부에 의해 검출된 전류값이 소정값 보다 큰 경우에는 제2 저항 소자로 절환하는 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로.
  6. 제2항에 있어서,
    전압 구동형 반도체 소자가 턴 온 되는 경우 전압 구동형 반도체 소자의 게이트 단자로 전하를 공급하는 전하 공급부를 더 포함하며;
    상기 전하 공급부가 NPN 트랜지스터를 포함하며;
    상기 전하 방전부가 PNP 트랜지스터를 포함하며;
    푸쉬-풀 구조를 가지며, 상기 NPN 트랜지스터의 베이스 단자에 구동 신호를 출력하는 신호 출력 회로;
    상기 전압 구동형 반도체 소자의 콜렉터 단자와 에미터 단자 사이에 접속되고, 직렬로 접속된 용량 소자, 제1 저항 소자 및 제1 스위칭 소자; 및
    한 단자가 상기 용량 소자와 상기 제1 저항 소자의 접속점에 접속되며, 다른 단자는 상기 신호 출력 회로의 출력 단자에 접속되는 제2 저항 소자를 더 포함하며,
    용량 소자, 제1 저항 소자, 및 제2 저항 소자의 접속 지점이 PNP 트랜지스터의 베이스 단자에 접속되며,
    용량 소자 및 제1 저항 소자로 인한 시정수, 용량 소자 및 제2 저항 소자로 인한 시정수는 제1 스위칭 소자의 절환 상태에 따라 변하는 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제1 저항 소자와 상기 제1 스위칭 소자 사이에 직렬로 접속되고, 상기 신호 출력 회로로부터의 출력 신호 레벨에 따라 절환되는 제2 스위칭 소자를 더 포함하며,
    상기 제2 스위칭 소자는, 전압 구동형 반도체 소자가 턴 오프되는 경우 상기 신호 출력 회로로부터 출력되는 출력 신호에 의해 턴 온 되어 PNP 트랜지스터를 동작시키는 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로.
  8. 제2항에 있어서,
    상기 방전 제어부는 상기 전하 방전부에 의한 방전을 제어하여 전압 구동형 반도체 소자의 콜렉터 전류의 시간에 따른 감소율이 소정값에 도달하도록 하는 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로.
  9. 제2항에 있어서,
    상기 방전 제어부는 콜렉터 전압의 시간 변화가 상수가 되도록 상기 전하 방전부에 의해 방전을 제어하는 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로.
  10. 제2항에 있어서,
    상기 전류 검출부에 의해 검출되는 전류값이 소정값 이상인 경우, 상기 방전 제어부는 방전 속도가 전류값이 소정값 미만인 경우 보다 더 느리도록 상기 전하 방전부에 의한 방전을 제어하는 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로.
  11. 제2항에 있어서,
    상기 방전 제어부는 상기 콜렉터 전압의 시간 변화가 일정하도록 상기 전하 방전부에 의한 전하 방전을 제어하고, 상기 전류 검출부에 의해 검출된 전류값이 소정값 이상인 경우, 상기 콜렉터 전압의 시간 변화가 전류값이 소정값 미만인 경우보다 더 작도록 상기 전하 방전부에 의한 전하 방전을 제어하는 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로.
  12. 제2항에 있어서,
    상기 방전 제어부는 상기 콜렉터 전압의 시간 변화를 검출하고 검출된 시간 변화를 상기 전하 방전부으로 피드백 시키는 미분 회로를 포함하는 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로.
  13. 제2항에 있어서,
    상기 방전 제어부는 상기 콜렉터 전압의 시간 변화를 검출하고 상기 검출된 시간 변화를 상기 전하 방전부으로 피드백하는 미분 회로를 포함하며, 상기 전류 검출부에 의해 검출된 전류값에 따라 상기 미분 회로를 구성하는 저항 소자를 절환함에 의해 전하 방전부에 의한 방전 속도를 변화시키는 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로.
  14. 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로에 있어서,
    전압 구동형 반도체 소자가 턴 오프되는 경우 전압 구동형 반도체 소자의 게이트 단자로부터 전하를 방전하는 전하 방전 수단;
    상기 전압 구동형 반도체 소자의 콜렉터 전류값을 검출하는 전류 검출 수단; 및
    상기 전압 구동형 반도체 소자의 콜렉터 전압의 시간 변화를 검출하고, 검출된 콜렉터 전압의 시간 변화 및 상기 전류 검출 수단에 의해 검출된 상기 콜렉터 전류값에 따라 상기 전하 방전 수단에 의한 방전을 제어하는 방전 제어 수단을 포함하는 전압 구동형 반도체 소자용 구동 회로.
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