JP4715919B2 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、操舵系に伝達される操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、前記操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータと、少なくとも前記操舵トルクに基づいて前記電動モータを制御するモータ制御手段とを備え、電動モータの制御中にモータ制御を停止するときに、電磁ブレーキ制御を行うようにした電動パワーステアリング装置に関する。

この種の電動パワーステアリング装置では、操舵系に対して電動モータで発生させた操舵補助力を付加するようにしているので、電動モータで操舵補助力を発生させている状態で、電動モータの制御を停止すると、タイヤの捩れ力が急に解放されることにより、操舵系に操舵方向とは逆方向に回転される所謂キックバック現象が発生し、この操舵方向とは逆方向の回転力が操舵系を構成するステアリングホイールに伝達されることにより、運転者に違和感を与えるという問題点がある。

この問題点を解決するために、従来、操舵補助トルクを発生中に電動機を停止させるとき、前記電動機の端子間を所定時間短絡する短絡手段を備え、当該短絡手段は、前記操舵系の捩じれの戻り力を戻り力推定手段で推定し、戻り力が所定値以上であるとき、端子間を短絡させるようにした電動パワーステアリング装置が提案されている（例えば、特許第３３９９２２６号公報参照）。

しかしながら、上記特許文献１に記載の従来例にあっては、電動機を停止させる必要が生じたときに操舵系の捩れ力を推定して電磁ブレーキ力を発生させるようにしているが、例えば急操舵時に操舵系に電磁ブレーキ力を作用させると、操舵中に引っ掛かりを感じ運転者に違和感を与えるという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、電動モータで操舵補助力を発生している状態で、電動モータを停止させるときに、操舵状態や車両の走行状態を検出して、最適な電磁ブレーキ力を発生させるようにした電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、請求項１に係る電動パワーステアリング装置は、操舵系に伝達される操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、前記操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータと、少なくとも前記操舵トルクに基づいて前記電動モータを制御するモータ制御手段とを備えた電動パワーステアリング装置であって、前記モータ制御手段による前記電動モータの制御中に、当該電動モータを停止させる状態を検出するモータ停止状態検出手段と、該モータ停止状態検出手段の検出結果が前記電動モータを停止させる状態であるときに、前記操舵系の操舵状態及び車両の走行状態の少なくとも一方に基づいてキックバックを抑制するように前記電動モータを電磁ブレーキ制御する電磁ブレーキ制御手段とを備えたことを特徴としている。

上記目的を達成するために、請求項１に係る電動パワーステアリング装置は、操舵系に伝達される操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、前記操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータと、少なくとも前記操舵トルクに基づいて前記電動モータを制御するモータ制御手段とを備えた電動パワーステアリング装置であって、
前記モータ制御手段による前記電動モータの制御中に、バッテリ電圧を監視してモータを停止させるべき状況が発生するモータ停止条件の成立を検出するモータ停止状態検出手段と、該モータ停止状態検出手段の検出結果が前記電動モータを停止させるべきモータ停止条件が成立したときに、前記操舵系の操舵状態及び車両の走行状態の少なくとも一方に基づいてキックバックを抑制するように前記電動モータの電磁ブレーキ力を演算し、演算した電磁ブレーキ力を発生するように当該電動モータの電流を制御する電磁ブレーキ制御を行う電磁ブレーキ制御手段とを備えたことを特徴としている。

この請求項２に係る発明では、車両が直進走行状態であるときには、電動モータで操舵系に対して操舵補助力を発生しておらず、キックバックは生じないので、マニュアル操舵を阻害する電磁ブレーキ力の発生を停止させ、車両が旋回走行状態であるときには電動モータで操舵系に対して操舵補助力を発生しており、キックバックを生じるので、これを確実に防止する電磁ブレーキ力を発生させる。
さらに、請求項３に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１又は２に係る発明において、前記電磁ブレーキ制御手段は、前記操舵系が切り増し状態及び切り戻し状態の何れの操舵状態であるかを検出する操舵状態検出手段を有し、該操舵状態検出手段で検出した操舵状態が切り戻し状態であるときに制動力の大きな電磁ブレーキ力となる電磁ブレーキ制御を行い、切り増し状態であるときは、前記切り戻し状態であるときに比較して制動力の小さな電磁ブレーキ力となる電磁ブレーキを行うように構成されていることを特徴としている。

この請求項３に係る発明では、操舵系が切り増し状態であるときには、キックバックにより操舵方向と逆方向の回転力が作用されるので、このキックバックを電磁ブレーキ力で確実に抑制して操舵系の引っ掛かり感が発生することを確実に防止する。
また、操舵系が切り戻し方向である場合には、キックバックにより操舵方向と同一方向の回転力が作用されるので、このキックバックを緩和するように電磁ブレーキ力を発生させて最適な操舵感覚を得ることができる。

さらにまた、請求項４に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１乃至３の何れか１つに係る発明において、前記電磁ブレーキ制御手段は、前記操舵系の操舵速度を検出する操舵速度検出手段を有し、該操舵速度検出手段で検出した操舵速度が速くなるにつれて電磁ブレーキ力を弱めるように制御するように構成されていることを特徴としている。
この請求項４に係る発明では、操舵速度が速くなるにつれて電磁ブレーキ力が操舵を阻害する力として作用することになるため、電磁ブレーキ力を小さくしてキックバック抑制より操舵を優先させる。

なおさらに、請求項５に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１乃至４の何れか１つに係る発明において、前記電磁ブレーキ制御手段は、車両の旋回半径を検出する旋回半径検出手段を有し、該旋回半径検出手段の検出結果が、旋回半径が小さい場合に旋回半径が大きい場合に比較して大きな電磁ブレーキ力を発生させる制御を行うように構成されていることを特徴としている。
この請求項５に係る発明では、旋回半径が大きい場合には、小さな操舵トルクで済むので操舵補助力も小さくなり、キックバック量も少ないこと電磁ブレーキ力を弱めて操舵を優先させ、旋回半径が小さい場合には、大きな操舵トルクを必要とし操舵補助力も大きくなることから電磁ブレーキ力を大きくしてキックバックを確実に防止する。

また、請求項６に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１乃至５の何れか１つに係る発明において、前記電磁ブレーキ制御手段は、電磁ブレーキ制御を、所定時間経過した時又は前記モータ停止検出手段の検出結果が、前記電動モータを停止させない状態となった時に電磁ブレーキ制御を解除するように構成されていることを特徴としている。
この請求項６に係る発明では、電磁ブレーキ制御が継続する時間を制限することにより、電磁ブレーキ力がマニュアル操舵を阻害することになることを確実に防止する。

本発明によれば、電動モータで操舵系に対して操舵補助力を発生している最中に、電動モータを停止させるときに、車両の走行状態及び操舵系の操舵状態の少なくもと一方を検出し、検出した走行状態及び操舵状態の少なくとも一方に基づいてキックバックを抑制するように電動モータを電磁ブレーキ制御するので、走行状態及び操舵状態の少なくとも一方に基づいて最適な電磁ブレーキ力を発生させて、良好な操舵感覚を得ることができるという効果が得られる。

本発明の一実施形態を示す全体構成図である。 操舵補助制御装置の一例を示すブロック図である。 図２の制御演算装置２３の具体的構成を示すブロック図である。 操舵補助電流指令値算出マップを示す特性線図である。 図３のｄ軸指令電流算出部の具体的構成を示すブロック図である。 ｄ−ｑ軸電圧算出処理手順の一例を示すフローチャートである。 ｄ−ｑ電圧算出マップを示す特性線図である。 ３相ブラシレスモータで発生する誘起電圧波形を示す特性線図である。 パルス幅変調信号形成処理手順の一例を示すフローチャートである。 電磁ブレーキ力算出マップを示す特性線図である。 ３相ブラシレスモータの相電流波形を示す特性線図である。 本発明における制御演算装置の他の例を示すブロック図である。 モータ駆動回路の他の例を示す回路図である。 ブラシレスモータで電磁ブレーキ力を発生させる場合の各相誘起電圧波形を示す説明図である。 電磁ブレーキ制御回路を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係る電動パワーステアリング装置の一実施形態を示す全体構成図であって、図中、１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端は操舵トルク検出手段としての操舵トルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。

そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。

ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する操舵補助機構１０が連結されている。この操舵補助機構１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１１に連結された操舵補助力を発生する３相ブラシレスモータ１２とを備えている。
操舵トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を抵抗変化や磁気変化に変換して検出するように構成されている。

また、３相ブラシレスモータ１２は、図２に示すように、Ｕ相コイルＬｕ、Ｖ相コイルＬｖ及びＷ相コイルＬｗの一端が互いに接続されてスター結線とされ、各コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの他端がモータ制御手段としての操舵補助制御装置２０に接続されて個別にモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが供給される。また、３相ブラシレスモータ１２は、ロータの回転位置を検出するレゾルバ、エンコーダ等で構成されるロータ位置検出回路１３を備えている。

操舵補助制御装置２０は、図２に示すように、操舵トルクセンサ３で検出された操舵トルクＴ及び車速センサ２１で検出された車速検出値Ｖｓが入力されると共に、ロータ位置検出回路１３で検出されたロータ回転角θが入力され、さらに３相ブラシレスモータ１２の各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに供給されるモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを検出するモータ電流検出回路２２から出力されるモータ駆動電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄが入力されている。

この操舵補助制御装置２０は、操舵トルクＴ及び車速検出値Ｖｓとモータ電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄとロータ回転角θとに基づいて操舵補助目標電流値を演算して、モータ電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを出力する例えばマイクロコンピュータで構成される制御演算装置２３と、３相ブラシレスモータ１２を駆動する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されるモータ駆動回路２４と、制御演算装置２３から出力される相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに基づいてモータ駆動回路２４の電界効果トランジスタのゲート電流を制御するＦＥＴゲート駆動回路２５とを備えている。

制御演算装置２３は、図３に示すように、ベクトル制御の優れた特性を利用してベクトル制御ｄ、ｑ成分の電流指令値を決定した後、この電流指令値を各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに対応した各相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*に変換して出力するベクトル制御相指令値算出回路３０と、このベクトル制御相指令値算出回路３０から出力される各相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*とモータ電流検出回路４１で検出したモータ電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄとで電流フィードバック処理を行う電流制御回路４０を備えている。

ベクトル制御相指令値算出回路３０は、図３に示すように、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルクＴと車速センサ２１で検出した車速Ｖｓとが入力され、これらに基づいて操舵補助電流指令値Ｉ_M ^*を算出する操舵補助電流指令値演算部３１と、ロータ回転角検出回路１３で検出したロータ回転角θを電気角θｅに変換する電気角変換部３２と、この電気角変換部３２から出力される電気角θｅを微分して電気角速度ωｅを算出する微分回路３３と、操舵補助電流指令値Ｉ_M ^*と電気角速度ωｅとに基づいてｄ軸指令電流Ｉｄ^*を算出するｄ軸指令電流算出部３４と、電気角θｅに基づいてｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）を算出するｄ−ｑ軸電圧算出部３５と、このｄ−ｑ軸電圧算出部３５から出力されるｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）とｄ軸指令電流算出部３４から出力されるｄ軸指令電流Ｉｄ^*と操舵補助電流指令値演算部３１から出力される操舵補助電流指令値Ｉ_M ^*とに基づいてｑ軸指令電流Ｉｑ^*を算出するｑ軸指令電流算出部３６と、ｄ軸指令電流算出部３４から出力されるｄ軸指令電流Ｉｄ^*とｑ軸指令電流算出部３６から出力されるｑ軸指令電流Ｉｑ^*とを３相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*に変換する２相／３相変換部３７とを備えている。

上述した操舵補助電流指令値演算部３１は、操舵トルクＴ及び車速Ｖｓをもとに図４に示す操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値Ｉ_M ^*を算出する。ここで、操舵補助電流指令値算出マップは、図４に示すように、横軸に操舵トルクＴをとり、縦軸に操舵補助指令値Ｉ_M ^*をとると共に、車速検出値Ｖをパラメータとした放物線状の曲線で表される特性線図で構成され、操舵トルクＴが“０”からその近傍の設定値Ｔ１までの間は操舵補助指令値Ｉ_M ^*が“０”を維持し、操舵トルクＴが設定値Ｔ１を超えると最初は操舵補助指令値Ｉ_M ^*が操舵トルクＴの増加に対して比較的緩やかに増加するが、さらに操舵トルクＴが増加すると、その増加に対して操舵補助指令値Ｉ_M ^*が急峻に増加するように設定され、この特性曲線が車速が増加するに従って傾きが小さくなるように設定されている。

また、ｄ軸指令電流算出部３４は、図５に示すように、操舵補助電流指令値演算部３１から出力される操舵補助電流指令値Ｉ_M ^*を３相ブラシレスモータ１２へのベース角速度ωｂに換算する換算部５１と、操舵補助電流指令値Ｉ_M ^*の絶対値｜Ｉ_M ^*｜を算出する絶対値部５２と、モータの電気角速度ωｅとモータの磁極数Ｐとからモータの機械角速度ωｍ（＝ωｅ／Ｐ）を算出する機械角算出部５３と、ベース角速度ωｂと機械角速度ωｍとに基づいて進角φ＝ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）を算出するａｃｏｓ算出部５４と、進角φに基づいてｓｉｎφを求めるｓｉｎ算出部５５と、絶対値部５２からの絶対値｜Ｉ_M ^*｜とｓｉｎ算出部５５から出力されるｓｉｎφとを乗算して−１倍することによりｄ軸電流指令値Ｉｄ^*（＝−｜Ｉ_M ^*｜ｓｉｎφ）を求める乗算器５６とを備えている。

このように、ｄ軸指令電流算出部３４を構成することにより、ｄ軸指令電流Ｉｄ^*は、
Ｉｄ^*＝−｜Ｉ_M ^*｜・ｓｉｎ（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ） …………（１）
となり、この（１）式のａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）の項に関し、モータの回転速度が高速でない場合、つまり３相ブラシレスモータ１２の機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより低速時の場合は、ωｍ＜ωｂとなるのでａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）＝０となり、よってＩｄ^*＝０となる。しかし、高速回転時、つまり機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になると、電流指令値Ｉｄ^*の値が現れて、弱め界磁制御を始める。上記（１）式に表されるように、電流指令値Ｉｄ^*は３相ブラシレスモータ１２の回転速度によって変化するため、高速度回転時の制御をつなぎ目なく円滑に行うことが可能であるという優れた効果がある。

また、別の効果としてモータ端子電圧の飽和の問題に関しても効果がある。モータの相電圧Ｖは、一般的に、
Ｖ＝Ｅ＋Ｒ・Ｉ＋Ｌ（ｄｉ／ｄｔ） …………（２）
で表される。ここで、Ｅは逆起電圧、Ｒは固定抵抗、Ｌはインダクタンスであり、逆起電圧Ｅはモータが高速回転になるほど大きくなり、バッテリー電圧などの電源電圧は固定であるから、モータの制御に利用できる電圧範囲が狭くなる。この電圧飽和に達する角速度がベース角速度ωｂで、電圧飽和が生じるとＰＷＭ制御のデューティ比が１００％に達し、それ以上は電流指令値に追従できなくなり、その結果トルクリップルが大きくなる。

しかし、上記（１）式で表される電流指令値Ｉｄ^*は極性が負であり、上記（２）式のＬ（ｄｉ／ｄｔ）に関する電流指令値Ｉｄ^*の誘起電圧成分は、逆起電圧Ｅと極性が反対となる。よって、高速回転になるほど値が大きくなる逆起電圧Ｅを、電流指令値Ｉｄ^*によって誘起される電圧で減じる効果を示す。その結果、３相ブラシレスモータ１２が高速回転になっても、電流指令値Ｉｄ^*の効果によってモータを制御できる電圧範囲が広くなる。つまり、電流指令値Ｉｄ^*の制御による弱め界磁制御によってモータの制御電圧は飽和せず、制御できる範囲が広くなり、モータの高速回転時にもトルクリップルが大きくなることを防止できる効果がある。

さらに、ｄ−ｑ軸電圧算出部３５は、例えば図６に示すｄ−ｑ軸電圧算出処理を実行してｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）を算出する。
このｄ−ｑ軸電圧算出処理は、先ず、ステップＳ１で、電気角θｅを読込み、次いでステップＳ２に移行して、電気角θｅをもとに図７に示すｄ−ｑ軸電圧算出マップを参照してｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）を算出し、次いでステップＳ３に移行して、算出したｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）をｑ軸指令電流算出部３６に出力してから前記ステップＳ１に戻る。ここで、ｄ−ｑ軸電圧算出マップは、図７に示すように、横軸に電気角θｅをとり、縦軸に各相コイルが発生する誘起電圧波形を回転座標に変換したｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）をとって構成され、３相ブラシレスモータ１２が図８に示すように正常時の誘起電圧波形Ｕ相ＥＭＦ、Ｖ相ＥＭＦ及びＷ相ＥＭＦが夫々１２０度位相の異なる正弦波となる正弦波誘起電圧モータである場合には、図７に示すように、電気角θｅには関係なくｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）が共に一定値となる。

さらにまた、ｑ軸指令電流算出部３６は、電気角速度ωｅ、ｄ軸電圧ｅｄ（θ）、ｑ軸電圧ｅｑ（θ）、ｄ軸指令電流Ｉｄ^*及び操舵補助電流指令値Ｉ_M ^*をもとに下記（３）の演算を行ってｑ軸指令電流Ｉｑ^*を算出する。
Ｉｑ^*＝（Ｋｔ×Ｉ_M ^*×ωｅ−ｅｄ（θ）×Ｉｄ^*）÷ｅｑ（θ） …………（３）
ここで、Ｋｔはモータトルク定数である。
電流制御回路４０は、ベクトル制御相指令値算出回路３０から供給される電流指令値Ｉｕ^*，Ｉｖ^*，Ｉｗ^*から電流検出回路２２で検出した各相コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに流れるモータ相電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを減算して各相電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗを求める減算器４１ｕ、４１ｖ及び４１ｗと、求めた各相電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗに対して比例積分制御を行って指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを算出するＰＩ制御部４２と、算出された指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて後述するモータ駆動回路２４の電界効果トランジスタＱｕａ〜Ｑｗｂに対応するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号ＰＷＭｕａ〜ＰＷＭｗｂを形成するＰＷＭ制御部４３とを備えている。

そして、ＰＷＭ制御部４３から出力されるパルス幅変調信号ＰＷＭｕａ〜ＰＷＭｗｂがＦＥＴゲート駆動回路２５に供給される。
また、ＰＷＭ制御部４３は、車両における左右の従動輪の車輪速ψＬ及びψＲを検出する車輪速センサ４４Ｌ及び４４Ｒの検出値が入力されると共に、バッテリ電圧を監視してモータ停止条件が成立するか否かを検出し、モータ停止条件が非成立の正常であるときには入力される指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに基づいてパルス幅変調信号ＰＷＭｕａ〜ＰＷＭｗｂを出力するが、モータ停止条件が成立したときに電磁ブレーキ制御を行うパルス幅変調信号ＰＷＭｕａ〜ＰＷＭｗｂを出力するＰＷＭ信号形成処理を実行する。

このＰＷＭ信号形成処理は、図９に示すように、先ず、ステップＳ１１で、モータ停止条件が成立したかを判定する。この判定は、例えばバッテリ電圧を監視してこのバッテリ電圧の上昇、低下時などのように、モータを停止させる状況が発生したか否かを判定する。
そして、ステップＳ１１の判定結果が、モータ停止条件が非成立である正常時には、ステップＳ１２に移行して、入力される指令電圧Ｖｕ〜Ｖｗに基づいてパルス幅変調信号ＰＷＭｕａ〜ＰＷＭｗｂを形成して、これらをＦＥＴゲート駆動回路２５に出力してから前記ステップＳ１１に戻り、ステップＳ１３の判定で、モータ停止条件が成立したときには、ステップＳ１３に移行する。

このステップＳ１３では、左右の従動輪の車輪速ψＬ及びψＲを読込み、次いでステップＳ１４に移行して、車速センサ２１で検出した車速Ｖｓを読込み、次いでステップＳ１５に移行して、車輪速ψＬ及びψＲに基づいて下記（４）式の演算を行って操舵角θを算出する。
ｔａｎθ＝Ｋ（ψＬ−ψＲ）／（ψＬ＋ψＲ） …………（４）
ここで、Ｋは係数である。

次いで、ステップＳ１６に移行して、操舵角θの絶対値が直進走行状態を表す所定値θｓ以下であるか否かを判定することにより、直進走行状態であるか否かを判定し、｜θ｜≦θｓであって直進走行状態であるときには、ステップＳ１７に移行して、パルス幅変調信号ＰＷＭｕａ〜ＰＷＭｗｂの全てをoff状態即ちデューティ比“０”％に設定してから処理を終了し、｜θ｜＞θｓであって直進走行状態ではないときにはステップＳ１８に移行する。

このステップＳ１８では、車速Ｖｓが零近傍の所定値Ｖｓｓ以下である停止状態であるか否かを判別し、その判別結果がＶｓ≦ＶｓｓであるときにはステップＳ１９に移行して、ＲＡＭ等に形成した走行状態記憶領域に停止状態を記憶してからステップＳ２１に移行し、Ｖｓ＞ＶｓｓであるときにはステップＳ２０に移行する。
このステップＳ２０では、操舵角θが小旋回半径の旋回走行状態であるか大旋回半径の旋回走行状態であるかを判断する閾値θｔ以下であるか否かによって小半径旋回走行状態であるか大半径旋回走行状態であるかを判別し、その判別結果を前述した走行状態記憶領域に記憶し、次いでステップＳ２１に移行して操舵トルクＴを読込み、トルク“０”を表す中立値より高いか低いかによって操舵トルク方向Ｄｔを決定し、これをＲＡＭ等に形成した操舵トルク方向記憶領域に記憶してからステップＳ２２に移行する。

このステップＳ２２では、電気角変換部３２から電気角θｅを読込み、この電気角θｅをモータ極対数ｐで除してモータ角度θｍ(n)（＝θｅ／ｐ）を算出し、これを微分してモータ角速度ωｍを算出し、このモータ角速度ωｍをＲＡＭ等に形成したモータ角速度記憶領域に記憶し、次いでステップＳ２３に移行して、モータ角度θｍ(n)と前回算出したモータ角度θｍ(n-1)と比較してモータ回転方向Ｄｍ(n)を決定して、これをＲＡＭ等に形成したモータ回転方向記憶領域に記憶してからステップＳ２４に移行する。

このステップＳ２４では、操舵トルク方向記憶領域に記憶されている操舵トルク方向Ｄｔとモータ角速度記憶領域に記憶されているモータ角速度ωｍの方向が一致しているか否かによって中立位置から離れる切り増し方向Ｄａであるか中立位置に戻る切り戻し方向Ｄｒであるかを判別し、その判別結果をＲＡＭ等に形成した操舵方向記憶領域に記憶してからステップＳ２５に移行する。
このステップＳ２５では、操舵角θを微分して操舵角速度θｖを算出し、これをＲＡＭ等に形成した操舵角速度記憶領域に記憶してからステップＳ２６に移行する。

このステップＳ２６では、操舵方向記憶領域に記憶された切り増し方向Ｄａであるか切り戻し方向Ｄｒであるかを判定し、切り増し方向ＤａであるときにはステップＳ２７に移行して、停止状態、小半径旋回走行状態、大半径旋回走行状態の何れかに基づいて図１０（ａ）に示す切り増し用の電磁ブレーキ算出制御マップを参照して電磁ブレーキ力Ｂｐを算出してからステップＳ２９に移行する。ここで、切り増し用の電磁ブレーキ算出用マップは、図１０（ａ）に示すように、横軸に操舵速度θｖをとり、縦軸に電磁ブレーキ力Ｂｐをとり、且つ停止状態、小半径旋回走行状態及び大半径旋回走行状態をパラメータとする特性曲線Ｌ１１、Ｌ１２及びＬ１３が設定され、これら特性曲線Ｌ１１、Ｌ１２及びＬ１３はその順に算出される電磁ブレーキ力Ｂｐが小さくなり、且つ操舵速度θｖが大きくなる程電磁ブレーキ力Ｂｐが小さい値となるように設定されている。

一方、ステップＳ２６の判定結果が、切り戻し方向Ｄｒであるときには、ステップＳ２８に移行して、停止状態、小半径旋回走行状態、大半径旋回走行状態の何れかに基づいて図１０（ｂ）に示す切り戻し用の電磁ブレーキ算出制御マップを参照して電磁ブレーキ力Ｂｐを算出してからステップＳ２９に移行する。ここで、切り戻し方向用の電磁ブレーキ算出制御マップは、図１０（ｂ）に示すように、前述した切り増し用の電磁ブレーキ算出制御マップと同様に横軸に操舵速度θｖをとり、縦軸に電磁ブレーキ力Ｂｐをとり、且つ停止状態、大半径旋回走行状態及び小半径旋回走行状態をパラメータとする特性曲線Ｌ２１、Ｌ２２及びＬ２３が設定され、これら特性曲線Ｌ２１、Ｌ２２及びＬ２３はその順に算出される電磁ブレーキ力Ｂｐが小さくなり、且つ操舵速度θｖが大きくなる程電磁ブレーキ力Ｂｐが小さい値となると共に、切り増し用の電磁ブレーキ力算出制御マップの特性曲線Ｌ１１、Ｌ１２及びＬ１３の値より全体的に大きい値の電磁ブレーキ力Ｂｐが算出されるように設定されている。

ステップＳ２９では、算出された電磁ブレーキ力Ｂｐに基づいてモータ駆動回路２４を構成するインバータのローサイドトランジスタＱｕｂ、Ｑｖｂ及びＱｗｂに供給するパルス幅変調信号ＰＷＭｕｂ、ＰＷＭｖｂ及びＰＷＭｗｂのデューティ比を決定し、決定したパルス幅変調信号ＰＷＭｕｂ、ＰＷＭｖｂ及びＰＷＭｗｂのデューティ比とデューティ比“０”％のパルス幅変調信号ＰＷＭｕａ、ＰＷＭｖａ及びＰＷＭｗａをＦＥＴゲート駆動回路２５に出力してからステップＳ３０に移行する。

このステップＳ３０では、ステップＳ１３に移行したときからの経過時間ｔが所定規定時間Ｔｓ以上となったか否かを判定し、ｔ≧Ｔｓであるときには所定時間が経過したものと判断してステップＳ３１に移行してパルス幅変調信号ＰＷＭｕａ〜ＰＷＭｗｂの全てのデューティ比を“０”％に設定して、マニュアル操舵状態に復帰させてから処理を終了し、ｔ＜ＴｓであるときにはステップＳ３２に移行して、前述したステップＳ１１と同様にモータ停止条件が成立するか否かを判定し、モータ停止条件が成立する場合には前記ステップＳ２９に戻り、モータ停止条件が非成立である場合には前記ステップＳ１２に移行する。

この図９の処理においてステップＳ１１の処理がモータ停止状態検出手段に対応し、ステップＳ１３〜ステップＳ３２の処理が電磁ブレーキ制御手段に対応し、このうちステップＳ１６及びＳ２０の処理が走行状態検出手段に対応し、ステップＳ２４の処理が操舵状態検出手段に対応し、ステップＳ２５の処理が操舵速度検出手段に対応している。
モータ駆動回路２４は、図２に示すように、各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに対応して直列に接続されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，Ｑｗｂを並列に接続されたインバータ構成を有し、スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂの接続点、Ｑｖａ，Ｑｖｂの接続点及びＱｗａ，Ｑｗｂの接続点が夫々相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの中性点Ｐｎとは反対側に接続されている。

そして、モータ駆動回路２４を構成する各スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，ＱｗｂのゲートにＦＥＴゲート駆動回路２５から出力されるパルス幅変調信号ＰＷＭｕａ，ＰＷＭｕｂ、ＰＷＭｖａ，ＰＷＭｖｂ及びＰＷＭｗａ，ＰＷＭｗｂが供給されている。
次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、バッテリ電圧が正常範囲内であるときなどには、モータ停止判定が成立されることはなく、ステップＳ１２に移行して、指令電圧Ｖｕ〜Ｖｗに基づいてパルス幅変調信号ＰＷＭｕａ〜ＰＷＭｗｂのデューティ比を決定し、これらをＦＥＴゲート駆動回路２５に出力することにより、モータ駆動回路２４から出力されるモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが３相ブラシレスモータ１２の各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに供給される。

この状態で、例えば車両の停止時に、ステアリングホイール１を操舵していない状態では、操舵トルクセンサ３で検出される操舵トルクＴが“０”であるので、制御演算装置２３の操舵補助電流指令値演算部３１で算出される操舵補助電流指令値Ｉ_M ^*も“０”となると共に、微分回路３３から出力される電気角速度ωｅも“０”となるので、ｄ軸指令電流算出部３４で算出されるｄ軸指令電流Ｉｄ^*も“０”となり、ｑ軸指令電流算出部３６で前記（３）式にしたがって算出されるｑ軸指令電流Ｉｑ^*も“０”となることから、２相／３相変換部３７から出力される相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*も“０”となる。

このとき、３相ブラシレスモータ１２も停止しているので、モータ電流検出回路２２で検出されるモータ電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄも“０”となることから、電流制御回路４０の減算器４１ｕ、４１ｖ及び４１ｗから出力される電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗも“０”となり、ＰＩ制御部４２から出力される電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗも“０”となって、ＦＥＴゲート駆動回路２６からモータ駆動回路２４の電界効果トランジスタＱｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，Ｑｗｂのゲートに出力されるパルス幅変調信号のデューティ比が０％に制御され、３相ブラシレスモータ１２の各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに供給されるモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗは“０”となり、３相ブラシレスモータ１２は停止状態を維持する。

このステアリングホイール１の非操舵状態から、車両の停止時にステアリングホイール１を操舵して所謂据え切り状態とすると、これに応じて操舵トルクセンサ３で検出される操舵トルクＴが大きな値となると共に、車速Ｖｓが“０”であるので、図４の操舵補助電流指令値算出マップで一番急峻な特性曲線が選択されることにより、操舵トルクＴの増加に応じて大きな値の操舵補助電流指令値Ｉ_M ^*が算出されることになる。このため、ｄ軸指令電流算出部３４で算出されるｄ軸指令電流Ｉｄ^*が負方向に増加する。

このｄ−ｑ軸電圧算出部３５における図６の電圧算出処理で、図７に示すｄ−ｑ軸電圧算出マップを参照してｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）を算出する。
このとき、３相ブラシレスモータ１２が停止しているので、電気角速度ωｅは“０”の状態を継続するが、図７のｄ−ｑ軸電圧算出マップでは電気角θｅにかかわらずｄ軸電圧ｅｄ（θ）が“０”、ｑ軸電圧ｅｑ（θ）が例えば３．０に維持され、これがｑ軸指令電流算出部３６に供給されるので、このｑ軸指令電流算出部３６で（３）式の演算を行ってｑ軸指令電流Ｉｑ^*を算出する。

そして、算出されたｄ軸指令電流Ｉｄ^*及びｑ軸指令電流Ｉｑ^*が２相／３相変換部３７で三相分相処理が行われて、電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*が算出され、これらが電流制御回路４０に供給される。
このため、電流制御回路４０では、モータ電流検出回路２２から入力されるモータ電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄが“０”を維持しているので、減算器４１ｕ、４１ｖ及び４１ｗから出力される電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗが正方向に増加し、ＰＩ制御部４２で電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗにＰＩ制御処理を行って指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを算出し、これらをＰＷＭ制御部４３に供給することにより、パルス幅変調信号ＰＷＭｕａ〜ＰＷＭｗｂのデューティ比が決定され、決定されたデューティ比のパルス幅変調信号ＰＷＭｕａ〜ＰＷＭｗｂをＦＥＴゲート駆動回路２５に供給することにより、モータ駆動回路２４の各電界効果トランジスタが制御されて、このモータ駆動回路２４から図８に示す１２０度位相がずれたモータ相電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを３相ブラシレスモータ１２の相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに出力することにより、３相ブラシレスモータ１２が回転駆動されて、ステアリングホイール１に入力される操舵トルクに応じた操舵補助力を発生し、これが減速ギヤ１１を介してステアリングシャフト２に伝達されることにより、ステアリングホイール１を軽い操舵力で操舵することができる。

その後、車両が走行を開始すると、これに応じて操舵補助電流指令値演算部３１で算出される操舵補助電流指令値Ｉ_M ^*が低下することにより、ｄ軸指令電流Ｉｄ^*及びｑ軸指令電流Ｉｑ^*が減少して、２相／３相変換部３７から出力されるモータ電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*が減少し、これに応じてモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが減少して、３相ブラシレスモータ１２で発生する操舵補助力が減少される。
このモータ停止判定が非成立な状態から例えばバッテリ電圧が上昇又は低下し、モータ停止判定が成立すると、図９のＰＷＭ信号形成処理において、ステップＳ１１からステップＳ１３に移行し、左右の従動輪の車輪側ψＬ及びψＲに基づいて前記（４）式の演算を行って操舵角θを算出する。

このとき、車両が直進走行している状態では、操舵角θが略零であり、操舵角θの絶対値｜θ｜が所定値θｓ以下となるので、ステップＳ１６からステップＳ１７に移行して、パルス幅変調信号ＰＷＭｕａ〜ＰＷＭｗｂのデューティ比を“０”％に設定して、これらをＦＥＴゲート駆動回路２５に出力することにより、モータ駆動回路２４から出力されるモータ電流Ｉｕ〜Ｉｗを零として３相ブラシレスモータ１２を直ちに停止させる。
この直進走行状態では、操舵トルクセンサ３で検出される操舵トルクＴが略零であり、操舵補助電流指令値Ｉ_M ^*が“０”となって元々モータ電流Ｉｕ〜Ｉｗが略零であるので、タイヤに捩れが発生しておらず、キックバックを生じないので、３相ブラシレスモータ１２を直ちに停止させる。

ところが、車両が停止状態、旋回走行状態であるときには、操舵トルクセンサ３で検出される操舵トルクＴが比較的大きな値となり、操舵補助電流指令値Ｉ_M ^*が比較的大きな値となることから、モータ駆動回路２４から出力されるモータ電流Ｉｕ〜Ｉｗが比較的大きな値となって、３相ブラシレスモータ１２で比較的大きな操舵補助力を発生し、この操舵補助力を減速ギヤ１１を介してステアリングシャフト２に伝達しているので、タイヤが捩じれた状態となっている。

このため、３相ブラシレスモータ１２を直ちに停止させた場合に、タイヤの捩じれ力が解放されることにより、ステアリングホイール１に切り増し方向であるときには逆方向の、切り戻し方向であるときには同一方向の回転力として伝達される所謂キックバック現象が生じる。
特に、車両が停止状態でステアリングホイール１を操舵する所謂据え切り状態では、操舵トルクが大きくなるので、キックバック量も大きくなる傾向にある。

このため、図９のパルス幅変調信号形成処理では、車両が停止状態であるときには、ステップ１８からステップＳ１９に移行して、ＲＡＭ等に形成された走行状態記憶領域に、停止状態が記憶されると共に、操舵トルク方向Ｄｔとモータ角速度ωｍの方向とが一致しているか否かによって切り増し方向Ｄａであるか切り戻し方向Ｄｒであるかが判別され、その判別結果が操舵方向記憶領域に記憶される。
そして、切り増し方向Ｄａであるときには、ステップＳ２６からステップＳ２７に移行して操舵速度θｖをもとに図１０（ａ）に示す切り増し用電磁ブレーキ力算出マップを参照して、電磁ブレーキ力Ｂｐを算出する。

このとき、操舵速度θｖが遅いときには、電磁ブレーキ力Ｂｐが大きな値となるが、操舵速度θｂｖが速くなるにつれて電磁ブレーキ力Ｂｐが小さい値となる。
そして、モータ駆動回路２４のローサイド側トランジスタＱｕｂ、Ｑｖｂ及びＱｗｂのデューティ比が算出された電磁ブレーキ力Ｂｐに応じて決定されるので、操舵速度θｖが遅いときにはパルス幅変調信号ＰＷＭｕｂ、ＰＷＭｖｂ及びＰＷＭｗｂのデューティ比が１００％に近くなり、操舵速度θｖが速いときにはデューティ比が０％に近くなる。一方、ハイサイド側トランジスタＱｕａ、Ｑｖａ及びＱｗａに対するパルス幅変調信号ＰＷＭｕａ、ＰＷＭｖａ及びＰＷＭｗａのデューティ比は０％に設定される。

このように、操舵速度θｖが遅い領域では、大きな電磁ブレーキ力Ｂｐが発生されることにより、キックバックによる回転力の発生を確実に防止して操舵感覚を向上させることができる。逆に、操舵速度θｖが速い領域では、小さな電磁ブレーキ力Ｂｐが発生されることにより、急操舵を行う場合の引っ掛かり感を抑制して操舵感覚を向上させることができる。
また、ステアリングホイール１の操舵方向が直進状態の中立位置に向かう切り戻し方向Ｄｒであるときには、ステップＳ２６からステップＳ２８に移行して、操舵速度θｖをもとに図１０（ｂ）に示す切り戻し用の電磁ブレーキ力算出マップを参照して電磁ブレーキ力Ｂｐが算出されるので、算出される電磁ブレーキ力Ｂｐは、上述した切り増し方向における電磁ブレーキ力Ｂｐより大きい値となり、ステアリングホイール１を緩やかに中立位置に戻すことができる。

また、車両が曲率の小さい比較的鋭角なコーナーを旋回走行する小旋回半径走行状態では、操舵トルクセンサ３で検出される操舵トルクＴが停車時に比較して同等か小さくなることにより、操舵速度θｖをもとに図１０（ａ）及び（ｂ）電磁ブレーキ力算出マップを参照して算出した電磁ブレーキ力Ｂｐは、切り増し方向Ｄａ及び切り戻し方向Ｄｒの双方において、停車時に比較して同等か小さい値となり、小旋回半径旋回走行状態に発生するキックバックを防止する最適な電磁ブレーキ力Ｂｐを発生することができる。

さらに、車両が曲率の大きい比較的緩やかなコーナーを旋回走行する大旋回半径旋回走行状態では、操舵トルクセンサ３で検出される操舵トルクＴが小旋回半径旋回走行状態に比較して小さくなることにより、操舵速度θｖをもとに図１０（ａ）及び（ｂ）電磁ブレーキ力算出マップを参照して算出した電磁ブレーキ力Ｂｐは、切り増し方向Ｄａ及び切り戻し方向Ｄｒの双方において、小半径旋回走行状態に比較して小さい値となり、大旋回半径旋回走行状態に発生するキックバックを防止する最適な電磁ブレーキ力Ｂｐを発生することができる。

そして、電磁ブレーキ制御状態の経過時間ｔが所定時間Ｔｓ以上となると、ステップＳ３０からステップＳ３１に移行し、全てのパルス幅変調信号ＰＷＭｕａ〜ＰＷＭｗｂのデューティ比を０％に設定してＦＥＴゲート駆動回路２５に出力することにより、３相ブラシレスモータ１２を停止させてマニュアル操舵状態とする。また、電磁ブレーキ制御状態で、モータ停止条件が非成立となる正常状態に復帰すると、ステップＳ３２からステップＳ１２に移行して、指令電圧Ｖｕ〜Ｖｗに基づいてパルス幅変調信号ＰＷＭｕａ〜ＰＷＭｗｂのデューティ比を決定してＦＥＴゲート駆動回路２５に出力する状態に復帰する。

このように、上記実施形態によると、車両の走行状態即ち直進走行状態、停止状態、大旋回半径旋回走行状態及び旋回半径旋回走行状態に応じて発生させる電磁ブレーキ力Ｂｐを最適に制御して、キックバックを防止して良好な操舵感覚を得ることができる。
なお、上記第１の実施形態においては、補償後ｄ軸電流指令値ｉｄ′及び補償後ｑ軸電流指令値ｉｑ′を２相／３相変換部３７で３相目標電流Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*に変換してから電流制御回路４０に供給する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図１２に示すように、２相／３相変換部３７を省略し、これに代えて電流検出回路２２で検出したモータ電流Ｉｄｕ、Ｉｄｖ及びＩｄｗを３相／２相変換部６０に供給してｄ軸検出電流及びｑ軸検出電流に変換し、変換したｄ軸検出電流及びｑ軸検出電流と、ベクトル制御相指令値算出回路３０で算出したｄ軸電流指令値ｉｄ及びｑ軸電流指令値ｉｑとの偏差を減算器６１ｄ及び６１ｑで算出した後、偏差をＰＩ制御部６２でＰＩ制御した後２相／３相変換部６３で２相／３相変換して相制御電圧を算出し、これをＰＷＭ制御部６４に供給するようにしてもよい。

また、上記実施形態においては、電動モータとして３相ブラシレスモータ１２を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、４相以上のブラシレスモータを適用することもできる。
さらに、上記実施形態においては、電動モータとしてブラシレスモータを適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ブラシ付の直流モータを適用することもでき、この場合には、モータ駆動回路２４として、図１３に示すように、夫々２つの電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２及びＱ３，Ｑ４を夫々直列に接続した直列回路を並列に接続し、トランジスタＱ１及びＱ２の接続点及びトランジスタＱ３及びＱ４の接続点間にブラシ付き直流モータ６５を接続するＨブリッジ構成とし、電磁ブレーキ制御時には、ハイサイド側のトランジスタＱ１及びＱ３をオフ状態とし、ローサイド側のトランジスタＱ２及びＱ４を操舵速度θｖをもとに前述した図１０（ａ）及び（ｂ）に対応する電磁ブレーキ力算出マップを参照して算出した電磁ブレーキ力Ｂｐに応じたデューティ比のパルス幅変調信号ＰＷＭ２及びＰＷＭ４で駆動することにより、誘起電圧によるブレーキ電流を流して電磁ブレーキ制御を行うこともできる。

さらにまた、上記実施形態においては、左右の従動輪の車輪速ψＬ及びψＲに基づいて前記（４）式の演算を行って操舵角θを算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ステアリングホイール１の操舵角を操舵角センサで検出するようにしてもよい。
なおさらに、上記実施形態では、操舵速度θｖを操舵角θを微分して算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、モータ位置検出装置１３の検出値から操舵速度θｖを算出したり、モータ各相電流及びモータ各相電圧から求めた逆起電圧推定値から操舵速度θｖを算出するようにしたりしてもよい。

また、上記実施形態では、電磁ブレーキ力Ｂｐに応じてパルス幅変調信号ＰＷＭｕｂ〜ＰＷＭｗｂのデューティ比を変更する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図１５に示すように、ＰＷＭ制御部４３から出力するデューティ比を所定値に固定しておき、パルス幅変調信号ＰＷＭｕｂ〜ＰＷＭｗｂの出力時間をオン・オフ制御信号によって調整する調整回路７０を設けることにより、電磁ブレーキ力Ｂｐを調整するようにしてもよい。

さらに、上記実施形態における電磁ブレーキ制御の一形態としては、例えば３相ブラシレスモータ１２が時計方向に回転する場合には、図１４に示すように、Ｕ相についてはＵ相誘起電圧が正となる電気角０〜１８０度の範囲でのみ算出されたデューティ比のパルス幅変調信号ＰＷＭｕｂを電界効果トランジスタＱｕｂに供給し、Ｖ相についてはＶ相誘起電圧が正となる電気角１２０〜３００度の範囲でのみ算出されたデューティ比のパルス幅変調信号ＰＷＭｖｂを電界効果トランジスタＱｖｂに供給し、Ｗ相についてはＷ相誘起電圧が正となる電気角２４０〜４２０度の範囲でのみ算出されたデューティ比のパルス幅変調信号ＰＷＭｗｂを電界効果トランジスタＱｗｂに供給することにより、時計方向回転時のトルクを発生する電流とは逆方向の時計方向回転時に誘起電圧によるブレーキ電流を供給して電磁ブレーキ力Ｂｐを発生させるようにしてもよい。

同様に、３相ブラシレスモータ１２が反時計方向回転する場合には、Ｕ相についてはＵ相誘起電圧が正となる電気角１８０〜３６０度の範囲でのみ算出されたデューティ比のパルス幅変調信号ＰＷＭｕｂを電界効果トランジスタＱｕｂに供給し、Ｖ相についてはＶ相誘起電圧が正となる電気角−６０〜１２０度の範囲でのみ算出されたデューティ比のパルス幅変調信号ＰＷＭｖｂを電界効果トランジスタＱｖｂに供給し、Ｗ相についてはＷ相誘起電圧が正となる電気角６０〜２４０度の範囲でのみ算出されたデューティ比のパルス幅変調信号ＰＷＭｗｂを電界効果トランジスタＱｗｂに供給することにより、反時計方向回転時のトルクを発生する電流とは逆方向の時計方向回転時に誘起電圧によるブレーキ電流を供給して電磁ブレーキ力Ｂｐを発生させる。

さらにまた、上記実施形態では、図１０（ａ）及び（ｂ）の電磁ブレーキ力算出マップを適用した場合について説明したが、これら電磁ブレーキ力算出マップの特性曲線Ｌ１１〜Ｌ１３，Ｌ２１〜Ｌ２３の特性は一例であって、各車両の特性に合わせて個別に設定するのが好ましい。
なおさらに、上記実施形態では、操舵方向が切り増し方向であるか切り戻し方向であるかの判別を、操舵トルク方向Ｄｔとモータ角速度ωｍの方向とが一致するか否かによって判別する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、モータ回転方向Ｄｍと操舵角θとに基づいて中立位置から離れる切り増し方向か近づく切り戻し方向かを判別するようにしてもよい。

また、制御演算装置２３としては、図３の構成に限定されるものではなく、任意の演算処理装置を適用することができる。

産業上の利用の可能性

電動モータで操舵系に対して操舵補助力を発生している最中に、電動モータを停止させるときに、車両の走行状態及び操舵系の操舵状態の少なくもと一方を検出し、検出した走行状態及び操舵状態の少なくとも一方に基づいてキックバックを抑制するように電動モータを電磁ブレーキ制御するので、走行状態及び操舵状態の少なくとも一方に基づいて最適な電磁ブレーキ力を発生させて、良好な操舵感覚を得ることができるという電動パワーステアリング装置を得ることができる。

Claims (6)

1. 操舵系に伝達される操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、前記操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータと、少なくとも前記操舵トルクに基づいて前記電動モータを制御するモータ制御手段とを備えた電動パワーステアリング装置であって、
   前記モータ制御手段による前記電動モータの制御中に、バッテリ電圧を監視してモータを停止させるべき状況が発生するモータ停止条件の成立を検出するモータ停止状態検出手段と、該モータ停止状態検出手段の検出結果が前記電動モータを停止させるべきモータ停止条件が成立したときに、前記操舵系の操舵状態及び車両の走行状態の少なくとも一方に基づいてキックバックを抑制するように前記電動モータの電磁ブレーキ力を演算し、演算した電磁ブレーキ力を発生するように当該電動モータの電流を制御する電磁ブレーキ制御を行う電磁ブレーキ制御手段とを備えたことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
2. 前記電磁ブレーキ制御手段は、車両が直進走行状態であるか旋回走行状態であるかを検出する走行状態検出手段を有し、該走行状態検出手段の検出結果が直進走行状態であるときには前記電磁ブレーキ力の発生を停止し、旋回走行状態であるときに、電磁ブレーキ力を発生させるように構成したことを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
3. 前記電磁ブレーキ制御手段は、前記操舵系が切り増し状態及び切り戻し状態の何れの操舵状態であるかを検出する操舵状態検出手段を有し、該操舵状態検出手段で検出した操舵状態が切り戻し状態であるときに制動力の大きな電磁ブレーキ力となる電磁ブレーキ制御を行い、切り増し状態であるときは、前記切り戻し状態であるときに比較して制動力の小さな電磁ブレーキ力となる電磁ブレーキを行うように構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の電動パワーステアリング装置。
4. 前記電磁ブレーキ制御手段は、前記操舵系の操舵速度を検出する操舵速度検出手段を有し、該操舵速度検出手段で検出した操舵速度が速くなるにつれて電磁ブレーキ力を弱めるように制御するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
5. 前記電磁ブレーキ制御手段は、車両の旋回半径を検出する旋回半径検出手段を有し、該旋回半径検出手段の検出結果が、旋回半径が小さい場合に旋回半径が大きい場合に比較して大きな電磁ブレーキ力を発生させる制御を行うように構成されていることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
6. 前記電磁ブレーキ制御手段は、電磁ブレーキ制御を、所定時間経過した時又は前記モータ停止検出手段の検出結果が、前記電動モータを停止させない状態となった時に電磁ブレーキ制御を解除するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。

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