CN1671049B - 用于电压驱动型半导体元件的驱动电路 - Google Patents

用于电压驱动型半导体元件的驱动电路 Download PDF

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Abstract

一种用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，包括：电荷排出单元，用于当该电压驱动型半导体元件被截止时从其栅极端排出电荷；以及放电控制单元，用于检测该电压驱动型半导体元件的集电极电压的时间变化，并用于按照被检测到的集电极电压的时间变化控制由所述电荷排出单元进行的放电。

Description

用于电压驱动型半导体元件的驱动电路 
技术领域
本发明涉及一种用于电压驱动的半导体元件的驱动电路，所述半导体元件向负载供应电流。 
背景技术
在用于转换和驱动电压驱动型半导体元件例如绝缘栅双极晶体管(IGBT)的电路中，具有一种本身是已知的技术(见日本专利申请公开No.H10-51285)，其抑制当产生过量的电流的IGBT截止时产生的电压浪涌等。在该文件描述的驱动电路中，通过当在IGBT中产生过量的电流时使得栅电阻值变得较大来抑制在截止时集电极电流改变的速率，从而减轻电压浪涌。 
发明内容
一般地说，对于配备有驱动电路的系统规定有某个死时间，并需要在这个死时间期间使IGBT截止。上述的简单地通过使栅电阻值变大来抑制截止时集电极电流改变的速率(随时间而减小的速率)的方法的缺点在于，其使得直到IGBT截止的时间间隔不希望地变长。换句话说，如果优先考虑在死时间期间使IGBT截止，这对栅电阻值的大小有限制。结果，对集电极电流变化速率的抑制成为不足的。在另一方面，如果优先考虑抑制集电极电流变化的速率，则对栅电阻值的大小不加限制。结果，用于使IGBT截止的时间间隔变长。因而，难以使确保抑制集电极电流变化的速率和缩短用于使IGBT截止的时间间隔彼此协调。 
按照本发明的第一方面，提供一种用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，包括：电荷排出单元，用于当电压驱动型半导体元件被截 止时从其栅极端排出电荷；电流检测单元，用于检侧该电压驱动型半导体元件的集电极电流；以及，放电控制单元，用于检测电压驱动型半导体元件的集电极电压的时间变化，以及用于按照被检测到的集电极电压的时间变化以及由所述电流检测单元检测的电流值控制由所述电荷排出装置进行的放电。 
按照本发明的第二方面，提供一种用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中，所述放电控制单元按照被检测到的集电极电压的时间变化以及由所述电流检测单元检测的电流值改变由所述电荷排出单元进行的放电的放电速度。 
按照本发明的第三方面，提供一种用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中，所述放电控制单元包括一个微分电路，所述微分电路包括电阻元件和电容元件，并且对所述电压驱动型半导体元件的集电极电压的变化进行微分；所述电荷排出单元包括PNP晶体管，所述晶体管的发射极端和所述电压驱动型半导体元件的栅极端相连，该晶体管的集电极端和所述电压驱动型半导体元件的发射极端相连；以及来自所述微分电路的微分输出被输入给所述PNP晶体管的基极端。 
按照本发明的第四方面，提供一种用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中，所述微分电路的电阻元件包括具有第一电阻值的第一电阻元件和具有第二电阻值的第二电阻元件，所述第二电阻值大于所述第一电阻值，它们可以被选择地转换；以及所述放电控制单元当由所述电流检测单元检测的电流值小于或等于一个预定值时转换到所述第一电阻元件，以及，当由所述电流检测单元检测的电流值大于所述预定值时转换到所述第二电阻元件。 
按照本发明的第五方面，提供一种用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，还包括：电荷供应单元，用于当所述电压驱动型半导体元件被导通时向所述电压驱动型半导体元件的栅极端提供电荷；所述电荷供应单元包括NPN晶体管；所述电荷排出单元包括PNP晶体管；信号输出电路，其具有推挽结构，并向所述NPN晶体管的基极端输出驱动信号；电容元件，第一电阻元件，以及第一开关元件，它们被 连接在所述电压驱动型半导体元件的集电极端和发射极端之间，并被串联连接；以第二电阻元件，其一端和所述电容元件与所述第一电阻元件的连接点相连，另一端和所述信号输出电路的输出端相连，其中：所述电容元件、第一电阻元件和第二电阻元件的连接点与所述PNP晶体管的基极端相连；以及由于所述电容元件和所述第一电阻元件而具有的时间常数以及由于所述电容元件和所述第二电阻元件而具有的时间常数按照第一开关元件的开关状态在其间被转换。 
按照本发明的第六方面，提供一种用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，还包括：第二开关元件，其被串联连接在所述第一电阻元件和所述第一开关元件之间，并且按照来自所述信号输出电路的输出信号电平被转换，并且其中：当所述电压驱动型半导体元件被截止时，借助于从信号输出电路输出的输出信号，所述第二开关元件被导通以引起所述PNP晶体管操作。 
按照本发明的第七方面，提供一种用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中，所述放电控制单元对由所述电荷排出单元进行的放电进行控制，以使得所述电压驱动型半导体元件的集电极电流随时间减小的速率接近于一个预定值。 
按照本发明的第八方面，提供一种用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中，所述放电控制单元这样控制由所述电荷排出单元进行的放电，以使得所述集电极电压的时间变化为常数。 
按照本发明的第九方面，提供一种用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中，当由所述电流检测单元检测的电流值大于或等于一个预定值时，所述放电控制单元对由所述电荷排出单元进行的放电进行控制，以使得放电的速度比当所述电流值小于所述预定值时的速度要慢。 
按照本发明的第十方面，提供一种用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中，所述放电控制单元对由所述电荷排出单元进行的放电进行控制，以使得集电极电压的时间变化为恒值，并且，当由所述电流检测单元检测的电流值大于或等于一个预定值时，控制由所述电 荷排出单元进行的放电，以使得集电极电压的时间变化比当所述电流值小于所述预定值时的时间变化要小。 
按照本发明的第十一方面，提供一种用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中，所述放电控制单元包括微分电路，其检测集电极电压的时间变化并向所述电荷排出单元反馈检测的时间变化。 
按照本发明的第十二方面，提供一种用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中，所述放电控制单元包括微分电路，其检测集电极电压的时间变化，并向电荷排出单元反馈检测的时间变化，以及通过按照由所述电流检测单元检测的电流值转换构成所述微分电路的电阻元件来改变由所述电荷排出单元进行的放电的速度。 
附图说明
图1是用于说明按照本发明的一个优选实施例的IGBT驱动电路的图； 
图2是用于说明在所述驱动电路的主要部分中的信号波形的图； 
图3是表示当产生过量电流的IGBT截止时其集电极电流随时间而变化的图；以及 
图4是表示当产生过量电流的所述IGBT截止时其集电极电压随时间变化的图。 
具体实施方式
下面结合附图说明用于实施本发明的一个优选实施例。图1是用于说明按照本发明的该优选实施例的IGBT(绝缘栅双极晶体管)驱动电路的图。在图1中，对IGBT(Q101)提供有栅极端(G)，集电极端(C)，和发射极主电池相连的发射极端(E)，以及和用于检测集电极电流的电池相连的检测端(S)。 
IGBT(Q101)的集电极端(C)和负载(L101)的一端相连，负载(L101)的另一端和电源电压VB的正端相连。IGBT(Q101)的发射极端(E)和电源电压VB的负端相连。当IGBT(Q101)导通时，集电极电流(Ic)沿图1的箭头所示的方向流动并驱动负载(L101)。在电流流动的通路中存在的寄生电感假定用Ls表示。应当理解，在这个优选实施例中，图中所示的和说明书中记载的“GNDC”表示IGBT(Q101)的发射极端的电位，而图中的接地符号表示和IGBT(Q101)的发射极端相连。 
IGBT(Q101)被这样制成，使得按照输入电压Vin进行转换操作(ON/OFF)，所述输入电压由在图中未示出的较高电平控制器提供。由缓冲器IC(I102)进行阻抗变换之后，这个输入电压Vin被输入到NPN晶体管Q102的基极端，用于驱动IGBT(Q101)的导通栅极(turning ongate)。这个缓冲器IC(I102)具有推挽结构。 
由缓冲器IC(I102)进行过阻抗变换之后的输入电压Vin还通过电阻R103被输入到PNP晶体管Q103的基极端，用于驱动截止栅极(turning off gate)。用于上述的栅极驱动的两个晶体管Q102和Q103通过各自的栅电阻Rgon和Rgoff与IGBT(Q101)的栅极端G相连，所述栅电阻和这些晶体管的各自的发射极端相连，因此能够分别改变至IGBT(Q101)的栅极端G的充电电流和放电电流。应当理解，Vcc表示用于该电路的电源电压。 
上述的IGBT(Q101)的检测端S是一个被提供用于检测IGBT(Q101)的集电极电流的端子。这个检测端S通过检测电阻R101和IGBT(Q101)的发射极端相连。相对于在IGBT(Q101)中流动的发射极电流，占有一个预定的电流比例的电流作为检测电流Is沿箭头所示的方向流动。比较器I101比较在所述检测电阻R101两端之间产生的电压和门限值电压Vth，并输出这个比较的结果。在检测电阻R101产生的电压被输入到所述比较器I101的反相输入端(-)，而门限值电压Vth被输入到比较器I101的同相输入端(+)。 
为了检测当IGBT(Q101)被截止时集电极电压Vce的时间变化(dVce/dt)，并且为了反馈控制上述的用于截止的PNP晶体管Q103的操作，在IGBT(Q101)的集电极端C和PNP晶体管Q103的基极端提供有电容器C101。此外，为了在上述的截止状态下把集电极电压Vce的这个时间变化(dVce/dt)的反馈检测量限制为一个预定值，在 NPN晶体管Q103的基极端和GNDC之间提供调节电阻R102。集电极电压的时间变化可被称为集电极电压随时间的变化或集电极电压的时基变化。 
调节电阻R102的GNDC侧端通过Pch-MOSFET(Q105)和Nch-MOSFET(Q104)(它们都是开关元件)与GNDC相连，由此按照IGBT(Q101)的导通状态转换上述的反馈检测量。当Pch-MOSFET(Q105)和Nch-MOSFET(Q104)两者都导通时，调节电阻R102的GNDC侧端和IGBT(Q101)的发射极端相连，而当Pch-MOSFET(Q105)和Nch-MOSFET(Q104)中的任何一个截止时，调节电阻R102的GNDC侧端便不这样连接。 
电阻值和调节电阻R102不同的调节电阻R103(R102<R103)的一个端子以和调节电阻R102相同的方式与PNP晶体管Q103的基极端相连，而其另一端和缓冲器IC(I102)的输出端以及Pch-MOSFET(Q105)的栅极端相连。Nch-MOSFET(Q104)的栅极端和上述的比较器I101的输出端相连。 
此外，比较器I101的输出端除了通过上拉电阻R104和电源电压Vcc相连也和Pch-MOSFET(Q106)的栅极端相连，提供Pch-MOSFET(Q106)用于强制控制输入电压Vin的信号电平为H(高)电平。在这个优选实施例中，如果输入电压Vin是H电平，则IGBT(Q101)截止。这个Pch-MOSFET(Q106)的源极端和电源电压Vcc相连，而其漏极端和缓冲器IC(I102)的输入端相连。此外，电容器C102被提供在比较器I101的输出端和GNDC之间。 
当比较器I101的输出电平改变时，Pch-MOSFET(Q105)和Nch-MOSFET(Q104)的操作的ON/OFF状态都改变。比较器I101的输出信号也被输出到较高电平控制器(图中未示出)作为误差信号110。较高电平控制器被这样构成，即，使得如果误差信号表示发生了异常(即，在本实施例中是L(低)电平)则使信号(换句话说，输入电压Vin)进行IGBT(Q101)的开关控制而变为H电平(即，使IGBT(Q101)截止)。在利用多个IGBT构成逆变器或类似物的情况下，通过利用 误差信号110(其表示在任何一个IGBT中发生了过量的电流)作为触发信号，较高电平控制器使构成逆变器或类似物的所有这些IGBT截止。 
上述的电容器C102被提供用于在预定的时间间隔内保持比较器I101的输出电平，以使得误差信号110能可靠地由较高电平控制器识别。 
现在说明上述的驱动电路的操作。图2是用于说明在图1所示的驱动电路的主要部分中的信号波形的图。在图2中，示出了以下的各个波形：IGBT(Q101)的集电极电流Ic，输入电压Vin，缓冲器IC(I101)的输出电压，晶体管Q102的电压Vce，IGBT(Q101)的栅极电压Vge，晶体管Q103的电压Vbe，晶体管Q103的电压Vce，电容器C101的电流，电阻R102的两端之间的电压，电阻R103的两端之间的电压，IGBT(Q101)的集电极电压Vce，检测端电流Is，比较器I101的输出电压，MOSFET(Q104)的电压(Vds)，MOSFET(Q105)的电压(Vds)，以及MOSFET(Q106)的电压(Vds)。 
首先说明在IGBT(Q101)的集电极电流Ic处于合适的电流范围的状态下IGBT(Q101)被截止的情况。 
在图2所示的时刻t1，当较高电平控制器(图中未示出)把输入电压Vin的信号电平从低电平L变为高电平H而使IGBT(Q101)截止时，缓冲器IC(I102)把阻抗变换之后的被反相的信号从H电平变为L电平(I102的输出电压)。 
当缓冲器IC(I102)的输出信号改变为低电平L时，用于驱动导通栅极的NPN晶体管Q102从ON(导通)状态改变为OFF(截止)状态，并且NPN晶体管Q102的集电极电压(电压Q102 Vce)从L电平改变为H电平。与此同时，在由推挽结构构成的用于驱动截止栅极的PNP晶体管Q103的基极和发射极之间产生电压差(电压Q103Vbe)，PNP晶体管Q103从截止状态变为导通状态。通过PNP晶体管Q103成为导通，在IGBT(Q101)内的栅极电荷通过栅电阻Rgoff和PNP晶体管Q103被放电，因而IGBT(Q101)的栅极电压(Vge)开始下 降。 
应当理解，在这个时刻，Pch-MOSFET(Q106)处于OFF状态，Q106Vds电压是H电平，Pch-MOSFET(Q105)处于ON状态，Q105Vds电压是L电平，Pch-MOSFET(Q104)处于ON状态，Q104 Vds电压是L电平。 
和IGBT(Q101)的栅极电压Vge下降一起，在IGBT(Q101)的集电极电流Ic被断开的同时，IGBT(Q101)的集电极电压Vce开始上升。正在上升的集电极电压的时间变化dVce/dt通过利用电容器C101的微分来检测(C101电流)，通过电容器C101中流动的微分的电流而在电阻R102两端之间产生的电压(R102两端的电压)被反馈到PNP晶体管Q103的基极电压，用于驱动截止栅极。 
在这种情况下，在任何时刻用于驱动截止栅极的PNP晶体管Q103的基极和发射极之间的电压Vbe(Q103)由下式(1)给出： 
Vbe(Q103)＝Vge-dVce/dt×C101×R102×{1-exp(-t/C101/R102)} 
                                             (1) 
dVce/dt＝D1(常数) 
其中Vge是IGBT(Q101)的栅极电压(栅极和发射极之间)。dVce/dt是IGBT(Q101)的集电极电压的时间变化，其被表示为常数D1。C101是电容器C101的电容，R102是电阻R102的电阻值。 
当电容器和电阻串联连接作为微分电路并且具有预定的时间变化的电压改变dV/dt已被输入到所述电容器时，上面式(1)的右侧的第二项与作为瞬变响应公式给出所述电阻的两端之间产生的电压的时间变化的一项相同。 
上面的公式(1)表示，当在IGBT(Q101)被截止时上升的集电极电压Vce的时间变化dVce/dt改变时，在基极和发射极之间的电压Vbe(Q103)线性地改变，所述电压确定用于驱动截止栅极的PNP晶体管Q103的操作状态。作为由于在PNP晶体管Q103的基极和发射极之间的电压Vbe(Q103)变化而引起的IGBT(Q101)的栅极电荷的放电量的连续改变的结果，当截止时IGBT(Q101)的集电极电压的时间变化 dVce/dt被反馈控制为一个恒值D1。 
在IGBT(Q101)的集电极电流Ic处于正常的电流范围的状态下，当IGBT(Q101)以这种方式截止时，因为集电极电压的时间变化(dVce/dt)通过由于电容C101和电阻R102而存在的时间常数所确定的增益来检测，因而可以进行用于驱动截止栅极的PNP晶体管Q103的操作状态的连续反馈控制，以使得保持集电极电压的时间变化dVce/dt为恒值D1。 
在上述的集电极电压的时间变化dVce/dt的反馈控制期间，IGBT(Q101)的集电极电流Ic的时间变化dIc/dt被保持为恒值(被表示为d1)。结果，当IGBT(Q101)截止时产生的浪涌电压Vs被保持为(dIc/dt)×Ls＝d1×Ls。因为上述的用于集电极电压的时间变化dVce/dt的反馈控制进行直到恰好在IGBT(Q101)的截止完成之前，其不受IGBT(Q101)的集电极电流Ic的大小或者IGBT(Q101)的特性差异的影响，因而由于IGBT(Q101)而产生的浪涌电压Vs被抑制到一个小的电平。 
应当理解，因为IGBT(Q101)的集电极电流处于正常的电流范围内，为进行过量的电流检测而提供的比较器I101的输出信号电平在IGBT(Q101)开始其截止操作的时刻t1之后也保持为H电平。因而，Pch-MOSFET Q106的截止状态被继续，来自较高电平控制器的输入电压Vin的信号电平在缓冲器IC(I102)的输入信号电平保持原样。 
在时刻t2，当较高电平控制器(图中未示出)把输入电压Vin从H电平改变为L电平而使IGBT(Q101)导通时，缓冲器IC(I102)在阻抗变换之后把反相信号从L电平改变为H电平(I102的输出电压)。 
当缓冲器IC(I102)的输出电平变为H电平时，用于驱动导通栅极的NPN晶体管Q102从截止状态变为导通状态，NPN晶体管Q102的集电极电压(电压Q102Vce)从H电平变为L电平。与此同时，Pch-MOSFET Q105从导通状态变为截止状态，电压Q105 Vds从低电平L变为高电平H。Pch-MOSFET Q105是使得用于驱动IGBT(Q101)的截止栅极的PNP晶体管Q103截止所需的开关元件。换句话说，借 助于使Pch-MOSFET Q105变为截止，用于驱动截止栅极的PNP晶体管Q103的基极端在此时刻通过电阻R103和缓冲器IC(I102)的输出的H电平相连。这样，用于驱动截止栅极的PNP晶体管Q103被可靠地截止，因而电压Q103 Vce成为高电平。 
下面说明在IGBT(Q101)的集电极电流变为过量的状态下IGBT(Q101)被截止的情况。 
检测端电流Is按照导通的IGBT(Q101)的集电极电流Ic从IGBT(Q101)的检测端S流入电阻R101。IGBT(Q101)被这样构成，使得其检测端电流Is和其集电极电流Ic的比具有一个预定的电流比(由IGBT的器件结构确定)。 
当在时刻t3由这个检测端电流Is在电阻R101的两端之间产生的电压超过门限电压值Vth时(换句话说，当集电极电流Ic超过其允许值时)，比较器I101的计算的比较输出从H电平变为L电平。当比较器I101的输出信号变为L电平时，Pch-MOSFET Q106从截止状态变为导通状态，电压Q106 Vds变为L电平。因此，IGBT(Q101)改变为截止操作，即使来自较高电平控制器的输入电压Vin的信号电平为L电平，这是因为，由于Pch-MOSFET Q106变为导通，缓冲器IC I102的输入信号和电源电压Vcc相连(即，变为H电平)。 
缓冲器IC(I102)在阻抗变换之后把反相信号从H电平变为L电平(I102输出电压)。当缓冲器IC(I102)的输出信号变为低电平时，用于驱动导通栅极的NPN晶体管Q102从导通状态变为截止状态，并且这个NPN晶体管Q102的集电极电压(电压Q102 Vce)从L电平改变为H电平。与此同时，在PNP晶体管Q103的基极和发射极之间产生一个电压差(电压Q103 Vbe)，用于驱动由推挽结构构成的截止栅极，并且这个PNP晶体管Q103从截止状态转变为导通状态。由于PNP晶体管Q103变为导通，在IGBT(Q101)内的栅极电荷通过栅电阻Rgoff和PNP晶体管Q103放电，因而IGBT(Q101)的栅极电压Vge开始下降。 
在这个时刻，Pch-MOSFET Q106处于导通状态，电压Q106 Vds 是L电平，Pch-MOSFET Q105处于导通状态，电压Q105 Vds是L电平，并且Nch-MOSFET Q104处于截止状态，电压Q104 Vds是H电平。 
在和IGBT(Q101)的栅极电压Vge的下降一起IGBT(Q101)的集电极电流Ic被断开的同时，IGBT(Q101)的集电极电压Vce开始上升。正在上升的集电极电压的时间变化dVce/dt通过利用电容器C101的微分(C101的电流)检测，并且通过流入电容器C101的微分电流在电阻R103两端之间产生的电压(即R103两端的电压)被反馈到用于驱动截止栅极的PNP晶体管Q103的基极电压。 
在这种情况下，在任何时刻t，用于驱动截止栅极的PNP晶体管的基极和发射极之间的电压Vbe(Q103)’由下式(2)给出： 
Vbe(Q103)’＝Vge’-dVce/dt’×C101×R103×{1-exp(-t/C101/R103)} 
                                                   (2) 
dVce/dt’＝D2(常数) 
其中Vge’是IGBT(Q101)的栅极和发射极之间的电压。dVce/dt’是IGBT(Q101)的集电极电压的时间变化，其由常数D2给出。C101是电容器C101的电容，R103是电阻R103的电阻值。 
因为如果上述的集电极电流处于正常范围内并被反馈到用于驱动截止栅极的PNP晶体管Q103的基极电压，IGBT(Q101)的集电极电压的时间变化(dVce/dt)’的检测的增益被转换到检测增益，因而IGBT(Q101)的集电极电压的时间变化(dVce/dt)’被改变成恒定的值D2。当集电极电压的时间变化(dVce/dt)’的检测的增益为高时，对PNP晶体管Q103的基极电压的反馈量增加，因而放电速度变慢。与此相反，如果检测的增益低，则由于PNP晶体管Q103而进行的放电速度变高。在这个优选实施例中，放电速度通过在集电极电流为正常时和不正常时(即，在过量的电流期间)之间转换检测增益来控制。 
即使IGBT(Q101)在集电极电流已经产生过量电流的状态下截止，以和当在集电极电流处于正常范围内的状态下被截止时相同的方式，可以抑制浪涌电压Vs，因为上述的反馈控制一直进行直到正好在 IGBT(Q101)的截止完成之前。 
当经由栅电阻Rgoff和PNP晶体管Q103进行的栅极电荷的放电完成时(即当栅极电压Vge为0时)，IGBT(Q101)截止。在另一方面，收到误差信号110的较高电平控制器(图中未示出)在时间点t3之后预定的定时把输入电压Vin的电平从L改变为H。 
集电极电压的时间变化值dVce/dt＝D1和(dVce/dt)’＝D2在设计处理期间被确定，使得各个浪涌电压Vs不超过预定的范围(IGBT(Q101)的额定击穿电压)。D1和D2的值由各个电阻R102和R103的电阻值确定。 
图3是表示当在集电极电流中产生过量电流的状态下IGBT截止时流过所述IGBT的集电极电流Ic随时间而变化的图。在图3中横轴表示时间，纵轴表示集电极电流Ic的幅值。曲线31是通过使用按照本发明的驱动电路进行截止时的截止曲线。曲线32是当利用按照现有技术的驱动电路使栅电阻值小时的截止线。曲线33是当利用按照现有技术的驱动电路使栅电阻值大时的截止线。 
在图3中，截止操作在时间点t开始，利用按照本发明的驱动电路，随时间而减小的速率被控制为几乎等于常数，直到集电极电流Ic变得小于a，如曲线31所示。在利用现有技术使栅电阻值小的情况下，如曲线32所示，在截止开始之后，集电极电流Ic减小的速率大，而随着集电极电流Ic的减小，所述减小的速率变得较小。并且，在利用现有技术使栅电阻值大的情况下，如曲线33所示，集电极电流Ic的减小速率小，因而直到完成截止操作的时间间隔长。 
图4是表示当在集电极电流中产生过量电流(过电流)的状态下IGBT截止时所述IGBT的集电极电压Vce随时间变化的速率的图。在图4中，横轴表示时间，纵轴表示集电极电压Vce的幅值。曲线41是通过使用按照本发明的驱动电路进行截止时的截止曲线。曲线42是当利用按照现有技术的驱动电路使栅电阻值小时的截止线。曲线43是当利用按照现有技术的驱动电路使栅电阻值大时的截止线。 
在图4中，截止操作在时间点t开始。利用按照本发明的驱动电 路，集电极电压的时间变化dVce/dt被控制为几乎等于常数，直到集电极电流Ic变得小于a，如曲线41所示。由曲线41所示的集电极电压Vce的峰值在3个曲线41-43当中是最小的。在利用现有技术使栅电阻值小的情况下，如曲线42所示，集电极电压Vce的峰值最大，这是因为集电极电流Ic的减小速率大。并且在利用现有技术使栅电阻值大的情况下，如曲线43所示，集电极电压的时间变化dVce/dt变得缓和，但是用于截止操作的时间间隔长。 
由图3和图4可以清楚地看出，利用按照本发明的驱动电路，能够抑制集电极电压Vce的峰值，没有由于增加栅电阻值而引起的用于截止的时间间隔的延长。 
现在对上述的优选实施例总结如下。 
(1)利用按照本发明的驱动电路，当IGBT(Q101)导通时，由NPN晶体管Q102通过电阻Rgon从栅极端G提供电荷(充电)，以便驱动导通栅极导通；同时，当IGBT(Q101)截止时，由PNP晶体管Q103通过电阻Rgoff从栅极端G使电荷放电，以便驱动截止栅极截止。 
(2)用于驱动截止门的PNP晶体管Q103的导通状态按照IGBT(Q101)的集电极电压的时间变化dVce/dt控制反馈。因而，可以随集电极电压的时间变化dVce/dt线性地改变从栅极端G放电的栅极电荷放电量，并且可以控制集电极电压的时间变化dVce/dt为恒值(D1或D2)。这样，可以使集电极电流Ic的时间变化dIc/dt大致恒定，并且，即使在过电流期间，也不会产生过大的浪涌电压，并且可以在一个短的时间间隔内(即，快速地)使IGBT(Q101)截止。 
(3)通过按照集电极电压的时间变化dVce/dt进行反馈控制，使得难于受到由于IGBT(Q101)的特性偏差或者由于在集电极电流传输通路(汇流条等)中的寄生电感Ls造成的任何影响。因此，可以这样进行截止转换，即，使得浪涌电压保持在一个固定值内，而不管特性偏差和寄生电感值如何。 
(4)借助于使得在IGBT(Q101)中不产生过大的浪涌电压，可 以使用额定击穿电压(集电极耐电压)低的元件作为IGBT(Q101)，因而可以减小IGBT的尺寸。此外，因为可以使得IGBT的集电极饱和电压是低的，还可以限制由IGBT产生的损失。 
在上面的说明中，用于检测集电极电压的时间变化dVce/dt的增益由电容C101和电阻的时间常数确定，当所述增益要在当集电极电流正常时和当集电极电流过量时之间转换时，通过在电阻值不同的电阻R102和电阻R103之间进行转换来转换这个检测增益。代替这个方案，提供其电容和电容器C101的电容不同的电容器C102，并通过在电容器C101和电容器C102之间进行转换来转换检测增益也是可接受的。 
代替在电容器C101和电容器C102之间进行转换，使电容器C101与电容器C102并联连接，并通过切断所述并联连接的电容器C102来改变检测的增益也是可接受的。 
上述的实施例是一些例子，不脱离本发明的构思，可以作出各种改变。 
参考文件
下面的在先申请的内容被包括在此作为参考： 
2004年3月19日申请的申请号为2004-081571的日本专利申请。

Claims (12)

1.一种用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，包括：
电荷排出单元，用于当该电压驱动型半导体元件截止时从其栅极端排出电荷；
电流检测单元，用于检侧该电压驱动型半导体元件的集电极电流；以及
放电控制单元，用于检测该电压驱动型半导体元件的集电极电压的时间变化，并用于按照被检测到的集电极电压的时间变化以及由所述电流检测单元检测的电流值控制由所述电荷排出单元进行的放电。
2.如权利要求1所述的用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中：
所述放电控制单元按照被检测到的集电极电压的时间变化以及由所述电流检测单元检测的电流值改变由所述电荷排出单元进行的放电的放电速度。
3.如权利要求2所述的用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中：
所述放电控制单元包括一个微分电路，所述微分电路包括电阻元件和电容元件，并且对所述电压驱动型半导体元件的集电极电压的变化进行微分；
所述电荷排出单元包括PNP晶体管，所述晶体管的发射极端和所述电压驱动型半导体元件的栅极端相连，该晶体管的集电极端和所述电压驱动型半导体元件的发射极端相连；以及
来自所述微分电路的微分输出被输入给所述PNP晶体管的基极端。
4.如权利要求3所述的用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中
所述微分电路的电阻元件包括具有第一电阻值的第一电阻元件和具有第二电阻值的第二电阻元件，所述第二电阻值大于所述第一电阻值，它们可以被选择地转换；以及
所述放电控制单元当由所述电流检测单元检测的电流值小于或等于一个预定值时转换到所述第一电阻元件，以及，当由所述电流检测单元检测的电流值大于所述预定值时转换到所述第二电阻元件。
5.如权利要求1所述的用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，还包括：
电荷供应单元，用于当所述电压驱动型半导体元件被导通时向所述电压驱动型半导体元件的栅极端提供电荷；
所述电荷供应单元包括NPN晶体管；
所述电荷排出单元包括PNP晶体管；
信号输出电路，其具有推挽结构，并向所述NPN晶体管的基极端输出驱动信号；
电容元件，第一电阻元件，以及第一开关元件，它们被连接在所述电压驱动型半导体元件的集电极端和发射极端之间，并被串联连接；以及
第二电阻元件，其一端和所述电容元件与所述第一电阻元件的连接点相连，另一端和所述信号输出电路的输出端相连，其中：
所述电容元件、第一电阻元件和第二电阻元件的连接点与所述PNP晶体管的基极端相连；以及
由于所述电容元件和所述第一电阻元件而具有的时间常数以及由于所述电容元件和所述第二电阻元件而具有的时间常数按照第一开关元件的开关状态在其间被转换。
6.如权利要求5所述的用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，还包括：
第二开关元件，其被串联连接在所述第一电阻元件和所述第一开关元件之间，并且按照来自所述信号输出电路的输出信号电平被转换，并且其中：
当所述电压驱动型半导体元件被截止时，借助于从信号输出电路输出的输出信号，所述第二开关元件被导通以引起所述PNP晶体管操作。
7.如权利要求1所述的用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中
所述放电控制单元对由所述电荷排出单元进行的放电进行控制，以使得所述电压驱动型半导体元件的集电极电流随时间减小的速率接近于一个预定值。
8.如权利要求1所述的用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中
所述放电控制单元这样控制由所述电荷排出单元进行的放电，以使得所述集电极电压的时间变化为常数。
9.如权利要求2所述的用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中
当由所述电流检测单元检测的电流值大于或等于一个预定值时，所述放电控制单元对由所述电荷排出单元进行的放电进行控制，以使得放电的速度比当所述电流值小于所述预定值时的速度要慢。
10.如权利要求2所述的用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中
所述放电控制单元对由所述电荷排出单元进行的放电进行控制，以使得集电极电压的时间变化为恒值，并且，当由所述电流检测单元检测的电流值大于或等于一个预定值时，控制由所述电荷排出单元进行的放电，以使得集电极电压的时间变化比当所述电流值小于所述预定值时的时间变化要小。
11.如权利要求1所述的用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中
所述放电控制单元包括微分电路，其检测集电极电压的时间变化并向所述电荷排出单元反馈检测的时间变化。
12.如权利要求2所述的用于电压驱动型半导体元件的驱动电路，其中
所述放电控制单元包括微分电路，其检测集电极电压的时间变化，并向电荷排出单元反馈检测的时间变化，以及通过按照由所述电流检测单元检测的电流值转换构成所述微分电路的电阻元件来改变由所述电荷排出单元进行的放电的速度。
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