JPWO2011121792A1 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

フィードフォワード制御部１５２は、目標電流絶対値｜ｉ｜＊と、モータ駆動回路３０の電圧制限値Ｖｌｉｍと、モータ２０の回転速度ωｒとに基づいて、モータ駆動回路３０の出力電圧をｄ−ｑ座標系で表した電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角θＦＦを演算する。フィードバック制御部１５５は、目標電流絶対値｜ｉ｜＊と実電流絶対値｜ｉ｜との偏差Δｉに基づく位相角θＦＢを算出する。ＰＷＭ制御信号発生部１５９は、位相角（θＦＦ＋θＦＢ）だけ電気角を進めた３相駆動電圧をモータ駆動回路３０から出力するようにＰＷＭ制御信号を出力する。これにより、ステアリング機構１０に大きな逆入力が働いた場合に、モータ２０で大きなトルクを発生して操舵ハンドル１１が回されることを抑える。

Description

本発明は、運転者の操舵操作に基づいてモータを駆動制御して操舵アシストトルクを発生する電動パワーステアリング装置に関する。

従来から、電動パワーステアリング装置は、運転者が行った操舵操作に基づいて目標アシストトルクを設定し、この目標アシストトルクがステアリング機構に付与されるようにモータの通電を制御する。モータとしてブラシレスＤＣモータを使用した電動パワーステアリング装置も知られている。ブラシレスＤＣモータを使用した場合、一般に、２相回転磁束座標系（ｄ−ｑ座標系）で表されるベクトル制御を用いてモータの通電が制御される。こうしたモータの通電制御は、マイクロコンピュータを備えたアシスト制御装置により行われる。
アシスト制御装置は、モータをベクトル制御によって駆動する場合、例えば、運転者がハンドルに入力した操舵トルクと車速とに基づいて目標アシストトルクを設定し、この目標アシストトルクを発生させるためのｑ軸目標電流を演算する。同時に、弱め界磁制御電流としてのｄ軸目標電流を演算する。ｄ軸目標電流は、モータが高速で回転しやすいように、回転速度の増加にしたがって弱め界磁制御電流が増加するように演算される。アシスト制御装置は、モータに流れる電流を検出してｄ−ｑ座標系の電流に変換し、ｑ軸電流がｑ軸目標電流と等しくなるように、かつ、ｄ軸電流がｄ軸目標電流と等しくなるように、３相インバータ（モータ駆動回路）のスイッチング素子のデューティ比を制御する。こうした、ｄ−ｑ座標系で表されるベクトル制御によってモータを駆動する電動パワーステアリング装置は、例えば、特開平２００１−１８７５７８号，特開平２００９−２４７１４７号，特開平２００９−２４７１８１号等に提案されている。

ところで、車両の走行中において、前輪タイヤが縁石等の路面突起物に衝突したケースのように、タイヤからステアリング機構に大きな力（以下、逆入力と呼ぶ）が加わった場合には、前輪（操舵輪）が急激に転舵される。このため、ラックバーが軸方向に移動し、ラックバーに連結されたステアリングシャフトとともに操舵ハンドルが高速に回される。また、ラックバーの先端に設けたラックエンド部材が、ラックハウジングに形成されたストッパに衝突した場合には、大きな衝突音が生じる。従って、運転者に対して不快感を与えてしまうことがある。
このような逆入力により操舵ハンドルが回されてしまう場合、その回転方向と反対方向に大きなトルクをモータで発生させるようにすれば、操舵ハンドルの回転を減速させることができるが、実際には、操舵ハンドルの回転、即ち、モータの回転が非常に速いためモータで大きなトルクを発生させることができない。これは、ブラシレスＤＣモータの特性上、仕方ないことではあるが、弱め界磁電流であるｄ軸電流を適切に制御することにより、トルクの低下を抑えることはできる。
図２６は、一定の駆動電圧下におけるモータの回転速度と、モータで発生可能なトルク（最大トルク）との関係を表している。このグラフにおいて、トルクは、モータの回転方向と同じ方向に発生する場合に正の値で表され、モータの回転方向と反対方向に発生する場合に負の値で表わされる。従って、グラフの上方が操舵アシスト時の特性を表し、グラフの下方がモータが外力により回される時（回生時と呼ぶ）の特性を表す。また、破線にて示す特性は、最適値に設定したｄ軸電流を流して弱め界磁を行ったときに得られる理論上の最大トルク特性を表す。
この特性図からわかるように、ｄ軸電流を適切に制御することで、理論的には、逆入力に対して操舵ハンドルの回転をある程度抑えられる。しかし、実際には、逆入力によりモータが回される速度が非常に速いため、従来のアシスト制御装置に使用されるマイクロコンピュータの演算能力では、適切なトルクを発生させることができない。その要因の一つは、アシスト制御装置が、ｄ軸電流とｑ軸電流とを制御する２自由度制御を行っていることにある。また、最適なｄ軸目標電流を求めるための計算式が複雑であることから、限られたパラメータを用いたマップを使ってｄ軸目標電流を算出するため、その値が最適値とはならないことにある。
こうしたことから、逆入力による操舵ハンドルの回転を良好に抑えることができず、運転者に不快感を与えてしまう。また、マイクロコンピュータの演算能力（処理速度）を向上させれば、トルクを増大させることが可能となるが、コストアップを招くことになる。
本発明の目的は、上記問題に対処するためになされたもので、ステアリング機構に逆入力が働いてモータが回された場合に、モータで大きなトルクを発生して操舵ハンドルが回されることを抑制するとともに、低コストにて実施できるようにすることにある。
上記目的を達成するために、本発明の特徴は、ステアリング機構（１０）に設けられて操舵アシストトルクを発生する永久磁石同期モータ（２０）と、前記モータに３相駆動電圧を出力して前記モータを駆動する駆動回路（３０）と、前記モータの永久磁石による磁界に沿う方向となるｄ軸と前記ｄ軸に直交する方向となるｑ軸とを定めたｄ−ｑ座標系を用いて、ｄ軸方向に磁界を発生させるｄ軸電流とｑ軸方向に磁界を発生させるｑ軸電流とを制御するための駆動指令値を演算し、前記駆動指令値に応じた駆動制御信号を前記駆動回路に出力する２軸電流制御手段（１１０）とを備えた電動パワーステアリング装置において、
前記モータが、通常の操舵操作では検出されない高速で回転している高速回転状態を検出する高速回転状態検出手段（Ｓ１１〜Ｓ１３）と、前記ｄ−ｑ座標系で表した前記駆動回路の出力電圧ベクトルの絶対値を前記駆動回路の電圧制限値に設定した状態で、前記モータに流れるモータ電流の絶対値が目標電流絶対値と等しくなるための前記出力電圧ベクトルの前記ｄ軸に対する位相角を演算し、前記演算した位相角と前記電圧制限値とに応じた駆動制御信号を前記駆動回路に出力する電流絶対値制御手段（１５０）と、前記高速回転状態検出手段により前記高速回転状態が検出されたとき、前記２軸電流制御手段に代わって前記電流絶対値制御手段を作動させる制御切替手段（Ｓ１３〜Ｓ１５）とを備えたことにある。
本発明の電動パワーステアリング装置においては、ステアリング機構に永久磁石同期モータが設けられており、駆動回路から３相駆動電圧を出力して永久磁石同期モータを駆動する。永久磁石同期モータとしては、３相ブラシレスＤＣモータなどを使用することができる。永久磁石同期モータ（以下、単にモータと呼ぶ）は、２軸電流制御手段により駆動制御される。２軸電流制御手段は、モータのロータに設けられる永久磁石による磁界の沿う方向（磁界の貫く方向）となるｄ軸と、ｄ軸に直交する方向（ｄ軸からπ／２だけ電気角を進めた方向）となるｑ軸とを定めたｄ−ｑ座標系を用いた電流ベクトル制御により、ｄ軸電流とｑ軸電流とを制御する駆動指令値を演算し、駆動指令値に応じた駆動制御信号を駆動回路に出力する。
例えば、２軸電流制御手段は、操舵ハンドルからステアリングシャフトに入力された操舵トルクを検出し、この操舵トルクに応じた目標アシストトルクを設定する。そして、２軸電流制御手段は、モータが目標アシストトルクを発生するためのｑ軸目標電流と弱め界磁制御用のｄ軸目標電流とを演算し、実際にモータに流れるｑ軸電流，ｄ軸電流が、それぞれｑ軸目標電流，ｄ軸目標電流と等しくなるための電圧指令値を演算し、電圧指令値に応じたＰＷＭ制御信号を駆動回路に出力するように構成することができる。ｄ軸目標電流は、例えば、モータの回転速度（角速度）が高速となる場合に、その回転速度の増加に伴って弱め界磁が大きくなるように設定するとよい。
車両の走行中において、例えば、前輪タイヤが縁石に衝突したケースなどでステアリング機構に逆入力が加わった場合、運転者の意志に反して前輪が転舵されてしまう。この場合、モータもそれに合わせて回転するが、逆入力が大きいとその回転速度が非常に大きくなり、操舵ハンドルが高速に回される。モータが高速回転する場合には、モータの特性上、逆起電力の影響で出力可能なトルクは小さくなるが、モータの回転方向と反対方向に可能な限り大きなトルクを発生させるようにすれば、操舵ハンドルの回転を減速させることできる。しかし、モータの回転速度の増加にしたがって駆動回路の駆動周波数（３相駆動電圧の正弦波の周波数）が上昇するため、２軸電流制御手段による電流ベクトル制御では、制御遅れが生じてしまい、モータで発生できるトルクが小さくなってしまう。
そこで本発明においては、高速回転状態検出手段が、モータが通常の操舵操作では検出されない高速で回転している高速回転状態を検出する。そして、モータの高速回転状態が検出されたとき、制御切替手段が、２軸電流制御手段に代わって電流絶対値制御手段を作動させる。
電流絶対値制御手段は、ｄ−ｑ座標系で表した駆動回路の出力電圧ベクトルの絶対値を駆動回路の電圧制限値に設定した状態で、モータに流れるモータ電流の絶対値が目標電流絶対値と等しくなるための出力電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角を演算し、演算した位相角と電圧制限値とに応じた駆動制御信号を駆動回路に出力する。つまり、電流絶対値制御手段は、２軸電流制御手段のようにｄ軸電流とｑ軸電流とを制御する２自由度制御を行うのではなく、モータ電流の絶対値のみを制御する１自由度制御を行う。この場合、モータ電流の絶対値を制御するための操作対象は、出力電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角（ｄ軸に対してｑ軸方向に進んだ位相角）となる。
２軸電流制御手段、および、電流絶対値制御手段は、所定の制御周期（演算周期）で駆動指令値（駆動回路の作動を制御するための制御値）の演算および駆動制御信号の出力を繰り返すが、電流絶対値制御手段では、１自由度制御を行うようにしているため、２軸電流制御手段に比べて、一制御周期当たりの演算量（駆動指令値を算出するために必要な演算量）を少なくすることができる。従って、演算器（例えば、マイクロコンピュータ）の演算能力を上げなくても、電流絶対値制御手段における制御周期を２軸電流制御手段における制御周期よりも短くすることができ、制御遅れを抑制することが可能となる。これにより、モータが高速回転しているときであっても、大きなトルクを発生させることが可能となる。
この結果、本発明によれば、逆入力により操舵ハンドルが回された場合に、操舵ハンドルの回転を良好に制動することができる。また、その制動により、ラックエンド部材がストッパに衝突したときに発生する衝突音を低減することができる。従って、運転者の不快感を低減することができる。また、演算器の能力を上げずに実施することができるため、コストアップを招かない。
また、例えば、緊急回避などのために、運転者が通常の操作速度よりも速い速度で操舵操作したときに、２軸電流制御手段に代わって電流絶対値制御手段を作動させるように制御切替手段を構成した場合には、回避操作方向に大きな操舵アシストトルクを発生させることが可能となり、運転者の回避操作が容易になる。尚、高回転状態検出手段が検出する高速回転状態の範囲を、緊急回避時におけるモータの回転速度が含まれないようにしてもよい。この場合には、逆入力によりモータが高速で回される場合にのみ、電流絶対値制御手段が作動する。
また、本発明の他の特徴は、前記電流絶対値制御手段（１５０）は、前記モータの回転速度を検出する回転速度検出手段（１６４）と、前記目標電流絶対値と、前記駆動回路の電圧制限値と、前記回転速度検出手段により検出した前記モータの回転速度とに基づいて、前記出力電圧ベクトルの前記ｄ軸に対する位相角を演算する位相角演算手段（１５２）とを備えたことにある。
本発明においては、モータの高速回転状態が検出されたとき、位相角演算手段が、モータ電流の絶対値の目標値を表す目標電流絶対値と、駆動回路の電圧制限値と、回転速度検出手段により検出したモータの回転速度とに基づいて、出力電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角を演算する。モータ電流の絶対値は、モータのｄ−ｑ座標系における電圧方程式から、出力電圧ベクトルの絶対値および位相角と、モータの回転速度とをパラメータとして演算することができる。従って、モータ電流の絶対値が目標電流絶対値に等しくなるための位相角（出力電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角）を簡単に演算することができる。駆動制御信号は、この位相角演算手段により演算された位相角と電圧制限値とに応じて設定される。この場合、駆動制御信号は、位相角演算手段により演算された位相角とモータの電気角とを加算した位相角に設定される３相駆動制御信号とすればよい。
この結果、本発明によれば、フィードフォワード制御により、駆動回路の出力電圧の位相を、モータ電流の絶対値が目標電流絶対値に等しくなるための角度に簡単に制御することができ、モータが高速回転しているときであっても、大きなトルクを発生させることが可能となる。
また、本発明の他の特徴は、前記電流絶対値制御手段（１５０）は、前記モータ電流の絶対値を検出する電流検出手段（３８，１６３）と、前記目標電流絶対値と前記電流検出手段により検出したモータ電流の絶対値との偏差に基づいて、前記位相角演算手段により演算された位相角を調整するフィードバック制御手段（１５４，１５５，１５６）とを備えたことにある。
本発明においては、モータの高速回転状態が検出されたとき、フィードバック制御手段が、目標電流絶対値と電流検出手段により検出したモータ電流の絶対値との偏差に基づいて、位相角演算手段により演算された位相角を調整する。従って、フィードフォワード制御におけるモデル誤差や外乱よる影響を補償することができ、駆動回路の出力電圧の位相が一層適切に設定される。この結果、モータの高速回転時において、一層大きなトルクを発生させることができる。
本発明の他の特徴は、前記フィードバック制御手段は、前記モータが回転している方向と、前記モータによりトルクを発生させる方向との一致、不一致を判定する方向判定手段（１５４）を備え、前記モータ回転方向と前記トルクを発生させる方向とが一致しているときには、前記検出したモータ電流の絶対値が前記目標電流絶対値より小さい場合に前記位相角を増加させ、前記検出したモータ電流の絶対値が前記目標電流絶対値より大きい場合に前記位相角を減少させ、前記モータ回転方向と前記トルクを発生させる方向とが一致していないときには、前記検出したモータ電流の絶対値が前記目標電流絶対値より小さい場合に前記位相角を減少させ、前記検出したモータ電流の絶対値が前記目標電流絶対値より大きい場合に前記位相角を増加させることにある。
本発明においては、方向判定手段が、モータが回転している方向と、モータによりトルクを発生させる方向との一致、不一致を判定する。モータにトルクを発生させる方向は、ステアリング機構に働く操舵トルクにより検出することができ、モータが回転している方向は、モータの回転速度により検出することができる。モータが高速回転状態で、かつ、モータが回転している方向とトルクを発生させる方向とが一致している場合は、運転者が緊急回避用の操舵操作を行ったケースに該当する。こうしたケースでは、フィードバック制御手段は、モータ電流の絶対値が目標電流絶対値より小さい場合には位相角（位相角演算手段により演算された位相角）を増加させ、モータ電流の絶対値が目標電流絶対値より大きい場合には位相角を減少させる。これにより、モータ電流の絶対値が目標電流絶対値に近づくようになる。
また、モータが高速回転状態で、かつ、モータが回転している方向とトルクを発生させる方向とが一致していない場合は、ステアリング機構に働いた逆入力によりモータが回されているケースに該当する。こうしたケースでは、フィードバック制御手段は、モータ電流の絶対値が目標電流絶対値より小さい場合には位相角を減少させ、モータ電流の絶対値が目標電流絶対値より大きい場合には位相角を増加させる。これにより、モータ電流の絶対値が目標電流絶対値に近づくようになる。
この結果、本発明においては、緊急回避用の操舵操作時、および、路面からの逆入力により操舵ハンドルが回される時の両方において、モータに適切なトルクを発生させることができる。
本発明の他の特徴は、前記目標電流絶対値は、前記駆動回路の電流制限値に設定されていることにある。
本発明によれば、目標電流絶対値が駆動回路の電流制限値、つまり、駆動回路に流すことのできる最大電流に設定されているため、モータで最大限のトルクを発生させることができる。このため、逆入力がステアリング機構に働いて、操舵ハンドルが急激に回されても、操舵ハンドルに最大の制動力を働かせることができる。
また、本発明の他の特徴は、前記高速回転状態検出手段は、前記モータの回転速度を検出する回転速度検出手段（１６４）を備え、前記検出した回転速度が基準速度（ωｔｈ）を超えているときに前記高速回転状態であると判定することにある。
本発明によれば、モータの高速回転状態を簡単に検出することができる。
また、本発明の他の特徴は、前記モータの回転加速度の増加に伴って、前記基準速度（ωｔｈ）を減少させる基準速度変更手段（Ｓ１２）を備えたことにある。
本発明においては、モータの高速回転状態を検出するにあたって、基準速度変更手段が、モータの回転加速度の増加に伴って基準速度を減少させる。モータの回転加速度は、モータに加わる外力が大きいほど大きくなる。例えば、前輪タイヤが縁石に衝突したケースなどでステアリング機構に大きな逆入力が加わった場合には、モータの回転加速度が非常に大きい。従って、この場合には、モータの高速回転状態を判定する基準速度が減少する。これにより、早いタイミングで電流絶対値制御手段が２軸電流制御手段に代わって作動開始する。このため、操舵ハンドルの回転を抑える制動期間を長くすることができる。
電流絶対値制御手段によりモータを駆動制御した場合には、弱め界磁を強くするためモータから作動音が発生しやすい。作動音の発生を抑えるためには、モータの高速回転状態を判定する基準速度を高く設定すればよいが、そうした場合には、モータの回転速度が上昇し始める初期においては、２軸電流制御手段から電流絶対値制御手段に切り替わらない。このため、ステアリング機構に大きな逆入力が加わった場合に、操舵ハンドルの制動が遅れてしまう。そこで、本発明においては、モータの回転加速度の増加に伴って基準速度を減少させるようにしているため、操舵ハンドルの制動と、作動音の発生の低減とを両立させることができる。尚、モータの回転加速度は、回転速度を時間で微分することにより求められる。
本発明の他の特徴は、前記ステアリング機構に入力される操舵トルクの増加に伴って、前記基準速度を減少させる基準速度変更手段（Ｓ１２）を備えたことにある。
モータが逆入力により回される場合においては、逆入力が大きくなるほど、ステアリング機構に入力される操舵トルクの大きさが大きくなる。そこで、本発明においては、操舵トルクの増加に伴って基準速度を減少させるようにしているため、操舵ハンドルの制動と、作動音の発生の低減とを両立させることができる。尚、「操舵トルクの増加」とは、操舵トルクそのものの増加を意味するだけでなく、操舵トルクに応じて設定される制御値（例えば、モータ電流指令値、アシストトルク指令値など）の増加をも含むものである。
本発明の他の特徴は、前記回転速度検出手段により検出した回転速度が前記基準速度よりも大きな第２基準速度（ωｔｈ２）を越えている状態を検出する第２高速回転状態検出手段（Ｓ２１）と、前記モータの回転速度と前記出力電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角との関係を設定したマップを記憶し、前記第２高速回転状態検出手段により前記回転速度が前記第２基準速度を越えている状態が検出されたとき、前記マップを使って前記回転速度検出手段により検出したモータの回転速度から前記位相角を演算する第２位相角演算手段（２０１）とを備えたことにある。
モータが非常に速く回転している状態においては、位相角が多少変化してもモータに流れる電流は殆ど変化しない。従って、厳密な電流制御を行う必要がない。そこで、本発明においては、モータの回転速度が基準速度よりも大きな第２基準速度を越えている状態においては、第２位相角演算手段が、モータの回転速度と出力電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角との関係を設定したマップを使って、出力電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角を演算する。第２位相角演算手段は、所定の制御周期（演算周期）で位相角を演算するが、マップから位相角を演算するため、位相角演算手段に比べて１制御周期当たりの演算量が少ない。従って、演算器（例えば、マイクロコンピュータ）の演算能力を上げなくても、第２位相角演算手段における制御周期を位相角演算手段における制御周期よりも短くすることができ、モータが非常に速く回転している状態であっても、制御遅れを抑制することが可能となる。
なお、上記説明において、括弧内に示した符号は、発明の理解を助けるものであり、発明の各構成要件を前記符号によって規定される実施形態に限定させるものではない。

図１は、電動パワーステアリング装置の概略構成図である。
図２は、通常制御モードにおけるアシストＥＣＵのマイクロコンピュータの処理を表す機能ブロック図である。
図３は、高速回転制御モードにおけるアシストＥＣＵのマイクロコンピュータの処理を表す機能ブロック図である。
図４は、アシストトルクマップを表すグラフである。
図５は、弱め界磁マップを表すグラフである。
図６は、弱め界磁を行っていない場合の電圧ベクトル線図である。
図７は、弱め界磁を行っている場合の電圧ベクトル線図である。
図８は、モータが正方向の最大トルクを発生しているときの電圧ベクトル線図である。
図９は、モータが負方向の最大トルクを発生しているときの電圧ベクトル線図である。
図１０は、位相角の変化により電流絶対値が変化する原理を表す電圧ベクトル線図である。
図１１は、位相リミッタ範囲を表す電圧ベクトル線図である。
図１２は、モード切替制御ルーチンを表すフローチャートである。
図１３は、閾値設定マップを表すグラフである。
図１４は、他の例の閾値設定マップを表すグラフである。
図１５は、回転速度の推移、回転加速度の推移、閾値の推移を表すグラフである。
図１６は、通常制御モード（制御遅れなし）のみを実行した場合のモータ出力特性を表すグラフである。
図１７は、通常制御モード（制御遅れあり）のみを実行した場合のモータ出力特性を表すグラフである。
図１８は、実施形態におけるモータ出力特性を表すグラフである。
図１９は、モータが非常に高速で回されているときの電圧ベクトル線図である。
図２０は、第２実施形態に係るモード切替制御ルーチンを表すフローチャートである。
図２１は、第２実施形態に係る第２高速回転制御モードにおけるアシストＥＣＵのマイクロコンピュータの処理を表す機能ブロック図である。
図２２は、第２実施形態に係る位相角設定マップを表すグラフである。
図２３は、第２実施形態に係るモータ出力特性を表すグラフである。
図２４は、通常制御モード（制御遅れなし）のみを実行した場合のモータ出力特性を表すグラフである。
図２５は、第３実施形態に係る高速回転制御モードにおけるアシストＥＣＵのマイクロコンピュータの処理を表す機能ブロック図である。
図２６は、理論上のモータ出力特性を表すグラフである。

以下、本発明の一実施形態に係る電動パワーステアリング装置について図面を用いて説明する。図１は、同実施形態に係る車両の電動パワーステアリング装置の概略構成を表している。
この電動パワーステアリング装置は、操舵ハンドル１１の操舵操作により転舵輪を転舵するステアリング機構１０と、ステアリング機構１０に組み付けられ操舵アシストトルクを発生するモータ２０と、モータ２０を駆動するためのモータ駆動回路３０と、モータ２０の作動を制御する電子制御装置１００とを主要部として備えている。以下、電子制御装置１００をアシストＥＣＵ１００と呼ぶ。
ステアリング機構１０は、操舵ハンドル１１の回転操作により左右前輪ＦＷＬ，ＦＷＲを転舵するための機構で、操舵ハンドル１１を上端に一体回転するように接続したステアリングシャフト１２を備える。このステアリングシャフト１２の下端には、ピニオンギヤ１３が一体回転するように接続されている。ピニオンギヤ１３は、ラックバー１４に形成されたラック歯と噛み合って、ラックバー１４とともにラックアンドピニオン機構を構成する。ラックバー１４の両端には、タイロッド１５Ｌ，１５Ｒを介して左右前輪ＦＷＬ，ＦＷＲのナックル（図示略）が操舵可能に接続されている。左右前輪ＦＷＬ，ＦＷＲは、ステアリングシャフト１２の軸線回りの回転に伴うラックバー１４の軸線方向の変位に応じて左右に操舵される。
ラックバー１４には、モータ２０が組み付けられている。モータ２０は、本発明の永久磁石同期モータに相当するものであり、本実施形態においては、その代表例である３相ブラシレスＤＣモータが用いられる。モータ２０の回転軸は、ボールねじ機構１６を介してラックバー１４に動力伝達可能に接続されていて、その回転により左右前輪ＦＷＬ，ＦＷＲに転舵力を付与して操舵操作をアシストする。ボールねじ機構１６は、減速機および回転−直線変換器として機能するもので、モータ２０の回転を減速するとともに直線運動に変換してラックバー１４に伝達する。
ステアリングシャフト１２には、操舵トルクセンサ２１が設けられる。操舵トルクセンサ２１は、例えば、ステアリングシャフト１２の中間部に介装されたトーションバー（図示略）の捩れ角度をレゾルバ等により検出し、この捩れ角に基づいてステアリングシャフト１２に働いた操舵トルクＴｒを検出する。操舵トルクＴｒは、その大きさだけでなく、正負の値により操舵方向が識別される。尚、本実施形態においては、トーションバーの捩れ角度をレゾルバにより検出するが、他の回転角センサ等により検出することもできる。
モータ２０には、回転角センサ２２が設けられる。この回転角センサ２２は、モータ２０内に組み込まれ、モータ２０の回転子の回転角度位置に応じた検出信号を出力するもので、例えば、レゾルバ、あるいは、ホールセンサにより構成される。回転角センサ２２は、モータ２０の回転角θｍに応じた検出信号をアシストＥＣＵ１００に出力する。アシストＥＣＵ１００は、この検出信号からモータ２０の電気角θｒを演算する。尚、モータ２０の電気角θｒは、回転角センサ２２を用いずに、モータ２０で発生する逆起電力に基づいて推定するようにしてもよい。
モータ駆動回路３０は、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）からなる６個のスイッチング素子３１〜３６により３相インバータ回路を構成したものである。具体的には、第１スイッチング素子３１と第２スイッチング素子３２とを直列接続した回路と、第３スイッチング素子３３と第４スイッチング素子３４とを直列接続した回路と、第５スイッチング素子３５と第６スイッチング素子３６とを直列接続した回路とを並列接続し、各直列回路における２つのスイッチング素子間（３１−３２，３３−３４，３５−３６）からモータ２０への電力供給ライン３７を引き出した構成を採用している。
モータ駆動回路３０には、モータ２０に流れる電流を検出する電流センサ３８が設けられる。この電流センサ３８は、３相のうちの任意の２相（例えば、Ｕ相とＶ相）の電流の大きさと向き（正負）を検出し、検出した電流ｉｕ，ｉｖを表す検出信号をアシストＥＣＵ１００に出力する。Ｗ相の電流ｉｗは、他の２相の電流（ｉｕ，ｉｖ）から計算することができるため（ｉｗ＝−（ｉｕ＋ｉｖ））、本実施形態では２相のみを電流センサ３８にて検出するが、３相とも電流センサ３８にて検出するようにしてもよい。
モータ駆動回路３０の各スイッチング素子３１〜３６は、それぞれゲートがアシストＥＣＵ１００に接続され、アシストＥＣＵ１００から出力されるＰＷＭ制御信号によりデューティ比が制御される。これによりモータ２０の駆動電圧が制御される。
アシストＥＣＵ１００は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ等からなるマイクロコンピュータを主要部として構成される。アシストＥＣＵ１００は、操舵トルクセンサ２１、回転角センサ２２、電流センサ３８、および、車速を検出する車速センサ２５を接続し、操舵トルクＴｒ、回転角θｍ、モータ電流ｉｕ，ｉｖ、車速Ｓｐを表す検出信号を入力する。そして、入力した検出信号に基づいて、運転者の操舵操作に応じた最適な操舵アシストトルク（以下、単にアシストトルクと呼ぶ）が得られるようにモータ駆動回路３０の各スイッチング素子３１〜３６のデューティ比を制御する。
次に、電動パワーステアリング装置の電源供給系統について説明する。電動パワーステアリング装置は、車載電源装置８０から電源供給される。車載電源装置８０は、定格出力電圧１２Ｖの一般的な車載バッテリである主バッテリ８１と、エンジンの回転により発電する定格出力電圧１４Ｖのオルタネータ８２とを並列接続して構成される。車載電源装置８０には、電源供給元ライン８３と接地ライン８４が接続される。電源供給元ライン８３は、制御系電源ライン８５と駆動系電源ライン８６とに分岐する。制御系電源ライン８５は、アシストＥＣＵ１００に電源供給するための電源ラインとして機能する。駆動系電源ライン８６は、モータ駆動回路３０とアシストＥＣＵ１００との両方に電源供給する電源ラインとして機能する。
制御系電源ライン８５には、イグニッションスイッチ８７が接続される。駆動系電源ライン８６には、主電源リレー８８が接続される。この主電源リレー８８は、アシストＥＣＵ１００からの制御信号によりオンしてモータ２０への電力供給回路を形成するものである。制御系電源ライン８５は、アシストＥＣＵ１００の電源＋端子に接続されるが、連結ライン９０を介して、主電源リレー８８よりも負荷側となる駆動系電源ライン８６にも接続される。また、制御系電源ライン８５には、イグニッションスイッチ８７よりも負荷側（アシストＥＣＵ１００側）にダイオード８９がアノードを車載電源装置８０側に向けて設けられる。連結ライン９０には、ダイオード９１がアノードを駆動系電源ライン８６側に向けて設けられる。従って、連結ライン９０を介して駆動系電源ライン８６から制御系電源ライン８５には電源供給できるが、制御系電源ライン８５から駆動系電源ライン８６には電源供給できないような回路構成となっている。駆動系電源ライン８６および接地ライン８４は、モータ駆動回路３０の電源入力部に接続される。また、接地ライン８４は、アシストＥＣＵ１００の接地端子にも接続される。
次に、アシストＥＣＵ１００が行うモータ２０の制御について説明する。アシストＥＣＵ１００は、モータ２０の回転子に設けられた永久磁石の磁界が貫く方向にｄ軸、ｄ軸に直交する方向（ｄ軸に対して電気角がπ／２だけ進んだ方向）にｑ軸を定めたｄ−ｑ座標系を用いた電流ベクトル制御によってモータ２０の回転を制御する。電流ベクトルのｄ軸成分をｄ軸電流と呼び、ｑ軸成分をｑ軸電流と呼ぶ。ｑ軸電流は、モータトルクを発生させるように作用する。一方、ｄ軸電流は、モータトルクを発生させるように作用しなく、弱め界磁制御に使用される。
アシストＥＣＵ１００は、こうした電流ベクトル制御を行うにあたって、電気角θｒを検出することによりｄ−ｑ座標を定める。この電気角θｒは、回転角センサ２２により検出される回転角信号から求められる。電気角θｒは、Ｕ相コイルを貫く軸とｄ軸とのなす角度となる。
アシストＥＣＵ１００は、モータ２０が通常の操舵操作で回される速度を越えない範囲で回転しているときに行う通常制御モードと、モータ２０が通常の操舵操作で回される速度よりも速く回転しているときの高回転制御モードとの何れか一方を選択的に実施する。この二つの制御モードを切り替える条件については後述する。
まず、通常制御モードについて説明する。図２は、通常制御モードにおいて、アシストＥＣＵ１００のマイクロコンピュータのプログラム制御により処理される機能を表す機能ブロック図である。アシストＥＣＵ１００は、通常動作モードにおいて作動する２軸電流制御部１１０を備えている。２軸電流制御部１１０は、本発明の２軸電流制御手段に相当するもので、２軸電流指令部１０１，偏差演算部１０２，フィードバック制御部１０３，２相／３相座標変換部１０４，ＰＷＭ制御信号発生部１０５，３相／２相座標変換部１０６，電気角演算部１０７，回転速度演算部１０８を備えている。
２軸電流指令部１０１は、ｑ軸指令電流ｉ_ｑ ^＊を演算するｑ軸電流演算部１０１ｑと、ｄ軸指令電流ｉ_ｄ ^＊を演算するｄ軸電流演算部１０１ｄとから構成される。ｑ軸電流演算部１０１ｑは、操舵トルクセンサ２１から出力される操舵トルクＴｒ及び車速センサ２５から出力される車速Ｓｐを入力して、図４に示すアシストマップを参照することにより目標アシストトルクＴ^＊を演算する。この場合、目標アシストトルクＴ^＊は、操舵トルクＴｒの増加にしたがって増加するとともに車速Ｓｐの増加にしたがって減少するように設定される。この目標アシストトルクＴ^＊は、操舵トルクＴｒの方向（符号で識別される）と同じ方向に設定される。ｑ軸電流演算部１０１ｑは、目標アシストトルクＴ^＊をトルク定数で除算して、ｄ−ｑ座標系におけるｑ軸指令電流ｉ_ｑ ^＊（ｑ軸目標電流）を算出する。
また、ｄ軸電流演算部１０１ｄは、後述する回転速度演算部１０８により演算されたモータ２０の回転速度ωｒを入力し、図５に示す弱め界磁マップを参照することによりｄ軸指令電流ｉ_ｄ ^＊（ｄ軸目標電流）を演算する。ｄ軸指令電流ｉ_ｄ ^＊は、回転速度ωｒの大きさ｜ωｒ｜が設定値ω１以下の場合にはゼロ（ｉ_ｄ ^＊＝０）に設定され、回転速度ωｒの大きさ｜ωｒ｜が設定値ω１を越える場合には、｜ωｒ｜の増加にしたがって弱め界磁が増加するように設定される。尚、弱め界磁制御用に使うｄ軸電流は負の値で表される。
尚、本明細書において、方向性を有する検出値や計算値に関しては、その大きさを論じる場合には、その値は、方向（正負）を区別しない絶対値を表すものとする。
このように演算されたｑ軸指令電流ｉ_ｑ ^＊とｄ軸指令電流ｉ_ｄ ^＊は、偏差演算部１０２に出力される。偏差演算部１０２は、ｑ軸電流偏差演算部１０２ｑとｄ軸電流偏差演算部１０２ｄとから構成される。ｑ軸電流偏差演算部１０２ｑは、ｑ軸指令電流ｉ_ｑ ^＊からｑ軸実電流ｉ_ｑを減算した偏差Δｉ_ｑを演算する。ｄ軸電流偏差演算部１０２ｄは、ｄ軸指令電流ｉ_ｄ ^＊からｄ軸実電流ｉ_ｄを減算した偏差Δｉ_ｄを演算する。
ｑ軸実電流ｉ_ｑおよびｄ軸実電流ｉ_ｄは、モータ２０のコイルに実際に流れた３相電流の検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄ−ｑ座標系の２相電流に変換したものである。この３相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗからｄ−ｑ座標系の２相電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑへの変換は、３相／２相座標変換部１０６によって行われる。３相／２相座標変換部１０６は、電気角演算部１０７から出力される電気角θｒを入力し、その電気角θｒに基づいて、電流センサ３８により検出した３相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ（＝−（ｉｕ＋ｉｖ））をｄ−ｑ座標系の２相電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑに変換する。
３相座標系からｄ−ｑ座標系に変換する変換行列Ｃは次式（１）にて表される。

偏差演算部１０２から出力された偏差Δｉ_ｑ，Δｉ_ｄは、フィードバック制御部１０３に出力される。フィードバック制御部１０３は、ｑ軸電流フィードバック制御部１０３ｑとｄ軸電流フィードバック制御部１０３ｄとから構成される。ｑ軸電流フィードバック制御部１０３ｑは、偏差Δｉ_ｑを使った比例積分制御によりｑ軸実電流ｉ_ｑがｑ軸指令電流ｉ_ｑ ^＊に追従するようにｑ軸指令電圧ｖ_ｑ ^＊を演算する。ｄ軸電流フィードバック制御部１０３ｄは、偏差Δｉ_ｄを使った比例積分制御によりｄ軸実電流ｉ_ｄがｄ軸指令電流ｉ_ｄ ^＊に追従するようにｄ軸指令電圧ｖ_ｄ ^＊を演算する。
フィードバック制御部１０３により演算されたｑ軸指令電圧ｖ_ｑ ^＊とｄ軸指令電圧ｖ_ｄ ^＊は、２相／３相座標変換部１０４に出力される。２相／３相座標変換部１０４は、電気角演算部１０７から出力される電気角θｒに基づいて、ｑ軸指令電圧ｖ_ｑ ^＊とｄ軸指令電圧ｖ_ｄ ^＊を３相指令電圧ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊に変換して、その変換した３相指令電圧ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊をＰＷＭ信号発生部１０５に出力する。３相指令電圧ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊は、本発明の２軸電流制御手段における駆動指令値に相当する。ＰＷＭ信号発生部１０５は、３相指令電圧ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊に対応したＰＷＭ制御信号をモータ駆動回路３０のスイッチング素子３１〜３６に出力する。これによりモータ２０が駆動され、目標アシストトルクＴ^＊に追従したアシストトルクがステアリング機構１０に付与される。
回転角センサ２２から出力される回転検出信号は、電気角演算部１０７に出力される。電気角演算部１０７は、回転角センサ２２により出力された回転検出信号からモータ２０の電気角θｒを演算し、演算した電気角θｒを３相／２相座標変換部１０６，２相／３相座標変換部１０４、回転速度演算部１０８に出力する。回転速度演算部１０８は、電気角演算部１０７から出力された電気角θｒを時間で微分することによりモータ２０の回転速度ωｒを計算し、その回転速度ωｒをｄ軸電流演算部１０１ｄに出力する。尚、回転速度ωｒは、モータ２０の回転方向を識別するために、回転方向に応じた符号（正負）が付与される。
アシストＥＣＵ１００は、こうした２軸電流制御部１１０の処理によりモータ駆動回路３０のスイッチング素子３１〜３６のデューティ比を制御する。これにより、モータ２０の通電が制御されて、ステアリング機構１０に目標アシストトルクＴ^＊が付与される。
こうした２軸電流制御部１１０の処理は、タイマーにより予め設定された制御周期Ｔ１（演算周期）で繰り返される。
次に、高回転制御モードについて説明する。高回転制御モードは、モータ２０が通常の操舵操作で回される速度よりも速く回転する状態において実行される。車両の走行中において、前輪タイヤが縁石等の路面突起物に衝突したケースのように、タイヤからステアリング機構１０に大きな逆入力が加わった場合には、前輪が急激に転舵される。このため、ラックバー１４が軸方向に移動し、ラックバー１４に連結されたステアリングシャフト１２とともに操舵ハンドル１１が高速で回転する。このとき、モータ２０も高速で回されるため、アシストＥＣＵ１００は、通常制御モードに代えて高回転制御モードを実行する。
尚、本実施形態においては、緊急回避などのために運転者が通常の操作速度よりも速い速度で操舵操作した場合にも高回転制御モードが実行されて、大きなアシストトルクを発生できるようにするが、主の目的は、逆入力による操舵ハンドル１１の回転を制動することであるため、以下、操舵ハンドル１１の制動を目的とした説明をする。
逆入力により操舵ハンドル１１が回されてしまう場合、その回転方向と反対方向に大きなトルクをモータ２０で発生させるようにすれば、操舵ハンドル１１の回転を減速させることができるが、モータ２０（３相ブラシレスＤＣモータ）は、回転速度が大きくなるにつれて、以下の要因により発生できるトルクが減少する。
１．モータ２０で発生する逆起電力は、モータ２０の回転速度に比例する。このため、モータ２０の高速回転時においては、逆起電力が電源電圧を超えてしまい、モータ２０に駆動電流を流すことができなくなる。
２．電機子（モータコイル）に存在するインダクタンスにより、モータ駆動回路３０の駆動周波数（モータ駆動電圧の正弦波の周波数）が上昇すると、モータ２０のインピーダンスが上昇し、大きな電流を流すことができなくなる。
３．モータ２０で発生する逆起電力がモータ駆動回路３０の耐圧を越えた場合には、モータ駆動回路３０の故障を防止するために保護リレー（例えば、電力供給ライン３７に設けた図示しない開閉リレー）を開放するなどして、モータ駆動回路３０の故障防止制御が行われるため、モータ２０でトルクを発生させることができない。
４．逆起電力の要因によるトルク低下に対しては、負のｄ軸電流を流して弱め界磁制御を行うことにより、図２６に示すように、モータ２０の回転速度が大きい場合でも、理論上では、ある程度の大きさのトルクを発生させることができる。しかし、モータ２０の回転速度の増加にしたがってモータ駆動回路３０の駆動周波数が上昇すると、アシストＥＣＵ１００のマイクロコンピュータの制御周期による遅れ、ＰＷＭ制御信号の出力遅れ、実電流や電気角の検出遅れが無視できなくなる。これにより力率が悪化してトルクが低下する。
５．ｄ−ｑ座標系を用いて電流ベクトル制御する場合、ｄ軸電流，ｑ軸電流が、ｑ軸電圧，ｄ軸電圧に影響し、その影響量がモータ２０の回転速度に比例する。このため、モータ２０の高速回転時においては、ｄ−ｑ座標系における制御が相互干渉し、適正なｄ軸電流，ｑ軸電流を流すことが難しくなる。
６．弱め界磁制御を行うための最適なｄ軸指令電流の演算には、モータ２０の回転速度、ｑ軸電流、電源電圧をパラメータとして複雑な計算が必要となる。このため、アシストＥＣＵ１００は、マイクロコンピュータの演算負担を軽くするために、回転速度のみを使ったマップからｄ軸指令電流を計算するようにしているが、ｄ軸指令電流が最適値とは異なるため、図２６示す特性のような理論上の最大トルクを発生させることができない。
７．弱め界磁を行うｄ軸指令電流は、一般に、マップからフィードフォワード的に与えられるため、電機子巻線抵抗、電機子インダクタンス、逆起電圧定数の変動を最大限に見込んだ値に設定される。従って、理論上の最大トルクを発生させることは一層難しくなる。
そこで、アシストＥＣＵ１００は、高回転制御モードにおいては、通常制御モードのようにｄ軸電流とｑ軸電流とを制御する２自由度制御を行うのではなく、モータ電流の絶対値のみに着目してモータ２０で最大トルクを発生するようにした１自由度制御を行う。この場合、モータ電流の絶対値を制御するための操作対象は、モータ駆動回路３０の出力電圧をｄ−ｑ座標系で表した電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角とする。そして、アシストＥＣＵ１００は、マイクロコンピュータの制御周期を、通常制御モードに比べて短くして制御遅れを抑制する。つまり、制御の自由度を１つ減らしたことで、１制御周期あたりのマイクロコンピュータの演算量を減らし、それにより生じた演算能力の余剰分で制御周期を短くしている。従って、マイクロコンピュータの処理能力を上げる必要はない。
逆入力により操舵ハンドル１１が回されてしまう場合、操舵ハンドル１１が非常に速い速度で回される。こうした限定的な状況においては、モータ２０で発生させるトルクを最大トルクに設定できれば十分であり、中間的な大きさのトルクに制御することができなくて実用上の問題はない。従って、高回転制御モードにおいては、モータ２０で発生させるトルクを最大トルクに設定することで、マイクロコンピュータの演算量を減らすようにしている。
ここで、モータ電流の絶対値を制御して、モータ２０で最大トルクを発生させる原理について説明する。
一般に、ｄ−ｑ座標系における電圧方程式は、次式（２）のように表される。

また、モータ２０の出力トルクＴは、次式（３）のように表される。

ここで、
ｖ_ｄ：ｄ軸電圧（電機子電圧のｄ軸成分）
ｖ_ｑ：ｑ軸電圧（電機子電圧のｑ軸成分）
ｉ_ｄ：ｄ軸電流（電機子電流のｄ軸成分）
ｉ_ｑ：ｑ軸電流（電機子電流のｑ軸成分）
Ｒ：電機子巻線抵抗
Ｌ：電機子インダクタンス
ω：モータ回転速度（電気角速度）
φ：逆起電圧定数（＝トルク定数）
ｐ：微分演算子（＝ｄ／ｄｔ）
ｊ：虚数単位（ｄ軸を実軸、ｑ軸を虚軸とみなせば、９０°回転を意味する）
図６，図７は、この関係を電圧ベクトル線図を使って表したもので、図６は、弱め界磁を行っていない場合、図７は弱め界磁を行っている場合を表している。この電圧ベクトル線図においては、ｄ軸電流ｉ_ｄの変化、および、ｑ軸電流ｉ_ｑの変化は小さいと考え、微分演算子の付いた項を省略している。
以下、モータ回転速度ωが、ω≧０であることを前提として説明する。
弱め界磁を行っていない状態では、モータ２０に流れる電流ｉとしてはｑ軸電流ｉ_ｑのみとなる（ｉ＝ｉ_ｑ）。しかし、図６に示すように、インダクタンスＬに起因する干渉項が存在するため、（ωＬｉ）だけｄ軸電圧が必要となる。従って、モータ２０の駆動に必要な電圧ベクトルＶは、図において破線にて示すように、逆起電圧（ωφ）と巻線抵抗の電圧降下（Ｒｉ）と干渉項（ｊωＬｉ）とを合成したベクトルとなる。この電圧ベクトルＶは、ｑ軸よりも位相が進んでいる。
弱め界磁を行っている状態では、ｑ軸電流ｉ_ｑとｄ軸電流ｉ_ｄ（負方向）とが流れるため電流ベクトルがｑ軸に対して傾く。従って、図７に示すように、巻線抵抗の電圧降下（Ｒｉ）を表す電圧ベクトルもｑ軸に対して傾き、この電圧ベクトルに対して９０°回転した方向を向く干渉項（ｊωＬｉ）のベクトルも同じ角度だけ傾く。これにより、モータ２０の駆動に必要な電圧ベクトルＶは、ｑ軸電圧が（ωＬｉ_ｄ）だけ下がる。この結果、弱め界磁を行った場合には、弱め界磁を行わない場合に比べて、高い回転数までモータ２０を回転させることができる。
モータ２０が高速回転する場合には、逆起電圧（ωφ）がモータ駆動回路３０の電圧制限値を超えるため、弱め界磁を行わないと、保護リレー等が作動してモータ２０を駆動することができなくなる。図８，図９は、逆起電圧（ωφ）がモータ駆動回路３０の電圧制限値を超える高速回転領域における電圧ベクトル線図である。図８は、モータ２０が正方向の最大トルクを発生しているときの電圧ベクトル線図であり、図９は、モータ２０が負方向の最大トルクを発生しているときの電圧ベクトル線図である。正方向のトルクとは、モータ２０が回転している方向と同一方向に働くトルクであり、負方向のトルクとは、モータ２０が回転している方向とは反対方向に働くトルクである。
ｄ−ｑ座標系において、モータ駆動回路３０の出力電圧は、電圧ベクトルＶ（本発明の出力電圧ベクトルに相当する）で表される。従って、ベクトル線図において、原点を中心として半径がモータ駆動回路３０の電圧制限値と等しい円（電圧制限円ＣＬＶと呼ぶ）の中に電圧ベクトルＶの軌跡（点Ｃ）が入っていれば、電圧制限値内でモータ２０を駆動することができる。電圧制限値とは、モータ駆動回路３０の許容される出力電圧の最大値である。
モータ駆動回路３０は、モータ２０に流すことができる電流の最大値である電流制限値が設定されており、電流制限値を越えない範囲においてモータ２０を駆動することができる。この場合、ベクトル線図において、ｑ軸上の逆起電圧（ωφ）の大きさを表す位置（Ａ点）を中心として、半径が電流制限値×Ｒと等しい円（電流制限円ＣＬＩと呼ぶ）の中に、巻線抵抗の電圧ベクトル（Ｒｉ）の軌跡（点Ｂ）が入っていれば、電流制限値内でモータ２０を駆動することができる。
モータ駆動回路３０の出力電圧の絶対値（電圧ベクトルＶの絶対値）が電圧制限値に等しく、かつ、モータ２０に流れる電流の絶対値が電流制限値と等しくなるときに、モータ２０が最大トルクを発生することができる。この場合、図８，図９に示すように、電圧ベクトルＶの軌跡（点Ｃ）が、電圧制限円ＣＬＶの周上に位置し、巻線抵抗の電圧ベクトル（Ｒｉ）の軌跡（点Ｂ）が、電流制限円ＣＬＩの周上に位置する。ベクトル線図において、電流制限円ＣＬＩの中心位置である点Ａは、逆起電圧（ωφ）から決まる。点Ｂを電流制限円ＣＬＩの周上の適当な位置に設定すると、点Ｃは、点Ｂを通り電流制限円ＣＬＩの接線上で、距離ＢＣが（ωＬｉ）となる位置に決まる。点Ｂのとりかたが適切であれば、点Ｃを電圧制限円ＣＬＶの周上にのせて最大トルクを発生することができる。換言すれば、点Ｃが電圧制限円の周上にのるように点Ｂの位置を設定すれば最大トルクを発生することができる。
正方向のトルクを発生する場合は、ｑ軸電流が正となるため、図８に示すように、点Ｂの位置が電流制限円ＣＬＩの中心よりも上方となり、電圧ベクトルＶの位相がｑ軸よりも進み側となる。一方、負方向のトルクを発生する場合は、ｑ軸電流が負となるため、図９に示すように、点Ｂの位置が電流制限円ＣＬＩの中心よりも下方となり、電圧ベクトルＶの位相がｑ軸よりも遅れ側となる。尚、電圧ベクトルの位相は、ベクトル図において反時計方向が進み方向であり、時計方向が遅れ方向である。
本実施形態の高回転制御モードにおいては、電圧ベクトルＶの絶対値を電圧制限値（一定）に設定した状態で、電圧ベクトルの位相を変化させることにより、モータ２０に流れる電流の絶対値が目標電流絶対値（電流制限値）と等しくなるように制御する。以下、この原理について説明する。図１０は、負方向のトルクを発生している状態における電圧ベクトル線図を表す。電圧ベクトルＶの絶対値を一定にした状態で電圧位相（電圧ベクトルＶのｄ軸に対する位相角θ）を変化させた場合を考える。図中において、巻線抵抗の電圧ベクトル（Ｒｉ）がＡＢ０、干渉項の電圧ベクトル（ｊωＬｉ）がＢ０Ｃ０となるときに、モータ２０は、電流制限値内での最大の電流が流れて動作する。この時、電圧位相θは、位相角θ０となっている。この状態から、電圧位相θを遅れ方向に位相角θ１にまで変化させると、電圧ベクトルＶは点Ｃ１の位置になる。このとき、三角形ＡＢ０Ｃ０と三角形ＡＢ１Ｃ１とは相似関係を有することから、点Ｂ１は容易に求めることができる。距離ＡＣ１は、距離ＡＣ０よりも大きいため、電流絶対値も大きくなる。このため、電流絶対値が電流制限値を越えてしまう。
逆に、電圧位相θを進み方向に位相角θ２まで変化させると、電圧ベクトルＶは点Ｃ２の位置になる。この場合、距離ＡＣ２は、距離ＡＣ０よりも小さいため、電流絶対値も小さくなる。このため、電流絶対値が電流制限値よりも小さくなる。
このように、電圧ベクトルＶの絶対値を一定にした状態で電圧位相のみを変化させることで、電流絶対値の制御が可能となることがわかる。負方向のトルクを発生している状態においては、電圧位相を進めるほど電流絶対値が小さくなる。
正方向のトルクを発生している状態においても同様の制御が可能となるが、電圧位相と電流絶対値の大小関係は逆転し、電圧位相を進めるほど電流絶対値が大きくなる。
電圧位相と電流絶対値の大小関係が逆転する境界は、線分ＡＣがｑ軸に平行になる位置、つまり、位相角θが９０°となる位置である。
一方、トルク発生方向（正負）が逆転する境界は、図１１に示すように、線分ＢＣがｑ軸に平行になる位置、つまり、位相角θがθｎ（＞９０°）となる位置である。従って、電圧位相と電流絶対値の大小関係が逆転する境界と、トルク発生方向が逆転する境界とは相違する。そこで、本実施形態においては、後述するように、位相角θが９０°とθｎとの間（９０°≦θ≦θｎ）に入らないようにガードする機能を設けている。
次に、高速回転制御モードにおける処理について説明する。図３は、高速回転制御モードにおいて、アシストＥＣＵ１００のマイクロコンピュータのプログラム制御により処理される機能を表す機能ブロック図である。アシストＥＣＵ１００は、高速回転制御モードにおいて作動する電流絶対値制御部１５０を備えている。電流絶対値制御部１５０は、本発明の電流絶対値制御手段に相当するもので、目標電流設定部１５１，フィードフォワード制御部１５２，偏差演算部１５３，符号切替部１５４，フィードバック制御部１５５，加算部１５６，位相リミッタ１５７，加算部１５８，ＰＷＭ信号発生部１５９，電気角演算部１６０，電流検出部１６３，回転速度演算部１６４を備えている。尚、電流絶対値制御部１５０の処理は、タイマーにより予め設定された制御周期Ｔ２で繰り返される。この制御周期Ｔ２は、通常動作モードにおいて作動する２軸電流制御部１１０の制御周期Ｔ１よりも短く設定されている。
目標電流設定部１５１は、モータ２０に流れる電流の絶対値を目標電流絶対値として設定し、その設定した目標電流絶対値｜ｉ｜^＊を出力する。電流絶対値｜ｉ｜は、次式（４）により表されるものである。

ここで、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子電流である。
目標電流設定部１５１は、目標電流絶対値｜ｉ｜^＊をモータ駆動回路３０の電流制限値ｉ ｌｉｍ（固定値）に設定する。この電流制限値ｉ ｌｉｍは、モータ駆動回路３０の仕様等で予め設定された、モータ駆動回路３０に流すことが許容される最大の電流絶対値である。尚、車両内に搭載された各種電気負荷の電力消費状況と車載電源装置８０の電力供給能力のバランスから、電力消費制限が必要となった場合には、図示しない電源制御コントローラからアシストＥＣＵ１００に電流制限値ｉ ｌｉｍを指定する電流制限指令が出力される。この場合には、目標電流設定部１５１は、電流制限指令に応じた低めの目標電流絶対値｜ｉ｜^＊を設定する。
目標電流絶対値｜ｉ｜^＊は、フィードフォワード制御部１５２と偏差演算部１５３に出力される。フィードフォワード制御部１５２は、目標電流絶対値｜ｉ｜^＊、操舵トルクＴｒ、回転速度ωｒ、電圧制限値Ｖｌｉｍを入力して、モータ駆動回路３０の出力電圧をｄ−ｑ座標系で表した電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角θＦＦを演算する。上述した式（２）において時間微分項を省略して電圧方程式を解くと、モータ駆動回路３０の出力電圧（電圧ベクトルの絶対値Ｖ，位相角θ）と電流絶対値｜ｉ｜とあいだには、次の関係式（５）が成立する。

フィードフォワード制御部１５２は、この関係式（５）から、モータ２０に流れる電流の絶対値｜ｉ｜が目標電流絶対値｜ｉ｜^＊と等しくなるための位相角θＦＦを逆計算する。この場合、式（５）におけるＶにモータ駆動回路３０の電圧制限値Ｖｌｉｍを代入し、ωに回転速度ωｒの大きさ｜ωｒ｜を代入し、｜ｉ｜に｜ｉ｜^＊を代入すればよい。尚、本説明においては、ω≧０であることを前提としているため、ωに代入する回転速度ωｒが、ωｒ≦０となる場合については、ωｒ≧０となる場合に対して全てｄ軸対称に取り扱えばよい。
ここで関係式（５）を導く。
上記電圧方程式（２）において、ｄ軸電流ｉ_ｄの変化、および、ｑ軸電流ｉ_ｑの変化は小さいと考えて微分演算子の付いた項を省略すると、次の関係式（６）が得られる。

従って、次の関係式（７）が得られる。

式（７）の両辺を２乗すると、次の関係式（８）が得られる。

式（８）における上下式を足すと関係式（９）が得られる。

これにより上記関係式（５）が導かれる。
フィードフォワード制御部１５２は、この関係式（５）から求められる位相角θを位相角θＦＦとして出力する。
尚、関係式（５）から位相角θＦＦを算出する場合、解が２つ存在する。つまり、位相角θＦＦを算出するために、関係式（５）を、θ＝ｓｉｎ^−１（ｘ）と変形したとき、ｓｉｎ^−１（ｘ）は、１つのｘ（０≦ｘ≦１）に対して、０°〜１８０°の範囲で２つの解を持つ。そこで、フィードフォワード制御部１５２は、位相角θＦＦの計算にあたって、トルクの方向が正であるか負であるかを判別し、トルクの方向が正、つまり、操舵アシスト状態においては、９０°〜１８０°に存在する解を採用し、トルクの方向が負、つまり、モータ２０が外力により回されている回生状態においては、０°〜９０°に存在する解を採用する。また、トルクの方向は、操舵トルクＴｒの方向と回転速度ωｒの回転方向とに基づいて、操舵トルクＴｒの方向と回転速度ωｒの回転方向とが一致しているときには正、一致していないときには負と判定される。
高速回転制御モードにおいては、フィードフォワード制御部１５２に加えてフィードバック制御部１５５によりモータ２０に流れる電流の絶対値｜ｉ｜が目標電流絶対値｜ｉ｜^＊と等しくなるように位相角θが調整される。偏差演算部１５３は、目標電流設定部１５１から出力された目標電流絶対値｜ｉ｜^＊、および、電流検出部１６３から出力された実電流絶対値｜ｉ｜をそれぞれ入力し、両者の偏差Δｉ（＝｜ｉ｜^＊−｜ｉ｜）を演算する。実電流絶対値｜ｉ｜は、電流検出部１６３により演算される。電流検出部１６３は、電流センサ３８から検出した３相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ（＝−（ｉｕ＋ｉｖ））に基づいて、実電流絶対値｜ｉ｜を演算する。実電流絶対値｜ｉ｜は、次式（１０）により計算される。

偏差演算部１５３は、演算した偏差Δｉを符号切替部１５４に出力する。符号切替部１５４は、偏差Δｉに加えて、操舵トルクＴｒと回転速度ωｒとを入力する。そして、操舵トルクＴｒの方向と回転速度ωｒの回転方向とが一致しているとき、つまり、モータ２０の回転方向に対して正のトルクを発生させる場合には、ゲインを「＋１」に設定する。また、操舵トルクＴｒの方向と回転速度ωｒの回転方向とが一致していないとき、つまり、モータ２０の回転方向に対して負のトルクを発生させる場合には、ゲインを「−１」に設定する。上述したように、モータ２０の回転方向に対して正のトルクを発生させる場合と、負のトルクを発生させる場合とで、電圧位相と電流絶対値の大小関係が逆になる。例えば、正のトルクを発生させる場合においては、電圧位相を進める（位相角θを増やす）ほど電流絶対値が大きくなり、負のトルクを発生させる場合においては、電圧位相を進めるほど電流絶対値が小さくなる。そこで、符号切替部１５４は、後述するフィードバック制御部１５５による位相角の調整方向が正しくなるように、トルクを発生させる方向（正負）に応じたゲインを設定し、偏差Δｉにゲインを乗じた値をフィードバック制御部１５５に出力する。以下、偏差Δｉにゲインを乗じた値を単に偏差Δｉと呼ぶ。
フィードバック制御部１５５は、偏差Δｉを使った比例積分制御（ＰＩ制御）により、実電流絶対値｜ｉ｜が目標電流絶対値｜ｉ｜^＊に追従するように、モータ駆動回路３０の出力電圧をｄ−ｑ座標系で表した電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角θＦＢを計算して出力する。比例積分制御においては、偏差Δｉに比例ゲインを乗じた比例項と、偏差Δｉに積分ゲインを乗じた値を積分した積分項との和により位相角θＦＢを計算する。フィードバック制御部１５５は、本実施形態においては、比例積分制御を行うが、比例制御のみ、あるいは、積分制御のみを行うように構成してもよい。
フィードバック制御部１５５から出力された位相角θＦＢと、フィードフォワード制御部１５２から出力された位相角θＦＦとは加算部１５６に入力される。加算部１５６は、位相角θＦＢと位相角θＦＦとを加算した位相角θＦＦＢ（＝θＦＦ＋θＦＢ）を出力する。これにより、位相角θＦＦＢは、フィードフォワード制御部１５２で演算された位相角θＦＦに含まれる誤差が、フィードバック制御部１５５で演算された位相角θＦＢにより補償された値となる。
加算部１５６の出力する位相角θＦＦＢは、位相リミッタ１５７に入力される。位相リミッタ１５７は、位相角θＦＦＢに加えて、操舵トルクＴｒと回転速度ωｒとを入力する。上述したように、トルクの方向（正負）に応じて、符号切替部１５４がフィードバック制御部１５５の演算する位相角θＦＢの符号を反転する。このため、トルクの方向が正のときに位相角θが９０°未満になる場合には制御が発散してしまう。逆に、トルクの方向が負のときに位相角θが９０°を越える場合においても制御が発散してしまう。位相リミッタ１５７は、こうした発散を防止するために、トルクの方向に応じて、位相角θのとり得る範囲を制限する。図１１は、位相リミッタ１５７により制限される位相角θの範囲である。位相リミッタ１５７は、トルクの方向が負の場合には、位相角θを０°〜９０°の範囲（０°≦θ≦９０°）に制限する。また、トルクの方向が正の場合には、位相角θをθｎ〜１８０°の範囲（θｎ≦θ≦１８０°）に制限する。
位相角θｎは、以下のように計算することができる。
図１１において、電圧ベクトルＶの位相角がθｎとなるときは、ｑ軸電流ｉ_ｑがゼロとなる。そこで、上記電圧方程式（２）において、ｄ軸電流ｉ_ｄの変化、および、ｑ軸電流ｉ_ｑの変化は小さいと考え、微分演算子の付いた項を省略し、ｉ_ｑ＝０とすると、次の関係式（１１）が得られる。

また、電圧ベクトルＶの絶対値をＶとすると、式（１１）を式（１２）として表すことができる。

式（１２）から、ｉを消去すると、θｎの関係式（１３）が導き出される。

三角関数の合成公式を使うと式（１３）は、式（１４）にて表すことができる。

この式（１４）から、位相角θｎは次式（１５）のように計算できる。

位相リミッタ１５７は、このように位相角θＦＦＢの範囲を制限した位相角を位相角指令値θｄとして加算部１５８に出力する。加算部１５８は、位相角指令値θｄと、電気角演算部１６０から出力されるモータ２０の電気角θｒとを加算して、位相角指令値θｄを電機子上の位相角に変換した電圧位相指令値θｃ（＝θｄ＋θｒ）を算出する。電気角演算部１６０は、角度演算部１６１と遅れ補正部１６２とを備えている。角度演算部１６１は、回転角センサ２２により出力されたモータ２０の回転角θｍを表す検出信号を入力してモータ２０の電気角θｒ’を演算する。遅れ補正部１６２は、角度演算部１６１により演算された電気角θｒ’を、その電気角θｒ’の時間微分値となる回転速度に比例した角度だけ補正する。つまり、遅れ補正部１６２は、モータ２０の電気角の検出に必要な演算時間を考慮し、モータ２０の回転速度に応じた遅れ時間に対応する角度だけ電気角θｒを進めるように補正する。
電気角演算部１６０は、遅れ補正部１６２により補正した電気角を、電気角θｒとして加算部１５８および回転速度演算部１６４に出力する。回転速度演算部１６４は、電気角θｒを時間で微分することによりモータ２０の回転速度ωｒを計算し、その回転速度ωｒをフィードフォワード制御部１５２，符号切替部１５４，位相リミッタ１５７に出力する。
尚、電気角演算部１６０は、遅れ補正部１６２を省略した構成であってもよい。また、電気角θｒの検出にあたっては、回転角センサ２２を用いずに、モータ２０で発生する逆起電力に基づいて推定するようにしてもよい。
加算部１５８により演算された電圧位相指令値θｃは、ＰＷＭ信号発生部１５９に出力される。ＰＷＭ信号発生部１５９は、電圧位相指令値θｃにしたがって、モータ駆動回路３０の出力電圧が式（１６）で表される正弦波電圧となるように設定したＰＷＭ制御信号を生成し、そのＰＷＭ制御信号をスイッチング素子３１〜３６に出力する。

この場合、３相出力電圧の位相角は、位相リミッタ１５７から出力される位相角指令値θｄがモータ２０の磁極方向を基準としたｄ軸に対する相対角度であるため、電気角θｒと位相角指令値θｄを加算した角度θｃとなる。
また、正弦波電圧の振幅Ｖは、モータ駆動回路３０の電圧制限値Ｖｌｉｍ（一定値）により決められる。例えば、電圧制限値Ｖｌｉｍを上記電圧ベクトルの絶対値（＝√（ｖ_ｄ ^２＋ｖ_ｑ ^２）＝√（Ｖｕ^２＋Ｖｖ^２＋Ｖｗ^２））で表した場合には、正弦波電圧の振幅Ｖは、電圧制限値Ｖｌｉｍの√（２／３）倍の値となる。
このＰＷＭ信号発生部１５９から出力されたＰＷＭ制御信号によりスイッチング素子３１〜３６が動作して、モータ駆動回路３０から３相の正弦波電圧が出力される。
このような高回転制御モードにおいては、電圧ベクトルＶの絶対値を電圧制限値Ｖｌｉｍに設定した状態で、モータ２０に流れる電流の絶対値が電流制限値ｉ ｌｉｍと等しくなるようなモータ駆動回路３０の出力電圧の位相が設定される。つまり、図８，図９に示すように、電圧ベクトルＶの軌跡Ｃを電圧制限円ＣＬＶの周上にのせた状態で、電流ベクトルｉに巻線抵抗Ｒを乗じた電圧ベクトル（Ｒｉ）の軌跡（点Ｂ）が、電流制限円ＣＬＩの周上にのるようなモータ駆動回路３０の出力電圧の位相が設定される。
この場合、電流の絶対値のみを制御する１自由度制御となり、通常制御モードのようにｄ軸電流とｑ軸電流とを制御する２自由度制御に比べて、１制御周期あたりのマイクロコンピュータの演算量を減らすことができる。これにより、マイクロコンピュータの制御周期を通常制御モードに比べて短くして制御遅れを抑制することができる。また、計算式に用いるパラメータ（巻線抵抗Ｒ、インダクタンスＬ、逆起電圧定数φ）の変動や外乱に対しても、フィードバック制御部１５５が、モータ２０に流れる電流の絶対値｜ｉ｜と目標電流絶対値｜ｉ｜^＊との偏差Δｉに応じて位相角を調整するため、最適な電圧位相を設定することができる。従って、既存のマイクロコンピュータを使って、理論上の最大トルクに近い大きなトルクを発生することができる。
次に、通常制御モードと高回転制御モードとの切り替え処理について説明する。図１２は、アシストＥＣＵ１００により実行されるモード切替制御ルーチンを表す。モード切替制御ルーチンは、アシストＥＣＵ１００のマイクロコンピュータのＲＯＭ内に制御プログラムとして記憶されており、イグニッションキーがオン状態となっているあいだ所定の周期で繰り返し実行される。
アシストＥＣＵ１００は、モード切替制御ルーチンを起動すると、ステップＳ１１において、回転速度ωｒを時間微分することにより、モータ２０の回転加速度Ａ（＝ｄωｒ／ｄｔ）を計算する。尚、回転速度ωｒは、回転角センサ２２の出力する回転角θｍの変化量、あるいは、電気角θｒの変化量から計算できる。
続いて、アシストＥＣＵ１００は、ステップＳ１２において、図１３に示す閾値設定マップを参照して、閾値ωｔｈを設定する。この閾値ωｔｈは、本発明の基準速度に相当する。閾値設定マップは、回転加速度Ａの大きさ｜Ａ｜（以下、回転加速度｜Ａ｜と呼ぶ）と閾値ωｔｈとを関係付けるデータとしてアシストＥＣＵ１００のＲＯＭ内に記憶されている。閾値設定マップは、回転加速度｜Ａ｜が設定値Ａ１を越える場合には、回転加速度｜Ａ｜が設定値Ａ１以下となる場合に比べて、小さな閾値ωｔｈを設定する。この閾値ωｔｈは、通常の操舵操作では、検出されない大きな値に設定されている。
尚、閾値ωｔｈは、２段階に切り替えられるものに限るものではなく、回転加速度｜Ａ｜が大きくなると減少するように設定されるものであればよい。例えば、図１４に示す閾値設定マップを用いても良い。この閾値設定マップでは、回転加速度｜Ａ｜が大きくなるほど徐々に減少する閾値ωｔｈを設定する。
続いて、アシストＥＣＵ１００は、ステップＳ１３において、回転速度ωｒの大きさ｜ωｒ｜（以下、回転速度｜ωｒ｜と呼ぶ）が閾値ωｔｈよりも大きいか否かを判断する。回転速度｜ωｒ｜が閾値ωｔｈ以下であれば（Ｓ１３：Ｎｏ）、ステップＳ１４において、通常制御モードを選択し、回転速度｜ωｒ｜が閾値ωｔｈを越えていれば（Ｓ１３：Ｙｅｓ）、ステップＳ１５において、高速回転制御モードを選択する。アシストＥＣＵ１００は、制御モードを選択するとモード切替制御ルーチンを一旦終了する。アシストＥＣＵ１００は、モード切替制御ルーチンを所定の周期で繰り返し実行することにより、常に回転速度｜ωｒ｜に応じた制御モードを選択する。
高速回転制御モードにおいては、弱め界磁を強くするため、通常制御モードに比べてモータ２０の作動音が発生しやすい。従って、高速回転制御モードは、例えば、前輪タイヤが路面突起物に衝突してモータ２０が回される場合のように、通常の操舵操作では検出されないほどの高速でモータ２０が回るときのみにおいて実行される事が望まれる。モータ２０の回転速度が閾値を越えたときに、高速回転制御モードへ切り替わるように設定すれば、作動音の発生を抑えることができる。しかし、作動音の発生を抑えるために、むやみに閾値を高く設定すると、モータ２０の回転速度が上昇し始める初期においては、高速回転制御モードに素早く移行できず、大きなトルクを発生させることができない。そこで、本実施形態においては、閾値ωｔｈをモータ２０の回転加速度｜Ａ｜に応じて切り替えるようにしている。
前輪タイヤが路面突起物に衝突してステアリング機構１０に大きな力が加わった場合には、モータ２０の回転速度が急激に増加する。従って、モータ２０の回転加速度の大きさが大きいほど、大きな外力が入力されていると考えることができる。そこで、モード切替制御ルーチンにおいては、モータ２０の回転加速度｜Ａ｜が大きい場合には、制御モードを切り替えるための閾値ωｔｈを小さな値に設定して、早く高速回転制御モードに移行できるようにしている。これにより、タイヤからステアリング機構１０に大きな力が加わった場合には、瞬時に高速回転制御モードを実行して操舵ハンドル１１の回転を減速させて衝撃を低減させることができる。逆に、回転加速度｜Ａ｜が小さい場合には、閾値ωｔｈを大きな値に設定する。これにより、ステアリング機構１０に働く小さな逆入力に対しては、回転速度が大きくなるまで高速回転制御モードへ移行しないようにする。従って、必要以上に高速回転制御モードに移行することが抑制される。これにより、操舵ハンドル１１の制動と、モータ作動音の発生の低減とを両立することができる。
ここで、閾値ωｔｈを固定した場合と、閾値ωｔｈを回転加速度｜Ａ｜に応じて変化させた場合とにおける制御モードの切替タイミングを比較する。図１５は、タイヤが路面突起物に衝突してステアリング機構１０に大きな逆入力が加わったときの回転速度の推移、回転加速度の推移、閾値の推移を表す。図中において、ωｔｈｓは固定した閾値、ωｓは閾値ωｔｈｓを用いて制御モードを切り替えた場合のモータ２０の回転速度、ωｔｈｖは閾値設定マップ（図１４）により設定された閾値、ωｖは閾値ωｔｈｖを用いて制御モードを切り替えた場合のモータ２０の回転速度を表す。
時刻ｔ１において、タイヤが路面突起物に衝突すると、モータ２０が急激に回り始める。固定した閾値ωｔｈｓを用いた場合には、時刻ｔ３において回転速度ωｓが閾値ωｔｈｓを越えて高速回転制御モードに移行する。一方、閾値設定マップ（図１４）により閾値ωｔｈを設定した場合には、時刻ｔ１から回転加速度Ａが急激に増加するため、これに伴って閾値ωｔｈｖが減少する。このため、時刻ｔ３より早い時刻ｔ２において、回転速度ωｖが閾値ωｔｈｖを越えて高速回転制御モードに移行する。従って、モータ２０で大きな負のトルクを発生させることができる期間が長くなり、モータ２０の回転速度の増加を一層抑制することができる。
尚、本実施形態においては、閾値ωｔｈの設定にあたって、モータ２０の回転加速度｜Ａ｜の増加に伴って閾値ωｔｈが減少するようにしているが、操舵トルク｜Ｔｒ｜の増加に伴って閾値ωｔｈが減少するようにしてもよい。モータ２０が逆入力により回される場合においては、逆入力が大きくなるほど、操舵トルクセンサ２１により検出される操舵トルクＴｒの大きさ｜Ｔｒ｜が大きくなる。従って、回転加速度｜Ａ｜に代えて、操舵トルク｜Ｔｒ｜に基づいて閾値ωｔｈを設定することにより、上記の効果を奏することができる。この場合、図１３あるいは図１４の閾値設定マップの横軸は、操舵トルク｜Ｔｒ｜となる。また、ステップＳ１１の処理は、操舵トルクセンサ２１から操舵トルクＴｒを読み込む処理に変更すればよい。
また、通常制御モードにおいては、操舵トルクＴｒに応じて、目標アシストトルクＴ^＊（アシストトルク指令値）、ｑ軸指令電流ｉ_ｑ ^＊（モータ電流指令値）が設定される。従って、操舵トルクＴｒの増加に伴って、目標アシストトルクＴ^＊、ｑ軸指令電流ｉ_ｑ ^＊も増加する。このことから、閾値ωｔｈを、目標アシストトルクＴ^＊あるいはｑ軸指令電流ｉ_ｑ ^＊の増加に伴って減少させるように構成してもよい。このように構成した場合においても、上記の効果を奏することができる。
次に、モータ２０の出力トルク特性について説明する。図１６〜１８は、モータ２０を外力により回したときの出力トルク特性をシミュレーションにより求めたグラフである。出力トルクは、回生トルクとなり負の値をとるため、縦軸の下側ほど大きな値（絶対値が大きい）となる。各図において、縦軸，横軸の目盛は全て共通である。図１６、図１７は、高速回転制御モードに切り替えずに通常制御モードのみを実行したときの特性を表し、図１６は、制御遅れが無い場合、図１７は、制御遅れがある場合の特性を表す。制御遅れとは、電気角の検出遅れ、モータ電流の検出遅れ、モータ制御値の演算遅れ、ＰＷＭ制御信号の出力遅れなどである。
通常制御モードでは、所定回転速度ω１を越えた領域で弱め界磁マップにしたがって弱め界磁制御を行っている。弱め界磁マップは、最適値よりも多少の余裕をもたせてｄ軸指令電流ｉ_ｄ ^＊を設定するため、モータ２０で出力可能なトルクは、理論上の最大トルクより小さくなる。
制御遅れがある場合には、出力トルクは、回転速度がω２となるあたりから振動的となり、回転速度がω３となると完全に発散する。出力波形が切れているところは、反対方向のトルクを出力している。
制御遅れがない場合には、回転速度がω３となると、ｄ−ｑ座標系における制御が相互干渉し応答が振動的になる。
図１８は、本実施形態のモータ制御を実施した場合の出力特性図である。このシミュレーションでは、回転速度ωｃにおいて通常制御モードを高速回転制御モードに切り換えている。この特性図から、本実施形態によれば、モータ２０が高速回転している状態であっても、出力トルクの振動は発生せず、安定した制御が行われることがわかる。また、高速回転時における出力トルクは、通常制御モードでモータ２０を駆動した場合の出力トルクよりも大きい。また、高速回転制御モードにおいては、回転速度に対する出力トルクの特性が、図２６に示す理論上の最大トルク特性に近い値をとることも確認されている。
以上説明した本実施形態の電動パワーステアリング装置によれば、モータ２０が高速回転した場合には、モータ２０の制御モードが高速回転制御モードに切り替わるため、高速回転状態であっても、モータ２０から大きなトルクを発生させることができる。これにより、路面からの逆入力により操舵ハンドル１１が急激に回されても、モータ２０で負方向の大きなトルクを発生させて、操舵ハンドル１１の回転を良好に制動することができる。また、この制動により、ラックエンド部材がストッパに衝突したときに発生する衝突音を低減することができる。従って、運転者の不快感を低減することができる。また、アシストＥＣＵ１００に設けられるマイクロコンピュータの演算能力、モータ２０の性能、モータ駆動回路３０の性能を変更せずに実施できるためコストアップを招かない。
また、符号切替部１５４により操舵トルクＴｒの方向と回転速度ωｒの方向との一致、不一致を判定し、トルクを発生させる方向に応じたゲイン（１、−１）を設定するため、フィードバック制御を組み込んでも、負方向のトルクだけでなく、正方向のトルクを適正に発生させることができる。このため、緊急回避などのために、運転者が通常の操作速度よりも速い速度で操舵操作したときにも高速回転制御モードに切り換えて、回避操作方向に大きな操舵アシストトルクを発生させることができる。これにより、運転者の回避操作が容易になる
また、高速回転制御モードにおいては、回転加速度｜Ａ｜の増加に伴って、あるいは、操舵トルク｜Ｔｒ｜の増加に伴って、閾値ωｔｈを減少させるため、操舵ハンドル１１の制動と、作動音の発生の低減とを両立することができる。
次に、第２実施形態の電動パワーステアリング装置について説明する。第２実施形態の電動パワーステアリング装置は、上述した実施形態（以下、第１実施形態と呼ぶ）における高速回転制御モードを、回転速度｜ωｒ｜に応じて第１高速回転制御モードと第２高速回転制御モードとに切り替えるようにしたもので、他の構成については第１実施形態と同一である。
モータ２０の回転速度が高くなるほど逆起電力が増加するため、モータ２０が非常に高速で回転しているときには、図１９に示すように、電圧ベクトル線図における点Ａの位置が電圧制限円ＣＬＶから遠ざかる。このため、距離ＡＣは、位相角θの影響をほとんど受けなくなる。従って、位相角θが多少変化してもモータ電流がほとんど変化しないため、厳密な電流制御を行う必要が無い。そこで、第２実施形態においては、第１実施形態で用いた閾値ωｔｈ（ここでは、第１閾値ωｔｈ１と呼ぶ）よりも大きな第２閾値ωｔｈ２を記憶し、回転速度｜ωｒ｜が第２閾値ωｔｈ２を越えたときには、アシストＥＣＵ１００の１制御周期あたりの演算量が少ない第２高速回転制御モードを実行する。この第２高速回転制御モードにおいては、１制御周期あたりの演算量を減らしたことで、第１実施形態の高速回転制御モードにおける制御周期よりも短い制御周期が設定されている。
まず、制御モードの切替について説明する。図２０は、第２実施形態におけるモード切替制御ルーチンを表す。モード切替制御ルーチンは、アシストＥＣＵ１００のマイクロコンピュータのＲＯＭ内に制御プログラムとして記憶されており、イグニッションキーがオン状態となっているあいだ所定の周期で繰り返し実行される。
アシストＥＣＵ１００は、モード切替制御ルーチンを起動すると、ステップＳ２１において、回転速度｜ωｒ｜が第２閾値ωｔｈ２よりも大きいか否かを判断する。この第２閾値ωｔｈ２は、第１閾値ωｔｈ１よりも大きな値に設定された固定値である。アシストＥＣＵ１００は、回転速度｜ωｒ｜が第２閾値ωｔｈ２以下である場合（Ｓ２１：Ｎｏ）には、第１実施形態におけるステップＳ１１〜ステップＳ１２と同様に、ステップＳ２２において、モータ２０の回転加速度Ａを計算し、ステップＳ２３において、図１３あるいは図１４に示した閾値設定マップを参照して、回転速度｜ωｒ｜の第１閾値ωｔｈ１を演算する。続いて、ステップＳ２４において、回転速度｜ωｒ｜が第１閾値ωｔｈ１よりも大きいか否かを判断し、回転速度｜ωｒ｜が閾値ωｔｈ１以下であれば（Ｓ２４：Ｎｏ）、ステップＳ２５において、通常制御モードを選択する。回転速度｜ωｒ｜が第１閾値ωｔｈ１を越えていれば（Ｓ２４：Ｙｅｓ）、ステップＳ２６において、第１高速回転制御モードを選択する。この第１高速回転制御モードは、第１実施形態における高速回転制御モードと同じ制御モードである。
また、アシストＥＣＵ１００は、ステップＳ２１において、回転速度｜ωｒ｜が第２閾値ωｔｈ２よりも大きいと判断した場合には、ステップＳ２７において、第２高速回転制御モードを選択する。アシストＥＣＵ１００は、制御モードを選択するとモード切替制御ルーチンを一旦終了する。アシストＥＣＵ１００は、モード切替制御ルーチンを所定の周期で繰り返し実行することにより、常に回転速度｜ωｒ｜に応じた制御モードを選択する。尚、この実施形態においては、第２閾値ωｔｈ２を固定値としているが、第１閾値ωｔｈ１より大きな値となる範囲で可変するようにしてもよい。例えば、第１閾値ωｔｈ１に係数Ｋ（＞１）を乗じた値に設定するようにしてもよい。
次に、第２高速回転制御モードにおける処理について説明する。図２１は、第２高速回転制御モードにおいて、アシストＥＣＵ１００のマイクロコンピュータのプログラム制御により処理される機能を表す機能ブロック図である。アシストＥＣＵ１００は、第２高速回転制御モードにおいて作動するオープンループ制御部２００を備えている。オープンループ制御部２００は、位相角演算部２０１，加算部２０２，ＰＷＭ信号発生部２０３，電気角演算部２０４，回転速度演算部２０７を備えている。尚、オープンループ制御部２００の処理は、タイマーにより予め設定された制御周期Ｔ３（演算周期）で繰り返される。この制御周期Ｔ３は、第１高速回転制御モードにおいて作動する２軸電流制御部１１０の制御周期Ｔ２よりも短く設定されている。
位相角演算部２０１は、位相角設定マップを記憶しており、この位相角設定マップを参照して回転速度｜ωｒ｜から位相角指令値θｍａｐを演算する。位相角指令値θｍａｐは、電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角の目標値である。位相角設定マップは、モータ２０の回転速度｜ωｒ｜と位相角指令値θｍａｐとを関係付けたデータであり、上記式（５）から作成することができる。位相角設定マップは、図２２に示すように、３つのタイプを考えることができる。Ａは、回転速度｜ωｒ｜の増加に伴って位相角指令値θｍａｐが増加する増加型マップ、Ｂは回転速度｜ωｒ｜に関わらず位相角指令値θｍａｐが一定となる一定型マップ、Ｃは回転速度｜ωｒ｜の増加に伴って位相角指令値θｍａｐが減少する減少型マップを表す。３つのタイプの位相角設定マップは、モータ２０のインダクタンスし、逆起電圧定数φ、モータ駆動回路３０の電流制限値に応じて使い分けることができる。
ここで、図１９において、線分ＯＡと線分ＢＣの長さが、回転速度ωによってどのような影響を受けるかについて考える。線分ＯＡは、電圧ωφの大きさを表し、線分ＢＣは電圧ωＬｉの大きさを表す。従って、線分ＯＡ、線分ＢＣの長さは、回転速度ωに比例する。電圧制限値に比べて逆起電圧ωφが極端に大きくなる高速回転時においては、線分ＯＡと線分ＢＣとがほぼ平行になるため、φとＬｉとの大小関係から特性を分類することができる。
φがＬｉよりも大きい場合（φ＞Ｌｉ）には、回転速度ωが上昇すると逆起電圧ωφの方が電圧ωＬｉよりも早く大きくなる。このため、回転速度ωの増加にしたがって電圧位相θを９０°（ｑ軸）に向かって大きくしなければならない。仮に、回転速度ωの増加にしたがって電圧位相θを小さくしてしまうと、線分ＢＣの距離が大きくなってしまい、モータ電流が電流制限値を越えてしまう。
また、φがＬｉよりも小さい場合（φ＜Ｌｉ）には、回転速度ωが上昇すると電圧ωＬｉのほうが逆起電圧ωφよりも早く大きくなる。このため、回転速度ωの増加にしたがって電圧位相を０°（ｄ軸）に向かって小さくしなければならない。
従って、φ＞Ｌｉとなる場合には増加型マップＡを使用し、φＬｉ≒Ｌｉとなる場合には一定型マップＢを使用し、φ＜Ｌｉとなる場合には減少型マップＣを使用するとよい。
本実施形態においては、モータ２０の高速回転時には、モータ電流の絶対値｜ｉ｜が電流制限値ｉ ｌｉｍとなるように制御するため、上記関係式のＬｉにおけるｉに電流制限値ｉ ｌｉｍを代入すればよい。従って、アシストＥＣＵ１００に記憶する位相角設定マップは、１つのパターンでよい。尚、電力制限や発熱制限などにより、電流制限値ｉ ｌｉｍが変化するシステム構成の場合には、電流制限値ｉ ｌｉｍに応じた位相角設定マップを複数記憶しておき、電流制限値ｉ ｌｉｍの指令を入力して位相角設定マップを選択するようにするとよい。
また、オープンループ制御部２００は、負の方向となるトルクを発生させるように構成されるが、負の方向だけでなく、正の方向にもトルクを発生させるシステムを構成する場合には、位相角演算部２０１に、回転速度ωｒに加えて操舵トルクＴｒを入力することで、モータ２０で発生させるトルクの方向を判別するとよい。正の方向のトルクを発生させる場合には、位相角設定マップの特性は、負の方向のトルクを発生させる場合とは逆の特性になる。つまり、負の方向のトルクを発生させる場合に増加型マップＡを使用するケースでは、正の方向のトルクを発生させる場合には減少型マップＣを使用し、負の方向のトルクを発生させる場合に減少型マップＣを使用するケースでは、正の方向のトルクを発生させる場合には増加型マップＡを使用すればよい。
位相角演算部２０１は、位相角設定マップを参照して演算した位相角指令値θｍａｐを加算部２０２に出力する。加算部２０２は、位相角指令値θｍａｐと、電気角演算部２０４から出力されるモータ２０の電気角θｒとを加算して、位相角指令値θｍａｐを電機子上の位相角に変換した電圧位相指令値θｃ（＝θｍａｐ＋θｒ）を算出する。電気角演算部２０４は、角度演算部２０５と遅れ補正部２０６とを備えている。角度演算部２０５は、回転角センサ２２により出力されたモータ２０の回転角θｍを表す検出信号を入力してモータ２０の電気角θｒ’を演算する。遅れ補正部２０６は、モータ２０の電気角の検出に必要な演算時間の遅れを考慮して、モータ２０の回転速度に比例した角度だけ電気角θｒ’を補正する。
電気角演算部２０４は、遅れ補正部２０６により補正した電気角を電気角θｒとして加算部２０２および回転速度演算部２０７に出力する。回転速度演算部２０７は、電気角θｒを時間で微分することによりモータ２０の回転速度ωｒを演算し、その回転速度ωｒを位相角演算部２０１に出力する。
加算部２０２により演算された電圧位相指令値θｃは、ＰＷＭ信号発生部２０３に出力される。ＰＷＭ信号発生部２０３は、電圧位相指令値θｃにしたがって、モータ駆動回路３０の出力電圧が式（１７）で表される正弦波電圧となるように設定したＰＷＭ制御信号を生成し、そのＰＷＭ制御信号をスイッチング素子３１〜３６に出力する。この場合も、第１実施形態と同様に、正弦波電圧の振幅Ｖは、モータ駆動回路３０の電圧制限値により決められる。

このＰＷＭ信号発生部２０３から出力されたＰＷＭ制御信号によりスイッチング素子３１〜３６が動作して、モータ駆動回路３０から３相の正弦波電圧が出力される。
この第２実施形態の電動パワーステアリング装置においては、タイヤが路面突起物に接触してステアリング機構に大きな逆入力が加わり回転速度｜ω｜が第１閾値ωｔｈ１を越えると、制御モードが通常モード制御モードから第１高速回転制御モードに切り替わる。これにより、アシストＥＣＵ１００は、モータ駆動電圧を電圧制限値に維持した状態で、モータ２０に流れる電流の絶対値が制限範囲における最大となるようにモータ駆動回路３０を制御し、負の方向となる大きなトルクをモータ２０で発生させる。従って、操舵ハンドル１１の回転を制動させる力が働くが、逆入力が大きい場合には、回転速度がさらに上昇していくこともある。そこで、アシストＥＣＵ１００は、回転速度｜ωｒ｜が第２閾値ωｔｈ２を越えた場合には、制御モードを第１高速回転制御モードから第２高速回転制御モードに切り替えて、フィードバック制御を行わずにオープンループ制御のみにてモータ駆動回路３０の電圧位相を設定する。しかも、マップから位相角指令値θｍａｐを得るようにしているため１制御周期あたりの演算量が少なくなる。このため、オープンループ制御部２００（第２高速回転制御モード）の制御周期Ｔ３を電流絶対値制御部１５０（第１高速回転制御モード）の制御周期Ｔ２よりも短くすることが可能となる。これにより、モータ２０が非常に高速で回転している状況であっても、制御遅れが抑制され制御の安定性が向上する。この結果、第２実施形態の電動パワーステアリング装置によれば、モータ２０が非常に高速で回された場合であっても、大きなトルクを発生させることができる。
ここで、第２実施形態におけるモータ２０の出力トルク特性について説明する。図２３，図２４は、モータ２０を外力により高速で回したときの出力トルク特性をシミュレーションにより求めたグラフである。図２３が、第２実施形態により制御モードを切り替えてモータ２０を駆動制御した場合の特性図であり、図２４が、制御モードを切り替えずに通常制御モードのみにてモータ２０を駆動制御した場合の特性図である。
各図において、縦軸，横軸の目盛は、図１６〜図１８の特性図と共通である。従って、図２３，図２４の特性図は、モータ２０を非常に速い高速回転域まで回転させたシミュレーション結果である。尚、図２４の特性図は、制御遅れが無い場合のシミュレーション結果である。
この特性図からわかるように、第２実施形態においては、回転速度ω４となる非常に速い高速回転域においても安定したトルクを出力できる。このトルクは、図２６に示す理論上の最大トルク特性におけるトルクと近い値であることが確認されている。一方、通常制御モードのみにてモータ２０を駆動制御した場合には、制御遅れが無くても、回転速度ω４では、トルクを出力できない。
次に、第３実施形態の電動パワーステアリング装置について説明する。第３実施形態の電動パワーステアリング装置は、第１実施形態における高速回転制御モードにおける一部の処理を変更したもので、他の構成については第１実施形態と同一である。
図２５は、第３実施形態における高速回転制御モードにおいて、アシストＥＣＵ１００のマイクロコンピュータのプログラム制御により処理される機能を表す機能ブロック図である。アシストＥＣＵ１００は、高速回転制御モードにおいて作動する電流絶対値制御部２５０を備えている。第３実施形態の電流絶対値制御部２５０は、第１実施形態の電流絶対値制御部１５０の目標電流設定部１５１、フィードフォワード制御部１５２、偏差演算部１５３、電流検出部１６３に代えて、目標電流設定部２５１、フィードフォワード制御部２５２、偏差演算部２５３、電流検出部２６３を備えている。他の機能部については、第１実施形態と同一であるため、図面に第１実施形態と同じ符号を付して説明を省略する。
第１実施形態においては、電流の絶対値を目標値として設定しているが、第３実施形態においては、マイクロコンピュータの演算負担を軽くするために、電流の絶対値の２乗を目標値として使用するものである。尚、第１実施形態と第３実施形態との相違は、演算上の相違であって、モータ電流の絶対値が目標電流絶対値に等しくなるための位相角を演算する電流絶対値制御手段を備えている点では同じである。
目標電流設定部２５１は、モータ２０に流れる電流の絶対値の２乗を目標値として設定し、その設定した目標電流絶対値｜ｉ｜^２＊を出力する。この目標電流絶対値｜ｉ｜^２＊は、第１実施形態における目標電流絶対値｜ｉ｜^２＊を２乗したものに相当する。
電流検出部２６３は、電流センサ３８から検出した３相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ（＝−（ｉｕ＋ｉｖ））に基づいて、実電流絶対値｜ｉ｜の２乗を計算し、その計算結果を、実電流絶対値｜ｉ｜^２として出力する。実電流絶対値｜ｉ｜^２は、次式（１８）により計算される。従って、平方根の演算処理が不要となる。

フィードフォワード制御部２５２は、目標電流絶対値｜ｉ｜^２＊、操舵トルクＴｒ、回転速度ωｒ、電圧制限値Ｖｌｉｍを入力して、上記式（５）の関係を用いてモータ駆動回路３０の出力電圧の位相角θＦＦを計算する。この場合、式（５）の左辺に目標電流絶対値｜ｉ｜^２＊を代入すれば良いため、２乗の演算処理を省略することができる。
偏差演算部２５３は、目標電流設定部２５１から出力された目標電流絶対値｜ｉ｜^２＊、および、電流検出部２６３から出力された実電流絶対値｜ｉ｜^２を入力し、両者の偏差Δｉ（＝｜ｉ｜^２＊−｜ｉ｜^２）を計算する。この偏差Δｉは、第１実施形態における偏差Δｉと符号（正負）が同一となる。従って、この偏差Δｉを用いたフィードバック制御に関しては、第１実施形態の処理と同一となる。
この第３実施形態における高速回転制御モードでは、平方根の計算処理、２乗の計算処理を少なくすることができるため、マイクロコンピュータの１制御周期あたりの演算量を低減することができる。このため、高速回転制御モードにおける制御周期を第１実施形態よりもさらに短くすることができる。この結果、制御遅れが抑制され制御の安定性が向上する。
以上、本実施形態の電動パワーステアリング装置について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を逸脱しない限りにおいて種々の変更が可能である。
例えば、本実施形態では、高速回転制御モードを実行する場合、フィードフォワード制御とフィードバック制御とを組み合わせているが、何れか一方のみを使って、電圧位相を調整してモータ電流の絶対値が目標電流絶対値に等しくなるようにモータ駆動回路３０の作動を制御するようにしてもよい。
また、本実施形態では、モータ２０の高速回転状態の判定を行う場合、回転速度の閾値ωｔｈを切り替えるようにしているが、閾値ωｔｈを固定にした構成であってもよい。
また、本実施形態においては、緊急回避などのために、運転者が通常の操作速度よりも速い速度で操舵操作したときに、高速回転制御モードが選択されるように閾値ωｔｈを設定しているが、閾値ωｔｈをもっと大きな値に設定して、緊急回避時の操舵操作では高速回転制御モードに切り替わらないようにすることもできる。この場合には、逆入力が働いたときにのみ、高速回転制御モードによるモータ制御が実行される。
また、本実施形態の電動パワーステアリング装置は、ラックバー１４にモータ２０を組み付けたラックアシストタイプであるが、ステアリングシャフト１２にモータ２０を組み付けたコラムアシストタイプにも適用することもできる。

Claims (9)

1. ステアリング機構に設けられて操舵アシストトルクを発生する永久磁石同期モータと、
   前記モータに３相駆動電圧を出力して前記モータを駆動する駆動回路と、
   前記モータの永久磁石による磁界に沿う方向となるｄ軸と前記ｄ軸に直交する方向となるｑ軸とを定めたｄ−ｑ座標系を用いて、ｄ軸方向に磁界を発生させるｄ軸電流とｑ軸方向に磁界を発生させるｑ軸電流とを制御するための駆動指令値を演算し、前記駆動指令値に応じた駆動制御信号を前記駆動回路に出力する２軸電流制御手段と
   を備えた電動パワーステアリング装置において、
   前記モータが、通常の操舵操作では検出されない高速で回転している高速回転状態を検出する高速回転状態検出手段と、
   前記ｄ−ｑ座標系で表した前記駆動回路の出力電圧ベクトルの絶対値を前記駆動回路の電圧制限値に設定した状態で、前記モータに流れるモータ電流の絶対値が目標電流絶対値と等しくなるための前記出力電圧ベクトルの前記ｄ軸に対する位相角を演算し、前記演算した位相角と前記電圧制限値とに応じた駆動制御信号を前記駆動回路に出力する電流絶対値制御手段と、
   前記高速回転状態検出手段により前記高速回転状態が検出されたとき、前記２軸電流制御手段に代わって前記電流絶対値制御手段を作動させる制御切替手段と
   を備えたことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
2. 前記電流絶対値制御手段は、
   前記モータの回転速度を検出する回転速度検出手段と、
   前記目標電流絶対値と、前記駆動回路の電圧制限値と、前記回転速度検出手段により検出した前記モータの回転速度とに基づいて、前記出力電圧ベクトルの前記ｄ軸に対する位相角を演算する位相角演算手段と
   を備えたことを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置。
3. 前記電流絶対値制御手段は、
   前記モータ電流の絶対値を検出する電流検出手段と、
   前記目標電流絶対値と前記電流検出手段により検出したモータ電流の絶対値との偏差に基づいて、前記位相角演算手段により演算された位相角を調整するフィードバック制御手段と
   を備えたことを特徴とする請求項２記載の電動パワーステアリング装置。
4. 前記フィードバック制御手段は、
   前記モータが回転している方向と、前記モータによりトルクを発生させる方向との一致、不一致を判定する方向判定手段を備え、
   前記モータ回転方向と前記トルクを発生させる方向とが一致しているときには、前記検出したモータ電流の絶対値が前記目標電流絶対値より小さい場合に前記位相角を増加させ、前記検出したモータ電流の絶対値が前記目標電流絶対値より大きい場合に前記位相角を減少させ、前記モータ回転方向と前記トルクを発生させる方向とが一致していないときには、前記検出したモータ電流の絶対値が前記目標電流絶対値より小さい場合に前記位相角を減少させ、前記検出したモータ電流の絶対値が前記目標電流絶対値より大きい場合に前記位相角を増加させることを特徴とする請求項３記載の電動パワーステアリング装置。
5. 前記目標電流絶対値は、前記駆動回路の電流制限値に設定されていることを特徴とする請求項１ないし請求項４の何れか一項記載の電動パワーステアリング装置。
6. 前記高速回転状態検出手段は、
   前記モータの回転速度を検出する回転速度検出手段を備え、前記検出した回転速度が基準速度を超えているときに前記高速回転状態であると判定することを特徴とする請求項１ないし請求項５の何れか一項記載の電動パワーステアリング装置。
7. 前記モータの回転加速度の増加に伴って、前記基準速度を減少させる基準速度変更手段を備えたことを特徴とする請求項６記載の電動パワーステアリング装置。
8. 前記ステアリング機構に入力される操舵トルクの増加に伴って、前記基準速度を減少させる基準速度変更手段を備えたことを特徴とする請求項６記載の電動パワーステアリング装置。
9. 前記回転速度検出手段により検出した回転速度が前記基準速度よりも大きな第２基準速度を越えている状態を検出する第２高速回転状態検出手段と、
   前記モータの回転速度と前記出力電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角との関係を設定したマップを記憶し、前記第２高速回転状態検出手段により前記回転速度が前記第２基準速度を越えている状態が検出されたとき、前記マップを使って前記回転速度検出手段により検出したモータの回転速度から前記位相角を演算する第２位相角演算手段と
   を備えたことを特徴とする請求項６ないし請求項８の何れか一項記載の電動パワーステアリング装置。

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