CN102687385A - 电动动力转向装置 - Google Patents

Abstract

前馈控制部(152)基于目标电流绝对值(|i|^*)、马达驱动电路(30)的电压限制值(Vlim)、以及马达(20)的旋转速度(ωr)计算在d-q坐标系中表示马达驱动电路(30)的输出电压的电压向量相对于d轴的相位角(θFF)。反馈控制部(155)计算基于目标电流绝对值(|i|^*)和实际电流绝对值(|i|)的偏差(Δi)的相位角(θFB)。PWM控制信号产生部(159)输出PWM控制信号，以从马达驱动电路(30)输出使电气角提前相位角(θFF+θFB)的三相驱动电压。由此，当在转向机构(10)上作用了大的反向输入的情况下，抑制了转向盘(11)因在马达(20)中产生大的转矩而被转动。

Description

电动动力转向装置

技术领域

本发明涉及通过基于驾驶员的转向操作来对马达进行驱动控制从而产生转向辅助转矩的电动动力转向装置。

背景技术

以往，电动动力转向装置基于驾驶员进行的转向操作来设定目标辅助转矩，并控制马达的通电，以将该目标辅助转矩施加给转向机构。还已知有使用无刷直流(DC)马达作为马达的电动动力转向装置。在使用了无刷直流马达的情况下，通常使用在两相旋转磁通量坐标系(d-q坐标系)中表示的向量控制来控制马达的通电。这样的马达的通电控制通过具有微型计算机的辅助控制装置来进行。

辅助控制装置在通过向量控制驱动马达的情况下，例如基于驾驶员输入到方向盘的转向转矩以及车速来设定目标辅助转矩，并计算用于产生该目标辅助转矩的q轴目标电流。同时计算作为弱励磁控制电流的d轴目标电流。为了马达在高速下容易旋转，以弱励磁控制电流随着旋转速度的增加而增加的方式来计算d轴目标电流。辅助控制装置检测流经马达的电流并将其转换成d-q坐标系的电流，以q轴电流与q轴目标电流相等、并且d轴电流与d轴目标电流相等的方式来控制三相逆变器(马达驱动电路)的开关元件的占空比。这样的通过在d-q坐标系中表示的向量控制来驱动马达的电动动力转向装置例如在日本专利文献特开平2001-187578号、日本专利文献特开平2009-247147号、日本专利文献特开平2009-247181号等中被提出。

发明内容

然而，在车辆的行驶中，如前轮轮胎撞击到路缘石等路面突起物的情况那样，从轮胎对转向机构施加了较大的力(以下，称为反向输入)的情况下，前轮(转向轮)急剧地被转向。因此，齿条杆向轴向移动，转向盘与和齿条杆连结的转向轴一起高速地转动。另外，在设置在齿条的顶端的齿条球关节机构(rack end)部件与形成在齿条罩上的止动部发生了撞击的情况下，会产生较大的撞击声。因此，有时使驾驶员产生不快感。

在转向盘由于这样的反向输入而被转动的情况下，如果在与该旋转方向相反的方向上由马达产生大的转矩，则能够使转向盘的旋转减速，但实际上由于转向盘的旋转、即马达的旋转非常快，因此无法在马达中产生大的转矩。这在无刷直流马达的特性上是没有办法的，但通过适当地控制作为弱励磁电流的d轴电流，能够抑制转矩的降低。

图26表示在固定的驱动电压下的马达的旋转速度与能够由马达产生的转矩(最大转矩)的关系。在该曲线图中，转矩在与马达的旋转方向相同的方向上产生的情况下由正值表示，在与马达的旋转方向相反的方向上产生的情况下由负值表示。因此，曲线图的上方表示转向辅助时的特性，曲线图的下方表示马达由于外力而被转动时(称为再生时)的特性。另外，用虚线示出的特性表示在流过被设定为最佳值的d轴电流并进行弱励磁时能够得到的理论上的最大转矩特性。

根据该特性图可知，通过适当地控制d轴电流，在理论上对于反向输入能够在某种程度上抑制转向盘的旋转。但是，实际上，由于反向输入而马达被转动的速度非常快，因此在用于以往的辅助控制装置上的微型计算机的计算能力下难以产生适当的转矩。其主要原因之一在于：辅助控制装置进行控制d轴电流和q轴电流的二自由度控制。另外，用于求出最佳的d轴目标电流的计算式复杂，因此使用利用了被限制的参数的映射来计算d轴目标电流，因此该值不会为最佳值。

由于上述情况，无法良好地抑制基于反向输入的转向盘的旋转，会使驾驶员产生不快感。另外，如果提高微型计算机的计算能力(处理速度)，则能够增大转矩，但会导致成本提高。

本发明是为了应对上述问题而完成的，其目的在于，在反向输入作用于转向机构而马达被转动的情况下，在马达中产生大的转矩来抑制转向盘被转动，并且能够以低成本实施。

为了实现上述目的，本发明的特征在于，一种电动动力转向装置，包括：永久磁铁同步马达(20)，所述永久磁铁同步马达被设置在转向机构(10)上并产生转向辅助转矩；驱动电路(30)，所述驱动电路向所述马达输出三相驱动电压来驱动所述马达；以及两轴电流控制单元(110)，所述两轴电流控制单元使用d-q坐标系来计算用于控制在d轴方向上产生磁场的d轴电流和在q轴方向上产生磁场的q轴电流的驱动指令值，并将与所述驱动指令值对应的驱动控制信号输出到所述驱动电路，所述d-q坐标系确定了作为沿基于所述马达的永久磁铁的磁场的方向的d轴和作为与所述d轴正交的方向的q轴，所述电动动力转向装置包括：高速旋转状态检测单元(S11～S13)，所述高速旋转状态检测单元检测所述马达以在通常的转向操作中不能被检测出的高速进行旋转的高速旋转状态；电流绝对值控制单元(150)，所述电流绝对值控制单元在将在所述d-q坐标系中表示的所述驱动电路的输出电压向量的绝对值设定为所述驱动电路的电压限制值的状态下，计算所述输出电压向量相对于所述d轴的相位角，并且所述电流绝对值控制单元将与所述计算出的相位角和所述电压限制值对应的驱动控制信号输出到所述驱动电路，所述相位角用于使流经所述马达的马达电流的绝对值与目标电流绝对值相等；以及控制切换单元(S13～S15)，当由所述高速旋转状态检测单元检测出所述高速旋转状态时，所述控制切换单元取代所述两轴电流控制单元而使所述电流绝对值控制单元工作。

在本发明的电动动力转向装置中，在转向机构上设置有永久磁铁同步马达，从驱动电路输出三相驱动电压来驱动永久磁铁同步马达。作为永久磁铁同步马达能够使用三相无刷直流马达等。永久磁铁同步马达(以下简称为马达)被两轴电流控制单元驱动控制。两轴电流控制单元通过使用了d-q坐标系的电流向量控制计算对d轴电流和q轴电流进行控制的驱动指令值，并将与驱动指令值对应的驱动控制信号输出到驱动电路，所述d-q坐标系确定了作为沿基于设置在马达的转子的永久磁铁的磁场的方向(磁场贯穿的方向)的d轴和作为与d轴正交的方向(从d轴使电气角提前π/2的方向)的q轴。

例如，两轴电流控制单元检测从转向盘被输入到转向轴的转向转矩，并设定与该转向转矩对应的目标辅助转矩。并且，两轴电流控制单元能够构成为：计算用于马达产生目标辅助转矩的q轴目标电流和弱励磁控制用的d轴目标电流，并计算用于使实际流经马达的q轴电流、d轴电流分别与q轴目标电流、d轴目标电流相等的电压指令值，并且将与电压指令值对应的PWM控制信号输出到驱动电路。d轴目标电流例如可以设定为：在马达的旋转速度(角速度)为高速的情况下，随着其旋转速度的增加而弱励磁变大。

在车辆行驶中，例如，在由于前轮轮胎撞击了路缘石的情况等而在转向机构上施加了反向输入的情况下，违反了驾驶员的意志而前轮被转向。在该情况下，马达也与其相配合地进行旋转，但是当反向输入大时，其旋转速度变得非常大，转向盘被高速地转动。在马达进行高速旋转的情况下，在马达的特性上，因反电动势的影响能够输出的转矩变小，但是如果在与马达的旋转方向相反方向上产生尽可能大的转矩，则能够使转向盘的旋转减速。但是，由于随着马达的旋转速度的增加而驱动电路的驱动频率(三相驱动电压的正弦波的频率)上升，因此在基于两轴电流控制单元的电流向量控制中，会产生控制延迟，在马达中能够产生的转矩变小。

因此，在本发明中，高速旋转状态检测单元检测马达以在通常的转向操作中不能检测出的高速进行旋转的高速旋转状态。并且，当检测出马达的高速旋转状态时，控制切换单元取代两轴电流控制单元而使电流绝对值控制单元工作。

电流绝对值控制单元在将在d-q坐标系中表示的驱动电路的输出电压向量的绝对值设定为驱动电路的电压限制值的状态下，计算用于使流经马达的马达电流的绝对值和目标电流绝对值相等的输出电压向量相对于d轴的相位角，并且电流绝对值控制单元将与计算出的相位角和电压限制值对应的驱动控制信号输出到驱动电路。即，电流绝对值控制单元不是如两轴电流控制单元那样进行控制d轴电流和q轴电流的二自由度控制，而是进行仅控制马达电流的绝对值的一自由度控制。在该情况下，用于控制马达电流的绝对值的操作对象为输出电压向量相对于d轴的相位角(相对于d轴在q轴方向提前的相位角)。

两轴电流控制单元以及电流绝对值控制单元以预定的控制周期(计算周期)重复驱动指令值(用于控制驱动电路的工作的控制值)的计算以及驱动控制信号的输出，但是在电流绝对值控制单元中进行一自由度控制，因此与两轴电流控制单元相比能够减少每个控制周期的计算量(用于计算驱动指令值所需的计算量)。因此，即使不提高计算器(例如，微型计算机)的计算能力，也能够使电流绝对值控制单元中的控制周期比两轴电流控制单元中的控制周期短，从而能够抑制控制延迟。由此，即使是马达进行高速旋转时，也能产生大的转矩。

其结果是，根据本发明，在由于反向输入而转向盘被转动的情况下，能够良好地对转向盘的旋转进行制动。另外，通过该制动，能够减少当齿条球关节机构部件撞击到止动部时产生的撞击声。因此，能够减少驾驶员的不快感。另外，由于能够不提高计算器的能力而进行实施，因此不会导致成本提高。

另外，在将控制切换单元构成为当驾驶员为了例如紧急避让等以比通常的操作速度快的速度进行了转向操作时取代两轴电流控制单元而使电流绝对值控制单元工作的情况下，能够在避让操作方向上产生大的转向辅助转矩，驾驶员的避让操作变得容易。此外，也可以避免使高旋转状态检测单元检测的高速旋转状态的范围包含紧急避让时的马达的旋转速度。在该情况下，仅在由于反向输入而马达以高速被转动的情况下电流绝对值控制单元工作。

另外，本发明其他的特征在于，所述电流绝对值控制单元(150)包括：旋转速度检测单元(164)，所述旋转速度检测单元检测所述马达的旋转速度；以及相位角计算单元(152)，所述相位角计算单元基于所述目标电流绝对值、所述驱动电路的电压限制值、以及由所述旋转速度检测单元检测出的所述马达的旋转速度来计算所述输出电压向量相对于所述d轴的相位角。

在本发明中，当被检测出马达的高速旋转状态时，相位角计算单元基于表示马达电流的绝对值的目标值的目标电流绝对值、驱动电路的电压限制值、由旋转速度检测单元检测出的马达的旋转速度来计算输出电压向量相对于d轴的相位角。马达电流的绝对值能够根据马达的d-q坐标系中的电压方程式将输出电压向量的绝对值和相位角、以及马达的旋转速度作为参数进行计算。因此，能够简单地计算用于使马达电流的绝对值与目标电流绝对值相等的相位角(输出电压向量相对于d轴的相位角)。驱动控制信号根据由该相位角计算单元计算出的相位角和电压限制值而被设定。在该情况下，驱动控制信号只要是设定为将由相位角计算单元计算出的相位角和马达的电气角相加而得的相位角的三相驱动控制信号即可。

其结果是，根据本发明，能够通过前馈控制简单地将驱动电路的输出电压的相位控制为用于使马达电流的绝对值和目标电流绝对值相等的角度，即使是在马达进行高速旋转时，也能产生大的转矩。

另外，本发明其他的特征在于，所述电流绝对值控制单元(150)包括：电流检测单元(38、163)，所述电流检测单元检测所述马达电流的绝对值；以及反馈控制单元(154、155、156)，所述反馈控制单元基于所述目标电流绝对值和由所述电流检测单元检测出的马达电流的绝对值的偏差来调整由所述相位角计算单元计算出的相位角。

在本发明中，当检测出马达的高速旋转状态时，反馈控制单元基于目标电流绝对值和由电流检测单元检测出的马达电流的绝对值的偏差来调整由相位角计算单元计算出的相位角。因此，能够补偿前馈控制中的模型误差和干扰产生的影响，从而驱动电路的输出电压的相位能够更加适当地被设定。其结果是，在马达的高速旋转时，能够产生更大的转矩。

本发明其他的特征在于，所述反馈控制单元包括方向判定单元(154)，所述方向判定单元判定所述马达旋转的方向与由所述马达产生转矩的方向是一致还是不一致，所述反馈控制单元当所述马达旋转方向和所述产生转矩的方向一致时，在所述检测出的马达电流的绝对值比所述目标电流绝对值小的情况下增加所述相位角，在所述检测出的马达电流的绝对值比所述目标电流绝对值大的情况下减小所述相位角，当所述马达旋转方向和所述产生转矩的方向不一致时，在所述检测出的马达电流的绝对值比所述目标电流绝对值小的情况下减小所述相位角，在所述检测出的马达电流的绝对值比所述目标电流绝对值大的情况下增加所述相位角。

在本发明中，方向判定单元判定马达旋转的方向和由马达产生转矩的方向是一致还是不一致。使马达产生转矩的方向能够通过作用在转向机构上的转向转矩检测，马达旋转的方向能够通过马达的旋转速度进行检测。在马达处于高速旋转状态、并且马达旋转的方向和产生转矩的方向一致的情况下，符合驾驶员进行紧急避让用的转向操作的情况。在这样的情况下，反馈控制单元在马达电流的绝对值比目标电流绝对值小的情况下增加相位角(通过相位角计算单元计算出的相位角)，在马达电流的绝对值比目标电流绝对值大的情况下减少相位角。由此，使得马达电流的绝对值接近目标电流绝对值。

另外，在马达处于高速旋转状态、并且马达旋转的方向和产生转矩的方向不一致的情况下，符合马达由于作用在转向机构上的反向输入而被转动的情况。在这样的情况下，反馈控制单元在马达电流的绝对值比目标电流绝对值小的情况下减少相位角，在马达电流的绝对值比目标电流绝对值大的情况下增加相位角。由此，使得马达电流的绝对值接近目标电流绝对值。

其结果是，在本发明中，在紧急避让用的转向操作时、以及在转向盘由于来自路面的反向输入而被转动时，能够使马达产生适当的转矩。

本发明其他的特征在于，所述目标电流绝对值被设定为所述驱动电路的电流限制值。

根据本发明，由于目标电流绝对值被设定为驱动电路的电流限制值、即能够流过驱动电路的最大电流，因此能够在马达中产生最大限度的转矩。因此，即使反向输入作用在转向机构上而转向盘被急剧地转动，也能够使最大的制动力作用于转向盘。

另外，本发明其他的特征在于，所述高速旋转状态检测单元包括检测所述马达的旋转速度的旋转速度检测单元(164)，并且当所述检测出的旋转速度超过基准速度(ωth)时，所述高速旋转状态检测单元判定为处于所述高速旋转状态。

根据本发明，能够简单地检测马达的高速旋转状态。

另外，本发明其他的特征在于，包括基准速度改变单元(S12)，所述基准速度改变单元随着所述马达的旋转加速度的增加而减小所述基准速度(ωth)。

在本发明中，当检测马达的高速旋转状态时，基准速度改变单元随着马达的旋转加速度的增加而减小基准速度。施加在马达上的外力越大，马达的旋转加速度越大。例如，在由于前轮轮胎撞击到路缘石的情况等在转向机构上施加了大的反向输入的情况下，马达的旋转加速度非常大。因此，在该情况下，判定马达的高速旋转状态的基准速度减少。由此，电流绝对值控制单元在较早的定时取代两轴电流控制单元开始工作。因此，能够使抑制转向盘的旋转的制动期间变长。

在通过电流绝对值控制单元对马达进行了驱动控制的情况下，由于增强弱励磁，因此容易从马达产生工作声。为了抑制工作声的产生，只要较高地设定判定马达的高速旋转状态的基准速度即可，在那样的情况下，在马达的旋转速度开始上升的初期，不会从两轴电流控制单元切换到电流绝对值控制单元。因此，当在转向机构上施加了大的反向输入的情况下，转向盘的制动会发生延迟。因此，在本发明中，由于随着马达的旋转加速度的增加而减小基准速度，因此能够兼顾转向盘的制动和降低工作声的产生。此外，马达的旋转加速度通过在时间上对旋转速度进行微分而求出。

本发明其他的特征在于，包括基准速度改变单元(S12)，所述基准速度改变单元(S12)随着被输入到所述转向机构中的转向转矩的增加而减小所述基准速度。

在马达由于反向输入而被转动的情况下，反向输入越大，被输入到转向机构中的转向转矩的大小越大。因此，在本发明中，由于随着转向转矩的增加而减小基准速度，因此能够兼顾转向盘的制动和降低工作声的产生。此外，所谓的“转向转矩的增加”不只是表示转向转矩自身的增加，还包含根据转向转矩设定的控制值(例如，马达电流指令值、辅助转矩指令值等)的增加。

本发明其他的特征在于，包括：第二高速旋转状态检测单元(S21)，所述第二高速旋转状态检测单元检测由所述旋转速度检测单元检测出的旋转速度超过了大于所述基准速度的第二基准速度(ωth2)的状态；以及第二相位角计算单元(201)，所述第二相位角计算单元存储有设定了所述输出电压向量相对于d轴的相位角和所述马达的旋转速度之间的关系的映射，并且当由所述第二高速旋转状态检测单元检测出所述旋转速度超过了所述第二基准速度的状态时，使用所述映射根据由所述旋转速度检测单元检测出的马达的旋转速度计算所述相位角。

在马达非常快地旋转的状态下，即使相位角在一定程度上发生变化，流经马达的电流也几乎不发生变化。因此，不需要进行严密的电流控制。因此，在本发明中，在马达的旋转速度超过了比基准速度大的第二基准速度的状态下，第二相位角计算单元使用设定了输出电压向量相对于d轴的相位角和马达的旋转速度之间的关系的映射，来计算输出电压向量相对于d轴的相位角。第二相位角计算单元以预定的控制周期(计算周期)计算相位角，但是由于根据映射计算相位角，因此与相位角计算单元相比每个控制周期的计算量少。因此，即使不提高计算器(例如，微型计算机)的计算能力，也能够使第二相位角计算单元中的控制周期比相位角计算单元中的控制周期短，即使是马达非常快地旋转的状态，也能够抑制控制延迟。

此外，在上述说明中，在括弧内示出的符号是帮助理解发明的，并不是被限定于通过所述符号来规定发明的各构成要件的实施方式。

附图说明

图1是电动动力转向装置的概略构成图；

图2是表示通常控制模式中的辅助ECU的微型计算机的处理的功能框图；

图3是表示高旋转控制模式中的辅助ECU的微型计算机的处理的功能框图；

图4是表示辅助转矩映射的曲线图；

图5是表示弱励磁映射的曲线图；

图6是不进行弱励磁情况下的电压向量线图；

图7是进行弱励磁情况下的电压向量线图；

图8是马达产生正向的最大转矩时的电压向量线图；

图9是马达产生负向的最大转矩时的电压向量线图；

图10是表示由于相位角的变化而电流绝对值发生变化的原理的电压向量线图；

图11是表示相位限制范围的电压向量线图；

图12是表示模式切换控制例程的流程图；

图13是表示阈值设定映射的曲线图；

图14是表示其他例子的阈值设定映射的曲线图；

图15是表示旋转速度的推移、旋转加速度的推移、阈值的推移的曲线图；

图16是表示仅执行通常控制模式(没有控制延迟)的情况下的马达输出特性的曲线图；

图17是表示仅执行通常控制模式(有控制延迟)的情况下的马达输出特性的曲线图；

图18是表示实施方式中的马达输出特性的曲线图；

图19是马达以非常高的速度被转动时的电压向量线图；

图20是表示第二实施方式涉及的模式切换控制例程的流程图；

图21是表示在第二实施方式涉及的第二高速旋转控制模式中的辅助ECU的微型计算机的处理的功能框图；

图22是表示第二实施方式涉及的相位角设定映射的曲线图；

图23是表示第二实施方式涉及的马达输出特性的曲线图；

图24表示在仅执行通常控制模式(没有控制延迟)的情况下的马达输出特性的曲线图；

图25是表示第三实施方式涉及的高旋转控制模式中的辅助ECU的微型计算机的处理的功能框图；

图26是表示理论上的马达输出特性的曲线图。

具体实施方式

以下，使用附图对本发明的一实施方式涉及的电动动力转向装置进行说明。图1表示该实施方式涉及的车辆的电动动力转向装置的概略构成。

该电动动力转向装置作为主要部分包括：通过转向盘11的转向操作而对转向轮转向的转向机构10；被安装在转向机构10上并产生转向辅助转矩的马达20；用于驱动马达20的马达驱动电路30；以及控制马达20的工作的电子控制装置100。以下，将电子控制装置100称为辅助ECU100。

转向机构10是用于通过转向盘11的旋转操作而对左右前轮FWL、FWR转向的机构，并具有转向轴12，转向盘11连接在所述转向轴12的上端并且一体地旋转。在该转向轴12的下端以一体地旋转的方式连接有小齿轮13。小齿轮13与形成在齿条杆14上的齿条齿啮合，并与齿条杆14一起构成齿条小齿轮机构。在齿条杆14的两端经由转向横拉杆15L、15R可转向地连接有左右前轮FWL、FWR的转向节(省略图示)。左右前轮FWL、FWR根据齿条杆14随着转向轴12绕轴线的旋转而在轴线方向的位移被左右转向。

在齿条杆14上安装有马达20。马达20相当于本发明的永久磁铁同步马达，在本实施方式中，使用作为其代表例的三相无刷直流马达。马达20的旋转轴经由滚珠丝杠机构16以能够传递动力的方式与齿条杆14连接，通过马达20的旋转在左右前轮FWL、FWR上施加转向力而辅助转向操作。滚珠丝杠机构16作为减速器和旋转-直线转换器而发挥作用，使马达20的旋转减速并转换为直线运动而传递给齿条杆14。

在转向轴12上设有转向转矩传感器21。转向转矩传感器21例如通过分解器等检测被安装在转向轴12的中间部的扭杆(省略图示)的扭转角度，基于该扭转角检测出作用在转向轴12上的转向转矩Tr。转向转矩Tr不只是其大小，还根据正负值来识别转向方向。此外，在本实施方式中，通过分解器检测扭杆的扭转角度，但也能够通过其他的旋转角传感器等进行检测。

在马达20上设有旋转角传感器22。该旋转角传感器22被组装到马达20内，输出与马达20的转子的旋转角度位置对应的检测信号，例如由分解器或者霍尔传感器构成。旋转角传感器22将与马达20的旋转角θm对应的检测信号输出给辅助ECU 100。辅助ECU 100根据该检测信号计算马达20的电气角θr。此外，马达20的电气角θr可以不使用旋转角传感器22而基于在马达20中产生的反电动势来进行估计。

马达驱动电路30是通过由MOS-FET(Metal Oxide SemiconductorField Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)构成的六个开关元件31～36构成三相逆变器电路而成的。具体地说，采用以下构成：将串联连接第一开关元件31和第二开关元件32的电路、串联连接第三开关元件33和第四开关元件34的电路、串联连接第五开关元件35和第六开关元件36的电路并联连接，并引出从各串联电路中的两个开关元件间(31-32、33-34、35-36)向马达20的电力供应线37。

马达驱动电路30设置有检测流经马达20的电流的电流传感器38。该电流传感器38检测三相中的任意两相(例如，U相和V相)的电流的大小和方向(正负)，并将表示所检测出的电流iu、iv的检测信号输出给辅助ECU 100。W相的电流iw由于能够根据其他的两相电流(iu、iv)计算(iw＝-(iu+iv))，因此在本实施方式中通过电流传感器38仅检测两相，但也可以通过电流传感器38检测三相。

马达驱动电路30的各开关元件31～36各自的栅极与辅助ECU 100连接，并通过从辅助ECU 100输出的PWM控制信号控制占空比。由此，马达20的驱动电压被控制。

辅助ECU 100将由CPU、ROM、RAM等构成的微型计算机作为主要部而构成。辅助ECU 100与转向转矩传感器21、旋转角传感器22、电流传感器38、以及检测车速的车速传感器25连接，并输入表示转向转矩Tr、旋转角θm、马达电流iu、iv、车速Sp的检测信号。然后，基于输入的检测信号，控制马达驱动电路30的各开关元件31～36的占空比，以得到与驾驶员的转向操作对应的最佳的转向辅助转矩(以下，简称为辅助转矩)。

接着，对电动动力转向装置的电源供应系统进行说明。电动动力转向装置由车载电源装置80进行电源供应。车载电源装置80通过将作为额定输出电压12V的一般的车载电池的主电池81、以及通过发动机的旋转而发电的额定输出电压14V的交流发电机82并联连接来构成。车载电源装置80与电源供应源线83和接地线84连接。电源供应源线83分岔为控制系统电源线85和驱动系统电源线86。控制系统电源线85作为用于向辅助ECU 100进行电源供应的电源线而发挥作用。驱动系统电源线86作为向马达驱动电路30和辅助ECU 100这两者进行电源供应的电源线而发挥作用。

控制系统电源线85与点火开关87连接。驱动系统电源线86与主电源继电器88连接。该主电源继电器88通过来自辅助ECU 100的控制信号而接通，形成向马达20供应电力的电路。控制系统电源线85与辅助ECU100的电源+端子连接，但也经由连结线90与跟主电源继电器88相比为负载侧的驱动系统电源线86连接。另外，在控制系统电源线85上，在与点火开关87相比靠负载侧(辅助ECU 100侧)的位置设置二极管89，并且使其阳极朝向车载电源装置80侧。在连结线90上设置二极管91，并且使其阳极朝向驱动系统电源线86侧。因此，构成以下电路结构：能够经由连结线90从驱动系统电源线86向控制系统电源线85进行电源供应，但也不能从控制系统电源线85向驱动系统电源线86进行电源供应。驱动系统电源线86以及接地线84与马达驱动电路30的电源输入部连接。另外，接地线84还与辅助ECU 100的接地端子连接。

接着，对辅助ECU 100进行的马达20的控制进行说明。辅助ECU100通过使用了d-q坐标系的电流向量控制来控制马达20的旋转，所述d-q坐标系将设置在马达20的转子上的永久磁铁的磁场贯穿的方向确定为d轴、将与d轴正交的方向(电气角相对于d轴提前了π/2的方向)确定为q轴。将电流向量的d轴分量称为d轴电流，将q轴分量称为q轴电流。q轴电流以产生马达转矩的方式来起作用。另一方面，d轴电流不以产生马达转矩的方式起作用，而是被使用在弱励磁控制上。

辅助ECU 100在进行这样的电流向量控制时，通过检测电气角θr来确定d-q坐标。该电气角θr根据由旋转角传感器22检测的旋转角信号来求出。电气角θr为贯穿U相线圈的轴与d轴构成的角度。

辅助ECU 100选择性地实施通常控制模式和高旋转控制模式中的一者，所述通常控制模式当马达20在不超过以通常的转向操作被转动的速度的范围内进行旋转时执行，所述高旋转控制模式在马达20比以通常的转向操作被转动的速度快地进行旋转时执行。关于切换这两种控制模式的条件在后面叙述。

首先，对通常控制模式进行说明。图2是表示在通常控制模式中由辅助ECU 100的微型计算机的程序控制处理的功能的功能框图。辅助ECU100具有在通常动作模式中工作的两轴电流控制部110。两轴电流控制部110相当于本发明的两轴电流控制单元，并具有两轴电流指令部101、偏差计算部102、反馈控制部103、两相/三相坐标转换部104、PWM控制信号产生部105、三相/两相坐标转换部106、电气角计算部107、旋转速度计算部108。

两轴电流指令部101包括计算q轴指令电流i_q ^*的q轴电流计算部101q和计算d轴指令电流i_d ^*的d轴电流计算部101d。q轴电流计算部101q输入从转向转矩传感器21输出的转向转矩Tr以及从车速传感器25输出的车速Sp，通过参考图4所示的辅助映射来计算目标辅助转矩T^*。该情况下，目标辅助转矩T^*被设定为随着转向转矩Tr的增加而增加，并随着车速Sp的增加而减少。该目标辅助转矩T^*被设定为与转向转矩Tr的方向(由符号识别)相同的方向。q轴电流计算部101q将目标辅助转矩T^*除以转矩常数，来计算出d-q坐标系中的q轴指令电流i_q ^*(q轴目标电流)。

另外，d轴电流计算部101d输入由后述的旋转速度计算部108计算出的马达20的旋转速度ωr，并通过参考图5所示的弱励磁映射来计算d轴指令电流i_d ^*(d轴目标电流)。d轴指令电流i_d ^*在旋转速度ωr的大小|ωr|小于等于设定值ω1的情况下被设定为零(i_d ^*＝0)，在旋转速度ωr的大小|ωr|超过设定值ω1的情况下，设定为弱励磁随着|ωr|的增加而增加。此外，使用在弱励磁控制的d轴电流由负的值表示。

此外，在本说明书中，关于具有方向性的检测值和计算值，在讨论其大小的情况下，该值设为表示不区分方向(正负)的绝对值的值。

如上所述，计算出的q轴指令电流i_q ^*和d轴指令电流i_d ^*被输出给偏差计算部102。偏差计算部102包括q轴电流偏差计算部102q和d轴电流偏差计算部102d。q轴电流偏差计算部102q计算从q轴指令电流i_q ^*减去q轴实际电流i_q而得的偏差Δi_q。d轴电流偏差计算部102d计算从d轴指令电流i_d ^*减去d轴实际电流i_d而得的偏差Δi_d。

q轴实际电流i_q以及d轴实际电流i_d是将实际流经马达20的线圈的三相电流的检测值iu、iv、iw转换为d-q坐标系的两相电流而得的。从该三相电流iu、iv、iw至d-q坐标系的两相电流i_d、i_q的转换通过三相/两相坐标转换部106进行。三相/两相坐标转换部106输入从电气角计算部107输出的电气角θr，并基于该电气角θr将由电流传感器38检测出的三相电流iu、iv、iw(＝-(iu+iv))转换成d-q坐标系的两相电流i_d、i_q。

从三相坐标系转换成d-q坐标系的转换矩阵C由下式(1)表示。

$C=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θr}& \cos (\mathrm{\θr}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\θr}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \mathrm{\θr}& -\sin (\mathrm{\θr}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\θr}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\·\·\·\left(1\right)$

从偏差计算部102输出的偏差Δi_q、Δi_d被输出给反馈控制部103。反馈控制部103包括q轴电流反馈控制部103q和d轴电流反馈控制部103d。q轴电流反馈控制部103q通过使用了偏差Δi_q的比例积分控制计算q轴指令电压v_q ^*，使得q轴实际电流i_q追随q轴指令电流i_q ^*。d轴电流反馈控制部103d通过使用了偏差Δi_d的比例积分控制计算d轴指令电压v_d ^*，使得d轴实际电流i_d追随d轴指令电流i_d ^*。

通过反馈控制部103计算出的q轴指令电压v_q ^*和d轴指令电压v_d ^*被输出到两相/三相坐标转换部104。两相/三相坐标转换部104基于从电气角计算部107输出的电气角θr将q轴指令电压v_q ^*和d轴指令电压v_d ^*转换成三相指令电压vu^*、vv^*、vw^*，并将该转换后的三相指令电压vu^*、vv^*、vw^*输出到PWM信号产生部105。三相指令电压vu^*、vv^*、vw^*相当于本发明的两轴电流控制单元中的驱动指令值。PWM信号产生部105将与三相指令电压vu^*、vv^*、vw^*对应的PWM控制信号输出到马达驱动电路30的开关元件31～36。由此，马达20被驱动，追随目标辅助转矩T^*的辅助转矩被施加给转向机构10。

从旋转角传感器22输出的旋转检测信号被输出到电气角计算部107。电气角计算部107根据被旋转角传感器22输出的旋转检测信号计算马达20的电气角θr，并将计算出的电气角θr输出给三相/两相坐标转换部106、两相/三相坐标转换部104、以及旋转速度计算部108。旋转速度计算部108在时间上对从电气角计算部107输出的电气角θr进行微分，由此计算马达20的旋转速度ωr，并将该旋转速度ωr输出到d轴电流计算部101d。此外，旋转速度ωr为了识别马达20的旋转方向而被施加与旋转方向对应的符号(正负)。

辅助ECU 100通过这样的两轴电流控制部110的处理来控制马达驱动电路30的开关元件31～36的占空比。由此，马达20的通电被控制，在转向机构10上施加目标辅助转矩T^*。

这样的两轴电流控制部110的处理以由计时器预先设定的控制周期T1(计算周期)重复进行。

接着，对高旋转控制模式进行说明。高旋转控制模式在马达20比以通常的转向操作被转动的速度快地进行旋转的状态中被执行。在车辆的行驶中，如前轮轮胎撞击了路缘石等路面突起物的情况那样，从轮胎向转向机构10施加了较大的反向输入的情况下，前轮被急剧地转向。因此，齿条杆14在轴向移动，转向盘11与同齿条杆14连结的转向轴12一起高速旋转。此时，由于马达20也以高速被转动，因此辅助ECU 100执行高旋转控制模式来代替通常控制模式。

此外，在本实施方式中，在为了紧急避让等，驾驶员以比通常的操作速度快的速度进行转向操作的情况下也被执行高旋转控制模式，以能够产生大的辅助转矩，但是由于主要的目的是对基于反向输入的转向盘11的旋转进行制动，因此下面将以转向盘11的制动为目的来进行说明。

在由于反向输入而转向盘11被转动的情况下，如果在与其旋转方向相反方向上由马达20产生大的转矩，则能够对转向盘11的旋转减速，但马达20(三相无刷直流马达)随着旋转速度变大，能够产生的转矩会由于以下的原因而减少。

1.由马达20产生的反电动势与马达20的旋转速度成比例。因此，在马达20高速旋转时，反电动势超过电源电压，在马达20中无法流动驱动电流。

2.当马达驱动电路30的驱动频率(马达驱动电压的正弦波的频率)由于存在于电枢(马达线圈)中的电感而上升时，马达20的阻抗上升，无法流过大的电流。

3.在由马达20产生的反电动势超过了马达驱动电路30的耐压的情况下，为了防止马达驱动电路30的故障而打开保护继电器(例如，设置在电力供应线37上的未图示的开关继电器)等，进行马达驱动电路30的故障防止控制，因此在马达20中不能产生转矩。

4.针对基于反电动势的主要原因的转矩降低，流过负的d轴电流来进行弱励磁控制，由此如图26所示，即使在马达20的旋转速度大的情况下，在理论上也能够产生某种程度的大小的转矩。但是，当马达驱动电路30的驱动频率随着马达20的旋转速度的增加而上升时，无法忽视基于辅助ECU 100的微型计算机的控制周期的延迟、PWM控制信号的输出延迟、实际电流和电气角的检测延迟。由此，功率因数恶化，转矩降低。

5.在使用d-q坐标系来进行电流向量控制的情况下，d轴电流、q轴电流对q轴电压、d轴电压产生影响，该影响量与马达20的旋转速度成比例。因此，在马达20高速旋转时，d-q坐标系中的控制相互干扰，难以流过适当的d轴电流、q轴电流。

6.在用于进行弱励磁控制的最佳的d轴指令电流的计算中，需要将马达20的旋转速度、q轴电流、电源电压作为参数而进行复杂的计算。因此，辅助ECU 100为了减轻微型计算机的计算负担，根据仅使用旋转速度的映射计算d轴指令电流，但由于d轴指令电流与最佳值不同，因此无法产生如图26所示的特性那样的理论上的最大转矩。

7.进行弱励磁的d轴指令电流通常根据映射以前馈的方式给出，因此将电枢绕线电阻、电枢电感、反电动势电压常数的变化设定为最大限地估计出的值。因此，产生理论上的最大转矩变得更难。

因此，辅助ECU 100在高旋转控制模式中并不是如通常控制模式那样进行对d轴电流和q轴电流进行控制的二自由度控制，而是进行仅着眼于马达电流的绝对值来由马达20产生最大转矩的一自由度控制。该情况下，用于对马达电流的绝对值进行控制的操作对象作为在d-q坐标系中表示马达驱动电路30的输出电压的电压向量针对d轴的相位角。并且，辅助ECU 100与通常控制模式相比缩短微型计算机的控制周期来抑制控制延迟。即，通过减少一个控制的自由度，来减少每个控制周期的微型计算机的计算量，从而以由此产生的计算能力的剩余量来缩短控制周期。因此，不需要提高微型计算机的处理能力。

在转向盘11由于反向输入而被转动的情况下，转向盘11以非常快的速度被转动。在这样的限定的情况下，如果能将由马达20产生的转矩设定为最大转矩则是足够的，由于无法控制成中间大小的转矩，而没有产生实用上的问题。因此，在高旋转控制模式中，通过将由马达20产生的转矩设定为最大转矩，来减少微型计算机的计算量。

这里，对控制马达电流的绝对值来由马达20产生最大转矩的原理进行说明。

通常d-q坐标系中的电压方程式如下式(2)那样表示。

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+\mathrm{pL}& -\mathrm{\ωL}\\ \mathrm{\ωL}& R+\mathrm{pL}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω\φ}\end{array}\right]\·\·\·\left(2\right)$

另外，马达20的输出转矩T如下式(3)那样表示。

T＝φ·i_q  …(3)

这里，

v_d：d轴电压(电枢电压的d轴分量)

v_q：q轴电压(电枢电压的q轴分量)

i_d：d轴电流(电枢电流的d轴分量)

i_q：q轴电流(电枢电流的q轴分量)

R：电枢绕线电阻

L：电枢电感

ω：马达旋转速度(电气角速度)

反电动势电压常数(＝转矩常数)

p：微分算子(＝d/dt)

j：虚数单位(如果将d轴视为实轴、将q轴视为虚轴，则表示旋转90°)

图6、图7是使用电压向量线图表示该关系的图，图6表示不进行弱励磁的情况，图7表示进行弱励磁情况。在该电压向量线图中，考虑d轴电流i_d的变化和q轴电流i_q的变化小，省略带微分算子的项。

以下，马达旋转速度ω以ω≥0为前提来进行说明。

在不进行弱励磁的状态下，作为流经马达20的电流i仅为q轴电流i_q(i＝i_q)。但是，如图6所示，由于存在由电感L引起的干涉项，因此需要(ωLi)的d轴电压。因此，如在马达20的驱动上需要的电压向量V在图中由虚线表示的那样，为将反电动势电压

和绕线电阻的电压降(Ri)和干涉项(jωLi)合成而得的向量。该电压向量V与q轴相比相位提前。

在进行弱励磁的状态下，由于流过q轴电流i_q和d轴电流i_d(负向)，因此电流向量相对于q轴倾斜。因此，如图7所示，表示绕线电阻的电压降(Ri)的电压向量也相对于q轴倾斜，朝向相对于该电压向量旋转了90°的方向的干涉项(jωLi)的向量也倾斜相同角度。由此，对于马达20的驱动所需的电压向量V，q轴电压下降(ωLi_d)。其结果是，在进行了弱励磁的情况下，与不进行弱励磁的情况相比，能够使马达20旋转到高的转速。

在马达20高速旋转的情况下，由于反电动势电压

超过了马达驱动电路30的电压限制值，因此当不进行弱励磁时，保护继电器等工作而无法驱动马达20。图8、图9是反电动势电压

超过马达驱动电路30的电压限制值的高速旋转区域中的电压向量线图。图8是马达20产生正向的最大转矩时的电压向量线图，图9是马达20产生负向的最大转矩时的电压向量线图。所谓正向的转矩是作用在与马达20旋转的方向相同方向上的转矩，所谓负向的转矩是作用在与马达20旋转的方向相反的方向上的转矩。

在d-q坐标系中，马达驱动电路30的输出电压由电压向量V(相当于本发明的输出电压向量)表示。因此，在向量线图中，如果电压向量V的轨迹(点C)进入到以原点为中心、半径与马达驱动电路30的电压限制值相等的圆(称为电压限制圆CLV)中，则能够在电压限制值内驱动马达20。所谓的电压限制值是马达驱动电路30的被容许的输出电压的最大值。

马达驱动电路30被设定电流限制值，所述电流限制值是能够流经马达20的电流的最大值，能够在不超过电流限制值的范围内驱动马达20。在该情况下，在向量线图中，如果绕线电阻的电压向量(Ri)的轨迹(点B)进入到以表示q轴上的反电动势电压

的大小的位置(A点)为中心、半径与电流限制值×R相等的圆(称为电流限制圆CLI)中，则能够在电流限制值内驱动马达20。

当马达驱动电路30的输出电压的绝对值(电压向量V的绝对值)与电压限制值相等、并且流经马达20的电流的绝对值与电流限制值相等时，马达20能够产生最大转矩。在该情况下，如图8、图9所示，电压向量V的轨迹(点C)位于电压限制圆CLV的圆周上，绕线电阻的电压向量(Ri)的轨迹(点B)位于电流限制圆CLI的圆周上。在向量线图中，作为电流限制圆CLI的中心位置的点A由反电动势电压决定。当将点B设定在电流限制圆CLI的圆周上的适当的位置上时，点C被确定为在通过点B的电流限制圆CLI的切线上、距离BC为(ωLi)的位置。如果点B的捕捉是适当的，则能够使点C处于电压限制圆CLV的圆周上而产生最大转矩。换而言之，如果如点C处于电压限制圆的圆周上那样来设定点B的位置，则能够产生最大转矩。

在产生正向的转矩的情况下，由于q轴电流为正，如图8所示，点B的位置比电流限制圆CLI的中心靠上方，电压向量V的相位与q轴比为提前侧。另一方面，在产生负向的转矩的情况下，由于q轴电流为负，因此如图9所示，点B的位置与电流限制圆CLI的中心相比靠下方，电压向量V的相位与q轴比为延迟侧。此外，电压向量的相位在向量图中逆时针方向是提前方向，顺时针方向是延迟方向。

在本实施方式的高旋转控制模式中，在将电压向量V的绝对值设定为电压限制值(一定)的状态下，通过改变电压向量的相位来进行控制，使得流经马达20的电流的绝对值与目标电流绝对值(电流限制值)相等。以下，对该原理进行说明。图10表示产生负向的转矩的状态下的电压向量线图。考虑在将电压向量V的绝对值设为一定的状态下，改变电压相位(电压向量V相对于d轴的相位角θ)的情况。在图中，当绕线电阻的电压向量(Ri)为AB0、干涉项的电压向量(jωLi)为B0C0时，马达20中流过电流限制值内的最大的电流而动作。此时，电压相位θ为相位角θ0。根据该状态，当使电压相位θ向延迟方向变化到相位角θ1时，电压向量V为点C1的位置。此时，由于三角形AB0C0和三角形AB1C1具有相似关系，因此点B1能够容易求出。距离AC1比距离AC0大，因此电流绝对值也变大。因此，电流绝对值超过电流限制值。

相反地，当使电压相位θ向提前方向变化到相位角θ2时，电压向量V为点C2的位置。该情况下，距离AC2比距离AC0小，因此电流绝对值也变小。因此，电流绝对值小于电流限制值。

如此，可知在将电压向量V的绝对值设为一定的状态下通过仅改变电压相位，能够控制电流绝对值。在产生负向的转矩的状态下，越使电压相位提前，电流绝对值变得越小。

在产生正向的转矩的状态下也能进行同样的控制，但电压相位和电流绝对值的大小关系发生反转，越使电压相位提前，电流绝对值变得越大。

电压相位和电流绝对值的大小关系反转的边界是线段AC与q轴平行的位置，即相位角θ为90°的位置。

另一方面，转矩产生方向(正负)反转的边界如图11所示，是线段BC与q轴平行的位置、即相位角θ为θn(＞90°)的位置。因此，电压相位和电流绝对值的大小关系反转的边界和转矩产生方向反转的边界不同。因此，在本实施方式中，如后所述，设置防护功能，以免相位角θ进入到90°和θn之间(90°≤θ≤θn)。

接着，对高旋转控制模式中的处理进行说明。图3是表示在高旋转控制模式中通过辅助ECU 100的微型计算机的程序控制进行处理的功能的功能框图。辅助ECU 100具有在高旋转控制模式中工作的电流绝对值控制部150。电流绝对值控制部150相当于本发明的电流绝对值控制单元，包括目标电流设定部151、前馈控制部152、偏差计算部153、符号切换部154、反馈控制部155、相加部156、相位限制器157、相加部158、PWM信号产生部159、电气角计算部160、电流检测部163、旋转速度计算部164。此外，电流绝对值控制部150的处理以由计时器预先设定的控制周期T2重复进行。该控制周期T2被设定为比在通常动作模式下工作的两轴电流控制部110的控制周期T1短。

目标电流设定部151将流经马达20的电流的绝对值设定为目标电流绝对值，并输出该设定的目标电流绝对值|i|^*。电流绝对值|i|由下式(4)表示。

$\left|i\right|=\sqrt{{i_u}^2+{i_v}^2+{i_w}^2}=\sqrt{{i_d}^2+{i_q}^2}\·\·\·\left(4\right)$

这里，iu、iv、iw是U相、V相、W相的电枢电流。

目标电流设定部151将目标电流绝对值|i|^*设定为马达驱动电路30的电流限制值ilim(固定值)。该电流限制值ilim根据马达驱动电路30的规格等预先设定，是在马达驱动电路30中容许流动的最大的电流绝对值。此外，根据搭载在车辆内的各种电气负荷的电力消耗情况和车载电源装置80的电力供应能力的均衡，在需要限制电力消耗的情况下，从未图示的电源控制器向辅助ECU 100输出指定电流限制值ilim的电流限制指令。在该情况下，目标电流设定部151设定与电流限制指令对应的略低的目标电流绝对值|i|^*。

目标电流绝对值|i|^*被输出到前馈控制部152和偏差计算部153。前馈控制部152输入目标电流绝对值|i|^*、转向转矩Tr、旋转速度ωr、电压限制值Vlim，来计算在d-q坐标系中表示马达驱动电路30的输出电压的电压向量相对于d轴的相位角θFF。当在上述的式(2)中省略时间微分项来求解电压方程式时，在马达驱动电路30的输出电压(电压向量的绝对值V、相位角θ)和电流绝对值|i|之间，下面的关系式(5)成立。

${\left|i\right|}^2=\frac{V^2+{\left(\mathrm{\ω\φ}\right)}^2-2\mathrm{\ω\φ}V\sin \mathrm{\θ}}{R^2+{\left(\mathrm{\ωL}\right)}^2}\·\·\·\left(5\right)$

前馈控制部152根据该关系式(5)反向计算用于使流经马达20的电流的绝对值|i|与目标电流绝对值|i|^*相等的相位角θFF。在该情况下，只要将马达驱动电路30的电压限制值Vlim代入到式(5)中的V、将旋转速度ωr的大小|ωr|代入到ω、将|i|^*代入到|i|即可。此外，在本说明中，由于以ω≥0为前提，因此对于代入到ω的旋转速度ωr为ωr≤0的情况，以相对于为ωr≥0的情况全部以d轴对称来进行处理即可。

这里，导出关系式(5)。

在上述电压方程式(2)中，当考虑d轴电流i_d的变化、以及q轴电流i_q的变化小而省略带微分算子的项时，能够得到下面的关系式(6)。

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d={\mathrm{Ri}}_d-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_q=V\cos \mathrm{\θ}\\ v_q={\mathrm{Ri}}_q+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_d+\mathrm{\ω\φ}=V\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right.\·\·\·\left(6\right)$

因此，能够得到下面的关系式(7)。

$\left\{\begin{array}{c}V\sin \mathrm{\θ}-\mathrm{\ω\φ}=R{i}_q+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_d\\ V\cos \mathrm{\θ}={\mathrm{Ri}}_d-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_q\end{array}\right.\·\·\·\left(7\right)$

当将式(7)的两边平方时，能够得到下面的关系式(8)。

$\left\{\begin{array}{c}{V}^2{\sin }^2\mathrm{\θ}-2\mathrm{\ω\φ}V\sin \mathrm{\θ}+{\left(\mathrm{\ω\φ}\right)}^2=R^2{i_q}^2+2\mathrm{R\ω}{\mathrm{Li}}_d{i}_q+{\left(\mathrm{\ωL}\right)}^2{i_d}^2\\ V^2{\cos }^2\mathrm{\θ}=R^2{i_d}^2-2\mathrm{R\ω}{\mathrm{Li}}_d{i}_q+{\left(\mathrm{\ωL}\right)}^2{i_q}^2\end{array}\right.\·\·\·\left(8\right)$

当相加式(8)中的上下式时，能够得到关系式(9)。

V²-2ωφVsinθ+(ωφ)²＝R²|i|²+(ωL)²|i|²        …(9)

由此，上述关系式(5)被导出。

前馈控制部152将根据该关系式(5)求出的相位角θ作为相位角θFF而输出。

此外，在根据关系式(5)计算相位角θFF的情况下，存在两个解。即，为了计算相位角θFF，当将关系式(5)变形为θ＝sin^-1(x)时，sin^-1(x)针对一个x(0≤x≤1)在0°～180°的范围内具有两个解。因此，前馈控制部152在计算相位角θFF时，判断转矩的方向是正还是负，在转矩的方向为正、即在转向辅助状态中采用存在于90°～180°的解，在转矩的方向为负、即在马达20通过外力被转动的再生状态中采用存在于0°～90°的解。另外，转矩的方向基于转向转矩Tr的方向和旋转速度ωr的旋转方向被判定，当转向转矩Tr的方向和旋转速度ωr的旋转方向一致时被判定为正，当不一致时被判定为负。

在高旋转控制模式中，除了前馈控制部152之外还通过反馈控制部155调整相位角θ，使得流经马达20的电流的绝对值|i|与目标电流绝对值|i|^*相等。偏差计算部153分别输入从目标电流设定部151输出的目标电流绝对值|i|^*以及从电流检测部163输出的实际电流绝对值|i|，来计算两者的偏差Δi(＝|i|^*-|i|)。实际电流绝对值|i|通过电流检测部163计算。电流检测部163基于从电流传感器38检测出的三相电流iu、iv、iw(＝-(iu+iv))来计算实际电流绝对值|i|。实际电流绝对值|i|通过下式(10)计算出。

$\left|i\right|=\sqrt{{i_u}^2+{i_v}^2+{i_w}^2}=\sqrt{2({i_u}^2+{i_v}^2+i_u{i}_v)}\·\·\·\left(10\right)$

偏差计算部153将计算出的偏差Δi输出到符号切换部154。符号切换部154除了偏差Δi之外还输入转向转矩Tr和旋转速度ωr。并且，当转向转矩Tr的方向和旋转速度ωr的旋转方向一致时、即在针对马达20的旋转方向产生正的转矩的情况下，将增益设定为“+1”。另外，当转向转矩Tr的方向和旋转速度ωr的旋转方向不一致时，即在针对马达20的旋转方向产生负的转矩的情况下，将增益设定为“-1”。如上所述，在针对马达20的旋转方向产生正的转矩的情况和产生负的转矩的情况下，电压相位和电流绝对值的大小关系相反。例如，在产生正的转矩的情况下，越使电压相位提前(增加相位角θ)，电流绝对值变得越大，在产生负的转矩的情况下，越使电压相位提前，电流绝对值变得越小。因此，符号切换部154为了基于后述的反馈控制部155的相位角的调整方向变正确，设定与产生转矩的方向(正负)对应的增益，并将在偏差Δi上乘以增益而得的值输出到反馈控制部155。以下，将对偏差Δi乘以增益而得的值简称为偏差Δi。

反馈控制部155通过使用了偏差Δi的比例积分控制(PI控制)来计算在d-q坐标系中表示马达驱动电路30的输出电压的电压向量相对于d轴的相位角θFB并输出，以使实际电流绝对值|i|追随目标电流绝对值|i|^*。在比例积分控制中，通过将偏差Δi乘以比例增益而得的比例项和对将偏差Δi乘以积分增益而得的值进行积分的积分项来计算相位角θFB。反馈控制部155在本实施方式进行比例积分控制，但是可以仅进行比例控制或者仅进行积分控制来构成。

从反馈控制部155输出的相位角θFB和从前馈控制部152输出的相位角θFF被输入到相加部156。相加部156输出将相位角θFB和相位角θFF相加而得的相位角θFFB(＝θFF+θFB)。由此，相位角θFFB为包含在由前馈控制部152计算出的相位角θFF中的误差通过由反馈控制部155计算出的相位角θFB补偿的值。

相加部156输出的相位角θFFB被输入到相位限制器157。相位限制器157除了相位角θFFB之外还输入转向转矩Tr和旋转速度ωr。如上所述，根据转矩的方向(正负)，符号切换部154将反馈控制部155计算的相位角θFB的符号反转。因此，在转矩的方向为正时相位角θ小于90°的情况下，控制完全发散。相反地，在转矩的方向为负时相位角θ超过90°的情况下，控制完全发散。相位限制器157为了防止这样的发散根据转矩的方向来限制相位角θ可取的范围。图11是被相位限制器157限制的相位角θ的范围。相位限制器157在转矩的方向为负的情况下将相位角θ限制在0°～90°的范围(0°≤θ≤90°)。另外，在转矩的方向为正的情况下，将相位角θ限制在θn～180°的范围(θn≤θ≤180°)。

相位角θn能够如下所述来进行计算。

在图11中，当电压向量V的相位角为θn时，q轴电流i_q为零。因此，在上述电压方程式(2)中，考虑d轴电流i_d的变化以及q轴电流i_q的变化小而省略了带微分算子的项，当设为i_q＝0时，能够得到下面的关系式(11)。

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d={\mathrm{Ri}}_d\\ v_q=\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_d+\mathrm{\ω\φ}\end{array}\right.\·\·\·\left(11\right)$

另外，当将电压向量V的绝对值设为V时，能够将式(11)表示为式(12)。

$\left\{\begin{array}{c}V\cos \mathrm{\θn}=-\mathrm{Ri}\\ V\sin \mathrm{\θn}-\mathrm{\ωLi}=\mathrm{\ω\φ}\end{array}\right.\·\·\·\left(12\right)$

当从式(12)消去i时，能够导出θn的关系式(13)。

$R\sin \mathrm{\θn}+\mathrm{\ω}L\cos \mathrm{\θn}=\frac{\mathrm{R\ω\φ}}{V}\·\·\·\left(13\right)$

当使用三角函数的合成公式时，式(13)能够由式(14)表示。

$\sqrt{R^2+{\left(\mathrm{\ωL}\right)}^2}\sin (\mathrm{\θn}+\mathrm{\α})=\frac{\mathrm{R\ω\φ}}{V}\·\·\·\left(14\right)$

$\mathrm{\α}={\cos }^{-1}\left(\frac{R}{\sqrt{R^2+{\left(\mathrm{\ωL}\right)}^2}}\right)$

根据该式(14)，相位角θn能够如下式(15)那样计算。

$\mathrm{\θn}={\sin }^{-1}\left(\frac{\mathrm{R\ω\φ}}{V\sqrt{R^2+{\left(\mathrm{\ωL}\right)}^2}}\right)-{\cos }^{-1}\left(\sqrt{\frac{R^2}{R^2+{\left(\mathrm{\ωL}\right)}^2}}\right)\·\·\·\left(15\right)$

相位限制器157将如上所述限制了相位角θFFB的范围的相位角作为相位角指令值θd输出到相加部158。相加部158将相位角指令值θd和从电气角计算部160输出的马达20的电气角θr相加，来计算出将相位角指令值θd转换为电枢上的相位角后的电压相位指令值θc(＝θd+θr)。电气角计算部160具有角度计算部161和延迟修正部162。角度计算部161输入表示由旋转角传感器22输出的马达20的旋转角θm的检测信号并计算马达20的电气角θr’。延迟修正部162将由角度计算部161计算出的电气角θr’修正与作为该电气角θr’的时间微分值的旋转速度成比例的角度。即，延迟修正部162考虑马达20的电气角的检测所需要的计算时间，以使电气角θr提前与对应于马达20的旋转速度的延迟时间对应的角度的方式进行修正。

电气角计算部160将通过延迟修正部162修正后的电气角作为电气角θr输出到相加部158以及旋转速度计算部164。旋转速度计算部164通过在时间上对电气角θr进行微分来计算马达20的旋转速度ωr，并将该旋转速度ωr输出到前馈控制部152、符号切换部154、相位限制器157。

此外，电气角计算部160可以是省略了延迟修正部162的构成。另外，在检测电气角θr时，可以不使用旋转角传感器22而基于由马达20产生的反电动势进行估计。

通过相加部158计算出的电压相位指令值θc被输出到PWM信号产生部159。PWM信号产生部159按照电压相位指令值θc生成PWM控制信号，其中PWM控制信号以马达驱动电路30的输出电压为由式(16)表示的正弦波电压的方式被设定，并且PWM信号产生部159将该PWM控制信号输出到开关元件31～36。

$\left\{\begin{array}{c}{V}_u=V\sin ({\mathrm{\θ}}_d+{\mathrm{\θ}}_r)\\ V_v=V\sin ({\mathrm{\θ}}_d+{\mathrm{\θ}}_r-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ V_w=V\sin ({\mathrm{\θ}}_d+{\mathrm{\θ}}_r-\frac{4\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.\·\·\·\left(16\right)$

该情况下，从相位限制器157输出的相位角指令值θd是以马达20的磁极方向为基准的相对于d轴的相对角度，因此三相输出电压的相位角是将电气角θr和相位角指令值θd相加而得的角度θc。

另外，正弦波电压的振幅V由马达驱动电路30的电压限制值Vlim(一定值)决定。例如，在通过上述电压向量的绝对值

表示电压限制值Vlim的情况下，正弦波电压的振幅V为电压限制值Vlim的

倍的值。

开关元件31～36通过从该PWM信号产生部159输出的PWM控制信号进行动作，从马达驱动电路30输出三相的正弦波电压。

在如上所述的高旋转控制模式中，在将电压向量V的绝对值设定为电压限制值Vlim的状态下，设定流经马达20的电流的绝对值与电流限制值ilim相等那样的马达驱动电路30的输出电压的相位。即，如图8、图9所示，在电压向量V的轨迹C处于电压限制圆CLV的圆周上的状态下，设定对电流向量i乘以绕线电阻R而得的电压向量(Ri)的轨迹(点B)处于电流限制圆CLI的圆周上那样的马达驱动电路30的输出电压的相位。

该情况下，为仅控制电流的绝对值的一自由度控制，与如通常控制模式那样对d轴电流和q轴电流进行控制的二自由度控制相比，能够减少每个控制周期的微型计算机的计算量。由此，能够与通常控制模式相比缩短微型计算机的控制周期来抑制控制延迟。另外，针对使用在计算式上的参数(绕线电阻R、电感L、反电动势电压常数

)的变化和干扰，反馈控制部155根据流经马达20的电流的绝对值|i|和目标电流绝对值|i|^*的偏差Δi调整相位角，因此能够设定最佳的电压相位。因此，能够使用已有的微型计算机产生与理论上的最大转矩接近的大的转矩。

接着，对通常控制模式和高旋转控制模式的切换处理进行说明。图12表示通过辅助ECU 100执行的模式切换控制例程。模式切换控制例程作为控制程序而被存储在辅助ECU 100的微型计算机的ROM内，在点火开关成为接通状态的期间以预定的周期重复执行。

辅助ECU 100当起动模式切换控制例程时，在步骤S11中，通过对旋转速度ωr进行时间微分来计算马达20的旋转加速度A(＝dωr/dt)。此外，旋转速度ωr能够根据旋转角传感器22输出的旋转角θm的变化量或者电气角θr的变化量计算。

接着，辅助ECU 100在步骤S12中参考图13所示的阈值设定映射来设定阈值ωth。该阈值ωth相当于本发明的基准速度。阈值设定映射作为将旋转加速度A的大小|A|(以下称为旋转加速度|A|)和阈值ωth关联的数据而存储在辅助ECU 100的ROM内。阈值设定映射在旋转加速度|A|超过设定值A1的情况下与旋转加速度|A|小于等于设定值A1的情况相比设定小的阈值ωth。该阈值ωth在通常的转向操作中被设定为不能检测出的大的值。

此外，阈值ωth并不限于在两级上进行切换，只要被设定为当旋转加速度|A|变大时阈值ωth减少即可。例如，可以使用图14所示的阈值设定映射。在该阈值设定映射中，设定为旋转加速度|A|越大、阈值ωth越慢慢减少。

接着，辅助ECU 100在步骤S13中判断旋转速度ωr的大小|ωr|(以下称为旋转速度|ωr|)是否比阈值ωth大。如果旋转速度|ωr|小于等于阈值ωth(S13：否)，则在步骤S14中选择通常控制模式，如果旋转速度|ωr|超过阈值ωth(S13：是)，则在步骤S15中选择高速旋转控制模式。辅助ECU 100一旦选择了控制模式后暂时结束模式切换控制例程。辅助ECU

100通过以预定的周期重复执行模式切换控制例程，总是选择与旋转速度|ωr|对应的控制模式。

在高速旋转控制模式中，由于增强弱励磁，因此与通常控制模式相比容易产生马达20的工作声。因此，高速旋转控制模式优选的是：仅在例如前轮轮胎撞击到路面突起物而马达20被转动的情况下那样马达20以在通常的转向操作中不能检测出的高速转动时被执行。如果当马达20的旋转速度超过阈值时，被设定为向高速旋转控制模式切换，则能够抑制工作声的产生。但是，当为了抑制工作声的产生而胡乱地较高地设定阈值时，在马达20的旋转速度开始上升的初期，无法尽快地转移到高速旋转控制模式，无法产生大的转矩。因此，在本实施方式中，根据马达20的旋转加速度|A|改变阈值ωth。

在前轮轮胎撞击到路面突起物而对转向机构10施加了大的力的情况下，马达20的旋转速度急剧地增加。因此，能够认为马达20的旋转加速度的大小越大，越大的外力被输入。因此，在模式切换控制例程中，在马达20的旋转加速度|A|大的情况下，将用于切换控制模式的阈值ωth设定为小的值，从而能够较快地转移到高速旋转控制模式。由此，在从轮胎对转向机构10施加大的力的情况下，能够瞬时执行高速旋转控制模式来使转向盘11的旋转减速，从而能够降低撞击。相反地，在旋转加速度|A|小的情况下，将阈值ωth设定为大的值。由此，对于作用在转向机构10的小的反向输入，不转移到高速旋转控制模式直到旋转速度变大。因此，能够抑制不必要地向高速旋转控制模式进行转移。由此，能够兼顾转向盘11的制动和降低马达工作声的产生。

这里，比较在固定了阈值ωth的情况和使阈值ωth根据旋转加速度|A|发生变化的情况中的控制模式的切换定时。图15表示轮胎撞击到路面突起物而在转向机构10上施加了大的反向输入时的旋转速度的推移、旋转加速度的推移、阈值的推移。在图中，ωths表示固定的阈值，ωs表示使用阈值ωths来切换控制模式的情况下的马达20的旋转速度，ωthv表示由阈值设定映射(图14)设定的阈值，ωv表示使用阈值ωthv切换控制模式的情况下的马达20的旋转速度。

在时刻t1中，当轮胎撞击到路面突起物时，马达20急剧地开始转动。在使用了固定的阈值ωths的情况下，在时刻t3旋转速度ωs超过阈值ωths而转移到高速旋转控制模式。另一方面，在通过阈值设定映射(图14)设定了阈值ωth的情况下，从时刻t1开始旋转加速度A急剧地增加，因此伴随于此阈值ωthv减少。因此，在比时刻t3早的时刻t2，旋转速度ωv超过阈值ωthv而转移到高速旋转控制模式。因此，能够由马达20产生大的负的转矩的期间变长，能够进一步抑制马达20的旋转速度的增加。

此外，在本实施方式中，在设定阈值ωth时，阈值ωth随着马达20的旋转加速度|A|的增加而减少，但也可以是阈值ωth随着转向转矩|Tr|的增加而减少。在马达20由于反向输入而被转动的情况下，反向输入越大，由转向转矩传感器21检测出的转向转矩Tr的大小|Tr|越大。因此，通过取代旋转加速度|A|而基于转向转矩|Tr|来设定阈值ωth，能够起到上述的效果。该情况下，图13或图14的阈值设定映射的横轴为转向转矩|Tr|。另外，步骤S11的处理只要改变为从转向转矩传感器21读入转向转矩Tr的处理即可。

另外，在通常控制模式中，根据转向转矩Tr设定目标辅助转矩T^*(辅助转矩指令值)、q轴指令电流i_q ^*(马达电流指令值)。因此，随着转向转矩Tr的增加，目标辅助转矩T^*、q轴指令电流i_q ^*也增加。由此，可以构成为使阈值ωth随着目标辅助转矩T^*或者q轴指令电流i_q ^*的增加而减少。即使在如此构成的情况下，也能够起到上述的效果。

接着，对于马达20的输出转矩特性进行说明。图16～18是通过模拟求出使马达20由于外力转动时的输出转矩特性的曲线图。由于输出转矩为再生转矩并取为负的值，因此越靠纵轴的下侧为越大的值(绝对值大)。在各图中，纵轴、横轴的刻度全部是共同的。图16、图17表示不切换到高速旋转控制模式而仅执行通常控制模式时的特性，图16表示没有控制延迟的情况下的特性，图17表示有控制延迟的情况下的特性。所谓控制延迟是电气角的检测延迟、马达电流的检测延迟、马达控制值的计算延迟、PWM控制信号的输出延迟等。

在通常控制模式中，在超过预定旋转速度ω1的区域按照弱励磁映射进行弱励磁控制。弱励磁映射与最佳值相比具有一定程度的富余来设定d轴指令电流i_d ^*，因此能够由马达20输出的转矩小于理论上的最大转矩。

在有控制延迟的情况下，输出转矩从旋转速度为ω2的附近振动，当旋转速度为ω3时则完全发散。在中断输出波形的地方输出了相反方向的转矩。

在没有控制延迟的情况下，当旋转速度为ω3时，d-q坐标系中的控制相互干涉，响应变为振动的。

图18是实施了本实施方式的马达控制的情况下的输出特性图。在该模拟中，在旋转速度ωc将通常控制模式切换为高速旋转控制模式。根据该特性图，根据本实施方式可知：即使是马达20进行高速旋转的状态，也不会产生输出转矩的振动，从而进行稳定的控制。另外，高速旋转时的输出转矩比在通常控制模式下驱动了马达20的情况下的输出转矩大。另外，也确认了在高速旋转控制模式中，针对旋转速度的输出转矩的特性取为接近图26所示的理论上的最大转矩特性的值。

根据以上说明的本实施方式的电动动力转向装置，在马达20高速旋转的情况下，由于马达20的控制模式切换到高速旋转控制模式，因此即使是高速旋转状态，也能从马达20产生大的转矩。由此，即使转向盘11由于来自路面的反向输入而被急剧地转动，也能在马达20中产生负向的大的转矩，能够良好地对转向盘11的旋转进行制动。另外，通过该制动，能够降低齿条球关节机构部件撞击到止动部时产生的撞击声。因此，能够减少驾驶员的不快感。另外，由于能够不改变设置在辅助ECU 100中的微型计算机的计算能力、马达20的性能、马达驱动电路30的性能来实施，因此不会导致成本提高。

另外，由于通过符号切换部154判定转向转矩Tr的方向和旋转速度ωr的方向一致或不一致，设定与产生转矩的方向对应的增益(1，-1)，因此即使组入反馈控制，不仅能够适当地产生负向的转矩，也能够适当地产生正向的转矩。因此，当由于紧急避让等驾驶员以比通常的操作速度快的速度进行了转向操作时，也能够切换到高速旋转控制模式，从而在避让操作方向上产生大的转向辅助转矩。由此，驾驶员的避让操作变得容易。

另外，在高速旋转控制模式中，由于随着旋转加速度|A|的增加或者随着转向转矩|Tr|的增加，而减小阈值ωth，因此能够兼顾转向盘11的制动和降低工作声的产生。

接着，对第二实施方式的电动动力转向装置进行说明。第二实施方式的电动动力转向装置将上述的实施方式(以下称为第一实施方式)中的高速旋转控制模式根据旋转速度|ωr|切换为第一高速旋转控制模式和第二高速旋转控制模式，对于其他的构成是与第一实施方式相同的。

由于马达20的旋转速度越高，反电动势越增加，因此当马达20以非常高的速度进行旋转时，如图19所示，电压向量线图中的点A的位置远离电压限制圆CLV。因此，距离AC几乎不受相位角θ的影响。因此，即使相位角θ在一定程度上发生变化，马达电流也几乎不发生变化，因此不需要进行严密的电流控制。因此，在第二实施方式中，存储比在第一实施方式中使用的阈值ωth(这里称为第一阈值ωth1)大的第二阈值ωth2，当旋转速度|ωr|超过第二阈值ωth2时，执行辅助ECU 100的每个控制周期的计算量少的第二高速旋转控制模式。在该第二高速旋转控制模式中，通过减少每个控制周期的计算量，能够设定比第一实施方式的高速旋转控制模式中的控制周期短的控制周期。

首先，对控制模式的切换进行说明。图20表示第二实施方式中的模式切换控制例程。模式切换控制例程作为控制程序而被存储在辅助ECU 100的微型计算机的ROM内，在点火开关为接通状态的期间以预定的周期被重复执行。

辅助ECU 100当起动模式切换控制例程时，在步骤S21中判断旋转速度|ωr|是否比第二阈值ωth2大。该第二阈值ωth2是被设定为比第一阈值ωth1大的值的固定值。辅助ECU 100在旋转速度|ωr|小于等于第二阈值ωth2的情况下(S21：否)，与第一实施方式中的步骤S11～步骤S12同样地，在步骤S22中计算马达20的旋转加速度A，在步骤S23中参考图13或图14所示的阈值设定映射来计算旋转速度|ωr|的第一阈值ωth1。接着，在步骤S24中判断旋转速度|ωr|是否比第一阈值ωth1大，如果旋转速度|ωr|小于等于阈值ωth1(S24：否)，则在步骤S25中选择通常控制模式。如果旋转速度|ωr|超过第一阈值ωth1(S24：是)，则在步骤S26中选择第一高速旋转控制模式。该第一高速旋转控制模式是与第一实施方式中的高速旋转控制模式相同的控制模式。

另外，辅助ECU 100当在步骤S21中判断为旋转速度|ωr|比第二阈值ωth2大的情况下，在步骤S27中选择第二高速旋转控制模式。辅助ECU100一旦选择了控制模式后暂时结束模式切换控制例程。辅助ECU 100以预定的周期重复执行模式切换控制例程，由此总是选择与旋转速度|ωr|相应的控制模式。此外，在该实施方式中，将第二阈值ωth2设为固定值，但也可以在为比第一阈值ωth1大的值的范围内可变。例如，可以设定为对第一阈值ωth1乘以系数K(＞1)而得的值。

接着，对第二高速旋转控制模式中的处理进行说明。图21是表示在第二高速旋转控制模式中通过辅助ECU 100的微型计算机的程序控制而进行处理的功能的功能框图。辅助ECU 100具有在第二高速旋转控制模式中工作的开环控制部200。开环控制部200包括相位角计算部201、相加部202、PWM信号产生部203、电气角计算部204、旋转速度计算部207。此外，开环控制部200的处理以由计时器预先设定的控制周期T3(计算周期)重复进行。该控制周期T3被设定为比在第一高速旋转控制模式中工作的两轴电流控制部110的控制周期T2短。

相位角计算部201存储有相位角设定映射，参考该相位角设定映射根据旋转速度|ωr|来计算相位角指令值θmap。相位角指令值θmap是电压向量相对于d轴的相位角的目标值。相位角设定映射是将马达20的旋转速度|ωr|和相位角指令值θmap的关联的数据，能够根据上述式(5)生成。相位角设定映射如图22所示能够考虑三个类型。A表示相位角指令值θmap随着旋转速度|ωr|的增加而增加的增加型映射，B表示相位角指令值θmap与旋转速度|ωr|无关地设为一定的一定型映射，C表示相位角指令值θmap随着旋转速度|ωr|的增加而减少的减少型映射。三种类型的相位角设定映射能够根据马达20的电感L、反电动势电压常数

马达驱动电路30的电流限制值来区分使用。

这里，在图19中，考虑线段OA和线段BC的长度由于旋转速度ω而受到怎样的影响。线段OA表示电压

的大小，线段BC表示电压ωLi的大小。因此，线段OA、线段BC的长度与旋转速度ω成比例。在与电压限制值相比反电动势电压

极端地变大的高速旋转时，由于线段OA和线段BC基本平行，因此能够根据和Li的大小关系对特性进行分类。

在

比Li大的情况下

当旋转速度ω上升时，反电动势电压

与电压ωLi相比更快地变大。因此，必须随着旋转速度ω的增加而使电压相位θ朝向90°(q轴)变大。假设随着旋转速度ω的增加而使电压相位θ变小，则线段BC的距离变大，马达电流会超过电流限制值。

另外，在

比Li小的情况下

当旋转速度ω上升时，电压ωLi与反电动势电压

相比更快地变大。因此，必须随着旋转速度ω的增加而使电压相位朝向0°(d轴)变小。

因此，可以在为的情况下使用增加型映射A，在为的情况下使用一定型映射B，在为

的情况下使用减少型映射C。

在本实施方式中，当马达20的高速旋转时，由于进行控制使得马达电流的绝对值|i|为电流限制值ilim，因此只要将电流限制值ilim代入到上述关系式的Li中的i即可。因此，存储在辅助ECU 100中的相位角设定映射可以是一种模式。此外，由于电力限制和发热限制等，在电流限制值ilim发生变化的系统构成的情况下，可以预先将与电流限制值ilim对应的相位角设定映射存储多个，输入电流限制值ilim的指令来选择相位角设定映射。

另外，开环控制部200被构成为产生负方向的转矩，但是在构成不只是产生负方向的转矩也产生正方向的转矩的系统的情况下，向相位角计算部201除了旋转速度ωr还输入转向转矩Tr，可以判断由马达20产生的转矩的方向。在产生正方向的转矩的情况下，相位角设定映射的特性为与产生负方向的转矩的情况相反的特性。即，当在产生负方向的转矩的情况下使用增加型映射A的情况中，在产生正方向的转矩的情况下只要使用减少型映射C即可，当在产生负方向的转矩的情况下使用减少型映射C的情况中，在产生正方向的转矩的情况下只要使用增加型映射A即可。

相位角计算部201将参考相位角设定映射而计算出的相位角指令值θmap输出到相加部202。相加部202将相位角指令值θmap和从电气角计算部204输出的马达20的电气角θr相加来计算出将相位角指令值θmap转换为电枢上的相位角的电压相位指令值θc(＝θmap+θr)。电气角计算部204具有角度计算部205和延迟修正部206。角度计算部205输入表示由旋转角传感器22输出的马达20的旋转角θm的检测信号来计算马达20的电气角θr’。延迟修正部206考虑马达20的电气角的检测需要的计算时间的延迟来以与马达20的旋转速度成比例的角度修正电气角θr’。

电气角计算部204将由延迟修正部206修正而得的电气角作为电气角θr输出到相加部202以及旋转速度计算部207。旋转速度计算部207通过在时间上对电气角θr进行微分来计算马达20的旋转速度ωr，并将该旋转速度ωr输出到相位角计算部201。

由相加部202计算出的电压相位指令值θc被输出到PWM信号产生部203。PWM信号产生部203按照电压相位指令值θc生成PWM控制信号，所述PWM控制信号以马达驱动电路30的输出电压为由式(17)表示的正弦波电压的方式进行设定，所述PWM信号产生部203将该PWM控制信号输出到开关元件31～36。该情况下也与第一实施方式同样地，正弦波电压的振幅V由马达驱动电路30的电压限制值决定。

$\left\{\begin{array}{c}{V}_u=V\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{map}}+{\mathrm{\θ}}_r)\\ V_v=V\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{map}}+{\mathrm{\θ}}_r-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ V_w=V\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{map}}+{\mathrm{\θ}}_r-\frac{4\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.\·\·\·\left(17\right)$

开关元件31～36通过从该PWM信号产生部203输出的PWM控制信号而动作，从马达驱动电路30输出三相的正弦波电压。

在该第二实施方式的电动动力转向装置中，当轮胎与路面突起物接触而对转向机构施加大的反向输入、旋转速度|ω|超过第一阈值ωth1时，控制模式从通常模式控制模式切换到第一高速旋转控制模式。由此，辅助ECU 100在将马达驱动电压维持在电压限制值的状态下控制马达驱动电路30，使得流经马达20的电流的绝对值为限制范围中的最大，并由马达20产生负方向的大的转矩。因此，对转向盘11的旋转进行制动的力起作用，但是在反向输入大的情况下，旋转速度有时也进一步上升。因此，辅助ECU 100在旋转速度|ωr|超过第二阈值ωth2的情况下，将控制模式从第一高速旋转控制模式切换到第二高速旋转控制模式，不进行反馈控制而仅由开环控制设定马达驱动电路30的电压相位。并且，由于根据映射得到相位角指令值θmap，因此每个控制周期的计算量变少。因此，能够使开环控制部200(第二高速旋转控制模式)的控制周期T3比电流绝对值控制部150(第一高速旋转控制模式)的控制周期T2短。由此，即使是马达20以非常高的速度进行旋转的情况，也能抑制控制延迟而提高控制的稳定性。其结果是，根据第二实施方式的电动动力转向装置，即使是马达20以非常高的速度被转动的情况，也能产生大的转矩。

这里，对第二实施方式中的马达20的输出转矩特性进行说明。图23、图24是通过模拟求出由外力高速转动了马达20时的输出转矩特性的曲线图。图23是通过第二实施方式切换控制模式来对马达20进行驱动控制的情况下的特性图，图24不对控制模式进行切换而仅以通常控制模式对马达20进行驱动控制的情况下的特性图。

在各图中，纵轴、横轴的刻度与图16～图18的特性图是共同的。因此，图23、图24的特性图是使马达20旋转到非常快的高速旋转域的模拟结果。此外，图24的特性图是没有控制延迟的情况下的模拟结果。

根据该特性图可知，在第二实施方式中，在为旋转速度ω4的非常快的高速旋转域中也能够输出稳定的转矩。该转矩被确认为是与图26所示的理论上的最大转矩特性中的转矩接近的值。另一方面，在仅通过通常控制模式对马达20进行了驱动控制的情况下，即使没有控制延迟，在旋转速度ω4也不能输出转矩。

接着，对第三实施方式的电动动力转向装置进行说明。第三实施方式的电动动力转向装置改变了第一实施方式中的高速旋转控制模式中的一部分的处理，对于其他的构成与第一实施方式是相同的。

图25是表示在第三实施方式中的高速旋转控制模式中通过辅助ECU100的微型计算机的程序控制而进行处理的功能的功能框图。辅助ECU100具有在高速旋转控制模式中工作的电流绝对值控制部250。第三实施方式的电流绝对值控制部250代替第一实施方式的电流绝对值控制部150的目标电流设定部151、前馈控制部152、偏差计算部153、电流检测部163而包括目标电流设定部251、前馈控制部252、偏差计算部253、电流检测部263。关于其他的功能部与第一实施方式相同，因此在图中标注与第一实施方式相同的符号并省略说明。

在第一实施方式中，将电流的绝对值设定为目标值，但是在第三实施方式中，为了减轻微型计算机的计算负担，使用电流的绝对值的平方作为目标值。此外，第一实施方式和第三实施方式的不同是计算上的不同，在具有计算用于使马达电流的绝对值和目标电流绝对值相等的相位角的电流绝对值控制单元这点上是相同的。

目标电流设定部251将流经马达20的电流的绝对值的平方设定为目标值，并输出该设定的目标电流绝对值|i|^2*。该目标电流绝对值|i|^2*相当于将第一实施方式中的目标电流绝对值|i|^2*平方而得的值。

电流检测部263基于从电流传感器38检测出的三相电流iu、iv、iw(＝-(iu+iv))来计算实际电流绝对值|i|的平方，并将该计算结果作为实际电流绝对值|i|²而输出。实际电流绝对值|i|²由下式(18)进行计算。因此，不需要平方根的计算处理。

|i|²＝i_u ²+i_v ²+i_w ²＝2(i_u ²+i_v ²+i_ui_v)           …(18)

前馈控制部252输入目标电流绝对值|i|^2*、转向转矩Tr、旋转速度ωr、电压限制值Vlim，并利用上述式(5)的关系计算马达驱动电路30的输出电压的相位角θFF。在该情况下，只要在式(5)的左边代入目标电流绝对值|i|^2*即可，因此能够省略平方的计算处理。

偏差计算部253输入从目标电流设定部251输出的目标电流绝对值|i|^2*、以及从电流检测部263输出的实际电流绝对值|i|²，来计算两者的偏差Δi(＝|i|^2*-|i|²)。该偏差Δi与第一实施方式中的偏差Δi和符号(正负)相同。因此，关于使用了该偏差Δi的反馈控制与第一实施方式的处理是相同的。

在该第三实施方式中的高速旋转控制模式中，由于能够减少平方根的计算处理、平方的计算处理，因此能够降低微型计算机的每个控制周期的计算量。因此，能够使高速旋转控制模式中的控制周期比第一实施方式更短。其结果是，抑制控制延迟并提高控制的稳定性。

以上，对本实施方式的电动动力转向装置进行了说明，但是本发明并不被限定于上述实施方式，在不脱离本发明的目的的限度内能够进行各种改变。

例如，在本实施方式中，在执行高速旋转控制模式的情况下，对前馈控制和反馈控制进行组合，但可以仅使用某一者来调整电压相位，控制马达驱动电路30的工作，使得马达电流的绝对值与目标电流绝对值相等。

另外，在本实施方式中，在进行马达20的高速旋转状态的判定的情况下，对旋转速度的阈值ωth进行切换，但是也可以是使阈值ωth固定的构成。

另外，在本实施方式中，当为了紧急避让等驾驶员以比通常的操作速度快的速度进行了转向操作时，以选择高速旋转控制模式的方式来设定阈值ωth，但也能够将阈值ωth设定为更大的值，避免在紧急避让时的转向操作中切换到高速旋转控制模式。在该情况下，仅在作用了反向输入时执行基于高速旋转控制模式的马达控制。

另外，本实施方式的电动动力转向装置是在齿条杆14上安装了马达20的齿条辅助类型，但是也能够应用于在转向轴12上安装了马达20的管柱辅助类型。

Claims (9)

1.一种电动动力转向装置，包括：

永久磁铁同步马达，所述永久磁铁同步马达被设置在转向机构上并产生转向辅助转矩；

驱动电路，所述驱动电路向所述马达输出三相驱动电压来驱动所述马达；以及

两轴电流控制单元，所述两轴电流控制单元使用d-q坐标系来计算用于控制在d轴方向上产生磁场的d轴电流和在q轴方向上产生磁场的q轴电流的驱动指令值，并将与所述驱动指令值对应的驱动控制信号输出到所述驱动电路，所述d-q坐标系确定了作为沿基于所述马达的永久磁铁的磁场的方向的d轴和作为与所述d轴正交的方向的q轴，

所述电动动力转向装置的特征在于，包括：

高速旋转状态检测单元，所述高速旋转状态检测单元检测所述马达以在通常的转向操作中不能被检测出的高速进行旋转的高速旋转状态；

电流绝对值控制单元，所述电流绝对值控制单元在将在所述d-q坐标系中表示的所述驱动电路的输出电压向量的绝对值设定为所述驱动电路的电压限制值的状态下，计算所述输出电压向量相对于所述d轴的相位角，并且所述电流绝对值控制单元将与所述计算出的相位角和所述电压限制值对应的驱动控制信号输出到所述驱动电路，所述相位角用于使流经所述马达的马达电流的绝对值与目标电流绝对值相等；以及

控制切换单元，当由所述高速旋转状态检测单元检测出所述高速旋转状态时，所述控制切换单元取代所述两轴电流控制单元而使所述电流绝对值控制单元工作。

2.如权利要求1所述的电动动力转向装置，其特征在于，

所述电流绝对值控制单元包括：

旋转速度检测单元，所述旋转速度检测单元检测所述马达的旋转速度；以及

相位角计算单元，所述相位角计算单元基于所述目标电流绝对值、所述驱动电路的电压限制值、以及由所述旋转速度检测单元检测出的所述马达的旋转速度来计算所述输出电压向量相对于所述d轴的相位角。

3.如权利要求2所述的电动动力转向装置，其特征在于，

所述电流绝对值控制单元包括：

电流检测单元，所述电流检测单元检测所述马达电流的绝对值；以及

反馈控制单元，所述反馈控制单元基于所述目标电流绝对值和由所述电流检测单元检测出的马达电流的绝对值的偏差来调整由所述相位角计算单元计算出的相位角。

4.如权利要求3所述的电动动力转向装置，其特征在于，

所述反馈控制单元包括方向判定单元，所述方向判定单元判定所述马达旋转的方向与由所述马达产生转矩的方向是一致还是不一致，

所述反馈控制单元

当所述马达旋转方向和所述产生转矩的方向一致时，在所述检测出的马达电流的绝对值比所述目标电流绝对值小的情况下增加所述相位角，在所述检测出的马达电流的绝对值比所述目标电流绝对值大的情况下减小所述相位角，当所述马达旋转方向和所述产生转矩的方向不一致时，在所述检测出的马达电流的绝对值比所述目标电流绝对值小的情况下减小所述相位角，在所述检测出的马达电流的绝对值比所述目标电流绝对值大的情况下增加所述相位角。

5.如权利要求1至4中任一项所述的电动动力转向装置，其特征在于，

所述目标电流绝对值被设定为所述驱动电路的电流限制值。

6.如权利要求1至5中任一项所述的电动动力转向装置，其特征在于，

所述高速旋转状态检测单元包括检测所述马达的旋转速度的旋转速度检测单元，并且当所述检测出的旋转速度超过基准速度时，所述高速旋转状态检测单元判定为处于所述高速旋转状态。

7.如权利要求6所述的电动动力转向装置，其特征在于，

包括基准速度改变单元，所述基准速度改变单元随着所述马达的旋转加速度的增加而减小所述基准速度。

8.如权利要求6所述的电动动力转向装置，其特征在于，

包括基准速度改变单元，所述基准速度改变单元随着被输入到所述转向机构中的转向转矩的增加而减小所述基准速度。

9.如权利要求6至8中任一项所述的电动动力转向装置，其特征在于，包括：

第二高速旋转状态检测单元，所述第二高速旋转状态检测单元检测由所述旋转速度检测单元检测出的旋转速度超过了大于所述基准速度的第二基准速度的状态；以及

第二相位角计算单元，所述第二相位角计算单元存储有设定了所述输出电压向量相对于d轴的相位角和所述马达的旋转速度之间的关系的映射，并且当由所述第二高速旋转状态检测单元检测出所述旋转速度超过了所述第二基准速度的状态时，使用所述映射根据由所述旋转速度检测单元检测出的马达的旋转速度计算所述相位角。

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