KR20130118368A - 반도체 스위치 소자의 구동 장치 - Google Patents

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Abstract

반도체 스위치 소자의 구동 전력을 충분히 확보할 수 있음과 더불어, 확실하게 턴 오프시킬 수 있는 반도체 스위치 소자의 구동 장치를 제공한다. 구동 장치는, 스위칭 소자(Q1)를 구비하고, 이 스위칭 소자(Q1)를 온·오프함으로써, 원하는 직류 전압을 출력하는 컨버터부(2)와, 스위칭 소자(Q1)의 온·오프를 제어하는 제어부(1)와, 컨버터부(2)의 출력에 의해 충전되는 콘덴서(C1A, C1B)와, 콘덴서(C1A, C1B)에 축적한 전하를 이용하여 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트에 구동 전력을 공급하여, 쌍방향 스위치 소자(4)를 턴 온시키는 턴 온 회로(31A, 31B)와, 제어부(1)가 스위칭 소자(Q1)의 온·오프 동작을 정지시킨 경우에, 콘덴서(C1A, C1B)를 방전시켜, 쌍방향 스위치 소자(4)를 턴 오프시키는 턴 오프 회로(32A, 32B)를 구비한다.

Description

반도체 스위치 소자의 구동 장치{APPARATUS FOR DRIVING SEMICONDUCTOR SWITCH ELEMENT}
본 발명은 반도체 스위치 소자의 구동 장치에 관한 것이다.
종래, 전력 공급의 도통·차단을 전환하는 스위칭 소자로서, MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등의 반도체 스위치 소자가 알려져 있다.
MOSFET, IGBT를 구동하기 위한 구동 장치로서는, 트랜스를 이용한 절연형의 DC/DC 컨버터가 제안되어 있다.
예를 들면, 일본국 특허공개 2003-69406호 공보에 있어서 개시되어 있는 반도체 스위치 소자의 구동 장치는, 도 17에 도시하는 바와 같이, IGBT로 이루어지는 복수의 스위칭 소자 Q101을 직렬 접속하여 고전압 반도체 스위치를 구성하고 있다. 또한, 다이오드(D101)를, 각각의 스위칭 소자(Q101)와 역병렬로 접속하고 있다.
각 스위칭 소자(Q101)에는, 직류 전압 밸런스를 유지하기 위해서, 병렬 저항(R101)이 접속되어 있다. 그리고, 턴 오프 시의 전압 밸런스를 유지하기 위해서, 다이오드(D103)와, 저항(R102)과, 콘덴서(C101)에 의해 구성되어 있는 스너버 회로가 접속되어 있다.
각 스위칭 소자(Q101)는, 1차 권선(N101)을 직렬 접속한 펄스 트랜스(Tr101)의 2차 권선(N102)으로 구동된다. 각 펄스 트랜스(Tr101)의 2차 권선(N102)과, 스위칭 소자(Q101)의 게이트의 사이에는, 전파(全波) 브릿지 정류기(DB101)와, 평활 콘덴서(C102)와, 저항(R103)과, 다이오드(D102)와, PNP 트랜지스터(Q102)가 접속되어 있다.
또한, 브릿지 정류기(DB101)와 스위칭 소자(Q101)의 콜렉터의 사이에, 2단자 트리거 소자(K101)와 직렬 저항(R104)이 접속되어 있다. 그리고, 공진 회로(101)가 접속된 스위칭 소자(Q101)의 콜렉터에, 일정값 이상의 전압이 인가되면, 2단자 트리거 소자(K101)가 브레이크다운하여 도통 상태로 되어, 각 스위칭 소자(Q101)의 게이트에 전압을 인가한다.
펄스 트랜스(Tr101)의 1차 권선(N101)은, 푸시 풀(push-pull) 트랜스(Tr102)의 2차 권선(N202)에 직렬 접속되어 있다. 직류 제어 전원(E101)과, 교호로 온하는 2개의 FET로 이루어지는 스위칭 소자(Q103, Q104)와, 푸시 풀 트랜스(Tr102)의 센터 탭 부착 1차 권선(N201)은 푸시 풀 인버터를 구성한다. 고주파 펄스 발생기(102)는, 스위칭 소자(Q103, Q104)를 교호로 온시키는 서로 역상인 신호를 발생하는 펄스 발생기이다.
최근, 스위칭 소자의 새로운 높은 내압화, 낮은 온 저항화를 도모하기 위해서, SiC(탄화규소), GaN(질화갈륨)과 같이 밴드 갭이 큰 와이드 갭 반도체를 이용한 스위칭 소자가 개발되고 있다. 와이드 갭 반도체란, 예를 들면, 실리콘(Si)의 밴드 갭(1.1eV)의 2배 이상의 밴드 갭(2.2eV 이상)을 가지는 반도체를 가리킨다.
와이드 갭 반도체인 GaN을 이용한 반도체 스위치 FET(Field-Effect Transistor)는, 게이트부에 pn 접합이나 숏키 접합을 가지고 노멀리 오프 특성을 가지는 것이 보고되어 있다. 이러한 접합 게이트형의 FET에서는, 게이트-소스간이 다이오드 구조로 되어 있어, 전압 인가 시에는 게이트 전류가 흐른다. 이 때문에, 도 17에 도시하는 종래의 회로 구성의 구동 장치를 이용하여 구동하는 경우, 상기 게이트 전류때문에 다이오드(D102)가 역바이어스 상태로 되지 않아, 원하는 스피드로 턴 오프하지 않을 우려가 있다.
본 발명은, 상기 사유를 감안하여 이루어진 것으로, 그 목적은, 게이트 전류(구동 전류)를 필요로 하는 반도체 스위치 소자를 구동 및 턴 오프시킬 수 있는 구동 장치를 제공하는 것에 있다.
본 발명의 반도체 스위치 소자의 구동 장치는, 제1의 스위칭 소자를 구비하고, 이 제1의 스위칭 소자를 온·오프함으로써, 원하는 직류 전압을 출력하는 컨버터부와, 상기 제1의 스위칭 소자의 온·오프를 제어하는 제어부와, 상기 컨버터부의 출력에 의해 충전되는 제1의 콘덴서와, 상기 제1의 콘덴서에 축적한 전하를 이용하여 반도체 스위치 소자의 제어 단자에 구동 전력을 공급하고, 상기 반도체 스위치 소자를 턴 온시키는 턴 온 회로와, 상기 제어부가 상기 제1의 스위칭 소자의 온·오프 동작을 정지시킨 경우에, 상기 제1의 콘덴서를 방전시켜, 상기 반도체 스위치 소자를 턴 오프시키는 턴 오프 회로를 구비하는 것을 특징으로 한다.
이 발명에 있어서, 상기 턴 온 회로는, 일정한 전류를 출력하도록 구성된 정전류 회로를 구비하는 것이 바람직하다.
이 발명에 있어서, 상기 턴 온 회로는, 턴 온 시의 노이즈를 저감하기 위한 저노이즈화 회로를 더 구비하고, 상기 저노이즈화 회로는, 상기 반도체 스위치 소자를 턴 온시킬 때에, 당해 반도체 스위치 소자의 상기 제어 단자의 입력 임피던스를 높게 하도록 구성된 것이 바람직하다.
본 발명에 있어서, 상기 저노이즈화 회로는, 또한, 상기 반도체 스위치 소자의 상기 제어 단자에 인가되는 전압의 변화에 의거하여, 당해 제어 단자의 입력 임피던스를 변화시키도록 구성된 것이 바람직하다.
본 발명에 있어서, 상기 저노이즈화 회로는, 또한, 상기 반도체 스위치 소자의 상기 제어 단자로의 구동 전력의 공급을 개시한 시점부터, 소정 시간 경과후에, 당해 제어 단자의 입력 임피던스를 낮게 하도록 구성된 것이 바람직하다.
이 발명에 있어서, 상기 반도체 스위치 소자는, 상기 제어 단자를 각각에 설치한 한쌍의 트랜지스터를 직렬 접속하여, 쌍방향으로 도통가능하게 구성되고, 상기 구동 장치는, 한쌍의 상기 저노이즈화 회로를 구비하고, 상기 한쌍의 트랜지스터의 상기 제어 단자의 각각에, 대응하는 상기 저노이즈화 회로가 접속되는 것이 바람직하다.
이 발명에 있어서, 상기 정전류 회로는, 양의 온도 특성을 가지는 것이 바람직하다.
이 발명에 있어서, 상기 정전류 회로는 제너 다이오드와 트랜지스터를 구비하고, 상기 정전류 회로의 양의 온도 특성은, 상기 제너 다이오드와 상기 트랜지스터의 온도 특성차에 의해 구성되는 것이 바람직하다.
이 발명에 있어서, 상기 턴 온 회로는, 상기 반도체 스위치 소자의 상기 제어 단자에 공급하는 전류가 소정치를 넘지 않도록 제한하는 전류 제한 회로를 구비하는 것이 바람직하다.
이 발명에 있어서, 상기 제1의 콘덴서는, 상기 컨버터부의 출력단측에 병렬로 접속된 전단 콘덴서로 이루어지고, 상기 턴 온 회로는 후단 콘덴서를 구비하고, 상기 전단 콘덴서는, 상기 후단 콘덴서보다 상기 컨버터부의 출력단측에 배치되고, 상기 턴 온 회로는, 상기 전단 콘덴서의 양단 전압이 소정 전압 미만에서는 오프하고, 상기 전단 콘덴서의 양단 전압이 소정 전압 이상이 되면 온되는 스위치부를 구비하고, 상기 후단 콘덴서는, 상기 스위치부를 통하여 상기 전단 콘덴서에 병렬 접속되는 것이 바람직하다.
이 발명에 있어서, 상기 제어부는, 상기 반도체 스위치의 턴 온 기간내에 상기 제1의 스위칭 소자의 온 듀티를 변화시킴으로써, 상기 온 듀티를 변화시키는 전후에 있어서, 상기 반도체 스위치의 제어 단자에 공급되는 구동 전력을 증대시키는 것이 바람직하다.
이 발명에 있어서, 상기 턴 오프 회로는, 상기 제1의 콘덴서에 병렬 접속된 제2의 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제2의 스위칭 소자가 온함으로써, 상기 제1의 콘덴서를 방전시켜, 상기 반도체 스위치 소자를 턴 오프시킨 후, 상기 제1의 콘덴서의 양단 전압이 소정 전압까지 저하된 시점에서, 상기 제2의 스위칭 소자를 오프하는 것이 바람직하다.
본 발명에 있어서, 상기 제2의 스위칭 소자에 제너 다이오드가 직렬 접속되고, 상기 제너 다이오드와 상기 제2의 스위칭 소자의 직렬 회로가, 상기 제1의 콘덴서에 병렬 접속되는 것이 바람직하다.
이 발명에 있어서, 상기 턴 오프 회로는, 상기 컨버터부의 출력단사이에 접속된 제2의 콘덴서와 저항의 병렬 회로와, 이 병렬 회로의 양단 전압에 의해 구동되는 디프레션형의 제3의 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제1의 콘덴서의 방전 전류는, 상기 제3의 스위칭 소자의 온 저항이 작을수록 커지는 것이 바람직하다.
이 발명에 있어서, 상기 저항에 다이오드가 직렬 접속되고, 상기 저항과 상기 다이오드의 직렬 회로가, 상기 제2의 콘덴서에 병렬 접속되는 것이 바람직하다.
이 발명에 있어서, 상기 반도체 스위치 소자는, 와이드 밴드 갭 반도체로 구성되는 것이 바람직하다.
이 발명에 있어서, 상기 반도체 스위치 소자는, 제어 단자를 각각에 설치한 한쌍의 트랜지스터를 직렬 접속하여, 쌍방향으로 도통가능하게 구성되고, 상기 제1의 콘덴서와 상기 턴 온 회로와 상기 턴 오프 회로를 구비하는 구동부를, 상기 트랜지스터마다 설치한 것이 바람직하다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명에서는, 게이트 구동 전류를 필요로 하는 반도체 스위치 소자를 구동 및 턴 오프시킬 수 있다는 효과가 있다.
도 1은 실시 형태 1의 반도체 스위치 소자의 구동 장치의 개략을 나타내는 구성도이다.
도 2는 동상의 쌍방향 스위치 소자의 구조를 나타내는 회로도이다.
도 3A∼3E는 동상의 구동 장치의 동작을 나타내는 파형도이다.
도 4는 동상의 구동 장치의 회로 구성을 나타내는 구성도이다.
도 5A∼5J는, 동상의 턴 온 회로에 의한 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
도 6은 동상의 부하의 일예를 나타내는 회로도이다.
도 7A∼7D는, 도 4에 도시하는 턴 오프 회로에 의한 동작을 나타내는 파형도이다.
도 8은 동상의 턴 오프 회로의 별도의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 9A∼9D는 도 8에 도시하는 턴 오프 회로에 의한 동작을 나타내는 파형도이다.
도 10은 동상의 쌍방향 스위치 소자의 특성을 나타내는 특성도이다.
도 11은 동상의 턴 오프 회로의 별도의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 12A∼12D는, 도 11에 도시하는 턴 오프 회로에 의한 동작을 나타내는 파형도이다.
도 13은 실시 형태 2의 제어 회로의 구성을 나타내는 구성도이다.
도 14A∼14E는 동상의 제어 회로의 동작을 나타내는 파형도이다.
도 15는 쌍방향 스위치 소자의 동작을 설명하기 위한 구성도이다.
도 16은 게이트-소스간 전압과 게이트 전류의 관계를 나타내는 특성도이다.
도 17은 종래의 반도체 스위치 소자의 구동 장치의 구성을 나타내는 구성도이다.
도 18은 실시 형태 3의 턴 온 회로의 구성을 나타내기 위한 구성도이다.
도 19A는 접합 게이트형의 FET를 구동시킬 때의, 구동 장치의 동작을 설명하기 위한 구성도, 도 19B는 접합 게이트형의 FET의, 게이트-소스간 전압과 소자 전류의 관계의 개략을 나타내는 특성도, 도 19C는 접합 게이트형의 FET의, 게이트-소스간 전압과 게이트 전류 관계의 개략을 나타내는 특성도이다.
도 20은 실시 형태 3의 반도체 스위치 소자의 구동 장치 및 쌍방향 스위치 소자의 동작을 설명하기 위한 특성도이다.
도 21은 실시 형태 3의 턴 온 회로의 별도의 구성을 나타내기 위한 구성도이다.
도 22는 동상의 구동 장치의 구성을 나타내기 위한 구성도이다.
도 23은 동상의 정전류 회로의 구성을 나타내는 회로도이다.
이하, 본 발명의 실시의 형태를 도면에 의거하여 설명한다.
(실시 형태 1)
도 1에, 본 실시 형태에 있어서의 반도체 스위치 소자의 구동 장치의 개략 구성을 도시한다. 본 실시 형태에 있어서의 구동 장치는, 제어부(1)와, 컨버터부(2)와, 구동부(3)와, 콘덴서(C1A, C1B)를 구비하고, 반도체 스위치 소자인 쌍방향 스위치 소자(4)를 구동한다. 또한, 콘덴서(C1A, C1B)는, 본 발명의 제1의 콘덴서에 상당한다.
쌍방향 스위치 소자(4)는, SiC(탄화규소), GaN(질화갈륨)과 같이 밴드 갭이 큰 와이드 갭 반도체를 이용한 스위칭 소자이다. 그리고, 도 2에 도시하는 바와 같이, 쌍방향 스위치 소자(4)는, 게이트, 소스, 드레인을 형성한 한쌍의 트랜지스터(41, 42)를 직렬 접속한 쌍방향 스위치이다. 쌍방향 스위치 소자(4)는, 트랜지스터(41, 42)의 각 게이트(G1, G2)(제어 단자)에 구동 전력이 공급됨으로써, 트랜지스터(41, 42)의 드레인-소스간이 온(도통)하고, 트랜지스터(41, 42)의 직렬 회로의 양단간이 온한다. 여기에서, 쌍방향 스위치 소자(4)에 있어서, 외부 부하가 접속되는 트랜지스터(41)의 단자를 출력 단자 U1, 외부 부하가 접속되는 트랜지스터(42)의 단자를 출력 단자 U2로 칭한다.
제어부(1)는, 발진기(11)를 구비하고, 발진기(11)는, 외부로부터의 제어 신호(X1)에 의거하여, 컨버터부(2)의 스위칭 제어를 행하는 고주파의 구동 신호(Vp)를 출력한다.
컨버터부(2)는, 1차 권선(N1), 2차 권선(N2A, N2B)을 가지는 트랜스(Tr1)를 이용한 플라이 백 컨버터로 구성된다. 트랜스(Tr1)의 1차 권선(N1)에는, N형의 MOSFET으로 이루어지는 스위칭 소자(Q1)(제1의 스위칭 소자)가 직렬 접속되고, 1차 권선(N1)과 스위칭 소자(Q1)의 직렬 회로에는, 동작 전압(Vdd)이 인가되어 있다. 트랜스(Tr1)의 2차 권선(N2A)에는 정류용 다이오드(D1A)의 애노드가 접속되고, 트랜스(Tr1)의 2차 권선(N2B)에는 정류용 다이오드(D1B)의 애노드가 접속된다. 그리고, 콘덴서(C1A)는, 다이오드(D1A)를 통하여 2차 권선(N2A)의 양단간에 접속되고, 콘덴서(C1B)는, 다이오드(D1B)를 통하여 2차 권선(N2B)의 양단간에 접속된다.
스위칭 소자(Q1)는, 발진기(11)가 출력하는 구동 신호(Vp)에 의해 온·오프 구동되고, 스위칭 소자(Q1)의 온 시에 있어서, 1차 권선(N1)에 흐르는 전류에 의해 트랜스(Tr1)에 자기 에너지가 축적된다. 그리고, 스위칭 소자(Q1)가 오프하면, 트랜스(Tr1)에 축적된 에너지에 의해, 2차 권선(N2A, N2B)에 유기 전압이 발생하여, 다이오드(D1A, D1B)를 통하여 콘덴서(C1A, C1B)가 충전된다. 이 콘덴서(C1A, C1B)에 축적된 전하가 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트(G1, G2)에 구동 전력을 공급하는 전력원이 된다.
구동부(3)는, 턴 온 회로(31A, 31B)와, 턴 오프 회로(32A, 32B)를 구비한다. 턴 온 회로(31A)는, 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트(G1)에 구동 전력을 공급하여, 트랜지스터(41)를 턴 온시키고, 턴 오프 회로(32A)는, 트랜지스터(41)를 턴 오프시킨다. 또한, 턴 온 회로(31B)는, 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트(G2)에 구동 전력을 공급하여, 쌍방향 스위치 소자(4)의 트랜지스터(42)를 턴 온시키고, 턴 오프 회로(32B)는 트랜지스터(42)를 턴 오프시킨다.
트랜지스터(41)의 게이트(G1)는, 턴 온 회로(31A)의 스위치부(후술)를 통하여, 콘덴서(C1A)의 양극측에 접속되어 있다. 트랜지스터(41)의 출력 단자(U1)는, 콘덴서(C1A)의 음극측에 접속되어 있다.
한편, 트랜지스터(42)의 게이트(G2)는, 턴 온 회로(32A)의 스위치부를 통하여, 콘덴서(C1B)의 양극측에 접속되어 있다. 트랜지스터(42)의 출력 단자(U2)는, 콘덴서(C1B)의 음극측에 접속되어 있다.
또한, 2차 권선(N2A, N2B), 다이오드(D1A, D1B), 콘덴서(C1A, C1B)를 구별하지 않는 경우, 2차 권선(N2), 다이오드(D1)(제1의 다이오드), 콘덴서(C1)로 칭한다. 또한, 턴 온 회로(31A, 31B), 턴 오프 회로(32A, 32B)를 구별하지 않는 경우, 턴 온 회로(31), 턴 오프 회로(32)로 칭한다.
다음에, 상기 구성을 구비하는 구동 장치의 개략 동작을, 도 3A∼3E를 이용하여 설명한다.
여기에서, 도 3A는, 외부로부터의 제어 신호(X1)의 파형, 도 3B는, 발진기(11)가 출력하는 구동 신호(Vp)의 파형, 도 3C는, 콘덴서(C1)의 양단 전압(Vc1)의 파형을 나타낸다. 또한, 도 3D는, 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트 G1(G2)-출력 단자 U1(U2)사이에 인가되는 구동 전압(Vg1, Vg2)의 파형, 도 3E는 턴 오프 회로(32)의 상태를 도시한다.
우선, 제어부(1)는, 외부로부터의 제어 신호(X1)에 의거하여, 발진기(11)에 의한 구동 신호(Vp)의 출력 동작을 제어한다. 쌍방향 스위치 소자(4)를 온 제어할 때는, 제어 신호(X1)가 H 레벨이 되고, 발진기(11)가 출력하는 구동 신호(Vp)는, 고주파의 펄스 파형이 되어, 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 인가된다. 그리고, 스위칭 소자(Q1)는 온·오프 구동되어, 컨버터부(2)가 직류 전압을 출력하여, 콘덴서(C1)의 양단 전압(Vc1)은 전압(V1)에까지 증대한다.
턴 온 회로(31)는, 콘덴서(C1)에 축적된 전하를 이용하여 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트(G1, G2)에 구동 전압(Vg1, Vg2)을 인가하고, 쌍방향 스위치 소자(4)는 턴 온한다. 이 때, 턴 온 회로(31)는, 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트(G1, G2)에 공급하는 구동 전류(lg1, lg2)가 소정값을 넘지 않도록 제한하는 전류 제한 기능을 가지고 있다.
쌍방향 스위치 소자(4)를 구동하기 위해서는, 도 2에 도시하는 트랜지스터(41)의 게이트(G1)-출력 단자(U1)사이에 구동 전압(Vg1)을 인가하고, 트랜지스터(42)의 게이트(G2)-출력 단자(U2)사이에 구동 전압(Vg2)을 인가할 필요가 있다. 이 때, 트랜지스터(41, 42)의 소스, 드레인은 전류가 흐르는 방향에 따라 결정된다.
도 15는, 트랜지스터(41, 42)로 이루어지는 쌍방향 스위치 소자(4)에 저항성 부하(Lr)를 접속하여, 쌍방향 스위치 소자(4)와 저항성 부하(Lr)의 직렬 회로의 양단간에, 직류 전압(Vcc)을 발생하는 직류 전압원(E1)을 접속한 회로를 예시한다. 본 회로에서는, 직류 전압(Vcc)의 고전압측은, 부하(Lr)를 통하여 트랜지스터(42)(출력 단자(U2))에 접속되고, 직류 전압(Vcc)의 저전압측은, 트랜지스터(41)(출력 단자(U1))에 접속되어 있고, 트랜지스터(41, 42)의 드레인, 소스는, 도 15와 같이 된다. 즉, 직류 전압(Vcc)의 고전압측으로부터, 트랜지스터(42)의 드레인, 소스, 트랜지스터(41)의 드레인, 소스가 순서대로 형성된다. 이 때, 트랜지스터(41)는, 게이트-소스간에 구동 전압(Vg1)이 인가되는데, 트랜지스터(42)는, 게이트-드레인간에 구동 전압(Vg2)이 인가되게 된다.
그리고, 트랜지스터(41, 42)의 드레인→소스 방향으로 흐르는 전류가 작은 경우, 트랜지스터(41, 42)의 드레인-소스간 전압은 0에 가깝고, 트랜지스터(42)의 드레인과 소스는 거의 동전위로 된다. 따라서, 트랜지스터(42)에 있어서, 게이트-소스간 전압≒게이트-드레인간 전압이 되어, 트랜지스터(42)의 게이트-소스간 전압은, 구동 전압(Vg2)과 거의 같아진다.
그러나, 트랜지스터(41, 42)의 드레인→소스 방향으로 흐르는 전류가 커지면, 트랜지스터(42)의 드레인-소스간 전압이 증대하여, 트랜지스터(42)의 소스 전위는 드레인 전위보다 낮아진다. 따라서, 트랜지스터(42)의 게이트-소스간 전압은, 구동 전압(Vg2)보다 커진다. 예를 들면, 구동 전압 Vg1＝Vg2＝3(V), 직류 전압 Vcc＝2(V), 트랜지스터(42)의 드레인-소스간 전압＝1(V)인 경우, 트랜지스터(42)의 게이트-소스간 전압＝4(V)이 되어, 구동 전압 Vg2＝3(V)보다 높아진다.
여기에서, 게이트-소스간 전압과 게이트 전류(구동 전류)의 관계는, 도 16에 나타내는 바와 같이, 게이트-소스간 전압이 상승하면, 게이트 전류가 증대하는 특성을 가진다. 따라서, 트랜지스터(42)의 드레인→소스 방향으로 흐르는 전류가 커지면, 턴 온 회로(31B)가 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트(G2)에 공급하는 구동 전류(lg2)가 상승하여, 턴 온 시의 게이트 구동 전력이 증대해 버린다.
또한, 직류 전압(Vcc)의 극성을 반대로 한 경우, 트랜지스터(41, 42)의 드레인, 소스는, 도 15와 반대로 된다. 그리고, 트랜지스터(41)의 드레인→소스 방향으로 흐르는 전류가 커지면, 턴 온 회로(31A)가 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트(G1)에 공급하는 구동 전류(lg1)가 상승하여, 턴 온 시의 게이트 구동 전력이 증대한다.
여기서, 구동 전류(lg1, lg2)가 소정값을 넘지 않도록 제한하는 전류 제한 기능을 턴 온 회로(31)에 설치하고 있다. 이에 따라, 쌍방향 스위치 소자(4)에 대전류가 흐른 경우에도, 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트 구동 전력을 크게 하지 않고, 쌍방향 스위치 소자(4)를 턴 온시키는 것이 가능해진다.
턴 오프 회로(32)는, 컨버터부(2)가 동작하여, 2차 권선(N2)의 양단에 소정값 이상의 전압이 발생할 때에, 고임피던스 상태로 되어, 콘덴서(C1)의 충전 상태를 유지한다.
한편, 쌍방향 스위치 소자(4)를 오프 제어할 때는, 제어 신호(X1)가 L레벨이 되고, 발진기(11)가 출력하는 구동 신호(Vp)는 L레벨 일정하게 된다. 그리고, 스위칭 소자(Q1)는 오프 상태를 유지하고, 컨버터부(2)의 출력 전압이 「0」까지 저하된다.
턴 오프 회로(32)는, 컨버터부(2)가 정지하고, 2차 권선(N2)의 양단 전압이 소정 전압보다 저하되면, 저임피던스 상태로 되어, 콘덴서(C1)를 방전시킨다.
콘덴서(C1)가 방전되고, 콘덴서(C1)의 양단 전압(Vc1)이 「0」까지 저하되면, 턴 온 회로(31)가 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트(G1, G2)에 인가하는 구동 전압(Vg1, Vg2)도 「0」까지 저하된다. 또한, 쌍방향 스위치 소자(4)는 턴 오프한다.
이와 같이, 트랜스(Tr1)를 이용하여, 제어부(1)와 쌍방향 스위치 소자(4) 사이를 절연한 구동 장치를 구성할 수 있다.
또한, 본 실시 형태에서는, 2차측에 설치한 콘덴서(C1)에 축적된 전하가 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트(G1, G2)에 구동 전력을 공급하는 전력원이 되므로, 턴 온 회로(31)는, 쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전력을 충분히 확보할 수 있다.
또한, 턴 오프 회로(32)는, 콘덴서(C1)를 방전시킴으로써 쌍방향 스위치 소자(4)를 턴 오프시키므로, 쌍방향 스위치 소자(4)를 확실하게 턴 오프시킬 수 있다.
다음에, 도 4는, 턴 온 회로(31), 턴 오프 회로(32)의 구체적 회로 구성을 나타낸다.
턴 온 회로(31)는, 다이오드(D1)(콘덴서(C1)의 양극측)에 직렬 접속된 저항(R12)(제1의 저항)과 pnp형의 트랜지스터(Q11)(제1의 트랜지스터)의 직렬 회로를 구비하고, 트랜지스터(Q11)의 베이스는, 저항(R11)(제2의 저항)을 통하여 콘덴서(C1)의 음극측에 접속된다. 또한, 콘덴서(C1)의 양극측과 트랜지스터(Q11)의 베이스의 사이에는, pnp형의 트랜지스터(Q12)(제2의 트랜지스터)가 접속된다. 또한, 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트(G1)-출력 단자(U1)간, 게이트(G2)-출력 단자(U2)간에는, 콘덴서(C11), 저항(R13)(제3의 저항)이 병렬 접속된다.
또한, 도 4에 있어서, 콘덴서(C1)가, 본 발명의 전단 콘덴서에 상당하고, 콘덴서(C11)가, 본 발명의 후단 콘덴서에 상당한다. 또한, 트랜지스터(Q11)(및 저항(R11))가, 전단 콘덴서의 양단 전압이 소정 전압 미만에서는 오프하고, 전단 콘덴서의 양단 전압이 소정 전압 이상이 되면 온하는 본 발명의 스위치부에 상당한다.
이하, 도 4에 도시하는 턴 온 회로(31)의 동작에 대하여, 도 5A∼5F를 이용하여 설명한다.
여기에서, 도 5A는, 발진기(11)가 출력하는 구동 신호(Vp)의 파형, 도 5B는, 콘덴서(C1)의 양단 전압(Vc1)의 파형을 나타낸다. 또한, 도 5C는, 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트 G1(G2)-출력 단자 U1(U2)간에 인가되는 구동 전압(Vg1, Vg2)의 파형(콘덴서(C11)의 양단 전압의 파형)을 나타낸다. 또한, 도 5D, 5E, 5F는, 쌍방향 스위치 소자(4)의 양단간을 흐르는 전류(IL), 쌍방향 스위치 소자(4)의 양단간의 전압(VL), 쌍방향 스위치 소자(4)에서 발생하는 턴 온시의 스위칭 손실(PL)의 각 파형을 나타낸다. 단, 전류(IL), 전압(VL), 손실(PL)의 각 파형은, 도 6에 도시하는 바와 같이, 쌍방향 스위치 소자(4)에 저항성 부하(Lr)를 접속하고, 쌍방향 스위치 소자(4)와 저항성 부하(Lr)의 직렬 회로의 양단간에, 직류 전압(Vcc)을 발생하는 직류 전압원(E1)을 접속한 경우의 파형이다.
우선, 발진기(11)가 고주파의 펄스 파형으로 이루어지는 구동 신호(Vp)를 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 인가한다. 이 구동 신호(Vp)에 의해 스위칭 소자(Q1)는 온·오프 구동되어, 컨버터부(2)가 직류 전압을 출력하여, 콘덴서(C1)의 양단 전압(Vc1)은 증대한다.
그리고, 콘덴서(C1)의 양단 전압(Vc1)은, 트랜지스터(Q11)의 이미터-베이스간에 인가되어, 양단 전압(Vc1)이 약 0.7V를 넘을 때까지는, 트랜지스터(Q11)가 오프하여, 콘덴서(C11)는 충전되지 않는다. 따라서, 쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전압(Vg1, Vg2)은 「0」이며, 쌍방향 스위치 소자(4)는 오프되어 있다.
그리고, 콘덴서(C1)의 양단 전압(Vc1)이 약 0.7V를 초과하면, 트랜지스터(Q11)가 온하고(도 5중의 시간 t1), 콘덴서(C1)에 축적된 전하가 콘덴서(C11)에 이동하여, 콘덴서(C11)가 충전된다. 이 콘덴서(C11)의 양단 전압이, 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트(G1, G2)에 인가되는 구동 전압(Vg1, Vg2)이 된다. 이 구동 전압(Vg1, Vg2)은, 도 5C에 도시하는 바와 같이, 시간 t1에 있어서, 쌍방향 스위치 소자(4)의 임계 전압보다 높은 전압 V2로부터 상승하는 파형이 되어, 쌍방향 스위치 소자(4)는 턴 온한다.
이와 같이 쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전압(Vg1, Vg2)을 변화시키는 구성에 있어서, 쌍방향 스위치 소자(4)에 저항성 부하(Lr)를 접속한 경우(도 6 참조), 쌍방향 스위치 소자(4)의 전류(IL), 전압(VL)의 각 파형은 도 5D, 5E와 같이 된다. 쌍방향 스위치 소자(4)에 흐르는 전류(IL)는, 트랜지스터(Q11)가 온하는 시간(t1)에 있어서 양의 전류값(I1)으로부터 서서히 상승하는 파형이 된다. 쌍방향 스위치 소자(4)의 양단간의 전압(VL)은, 시간 t1에 있어서 직류 전압원(E1)의 직류 전압(Vcc)보다 낮은 직류 전압(V3)으로부터 서서히 하강하는 파형이 된다.
그리고, 쌍방향 스위치 소자(4)에서 발생하는 턴 온 시의 스위칭 손실(PL)은, 도 5F에 도시하는 바와 같이, 트랜지스터(Q11)가 온하는 시간 t1 이후에 발생한다.
한편, 도 17에 나타내는 종래의 구동 장치를 이용하여, 쌍방향 스위치 소자(4)를 턴 온시킨 경우의 각 부의 파형을 도 5G∼5J에 도시한다.
쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전압(Vg1, Vg2)이 「0」부터 상승하여, 구동 전압(Vg1, Vg2)이 쌍방향 스위치 소자(4)의 임계 전압을 초과하면, 쌍방향 스위치 소자(4)는 온된다. 이 구동 전압(Vg1, Vg2)의 각 파형은, 도 5G에 도시하는 바와 같이, 「0」부터 상승하는 파형이 된다.
이와 같이 쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전압(Vg1, Vg2)을 「0」부터 변화시키는 구성에 있어서, 쌍방향 스위치 소자(4)의 전류(IL), 전압(VL)의 각 파형은 도 5H, 5I와 같이 된다. 쌍방향 스위치 소자(4)에 흐르는 전류(IL)는, 「0」부터 서서히 상승하는 파형이 된다. 쌍방향 스위치 소자(4)의 양단간의 전압(VL)은, 직류 전압원(E1)의 직류 전압(Vcc)으로부터 서서히 하강하는 파형이 된다.
그리고, 도 17에 도시하는 종래의 구동 장치를 이용한 경우에 쌍방향 스위치 소자(4)에서 발생하는 턴 온 시의 스위칭 손실(PL)은, 도 5J에 도시하는 바와 같이, 도 4에 도시하는 본 실시 형태의 구동 장치를 이용한 경우의 스위칭 손실(PL)(도 5F)에 비해서 커진다.
따라서, 도 4에 도시하는 본 실시 형태의 구동 장치(전단 콘덴서, 스위치부, 후단 콘덴서를 구비한 구동 장치)를 이용함으로써, 쌍방향 스위치 소자(4)의 턴 온 시에 있어서의 스위칭 손실(PL)을, 종래에 비하여 저감시킬 수 있다.
또한, 도 4에 있어서의 트랜지스터(Q12), 저항(R12)은, 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트(G1, G2)에 공급하는 전류가 소정값을 초과하지 않도록 제한하는 본 발명의 전류 제한 회로에 상당하고, 이하, 이 전류 제한 회로의 동작에 대하여 설명한다.
쌍방향 스위치 소자(4)가 턴 온한 후, 저항(R12), 트랜지스터(Q11)를 통하여, 구동 전류(lg1, lg2)가 게이트(G1, G2)에 공급된다. 그리고, 저항(R12)에는, 구동 전류(Ig1, Ig2)에 비례한 전압이 발생하고, 저항(R12)의 양단 전압은, 트랜지스터(Q12)의 이미터-베이스간에 인가된다. 그리고, 구동 전류(Ig1, Ig2)가 증가하여, 트랜지스터(Q12)가 온되면, 트랜지스터(Q12)의 콜렉터 전류가 저항(R11)에 흘러, 저항(R11)에 있어서 전압 강하가 발생한다. 그러면, 트랜지스터(Q11)의 베이스-이미터간의 전압이 상승하여, 트랜지스터(Q11)의 콜렉터 전류가 감소한다.
이와 같이, 쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전류(Ig1, Ig2)가 과잉으로 커지는 것을 방지하고, 구동 전류(Ig1, Ig2)는 일정 전류 이하로 제한된다.
따라서, 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트 구동 전력을 크게 하지 않고, 쌍방향 스위치 소자(4)를 턴 온시키는 것이 가능해진다.
다음에, 턴 오프 회로(32)(32A, 32B)의 동작에 대하여, 도 7A∼7D를 이용하여 설명한다.
턴 오프 회로(32)는, 도 4에 도시하는 바와 같이, 2차 권선(N2)의 일단에 다이오드(D21)(제2의 다이오드)의 캐소드가 접속되고, 다이오드(D21)의 애노드와 2차 권선(N2)의 타단의 사이에, 콘덴서(C21)와 저항(R22)(제4의 저항)의 병렬 회로가 접속되어 있다. 또한, 콘덴서(C21)와 저항(R22)의 병렬 회로가, 본 발명의 제2의 콘덴서와 저항의 병렬 회로에 상당한다.
또한, 다이오드(D21)의 애노드는, N형의 JFET로 이루어지는 디프레션형 스위칭 소자(Q21)의 게이트에 접속되어 있다. 그리고, 스위칭 소자(Q21)의 드레인은 저항(R21)(제5의 저항)을 통하여 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트(G1, G2)에 접속되고, 스위칭 소자(Q21)의 소스는, 2차 권선(N2)의 타단에 접속되어 있다. 또한, pnp형의 트랜지스터(Q22)는, 베이스가 스위칭 소자(Q21)의 드레인에 접속되고, 이미터가 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트(G1, G2)에 접속되고, 콜렉터가 2차 권선(N2)의 타단에 접속되어 있다. 또한, 트랜지스터(Q22)가, 본 발명의 제2의 스위칭 소자에 상당하고, 스위칭 소자(Q21)가, 본 발명의 디프레션형의 제3의 스위칭 소자에 상당한다.
여기에서, 도 7A는, 외부로부터의 제어 신호(X1)의 파형, 도 7B는, 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트 G1(G2)-출력 단자 U1(U2)간에 인가되는 구동 전압(Vg1, Vg2)의 파형(콘덴서(C11)의 양단 전압의 파형)을 나타낸다. 또한, 도 7C는, 스위칭 소자(Q21)의 게이트-소스간에 인가되는 구동 전압(Vg21), 도 7D는, 스위칭 소자(Q21)의 구동 상태를 나타낸다.
H 레벨의 제어 신호(X1)가 입력되어, 컨버터부(2)의 스위칭 소자(Q1)를 온·오프 구동한 경우, 2차 권선(N2)의 양단간에 유기 전압이 발생한다. 이 유기 전압에 의해 콘덴서(C21)가 충전되고, 스위칭 소자(Q21)는, 콘덴서(C21)의 양단에 발생하는 음전압인 구동 전압(Vg21)이 게이트에 인가되어 오프한다. 스위칭 소자(Q21)가 오프하면, 트랜지스터(Q22)도 오프한다. 즉, 턴 오프 회로(32)는 고임피던스 상태로 되고, 콘덴서(C1, C11)는 충전 상태를 유지한다.
다음에, L 레벨의 제어 신호(X1)가 입력되어, 컨버터부(2)의 스위칭 소자(Q1)가 오프한 경우, 2차 권선(N2)의 양단간의 전압이 「0」까지 저하되어, 콘덴서(C21)가 저항(R22)을 통하여 방전한다. 디프레션형의 스위칭 소자(Q21)는, 방전후의 콘덴서(C21)의 양단 전압(≒0)이 구동 전압(Vg21)으로서 게이트에 인가되어 온한다. 또한, 스위칭 소자(Q21)가 온하면, 저항(R21)의 양단간에 전압이 발생하여, 트랜지스터(Q22)도 온한다. 즉, 턴 오프 회로(32)는 저임피던스 상태가 되고, 콘덴서(C1, C11)에 충전되어 있던 전하는, 스위칭 소자(Q21), 트랜지스터(Q22)를 통하여 방전된다.
콘덴서(C1, C11)가 방전되고, 쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전압(Vg1, Vg2)이 저하되어 임계 전압(Vs1) 이하로 되면, 쌍방향 스위치 소자(4)는 오프된다. 그리고, 구동 전압(Vg1, Vg2)이 더욱 저하되면, 저항(R21)의 양단 전압도 저하되어, 트랜지스터(Q22)가 오프하고, 콘덴서(C1, C11)의 방전 경로가 스위칭 소자(Q21)만으로 된다(도 7중의 시간 t2). 또한, 콘덴서(C1, C11)의 방전량이 감소하여, 쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전압(Vg1, Vg2)이 저하되는 경사가 작아지므로(도 7중의 기간 T1), 다음에 H레벨의 제어 신호(X1)가 입력된 시점에 있어서, 콘덴서(C1, C11)에는 남은 전하가 축적되어 있다. 그리고, 쌍방향 스위치 소자(4)를 다시 온시키기 위해서 필요한 전력이 2차 권선(N2)으로부터 공급되는데, 콘덴서(C1, C11)에는 잔류 에너지가 남아 있으므로, 2차 권선(N2)으로부터의 공급 전력을 억제하여, 쌍방향 스위치 소자(4)를 다시 턴 온시킬 수 있다. 또한, 쌍방향 스위치 소자(4)의 턴 온에 필요로 하는 시간을 짧게 할 수 있어, 스위칭 속도의 고속화가 가능해진다.
또한, 도 8에 도시하는 바와 같이, 턴 오프 회로(32)의 트랜지스터(Q22)의 이미터에 제너 다이오드(ZD21)(제1의 제너 다이오드)를 직렬 접속해도 된다. 제너 다이오드(ZD21)의 애노드가, 트랜지스터(Q22)의 이미터에 접속된다. 이 경우, 도 7중의 시간 t2에 있어서의 쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전압(Vg1, Vg2)이, 임계 전압(Vs1) 근방이 되는 제너 전압(항복 전압)을 가지는 제너 다이오드(ZD21)를 이용한다. 예를 들면, 쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전압(Vg1, Vg2)의 임계 전압(Vs1)보다도, 조금 작은 제너 전압을 가지는 제너 다이오드(ZD21)를 이용해도 된다. 제너 다이오드(ZD21)를 이용함으로써, 콘덴서(C1, C11)의 잔류 에너지를 크게 할 수 있으므로, 턴 온에 필요한 구동 전력을 보다 억제하고, 또한 스위칭 속도의 고속화가 한층 더 가능해진다.
또한, L 레벨의 제어 신호(X1)가 입력되어, 컨버터부(2)의 스위칭 소자(Q1)가 오프한 경우, 2차 권선(N2)의 양단간의 전압이 저하되어, 턴 오프 회로(32)의 콘덴서(C21)는 저항(R22)을 통하여 방전된다. 이 방전 시간은, 콘덴서(C21)와 저항(R22)의 각 정수에 의한 시정수로 결정된다.
따라서, 도 9A∼9D에 나타내는 바와 같이, 제어 신호(X1)가 H레벨로부터 L레벨로 전환되면, 콘덴서(C21)가 방전하여, 스위칭 소자(Q21)의 구동 전압(Vg21)이 음전압으로부터 「0」을 향하여, 콘덴서(C21)와 저항(R22)의 시정수로 상승한다. 그리고, 구동 전압(Vg21)이, 스위칭 소자(Q21)의 임계 전압(Vs2)을 초과하면, 스위칭 소자(Q21)의 온 저항이 서서히 저하되고, 콘덴서(C1, C11)로부터 스위칭 소자(Q21)의 드레인에 흐르는 방전 전류(Iq21)가 서서히 상승한다. 이 방전 전류(Iq21)는, 트랜지스터(Q22)의 베이스 전류가 되므로, 트랜지스터(Q22)의 콜렉터 전류도 서서히 상승한다. 이와 같이, 콘덴서(C1, C11)에 충전되어 있던 전하는, 스위칭 소자(Q21), 트랜지스터(Q22)를 통하여, 콘덴서(C21)와 저항(R22)에 의해 결정되는 시정수로 방전된다.
그리고, 턴 오프 시에 있어서의 쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전압(Vg1, Vg2)은, 작은 경사로 완만하게 저하된다(도 9 중의 기간 T2).
쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전압(Vg1, Vg2)과 드레인-소스간의 온 저항(Ron)의 관계는, 도 10에 도시하는 특성을 가지고 있고, 구동 전압(Vg1, Vg2)이 0(V)으로부터 상승하는 과정에 있어서, 온 저항(Ron)이 급격하게 저하되는 영역(Y1)이 저전압 시에 존재한다. 이 온 저항(Ron)의 급격한 변화는, 쌍방향 스위치 소자(4)의 드레인-소스간의 전압, 드레인 전류의 급준한 변화를 일으켜, 고주파 노이즈가 증대하는 요인이 된다.
여기서 본 실시 형태에서는, 상술한 바와 같이, 턴 오프 회로(32)에, 콘덴서(C21)와 저항(R22)의 병렬 회로(제2의 콘덴서와 저항의 병렬 회로)와 스위칭 소자(Q21)(제3의 스위칭 소자)를 설치하고 있다. 그리고, 턴 오프 시에 있어서의 쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전압(Vg1, Vg2)을, 작은 경사로 완만하게 저하시킴으로써, 쌍방향 스위치 소자(4)의 온 저항의 급격한 변화를 억제하여, 고주파 노이즈를 저감시키고 있다.
또한, 도 11에 도시하는 바와 같이, 턴 오프 회로(32)의 저항(R22)에 다이오드(D22)(제3의 다이오드)를 직렬 접속하고, 저항(R22)과 다이오드(D22)의 직렬 회로를, 콘덴서(C21)에 병렬 접속해도 된다. 다이오드(D22)는, 콘덴서(C21)의 방전 경로를 순방향으로 하여 접속된다.
도 12A∼12D는, 각 부의 파형을 나타내고 있고, 도 11에 도시하는 턴 오프 회로(32)(다이오드(D22) 유)를 이용한 경우의 파형을 실선으로 표시하고, 도 4에 도시하는 턴 오프 회로(32)(다이오드(D22) 무)를 이용한 경우의 파형을 일점 쇄선으로 표시한다.
우선, 도 11에 도시하는 턴 오프 회로(32)를 이용한 경우, 제어 신호(X1)가 H 레벨로부터 L 레벨로 전환되면, 저항(R22) 및 다이오드(D22)를 통하여 콘덴서(C21)가 방전된다. 그리고, 스위칭 소자(Q21)의 구동 전압(Vg21)(콘덴서(C21)의 양단 전압)이 음전압으로부터 「0」을 향하여, 콘덴서(C21)와 저항(R22)의 시정수로 상승한다. 이 때, 다이오드(D22)를 설정함으로써, 스위칭 소자(Q21)의 구동 전압(Vg21)은, 다이오드(D22)가 없는 경우(도 4 참조)에 비해, 다이오드(D22)의 순방향 전압(Vf)(약 0.7V)만큼 낮아진다. 따라서, 콘덴서(C1, C11)로부터 스위칭 소자(Q21)의 드레인에 흐르는 방전 전류(Iq21)는, 다이오드(D22)가 없는 경우에 비해서 작아지고, 트랜지스터(Q22)의 콜렉터 전류도, 다이오드(D22)가 없는 경우에 비해서 작아진다.
그리고, 턴 오프 시에 있어서의 쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전압(Vg1, Vg2)은, 다이오드(D22)가 없는 경우에 비하여, 작은 경사로 완만하게 저하된다. 즉, 쌍방향 스위치 소자(4)의 온 저항의 급격한 변화를 더욱 억제하여, 고주파 노이즈를 더욱 저감시키는 것이 가능해진다.
(실시 형태 2)
도 13은, 본 실시 형태에 있어서의 제어 회로(제어부)(1)의 구성을 나타내고, 제어 회로(1)는, 발진기(12)와, 지연 회로(13)와, D/A 컨버터(14)와, 콤퍼레이터(15)로 구성된다.
그리고, 도 14A∼14E에 도시하는 바와 같이, 발진기(12)는, 외부로부터 입력되는 제어 신호(X1)가 H 레벨일 때, 콤퍼레이터(15)의 비반전 입력 단자에 대하여 정현파 신호(X2)를 출력한다. 또한, 지연 회로(13)는, 제어 신호(X1)가 L 레벨인 경우, L 레벨의 신호를 출력하고, 제어 신호(X1)가 L 레벨로부터 H 레벨로 전환된 경우, 제어 신호(X1)의 전환 타이밍으로부터 지연 시간(Td) 지연되어 L 레벨로부터 H 레벨로 전환되는 지연 신호(X3)를 출력한다. D/A 컨버터(14)는, 지연 신호(X3)가 L 레벨인 경우, 역치 전압(V4)의 역치 신호(X4)(도 14B 중의 일점 쇄선)를 출력하고, 지연 신호(X3)가 H 레벨인 경우, 역치 전압(V5)의 역치 신호(X4)를 출력한다. 여기에서, 역치 전압 V4 ＞ 역치 전압 V5의 대소 관계로 설정된다.
콤퍼레이터(15)는, 정현파 신호(X2)와 역치 신호(X4)를 비교하여, 비교 결과에 따른 듀티비의 구동 신호(Vp)를, 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 출력한다. 구동 신호(Vp)는, 제어 신호(X1)가 H 레벨로 전환되고 나서 지연 시간(Td)이 경과할 때까지, H 레벨의 기간(온 듀티)이 짧고, 지연 시간(Td)이 경과한 후, H 레벨의 기간(온 듀티)이 길어진다.
따라서, 쌍방향 스위치 소자(4)의 턴 온 기간 내에 콘덴서 C1A(C1B)에 공급되는 에너지는, 지연 시간(Td)이 경과할 때까지 억제되고, 지연 시간(Td)이 경과한 후에 증대한다.
또한, 도 14E에 도시하는 바와 같이, 턴 온 기간 내에 있어서의 쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전압(Vg1, Vg2)은, 지연 시간(Td)이 경과할 때까지, 작은 경사로 완만하게 상승한다. 그리고, 지연 시간(Td)이 경과한 후, 큰 경사로 급격하게 상승하여, 쌍방향 스위치 소자(4)의 온 저항(Ron)이 충분히 낮아지는 구동 전압 Vg0(도 10 참조)까지 도달한다. 즉, 쌍방향 스위치 소자(4)의 턴 온 기간 내에 스위칭 소자(Q1)의 온 듀티를 변화시킴으로써, 온 듀티를 변화시키는 전후에 있어서, 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트에 공급되는 구동 전력을 증대시키고 있다.
이와 같이, 턴 온 기간 내에 있어서의 쌍방향 스위치 소자(4)의 구동 전압(Vg1, Vg2)을, 처음에는 서서히 상승시킴으로써, 쌍방향 스위치 소자(4)의 온 저항의 급격한 변화를 억제하여, 고주파 노이즈를 저감시키고 있다.
또한, 도 14E의 일점 쇄선 Z1으로 표시하는 바와 같이, 구동 전압(Vg1, Vg2)을, 턴 온 시부터 작은 일정한 경사로 직선형상으로 구동 전압(Vg0)까지 상승시킨 경우, 턴온에 필요로 하는 시간이 길어져 버린다. 따라서, 스위칭의 제어성이 악화되고, 나아가 스위칭 손실이 증가할 우려가 있다.
여기서, 본 실시 형태에서는, 지연 시간(Td)이 경과한 후, 구동 전압(Vg1, Vg2)을 큰 경사로 급격하게 상승시킴으로써, 턴온에 요하는 시간을 단축시키고 있어, 스위칭의 제어성의 향상과, 스위칭 손실의 억제를 가능하게 하고 있다.
또한, 제어부(1)는, 외부로부터 입력되는 듀티 신호에 의거하여, 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 출력하는 구동 신호(Vp)의 듀티비를 가변 제어해도 된다.
(실시 형태 3)
도 18에, 본 실시 형태에 있어서의 턴 온 회로(31)의 개략 구성을 도시한다.
본 실시 형태의 턴 온 회로(31)는, 콘덴서(C1)(제1의 콘덴서; 전단 콘덴서)에 접속된 정전류 회로(51)와, 정전류 회로(51)에 접속된 저노이즈화 회로(52)를 구비한다. 본 실시 형태의 저노이즈화 회로(52)는, 콘덴서(C51)(후단 콘덴서)와, 저항(R51)(제6의 저항) 및 제너 다이오드(ZD51)(제2의 제너 다이오드)의 병렬 회로로 이루어진다. 콘덴서(C51)는, 정전류 회로(51)를 통하여, 콘덴서(C1)에 병렬로 접속되어 있다. 저항(R51)과 제너 다이오드(ZD51)의 병렬 회로는, 정전류 회로(51)의 출력단과 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트 G1(G2)의 사이에 접속되어 있다. 상세하게는, 제너 다이오드(ZD51)의 캐소드가 정전류 회로(51)의 출력단(콘덴서(C51)의 양극측)에 접속되고, 제너 다이오드(ZD51)의 애노드가 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트 G1(G2)에 접속되어 있다. 제너 다이오드(ZD51)로는, 저항(R51)의 저항치와 정전류 회로(51)의 출력 전류값의 곱보다도, 작은 제너 전압을 가지는 제너 다이오드를 이용한다. 정전류 회로(51)는, 콘덴서(C1)와 콘덴서(C51)의 사이에 접속되고, 콘덴서(C51)의 양극측에 일정한 전류를 출력하도록 구성되어 있다. 정전류 회로(51)는, 반도체 스위치 소자(쌍방향 스위치 소자(4))의 제어 단자(게이트 G1(G2))에 공급하는 전류를 일정하게 하도록 구성되어 있다. 즉, 본 실시 형태의 턴 온 회로(31)는, 안정 구동시에 있어서, 게이트 G1(G2)에 일정한 전류를 출력하도록 구성되어 있다.
여기서, 접합 게이트형의 FET를 정전압 구동할 때의 정전압 구동 장치(Dv)의 동작과, 접합 게이트형의 FET를 정전류 구동할 때의 정전류 구동 장치(Di)의 동작에 대하여, 도 19A∼19C를 참조하여 설명한다.
도 19A에 도시하는 바와 같은 접합 게이트형의 FET에서는, 게이트(G)-소스(S)간은 다이오드 구조로 되어 있다. 그리고, FET 패키지에서는, 소스(S)-출력 단자(U)간에, 소스측의 기생 저항(Rs)(예를 들면, 반도체 칩 상의 배선 저항이나 반도체 패키지의 저항)이 존재한다. 이 때문에, 소스(S)-드레인(D)간에 전류(소자 전류(Id)로 칭한다)가 흐르고 있을 때에는, 소자 전류(Id)에 따른 전압(Id×Rs)이, 기생 저항(Rs)에 발생한다. 따라서, 구동 전압(Vg)(게이트(G)-출력 단자(U)간의 전압)과 게이트-소스간 전압(Vgs)(게이트(G)-소스(S)간의 전압)의 사이의 관계는, 「Vg＝Vgs＋Id×Rs」로 나타낸다.
또한 접합 게이트형의 FET에서는, 도 19B에 도시하는 바와 같이, 게이트-소스간 전압(Vgs)의 크기에 따라, 소자 전류(Id)의 최대치가 결정된다. 도 19B에서는, 게이트-소스간 전압(Vgs)이 Vgs1, Vgs2, Vgs3(Vgs1＜Vgs2＜Vgs3)의 각각의 경우에 있어서의, 드레인-소스간에 걸리는 전압(Vds)(가로축)과 소자 전류(Id)(세로축)의 관계를 나타내고 있다. 도 19B에 나타내는 바와같이, 게이트-소스간 전압(Vgs)이 높을수록, 소자 전류(Id)의 최대치가 커진다.
또한 접합 게이트형의 FET에서는, 도 19C에 도시하는 바와 같이, 게이트-소스간 전압(Vgs)이 커질수록 게이트 전류(Ig)가 증가하는 특성을 가지고 있다.
여기에서, 소자 전류(Id)의 최대치로서, 예를 들면 「ID1」을 확보할 경우를 생각한다. 이 경우에는, 도 19B에 시사되는 바와 같이, 소정값 이상의 게이트-소스간 전압(Vgs)을 인가할 필요가 있다. 여기에서, 이 게이트-소스간 전압(Vgs)의 상기 소정값을 「Va1」로 한다. 또한, 게이트-소스간 전압(Vgs)이 「Va1」일 때의 게이트 전류(Ig)는, 도 19C에 나타내는 바와 같이 「Ia1」이다.
도 19A∼19C에서, 접합 게이트형의 FET를 정전압 구동할 때(구동 장치(Dv)에 의해, 게이트(G)-출력 단자(U)간에 일정한 구동 전압을 인가할 때)에, 소자 전류(Id)의 최대치로서 「ID1」을 확보하기 위해서는, 구동 전압 Vg(＝Vgs＋Id×Rs)을 「Va1＋ID1×Rs」이상으로 할 필요가 있다(즉, 소자 전류(Id)의 최대치로서 「ID1」을 확보하기 위해서는, 구동 장치(Dv)의 구동 전압을 적어도 「Va1＋ID1×Rs」로 설정할 필요가 있다). 이 정전압 구동 장치(Dv)로 FET를 구동하고, 소자 전류(Id)로서 「ID1」을 흐르게 할 때에는, 구동 전력(게이트에서 소비되는 전력)은 「Pa1≡Ia1×(Va1＋ID1×Rs)」이 된다.
또한, 이 상태에서, 소자 전류(Id)가 감소하여 예를 들면 거의 「0」이 되면, 기생 저항(Rs)에서 발생하는 전압은 거의 「0」이 된다. 이 때, 게이트-소스간 전압(Vgs)은, 구동 장치(Dv)의 구동 전압 Vg＝Va1＋ID1×Rs와 같아진다(즉, 게이트-소스간 전압(Vgs)은, ID1×Rs만큼 증가하게 된다). 따라서, 게이트 전류(Ig)는, 소자 전류(Id)의 감소에 따라서 도 19C에 나타내는 특성 곡선을 따라서 지수 함수적으로 증가하여, 「Ia2(＞Ia1)」이 된다. 이 때의 구동 전력은, 「Ia2× (Va1＋ID1×Rs)」이 되어, 「Pa1」보다도 커진다.
즉, FET에 소자 전류(Id)로서 「ID1」을 흐르게 할 수 있는 정전압 구동 장치(Dv)에서는, 구동 전력은 「Pa1」이상이 된다.
한편, 접합 게이트형의 FET를 정전류 구동할 때(구동 장치(Di)에 의해, 게이트에 일정한 게이트 전류를 흐르게할 때)에는, 게이트-소스간의 다이오드 구조는 정전류로 바이어스 된다. 따라서, 게이트-소스간 전압(Vgs)은 소자 전류(Id)에 의존하지 않고 일정하게 유지된다. 이 때문에, FET를 정전류 구동할 때에, 소자 전류(Id)의 최대치로서 「ID1」을 확보하기 위해서는, 게이트 전류(Ig)로서, 게이트-소스간 전압(Vgs)이 「Va1」이 되는 전류 「Ia1」을 흐르게 하면 된다. 이 때, 구동 장치(Di)로부터 FET(게이트(G)-출력 단자(U)간)에 인가되는 구동 전압(Vg)은 「Va1＋Id×Rs」이 되어, 드레인 전류(Id)가 「ID1」일 때 최대치 「Va1＋ID1×Rs」로 된다. 이 때의 구동 전력은, 「Ia1×(Va1＋ID1×Rs)＝Pa1」이다.
또한, 소자 전류(Id)가 「ID1」보다도 작을 경우에는, 구동 전력은 「Ia1× (Va1+Id×Rs)」이 되고, 「Pa1」보다도 작아진다.
즉, FET에 소자 전류(Id)로서 「ID1」을 흐르게 할 수 있는 정전류 구동 장치(Di)에서는, 구동 전력은 「Pa1」이하로 된다.
이와 같이, 정전류 구동의 쪽이, 정전압 구동보다도 구동 전력을 작게 할 수 있다.
본 실시 형태의 턴 온 회로(31)는, 제어 단자에 일정한 전류를 출력하도록 구성되어 있으므로, 정전압 구동의 경우보다도 구동 전력(소비 전력)을 저감할 수 있다.
또한, 본 실시 형태의 턴 온 회로(31)는, 저노이즈화 회로(52)를 구비하고 있다. 이하, 본 실시 형태의 턴 온 회로(31)의 동작에 대하여, 도 20을 이용하여 설명한다.
도 20의 가로축은 시간, 세로축은 전압을 나타낸다. 도 20 중에 있어서, “X”는, 정전류 회로(51)로부터의 출력 전압의 시간 변화를 나타낸다. 도 20 중에 있어서, “Y”는, 저노이즈화 회로(52)로부터의 출력 전압(즉, 구동 전압 Vg1(Vg2))의 시간 변화를 나타낸다. 또한, 도 20중에 있어서, “Z”는, 쌍방향 스위치 소자(4)에 저항성 부하(Lr)를 접속한 경우(도 6 참조)에 있어서의, 쌍방향 스위치 소자(4)의 양단간의 전압(VL)의 시간 변화를 나타낸다.
도 20의 “X”로 표시하는 바와 같이, 정전류 회로(51)로부터의 출력 전압은, 시간 경과에 따라서 거의 일정한 경사로 증가한다.
한편, 도 20중의 “Y”로 표시하는 바와 같이, 저노이즈화 회로(52)로부터의 출력 전압은, 쌍방향 스위치 소자(4)의 임계 전압을 초과할 때까지는 거의 일정한 경사로 증가한다. 구동 전압 Vg1(Vg2)이 임계 전압을 초과하면, 드레인-소스간의 온 저항(Ron)이 급격하게 저하되므로(도 10 참조), 고주파 노이즈가 증대할 가능성이 있다. 여기에서, 본 실시 형태의 턴 온 회로(31)는, 쌍방향 스위치 소자(4)의 게이트 챠지 특성에 의해, 구동 전압 Vg1(Vg2)이 쌍방향 스위치 소자(4)의 임계 전압에 도달했을 때에, 구동 전압 Vg1(Vg2)의 시간 변화가 작아진다. 또한, 본 실시 형태의 턴 온 회로(31)는 저항(R51)을 구비하고 있으므로, 구동 전압(Vg1, Vg2)의 시간 변화가 작아지는 기간을 저항(R51)에 의해 제어(즉, 온 저항(Ron)의 시간 변화량을 저항(R51)에 의해 제어)할 수 있다(도 20중의 “A”로 표시하는 영역). 따라서, 턴 온 시의 노이즈를 저감할 수 있다.
즉, 본 실시 형태의 저노이즈화 회로(52)는, 반도체 스위치 소자(쌍방향 스위치 소자(4))를 턴 온시킬 때에 제어 단자(게이트 G1(G2))의 입력 임피던스를 높게 하도록 구성되어 있다. 구체적으로는, 본 실시 형태의 저노이즈화 회로(52)는, 정전류 회로(51)의 출력단측에 직렬 접속된 저항(R51)과, 정전류 회로(51)의 출력단측에서 제1의 콘덴서(콘덴서(C1))와 병렬로 접속된, 후단 콘덴서(콘덴서(C51))를 구비한다. 이 구성에 의해, 본 실시 형태에서는, 턴 온 시의 노이즈를 저감할 수 있다.
또한, 본 실시 형태의 저노이즈화 회로(52)는, 반도체 스위치 소자의 제어 단자에 인가되는 전압의 변화에 따라, 당해 제어 단자의 입력 임피던스를 변화시키도록 구성되어 있다. 구체적으로는, 본 실시 형태의 저노이즈화 회로(52)는, 저항(R51)에 병렬로 접속된 제너 다이오드(ZD51)를 더 구비하고 있다. 따라서, 저항(R51)에 인가되는 전압이 제너 다이오드(ZD51)의 제너 전압을 초과하면, 정전류 회로(51)로부터 제너 다이오드(ZD51)를 통하여 전류가 흐르게 된다. 즉, 턴 온 시점부터 충분히 시간이 경과한 후(안정 구동시)에는, 정전류 회로(51)로부터의 전류가, 저항(R51)과 제너 다이오드(ZD51)의 병렬 회로를 통하여, 게이트 G1(G2)에 흐르게 된다.
예를 들면, 저항(R51)으로서 저항치가 5.1kΩ인 저항을 이용하여, 정전류 회로(51)가 5mA인 정전류를 출력할 경우를 생각한다. 제너 다이오드(ZD51)가 없는 경우에는, 안정 구동시에 있어서, 저항(R51)으로 약 25V의 전압이 발생하게 된다. 이에 대하여, 예를 들면 제너 전압이 3.6V인 제너 다이오드(ZD51)를 이용한 경우에는, 안정 구동시에 있어서, 저항(R51)에서 발생하는 전압은 약 3.6V가 된다. 따라서, 저항(R51)에서의 소비 전력은 제너 다이오드(ZD51)가 없을 때에 비해서 저감된다.
이와 같이 본 실시 형태에서는, 제너 다이오드(ZD51)를 설정함으로써, 안정 구동시의 소비 전력을 저감할 수 있다.
또한, 도 21에 도시하는 바와 같이, 저노이즈화 회로(52)로서, 정전류 회로(51)에 직렬 접속된 저항(R51)과, 저항(R51)에 병렬로 접속된 스위칭 소자(Q51)(제4의 스위칭 소자)와, 컨버터부(2)의 출력 개시 시점부터 소정 시간 경과후에 스위칭 소자(Q51)를 오프로부터 온으로 전환하는 지연 회로(53)로 이루어지는 회로를 이용해도 된다. 지연 회로(53)는, 컨버터부(2)의 출력 개시 시점부터 소정 시간 경과후에, 스위칭 소자(Q51)를 오프로부터 온으로 전환하도록 구성되어 있다.
즉, 도 21에 도시하는 저노이즈화 회로(52)는, 도 18의 예와 마찬가지로, 반도체 스위치 소자(쌍방향 스위치 소자(4))를 턴 온시킬 때에 제어 단자(게이트 G1(G2))의 입력 임피던스를 높게 하도록 구성되어 있다.
또한, 도 21에 도시하는 저노이즈화 회로(52)는, 반도체 스위치 소자의 제어 단자로의 구동 전력의 공급을 개시한 시점부터, 소정 시간 경과후에, 제어 단자의 입력 임피던스를 낮게 하도록 구성되어 있다. 구체적으로는, 이 예의 저노이즈화 회로(52)는, 저항(R51)에 병렬로 접속된 스위칭 소자(Q51)와, 컨버터부(2)의 출력 개시 시점으로부터 소정 시간 경과후에 스위칭 소자(Q51)를 오프로부터 온으로 전환하는 지연 회로(53)를 더 구비한다.
이 예에서도, 컨버터부(2)의 출력 개시 직후에는, 정전류 회로(51)로부터의 전류는 저항(R51)을 통하여 게이트 G1(G2)에 흐른다. 따라서, 턴 온 시의 노이즈를 저감할 수 있다. 또한, 안정 구동시에는, 정전류 회로(51)로부터의 전류가, 저항(R51)과 스위칭 소자(Q51)의 병렬 회로를 통하여 게이트 G1(G2)에 흐르게 된다. 따라서, 저항(R51)에서의 소비 전력은, 스위칭 소자(Q51)가 없을 때에 비해서 저감된다.
따라서, 스위칭 소자(Q51)를 설치함으로써, 안정 구동시의 소비 전력을 저감할 수 있다.
또한, 도 22에 도시하는 바와 같이, 쌍방향 스위치 소자(4)의 한쌍의 트랜지스터(41, 42) 각각에 대하여 턴 온 회로(31)(31A, 31B)를 설치한 구동 장치에 있어서, 양쪽의 턴 온 회로(31A, 31B)에, 상기에서 설명한 저노이즈화 회로(52)(52A, 52B)를 설치해도 된다. 즉, 반도체 스위치 소자(쌍방향 스위치 소자(4))는, 한쌍의 트랜지스터(41, 42)의 제어 단자의 각각(게이트 G1, G2)에, 대응하는 저노이즈화 회로(52)(52A, 52B)가 접속된다. 도 15에 도시하는 바와 같이, 트랜지스터(42)의 출력 단자(U2)가 직류 전압(Vcc)의 고전압측에 접속되어 있는 경우에는, 하이사이드(고전압측)의 제어 단자(게이트 G2)에 접속되는 저노이즈화 회로(52B)는, 쌍방향 스위치 소자(4)의 하이사이드 출력 단자(U2)와 제어 단자(게이트 G2)의 사이에 접속된다. 또한, 로우 사이드(저전압측)의 제어 단자(게이트 G1)에 접속되는 저노이즈화 회로(52A)는, 쌍방향 스위치 소자(4)의 로우 사이드의 출력 단자(U1)와 제어 단자(게이트 G1)의 사이에 접속된다. 이에 따라, 구동 장치 전체로서, 저노이즈화를 실현할 수 있다. 또한, 도 22에는, 저노이즈화 회로 52A(52B)로서 저항 R51A(R51B)과 콘덴서 C51A(C51B)만을 도시하고 있는데, 상기 도 18, 21에 도시하는 제너 다이오드(ZD51)나 스위칭 소자(Q51)를 설치해도 된다. 또한, 도 22의 예에서는, 한쌍의 트랜지스터(41, 42) 각각에 대하여, 제1의 콘덴서 C1(C1A, C1B) 및 턴 오프 회로 32(32A, 32B)도 설치되어 있다.
본 실시 형태의 정전류 회로(51)는, 예를 들면 도 23에 도시하는 회로로 구성되어 있어도 된다. 즉, 정전류 회로(51)는, 다이오드(D1)(콘덴서(C1)의 양극측)에 직렬 접속된 저항 R52 (제7의 저항)과 pnp형의 트랜지스터 Q52(제3의 트랜지스터)의 직렬 회로를 구비한다. 트랜지스터(Q52)의 베이스는, 저항(R53)을 통하여 콘덴서(C1)의 음극측에 접속된다. 또한, 콘덴서(C1)의 양극측과 트랜지스터(Q52)의 베이스의 사이에는, 제너 다이오드(ZD52)(제3의 제너 다이오드)가 접속된다. 상세한 내용은, 제너 다이오드(ZD52)의 애노드가 트랜지스터(Q52)의 베이스에 접속되고, 제너 다이오드(ZD52)의 캐소드가 콘덴서(C1)의 양극측에 접속된다.
이 정전류 회로(51)에서는, 트랜지스터(Q52)의 이미터-베이스간 전압과 저항(R52)에 걸리는 전압의 합이, 제너 다이오드(ZD52)의 제너 전압과 같아진다. 따라서, 이 정전류 회로(51)는, 저항(R52)의 저항치를 R, 트랜지스터(Q52)의 이미터-베이스간 전압을 Vbe(약 0.7V), 제너 다이오드(ZD52)의 제너 전압을 Vz로 하면, Ig＝(Vz－Vbe)/R의 정전류를 출력한다.
쌍방향 스위치 소자(4)의 트랜지스터 41(42)의 구동 전압 Vg1(Vg2)은, 트랜지스터 41(42)의 게이트 부분의 pn 접합에 인가되기 때문에, 게이트 G1(G2)을 정전류로 구동하면, 온도에 대하여 음의 특성을 가진다. 즉, 쌍방향 스위치 소자(4)의 트랜지스터 41(42)는 구동 전류 Ig1(Ig2)가 일정한 조건에 있어서, 온도가 상승하면 구동 전압 Vg1(Vg2)이 저하된다.
여기에서, 본 실시 형태의 정전류 회로(51)는, 트랜지스터(Q52)와 제너 다이오드(ZD52)를 구비하고 있다. 트랜지스터의 이미터-베이스간의 온도 특성은, 약 －2.0mV/℃이며, 한편 제너 다이오드에 있어서 제너 전압이 5V 정도인 것은, 온도 특성은 거의 0mV/℃이 된다. 따라서, 본 실시 형태의 정전류 회로(51)(도 23 참조)에서는, 온도가 상승하면, 트랜지스터(Q52)의 이미터-베이스간 전압(Vbe)이 감소한다. 이에 따라, 온도가 상승하면, 정전류 회로(51)로부터 출력되는 전류의 일정값이 증대한다. 즉, 본 실시 형태의 정전류 회로(51)는, 양의 온도 특성을 가지고 있다. 이에 따라, 트랜지스터 41(42)의 구동 전압 Vg1(Vg2)의 온도 특성을 보상할 수 있다.
즉, 본 실시 형태에서는, 트랜지스터(Q52)와 제너 다이오드(ZD52)를 이용하여 정전류 회로(51)를 구성함으로써, 간단한 구성으로, 쌍방향 스위치 소자(4)(트랜지스터(41, 42))의 온도 특성을 보상할 수 있다.
1: 제어부 2: 컨버터부
3: 구동부 4: 쌍방향 스위치 소자(반도체 스위치 소자)
31A, 31B: 턴 온 회로 32A, 32B: 턴 오프 회로
C1A, C1B: 콘덴서(제1의 콘덴서)
Q1: 스위칭 소자(제1의 스위칭 소자)

Claims (17)

  1. 제1의 스위칭 소자를 구비하고, 이 제1의 스위칭 소자를 온·오프함으로써, 원하는 직류 전압을 출력하는 컨버터부와,
    상기 제1의 스위칭 소자의 온·오프를 제어하는 제어부와,
    상기 컨버터부의 출력에 의해 충전되는 제1의 콘덴서와,
    상기 제1의 콘덴서에 축적한 전하를 이용하여 반도체 스위치 소자의 제어 단자에 구동 전력을 공급하여, 상기 반도체 스위치 소자를 턴 온시키는 턴 온 회로와,
    상기 제어부가 상기 제1의 스위칭 소자의 온·오프 동작을 정지시킨 경우에, 상기 제1의 콘덴서를 방전시켜, 상기 반도체 스위치 소자를 턴 오프시키는 턴 오프 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 턴 온 회로는, 일정한 전류를 출력하도록 구성된 정전류 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 턴 온 회로는, 턴 온 시의 노이즈를 저감하기 위한 저노이즈화 회로를 더 구비하고,
    상기 저노이즈화 회로는, 상기 반도체 스위치 소자를 턴 온시킬 때에, 상기 반도체 스위치 소자의 상기 제어 단자의 입력 임피던스를 높게 하도록 구성된 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 저노이즈화 회로는, 또한, 상기 반도체 스위치 소자의 상기 제어 단자에 인가되는 전압의 변화에 의거하여, 상기 제어 단자의 입력 임피던스를 변화시키도록 구성된 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  5. 청구항 3에 있어서,
    상기 저노이즈화 회로는, 또한, 상기 반도체 스위치 소자의 상기 제어 단자로의 구동 전력의 공급을 개시한 시점으로부터, 소정 시간 경과 후에, 상기 제어 단자의 입력 임피던스를 낮게 하도록 구성된 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  6. 청구항 3 내지 청구항 5 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 반도체 스위치 소자는, 제어 단자를 각각에 설치한 한쌍의 트랜지스터를 직렬 접속하여, 쌍방향으로 도통가능하게 구성되고,
    상기 구동 장치는, 한쌍의 상기 저노이즈화 회로를 구비하고,
    상기 한쌍의 트랜지스터의 상기 제어 단자의 각각에, 대응하는 상기 저노이즈화 회로가 접속되는 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  7. 청구항 2 내지 청구항 6 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 정전류 회로는, 양의 온도 특성을 가지는 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 정전류 회로는 제너 다이오드와 트랜지스터를 구비하고, 상기 정전류 회로의 양의 온도 특성은, 상기 제너 다이오드와 상기 트랜지스터의 온도 특성차에 의해 구성되는 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  9. 청구항 1에 있어서,
    상기 턴 온 회로는, 상기 반도체 스위치 소자의 상기 제어 단자에 공급하는 전류가 소정값을 넘지 않도록 제한하는 전류 제한 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  10. 청구항 1 또는 청구항 9에 있어서,
    상기 제1의 콘덴서는, 상기 컨버터부의 출력단측에 병렬로 접속된 전단 콘덴서로 이루어지고,
    상기 턴 온 회로는 후단 콘덴서를 구비하고,
    상기 전단 콘덴서는, 상기 후단 콘덴서보다 상기 컨버터부의 출력단측에 배치되고,
    상기 턴 온 회로는, 상기 전단 콘덴서의 양단 전압이 소정 전압 미만에서는 오프하고, 상기 전단 콘덴서의 양단 전압이 소정 전압 이상이 되면 온하는 스위치부를 구비하고,
    상기 후단 콘덴서는, 상기 스위치부를 통하여 상기 전단 콘덴서에 병렬 접속되는 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  11. 청구항 1, 청구항 9, 청구항 10 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 반도체 스위치의 턴 온 기간 내에 상기 제1의 스위칭 소자의 온 듀티를 변화시킴으로써, 상기 온 듀티를 변화시키는 전후에 있어서, 상기 반도체 스위치의 제어 단자에 공급되는 구동 전력을 증대시키는 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  12. 청구항 1 내지 청구항 11 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 턴 오프 회로는, 상기 제1의 콘덴서에 병렬 접속된 제2의 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제2의 스위칭 소자가 온함으로써, 상기 제1의 콘덴서를 방전시키고, 상기 반도체 스위치 소자를 턴 오프시킨 후, 상기 제1의 콘덴서의 양단 전압이 소정 전압까지 저하된 시점에서, 상기 제2의 스위칭 소자를 오프하는 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  13. 청구항 12에 있어서,
    상기 제2의 스위칭 소자에 제너 다이오드가 직렬 접속되고, 상기 제너 다이오드와 상기 제2의 스위칭 소자의 직렬 회로가, 상기 제1의 콘덴서에 병렬 접속되는 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  14. 청구항 1 내지 청구항 13 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 턴 오프 회로는, 상기 컨버터부의 출력단 간에 접속된 제2의 콘덴서와 저항의 병렬 회로와, 이 병렬 회로의 양단 전압에 의해 구동되는 디프레션형의 제3의 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제1의 콘덴서의 방전 전류는, 상기 제3의 스위칭 소자의 온 저항이 작을수록 커지는 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  15. 청구항 14에 있어서,
    상기 저항에 다이오드가 직렬 접속되고, 상기 저항과 상기 다이오드의 직렬 회로가, 상기 제2의 콘덴서에 병렬 접속되는 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  16. 청구항 1 내지 청구항 15 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 반도체 스위치 소자는, 와이드 밴드 갭 반도체로 구성되는 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
  17. 청구항 1 내지 청구항 16 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 반도체 스위치 소자는, 제어 단자를 각각에 설치한 한쌍의 트랜지스터를 직렬 접속하여, 쌍방향으로 도통가능하게 구성되고,
    상기 제1의 콘덴서와 상기 턴 온 회로와 상기 턴 오프 회로를 구비하는 구동부를, 상기 트랜지스터마다 설치한 것을 특징으로 하는 반도체 스위치 소자의 구동 장치.
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