JPS61157095A - 位相同期回路 - Google Patents
位相同期回路Info
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- JPS61157095A JPS61157095A JP27460484A JP27460484A JPS61157095A JP S61157095 A JPS61157095 A JP S61157095A JP 27460484 A JP27460484 A JP 27460484A JP 27460484 A JP27460484 A JP 27460484A JP S61157095 A JPS61157095 A JP S61157095A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- phase
- output
- color burst
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、ＮＴＳＣ，ＰＡＬ等の映像信号をディジタル
信号に変換する場合のサンプリング位相を、映像信号に
含まれるカラーバースト信号に１位相同期させるための
位相同期回路に関する。
信号に変換する場合のサンプリング位相を、映像信号に
含まれるカラーバースト信号に１位相同期させるための
位相同期回路に関する。
最近、半導体技術の進歩にエリ、家庭用テレビジョン受
像機に於いても、ベースパントノ映障信号以降のほとん
どの信号処理をディジタルで行うディジタル・テレビジ
ョン受＠機が、！！用化されてきている。このようなデ
ィジタル・テレビジョン受像機は、以下のような多くの
利点を有している。即ち、ＩＣ化による外付は部品の減
少、温度変化等に対する安定性の同上。
像機に於いても、ベースパントノ映障信号以降のほとん
どの信号処理をディジタルで行うディジタル・テレビジ
ョン受＠機が、！！用化されてきている。このようなデ
ィジタル・テレビジョン受像機は、以下のような多くの
利点を有している。即ち、ＩＣ化による外付は部品の減
少、温度変化等に対する安定性の同上。
ディジタルフィルタを用いた画質の改善、マイクロコン
ビエータによる各種制御が容易、他のディジタル機器と
の接続が容易等である。
ビエータによる各種制御が容易、他のディジタル機器と
の接続が容易等である。
このようなディジタル・テレビジョン受像機に於いて、
複合映像信号から色信号を再生する念めに映像信号をデ
ィジタル信号に変換する際、カラーバースト信号に対し
て所定の位相でサンプリングを行う必要がある。このサ
ンプリング位相は、再生される色信号の色相を決定する
ものであり、これを誤ると正常な色信号の再生が行われ
なくなる。従って、サンプリング位相の安定性は、テレ
ビジ目ン全体の性能に大きな影響を与える。また、テレ
ビジ璽ン信号は、電波となり空間を伝わってくるもので
あるから、さまざまな外乱が映像信号に加わるものであ
る。
複合映像信号から色信号を再生する念めに映像信号をデ
ィジタル信号に変換する際、カラーバースト信号に対し
て所定の位相でサンプリングを行う必要がある。このサ
ンプリング位相は、再生される色信号の色相を決定する
ものであり、これを誤ると正常な色信号の再生が行われ
なくなる。従って、サンプリング位相の安定性は、テレ
ビジ目ン全体の性能に大きな影響を与える。また、テレ
ビジ璽ン信号は、電波となり空間を伝わってくるもので
あるから、さまざまな外乱が映像信号に加わるものであ
る。
このような通常起こり得る外乱に対しても、安定にサン
プリングロックを所定の位相に保つｚ５ｑ、位相同期回
路が必要とされている。
プリングロックを所定の位相に保つｚ５ｑ、位相同期回
路が必要とされている。
第３図は、その工うな位相同期回路の例を示すもので、
ｉずアナログ映像信号１１は、アナログ／ディジタル変
換器（以下、入／Ｄ変換器と称す）１２に供給される。
ｉずアナログ映像信号１１は、アナログ／ディジタル変
換器（以下、入／Ｄ変換器と称す）１２に供給される。
このＡ／Ｄ変換器１２は、カラー副搬送波の４倍の周波
数のサンプリングロック （φ５）１３により、上記映
像信号１１をディジタル映像信号（以下＠ ＤＶ８信号
と称す）１４に変換する。このＤＶ８信号１４は、同期
分離回路１５に供給されるもので。
数のサンプリングロック （φ５）１３により、上記映
像信号１１をディジタル映像信号（以下＠ ＤＶ８信号
と称す）１４に変換する。このＤＶ８信号１４は、同期
分離回路１５に供給されるもので。
該同期分離回路１５は供給されたＤＶ８信号１４から同
期信号を分離し、複合同期信号１６を発生する。この複
合同期信号１６は、タイミング発生回路１７に供給され
る。タイミング発生回路１７は、供給された複合同期信
号１６から水平同期信号を検出し、これに従って各種の
タイミング信号１８．１９及び２０’ｆ（発生する。
期信号を分離し、複合同期信号１６を発生する。この複
合同期信号１６は、タイミング発生回路１７に供給され
る。タイミング発生回路１７は、供給された複合同期信
号１６から水平同期信号を検出し、これに従って各種の
タイミング信号１８．１９及び２０’ｆ（発生する。
上記タイミング信号１８は、カラーバースト検出回路２
１に供給されている。カラーバースト検出回路２１は、
タイミング信号１８によりＤＶＳ信号１４から基準位相
信号であるカラーバースト信号を検出する。
１に供給されている。カラーバースト検出回路２１は、
タイミング信号１８によりＤＶＳ信号１４から基準位相
信号であるカラーバースト信号を検出する。
第４図にＡ／Ｄ変換器１２に於ける映滓信号中のカラー
バースト信号付近のサンプリングの様子を示す。図中、
Ｐｌ ｅ Ｐ＠ ｅ Ｐｓ ｙ・・・Ｐ ４に
の記号で示すような、カラーバースト信号のサンプル値
に相当するディジタル信号のみが、上記カラーバースト
検出回路２１に抽出される。
バースト信号付近のサンプリングの様子を示す。図中、
Ｐｌ ｅ Ｐ＠ ｅ Ｐｓ ｙ・・・Ｐ ４に
の記号で示すような、カラーバースト信号のサンプル値
に相当するディジタル信号のみが、上記カラーバースト
検出回路２１に抽出される。
この図で、Ｐ１〜Ｐ４のサンプル値は、カラーバースト
信号の基準レベルｔａ＋ｍ カラーバースト信号の振幅
をす、カラーバースト信号とサンプリンググロック信号
との実際の位相差をθとすると、以下の式のように表わ
される。即ち。
信号の基準レベルｔａ＋ｍ カラーバースト信号の振幅
をす、カラーバースト信号とサンプリンググロック信号
との実際の位相差をθとすると、以下の式のように表わ
される。即ち。
Ｐ ４ ｊ−Ｂ ＝’ ａ ＋ｂ ５ｉｌｌθ
・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）Ｐ Ｂ
−１＝ ａ−）−ｂｓｉｎ （θ＋π／ ２） ＝ ａ
＋ｂｃｏｓθ−（２）Ｐ ＊ｊ−、＝ ａ−）−ｂ
ｓｉｎ （θ＋ｆｆ）＝ａ−ｂｓｉｎ θ −−・
・・−（３３Ｐ ４３ ＝ ａ−）−ｂｓｉａ （θ＋
３π／２） ａ−ｂｃｏｓθ・・−・−（４１上記力ラ
ーバースト検出回路２１では、これらのサンプル値に対
し、以下に示すような演算を行なうことにより、パース
）Ｅ分の検出をしている。即ち。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）Ｐ Ｂ
−１＝ ａ−）−ｂｓｉｎ （θ＋π／ ２） ＝ ａ
＋ｂｃｏｓθ−（２）Ｐ ＊ｊ−、＝ ａ−）−ｂ
ｓｉｎ （θ＋ｆｆ）＝ａ−ｂｓｉｎ θ −−・
・・−（３３Ｐ ４３ ＝ ａ−）−ｂｓｉａ （θ＋
３π／２） ａ−ｂｃｏｓθ・・−・−（４１上記力ラ
ーバースト検出回路２１では、これらのサンプル値に対
し、以下に示すような演算を行なうことにより、パース
）Ｅ分の検出をしている。即ち。
Ｓ１＝、Σ（Ｐ４ｊ−ｓ −Ｐｈ３− ｓ ） ２ ｂ
ｋｓｉｎθ ・・−・−（５）３＝ｌ。
ｋｓｉｎθ ・・−・−（５）３＝ｌ。
このＳ、及びＳ、が、カラーバースト検出回路２１の出
力信号であるカラーバースト検出信号２２として１位相
誤差演算回路２３に供給されている。この位相誤差演算
回路２３は、上記カラーバースト検出信号（８１、Ｓ、
）ｚ２に対して、以下に示すような演算を行う。即ち。
力信号であるカラーバースト検出信号２２として１位相
誤差演算回路２３に供給されている。この位相誤差演算
回路２３は、上記カラーバースト検出信号（８１、Ｓ、
）ｚ２に対して、以下に示すような演算を行う。即ち。
Ｂ＝Ｓ、ＣＯ３θ。＋３．ｓｉｎθ。
＝ ２ ｂ ｋ （ｓｉｎθＣＯ３θ。−ｃｏｓθｓｉ
ｎθ。）＝ ２ ｂ ｋ ｓｉｎ （θ−θ。）
・・・・・・・・・（７）但しこの場合、θ。は収
束させる目標位相を示このようにして位相誤差演算回路
２３で算出された誤差信号２４は、ループフィルタ２５
に供給される。このループフィルタ２５は１位相制御ル
ープの収束時定数を持たせるものであり。
ｎθ。）＝ ２ ｂ ｋ ｓｉｎ （θ−θ。）
・・・・・・・・・（７）但しこの場合、θ。は収
束させる目標位相を示このようにして位相誤差演算回路
２３で算出された誤差信号２４は、ループフィルタ２５
に供給される。このループフィルタ２５は１位相制御ル
ープの収束時定数を持たせるものであり。
これによりノイズの影響ケ軽減する。ループフィルタ２
５の出力信号２６は、ｒイノタル／アナログ変換器（以
下、Ｄ／Ａ変換器と称す）２７に供給されて、アナログ
信号に変換される。
５の出力信号２６は、ｒイノタル／アナログ変換器（以
下、Ｄ／Ａ変換器と称す）２７に供給されて、アナログ
信号に変換される。
Ｄ／入入換換器２７アナログ出力２８は、電圧制御水晶
発振器（以下、ｖｃｘｏと称す）２９に供給され、上記
サンプリンググロック１３の周波数及び位相を制御する
。
発振器（以下、ｖｃｘｏと称す）２９に供給され、上記
サンプリンググロック１３の周波数及び位相を制御する
。
このような位相同期回路は、誤差信号Ｅｔｌ″入／Ｄ変
換した後で、ディジタル信号から演算によって求めてい
るので、Ａ／Ｄ変換器１２のアパチャー後れを含む全て
の不安定要素を吸収できる利点を有しているものである
。
換した後で、ディジタル信号から演算によって求めてい
るので、Ａ／Ｄ変換器１２のアパチャー後れを含む全て
の不安定要素を吸収できる利点を有しているものである
。
しかし１以上のような位相同期回路に於いて。
様々な外乱により映像信号が乱された場合、タイミング
信号１８がカラーバースト期間以外の部分で発生された
り、タイミング信号１８はバースト部分にあっても、そ
の信号自体に大きなノイズが乗ってくると正常な位相誤
差の検出ができなくなり、大きく誤った誤差信号２４ｔ
−生ずる場合がある。この影響は、ループフィルタ２５
により軽減されるものの、誤った誤差信号２４が邪見ら
れるので確冥に位相ジッタを引起こすという欠点を有し
ている。
信号１８がカラーバースト期間以外の部分で発生された
り、タイミング信号１８はバースト部分にあっても、そ
の信号自体に大きなノイズが乗ってくると正常な位相誤
差の検出ができなくなり、大きく誤った誤差信号２４ｔ
−生ずる場合がある。この影響は、ループフィルタ２５
により軽減されるものの、誤った誤差信号２４が邪見ら
れるので確冥に位相ジッタを引起こすという欠点を有し
ている。
即ち、第５図（ａ）はインパルスノイズが入った場合の
映慮信号２１ ｔ、同図（ｂ）は検出された誤差信号２
４をそれぞれ示しているもので、この図に於いて、映像
信号１１のカラーバースト部分３Ｑがインパルスノイズ
３１に乱された場合は、正常な誤差信号検出が行われず
、誤差信号２４として太き１ＩＬＪｊが発生されている
。この誤った誤差信号がＶＣＸＯ２９を制御する電圧を
変化させ１位相ジッタを引き起こす。
映慮信号２１ ｔ、同図（ｂ）は検出された誤差信号２
４をそれぞれ示しているもので、この図に於いて、映像
信号１１のカラーバースト部分３Ｑがインパルスノイズ
３１に乱された場合は、正常な誤差信号検出が行われず
、誤差信号２４として太き１ＩＬＪｊが発生されている
。この誤った誤差信号がＶＣＸＯ２９を制御する電圧を
変化させ１位相ジッタを引き起こす。
また、この位相ジッタをループフィルタ２５のみで時定
数を長くして対応しようとすると。
数を長くして対応しようとすると。
テレビジョン受１象機のチャンネル切換え時等。
初期の位相の引き込みが遅くなるので実用性に欠ける。
従って、収束が早く且つ外乱に強いものが望まれている
。
。
本発明は上記の点に鑑みて成されたもので。
位相誤差信号に大きな誤りを生じた場合に於いてもサン
プリングクロックの位相を安定に保つことのできる位相
同期回路を提供することを目的とする。
プリングクロックの位相を安定に保つことのできる位相
同期回路を提供することを目的とする。
即ち１本発明による位相同期回路は、従来の位相同期回
路のカラーバースト検出回路と位相誤差演算回路との間
、又は位相誤種演算回路とループフィルタとの間に、ｌ
水子期間前のカラーバースト信号により得られた入力信
号と現在得られた入力信号との差を取る差検出回路と。
路のカラーバースト検出回路と位相誤差演算回路との間
、又は位相誤種演算回路とループフィルタとの間に、ｌ
水子期間前のカラーバースト信号により得られた入力信
号と現在得られた入力信号との差を取る差検出回路と。
該差検出回路の出力の差信号が所定の範囲全越えている
かどうかを判断する比較回路と、該比較回路の出力から
上記入力信号の安定性を判定する安定性判定回路と、該
安定性判定回路の出力により上記入力信号を出力するか
しないかを切換えるゲート回路 二 とから底る誤差信号正常性判定回路を介挿したものであ
る。
かどうかを判断する比較回路と、該比較回路の出力から
上記入力信号の安定性を判定する安定性判定回路と、該
安定性判定回路の出力により上記入力信号を出力するか
しないかを切換えるゲート回路 二 とから底る誤差信号正常性判定回路を介挿したものであ
る。
以下図面を参照して本発明の一実施例を説明する。第１
図はその構成を示すブロック図で。
図はその構成を示すブロック図で。
従来と同じものは同一符号を付してその説明を省略する
。
。
即ち１位相誤差演算回路２３からの位相誤差信号２４及
びタイミング発生回路１７からのタイミング信号２０が
、誤差信号正常性判定回路４０に供給される。そして、
この誤差信号正常性判定回路イＯの出力４１が、ループ
フィルタ２５に供給されている。即ち、この誤差信号正
常性判定回路４０は１位相誤差信号２４の値と１水平期
間前のバースト信号にエリ検出された位相誤差信号の値
との比較を行ない、その差が正常動作時に考え得る値を
越えている場合、その出力信号４１に位相誤差信号２４
１に出力しないようにするものである。従って、ｆＡ差
信号が大きく誤った場合にも１位相ジッタなどに影響を
与えることはない。
びタイミング発生回路１７からのタイミング信号２０が
、誤差信号正常性判定回路４０に供給される。そして、
この誤差信号正常性判定回路イＯの出力４１が、ループ
フィルタ２５に供給されている。即ち、この誤差信号正
常性判定回路４０は１位相誤差信号２４の値と１水平期
間前のバースト信号にエリ検出された位相誤差信号の値
との比較を行ない、その差が正常動作時に考え得る値を
越えている場合、その出力信号４１に位相誤差信号２４
１に出力しないようにするものである。従って、ｆＡ差
信号が大きく誤った場合にも１位相ジッタなどに影響を
与えることはない。
第２図は、上記誤差信号正常性判定回路４０を、より詳
細に示すブロック構成図である。即ち１位相誤差演算回
路２３からの位相誤差信号２４及びタイミング発生回路
１１かうのタイミング信号２０が、ラッチ回路４２に供
給される。
細に示すブロック構成図である。即ち１位相誤差演算回
路２３からの位相誤差信号２４及びタイミング発生回路
１１かうのタイミング信号２０が、ラッチ回路４２に供
給される。
このラッチ回路４２は１位相同期回路の１回の動作の終
了時に、タイミング信号２０によって位相誤差信号２４
を記憶する。その出力４３及び上記位相誤差信号２４が
、差演算回路４４に供給される。この差磨演算回路４４
は、上記記憶された位相誤差信号即ち前回の位相誤差信
号４３と、今回の位相誤差信号２４とを減算し。
了時に、タイミング信号２０によって位相誤差信号２４
を記憶する。その出力４３及び上記位相誤差信号２４が
、差演算回路４４に供給される。この差磨演算回路４４
は、上記記憶された位相誤差信号即ち前回の位相誤差信
号４３と、今回の位相誤差信号２４とを減算し。
差信号４５ｔ−出力する。この差信号４５が比較器４６
に供給される。この比較器４６は、上記差信号４５の大
きさが比較値４７エリ大きいかどうかを判断し、誤差判
定信号４８を出力する。
に供給される。この比較器４６は、上記差信号４５の大
きさが比較値４７エリ大きいかどうかを判断し、誤差判
定信号４８を出力する。
この場合、上記比較値４７の大きさは１例えば以下のよ
うにして決定される。即ち４１ ｖｃｘ。
うにして決定される。即ち４１ ｖｃｘ。
２９の可変範囲ｔ ４ｆｓｃｔｈｆｄ （但し＠
ｆｌｌｃはカラー副搬送波の周波数）、ｌ水子周期ｔ−
ＴＨとすると、ｌ水平期間の最大の位相変移△θｍｉｘ
は。
ｆｌｌｃはカラー副搬送波の周波数）、ｌ水子周期ｔ−
ＴＨとすると、ｌ水平期間の最大の位相変移△θｍｉｘ
は。
△θｒｒｗｘ ＝ （ｆａ／ ４ ） ＴＨ・・・・・
・・・・・・・（８）である。ｖＣＸ０２９の可変範囲
は、非常に狭いものであり、Δθぎ直は通常は５度以下
と考えられる。そして、ｌ水平期間に最大に位相誤差信
号２４が変化するのは、θ−００が −（１／２） θｍａｘから（１／２） θｍａｘｖ
Ｃ変わった場合である。この時の誤差信号の差△Ｅ！ｍ
ａｘは、以下の式で示される。即ち。
・・・・・・・（８）である。ｖＣＸ０２９の可変範囲
は、非常に狭いものであり、Δθぎ直は通常は５度以下
と考えられる。そして、ｌ水平期間に最大に位相誤差信
号２４が変化するのは、θ−００が −（１／２） θｍａｘから（１／２） θｍａｘｖ
Ｃ変わった場合である。この時の誤差信号の差△Ｅ！ｍ
ａｘは、以下の式で示される。即ち。
ΔＢｍ；１ ｚ＝ ｌ ２ ｂ ｋｓｉｎ（−（１／２
）△θｍａｘｈ ２ｂｋＳ＋” （（Ｌ’Ｓ△θ、、）
１＝４ ｂ ｋｓｉｎ（（ｔ／２）△θｍａｘ）
・・・・・・・・・（９）従って、正常な検出が行われ
ている場合１Ｍ信号４５はＥヤＸ工り小さな値となる０
ま九。
）△θｍａｘｈ ２ｂｋＳ＋” （（Ｌ’Ｓ△θ、、）
１＝４ ｂ ｋｓｉｎ（（ｔ／２）△θｍａｘ）
・・・・・・・・・（９）従って、正常な検出が行われ
ている場合１Ｍ信号４５はＥヤＸ工り小さな値となる０
ま九。
Δθｒｒ１ａｘは、小さな値であるので、ΔＥつ、も小
さな値となる。比較値４７は、この△Ｆｆｍａｘより少
し大きな匝に設定すればよい。
さな値となる。比較値４７は、この△Ｆｆｍａｘより少
し大きな匝に設定すればよい。
上記誤差判定信号４８は、安定性判定回路４９に供給さ
れる。この安定性判定回路４９は。
れる。この安定性判定回路４９は。
位相誤差信号が安定に正常な信号が取られているかどう
かを誤差判定信号４８に１９判足し。
かを誤差判定信号４８に１９判足し。
ゲート信号５０ｆ発生する。このゲート信号５０は、ゲ
ート回路５１に供給され、上記位相誤差演算回路２３か
らの位相誤差信号２４を該誤差信号正常性判定回路４０
の出力４１として。
ート回路５１に供給され、上記位相誤差演算回路２３か
らの位相誤差信号２４を該誤差信号正常性判定回路４０
の出力４１として。
次段のループフィルタ２５に供給するかどうかを制御す
る。
る。
即ち、このような構成とすることにエリ、第５図（ｂ）
に３２で示すように位相誤差信号２４が大きく変化した
場合にあっては、誤差信号が出力されることはないので
、サンプリング位相は安定に保たれるようになる。
に３２で示すように位相誤差信号２４が大きく変化した
場合にあっては、誤差信号が出力されることはないので
、サンプリング位相は安定に保たれるようになる。
なお１本発明は上記実施列に限定されるものではなく、
９１えは上記実施例では、誤差信号正常性判定回路４０
が位相誤差演算回路２３とループフィルタ２５との間に
介挿されているが。
９１えは上記実施例では、誤差信号正常性判定回路４０
が位相誤差演算回路２３とループフィルタ２５との間に
介挿されているが。
これはカラーバースト検出回路２１と位相誤差演算回路
２３との間に介挿することも可能である。また、同期分
離回路１５は、ｆ″イジタル映像信号１４から同期信号
を分離しているが、アナミグ映像信号１１から同期信号
を分離し、それｔタイミング発生回路１７に供給するこ
とも可能である。
２３との間に介挿することも可能である。また、同期分
離回路１５は、ｆ″イジタル映像信号１４から同期信号
を分離しているが、アナミグ映像信号１１から同期信号
を分離し、それｔタイミング発生回路１７に供給するこ
とも可能である。
以上述べたように本発明によれば１位相誤差信号に大き
な誤りを生じた場合に於いてもサンプリンググロックの
位相を安定に渫つことのできる位相同期回路を提供する
ことができる。
な誤りを生じた場合に於いてもサンプリンググロックの
位相を安定に渫つことのできる位相同期回路を提供する
ことができる。
第１図は本発明の一実施例に係る位相同期回路のブロッ
クｌｌｌ成図、第２図は第１図の位相同期回路に用いら
れる誤差信号正常性判定回路のより詳細なブロックｍ成
図、第３図は従来の位相同期回路のブロック構成図、第
４図は第３図の位相同期回路の動作を説明するためのカ
ラーパースト付近の波形を示す図、第５図（ａｌ及びｆ
ｂ）はそれぞれ映激信号にインパルスノイズが乗った時
の誤差信号を示すもので、（ａ）は映倣信号の波形図、
（ｂ）は、Ａａ倍信号波形図である。 １２・・・アナログ／７″イジタル変換器、１５・・・
同期分１１ｉＩ回路、１７・・・タイミング発生回路。 ２１・・・カラーバース＋４出回路、２３・°・位相誤
差演算回路、２５・・・ループフィルタ、２７・・・デ
ィジタル／アナログ変換器、２９・・・醒王制御水晶発
振器、４０・・・？Ａ誤差信号正常性判定回路４２・・
・う、チ、４４・・・差演に回路、４６・・・比較器、
イ９・・・安定性判定回路、５１・・・ゲート回路。
クｌｌｌ成図、第２図は第１図の位相同期回路に用いら
れる誤差信号正常性判定回路のより詳細なブロックｍ成
図、第３図は従来の位相同期回路のブロック構成図、第
４図は第３図の位相同期回路の動作を説明するためのカ
ラーパースト付近の波形を示す図、第５図（ａｌ及びｆ
ｂ）はそれぞれ映激信号にインパルスノイズが乗った時
の誤差信号を示すもので、（ａ）は映倣信号の波形図、
（ｂ）は、Ａａ倍信号波形図である。 １２・・・アナログ／７″イジタル変換器、１５・・・
同期分１１ｉＩ回路、１７・・・タイミング発生回路。 ２１・・・カラーバース＋４出回路、２３・°・位相誤
差演算回路、２５・・・ループフィルタ、２７・・・デ
ィジタル／アナログ変換器、２９・・・醒王制御水晶発
振器、４０・・・？Ａ誤差信号正常性判定回路４２・・
・う、チ、４４・・・差演に回路、４６・・・比較器、
イ９・・・安定性判定回路、５１・・・ゲート回路。
Claims (1)
- 電圧制御発振器と、該発振器の出力をサンプリングクロ
ック信号としアナログ映像信号をディジタル映像信号に
変換するアナログ／ディジタル変換器と、該変換器より
出力されるディジタル映像信号から同期信号を分離しタ
イミング信号を発生する同期分離タイミング発生回路と
、該タイミング発生回路より出力される所定のタイミン
グ信号によって上記ディジタル映像信号よりカラーバー
スト信号を検出するカラーバースト信号検出回路と、該
カラーバースト信号検出回路の出力であるカラーバース
ト検出信号から所定の基準位相との位相誤差を演算する
位相誤差演算回路と、該位相誤差演算回路の出力に位相
同期ループの収束時定数を持たせるループフィルタと、
該ループフィルタの出力をアナログ信号に変換するアナ
ログ／ディジタル変換器とから成り、上記変換されたア
ナログ信号により上記電圧制御発振器を制御してその出
力であるサンプリングロックの位相を上記アナログ映像
信号に含まれるカラーバースト信号に位相同期させる位
相同期回路に於いて、１水平期間前のカラーバースト信
号により得られた入力信号と現在得られた入力信号との
差を取る差検出回路と、該差検出回路の出力の差信号が
所定の範囲を越えているかどうかを判断する比較回路と
、該比較回路の出力から上記入力信号の安定性を判定す
る安定性判定回路と、該安定性判定回路の出力により上
記入力信号を出力するしかないかを切換えるゲート回路
とから成る誤差信号正常性判定回路を、上記カラーバー
スト検出回路と位相誤差演算回路との間、又は上記位相
誤差演算回路とループフィルタとの間に介挿し、雑音混
入時にも高安定なサンプリングロックを得ることができ
るようにしたことを特徴とする位相同期回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27460484A JPS61157095A (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | 位相同期回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27460484A JPS61157095A (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | 位相同期回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61157095A true JPS61157095A (ja) | 1986-07-16 |
Family
ID=17544043
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27460484A Pending JPS61157095A (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | 位相同期回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61157095A (ja) |
Cited By (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2013517505A (ja) * | 2010-01-20 | 2013-05-16 | ファロ テクノロジーズ インコーポレーテッド | 傾斜計を用いて関節アーム座標測定機の取り付けの安定性を評価するための方法 |
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-
1984
- 1984-12-28 JP JP27460484A patent/JPS61157095A/ja active Pending
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| US9746559B2 (en) | 2012-10-05 | 2017-08-29 | Faro Technologies, Inc. | Using two-dimensional camera images to speed registration of three-dimensional scans |
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| US10203413B2 (en) | 2012-10-05 | 2019-02-12 | Faro Technologies, Inc. | Using a two-dimensional scanner to speed registration of three-dimensional scan data |
| US11035955B2 (en) | 2012-10-05 | 2021-06-15 | Faro Technologies, Inc. | Registration calculation of three-dimensional scanner data performed between scans based on measurements by two-dimensional scanner |
| US11112501B2 (en) | 2012-10-05 | 2021-09-07 | Faro Technologies, Inc. | Using a two-dimensional scanner to speed registration of three-dimensional scan data |
| US11815600B2 (en) | 2012-10-05 | 2023-11-14 | Faro Technologies, Inc. | Using a two-dimensional scanner to speed registration of three-dimensional scan data |
| US10175037B2 (en) | 2015-12-27 | 2019-01-08 | Faro Technologies, Inc. | 3-D measuring device with battery pack |
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