JPS6030125B2 - 可変リアクタンス回路 - Google Patents
可変リアクタンス回路Info
- Publication number
- JPS6030125B2 JPS6030125B2 JP49076779A JP7677974A JPS6030125B2 JP S6030125 B2 JPS6030125 B2 JP S6030125B2 JP 49076779 A JP49076779 A JP 49076779A JP 7677974 A JP7677974 A JP 7677974A JP S6030125 B2 JPS6030125 B2 JP S6030125B2
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- JP
- Japan
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- transistor
- circuit
- base
- variable
- reactance
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Links
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 4
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 description 3
- 241001494479 Pecora Species 0.000 description 1
- 235000014676 Phragmites communis Nutrition 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
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- 239000002574 poison Substances 0.000 description 1
- 231100000614 poison Toxicity 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/10—Angle modulation by means of variable impedance
- H03C3/12—Angle modulation by means of variable impedance by means of a variable reactive element
- H03C3/14—Angle modulation by means of variable impedance by means of a variable reactive element simulated by circuit comprising active element with at least three electrodes, e.g. reactance-tube circuit
- H03C3/145—Angle modulation by means of variable impedance by means of a variable reactive element simulated by circuit comprising active element with at least three electrodes, e.g. reactance-tube circuit by using semiconductor elements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/10—Angle modulation by means of variable impedance
- H03C3/12—Angle modulation by means of variable impedance by means of a variable reactive element
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、例えば可変周波数発振器やＦＭ変調回路等に
適用される可変リアクタンス回路に関する。
適用される可変リアクタンス回路に関する。
従来の可変リアクタンス回路としては、バラクタダイオ
ードを用いたものが知られているが、これは可変範囲が
小さく、またＩＣ化に不適当であった。
ードを用いたものが知られているが、これは可変範囲が
小さく、またＩＣ化に不適当であった。
そこで定電流源及びダイオード直列回路と、ェミッタが
接地されたトランジスタと、このトランジスタのベース
と先のダイオードのアノ−ド間に接続された制御信号源
と、コレクタ及びダイオードのアノード間に接続された
コンデンサとより成る可変ＩＪァクタンス回路が考えら
れるが、この回路では出力インピーダンスを大とする必
要があったり、インダクタンス素子が必要だったり、又
リアクタンスの可変量を大きくするには先のコンデンサ
の容量を大きくする必要等がありやはりＩＣ化は困難で
あった。そこで本案の目的は上述の欠点を無くした可変
リアクタンス回路を提供するものである。
接地されたトランジスタと、このトランジスタのベース
と先のダイオードのアノ−ド間に接続された制御信号源
と、コレクタ及びダイオードのアノード間に接続された
コンデンサとより成る可変ＩＪァクタンス回路が考えら
れるが、この回路では出力インピーダンスを大とする必
要があったり、インダクタンス素子が必要だったり、又
リアクタンスの可変量を大きくするには先のコンデンサ
の容量を大きくする必要等がありやはりＩＣ化は困難で
あった。そこで本案の目的は上述の欠点を無くした可変
リアクタンス回路を提供するものである。
更に他の目的は回路中の容量の大きさも小さくに化に適
する可変リアクタンス回路を提供するものである。本案
の回路構成によると２つのトランジスタにより差動増中
器を構成し、一方のトランジスタのコレクタ及びベース
間にリアクタンス素子を挿入すると共に、トランジスタ
のベースに直流電位を与え、他方の上記両方のトランジ
スタのヱミッタ共通接続点に制御信号源を接続し、上記
一方のトランジスタの入力インピーダンスとして上記制
御信号源のレベルに応じたりアクタンス成分を得るよう
にした可変リアクタンス回路であり、本発明においては
、出力インピーダンスを充分大にすることは必ずしも必
要でないから負荷として抵抗を用いることができ、ＩＣ
化が容易となる。
する可変リアクタンス回路を提供するものである。本案
の回路構成によると２つのトランジスタにより差動増中
器を構成し、一方のトランジスタのコレクタ及びベース
間にリアクタンス素子を挿入すると共に、トランジスタ
のベースに直流電位を与え、他方の上記両方のトランジ
スタのヱミッタ共通接続点に制御信号源を接続し、上記
一方のトランジスタの入力インピーダンスとして上記制
御信号源のレベルに応じたりアクタンス成分を得るよう
にした可変リアクタンス回路であり、本発明においては
、出力インピーダンスを充分大にすることは必ずしも必
要でないから負荷として抵抗を用いることができ、ＩＣ
化が容易となる。
また、リアクタンス変化に伴なつて直流レベルの変化が
なく、次段の例えば発振器との直結が可能である。更に
、リアクタンスの可変範囲を広くとれる利点がある。先
に第１図Ａに示す可変１′ァクタンス回路が提案されて
いる。
なく、次段の例えば発振器との直結が可能である。更に
、リアクタンスの可変範囲を広くとれる利点がある。先
に第１図Ａに示す可変１′ァクタンス回路が提案されて
いる。
これは、定電流源１及びダイオード２の直列回路と、ェ
ミッタが接地されたトランジスタ３と、このトランジス
タ３のベース及びダイオード２のアノード間に接続され
た制御電圧源４と、トランジスタ３のコレクタ及びダイ
オード２のァノード間に接続されたコンデンサ５とから
構成されたものである。一般に第１図Ａの回路は第１図
Ｂの等価回路で示される。そして信号源ｅｉｎから可変
ＩＪァクタンス回路に流れ込む電流をｉｉｎ、容量性Ｉ
Ｊァクタンスなを通り増中器Ａに流れ込む電流をｊ，、
増中器Ａの出力電流をｉ２とし、増中器の順電流利得を
８とすればｉ，＝勢，ｉ２＝８・ｉが成り立ち １ｍ＝ｉ・十ら＝ｉ・十８．・・：ｅ苅‐辛要三が成り
立ち、従って信号源側から負荷側を見た総合インピーダ
ンスはＺｉｎ：害焦 ・…・仙 で表わされる。
ミッタが接地されたトランジスタ３と、このトランジス
タ３のベース及びダイオード２のアノード間に接続され
た制御電圧源４と、トランジスタ３のコレクタ及びダイ
オード２のァノード間に接続されたコンデンサ５とから
構成されたものである。一般に第１図Ａの回路は第１図
Ｂの等価回路で示される。そして信号源ｅｉｎから可変
ＩＪァクタンス回路に流れ込む電流をｉｉｎ、容量性Ｉ
Ｊァクタンスなを通り増中器Ａに流れ込む電流をｊ，、
増中器Ａの出力電流をｉ２とし、増中器の順電流利得を
８とすればｉ，＝勢，ｉ２＝８・ｉが成り立ち １ｍ＝ｉ・十ら＝ｉ・十８．・・：ｅ苅‐辛要三が成り
立ち、従って信号源側から負荷側を見た総合インピーダ
ンスはＺｉｎ：害焦 ・…・仙 で表わされる。
ここで増中器Ａの電流利得Ｂを変える具体的回路として
は上述の第１図Ａがあり、ここでＥＢ：トランジスタ３
の制御信号 Ｖは：トランジスタ３のベース・ェミッタ間電圧ｖ鷺：
ダイオード２のアノード・カソード間電圧ｋ ：ボルッ
マン定数 Ｔ ：絶対温度 ｑ ：電子の電荷 ｌｓ：トランジスタ３およびダイオード２の飽和電流ｌ
ｏｕｔ：トランジスタ３のコレクタ電流ｌｉｎ：ダイオ
ード２に流れ込む電流 とすれば 一般に ＶはニｋｑＴ・ｎ亨； “””｛２｝Ｖｂ
＝ｖｂｅ−ＥＢ ”””‘３’肌
＝ｌｓ・ｅｘｐ誌ｖｂｅ ．・・．・・｛４’‘
３｝式を（４｝式に代入して１肌＝ＩＳ・ｅｘｐ誌（ｖ
ｂｅ−Ｅ８） ＝ＩＳ●ｅＸｐ語（申ｎ書−ＥＢ） ＝ＩＳ・羊／ｅＸｐ等 ＝・ｉｎ／ｅＸｐも葦 ．・・．・・‘５’ここで
・８＝羊糊ｐ−鰐Ｂ ．・・．・側 側式を‘１ー式に代入すれば ここで、コンデンサ５の値をＣｏとすると、トランジス
タ３の入力インピーダンスつまりコレク機燭のインピ−
ダンスＺｉｎ：名まこの■式から明かなように、制御電
圧ＥＢによって入力インピーダンスＺｉｎを可変するこ
とができ、入力インピーダンスＺｉｎとして可変容量を
得ることができる。
は上述の第１図Ａがあり、ここでＥＢ：トランジスタ３
の制御信号 Ｖは：トランジスタ３のベース・ェミッタ間電圧ｖ鷺：
ダイオード２のアノード・カソード間電圧ｋ ：ボルッ
マン定数 Ｔ ：絶対温度 ｑ ：電子の電荷 ｌｓ：トランジスタ３およびダイオード２の飽和電流ｌ
ｏｕｔ：トランジスタ３のコレクタ電流ｌｉｎ：ダイオ
ード２に流れ込む電流 とすれば 一般に ＶはニｋｑＴ・ｎ亨； “””｛２｝Ｖｂ
＝ｖｂｅ−ＥＢ ”””‘３’肌
＝ｌｓ・ｅｘｐ誌ｖｂｅ ．・・．・・｛４’‘
３｝式を（４｝式に代入して１肌＝ＩＳ・ｅｘｐ誌（ｖ
ｂｅ−Ｅ８） ＝ＩＳ●ｅＸｐ語（申ｎ書−ＥＢ） ＝ＩＳ・羊／ｅＸｐ等 ＝・ｉｎ／ｅＸｐも葦 ．・・．・・‘５’ここで
・８＝羊糊ｐ−鰐Ｂ ．・・．・側 側式を‘１ー式に代入すれば ここで、コンデンサ５の値をＣｏとすると、トランジス
タ３の入力インピーダンスつまりコレク機燭のインピ−
ダンスＺｉｎ：名まこの■式から明かなように、制御電
圧ＥＢによって入力インピーダンスＺｉｎを可変するこ
とができ、入力インピーダンスＺｉｎとして可変容量を
得ることができる。
しかしながら斯る第１図に示す可変リアクタンス回路は
信号電流ｉｉｎをトランジスタ３のコレクタ側から入れ
るのでこの可変リアクタンス回路の出力インピーダンス
が大でないと信号電流ｉｉｎがコレクタ負荷に流れ込み
可変リアクタンス回路としての効率が低下するので一般
に負荷として大きなコイル６が必要でありに化には適さ
ない。又、上記制御信号がＥＢ＝０のときはＢ＝１、Ｅ
Ｂ＝のの時は８＝０であり、つまり３の可変範囲は１〜
０の間であり、‘８｝式で表わされる入力インピーダン
スＺ；ｎはＣｏの大きさで決定されるので電流利得の可
変範囲が小さいにもかかわらず大きな容量を得ようとす
ると、コンデンサ５の値を大きくしなければならず、Ｉ
Ｃ化にとって不利な点がある。
信号電流ｉｉｎをトランジスタ３のコレクタ側から入れ
るのでこの可変リアクタンス回路の出力インピーダンス
が大でないと信号電流ｉｉｎがコレクタ負荷に流れ込み
可変リアクタンス回路としての効率が低下するので一般
に負荷として大きなコイル６が必要でありに化には適さ
ない。又、上記制御信号がＥＢ＝０のときはＢ＝１、Ｅ
Ｂ＝のの時は８＝０であり、つまり３の可変範囲は１〜
０の間であり、‘８｝式で表わされる入力インピーダン
スＺ；ｎはＣｏの大きさで決定されるので電流利得の可
変範囲が小さいにもかかわらず大きな容量を得ようとす
ると、コンデンサ５の値を大きくしなければならず、Ｉ
Ｃ化にとって不利な点がある。
更に、直流電圧が高くなり、次段の発振回路等への直結
が難しい欠点がある。本発明は斯る点に鑑みＩＣ化が容
易で、可変範囲が大きくとれ、次段へ直接可能な可変リ
アクタンス回路を得んとするものである。
が難しい欠点がある。本発明は斯る点に鑑みＩＣ化が容
易で、可変範囲が大きくとれ、次段へ直接可能な可変リ
アクタンス回路を得んとするものである。
本発明の基本的原理を第２図Ａと第２図Ｂ（等価回路図
）を参照して説明するに、ェミッタが接地されたトラン
ジスタ７のコレクタに負荷８を援続し、トランジスタ７
のコレクタ・ベース間にリアクタンス素子９を接続する
。
）を参照して説明するに、ェミッタが接地されたトラン
ジスタ７のコレクタに負荷８を援続し、トランジスタ７
のコレクタ・ベース間にリアクタンス素子９を接続する
。
斯くすれば、トランジスタ７のベース側からみたつまり
ベース接地間の入力インピーダンスＺｉｎは、トランジ
スタ７の相互コンダクタンスｇｍ、負荷８のインピーダ
ンスをＲいりアクタンス素子９のリアクタンスをＺｃ、
入力電圧をｅｉｎ、出力電圧をｅ。ｕｔ、入力電流をｉ
，十ｉ２、トランジスタ７の入力インピーダンスが十分
大であるとすれば、÷ ｅｉ ÷
ｅｏｕｔ −１１＝Ｚ打に’１２；ｚＺ打に’ｅ
Ｏｕｔ＝ｇｍ・ＲＬ・ｅｉｎ ｉｌ＋ｉ２＝貴十前 Ｚ害に（１十ｇｍＲＬ ｅｉ） ここでトランジスタ７の入力インピーダンスを十分大と
したので第２図Ａは第２図Ｃと書き換えられ、従ってｚ
ｍ＝ごＬ Ｚ十Ｒし ，Ｚ。
ベース接地間の入力インピーダンスＺｉｎは、トランジ
スタ７の相互コンダクタンスｇｍ、負荷８のインピーダ
ンスをＲいりアクタンス素子９のリアクタンスをＺｃ、
入力電圧をｅｉｎ、出力電圧をｅ。ｕｔ、入力電流をｉ
，十ｉ２、トランジスタ７の入力インピーダンスが十分
大であるとすれば、÷ ｅｉ ÷
ｅｏｕｔ −１１＝Ｚ打に’１２；ｚＺ打に’ｅ
Ｏｕｔ＝ｇｍ・ＲＬ・ｅｉｎ ｉｌ＋ｉ２＝貴十前 Ｚ害に（１十ｇｍＲＬ ｅｉ） ここでトランジスタ７の入力インピーダンスを十分大と
したので第２図Ａは第２図Ｃと書き換えられ、従ってｚ
ｍ＝ごＬ Ｚ十Ｒし ，Ｚ。
十ＲＬ ……ｔ９，１，十１２ １十ｇｍ ＲＬ Ｉ
ｇｍ ＲＬ・．・ｇｍＲＬ》１ここでＺｃ》ＲＬのよう
に選べば、（９〕式はＺｉｎ＝柳声； ‐・‐
．・側となる。
ｇｍ ＲＬ・．・ｇｍＲＬ》１ここでＺｃ》ＲＬのよう
に選べば、（９〕式はＺｉｎ＝柳声； ‐・‐
．・側となる。
‘１０｝式より明かなように、トランジスタ７の相互コ
ンダクタンスｇｍを制御信号により変化させれば、制御
信号に応じたりアクタンス成分を入力インピーダンスＺ
ｉｎとして得ることができる。
ンダクタンスｇｍを制御信号により変化させれば、制御
信号に応じたりアクタンス成分を入力インピーダンスＺ
ｉｎとして得ることができる。
斯る原理に基づく本発明の一実施例について、第３図を
参照して説明しよう。第３図において、７Ａ，７Ｂは差
動増中器を構成するトランジスタを示す。
参照して説明しよう。第３図において、７Ａ，７Ｂは差
動増中器を構成するトランジスタを示す。
トランジスタ７Ａは、第２図のトランジスタ７と同様に
そのコレク夕に負荷抵抗が接続され、コレクタ及びベー
ス間にリアクタンス素子としてのコンデンサ１１が接続
されている。トランジスタ７Ａ及び７Ｂのェミッタ共通
接続点はトランジスター３のコレクタに接続され、トラ
ンジスター３のェミッタは抵抗１４を介して接地され、
トランジスタ１３のベースには、直流分の重畳された制
御信号源１５が接続される。また、１６は発振器１７を
構成するトランジス夕であり、そのェミッタ及びベース
間の帰還路中にセラミック振動子１８が接続されている
。
そのコレク夕に負荷抵抗が接続され、コレクタ及びベー
ス間にリアクタンス素子としてのコンデンサ１１が接続
されている。トランジスタ７Ａ及び７Ｂのェミッタ共通
接続点はトランジスター３のコレクタに接続され、トラ
ンジスター３のェミッタは抵抗１４を介して接地され、
トランジスタ１３のベースには、直流分の重畳された制
御信号源１５が接続される。また、１６は発振器１７を
構成するトランジス夕であり、そのェミッタ及びベース
間の帰還路中にセラミック振動子１８が接続されている
。
このトランジスター６のベースと上述のトランジスタ７
Ａのベースが接続される。更に、トランジスタ７Ａ，７
Ｂ及び１６の夫々のベースに、抵抗１９及び２０を介し
て直流バイアスが与えられている。直流バイアスは、べ
−スに直流電源２１が接続されたトランジスタ２２とそ
のェミツタに接続された抵抗２３により形成される。更
にトランジスタ７Ｂのベースにはデカツプリング用のコ
ンデンサ２４が接続される。斯る構成において、増中器
を構成するトランジスタ７Ａのベース側よりみた入力イ
ンピーダンスをＺｉｎとし、負荷抵抗１０の値をＲＬと
し、コンデンサ１１のリアクタンスをＺｃとすれば、（
１の式と同様に・− Ｚ ……（
１１）Ｚｉｎ＝嵐耳が成立する。
Ａのベースが接続される。更に、トランジスタ７Ａ，７
Ｂ及び１６の夫々のベースに、抵抗１９及び２０を介し
て直流バイアスが与えられている。直流バイアスは、べ
−スに直流電源２１が接続されたトランジスタ２２とそ
のェミツタに接続された抵抗２３により形成される。更
にトランジスタ７Ｂのベースにはデカツプリング用のコ
ンデンサ２４が接続される。斯る構成において、増中器
を構成するトランジスタ７Ａのベース側よりみた入力イ
ンピーダンスをＺｉｎとし、負荷抵抗１０の値をＲＬと
し、コンデンサ１１のリアクタンスをＺｃとすれば、（
１の式と同様に・− Ｚ ……（
１１）Ｚｉｎ＝嵐耳が成立する。
ここで、トランジスター３を流れる電流を１とし差動増
中器７を構成するトランジスタ７Ａ，７Ｂのェミッタ抵
抗を夫々ｒｅとし、差動増中器７の入力インピーダンス
をＺｄとすればＺｄ＝公ｅＸ８
……（１２）Ｂ：差動増中器７の電流利得一般に差動増
中器を構成する一方のトランジスタのェミッタ抵抗ｒｅ
はｋＴ …．（１３）ｒｅ＝
ｑ；子ｋ：ボルッマン定数 Ｔ：絶対温度 ｑ：電子の
電荷として表されるので、（１３）式を（１２）式に代
入してＺｄ刊Ｂ＝２・点・８等・８・・・・・・（Ｉ心
となる。
中器７を構成するトランジスタ７Ａ，７Ｂのェミッタ抵
抗を夫々ｒｅとし、差動増中器７の入力インピーダンス
をＺｄとすればＺｄ＝公ｅＸ８
……（１２）Ｂ：差動増中器７の電流利得一般に差動増
中器を構成する一方のトランジスタのェミッタ抵抗ｒｅ
はｋＴ …．（１３）ｒｅ＝
ｑ；子ｋ：ボルッマン定数 Ｔ：絶対温度 ｑ：電子の
電荷として表されるので、（１３）式を（１２）式に代
入してＺｄ刊Ｂ＝２・点・８等・８・・・・・・（Ｉ心
となる。
従ってトランジスタ７Ａの出力電圧ｅ。ｕは、ｉｂをト
ランジスタ７Ａのベース電流としてｅ肌＝・ｄ・ＲＬ・
８：勢・ＲＬ・８ ‐．・・・‐（１５）となりこの左
辺がｇｈＲＬｅｉと等しくなるはずであるから差動増中
器の相互コンダクタンスｇｍは、風＝孝＝語
‐．・‐‐‐（１６）として表わされる。（１６）式を
（１０）式に代入すれば、 ＺＣ 寅Ｃ − Ｚｉｎ＝幻ｍ前門Ｌ ４ｋＴＺｃ毒．ＲＬ
古ＲＬ１．．・．・（１７）となる。
ランジスタ７Ａのベース電流としてｅ肌＝・ｄ・ＲＬ・
８：勢・ＲＬ・８ ‐．・・・‐（１５）となりこの左
辺がｇｈＲＬｅｉと等しくなるはずであるから差動増中
器の相互コンダクタンスｇｍは、風＝孝＝語
‐．・‐‐‐（１６）として表わされる。（１６）式を
（１０）式に代入すれば、 ＺＣ 寅Ｃ − Ｚｉｎ＝幻ｍ前門Ｌ ４ｋＴＺｃ毒．ＲＬ
古ＲＬ１．．・．・（１７）となる。
そして、本例では、リアクタンスＺｃはコンデンサ１１
の値をＣとすれば、（‐ｉ点）となるから、（１６）式
は、ｚｉｎ＝器・Ｈ才） ．・・．・・（１８）とな
る。
の値をＣとすれば、（‐ｉ点）となるから、（１６）式
は、ｚｉｎ＝器・Ｈ才） ．・・．・・（１８）とな
る。
但し、（ｈ＝ｋＴ／ｑ）である。式（１８）のＺｉｎは
まさに一ｉで表わされる容量成分である。従って、第３
図において破線で示された電流全体は、発振器１７のセ
ラミック振動子１８と並列に可変容量Ｃ′が接続される
ことと等価的に考えられる。この可変容量Ｃ′は制御電
流１に比例して変化し、その結果発振器１７の発振周波
数も変化する。尚、上述の可変周波数発振器において、
制御信号源１５を変調信号源とすれば、ＦＭ変調を行な
うことができる。
まさに一ｉで表わされる容量成分である。従って、第３
図において破線で示された電流全体は、発振器１７のセ
ラミック振動子１８と並列に可変容量Ｃ′が接続される
ことと等価的に考えられる。この可変容量Ｃ′は制御電
流１に比例して変化し、その結果発振器１７の発振周波
数も変化する。尚、上述の可変周波数発振器において、
制御信号源１５を変調信号源とすれば、ＦＭ変調を行な
うことができる。
また、負荷１０としては、抵抗以外にタンク回路を用い
ることができる。この場合、この負荷のタンク回路のイ
ンピーダンス変化と発振器１７側のセラミック共振子１
８に含まれる等価的タンク回路とのインピーダンスが逆
方向に変化して発振器側のタンク回路に得られる発振出
力の振中は一定となる利点がある。尚、リアクタンス素
子としてはコンデンサ以外にコイルを適用することも可
能である。
ることができる。この場合、この負荷のタンク回路のイ
ンピーダンス変化と発振器１７側のセラミック共振子１
８に含まれる等価的タンク回路とのインピーダンスが逆
方向に変化して発振器側のタンク回路に得られる発振出
力の振中は一定となる利点がある。尚、リアクタンス素
子としてはコンデンサ以外にコイルを適用することも可
能である。
第１図Ａは可変リアクタンス回路の一例の後続図、第１
図Ｂは第１図Ａ例の等価回路を示す図、第２図Ａは本発
明の原理説明に用いる接続図、第２図Ｂおよび第２図Ｃ
はともに第２図Ａ例の等価回路を示す図、第３図は本発
明の一実施例の接続図である。 ８は負荷、９はリアクタンス素子、１０は負荷抵抗、１
１はコンデンサ、７Ａ及び７Ｂは差動増中器を構成する
トランジスタ、１７は発振器である。 第２図 第１図 第３図
図Ｂは第１図Ａ例の等価回路を示す図、第２図Ａは本発
明の原理説明に用いる接続図、第２図Ｂおよび第２図Ｃ
はともに第２図Ａ例の等価回路を示す図、第３図は本発
明の一実施例の接続図である。 ８は負荷、９はリアクタンス素子、１０は負荷抵抗、１
１はコンデンサ、７Ａ及び７Ｂは差動増中器を構成する
トランジスタ、１７は発振器である。 第２図 第１図 第３図
Claims (1)
- １ 第１及び第２のトランジスタにより差動増巾器を構
成し、第１のトランジスタに負荷抵抗を接続し、且つこ
のトランジスタのコレクタ及びベース間にリアクタンス
素子を挿入すると共に、第２のトランジスタのベースに
直流電位を与え、第１及び第２のトランジスタのエミツ
タ共通接続点に制御信号源を接続し、第１のトランジス
タの入力インピーダンスとして上記制御信号源のレベル
に応じたリアクタンス成分を得るようにした可変リアク
タンス回路。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP49076779A JPS6030125B2 (ja) | 1974-07-04 | 1974-07-04 | 可変リアクタンス回路 |
| US05/589,903 US3986145A (en) | 1974-07-04 | 1975-06-24 | Variable reactance circuit including differentially-connected transistor device providing a variable reactance input impedance |
| GB27354/75A GB1486526A (en) | 1974-07-04 | 1975-06-27 | Variable reactance circuit |
| DE2529544A DE2529544C2 (de) | 1974-07-04 | 1975-07-02 | Schaltung mit variabler Reaktanz |
| CA230,693A CA1039819A (en) | 1974-07-04 | 1975-07-03 | Variable reactance circuit |
| FR7520973A FR2277463A1 (fr) | 1974-07-04 | 1975-07-03 | Circuit de reactance variable |
| NL7508039A NL7508039A (nl) | 1974-07-04 | 1975-07-04 | Schakeling met variabele reactantiewaarde. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP49076779A JPS6030125B2 (ja) | 1974-07-04 | 1974-07-04 | 可変リアクタンス回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS516444A JPS516444A (ja) | 1976-01-20 |
| JPS6030125B2 true JPS6030125B2 (ja) | 1985-07-15 |
Family
ID=13615070
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP49076779A Expired JPS6030125B2 (ja) | 1974-07-04 | 1974-07-04 | 可変リアクタンス回路 |
Country Status (7)
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